WO2009123113A1 - モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2009123113A1
WO2009123113A1 PCT/JP2009/056496 JP2009056496W WO2009123113A1 WO 2009123113 A1 WO2009123113 A1 WO 2009123113A1 JP 2009056496 W JP2009056496 W JP 2009056496W WO 2009123113 A1 WO2009123113 A1 WO 2009123113A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
axis
value
current
voltage
axis current
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/056496
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
武史 上田
裕二 狩集
茂樹 長瀬
昇 新口
寛 須増
Original Assignee
株式会社ジェイテクト
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社ジェイテクト filed Critical 株式会社ジェイテクト
Priority to CN2009801115315A priority Critical patent/CN101981805B/zh
Priority to EP09727220.7A priority patent/EP2262097A4/en
Priority to US12/935,774 priority patent/US8541965B2/en
Publication of WO2009123113A1 publication Critical patent/WO2009123113A1/ja

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/032—Preventing damage to the motor, e.g. setting individual current limits for different drive conditions

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device for driving a brushless motor, and an electric power steering device including such a motor control device.
  • an electric power steering device that gives a steering assist force to a steering mechanism of a vehicle by driving an electric motor in accordance with a steering torque applied to a steering wheel (steering wheel) by a driver has been used.
  • a brush motor has been widely used as an electric motor of an electric power steering apparatus.
  • a brushless motor has also been used in recent years from the viewpoint of improving reliability and durability and reducing inertia.
  • a control device for driving the brushless motor controls the voltage applied to the brushless motor so as not to exceed a predetermined voltage limit value (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-30497, International (See Publication No. 2006/109809, Japanese Patent Laid-Open No. 2008-29088).
  • a predetermined voltage limit value for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-30497, International (See Publication No. 2006/109809, Japanese Patent Laid-Open No. 2008-29088.
  • a weak drip current is applied to the brushless motor so as to weaken the magnetic flux in the d-axis direction of the rotating field as a rotor in the brushless motor.
  • Magnetic flux control is conventionally known (see, for example, Japanese Patent Application Laid-Open Nos. 2002-345281 and 2006-248389).
  • the motor torque Tm (N) changes as shown by the solid line in FIG. 13B with respect to the rotation speed N, and the torque reduction due to the increase in the rotation speed N is suppressed.
  • the d-axis current needs to be increased.
  • the current flowing in the wiring pattern or switching element such as the drive circuit included in the motor control device exceeds the allowable value, and the motor control device is damaged. There is a risk.
  • a first invention is a motor control device capable of controlling a magnetic flux weakening for driving a brushless motor, Command current setting means for determining d-axis and q-axis current command values indicating the current to be supplied to the brushless motor; Control calculation means for obtaining d-axis and q-axis voltage command values indicating voltages to be applied to the brushless motor based on the d-axis and q-axis current command values determined by the command current setting means; Drive means for driving the brushless motor based on the d-axis and q-axis voltage command values determined by the control calculation means,
  • the command current setting means is configured so that the d-axis and q-axis voltage command values and the d-axis and q-axis current command values satisfy the following both inequalities with respect to a predetermined voltage limit value and current limit value.
  • the d-axis and q-axis current command values are determined: ⁇ (vd 2 + vq 2 ) ⁇ Vlim, ⁇ (id 2 + iq 2 ) ⁇ Ilim,
  • vd is the d-axis voltage command value
  • vq is the q-axis voltage command value
  • Vlim is the voltage limit value
  • id is the d-axis current command value
  • iq is the q-axis It is a current command value
  • Ilim is the current limit value.
  • the command current setting unit includes a torque decrease compensation unit that compensates for a decrease in the output torque of the brushless motor due to the d-axis current command value and corrects the q-axis current command value so as to satisfy the both inequalities
  • the control calculation means obtains the d-axis and q-axis voltage command values using the d-axis current command value and the q-axis current command value corrected by the torque drop compensation means.
  • the torque reduction compensation means includes The maximum value that can be taken by the q-axis current command value iq when the q-axis current command value iq is changed so as to satisfy the inequality indicating the restriction by the voltage limit value Vlim among the two inequalities is set as the first maximum value.
  • the maximum value that can be taken by the q-axis current command value iq when the q-axis current command value iq is changed so as to satisfy the inequality indicating the restriction by the current limit value Ilim among the two inequalities is set as the second maximum value.
  • Second maximum value determining means to be obtained; Correction means for correcting the q-axis current command value so as to compensate for a decrease in the output torque of the brushless motor due to the d-axis current command value; Selecting means for selecting, as the corrected q-axis current command value, the smallest value among the q-axis current command value corrected by the correcting means, the first maximum value, and the second maximum value.
  • a fifth invention is an electric power steering device that applies a steering assist force to a steering mechanism of a vehicle by a brushless motor, A motor control device according to any one of the first to fourth inventions;
  • the motor control device drives a brushless motor that applies a steering assist force to the steering mechanism.
  • the d-axis and q-axis current command values are determined so as not to exceed the voltage limit as well as the current limit, the wiring of the brushless motor drive means, the switching element, etc. are excessive. While avoiding damage to the motor control device due to current flow, it is possible to suppress a decrease in motor torque in the high rotation region by the magnetic flux weakening control.
  • the maximum voltage is applied to the brushless motor within the limit range. Therefore, the reactive power of the brushless motor can be suppressed as much as possible.
  • the q-axis current command value is corrected within a range that does not exceed the voltage limit and the current limit so that the decrease in the motor torque due to the d-axis current command value is compensated.
  • a stable motor output can be obtained up to the high rotation range even if the flux-weakening control is introduced.
  • the corrected q-axis current command value for compensation for reduction in motor torque and the q-axis current within the voltage limit range is selected as the corrected q-axis current command value among the maximum value (first maximum value) of the command value and the maximum value (second maximum value) of the q-axis current command value within the current limit range, and the d
  • the d-axis and q-axis current command values indicating the current to be supplied to the brushless motor that gives the steering assist force are determined so as not to exceed the current limit as well as the voltage limit. While avoiding damage to the motor control device due to an excessive current, it is possible to suppress a decrease in motor torque in the high rotation region by the weakening magnetic flux control.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • 1 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the three-phase alternating current coordinate and dq coordinate in a three-phase brushless motor.
  • 7 is a flowchart showing target value correction processing and flux-weakening control processing by a first configuration example of a target value correction unit in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a vector diagram for explaining how to obtain d-axis and q-axis current command values based on the flux-weakening control process according to the first configuration example.
  • FIG. 7 is a flowchart showing a magnetic flux weakening control process by a second configuration example of a target value correction unit in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a vector diagram for explaining how to obtain d-axis and q-axis current command values based on the flux-weakening control process according to the second configuration example.
  • 7 is a flowchart showing a flux-weakening control process by a third configuration example of a target value correction unit in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a vector diagram for explaining how to obtain d-axis and q-axis current command values based on the flux-weakening control process according to the third configuration example.
  • 10 is a flowchart showing target value correction processing and torque reduction compensation processing in a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram for explaining torque reduction compensation processing in the second embodiment.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the motor torque when the weak magnetic flux control is not performed in the conventional motor control device (a) and when the weak magnetic flux control is performed (b).
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing the configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention, together with the configuration of a vehicle related thereto.
  • the electric power steering apparatus shown in FIG. 1 includes a brushless motor 1, a speed reducer 2, a torque sensor 3, a vehicle speed sensor 4, a position detection sensor 5, and an electronic control unit (hereinafter referred to as "ECU") 10.
  • ECU electronice control unit
  • a steering wheel (steering wheel) 101 is fixed to one end of the steering shaft 102, and the other end of the steering shaft 102 is connected to a rack shaft 104 via a rack and pinion mechanism 103. Both ends of the rack shaft 104 are connected to a wheel 106 via a connecting member 105 composed of a tie rod and a knuckle arm.
  • a connecting member 105 composed of a tie rod and a knuckle arm.
  • the electric power steering device performs the following steering assistance in order to reduce the load on the driver.
  • the torque sensor 3 detects a steering torque T applied to the steering shaft 102 by operating the handle 101.
  • the vehicle speed sensor 4 detects the vehicle speed S.
  • the position detection sensor 5 detects the rotational position P of the rotor of the brushless motor 1.
  • the position detection sensor 5 is composed of, for example, a resolver.
  • ECU10 receives supply of electric power from vehicle-mounted battery 100, and drives brushless motor 1 based on steering torque T, vehicle speed S, and rotation position P.
  • the brushless motor 1 generates a steering assist force when driven by the ECU 10.
  • the speed reducer 2 is provided between the brushless motor 1 and the steering shaft 102.
  • the steering assist force generated by the brushless motor 1 acts to rotate the steering shaft 102 via the speed reducer 2.
  • the steering shaft 102 is rotated by both the steering torque applied to the handle 101 and the steering assist force generated by the brushless motor 1.
  • the electric power steering apparatus performs steering assist by applying the steering assist force generated by the brushless motor 1 to the steering mechanism of the vehicle.
  • the electric power steering device is characterized by a control device (motor control device) that drives the brushless motor 1. Therefore, hereinafter, a motor control device included in the electric power steering device according to each embodiment will be described.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control device shown in FIG. 2 is configured using an ECU 10 and drives a brushless motor 1 having u-phase, v-phase, and w-phase three-phase windings (not shown).
  • the ECU 10 includes a phase compensator 11, a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) 20, a three-phase / PWM (Pulse Width Modulation) modulator 12, a motor drive circuit 13, and a current sensor 14.
  • microcomputer microcomputer
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the steering torque T output from the torque sensor 3, the vehicle speed S output from the vehicle speed sensor 4, and the rotational position P output from the position detection sensor 5 are input to the ECU 10.
  • the phase compensator 11 performs phase compensation on the steering torque T.
  • the microcomputer 20 functions as control means for obtaining a voltage command value used for driving the brushless motor 1. Details of the function of the microcomputer 20 will be described later.
  • the three-phase / PWM modulator 12 and the motor drive circuit 13 are configured by hardware (circuit) and function as motor drive means for driving the brushless motor 1 using the voltage of the voltage command value obtained by the microcomputer 20. .
  • the three-phase / PWM modulator 12 generates three types of PWM signals (U, V, and W shown in FIG. 2) having a duty ratio corresponding to the three-phase voltage command value obtained by the microcomputer 20.
  • the motor drive circuit 13 is a PWM voltage source inverter circuit including six MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) as switching elements.
  • the six MOS-FETs are controlled by three types of PWM signals and their negative signals. By controlling the conduction state of the MOS-FET using the PWM signal, three-phase drive currents (u-phase current, v-phase current and w-phase current) are supplied to the brushless motor 1.
  • the current sensor 14 detects the current flowing through the brushless motor 1.
  • the current sensor 14 is configured by, for example, a resistor or a Hall element, and only one current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the power source. In the example shown in FIG. 2, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the negative side (ground) of the power supply. However, the current sensor 14 is provided between the motor drive circuit 13 and the positive side of the power supply. It may be provided.
  • the current value detected by the current sensor 14 changes according to the PWM signal.
  • the current sensor 14 detects a one-phase driving current and a case where the sum of the two-phase driving currents is detected. Since the sum of the three-phase drive currents becomes zero, the remaining one-phase drive current can be obtained based on the sum of the two-phase drive currents. Therefore, the three-phase drive current can be detected by using one current sensor 14 while the brushless motor 1 is rotating.
  • the current value Ia detected by the current sensor 14 is input to the microcomputer 20.
  • the microcomputer 20 executes a program stored in a memory (not shown) built in the ECU 10 so that a target current calculation unit 21, a d-axis current setting unit 22, a limit value setting unit 23, a constant setting unit 24, It functions as a target value correction unit 26, an open loop control unit 31, a dq axis / 3-phase conversion unit 32, an angle calculation unit 34, an angular velocity calculation unit 35, and a ⁇ calculation unit 36.
  • the target current calculation unit 21 and the d-axis current setting unit 22 constitute target current setting means for setting the d-axis component and the q-axis component of the target value of the current to be supplied to the brushless motor 1
  • the target current calculation unit 21, d-axis current setting unit 22, limit value setting unit 23, constant setting unit 24, and target value correction unit 26 are command currents for determining d-axis and q-axis current command values idc and iqc to be supplied to brushless motor 1.
  • the setting unit 25 is configured.
  • the open loop control unit 31, the dq axis / three-phase conversion unit 32, the angular velocity calculation unit 35, and the ⁇ calculation unit 36 constitute control calculation means for obtaining a phase voltage command value used for driving the brushless motor 1. To do.
  • the microcomputer 20 determines the voltage to be applied to the motor drive circuit 13 according to the circuit equation of the motor based on the current command value indicating the current to be supplied to the brushless motor 1 and the angular velocity of the rotor of the brushless motor 1.
  • the voltage command value shown is obtained.
  • the angle calculation unit 34 obtains the rotation angle (hereinafter referred to as “angle ⁇ ”) of the rotor of the brushless motor 1 based on the rotation position P detected by the position detection sensor 5.
  • the angular velocity calculation unit 35 obtains the angular velocity ⁇ e of the rotor of the brushless motor 1 based on the angle ⁇ .
  • angle ⁇ the rotation angle
  • the angular velocity calculation unit 35 obtains the angular velocity ⁇ e of the rotor of the brushless motor 1 based on the angle ⁇ .
  • the angle calculation unit 34 obtains the electrical angle ⁇ in the brushless motor 1.
  • the target current calculation unit 21 is based on the steering torque T after phase compensation (output signal of the phase compensator 11) and the vehicle speed S, and the q-axis component (hereinafter referred to as “q-axis current” of the target value of the current to be supplied to the brushless motor 1. Target value). More specifically, the target current calculation unit 21 has a built-in table (hereinafter referred to as “assist map”) that stores the correspondence between the steering torque T and the target current using the vehicle speed S as a parameter. Refer to the assist map. To obtain the q-axis current target value iq *.
  • the assist map By using the assist map, when a certain amount of steering torque is applied, the q of current to be supplied to the brushless motor 1 in order to generate a steering assist force having an appropriate magnitude according to the magnitude.
  • the q-axis current target value iq * indicating the axis component can be obtained.
  • the limit value setting unit 23 outputs predetermined values as the voltage limit value Vlim and the current limit value Ilim.
  • the voltage limit value Vlim is determined according to the DC voltage applied to the motor drive circuit 13 functioning as an inverter, that is, the voltage of the battery 100, and the current limit value Ilim is not limited to the drive circuit or the like so as not to damage the motor control device. It is determined based on a wiring pattern and an allowable current value flowing through the switching element.
  • the constant setting unit 24 outputs the d-axis current coefficient Gd or the current margin constant Kd used for determining the d-axis current target value id # for the flux-weakening control process.
  • the d current target value id # is determined by these d-axis current coefficient Gd or current margin constant Kd so that the current flowing through the brushless motor 1 does not exceed the current limit value Ilim (details will be described later).
  • the constant setting unit 24 is not necessary.
  • Value Vlim and current limit value Ilim are received from constant setting unit 24 as d-axis current coefficient Gd or current margin constant Kd, respectively, and d-axis and q-axis current target values id * and iq * are received as voltage limit value Vlim and current limit.
  • the open loop control unit 31 obtains the d-axis component and the q-axis component of the target value of the voltage to be applied to the brushless motor 1 based on the d-axis current command value idc, the q-axis current command value iqc, and the angular velocity ⁇ e (hereinafter, The former value is referred to as “d-axis voltage command value vdc”, and the latter value is referred to as “q-axis voltage command value vqc”).
  • the d-axis voltage command value vdc and the q-axis voltage command value vqc are calculated using the motor circuit equations shown in the following equations (1) and (2).
  • ⁇ e the angular velocity of the rotor
  • R the circuit resistance including the armature winding resistance
  • Ld the d-axis self-inductance
  • Lq the q-axis self-inductance
  • ⁇ U, ⁇ (3/2) times the maximum value of the number of interlinkage magnetic fluxes in the V and W phase armature windings
  • P is a differential operator.
  • R, Ld, Lq and ⁇ are treated as known parameters.
  • the circuit resistance indicated by R includes the wiring resistance between the brushless motor 1 and the ECU 10, the resistance of the motor drive circuit 13 in the ECU 10, the wiring resistance, and the like.
  • the dq axis / three-phase conversion unit 32 converts the d-axis voltage command value vdc and the q-axis voltage command value vqc obtained by the open loop control unit 31 into a voltage command value on the three-phase AC coordinate axis. More specifically, the dq-axis / three-phase converter 32 uses the following equations (3) to (5) based on the d-axis voltage command value vdc and the q-axis voltage command value vqc, A v-phase voltage command value Vv and a w-phase voltage command value Vw are obtained.
  • Vu ⁇ (2/3) ⁇ ⁇ vdc ⁇ cos ⁇ vqc ⁇ sin ⁇ (3)
  • Vv ⁇ (2/3) ⁇ ⁇ vdc ⁇ cos ( ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ vqc ⁇ sin ( ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ (4)
  • Vw ⁇ Vu ⁇ Vv (5)
  • the angle ⁇ included in the above formulas (3) and (4) is an electrical angle obtained by the angle calculation unit 34.
  • the u-phase voltage command value Vu, the v-phase voltage command value Vv, and the w-phase voltage command value Vw are collectively referred to as “phase voltage command values Vu, Vv, Vw”.
  • phase voltage command values Vu, Vv, Vw obtained by the dq axis / 3-phase converter 32 are output from the microcomputer 20 and applied to the 3-phase / PWM modulator 12.
  • the three-phase / PWM modulator 12 outputs three types of PWM signals based on these phase voltage command values Vu, Vv, Vw.
  • a sinusoidal current corresponding to the voltage command values Vu, Vv, Vw of each phase flows through the three-phase winding of the brushless motor 1, and the rotor of the brushless motor 1 rotates.
  • a torque corresponding to the current flowing through the brushless motor 1 is generated on the rotating shaft of the brushless motor 1.
  • the generated torque is used for steering assistance.
  • a current value Ia detected by the current sensor 14, an electrical angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 34, and an angular velocity ⁇ e calculated by the angular velocity calculation unit 35 are input to the ⁇ calculation unit 36.
  • the ⁇ calculating unit 36 first obtains the values of the u-phase and v-phase currents flowing through the brushless motor 1 based on the current value Ia, that is, the u-phase current detection value Iu and the v-phase current detection value Iv. ) And (7) to obtain a current value on the dq coordinate axis to obtain a d-axis current detection value id and a q-axis current detection value iq.
