WO2009122647A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2009122647A1
WO2009122647A1 PCT/JP2009/000684 JP2009000684W WO2009122647A1 WO 2009122647 A1 WO2009122647 A1 WO 2009122647A1 JP 2009000684 W JP2009000684 W JP 2009000684W WO 2009122647 A1 WO2009122647 A1 WO 2009122647A1
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WO
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axis
value
motor
basic voltage
correction
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/000684
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English (en)
French (fr)
Inventor
長瀬　茂樹
上田　武史
裕二 狩集
寛 須増
Original Assignee
株式会社ジェイテクト
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Publication date
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/16—Estimation of constants, e.g. the rotor time constant
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device for driving a motor (particularly a brushless motor).
  • the brushless motor is used, for example, as a source for generating a steering assist force in an electric power steering apparatus.
  • a motor control device for a brushless motor includes a current detection unit, a rotational position detection unit, a dq-axis target current value calculation unit, a dq-axis current calculation unit, a d-axis voltage command value calculation unit, and a q-axis voltage command. And a value calculation unit.
  • the current detection unit detects a current flowing through the armature winding of the motor.
  • the rotational position detector detects the rotor rotational position of the motor.
  • the dq-axis target current value calculation unit calculates a d-axis target current value and a q-axis target current value.
  • the dq axis current calculation unit obtains the d axis current and the q axis current based on the armature winding current and the rotor rotational position.
  • the d-axis voltage command value calculation unit obtains the d-axis voltage command value based on the PI calculation of the d-axis deviation so as to reduce the d-axis deviation between the d-axis target current value and the d-axis current.
  • the q-axis voltage command value calculation unit obtains the q-axis voltage command value based on the PI calculation of the q-axis deviation so as to reduce the q-axis deviation between the q-axis target current value and the q-axis current.
  • the motor control device Based on the d-axis voltage command value, the q-axis voltage command value, and the detected rotor rotational position thus obtained, the motor control device applies a voltage to the armature winding. Thereby, the rotational force of the rotor is generated.
  • non-interference control that adds a non-interference control amount to the PI calculation value is known (see US ⁇ 2001 / 0005121A1).
  • the non-interacting control is control for determining a voltage command value so as to compensate for speed electromotive force generated inside the motor as the rotor rotates. By performing the non-interacting control, it is expected that a decrease in response and tracking performance due to speed electromotive force can be effectively suppressed.
  • the speed electromotive force generated inside the motor depends on the rotational angular speed and the current. Therefore, the non-interacting control amount for compensating for this also depends on the rotational angular velocity and the current. More specifically, the d-axis decoupling control amount depends on the rotation angular velocity and the q-axis current, and the q-axis decoupling control amount depends on the rotation angular velocity and the d-axis current.
  • the rotational angular velocity is calculated based on the output signal of the rotational position detection unit, and the motor current value is obtained from the detection result of the current detection unit, these include high frequency noise. As a result, high-frequency noise is also included in the non-interacting control amount. This high-frequency noise causes vibration and abnormal noise, and may give a sense of incongruity to the user of the electric power steering apparatus, for example, and may deteriorate the steering feeling.
  • an object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing the occurrence of vibration and abnormal noise.
  • the motor control device of the present invention is based on a target current value setting unit (15, 16) for setting a target current value to be supplied to the motor (1), and a target current value set by the target current value setting unit.
  • a basic voltage value calculation unit (511, 521, 51a, 52a) for calculating a basic voltage value for driving the motor, a rotation angular velocity calculation unit (23) for calculating the rotation angular velocity of the motor, and a motor current value
  • a correction value calculation unit (50, 512, 515, 516, 522, 525, 526) that calculates a correction value for correcting the basic voltage value based on the rotation angular velocity calculated by the rotation angular velocity calculation unit.
  • a correction value smoothing unit 50, 515, 516, 525, 526) for obtaining a smoothed correction value.
  • the basic voltage value for driving the motor is set based on the target current value. Since the target current value corresponds to the torque to be generated from the motor, the basic voltage value corresponds to the voltage value applied to the motor in order to generate the target torque.
  • a correction value for correcting the basic voltage value is calculated based on the motor current value and the rotational angular velocity. This correction value is a value smoothed by the function of the correction value smoothing unit.
  • the voltage command value is obtained by correcting the basic voltage value with the smoothed correction value.
  • the motor is driven with this voltage command value.
  • the motor current value used for calculation of the correction value may be a target current value or a detected current value detected by the current detection unit (11).
  • the correction value calculation unit may calculate a correction value for non-interference control of the motor.
  • the basic voltage value calculation unit may calculate the d-axis basic voltage value V dbase and the q-axis basic voltage value V qbase according to the following formulas A1 and B1, respectively.
  • the correction value calculation unit calculates a d-axis correction value D d for correcting the d-axis basic voltage value V dbase according to the following formula A2, and corrects the q-axis basic voltage value V qbase.