  • id ⁇ 2 ⁇ ⁇ Iv ⁇ sin ⁇ Iu ⁇ sin ( ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ (6)
  • iq ⁇ 2 ⁇ ⁇ Iv ⁇ cos ⁇ Iu ⁇ cos ( ⁇ 2 ⁇ / 3) ⁇ (7)
  • the ⁇ calculating unit 36 uses the following equation (8) based on the q-axis voltage command value vqc, the d-axis current detection value id, the q-axis current detection value iq, and the angular velocity ⁇ e when ⁇ e ⁇ 0.
  • the armature winding interlinkage magnetic flux number ⁇ included in the equation (2) is obtained.
  • Equation (8) substitutes d-axis current detection value id and q-axis current detection value iq for d-axis current command value idc and q-axis current command value iqc of equation (2), and solves the equation for ⁇ . It was.
  • the ⁇ calculation unit 36 outputs the obtained ⁇ value to the open loop control unit 31 and the target value correction unit 26.
  • the open loop control unit 31 uses the ⁇ value calculated by the ⁇ calculation unit 36 when obtaining the q-axis voltage command value vqc using the equation (2).
  • the microcomputer 20 obtains the armature winding linkage magnetic flux number ⁇ included in the circuit equation of the motor, and uses the ⁇ value when obtaining the q-axis voltage command value vqc, but omits the ⁇ calculation unit 36.
  • ⁇ value may be a predetermined value.
  • the ⁇ calculating unit 36 may obtain the ⁇ value at an arbitrary timing as long as ⁇ e ⁇ 0. For example, the ⁇ calculating unit 36 may obtain the ⁇ value at a predetermined time interval, obtain the ⁇ value only once after the start of the driving of the brushless motor 1, and the ⁇ value when the state such as temperature changes. You may ask for. In addition, since an error is likely to occur in the ⁇ value obtained when ⁇ e ⁇ is close to zero, the ⁇ calculating unit 36 may obtain the ⁇ value only when ⁇ e is equal to or greater than a predetermined threshold.
  • the motor control device obtains the voltage command value by open loop control according to the motor circuit equation based on the current command value and the angular velocity of the rotor, and the current value detected by the current sensor.
  • ⁇ included in the circuit equation of the motor is obtained based on the above, and the ⁇ value is used when obtaining the voltage command value. Therefore, according to the motor control device according to the present embodiment, even when the ⁇ value included in the circuit equation of the motor fluctuates due to manufacturing variation or temperature change, the ⁇ value is obtained based on the current value detected by the current sensor.
  • the brushless motor can be driven with high accuracy, and a desired motor output can be obtained.
  • R and the like used for obtaining the d-axis voltage command value vdc and the q-axis voltage command value vqc in the open loop control unit 31 are treated as known parameters, but ⁇ is a known parameter. Although it treats as, it correct
  • the present invention is not limited to such a configuration, and instead of the ⁇ calculating unit 36 or together with the ⁇ calculating unit 36, an R calculating unit as a parameter calculating unit is provided, and the d-axis voltage command value vdc and q-axis are provided.
  • R calculated by the R calculating unit may be used.
  • each parameter for obtaining the d-axis voltage command value vdc and the q-axis voltage command value vqc may be treated as a fixed value or a calculated value based on the current command value, and the current sensor 14 may be omitted.
  • the R calculation unit for example, when iq ⁇ 0, the q-axis voltage command value vqc, the d-axis current detection value id, the q-axis current detection value iq and the angular velocity ⁇ e.
  • the armature resistance R included in the above formulas (1) and (2) is obtained using the following formula.
  • R (vqc ⁇ PLqiq ⁇ eLdid ⁇ e ⁇ ) / iq (10)
  • the target value correction unit 26 in the present embodiment is realized by the microcomputer 20 executing target value correction processing based on a predetermined program.
  • FIG. 4 is a flowchart showing a target value correction process executed by the microcomputer 20 in order to realize the target value correction unit 26 according to the first configuration example.
  • the operation of the target value correction unit 26 according to this configuration example will be described with reference to FIG.
  • the constant setting unit 24 is not necessary.
  • the q-axis current target value iq * is received from the target current calculation unit 21 and the d-axis current target value id * is received from the d-axis current setting unit 22 (S10).
  • ⁇ e the angular velocity of the rotor
  • R the circuit resistance including the armature winding resistance
  • Ld the self-inductance of the d-axis
  • Lq the self-inductance of the q-axis
  • ⁇ the U, V, W-phase armature winding chain ⁇ (3/2) times the maximum value of the number of magnetic flux exchanges
  • P is a differential operator.
  • the angular velocity ⁇ e is input from the angular velocity calculation unit 35, and the armature winding linkage magnetic flux number ⁇ is input from the ⁇ calculation unit 36.
  • Vlim is a voltage limit value input from the limit value setting unit 23.
  • step S14 If the result of determination in step S14 is that the first d-axis and q-axis voltage values vd1, vq1 do not exceed the voltage limit, the d-axis and q-axis current target values id *, iq * are changed to the d-axis and q-axis.
  • step S14 If the result of determination in step S14 is that the first d-axis and q-axis voltage values vd1, vq1 exceed the voltage limit, the flux weakening control process shown in FIG. 4B is executed (S18).
  • the voltage vector V1 based on the counter electromotive force ⁇ e ⁇
  • the voltage vector V2 based on the q-axis current iq
  • the d-axis current id The voltage vector V3 has a relationship as shown in FIG.
  • the end point of the combined vector V4 is expressed by the equation (14 ) Is the intersection point P between the voltage limit circle indicated by) and the current limit circle indicated by equation (15).
  • the d-axis current value id is obtained as the second d-axis current value id2 (S104).
  • the second d-axis current value id2 and the q-axis current target value iq * are respectively set as the d-axis current target value id # and the q-axis current target value iq # for the weak flux control (S106), and the weak flux control process is performed.
  • the process proceeds to step S20 of the target value correction process.
  • the d-axis and the q-axis limit current values idlim and iqlim are weakened respectively to reduce the d-axis current of the flux control.
  • the target value id # and the q-axis current target value iq # are set (S108), the process returns from the flux-weakening control routine, and the process proceeds to step S20 of the target value correction process.
  • step S10 After the d-axis and q-axis current command values idc and iqc are output, the process returns to step S10, and thereafter the same processing as described above is repeated.
  • the d-axis and q-axis current command values idc and iqc are input, the d-axis and q-axis current command values idc and iqc that do not exceed the voltage limit and current limit are obtained and output based on them.
  • vdc and vqc can be obtained.
  • the calculation load for calculating the d-axis and q-axis current values id and iq satisfying the motor circuit equations (11) and (12) and the above equations (14) and (15) in the flux-weakening control processing is large for the microcomputer 20. It will be a thing. Therefore, hereinafter, second and third configuration examples will be described as configuration examples of the target value correction unit 26 so that the calculation load of the microcomputer 20 does not become excessive.
  • the second configuration example of the target value correction unit 26 uses a constant setting unit 24 that outputs a d-axis current coefficient Gd.
  • This d-axis current coefficient Gd has a predetermined value in the range of 0 ⁇ Gd ⁇ 1, and is used for determining the d-axis current target value id # for the flux-weakening control process as will be described later.
  • the target value correction process according to this configuration example is basically the same as the target value correction process according to the first configuration example, as shown in FIG. 4A, but is called from the target value correction process.
  • the content of the flux-weakening control process as a routine is different from the first configuration example.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the flux-weakening control process according to this configuration example
  • FIG. 7 is a vector diagram for explaining how to obtain the d-axis and q-axis current command values based on the flux-weakening control process.
  • the flux weakening control process is executed (steps S14 and S18 in FIG. 4).
  • the operation of the target value correction unit 26 for the magnetic flux weakening control process according to this configuration example will be described.
  • the q-axis current value becomes the maximum among the d-axis and q-axis current values id and iq satisfying the motor circuit equations (11) and (12) and the following equation (18).
  • the d-axis and q-axis current values are obtained as maximum d-axis and q-axis current values idm and iqm (S110).
  • Vlim is a voltage limit value input from the limit value setting unit 23.
  • the end point of the combined vector V4m is expressed by the above formula (18 )
  • the vector V3m is in contact with the voltage limit circle.
  • a q-axis current value iq satisfying the motor circuit equations (11) and (12) and the following equations (19) and (20) is obtained as a corrected q-axis current value iq2 (S112).
  • Gd is a d-axis current coefficient input from the constant setting unit 24 (0 ⁇ Gd ⁇ 1).
  • the d-axis current value id indicated by the above equation (19) is referred to as a “corrected d-axis current value”.
  • the corrected d-axis current value Gd ⁇ idm and the corrected q-axis current value iq2 obtained as described above are set as a d-axis current target value id # and a q-axis current target value iq # for the flux-weakening control, respectively ( S114), the process returns from the routine of the magnetic flux weakening control process and proceeds to step S20 in FIG.
  • the subsequent processing is the same as the target value correction processing according to the first configuration example.
  • a third configuration example of the target value correction unit 26 will be described.
  • a constant setting unit 24 that outputs a current margin constant Kd is used. This current margin Kd is used to determine the d-axis current target value id # for the flux-weakening control process as will be described later.
  • the target value correction process according to this configuration example is basically the same as the target value correction process according to the first configuration example, as shown in FIG. 4A, but is called from the target value correction process.
  • the content of the flux-weakening control process as a routine is different from the first configuration example.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the flux-weakening control process according to this configuration example
  • FIG. 9 is a vector diagram for explaining how to obtain the d-axis and q-axis current command values based on the flux-weakening control process.
  • the flux weakening control process is executed (steps S14 and S18 in FIG. 4).
  • the operation of the target value correction unit 26 for the flux-weakening control process according to this configuration example will be described.
  • the d-axis and q-axis voltage values vd satisfying the motor circuit equations (11), (12) and the following equation (22) are satisfied.
  • Vq, the d-axis and q-axis voltage values having the maximum q-axis current value iq are obtained as the first d-axis and q-axis voltage values vd1, vq1 (S120).
  • the d-axis and the q-axis have the maximum q-axis current value iq.
  • the points (vd2, vq2) corresponding to the second d-axis and q-axis voltage values vd2, vq2 are the difference between the voltage vector V2 by the q-axis current and the voltage limit circle. This is the intersection point P2.
  • d-axis current value id when the third d-axis and q-axis voltage values vd3 and vq3 are applied to the brushless motor 1 is calculated from the circuit equations (11) and (12) of the motor. Obtained as id3 (S126).
  • a voltage vector V33 shown in FIG. 9B is a voltage vector based on the third d-axis current value id3.
  • a q-axis current value satisfying the following equations (26) and (27) is obtained as a corrected q-axis current value iq4 from the motor circuit equations (11) and (12) (S128).
  • id id3 (26)
  • ⁇ (vd 2 + vq 2 ) Vlim (27)
  • the d-axis current value id expressed by the above equation (26) is referred to as a “corrected d-axis current value”.
  • the corrected d-axis current value id3 and the corrected q-axis current value iq4 obtained as described above are set as the d-axis current target value id # and the q-axis current target value iq # of the flux-weakening control, respectively (S130). Then, the process returns from the routine of the magnetic flux weakening control process and proceeds to step S20 in FIG.
  • the subsequent processing is the same as the target value correction processing according to the first configuration example.
  • the d-axis and q-axis current command values idc and iqc are obtained by the target value correction process including the magnetic flux weakening control process according to the first, second, or third configuration example.
  • the drive of the brushless motor 1 is controlled by the open loop control unit 31 and the like.
  • the present embodiment as described above, as can be seen from FIGS. 5, 7B and 9B, not only the voltage limit but also the current limit is not exceeded by the flux weakening control (id ⁇ 0).
  • the d-axis and q-axis current command values idc and iqc can be set so that the maximum q-axis current flows in the range. That is, it is possible to generate a substantially maximum motor torque within the range of voltage limit and current limit ( ⁇ (vd 2 + vq 2 ) ⁇ Vlim and ⁇ (id 2 + iq 2 ) ⁇ Ilim). As a result, it is possible to prevent a decrease in motor torque in a high rotation region while avoiding damage to the motor control device due to excessive current flowing in wiring such as a drive circuit and switching elements.
  • the reactive power can be suppressed as much as possible by applying the maximum voltage corresponding to the current target value to the brushless motor 1 within the voltage limit range.
  • the maximum current corresponding to the current target value can be supplied to the brushless motor within the current limit range.
  • the second and third configuration examples are advantageous in terms of calculation load for obtaining the d-axis and q-axis current command values idc and iqc by the microcomputer 20.
  • FIG. 10 is a flowchart showing a target value correction process executed by the microcomputer 20 in order to realize the target value correction unit 26 in the present embodiment.
  • the operation of the target value correction unit 26 according to this configuration example will be described with reference to FIG.
  • step S10 to S16 in FIG. 4A Since the processing when the limit is not exceeded is the same as that in the first embodiment (steps S10 to S16 in FIG. 4A), the same step number is assigned and the description is omitted.
  • the d-axis and q-axis current target values id * and iq * are directly output from the target value correction unit 26 as the d-axis and q-axis current target values id * and iq * without being corrected (see FIG. 10 (a), steps S10 to S16).
  • step S14 If the first d-axis and q-axis voltage values vd1 and vq1 exceed the voltage limit, that is, if “No” is determined in step S14, the flux-weakening control process is performed as in the first embodiment. Are executed, and d-axis and q-axis current target values id # and iq # of the flux-weakening control that do not exceed the voltage limit and current limit indicated by the following equations (29) and (30) are obtained (S50).
  • vd and vq indicate d-axis and q-axis voltages applied to the brushless motor 1, respectively, id and iq indicate d-axis and q-axis currents supplied to the brushless motor 1, respectively, and Vlim and Ilim are limits.
  • the voltage limit value and the current limit value input from the value setting unit 23 are respectively shown.
  • the specific contents of the magnetic flux weakening control process in step S50 may be any of the contents shown in FIG. 4B, FIG. 6, and FIG. 8 (first to third configuration examples), and others. However, if the d-axis and q-axis current target values id # and iq # of the flux-weakening control are obtained according to the d-axis and q-axis current target values id * and iq * so as not to exceed the voltage limit and the current limit. Good.
  • the maximum q-axis current value iq satisfying the motor circuit equations (11), (12) and the following equations (31), (32) is obtained as the first maximum q-axis current value iqmax1 ( S140).
  • the voltage vector V1 based on the counter electromotive force ⁇ e ⁇ and the voltage vector V2 based on the first maximum q-axis current value iqmax1 are weak.
  • the magnitude of the combined vector V4 with the voltage vector V3 based on the d-axis current target value id # of the magnetic flux control becomes equal to the voltage limit value Vlim.
  • the maximum q-axis current value iq satisfying the following equations (33) and (34) is obtained as the second maximum q-axis current value iqmax2 (S142).
  • id id # (33) ⁇ (id 2 + iq 2 ) ⁇ Ilim (34)
  • the magnitude of the current vector whose d-axis component is id # and q-axis component is iqmax2 is equal to Ilim. .
  • the smaller one of the first maximum q-axis current value iqmax1 and the second maximum q-axis current value iqmax2 is set as a limited maximum q-axis current value iqmax (S144).
  • iqmax iqmax1 is set.
  • iqt iq # + id # ⁇ Kiq (35)
  • id # is the d-axis current target value for the flux-weakening control
  • iq # is the q-axis current target value for the flux-weakening control
  • Kiq is the motor by reducing the d-axis direction magnetic flux caused by the d-axis current.
  • torque reduction compensation coefficient a coefficient that gives a q-axis current compensation value for compensating for a torque reduction.
  • the torque reduction compensation coefficient Kiq is held in a predetermined memory in the microcomputer 20 as a constant. ing.
  • a specific value of the torque reduction compensation coefficient Kiq is determined in advance based on a design value, computer simulation, experiment, or the like for the brushless motor 1.
  • the microcomputer 20 provides a map or a functional expression that associates the q-axis current compensation value corresponding to the above id # ⁇ Kiq with the d-axis current and / or the q-axis current.
  • the q-axis current compensation value may be obtained by a map or a function expression stored in a predetermined memory.
  • step S148 If the result of determination in step S148 is that the torque compensation q-axis current value iqt is larger than the limited maximum q-axis current value iqmax, the d-axis current target value id # for flux-weakening control is set as the d-axis current command value idc.
  • the limited maximum q-axis current value iqmax is set to the q-axis current command value iqc (S150), the process returns from the torque reduction compensation process routine, and the process proceeds to step S54 of the target value correction process.
  • step S148 If the result of determination in step S148 is that the torque compensation q-axis current value iqt is less than or equal to the maximum limit q-axis current value iqmax, the d-axis current target value id # for flux-weakening control is set to the d-axis current command value idc. At the same time, the torque compensation q-axis current value iqt is set to the q-axis current command value iqc (S152), and the process returns from the torque reduction compensation process routine to proceed to step S54 of the target value correction process.
  • step S54 of the target value correction process the d-axis and q-axis current command values idc and iqc obtained as described above are output. Based on these d-axis and q-axis current command values idc and iqc, the open-loop control unit 31, the dq-axis / 3-phase conversion unit 32, the 3-phase / PWM modulation unit 12, and the motor drive circuit 13 are the first embodiment.
  • the brushless motor 1 is driven by the same operation.
  • steps S144 to S152 of the torque decrease compensation process the smallest value among the torque compensation q-axis current value iqt, the first maximum q-axis current value iqmax1, and the second maximum q-axis current value iqmax2 is q. It becomes the shaft current command value iqc. Further, steps S144 and S148 to S152 constitute selection means for selecting the q-axis current command value iqc in this way.
  • the motor torque Tm (N) was reduced due to the reduction of the d-axis direction magnetic flux caused by the d-axis current.
  • the d-axis and q-axis current command values idc and iqc are set so that the q-axis current flows within the range of the voltage limit and the current limit by the flux weakening control (id ⁇ 0).
  • the q-axis current target is within the range of voltage limit and current limit to compensate for the decrease in motor torque caused by d-axis current for flux-weakening control.
  • the value iq # is corrected (S146 to S152). For this reason, according to this embodiment, in addition to the same effects as those of the first embodiment, as shown in FIG. Obtainable.
  • the brushless motor 1 is driven by open loop control, but the present invention is not limited to this, and means for detecting the current of each phase And a motor control apparatus that drives the brushless motor 1 by feedback control.
  • the motor control apparatus is configured to drive the three-phase brushless motor 1
  • the present invention is not limited to this, and four or more phases are used.
  • the present invention can also be applied to a motor control device that drives a brushless motor.
  • the present invention can be applied not only to the above-described column assist type electric power steering apparatus but also to a pinion assist type or rack assist type electric power steering apparatus.
  • the present invention can also be applied to motor control devices other than the electric power steering device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Power Steering Mechanism (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　指令電流設定部は、ｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*に基づき、オープンループ制御部に与えるべきｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを求める目標値補正部を備える。この目標値補正部２６は、ｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*からモータの回路方程式により算出されるｄ軸およびｑ軸電圧目標値ｖd*，ｖq*が電圧制限を超える場合には、弱め磁束制御によりｄ軸およびｑ軸電圧ｖd，ｖqとｄ軸およびｑ軸電流ｉd，ｉqが√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍおよび√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍを満たすようにｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*を補正する。この補正によりｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcが得られる。