  • the q-axis correction value D q is calculated according to the following formula B2.
  • the voltage command values V d * and V q * are given by the following formulas A and B, for example.
  • R is the armature winding resistance ( ⁇ )
  • P is the differential operator
  • ⁇ is the rotational angular velocity of the motor (rad / sec)
  • L d is the d-axis self-inductance (H)
  • L q is the q-axis self Inductance (H)
  • I d * is the d-axis target current value (A)
  • I q * is the q-axis target current value (A)
  • ⁇ is the number of U-phase, V-phase, and W-phase armature winding flux linkages Each represents ⁇ (3/2) times the maximum value.
  • the basic voltage value calculation unit preferably includes a basic voltage value smoothing unit (514, 524, 51a, 52a) for obtaining a smoothed basic voltage.
  • the basic voltage value smoothing unit is preferably lower than the cutoff frequency of the correction value smoothing unit.
  • the cutoff frequency of the smoothing process corresponding to the basic voltage value may be set relatively low so that the response characteristic required for the motor torque can be obtained.
  • the smoothing processing cut corresponding to the correction value (non-interacting control amount, etc.) so that the response characteristic necessary for non-interacting control, etc. (response characteristic capable of following the fluctuation of the rotational angular velocity) can be obtained.
  • the off frequency may be set relatively high. Thereby, for example, vibration and the like can be suppressed without sacrificing the effect of the non-interference control, that is, in a state where the responsiveness and followability of the motor are ensured regardless of the rotational angular velocity and the motor current value.
  • the basic voltage value smoothing unit may include a target current value smoothing unit (514, 524, 51a, 52a) for smoothing the target current value set by the target current value setting unit. .
  • a target current value smoothing unit (514, 524, 51a, 52a) for smoothing the target current value set by the target current value setting unit.
  • a smoothed basic voltage value can be obtained as a result.
  • the basic voltage value may be smoothed, or the smoothing process may be performed simultaneously in the process of obtaining the basic voltage value. It may be broken.
  • the correction value smoothing unit may include a current value smoothing unit (515, 525) for smoothing the motor current value. According to this configuration, by smoothing the motor current value, a smoothed correction value can be obtained as a result. Of course, after the correction value is obtained using the motor current value that has not been smoothed, the smoothing process may be performed on the correction value.
  • the correction value smoothing unit may include a rotation angular velocity smoothing unit (50) for smoothing the rotation angular velocity calculated by the rotation angular velocity calculation unit.
  • a rotation angular velocity smoothing unit (50) for smoothing the rotation angular velocity calculated by the rotation angular velocity calculation unit.
  • the basic voltage value calculation unit and the correction value calculation unit constitute an open loop control unit for obtaining a basic voltage value and a correction value based on a motor circuit equation.
  • the basic voltage value based on the motor circuit equations (the above formulas A and B) is expressed by the above formulas A1 and B1, for example.
  • the correction value based on the motor circuit equation is expressed by, for example, the expressions A2 and B2.
  • a current detection unit for detecting a motor current value since a current detection unit for detecting a motor current value is not necessary, cost can be reduced. In open-loop control, vibration and noise are particularly likely to occur due to fluctuations in the target current value. By adopting the configuration described above that smoothes the basic voltage value, vibration and noise are effectively reduced. Suppression is possible.
  • a feedback control configuration More specifically, a basic voltage value is obtained by providing a current detection unit that detects a motor current value and generates a detected current value, and performs PI (proportional integration) control on a deviation between the target current value and the detected current value. May be configured to calculate. In this case, the effect of smoothing the target current value can be obtained by the integration element in the PI control.
  • FIG. 1 is a block diagram for explaining an electrical configuration of an electric power steering apparatus to which a motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.
  • FIG. It is a block diagram for demonstrating the detailed structure of a dq axis voltage command value calculating part. It is a flowchart for demonstrating the control procedure of the motor by a motor control apparatus. It is a flowchart which shows the calculation procedure of d-axis voltage command value and q-axis voltage command value. It is a block diagram which shows the structure of the dq axis voltage command value calculating part in the motor control apparatus which concerns on 2nd Embodiment of this invention.
  • q-axis voltage command value calculation section 521 ... q-axis basic voltage value calculation section, 522 ... q-axis non-interacting control amount calculation section, 523 ... q-axis addition section, 524 ... 1st q-axis low-pass filter, 525... 2nd q-axis low-pass filter, 526... 3rd q-axis low-pass filter, 52a.
  • FIG. 1 is a block diagram for explaining an electrical configuration of an electric power steering apparatus to which a motor control apparatus according to an embodiment of the present invention is applied.
  • This electric power steering apparatus includes a torque sensor 7 that detects a steering torque applied to a steering wheel of a vehicle, a vehicle speed sensor 8 that detects the speed of the vehicle, a motor 1 that applies a steering assist force to the steering mechanism 3 of the vehicle, And a motor control device 10 for driving and controlling the motor 1.
  • the motor control device 10 drives the motor 1 in accordance with the steering torque detected by the torque sensor 7 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 8, thereby realizing appropriate steering assistance according to the steering situation.
  • the motor 1 is, for example, a three-phase brushless DC motor.
  • the motor control device 10 includes a microcomputer 12 as a signal processing unit and a drive circuit 13.
  • the above-described torque sensor 7 and vehicle speed sensor 8 are connected to the motor control device 10 together with the resolver 2 (rotational position sensor) that detects the rotational position of the rotor in the motor 1.
  • the microcomputer 12 includes a plurality of function processing units realized by program processing (software processing).
  • the plurality of function processing units include a basic target current value calculation unit 15, a dq axis target current value calculation unit 16, a dq axis voltage command value calculation unit 19 (open loop control unit), a voltage command value coordinate conversion unit 20, A PWM (pulse width modulation) control unit 21, an angle calculation unit 22, and a rotation angular velocity calculation unit 23 are included.
  • the drive circuit 13 is composed of an inverter circuit and is controlled by the PWM control unit 21 to supply power from a power source such as an in-vehicle battery to the U-phase, V-phase, and W-phase armature windings of the motor 1.
  • the angle calculation unit 22 calculates the rotation angle (electrical angle) ⁇ of the rotor of the motor 1 based on the rotation position detected by the resolver 2.
  • the rotation angular velocity calculation unit 23 calculates the rotation angular velocity ⁇ (rad / sec) of the rotor by differentiating the rotation angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 22 with respect to time.
  • the basic target current value calculation unit 15 calculates the basic target current value I * of the motor 1 based on the steering torque detected by the torque sensor 7 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 8. For example, the basic target current value I * is determined so as to increase as the steering torque increases and increase as the vehicle speed decreases.
  • the basic target current value I * calculated by the basic target current value calculation unit 15 is input to the dq-axis target current value calculation unit 16.
  • the dq-axis target current value calculation unit 16 calculates a d-axis target current value I d * for generating a magnetic field in the d-axis direction and a q-axis target current value I q * for generating a magnetic field in the q-axis direction. Calculate.
  • the d-axis is an axis along the magnetic flux direction of the field of the rotor of the motor 1
  • the q-axis is an axis orthogonal to the d-axis and the rotor rotation axis.
  • the calculation in the dq-axis target current value calculation unit 16 can be performed using a known calculation formula.
  • the basic target current value calculation unit 15 and the dq-axis target current value calculation unit 16 constitute a target current value setting unit.
  • the dq-axis voltage command value calculation unit 19 is obtained by the d-axis target current value I d * , the q-axis target current value I q * obtained by the dq-axis target current value calculation unit 16, and the rotation angular velocity calculation unit 23. Based on the rotational angular velocity ⁇ , a d-axis voltage command value V d * and a q-axis voltage command value V q * are obtained.
  • This dq-axis voltage command value calculation unit 19 is an open that sets the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * based on the circuit equation of the motor 1 (the following equations (3) and (6)). It constitutes a loop control unit.
  • the voltage command value coordinate conversion unit 20 performs coordinate conversion of the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * based on the rotation angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 22, and performs U-phase electric machine Applied voltage command values Vu * , Vv * , Vw * to be applied to the child winding, the V-phase armature winding, and the W-phase armature winding are calculated.
  • the calculation in the voltage command value coordinate conversion unit 20 may be performed using a known calculation formula.
  • the PWM control unit 21 generates a PWM control signal for each phase, which is a pulse signal having a duty ratio corresponding to the applied voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * .
  • a PWM control signal for each phase is a pulse signal having a duty ratio corresponding to the applied voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * .
  • voltages corresponding to the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * are applied from the drive circuit 13 to the armature windings of the respective phases, and the rotational force of the rotor is generated.
  • FIG. 2 is a block diagram for explaining a detailed configuration of the dq-axis voltage command value calculation unit 19.
  • the dq-axis voltage command value calculation unit 19 includes a d-axis voltage command value calculation unit 51 and a q-axis voltage command value calculation unit 52.
  • the d-axis voltage command value calculation unit 51 includes a d-axis basic voltage value calculation unit 511 (basic voltage value calculation unit), a d-axis decoupling control amount calculation unit 512, a d-axis addition unit 513 (correction unit), and a first d-axis It has a low-pass filter 514 (target current value smoothing unit, basic voltage value smoothing unit) and a second d-axis low-pass filter 515 (current value smoothing unit, correction value smoothing unit).
  • the d-axis non-interacting control amount calculation unit 512 and the second d-axis low-pass filter 515 constitute a correction value calculation unit that obtains a smoothed correction value (d-axis non-interacting control amount D d ).