Description

モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
　本発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置、および、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
　従来から、運転者がハンドル（ステアリングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータを駆動することにより車両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置の電動モータには従来からブラシモータが広く使用されているが、信頼性および耐久性の向上や慣性の低減などの観点から、近年ではブラシレスモータも使用されている。
　一般に、ブラシレスモータを高回転かつ高負荷の状態で駆動する場合には、当該ブラシレスモータに印加すべき電圧が大きなものとなるが、実際にはブラシレスモータへの印加電圧は電源電圧による制限を受ける。このため、ブラシレスモータを駆動するための制御装置は、ブラシレスモータへの印加電圧を予め決められた電圧制限値を越えないように制御している（例えば特許文献特開２００３－３０４６９７号公報、国際公開第２００６／１０９８０９号、特開２００８－２９０８８号公報参照）。その結果、ブラシレスモータの出力トルク（以下「モータトルク」という）は、（単位時間当たりの）回転数Ｎが或る値を超えると、図１３（ａ）に示すように低下し、所望のモータトルクが得られなくなる。
　このような高回転領域におけるモータトルクの低下を抑制するための方法として、ブラシレスモータにおけるロータとしての回転界磁のｄ軸方向の磁束を弱めるように負のｄ軸電流をブラシレスモータに流すという弱め磁束制御が従来より知られている（例えば特開２００２－３４５２８１号公報，特開２００６－２４８３８９号公報参照）。ブラシレスモータにおいてこの弱め磁束制御を行うと、モータトルクＴｍ（Ｎ）は回転数Ｎに対し図１３（ｂ）における実線に示すように変化し、回転数Ｎの増大によるトルク低下が抑制される。
　しかし、予め決められた電圧制限値を越えない範囲でモータトルクを最大化すべくブラシレスモータにｑ軸電流を流そうとすると、ｄ軸電流も増大させる必要がある。その結果、高回転領域において弱め磁束制御によって所望のモータトルクを得ようとすると、モータ制御装置に含まれる駆動回路等の配線パターンまたはスイッチング素子に流れる電流が許容値を超え、モータ制御装置が損傷するおそれがある。
　そこで本発明の目的は、ブラシレスモータにつき高回転領域において駆動回路等の損傷を回避しつつ弱め磁束制御を行うことができるモータ制御装置を提供することである。また、本発明の他の目的は、そのようなモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置を提供することである。
　第１の発明は、ブラシレスモータを駆動する弱め磁束制御可能なモータ制御装置であって、
　前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示すｄ軸およびｑ軸電流指令値を決定する指令電流設定手段と、
　前記指令電流設定手段により決定されたｄ軸およびｑ軸電流指令値に基づき前記ブラシレスモータに印加すべき電圧を示すｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求める制御演算手段と、
　前記制御演算手段により求められたｄ軸およびｑ軸電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備え、
　前記指令電流設定手段は、予め決められた電圧制限値および電流制限値に対し、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値とが下記の両不等式を満たすように前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値を決定することを特徴とする：
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ、
　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ、
ここで、ｖdは前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖqは前記ｑ軸電圧指令値であり、Ｖｌｉｍは前記電圧制限値であり、ｉdは前記ｄ軸電流指令値であり、ｉqは前記ｑ軸電流指令値であり、Ｉｌｉｍは前記電流制限値である。
　第２の発明は、第１の発明において、
　前記指令電流設定手段は、
　　前記ブラシレスモータに供給すべき電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、
　　前記ブラシレスモータに前記目標値の電流を供給するために前記ブラシレスモータに印加すべき電圧が前記電圧制限値Ｖｌｉｍを越える場合に、前記電圧制限値Ｖｌｉｍに対し前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値ｖd，ｖqが下記の式を満たすように前記目標値のｄ軸およびｑ軸成分を補正することにより前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値を求める目標値補正手段とを含むことを特徴とする。
　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ
　第３の発明は、第１または第２の発明において、
　前記指令電流設定手段は、前記ｄ軸電流指令値による前記ブラシレスモータの出力トルクの低下が補償され且つ前記両不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値を修正するトルク低下補償手段を含み、
　前記制御演算手段は、前記ｄ軸電流指令値と前記トルク低下補償手段による修正後のｑ軸電流指令値を用いて前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする。
　第４の発明は、第３の発明において、
　前記トルク低下補償手段は、
　　前記両不等式のうち前記電圧制限値Ｖｌｉｍによる制限を示す不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値ｉqを変化させた場合に前記ｑ軸電流指令値ｉqがとりうる最大値を第１最大値として求める第１最大値決定手段と、
　　前記両不等式のうち前記電流制限値Ｉｌｉｍによる制限を示す不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値ｉqを変化させた場合に前記ｑ軸電流指令値ｉqがとりうる最大値を第２最大値として求める第２最大値決定手段と、
　　前記ｄ軸電流指令値による前記ブラシレスモータの出力トルクの低下が補償されるように前記ｑ軸電流指令値を補正する補正手段と、
　　前記補正手段による補正後のｑ軸電流指令値、前記第１最大値、および前記第２最大値のうち最も小さい値を前記修正後のｑ軸電流指令値として選定する選定手段とを含むことを特徴とする。
　第５の発明は、車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
　第１から第４の発明のいずれかの発明に係るモータ制御装置を備え、
　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする。
　上記第１の発明によれば、電圧制限だけでなく電流制限をも超えないようにｄ軸およびｑ軸電流指令値が決定されるので、ブラシレスモータの駆動手段の配線やスイッチング素子等に過大な電流が流れることによるモータ制御装置の損傷を回避しつつ、弱め磁束制御によって高回転領域におけるモータトルクの低下を抑制することができる。
　上記第２の発明によれば、ブラシレスモータに目標値の電流を供給するために印加すべき電圧が電圧制限値による制限を越える場合には、その制限範囲内で最大の電圧がブラシレスモータに印加されるので、ブラシレスモータの無効電力を極力抑制することができる。
　上記第３の発明によれば、ｄ軸電流指令値によるモータトルクの低下が補償されるように電圧制限および電流制限を超えない範囲でｑ軸電流指令値が修正されるので、第１または第２の発明と同様の効果に加えて、弱め磁束制御を導入しても高回転領域まで安定したモータ出力を得ることができる。
　上記第４の発明によれば、指令電流設定手段により決定されたｄ軸電流指令値に対し、モータトルクの低下補償のための補正後のｑ軸電流指令値と電圧制限範囲内のｑ軸電流指令値の最大値（第１最大値）と電流制限範囲内のｑ軸電流指令値の最大値（第２最大値）のうち最小値が修正後のｑ軸電流指令値として選定され、当該ｄ軸電流指令値と当該修正後のｑ軸電流指令値とを用いてｄ軸およびｑ軸電圧指令値が求められることで、上記第３の発明と同様の効果が得られる。
　上記第５の発明によれば、操舵補助力を与えるブラシレスモータに供給すべき電流を示すｄ軸およびｑ軸電流指令値が電圧制限だけでなく電流制限をも超えないように決定されるので、過大な電流によるモータ制御装置の損傷を回避しつつ、弱め磁束制御によって高回転領域におけるモータトルクの低下を抑制することができる。
本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を示すブロック　　図である。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図であ　　る。 ３相ブラシレスモータにおける３相交流座標とｄｑ座標を示す図である。 上記第１の実施形態における目標値補正部の第１の構成例による目標値補正　　処理および弱め磁束制御処理を示すフローチャートである。 上記第１の構成例による弱め磁束制御処理に基づくｄ軸およびｑ軸電流指令　　値の求め方を説明するためのベクトル図である。 上記第１の実施形態における目標値補正部の第２の構成例による弱め磁束制　　御処理を示すフローチャートである。 上記第２の構成例による弱め磁束制御処理に基づくｄ軸およびｑ軸電流指令　　値の求め方を説明するためのベクトル図である。 上記第１の実施形態における目標値補正部の第３の構成例による弱め磁束制　　御処理を示すフローチャートである。 上記第３の構成例による弱め磁束制御処理に基づくｄ軸およびｑ軸電流指令　　値の求め方を説明するためのベクトル図である。 本発明の第２の実施形態における目標値補正処理およびトルク低下補償処　　理を示すフローチャートである。 上記第２の実施形態におけるトルク低下補償処理を説明するためのベクト　　ル図である。 上記第２の実施形態におけるトルク低下補償処理を説明するための特性図　　である。 従来のモータ制御装置において弱め磁束制御を行わない場合（ａ）と弱め　　磁束制御を行う場合（ｂ）におけるモータ回転数とモータトルクとの関係を示す特性　　図である。
符号の説明
　６…ロータ、１０…ＥＣＵ、１３…モータ駆動回路、１４…電流センサ、２０…マイコン、２２…ｄ軸電流設定部、２５…指令電流設定部。
＜１．電動パワーステアリング装置＞
　図１は、本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関連する車両の構成と共に示す概略図である。図１に示す電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１、減速機２、トルクセンサ３、車速センサ４、位置検出センサ５、および、電子制御ユニット（Electronic Control Unit ：以下、「ＥＣＵ」という）１０を備えたコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置である。
　図１に示すように、ステアリングシャフト１０２の一端にはハンドル（ステアリングホイール）１０１が固着されており、ステアリングシャフト１０２の他端はラックピニオン機構１０３を介してラック軸１０４に連結されている。ラック軸１０４の両端は、タイロッドおよびナックルアームからなる連結部材１０５を介して車輪１０６に連結されている。運転者がハンドル１０１を回転させると、ステアリングシャフト１０２は回転し、これに伴いラック軸１０４は往復運動を行う。ラック軸１０４の往復運動に伴い、車輪１０６の向きが変わる。
　電動パワーステアリング装置は、運転者の負荷を軽減するために、以下に示す操舵補助を行う。トルクセンサ３は、ハンドル１０１の操作によってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵トルクＴを検出する。車速センサ４は、車速Ｓを検出する。位置検出センサ５は、ブラシレスモータ１のロータの回転位置Ｐを検出する。位置検出センサ５は、例えばレゾルバで構成される。
　ＥＣＵ１０は、車載バッテリ１００から電力の供給を受け、操舵トルクＴ、車速Ｓおよび回転位置Ｐに基づきブラシレスモータ１を駆動する。ブラシレスモータ１は、ＥＣＵ１０によって駆動されると、操舵補助力を発生させる。減速機２は、ブラシレスモータ１とステアリングシャフト１０２との間に設けられる。ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力は、減速機２を介して、ステアリングシャフト１０２を回転させるように作用する。
　この結果、ステアリングシャフト１０２は、ハンドル１０１に加えられる操舵トルクと、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力の両方によって回転する。このように電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１で発生した操舵補助力を車両のステアリング機構に与えることにより操舵補助を行う。
　本発明の実施形態に係る電動パワーステアリング装置は、ブラシレスモータ１を駆動する制御装置（モータ制御装置）に特徴がある。そこで以下では、各実施形態に係る電動パワーステアリング装置に含まれるモータ制御装置について説明する。
＜２．第１の実施形態＞
＜２.１　モータ制御装置の全体構成＞
　図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示すモータ制御装置は、ＥＣＵ１０を用いて構成されており、ｕ相、ｖ相およびｗ相の３相巻線（図示せず）を有するブラシレスモータ１を駆動する。ＥＣＵ１０は、位相補償器１１、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）２０、３相／ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調器１２、モータ駆動回路１３、および、電流センサ１４を備えている。
　ＥＣＵ１０には、トルクセンサ３から出力された操舵トルクＴ、車速センサ４から出力された車速Ｓ、および、位置検出センサ５から出力された回転位置Ｐが入力される。位相補償器１１は、操舵トルクＴに対して位相補償を施す。マイコン２０は、ブラシレスモータ１の駆動に用いられる電圧指令値を求める制御手段として機能する。マイコン２０の機能の詳細については、後述する。
　３相／ＰＷＭ変調器１２とモータ駆動回路１３は、ハードウェア（回路）で構成されており、マイコン２０で求めた電圧指令値の電圧を用いてブラシレスモータ１を駆動するモータ駆動手段として機能する。３相／ＰＷＭ変調器１２は、マイコン２０で求めた３相の電圧指令値に応じたデューティー比を有する３種類のＰＷＭ信号（図２に示すＵ、Ｖ、Ｗ）を生成する。モータ駆動回路１３は、スイッチング素子として６個のＭＯＳ－ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor ）を含むＰＷＭ電圧形インバータ回路である。６個のＭＯＳ－ＦＥＴは、３種類のＰＷＭ信号とその否定信号によって制御される。ＰＷＭ信号を用いてＭＯＳ－ＦＥＴの導通状態を制御することにより、ブラシレスモータ１に対して３相の駆動電流（ｕ相電流、ｖ相電流およびｗ相電流）が供給される。