  • the first d-axis low-pass filter 514 removes a high-frequency component (high-frequency noise) of the d-axis target current value I d * .
  • the first d-axis low-pass filter 514 can be configured with, for example, a first-order lag element (1 / (T 1 s + 1)).
  • T 1 is a time constant, and s is a Laplace operator.
  • the cut-off frequency ⁇ c1 1 / T 1 .
  • the cut-off frequency ⁇ c1 is, for example, the same as or lower than the cut-off frequency of a low-pass filter (not shown) built in the torque sensor 7. More specifically, for example, the cut-off frequency ⁇ c1 may be determined to be approximately the same as the electrical time constant of the motor 1 (for example, around 50 Hz).
  • the second d-axis low-pass filter 515 removes a high-frequency component (high-frequency noise) of the q-axis target current value I q * .
  • the second d-axis low-pass filter 515 can be configured with, for example, a first-order lag element (1 / (T 2 s + 1)).
  • T 2 is a time constant.
  • the cut-off frequency ⁇ c2 1 / T 2 . This cut-off frequency ⁇ c2 is higher than the cut-off frequency ⁇ c1 of the first d-axis low-pass filter 514, and is set to about 100 Hz, for example.
  • the d-axis basic voltage value calculation unit 511 is based on the d-axis target current value I d * smoothed by the first d-axis low-pass filter 514, and the d-axis basic voltage value V dbase corresponding to the torque to be generated from the motor 1. Is calculated according to the following equation (1). However, R is an armature winding resistance ( ⁇ ), P is a differential operator, and L d is a d-axis self-inductance, both of which are known parameters.
  • V dbase (R + PL d ) ⁇ I d * (1)
  • the d-axis non-interacting control amount calculation unit 512 is based on the q-axis target current value I q * smoothed by the second d-axis low-pass filter 515 and the rotation angular velocity ⁇ obtained by the rotation angular velocity calculation unit 23.
  • the d-axis decoupling control amount D d (correction value for correcting the d-axis basic voltage value V dbase ) is calculated according to the following equation (2). Where L q is the q-axis self-inductance.
  • the d-axis addition unit 513 adds the d-axis decoupling control amount D d to the d-axis basic voltage value V dbase (that is, corrects the d-axis basic voltage value V dbase with the d-axis non- interacting control amount D d ).
  • the d-axis voltage command value V d * of the following equation (3) is obtained.
  • This d-axis voltage command value V d * is nothing but the d-axis voltage command value obtained from the motor circuit equation (formula (3)).
  • the q-axis voltage command value calculation unit 52 includes a q-axis basic voltage value calculation unit 521 (basic voltage value calculation unit), a q-axis decoupling control amount calculation unit 522, a q-axis addition unit 523 (correction unit), a first q-axis It has a low-pass filter 524 (target current value smoothing unit, basic voltage value smoothing unit) and a second q-axis low-pass filter 525 (current value smoothing unit, correction value smoothing unit).
  • the q-axis non-interacting control amount calculation unit 522 and the second q-axis low-pass filter 525 constitute a correction value calculation unit that obtains a smoothed correction value (q-axis non-interacting control amount D q ).
  • the first q-axis low-pass filter 524 removes a high-frequency component (high-frequency noise) of the q-axis target current value I q * .
  • the first q-axis low-pass filter 524 can be configured with, for example, a first-order lag element (1 / (T 1 s + 1)).
  • the second q-axis low-pass filter 525 removes a high-frequency component (high-frequency noise) of the d-axis target current value I d * .
  • the second q-axis low-pass filter 525 can be configured with, for example, a first-order lag element (1 / (T 2 s + 1)).
  • the q-axis basic voltage value calculation unit 521 q-axis basic voltage value V qbase corresponding to the torque to be generated from the motor 1. Is calculated according to the following equation (4).
  • L q is the q-axis self-inductance and is a known parameter.
  • V qbase (R + pL q ) ⁇ I q * (4)
  • the q-axis decoupling control amount calculation unit 522 is based on the d-axis target current value I d * smoothed by the second q-axis low-pass filter 525 and the rotation angular velocity ⁇ obtained by the rotation angular velocity calculation unit 23.
  • a q-axis decoupling control amount D q (correction value for correcting the q-axis basic voltage value V qbase ) is calculated according to the following equation (5).
  • ⁇ represents ⁇ (3/2) times the maximum value of the number of U-phase, V-phase, and W-phase armature winding interlinkage magnetic fluxes, and is a known parameter.
  • the q-axis addition unit 523 adds the q-axis decoupling control amount D q to the q-axis basic voltage value V qbase (that is, corrects the q-axis basic voltage value V qbase with the q-axis decoupling control amount D q ).
  • the q-axis voltage command value V q * of the following equation (6) is obtained.
  • This q-axis voltage command value V q * is nothing but the q-axis voltage command value obtained from the motor circuit equation (formula (6)).
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining a control procedure of the motor 1 by the motor control device 10.
  • the microcomputer 12 reads the detection values obtained by the torque sensor 7, the vehicle speed sensor 8, and the resolver 2 (step S1).
  • the basic target current value calculation unit 15 calculates a target current value I * based on the detected steering torque and vehicle speed (step S2).
  • dq axis target current value calculating unit 16 calculates and its target current value d-axis target current value corresponding to I * I d * and q axis target current value I q * (step S3).
  • the angle calculator 22 calculates the rotational angle ⁇ of the rotor from the output of the resolver 2 (step S4).
  • the rotation angular velocity calculation unit 23 calculates the rotation angular velocity ⁇ based on the rotation angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 22 (step S5).
  • step S6 the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * (which may be a voltage value to be applied to the motor 1 or a PWM duty value May be present) (step S6).
  • the voltage command value coordinate conversion unit 20 a U-phase armature winding, a V-phase armature winding, and a W-phase armature winding corresponding to the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * .
  • Applied voltage command values Vu * , Vv * , Vw * to the line are calculated (step S7).
  • step S8 PWM control signals corresponding to these applied voltage command values Vu * , Vv * , and Vw * are given from the PWM control unit 21 to the drive circuit 13. Thereby, the motor 1 is driven (step S8). Then, whether or not to end the control is determined by, for example, turning on or off the ignition switch (step S9). If not, the process returns to step S1.
  • FIG. 4 is a flowchart showing a calculation procedure of the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * .
  • the d-axis basic voltage value calculation unit 511 calculates the d-axis basic voltage value V dbase
  • the q-axis basic voltage value calculation unit 521 calculates the q-axis basic voltage value V qbase (step S101).
  • the d-axis basic voltage value calculation unit 511 uses the d-axis target current value I d * smoothed by the first d-axis low-pass filter 514 (cut-off frequency ⁇ c1 ), and the q-axis basic voltage value calculation unit 521
  • the q-axis target current value I q * (cut-off frequency ⁇ c1 ) smoothed by the first q-axis low-pass filter 524 is used.
  • the d-axis non-interacting control amount calculation unit 512 calculates the d-axis non-interacting control amount D d
  • the q-axis non-interacting control amount calculating unit 522 determines the q-axis non-interacting control amount D q ( Step S102).
  • the d-axis non-interacting control amount calculation unit 512 uses the q-axis target current value I q * smoothed by the second d-axis low-pass filter 515 (cut-off frequency ⁇ c2 > ⁇ c1 ), and performs q-axis non-interference.
  • the control amount calculation unit 522 uses the d-axis target current value I d * smoothed by the second q-axis low-pass filter 525 (cut-off frequency ⁇ c2 ).
  • the d-axis decoupling control amount D d is added to the d-axis basic voltage value V dbase to obtain the d-axis voltage command value V d *
  • the q-axis decoupling control amount is added to the q-axis basic voltage value V qbase.
  • D q is added to obtain a q-axis voltage command value V q * (step S103).
  • the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * thus obtained are output.
  • the target current values I d * and I smoothed by the low-pass filters 514 and 524 are calculated in the basic voltage values V dbase and V qbase corresponding to the torque to be generated from the motor 1.
  • q * is used, and the target current values I q * and I d * smoothed by the low-pass filters 515 and 525 are used to calculate the non-interacting control amounts D d and D q .
  • the vibration and abnormal noise resulting from high frequency noise can be suppressed.
  • the cut-off frequency ⁇ c1 of the low-pass filters 514 and 524 that smooth the target current values I d * and I q * used for the calculation of the basic voltage values V dbase and V qbase is set to be relatively low. High-frequency components included in the current values I d * and I q * can be sufficiently removed, and unpleasant vibration and abnormal noise can be effectively suppressed.
  • the cut-off frequency ⁇ c2 of the low-pass filters 515 and 525 for smoothing the target current values I q * and I d * used for calculating the non-interacting control amounts D d and D q is set to be relatively high. .
  • FIG. 5 is a block diagram for explaining the configuration of the motor control apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the configuration that can be used as the dq-axis voltage command value calculation unit 19 is shown. It is shown.
  • FIG. 5 parts corresponding to those shown in FIG. 2 are given the same reference numerals.
  • an angular velocity low-pass filter 50 for smoothing the rotational angular velocity ⁇ calculated by the rotational angular velocity calculator 23 is provided.
  • the rotation angular velocity ⁇ smoothed by the angular velocity low-pass filter 50 is used for calculating the non-interacting control amounts D d and D q in the non-interacting control amount calculating units 512 and 522.
  • the angular velocity low-pass filter 50 can be constituted by, for example, a first-order lag element (1 / (T 3 s + 1)).