　電流センサ１４は、ブラシレスモータ１に流れる電流を検出する。この電流センサ１４は、例えば抵抗体やホール素子で構成され、モータ駆動回路１３と電源の間に１個だけ設けられる。図２に示す例では、電流センサ１４はモータ駆動回路１３と電源のマイナス側（接地）との間に設けられているが、電流センサ１４をモータ駆動回路１３と電源のプラス側との間に設けてもよい。
　ブラシレスモータ１が回転している間、電流センサ１４で検出される電流値は、ＰＷＭ信号に応じて変化する。ＰＷＭ信号の１周期内では、電流センサ１４によって１相の駆動電流が検知されるときと、２相の駆動電流の和が検知されるときとがある。３相の駆動電流の和はゼロになるので、２相の駆動電流の和に基づき、残り１相の駆動電流を求めることができる。したがって、ブラシレスモータ１が回転している間、１個の電流センサ１４を用いて３相の駆動電流を検出することができる。電流センサ１４で検出された電流値Ｉａは、マイコン２０に入力される。
　マイコン２０は、ＥＣＵ１０に内蔵されたメモリ（図示せず）に格納されたプログラムを実行することにより、目標電流算出部２１、ｄ軸電流設定部２２、制限値設定部２３、定数設定部２４、目標値補正部２６、オープンループ制御部３１、ｄｑ軸／３相変換部３２、角度算出部３４、角速度算出部３５、および、Φ算出部３６として機能する。なお、目標電流算出部２１とｄ軸電流設定部２２は、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の目標値のｄ軸成分およびｑ軸成分を設定する目標電流設定手段を構成し、目標電流算出部２１とｄ軸電流設定部２２と制限値設定部２３と定数設定部２４と目標値補正部２６は、ブラシレスモータ１に供給すべきｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを決定する指令電流設定部２５を構成する。また、オープンループ制御部３１とｄｑ軸／３相変換部３２と角速度算出部３５とΦ算出部３６は、ブラシレスモータ１を駆動するために使用される相電圧指令値を求める制御演算手段を構成する。
　マイコン２０は、以下に示すように、ブラシレスモータ１に供給すべき電流を示す電流指令値とブラシレスモータ１のロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従い、モータ駆動回路１３に与えるべき電圧を示す電圧指令値を求める。
　角度算出部３４は、位置検出センサ５で検出した回転位置Ｐに基づき、ブラシレスモータ１のロータの回転角（以下「角度θ」という）を求める。角速度算出部３５は、角度θに基づき、ブラシレスモータ１のロータの角速度ωe を求める。なお、図３に示すようにブラシレスモータ１に対してｕ軸、ｖ軸およびｗ軸を設定し、ブラシレスモータ１のロータ６に対してｄ軸およびｑ軸を設定したとき、ｕ軸とｄ軸のなす角が角度θとなる。すなわち、角度算出部３４ではブラシレスモータ１における電気角θが求められる。
　目標電流算出部２１は、位相補償後の操舵トルクＴ（位相補償器１１の出力信号）と車速Ｓに基づき、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の目標値のｑ軸成分（以下「ｑ軸電流目標値」という）を求める。より詳細には、目標電流算出部２１は、車速Ｓをパラメータとして、操舵トルクＴと目標電流との対応づけを記憶したテーブル（以下「アシストマップ」という）を内蔵しており、アシストマップを参照してｑ軸電流目標値ｉq*を求める。アシストマップを用いることにより、或る大きさの操舵トルクが与えられたときに、その大きさに応じた適切な大きさの操舵補助力を発生させるためにブラシレスモータ１に供給すべき電流のｑ軸成分を示すｑ軸電流目標値ｉq*を求めることができる。
　ｄ軸電流設定部２２は、ブラシレスモータ１に供給すべき電流の目標値のｄ軸成分（以下「ｄ軸電流目標値ｉd*」という）としてｉd*＝０を出力する。
　制限値設定部２３は、電圧制限値Ｖｌｉｍおよび電流制限値Ｉｌｉｍとして予め決められた値を出力する。電圧制限値Ｖｌｉｍは、インバータとして機能するモータ駆動回路１３へ与えられる直流電圧すなわちバッテリ１００の電圧に応じて決められており、電流制限値Ｉｌｉｍは、モータ制御装置が損傷しないように駆動回路等の配線パターンやスイッチング素子に流れる電流許容値に基づいて決められている。
　定数設定部２４は、弱め磁束制御処理のためのｄ軸電流目標値ｉd#の決定に使用されるｄ軸電流係数Ｇｄまたは電流マージン定数Ｋｄを出力する。これらのｄ軸電流係数Ｇｄまたは電流マージン定数Ｋｄにより、ブラシレスモータ１に流れる電流が電流制限値Ｉｌｉｍを越えないように当該ｄ電流目標値ｉd#が決定される（詳細は後述）。ただし、目標値補正部２６における後述の弱め磁束制御処理によっては、上記ｄ軸電流係数Ｇｄおよび電流マージン定数Ｋｄのいずれも使用されない場合もある。この場合には、定数設定部２４は不要となる。
　目標値補正部２６は、目標電流算出部２１からｑ軸電流目標値ｉq*を、ｄ軸電流設定部２２からｄ軸電流目標値ｉd*（＝０）を、制限値設定部２３から電圧制限値Ｖｌｉｍおよび電流制限値Ｉｌｉｍを、定数設定部２４からｄ軸電流係数Ｇｄまたは電流マージン定数Ｋｄを、それぞれ受け取り、ｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*を電圧制限値Ｖｌｉｍおよび電流制限値Ｉｌｉｍに基づき補正することにより、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを生成する。
　オープンループ制御部３１は、ｄ軸電流指令値ｉdc，ｑ軸電流指令値ｉqcおよび角速度ωe に基づき、ブラシレスモータ１に印加すべき電圧の目標値のｄ軸成分とｑ軸成分を求める（以下、前者の値を「ｄ軸電圧指令値ｖdc」、後者の値を「ｑ軸電圧指令値ｖqc」という）。ｄ軸電圧指令値ｖdcとｑ軸電圧指令値ｖqcは、次式（１）と（２）に示すモータの回路方程式を用いて算出される。
　　ｖdc＝（Ｒ＋ＰＬd）ｉdc－ωeＬqｉqc　　　　　…（１）
　　ｖqc＝（Ｒ＋ＰＬq）ｉqc＋ωeＬdｉdc＋ωeΦ　 …（２）
　ただし、式（１）と（２）において、ωe はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌd はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌq はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ，Ｖ，Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。このうちＲ、Ｌd 、Ｌq およびΦは、既知のパラメータとして扱われる。なお、Ｒで示される回路抵抗には、ブラシレスモータ１とＥＣＵ１０との間の配線抵抗やＥＣＵ１０内でのモータ駆動回路１３の抵抗および配線抵抗などが含まれる。
　ｄｑ軸／３相変換部３２は、オープンループ制御部３１で求めたｄ軸電圧指令値ｖdcとｑ軸電圧指令値ｖqcを３相交流座標軸上の電圧指令値に変換する。より詳細には、ｄｑ軸／３相変換部３２は、ｄ軸電圧指令値ｖdcとｑ軸電圧指令値ｖqcに基づき、次式（３）～（５）を用いてｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖおよびｗ相電圧指令値Ｖｗを求める。
　　Ｖｕ＝√（２／３）×｛ｖdc×ｃｏｓθ－ｖqc×ｓｉｎθ｝　 …（３）
　　Ｖｖ＝√（２／３）×｛ｖdc×ｃｏｓ（θ－２π／３）
　　　　　　　　　　　　－ｖqc×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　　 …（４）
　　Ｖｗ＝－Ｖｕ－Ｖｖ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　 …（５）
　上記の式（３）と（４）に含まれる角度θは、角度算出部３４で求めた電気角である。なお、ｕ相電圧指令値Ｖｕ、ｖ相電圧指令値Ｖｖおよびｗ相電圧指令値Ｖｗを総称して「相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ」ともいう。
　このようにしてｄｑ軸／３相変換部３２により得られた相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはマイコン２０から出力され、３相／ＰＷＭ変調器１２に与えられる。３相／ＰＷＭ変調器１２は、これらの相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づき、３種類のＰＷＭ信号を出力する。これにより、ブラシレスモータ１の３相巻線には、各相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じた正弦波状の電流が流れ、ブラシレスモータ１のロータは回転する。これに伴い、ブラシレスモータ１の回転軸には、ブラシレスモータ１を流れる電流に応じたトルクが発生する。発生したトルクは操舵補助に用いられる。
　Φ算出部３６には、電流センサ１４で検出された電流値Ｉａと、角度算出部３４で算出された電気角θと、角速度算出部３５で算出された角速度ωe とが入力される。Φ算出部３６は、まず電流値Ｉａに基づきブラシレスモータ１に流れるｕ相とｖ相の電流の値、すなわちｕ相電流検出値Ｉｕ、ｖ相電流検出値Ｉｖを求め、これらを次式（６）と（７）を用いてｄｑ座標軸上の電流値に変換することにより、ｄ軸電流検出値ｉd とｑ軸電流検出値ｉq を求める。
　　ｉd＝√２×｛Ｉｖ×ｓｉｎθ－Ｉｕ×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝　 …（６）
　　ｉq＝√２×｛Ｉｖ×ｃｏｓθ－Ｉｕ×ｃｏｓ（θ－２π／３）｝　 …（７）
　次に、Φ算出部３６は、ωe ≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖqc、ｄ軸電流検出値ｉd 、ｑ軸電流検出値ｉq および角速度ωe に基づき、次式（８）を用いて式（２）に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求める。
　　Φ＝｛ｖqc－（Ｒ＋ＰＬq）ｉq－ωeＬdｉd｝／ωe　…（８）
なお、式（８）は、式（２）のｄ軸電流指令値ｉdcとｑ軸電流指令値ｉqcにｄ軸電流検出値ｉd とｑ軸電流検出値ｉq を代入し、その式をΦについて解いたものである。
　Φ算出部３６は、求めたΦ値をオープンループ制御部３１および目標値補正部２６に対して出力する。オープンループ制御部３１は、式（２）を用いてｑ軸電圧指令値ｖqcを求めるときに、Φ算出部３６で算出されたΦ値を使用する。このようにマイコン２０は、モータの回路方程式に含まれる電機子巻線鎖交磁束数Φを求め、ｑ軸電圧指令値ｖqcを求めるときにはそのΦ値を使用するが、Φ算出部３６を省略し、Φ値として予め決められた値を使用してもよい。
　Φ算出部３６は、ωe ≠０である限り、任意のタイミングでΦ値を求めてもよい。Φ算出部３６は、例えば、所定の時間間隔でΦ値を求めてもよく、ブラシレスモータ１の駆動開始後に１回だけΦ値を求めてもよく、温度などの状態が変化したときにΦ値を求めてもよい。また、ωe がゼロに近いときに求めたΦ値には誤差が発生しやすいので、Φ算出部３６は、ωe が所定の閾値以上であるときに限りΦ値を求めることとしてもよい。
　以上に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置は、電流指令値とロータの角速度とに基づき、モータの回路方程式に従いオープンループ制御により電圧指令値を求めると共に、電流センサで検出した電流値に基づきモータの回路方程式に含まれるΦを求め、電圧指令値を求めるときにはそのΦ値を使用する。したがって、本実施形態に係るモータ制御装置によれば、モータの回路方程式に含まれるΦ値が製造ばらつきや温度変化によって変動するときでも、電流センサで検出した電流値に基づきΦ値を求めることにより、高い精度でブラシレスモータを駆動し、所望のモータ出力を得ることができる。
　なお本実施形態では、オープンループ制御部３１においてｄ軸電圧指令値ｖdcおよびｑ軸電圧指令値ｖqcを求めるために使用されるＲ等は、既知のパラメータとして扱われるが、Φについては既知のパラメータとして扱いつつもパラメータ算出手段としてのΦ算出部３６により適宜補正される。しかし、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、Φ算出部３６に代えて又はΦ算出部３６と共にパラメータ算出手段としてのＲ算出部を設け、ｄ軸電圧指令値ｖdcおよびｑ軸電圧指令値ｖqcを求める際に、当該Ｒ算出部により算出されたＲを使用してもよい。また、ｄ軸電圧指令値ｖdcおよびｑ軸電圧指令値ｖqcを求めるための各パラメータを固定値または電流指令値に基づく算出値として扱い、電流センサ１４を省略してもよい。なお、Ｒ算出部が設けられている場合、当該Ｒ算出部は、例えば、ｉq ≠０のときに、ｑ軸電圧指令値ｖqc、ｄ軸電流検出値ｉd 、ｑ軸電流検出値ｉq および角速度ωe に基づき、次式を用いて上記式（１）と（２）に含まれる電気子巻線抵抗Ｒを求める。
　　Ｒ＝（ｖqc－ＰＬqｉq－ωeＬdｉd－ωeΦ）／ｉq　…（１０）
＜２.２　目標値補正部の詳細＞
　次に、本実施形態における目標値補正部２６の各種構成例を詳細に説明する。本実施形態における目標値補正部２６は、所定のプログラムに基づく目標値補正処理をマイコン２０が実行することにより実現される。
＜２.２.１　第１の構成例＞
　図４は、第１の構成例による目標値補正部２６を実現するためにマイコン２０が実行する目標値補正処理を示すフローチャートである。以下、この図４を参照しつつ本構成例による目標値補正部２６の動作を説明する。なお、この第１の構成例では、定数設定部２４は不要である。
　まず、ｑ軸電流目標値ｉq*を目標電流算出部２１から受け取ると共に、ｄ軸電流目標値ｉd*をｄ軸電流設定部２２から受け取る（Ｓ１０）。そして、下記のモータの回路方程式にｉd＝ｉd*，ｉq＝ｉq*を代入することにより得られるｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd，ｖqを第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1として算出する（Ｓ１２）。
　　ｖd＝（Ｒ＋ＰＬd）ｉd－ωeＬqｉq　　　　　…（１１）
　　ｖq＝（Ｒ＋ＰＬq）ｉq＋ωeＬdｉd＋ωeΦ　 …（１２）
ここで、ωe はロータの角速度、Ｒは電機子巻線抵抗を含む回路抵抗、Ｌd はｄ軸の自己インダクタンス、Ｌq はｑ軸の自己インダクタンス、ΦはＵ，Ｖ，Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍、Ｐは微分演算子である。なお、角速度ωe は角速度算出部３５から入力され、電機子巻線鎖交磁束数ΦはΦ算出部３６から入力される。
　次に、第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が電圧制限を超えているか否か判定する（Ｓ１４）。すなわち、第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が次式を満たす場合には電圧制限を越えていないと判定し、次式を満たさない場合には電圧制限を超えていると判定する。