  • T 3 is a time constant.
  • the cut-off frequency ⁇ c3 1 / T 3 .
  • the cut-off frequency ⁇ c3 is preferably set to a value equal to or higher than the natural frequency determined by the mechanical characteristics (system characteristics) of the electric power steering apparatus. Thereby, high frequency noise can be removed while ensuring responsiveness to fluctuations in the rotational angular velocity ⁇ .
  • the natural frequency is as the following equation (8). 1 / ⁇ M ⁇ n 2 ⁇ s 2 + C ⁇ s + K ⁇ (7) ⁇ ⁇ K / (M ⁇ n 2 ) ⁇ (8)
  • M is the moment of inertia of the rotor of the motor
  • n is the reduction ratio
  • C is the friction coefficient
  • K is the elastic coefficient of the torsion bar.
  • the reduction ratio n is a reduction ratio of a reduction gear (not shown) between the motor 1 and the steering mechanism 3.
  • the torsion bar is interposed in the middle of the steering shaft, and twists according to the steering torque. The amount of twist of the torsion bar is detected by the torque sensor 7.
  • FIG. 6 is a block diagram for explaining the configuration of the motor control apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • the configuration that can be used as the dq-axis voltage command value calculation unit 19 is shown. It is shown.
  • parts corresponding to the parts shown in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
  • the target current values I d * and I q * used for calculation in the non-interacting control amount calculation units 512 and 522 are smoothed.
  • the low-pass filters 515 and 525 are omitted. That is, the smoothing process is performed only on the rotational angular velocity ⁇ among the variables used in the calculation of the non-interacting control amounts D d and D q .
  • FIG. 7 is a block diagram for explaining the configuration of the motor control apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the configuration that can be used as the dq-axis voltage command value calculation unit 19 is shown. It is shown.
  • parts corresponding to those shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the low-pass filters 515 and 525 for smoothing the target current values I d * and I q * used for calculation in the non-interacting control amount calculation units 512 and 522 are omitted, and the rotation is further performed.
  • the low-pass filter 50 for smoothing the angular velocity ⁇ is also omitted.
  • a third d-axis low-pass filter 516 and a third q- axis low-pass filter 526 for smoothing the entire non-interacting control amounts D d and D q are provided.
  • the d-axis decoupling control amount D d smoothed by the third d-axis low-pass filter 526 is added to the d-axis basic voltage value V dbase by the d-axis addition unit 513.
  • the q-axis decoupling control amount D q smoothed by the third q-axis low-pass filter 526 is added to the q-axis basic voltage value V qbase by the q-axis adding unit 523.
  • Each of the low-pass filters 516 and 526 can be configured by, for example, a first-order lag element (1 / (T 4 s + 1)).
  • This cut-off frequency ⁇ c4 is determined to be about the same as the cut-off frequency ⁇ c2 of the second d-axis and second q-axis low-pass filters 515 and 525, or about the same as the cut-off frequency ⁇ c3 of the low-pass filter 50 for angular velocity. That's fine.
  • FIG. 8 is a block diagram for explaining an electrical configuration of an electric power steering apparatus to which a motor control apparatus according to a fifth embodiment of the present invention is applied.
  • portions corresponding to the respective portions shown in FIG. 1 described above are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the motor control apparatus 10 performs open loop control for setting the d-axis voltage command value V d * and the q-axis voltage command value V q * based on the circuit equation of the motor.
  • the motor control device 10A of this embodiment detects the motor current value that actually flows through the motor 1, and executes feedback control based on the detected motor current value (detected current value). It is configured.
  • the motor control device 10 ⁇ / b> A includes a current detection unit 11, a microcomputer 12, and a drive circuit 13.
  • the current detection unit 11 detects a current flowing through the armature winding of the motor 1. More specifically, the current detection unit 11 includes current detectors 11u, 11v, and 11w that respectively detect phase currents in three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) armature windings.
  • the microcomputer 12 includes a basic target current value calculation unit 15, a dq axis target current value calculation unit 16, a dq axis current calculation unit 17, a d axis deviation calculation unit 18d, a q axis deviation calculation unit 18q, and a dq axis voltage command value calculation unit.
  • 19A feedback control unit
  • voltage command value coordinate conversion unit 20 PWM control unit 21, angle calculation unit 22, and rotation angular velocity calculation unit 23.
  • the current detectors 11u, 11v, and 11w detect phase currents Iu, Iv, and Iw that flow between the drive circuit 13 and the armature winding of each phase of the motor 1.
  • the phase currents Iu, Iv, Iw output from the current detection unit 11 are input to the dq axis current calculation unit 17.
  • the dq-axis current calculation unit 17 performs coordinate conversion of the phase currents Iu, Iv, and Iw based on the rotation angle ⁇ calculated by the angle calculation unit 22 to thereby convert the d-axis current value I d and the q-axis current value I q. (Detected current value as motor current value) is calculated.
  • the calculation in the dq axis current calculation unit 17 can be performed using a known calculation formula.
  • d-axis deviation calculation portion 18d calculates a d-axis deviation .delta.I d between the d-axis target current value I d * and the d-axis current I d.
  • the q-axis deviation calculating unit 18q obtains a q-axis deviation ⁇ I q between the q-axis target current value I q * and the q-axis current I q .
  • the dq-axis voltage command value calculation unit 19A obtains a d-axis voltage command value V d * corresponding to the d-axis deviation ⁇ I d and a q-axis voltage command value V q * corresponding to the q-axis deviation ⁇ I q .
  • FIG. 9 is a block diagram for explaining a detailed configuration of the dq-axis voltage command value calculation unit 19A.
  • the dq-axis voltage command value calculation unit 19A includes a d-axis voltage command value calculation unit 51A and a q-axis voltage command value calculation unit 52A.
  • d-axis voltage command value calculation portion 51A so as to reduce the d-axis deviation .delta.I d, d-axis deviation .delta.I d of the PI calculation (hereinafter referred to as "d-axis PI calculation".) d-axis voltage command value based on such V Find d * .
  • q-axis voltage command value calculation unit 52A so as to reduce the q-axis deviation .delta.I q, q-axis deviation .delta.I q of the PI calculation (hereinafter "q-axis PI calculation" hereinafter.) q-axis voltage command value based on such V Find q * .
  • the d-axis voltage command value calculation unit 51A includes a d-axis PI calculation unit 51a, a d-axis decoupling control amount calculation unit 512, a d-axis addition unit 513, and a d-axis low-pass filter 515. That is, the difference from the d-axis voltage command value calculation unit 51 in the first embodiment described above is that the first d-axis low-pass filter 514 is not provided, and the d-axis basic voltage value calculation unit 511 is replaced.
  • the d-axis PI calculation unit 51a is provided.
  • d-axis PI calculation portion 51a calculates the d-axis fundamental voltage value V dbase by PI calculation of the d-axis deviation .delta.I d, and outputs the d-axis fundamental voltage value V dbase the d-axis addition portion 513.
  • the d-axis addition unit 513 adds the d-axis decoupling control amount D d to the d-axis basic voltage value V dbase to obtain the d-axis voltage command value V d * .
  • the q-axis voltage command value calculation unit 52A includes a q-axis PI calculation unit 52a, a q-axis decoupling control amount calculation unit 522, a q-axis addition unit 523, and a q-axis low-pass filter 525. That is, the difference from the q-axis voltage command value calculation unit 52 in the first embodiment is that the first q-axis low-pass filter 524 is not provided and the q-axis basic voltage value calculation unit 521 is replaced.
  • the q-axis PI calculation unit 52a is provided.
  • the q-axis PI calculation unit 52 a calculates the q-axis basic voltage value V qbase by PI calculation of the q-axis deviation ⁇ I q , and outputs the q-axis basic voltage value V qbase to the q-axis addition unit 523.
  • the q-axis addition unit 523 adds the q-axis decoupling control amount D q to the q-axis basic voltage value V qbase to obtain the q-axis voltage command value V q * .
  • Each PI calculation unit 51a, 52a includes a proportional element and an integral element. Among these, the integral element has a function of smoothing the deviations ⁇ I d and ⁇ I q .
  • the high frequency noise included in the target current values I d * and I q * and the detected current values I d and I q can be removed. Therefore, it is not necessary to perform a separate smoothing process on the current values I d * , I q * , I d , and I q used for calculating the basic voltage values V dbase and V qbase .
  • the adjustment of the cutoff frequency of the smoothing process by the integral element can be performed by adjusting the proportional gain and the integral gain.
  • This fifth embodiment can be modified in the same manner as the second and third embodiments. That is, as shown in FIG. 10, in addition to the configuration shown in FIG. 9, an angular velocity low-pass filter 50 for smoothing the rotational angular velocity ⁇ may be provided. Further, as shown in FIG. 11, the low-pass filter for smoothing the detected current values I d and I q used for calculating the non-interacting control amounts D d and D q from the configuration shown in FIG. 515 and 525 may be omitted. Furthermore, as shown in FIG. 12, low-pass filters 516 and 526 that smooth the entire decoupling control amounts D d and D q may be provided instead of the low-pass filters 515, 525, and 50.
  • this invention can also be implemented with another form.
  • smoothing processing by the low-pass filters 514 and 524 is performed on the target current values I d * and I q * used for determining the basic voltage values V dbase and V qbase.
  • these may be omitted and only the smoothing process related to the non-interacting control amounts D d and D q may be performed.
  • the present invention is also applicable to the control of a motor for applications other than the electric power steering apparatus. Applicable. In particular, it is effective when applied to motor torque control in applications where responsiveness and followability are required in a servo system.