　　√（ｖd12＋ｖq12）≦Ｖｌｉｍ　　　…（１３）
ここで、Ｖｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電圧制限値である。
　ステップＳ１４での判定の結果、第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が電圧制限を超えていない場合は、ｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*をｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcとして出力する（Ｓ１６）。すなわち、オープンループ制御部３１に与えるべきｄ軸およびｑ軸電流指令値をｉdc＝ｉd*，ｉqc＝ｉq*とする。
　ステップＳ１４での判定の結果、第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が電圧制限を超えている場合は、図４（ｂ）に示す弱め磁束制御処理を実行する（Ｓ１８）。
　この弱め磁束制御処理では、まず、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（１４）（１５）を満たすｄ軸およびｑ軸電流値ｉd，ｉqをそれぞれｄ軸およびｑ軸限界電流値ｉdlim，ｉqlimとして求める（Ｓ１００）。
　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ　　　…（１４）
　　√（ｉd2＋ｉq2）＝Ｉｌｉｍ　　　…（１５）
ここで、Ｖｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電圧制限値であり、Ｉｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電流制限値である。このようなｄ軸およびｑ軸限界電流値ｉdlim，ｉqlimの電流がブラシレスモータ１に流れる場合には、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と、ｑ軸電流ｉqによる電圧ベクトルＶ２と、ｄ軸電流ｉdによる電圧ベクトルＶ３とは、図５に示すような関係となる。すなわち、電圧を示すｄ軸とｑ軸で規定される平面上において、ベクトルＶ１とベクトルＶ２とベクトルＶ３との合成ベクトルＶ４の始点を原点においたとき、当該合成ベクトルＶ４の終点は、式（１４）が示す電圧制限円と式（１５）が示す電流制限円との交点Ｐとなる。
　次に、ｑ軸電流目標値ｉq*がｑ軸限界電流値ｉqlim以下か否かを判定する（Ｓ１０２）。
　ステップＳ１０２での判定の結果、ｑ軸電流目標値ｉq*がｑ軸限界電流値ｉqlim以下である場合には、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（１６）（１７）を満たすｄ軸電流値ｉdを第２のｄ軸電流値ｉd2として求める（Ｓ１０４）。
　　ｉq＝ｉq*　　　　　　　　　　　 …（１６）
　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ　　　…（１７）
この場合、第２のｄ軸電流値ｉd2およびｑ軸電流目標値ｉq*をそれぞれ弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#およびｑ軸電流目標値ｉq#とし（Ｓ１０６）、弱め磁束制御処理のルーチンから復帰して目標値補正処理のステップＳ２０へ進む。
　ステップＳ１０２での判定の結果、ｑ軸電流目標値ｉq*がｑ軸限界電流値ｉqlimを越えている場合には、ｄ軸およびｑ軸限界電流値ｉdlim，ｉqlimをそれぞれ弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#およびｑ軸電流目標値ｉq#とし（Ｓ１０８）、弱め磁束制御処理のルーチンから復帰して目標値補正処理のステップＳ２０へ進む。
　目標値補正処理のステップＳ２０では、上記のように求められた弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#およびｑ軸電流目標値ｉq#をｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcとして出力する。すなわち、オープンループ制御部３１に与えるべきｄ軸およびｑ軸電流指令値をｉdc＝ｉd#，ｉqc＝ｉq#とする。
　ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcが出力された後は、ステップＳ１０へ戻り、以降、上記と同様の処理を繰り返す。これにより、ｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcが入力される毎に、それらに基づき、電圧制限および電流制限を超えないｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcが求められて出力される。
　上記第１の構成例によれば、弱め磁束制御により、電圧制限および電流制限を超えない範囲で電流目標値ｉd*、ｉq*に応じて可能な限り大きな電流指令値ｉdc、ｉqcおよび電圧指令値ｖdc、ｖqcを得ることができる。しかし、弱め磁束制御処理においてモータの回路方程式（１１）（１２）および上記式（１４）（１５）を満たすｄ軸およびｑ軸電流値ｉd，ｉqを算出するための演算負荷がマイコン２０にとって大きなものとなる。そこで、以下では、マイコン２０の演算負荷が過大なものとならないような目標値補正部２６の構成例として第２および第３の構成例を説明する。
＜２.２.２　第２の構成例＞
　目標値補正部２６の第２の構成例では、上記第１の構成例とは異なり、ｄ軸電流係数Ｇｄを出力する定数設定部２４が使用される。このｄ軸電流係数Ｇｄは、０＜Ｇｄ＜１の範囲で予め決められた値を有し、後述のように弱め磁束制御処理のためのｄ軸電流目標値ｉd#の決定に使用される。
　本構成例による目標値補正処理は、基本的には第１の構成例による目標値補正処理と同様であって、図４（ａ）に示す通りであるが、当該目標値補正処理から呼び出されるルーチンとしての弱め磁束制御処理の内容が第１の構成例と相違する。
　図６は、本構成例による弱め磁束制御処理を示すフローチャートであり、図７は、この弱め磁束制御処理に基づくｄ軸およびｑ軸電流指令値の求め方を説明するためのベクトル図である。本構成例においても、第１の構成例と同様、モータの回路方程式（１１）（１２）にｉd＝ｉd*，ｉq＝ｉq*を代入することにより得られる第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が式（１３）で示す電圧制限を超えていると判定された場合に、弱め磁束制御処理が実行される（図４のステップＳ１４，Ｓ１８）。以下、図６および図７を参照して、本構成例による弱め磁束制御処理のための目標値補正部２６の動作を説明する。
　本構成例による弱め磁束制御処理では、まず、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（１８）を満たすｄ軸およびｑ軸電流値ｉd，ｉqのうちｑ軸電流値が最大となるｄ軸およびｑ軸電流値を最大ｄ軸およびｑ軸電流値ｉdm，ｉqmとして求める（Ｓ１１０）。
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ　　　…（１８）
ここで、Ｖｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電圧制限値である。このような最大ｄ軸およびｑ軸電流値ｉdm，ｉqmの電流がブラシレスモータ１に流れる場合には、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と、ｑ軸電流ｉqによる電圧ベクトルＶ２ｍと、ｄ軸電流ｉdによる電圧ベクトルＶ３ｍとは、図７（ａ）に示すような関係となる。すなわち、電圧を示すｄ軸とｑ軸で規定される平面上において、ベクトルＶ１とベクトルＶ２ｍとベクトルＶ３ｍとの合成ベクトルＶ４ｍの始点を原点においたとき、当該合成ベクトルＶ４ｍの終点は上記式（１８）に対応する電圧制限円上に配置され、かつ、ベクトルＶ３ｍは当該電圧制限円に接する。
　次に、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（１９）（２０）を満たすｑ軸電流値ｉqを修正ｑ軸電流値ｉq2として求める（Ｓ１１２）。
　　ｉd＝Ｇｄ・ｉdm　　　　　　　 …（１９）
　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ　　…（２０）
ここで、Ｇｄは、定数設定部２４から入力されるｄ軸電流係数である（０＜Ｇｄ＜１）。また、上記式（１９）で示すｄ軸電流値ｉdを「修正ｄ軸電流値」と呼ぶものとする。
　このような修正ｑ軸電流値ｉq2および修正ｄ軸電流値Ｇｄ・ｉdmによって示される電流がブラシレスモータ１に流れる場合には、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と、ｑ軸電流ｉqによる電圧ベクトルＶ２と、ｄ軸電流ｉdによる電圧ベクトルＶ３とは、図７（ｂ）に示すような関係となる。そして、ｄ軸電流係数Ｇｄの値を予め適切に設定することにより、これらの電圧ベクトルＶ２，Ｖ３に対応するｄ軸およびｑ軸電流ｉd，ｉqは、電流制限を示す次式を満足する。
　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ　　…（２１）
すなわち、電圧を示すｄ軸とｑ軸で規定される平面上において、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と修正ｑ軸電流値ｉq2による電圧ベクトルＶ２と修正ｄ軸電流値Ｇｄ・ｉdmによる電圧ベクトルＶ３との合成ベクトルＶ４の始点を原点においたとき、当該合成ベクトルＶ４の終点は、上記式（１８）に対応する電圧制限円上であって上記式（２１）に対応する電流制限円内に配置される。なお、ｄ軸電流係数Ｇｄの具体的な値は、当該モータ制御装置およびブラシレスモータ１についての設計値、計算機シミュレーションまたは実験等に基づき電流制限の上記式（２１）を満たすように予め設定されている。
　その後、上記のようにして求められた修正ｄ軸電流値Ｇｄ・ｉdmおよび修正ｑ軸電流値ｉq2を、それぞれ、弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#およびｑ軸電流目標値ｉq#とし（Ｓ１１４）、弱め磁束制御処理のルーチンから復帰して図４のステップＳ２０へ進む。以降の処理は、上記第１の構成例による目標値修正処理と同様である。
＜２.２.３　第３の構成例＞
　次に、目標値補正部２６の第３の構成例について説明する。本構成例では、上記第１の構成例とは異なり、電流マージン定数Ｋｄを出力する定数設定部２４が使用される。この電流マージンＫｄは、後述のように弱め磁束制御処理のためのｄ軸電流目標値ｉd#の決定に使用される。
　本構成例による目標値補正処理は、基本的には第１の構成例による目標値補正処理と同様であって、図４（ａ）に示す通りであるが、当該目標値補正処理から呼び出されるルーチンとしての弱め磁束制御処理の内容が第１の構成例と相違する。
　図８は、本構成例による弱め磁束制御処理を示すフローチャートであり、図９は、当該弱め磁束制御処理に基づくｄ軸およびｑ軸電流指令値の求め方を説明するためのベクトル図である。本構成例においても、第１の構成例と同様、モータの回路方程式（１１）（１２）にｉd＝ｉd*，ｉq＝ｉq*を代入することにより得られる第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が式（１３）で示す電圧制限を超えていると判定された場合に、弱め磁束制御処理が実行される（図４のステップＳ１４，Ｓ１８）。以下、図８および図９を参照して、本構成例による弱め磁束制御処理のための目標値補正部２６の動作を説明する。
　本構成例による弱め磁束制御処理では、まず、上記第２の構成例の場合と同様に、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（２２）を満たすｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd，ｖqのうちｑ軸電流値ｉqが最大となるｄ軸およびｑ軸電圧値を第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1として求める（Ｓ１２０）。
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ　　　…（２２）
このような第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1の電圧がブラシレスモータ１に印加される場合には、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と、ｑ軸電流ｉqによる電圧ベクトルＶ２ｍと、ｄ軸電流ｉdによる電圧ベクトルＶ３ｍとは、図９（ａ）に示すような関係となり、第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1に対応する点（ｖd1，ｖq1）は電圧ベクトルＶ３ｍと電圧制限円との接点Ｐ１となる。
　次に、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（２３）（２４）を満たすｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd，ｖqのうちｑ軸電流値ｉqが最大となるｄ軸およびｑ軸電圧値を第２のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd2，ｖq2として求める（Ｓ１２２）。
　　ｉd＝０　　　　　　　　　　　 …（２３）
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ　　…（２４）
図９（ｂ）に示すように、このような第２のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd2，ｖq2に対応する点（ｖd2，ｖq2）は、ｑ軸電流による電圧ベクトルＶ２と電圧制限円との交点Ｐ２となる。
　次に、電圧を示すｄ軸とｑ軸で規定される平面上（図９（ｂ））において、上記の点Ｐ１（ｖd1，ｖq1）および点Ｐ２（ｖd2，ｖq2）を通る直線と次式（２５）で示す円との交点Ｐ３に対応するｄ軸およびｑ軸電圧値を第３のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd3，ｖq3として求める（Ｓ１２４）。
　　√（ｉd2＋ｉq2）＝Ｉｌｉｍ－Ｋｄ　…（２５）
ここで、Ｉｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電流制限値であり、Ｋｄは定数設定部２４から入力される電流マージン定数である（Ｋｄ＞０）。
　次に、上記第３のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd3，ｖq3をブラシレスモータ１に印加した場合のｄ軸電流値ｉdをモータの回路方程式（１１）（１２）より第３のｄ軸電流値ｉd3として求める（Ｓ１２６）。図９（ｂ）に示す電圧ベクトルＶ３３は、この第３のｄ軸電流値ｉd3による電圧ベクトルである。
　次に、モータの回路方程式（１１）（１２）より、および次式（２６）（２７）を満たすｑ軸電流値を修正ｑ軸電流値ｉq4として求める（Ｓ１２８）。
　　ｉd＝ｉd3　　　　　　　　　　 …（２６）
　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ　　…（２７）
ここで、上記式（２６）で示すｄ軸電流値ｉdを「修正ｄ軸電流値」と呼ぶものとする。
　上記のような修正ｄ軸電流値ｉd3および修正ｑ軸電流値ｉq4によって示される電流がブラシレスモータ１に流れる場合には、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と、ｑ軸電流ｉq4による電圧ベクトルＶ２と、ｄ軸電流ｉdによる電圧ベクトルＶ３とは、図９（ｂ）に示すような関係となる。そして、電流マージン定数Ｋｄの値を予め適切に設定することにより、これらの電圧ベクトルＶ２，Ｖ３に対応するｄ軸およびｑ軸電流ｉd，ｉqは、電流制限を示す次式を満足する。
　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ　　…（２８）
すなわち、電圧を示すｄ軸とｑ軸で規定される平面上において、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と修正ｑ軸電流値ｉq4による電圧ベクトルＶ２と修正ｄ軸電流値ｉd3による電圧ベクトルＶ３との合成ベクトルＶ４の始点を原点においたとき、当該合成ベクトルＶ４の終点は、上記式（２７）が示す電圧制限円上であって上記式（２８）に対応する電流制限円内に配置される。なお、電流マージン定数Ｋｄの具体的な値は、当該モータ制御装置およびブラシレスモータ１についての設計値、計算機シミュレーションまたは実験等に基づき電流制限の上記式（２８）を満たすように予め設定されている。
　その後、上記のようにして求められた修正ｄ軸電流値ｉd3および修正ｑ軸電流値ｉq4を、それぞれ、弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#およびｑ軸電流目標値ｉq#とし（Ｓ１３０）、弱め磁束制御処理のルーチンから復帰して図４のステップＳ２０へ進む。以降の処理は、上記第１の構成例による目標値修正処理と同様である。
＜２.３　効果＞
　本実施形態では、上記第１、第２または第３の構成例による弱め磁束制御処理を含む目標値補正処理によりｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcが得られ、これらのｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを用いて、オープンループ制御部３１等によりブラシレスモータ１の駆動が制御される。このような本実施形態によれば、図５、図７（ｂ）および図９（ｂ）からわかるように、弱め磁束制御（ｉd≠０）により、電圧制限だけでなく電流制限をも越えない範囲でほぼ最大のｑ軸電流が流れるようにｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを設定することができる。すなわち、電圧制限および電流制限の範囲内（√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍおよび√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ）でほぼ最大のモータトルクを発生させることが可能となる。これにより、駆動回路等の配線やスイッチング素子等に過大な電流が流れることによるモータ制御装置の損傷を回避しつつ、高回転領域でのモータトルクの低下を抑えることができる。また、上記第１～第３の構成例のいずれにおいても、電圧制限の範囲内で電流目標値に応じた最大の電圧をブラシレスモータ１に印加することで無効電力を極力抑制することができ（図５、図７（ｂ）および図９（ｂ））、第１の構成例の場合には、電流制限の範囲内で電流目標値に応じた最大の電流をブラシレスモータに流すこともできる。ただし、既述のように、マイコン２０でｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを求めるための演算負荷の点では、第２および第３の構成例が有利である。
＜３．第２の実施形態＞
　次に、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置について説明する。本実施形態に係るモータ制御装置の基本的な構成は、上記第１の実施形態と同様であって図２に示す通りであり、同一または対応する部分には同一の参照符号を付すものとする。以下では、上記第１の実施形態との相違点を中心に説明する。
　本実施形態では、目標値補正部２６を実現するためにマイコン２０が実行する目標値補正処理が上記第１の実施形態と相違する。図１０は、本実施形態における目標値補正部２６を実現するためにマイコン２０が実行する目標値補正処理を示すフローチャートである。以下、この図１０を参照しつつ本構成例による目標値補正部２６の動作を説明する。ただし、モータの回路方程式（１１）（１２）にｉd＝ｉd*，ｉq＝ｉq*を代入することにより得られる第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が式（１３）で示す電圧制限を超えていない場合の処理については、上記第１の実施形態と同様であるので（図４（ａ）のステップＳ１０～Ｓ１６）、同一のステップ番号を付して説明を省略する。なおこの場合、ｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*は、補正されることなくそのままｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*として目標値補正部２６から出力される（図１０（ａ）のステップＳ１０～Ｓ１６）。
　第１のｄ軸およびｑ軸電圧値ｖd1，ｖq1が電圧制限を超えている場合すなわちステップＳ１４において“Ｎｏ”と判定された場合には、第１の実施形態の場合と同様、弱め磁束制御処理が実行され、次式（２９）（３０）で示す電圧制限および電流制限を超えないような弱め磁束制御のｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd#，ｉq#が求められる（Ｓ５０）。
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ　　　…（２９）
　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ　　　…（３０）
ここで、ｖd，ｖqはブラシレスモータ１に印加されるｄ軸およびｑ軸電圧をそれぞれ示し、ｉd，ｉqはブラシレスモータ１に供給されるｄ軸およびｑ軸電流をそれぞれ示し、Ｖｌｉｍ，Ｉｌｉｍは制限値設定部２３から入力される電圧制限値および電流制限値をそれぞれ示す。
　ステップＳ５０の弱め磁束制御処理の具体的内容は、図４（ｂ）、図６、図８（第１～第３の構成例）に示す内容のいずれであってもよいし、これら以外であっても、電圧制限および電流制限を超えないようにｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd*，ｉq*に応じて弱め磁束制御のｄ軸およびｑ軸電流目標値ｉd#，ｉq#が求まればよい。
　このような弱め磁束制御処理が終了すると、図１０（ｂ）に示すトルク低下補償処理を実行する（Ｓ５２）。
　このトルク低下補償処理では、まず、モータの回路方程式（１１）（１２）および次式（３１）（３２）を満たす最大のｑ軸電流値ｉqを第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1として求める（Ｓ１４０）。
　　ｉd＝ｉd#　　　　　　　　　　　 …（３１）
　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ　　　…（３２）
これにより、弱め磁束制御処理により得られた指令値としてのｄ軸電流目標値ｉd＝ｉd#を変えずに弱め磁束制御のｑ軸電流目標値ｉq＝ｉq#を電圧制限の範囲内（式（３２））で変化させた場合の当該ｑ軸電流目標値の最大値が第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1として得られる。このような第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1によれば、図１１（ａ）に示すように、逆起電力ωeΦによる電圧ベクトルＶ１と第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1による電圧ベクトルＶ２と弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#による電圧ベクトルＶ３との合成ベクトルＶ４の大きさが電圧制限値Ｖｌｉｍに等しくなる。
　次に、次式（３３）（３４）を満たす最大のｑ軸電流値ｉqを第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2として求める（Ｓ１４２）。
　　ｉd＝ｉd#　　　　　　　　　　　 …（３３）
　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ　　　…（３４）
これにより、弱め磁束制御処理により得られた指令値としてのｄ軸電流目標値ｉd＝ｉd#を変えずに弱め磁束制御のｑ軸電流目標値ｉq＝ｉq#を電流制限の範囲内（式（３４））で変化させた場合の当該ｑ軸電流目標値の最大値が第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2として得られる。このような第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2によれば、図１１（ｂ）に示すように、ｄ軸成分がｉd#でｑ軸成分がｉqmax2である電流ベクトルの大きさがＩｌｉｍに等しくなる。
　次に、第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1と第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2のうち小さい方を制限最大ｑ軸電流値ｉqmaxとする（Ｓ１４４）。ただし、第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1と第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2が等しい場合には、ｉqmax＝ｉqmax1とおく。
　次に、弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#が示すｄ軸電流をブラシレスモータ１に流した場合におけるモータトルクの低下（図１３（ｂ）に示す点線の楕円内での低下）を補償すべく、弱め磁束制御のｑ軸電流目標値ｉq#を次式に従って補正することにより、トルク補償ｑ軸電流値ｉqtを求める（Ｓ１４６）。
　　ｉqt＝ｉq#＋ｉd#×Ｋiq　　　　 …（３５）
ここで、ｉd#は弱め磁束制御のｄ軸電流目標値であり、ｉq#は弱め磁束制御のｑ軸電流目標値であり、Ｋiqは、ｄ軸電流に起因するｄ軸方向磁束の低減によるモータトルクの低下を補償するためのｑ軸電流補償値を与える係数（以下「トルク低下補償係数」という）である。本実施形態では、ブラシレスモータ１におけるｄ軸電流とモータトルクの低下量と関係が図１２に示すような比例関係にあるとして、トルク低下補償係数Ｋiqが定数としてマイコン２０内の所定メモリに保持されている。このトルク低下補償係数Ｋiqの具体的な値は、ブラシレスモータ１についての設計値、計算機シミュレーションまたは実験等に基づき予め決定される。なお、トルク低下補償係数Ｋiqが電流値に依存する場合には、上記ｉd#×Ｋiqに相当するｑ軸電流補償値とｄ軸電流および／またはｑ軸電流とを対応付けるマップまたは関数式をマイコン２０内の所定メモリに保持しておき、それらのマップまたは関数式によりｑ軸電流補償値を求めるようにしてもよい。
　次に、上記のようにして求められたトルク補償ｑ軸電流値ｉqtがステップＳ１４４で求めた制限最大ｑ軸電流値ｉqmaxよりも大きいか否かを判定する（Ｓ１４８）。
　ステップＳ１４８での判定の結果、トルク補償ｑ軸電流値ｉqtが制限最大ｑ軸電流値ｉqmaxよりも大きい場合には、弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#をｄ軸電流指令値ｉdcとするとともに、制限最大ｑ軸電流値ｉqmaxをｑ軸電流指令値ｉqcとし（Ｓ１５０）、トルク低下補償処理のルーチンから復帰して目標値補正処理のステップＳ５４へ進む。
　ステップＳ１４８での判定の結果、トルク補償ｑ軸電流値ｉqtが制限最大ｑ軸電流値ｉqmax以下である場合には、弱め磁束制御のｄ軸電流目標値ｉd#をｄ軸電流指令値ｉdcとするとともに、トルク補償ｑ軸電流値ｉqtをｑ軸電流指令値ｉqcとし（Ｓ１５２）、トルク低下補償処理のルーチンから復帰して目標値補正処理のステップＳ５４へ進む。
　目標値補正処理のステップＳ５４では、上記のように求められたｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを出力する。これらのｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcに基づき、オープンループ制御部３１、ｄｑ軸／３相変換部３２、３相／ＰＷＭ変調部１２およびモータ駆動回路１３が上記第１の実施形態と同様に動作することより、ブラシレスモータ１が駆動される。なお、トルク低下補償処理のステップＳ１４４～Ｓ１５２からわかるように、トルク補償ｑ軸電流値ｉqt、第１の最大ｑ軸電流値ｉqmax1および第２の最大ｑ軸電流値ｉqmax2のうち最も小さい値がｑ軸電流指令値ｉqcとなる。また、ステップＳ１４４，Ｓ１４８～Ｓ１５２は、このようにしてｑ軸電流指令値ｉqcを選定するための選定手段を構成する。
　従来の弱め磁束制御では、図１３（ｂ）における点線の楕円内に示されるように、ｄ軸電流に起因するｄ軸方向磁束の低減によりモータトルクＴｍ（Ｎ）の低下が見られた。これに対し本実施形態では、弱め磁束制御（ｉd≠０）により、電圧制限および電流制限の範囲内でｑ軸電流が流れるようにｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcを設定すると共に、これらのｄ軸およびｑ軸電流指令値ｉdc，ｉqcの設定に際し、弱め磁束制御のためのｄ軸電流に起因するモータトルクの低下を補償すべく電圧制限および電流制限の範囲内でｑ軸電流目標値ｉq#が修正される（Ｓ１４６～Ｓ１５２）。このため本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様の効果に加えて、図１２（ｂ）に示すように、弱め磁束制御を導入しても高回転領域まで安定したモータ出力を得ることができる。
＜４．変形例＞
　上記第１および第２の実施形態に係るモータ制御装置では、オープンループ制御によりブラシレスモータ１が駆動されるが、本発明は、これに限定されるものではなく、各相の電流を検出する手段を設けてフィードバック制御によりブラシレスモータ１を駆動するモータ制御装置にも適用可能である。
　また、上記第１および第２の実施形態に係るモータ制御装置は、３相ブラシレスモータ１を駆動するように構成されているが、本発明は、これに限定されるものではなく、４相以上のブラシレスモータを駆動するモータ制御装置にも適用可能である。
　なお、本発明は、上述したコラムアシスト型の電動パワーステアリング装置だけでなく、ピニオンアシスト型やラックアシスト型の電動パワーステアリング装置にも適用できる。また、本発明は、電動パワーステアリング装置以外のモータ制御装置にも適用できる。