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Abstract

　このモータ制御装置は、モータ（１）に供給すべき目標電流値を設定する目標電流値設定ユニット（１５，１６）と、目標電流値に基づいて、モータを駆動するための基本電圧値を演算する基本電圧値演算ユニット（５１１，５２１，５１ａ，５２ａ）と、モータの回転角速度を演算する回転角速度演算ユニット（２３）と、モータ電流値と、モータの回転角速度とに基づいて、前記基本電圧値を補正するための補正値を演算する補正値演算ユニット（５０，５１２，５１５，５１６，５２２，５２５，５２６）と、基本電圧値を前記補正値演算ユニットによって演算された補正値で補正して電圧指令値を求める補正ユニット（５１３，５２３）と、電圧指令値を用いて前記モータを駆動する駆動ユニット（１３）とを含む。補正値演算ユニットは、平滑化された補正値を求めるための補正値用平滑化ユニット（５０，５１５，５１６，５２５，５２６）を含む。

Description

モータ制御装置
　この発明は、モータ（とくにブラシレスモータ）を駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、電動パワーステアリング装置における操舵補助力の発生源として利用される。
　ブラシレスモータのためのモータ制御装置は、電流検出部と、回転位置検出部と、ｄｑ軸目標電流値演算部と、ｄｑ軸電流演算部と、ｄ軸電圧指令値演算部と、ｑ軸電圧指令値演算部とを備えている。電流検出部は、モータの電機子巻線を流れる電流を検出する。回転位置検出部は、モータのロータ回転位置を検出する。ｄｑ軸目標電流値演算部は、ｄ軸目標電流値およびｑ軸目標電流値を演算する。ｄｑ軸電流演算部は、電機子巻線電流およびロータ回転位置に基づいてｄ軸電流およびｑ軸電流を求める。ｄ軸電圧指令値演算部は、ｄ軸目標電流値とｄ軸電流との間のｄ軸偏差を低減するように、ｄ軸偏差のＰＩ演算に基づいてｄ軸電圧指令値を求める。ｑ軸電圧指令値演算部は、ｑ軸目標電流値とｑ軸電流との間のｑ軸偏差を低減するように、ｑ軸偏差のＰＩ演算に基づいてｑ軸電圧指令値を求める。こうして求められたｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値、および検出されたロータ回転位置に基づいて、モータ制御装置は、電機子巻線に電圧を印加する。これにより、ロータの回転力が発生する。
　一方、ＰＩ演算値に対して非干渉化制御量を加算する非干渉化制御が知られている（US 2001/0005121A1参照）。非干渉化制御とは、ロータの回転に伴ってモータ内部で生じる速度起電力を補償するように電圧指令値を定める制御である。非干渉化制御を行うことによって、速度起電力による応答性や追従性の低下を効果的に抑制できると期待されている。
　モータ内部で生じる速度起電力は、回転角速度および電流に依存する。したがって、これを補償するための非干渉化制御量も同様に回転角速度および電流に依存する。より具体的には、ｄ軸非干渉化制御量は回転角速度およびｑ軸電流に依存し、ｑ軸非干渉化制御量は回転角速度およびｄ軸電流に依存する。
　しかし、回転角速度は回転位置検出部の出力信号に基づいて算出され、また、モータ電流値は電流検出部の検出結果から得られるものであるため、これらには高周波ノイズが含まれている。その結果として、非干渉化制御量にも高周波ノイズが含まれることになる。この高周波ノイズは、振動や異音の原因となり、たとえば、電動パワーステアリング装置の使用者に違和感を与え、操舵フィーリングを悪化させるおそれがある。
　そこで、この発明の目的は、振動や異音の発生を抑制することができるモータ制御装置を提供することである。
　この発明のモータ制御装置は、モータ（１）に供給すべき目標電流値を設定する目標電流値設定ユニット（１５，１６）と、この目標電流値設定ユニットによって設定された目標電流値に基づいて、前記モータを駆動するための基本電圧値を演算する基本電圧値演算ユニット（５１１，５２１，５１ａ，５２ａ）と、前記モータの回転角速度を演算する回転角速度演算ユニット（２３）と、モータ電流値と、前記回転角速度演算ユニットによって演算される回転角速度とに基づいて、前記基本電圧値を補正するための補正値を演算する補正値演算ユニット（５０，５１２，５１５，５１６，５２２，５２５，５２６）と、前記基本電圧値演算ユニットによって演算される基本電圧値を前記補正値演算ユニットによって演算された補正値で補正して電圧指令値を求める補正ユニット（５１３，５２３）と、この補正ユニットによって求められた電圧指令値を用いて前記モータを駆動する駆動ユニット（１３）とを含み、前記補正値演算ユニットが、平滑化された補正値を求めるための補正値用平滑化ユニット（５０，５