Claims (5)

  1. 　ブラシレスモータを駆動する弱め磁束制御可能なモータ制御装置であって、
    　前記ブラシレスモータに供給すべき電流を示すｄ軸およびｑ軸電流指令値を決定する指令電流設定手段と、
    　前記指令電流設定手段により決定されたｄ軸およびｑ軸電流指令値に基づき前記ブラシレスモータに印加すべき電圧を示すｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求める制御演算手段と、
    　前記制御演算手段により求められたｄ軸およびｑ軸電圧指令値に基づき前記ブラシレスモータを駆動する駆動手段とを備え、
    　前記指令電流設定手段は、予め決められた電圧制限値および電流制限値に対し、前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値とが下記の両不等式を満たすように前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値を決定することを特徴とする、モータ制御装置：
    　　√（ｖd2＋ｖq2）≦Ｖｌｉｍ、
    　　√（ｉd2＋ｉq2）≦Ｉｌｉｍ、
    ここで、ｖdは前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖqは前記ｑ軸電圧指令値であり、Ｖｌｉｍは前記電圧制限値であり、ｉdは前記ｄ軸電流指令値であり、ｉqは前記ｑ軸電流指令値であり、Ｉｌｉｍは前記電流制限値である。
  2. 　前記指令電流設定手段は、
    　　前記ブラシレスモータに供給すべき電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、
    　　前記ブラシレスモータに前記目標値の電流を供給するために前記ブラシレスモータに印加すべき電圧が前記電圧制限値Ｖｌｉｍによる制限を越える場合に、前記電圧制限値Ｖｌｉｍに対し前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値ｖd，ｖqが下記の式を満たすように前記目標値のｄ軸およびｑ軸成分を補正することにより前記ｄ軸およびｑ軸電流指令値を求める目標値補正手段とを含むことを特徴とする、請求項１に記載のモータ制御装置。
    　　√（ｖd2＋ｖq2）＝Ｖｌｉｍ
  3. 　前記指令電流設定手段は、前記ｄ軸電流指令値による前記ブラシレスモータの出力トルクの低下が補償され且つ前記両不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値を修正するトルク低下補償手段を含み、
    　前記制御演算手段は、前記ｄ軸電流指令値と前記トルク低下補償手段による修正後のｑ軸電流指令値とを用いて前記ｄ軸およびｑ軸電圧指令値を求めることを特徴とする、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記トルク低下補償手段は、
    　　前記両不等式のうち前記電圧制限値Ｖｌｉｍによる制限を示す不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値ｉqを変化させた場合に前記ｑ軸電流指令値ｉqがとりうる最大値を第１最大値として求める第１最大値決定手段と、
    　　前記両不等式のうち前記電流制限値Ｉｌｉｍによる制限を示す不等式を満たすように前記ｑ軸電流指令値ｉqを変化させた場合に前記ｑ軸電流指令値ｉqがとりうる最大値を第２最大値として求める第２最大値決定手段と、
    　　前記ｄ軸電流指令値による前記ブラシレスモータの出力トルクの低下が補償されるように前記ｑ軸電流指令値を補正する補正手段と、
    　　前記補正手段による補正後のｑ軸電流指令値、前記第１最大値、および前記第２最大値のうち最も小さい値を前記修正後のｑ軸電流指令値として選定する選定手段とを含むことを特徴とする、請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　車両のステアリング機構にブラシレスモータによって操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置であって、
    　請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ制御装置を備え、
    　前記モータ制御装置は、前記ステアリング機構に操舵補助力を与えるブラシレスモータを駆動することを特徴とする、電動パワーステアリング装置。
PCT/JP2009/056496 2008-03-31 2009-03-30 モータ制御装置および電動パワーステアリング装置 WO2009123113A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2009801115315A CN101981805B (zh) 2008-03-31 2009-03-30 电机控制装置和电动动力转向装置
EP09727220.7A EP2262097A4 (en) 2008-03-31 2009-03-30 Motor control device and electric power steering device
US12/935,774 US8541965B2 (en) 2008-03-31 2009-03-30 Motor controller and electronic power steering apparatus

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008091978A JP5200628B2 (ja) 2008-03-31 2008-03-31 モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP2008-091978 2008-03-31

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2009123113A1 true WO2009123113A1 (ja) 2009-10-08

Family

ID=41135487

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/056496 WO2009123113A1 (ja) 2008-03-31 2009-03-30 モータ制御装置および電動パワーステアリング装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8541965B2 (ja)
EP (1) EP2262097A4 (ja)
JP (1) JP5200628B2 (ja)
CN (1) CN101981805B (ja)
WO (1) WO2009123113A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016178262A1 (ja) * 2015-05-01 2016-11-10 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置および電動パワーステアリング制御方法
CN107508516A (zh) * 2017-09-18 2017-12-22 哈尔滨工业大学 电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法
US20230040044A1 (en) * 2020-04-20 2023-02-09 Thyssenkrupp Presta Ag Degradation concept for a steer-by-wire steering system
US12116051B2 (en) * 2022-10-19 2024-10-15 Thyssenkrupp Presta Ag Degradation concept for a steer-by-wire steering system

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011041343A (ja) * 2009-08-06 2011-02-24 Toshiba Corp モータ駆動装置及びモータ駆動方法
US20130013154A1 (en) 2010-03-29 2013-01-10 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Electric power steering system
JP5314643B2 (ja) * 2010-07-16 2013-10-16 國立台北科技大學 三相交流誘導モーター駆動器の制御システム
JP5703998B2 (ja) * 2010-09-06 2015-04-22 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
JP2012189376A (ja) * 2011-03-09 2012-10-04 Jtekt Corp 回転角検出装置およびトルク検出装置
JP5382069B2 (ja) * 2011-07-04 2014-01-08 株式会社安川電機 インバータ装置および電動機ドライブシステム
JP5693429B2 (ja) 2011-10-21 2015-04-01 三菱重工業株式会社 モータ制御装置、モータ制御方法
CN105865679B (zh) * 2012-05-17 2019-09-13 Lg伊诺特有限公司 转矩角传感器
JP5884747B2 (ja) * 2013-02-08 2016-03-15 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP6160860B2 (ja) * 2013-06-11 2017-07-12 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
JP6176663B2 (ja) * 2013-10-03 2017-08-09 東洋電機製造株式会社 交流電動機ドライブシステム
JP5958519B2 (ja) * 2013-12-06 2016-08-02 株式会社デンソー 制御装置、および、これを用いたシフトバイワイヤシステム
US9442468B2 (en) * 2013-12-06 2016-09-13 Denso Corporation Control apparatus and shift-by-wire system having the same
JP5831766B2 (ja) * 2013-12-06 2015-12-09 株式会社デンソー 制御装置、および、これを用いたシフトバイワイヤシステム
CN106464170B (zh) 2014-02-28 2019-10-18 Bae系统控制有限公司 用于转子磁通取向设备控制的四象限电压限制器
JP6497895B2 (ja) * 2014-11-17 2019-04-10 シャープ株式会社 同期モータの制御装置
CN105703688B (zh) * 2014-11-24 2019-03-12 北京宝沃汽车有限公司 防止逆变器处于饱和状态的控制方法
JP6519281B2 (ja) * 2015-03-31 2019-05-29 株式会社ジェイテクト 電動パワーステアリング装置
CN104875169A (zh) * 2015-05-14 2015-09-02 于浩 一种轴流风扇维修架
CN108450056B (zh) * 2015-12-02 2022-02-18 蒂森克虏伯普利斯坦股份公司 对转子位置传感器进行杂散磁场补偿
JP6648655B2 (ja) * 2016-08-30 2020-02-14 株式会社アドヴィックス 車両の制動制御装置
WO2018043536A1 (ja) * 2016-08-30 2018-03-08 株式会社アドヴィックス 車両の制動制御装置
JP6652023B2 (ja) * 2016-09-26 2020-02-19 株式会社アドヴィックス 車両の制動制御装置
JP6774622B2 (ja) * 2016-09-26 2020-10-28 株式会社ジェイテクト モータ制御装置
DE102017220685A1 (de) * 2017-11-20 2019-05-23 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer elektrischen Maschine zur Abgabe eines vorgegebenen Drehmomentes und einer vorgegebenen Drehzahl
JP6990118B2 (ja) * 2018-01-31 2022-01-12 オークマ株式会社 電動機の制御装置
DE102018114977A1 (de) 2018-06-21 2019-12-24 Thyssenkrupp Ag Schutzvorrichtung für einen Halbleiterschalter eines Elektromotors einer elektromechanischen Kraftfahrzeuglenkung
JP7155692B2 (ja) * 2018-07-13 2022-10-19 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
JP6677362B1 (ja) * 2018-10-19 2020-04-08 日本精工株式会社 モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置
CN111344947B (zh) 2018-10-19 2023-09-26 日本精工株式会社 电动机控制装置、电动致动器产品以及电动助力转向装置
US11601080B2 (en) * 2018-11-16 2023-03-07 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Motor control device
CN109560737B (zh) * 2019-01-04 2020-10-16 深圳市福瑞电气有限公司 一种永磁同步电机控制中抑制高速过流的方法及装置
US11101764B2 (en) * 2019-11-14 2021-08-24 Steering Solutions Ip Holding Corporation Dynamic control of source current in electric motor drive systems
DE102022122921A1 (de) * 2021-09-10 2023-03-16 Steering Solutions Ip Holding Corporation Systeme und verfahren zur echtzeit-steuerung von permanentmagnet-synchronmaschinen

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07170800A (ja) * 1993-09-17 1995-07-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータの制御方法
JP2002345281A (ja) 2001-03-12 2002-11-29 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2003304697A (ja) 2002-04-09 2003-10-24 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2006248389A (ja) 2005-03-10 2006-09-21 Favess Co Ltd 電動パワーステアリング装置
WO2006109809A1 (ja) 2005-04-12 2006-10-19 Jtekt Corporation 電動パワーステアリング装置
JP2007118785A (ja) * 2005-10-28 2007-05-17 Toyota Motor Corp 車両の操舵アシスト装置
JP2008029088A (ja) 2006-07-19 2008-02-07 Jtekt Corp モータ用制御装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5504404A (en) 1993-09-17 1996-04-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for controlling motor
US7262536B2 (en) * 2003-08-11 2007-08-28 General Motors Corporation Gearless wheel motor drive system
JP4641179B2 (ja) * 2004-11-25 2011-03-02 川崎重工業株式会社 同期モータの制御方法および制御装置
US6965212B1 (en) * 2004-11-30 2005-11-15 Honeywell International Inc. Method and apparatus for field weakening control in an AC motor drive system
JP4754378B2 (ja) * 2006-03-22 2011-08-24 本田技研工業株式会社 電動機の制御装置
JP4712638B2 (ja) * 2006-08-04 2011-06-29 本田技研工業株式会社 電動機の制御装置
JP4329792B2 (ja) * 2006-08-10 2009-09-09 トヨタ自動車株式会社 電動パワーステアリング装置
JP5109554B2 (ja) * 2007-09-26 2012-12-26 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07170800A (ja) * 1993-09-17 1995-07-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータの制御方法
JP2002345281A (ja) 2001-03-12 2002-11-29 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2003304697A (ja) 2002-04-09 2003-10-24 Koyo Seiko Co Ltd 電動パワーステアリング装置
JP2006248389A (ja) 2005-03-10 2006-09-21 Favess Co Ltd 電動パワーステアリング装置
WO2006109809A1 (ja) 2005-04-12 2006-10-19 Jtekt Corporation 電動パワーステアリング装置
JP2007118785A (ja) * 2005-10-28 2007-05-17 Toyota Motor Corp 車両の操舵アシスト装置
JP2008029088A (ja) 2006-07-19 2008-02-07 Jtekt Corp モータ用制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2262097A4

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2016178262A1 (ja) * 2015-05-01 2016-11-10 三菱電機株式会社 電動パワーステアリング制御装置および電動パワーステアリング制御方法
US10536102B2 (en) 2015-05-01 2020-01-14 Mitsubishi Electric Corporation Electric power steering control apparatus and electric power steering control method
CN107508516A (zh) * 2017-09-18 2017-12-22 哈尔滨工业大学 电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法
CN107508516B (zh) * 2017-09-18 2019-06-07 哈尔滨工业大学 电压拓展区弱磁运行的感应电机高速控制方法
US20230040044A1 (en) * 2020-04-20 2023-02-09 Thyssenkrupp Presta Ag Degradation concept for a steer-by-wire steering system
US12116051B2 (en) * 2022-10-19 2024-10-15 Thyssenkrupp Presta Ag Degradation concept for a steer-by-wire steering system

Also Published As

Publication number Publication date
CN101981805A (zh) 2011-02-23
EP2262097A4 (en) 2018-01-24
US20110025238A1 (en) 2011-02-03
JP2009247147A (ja) 2009-10-22
EP2262097A1 (en) 2010-12-15
US8541965B2 (en) 2013-09-24
CN101981805B (zh) 2013-08-07
JP5200628B2 (ja) 2013-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2009123113A1 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5453729B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5130716B2 (ja) モータ制御装置および電気式動力舵取装置
EP2293428B1 (en) Motor control device and electric power steering device
JP5365701B2 (ja) 電動パワーステアリング装置
WO2009123107A1 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5751455B2 (ja) 回転電機制御装置
WO2009091015A1 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
WO2009087991A1 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5453714B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
US8823300B2 (en) Electric motor control device
JP5092760B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP2007290470A (ja) 電動パワーステアリング装置
JP5412825B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5315709B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP2010029027A (ja) モータ制御装置
JP2008068666A (ja) 電動パワーステアリング装置
JP5444697B2 (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP2008155683A (ja) 電気式動力舵取装置
JP2010252484A (ja) モータ制御装置および電動パワーステアリング装置
JP5482625B2 (ja) 回転機の制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200980111531.5

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09727220

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009727220

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12935774

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE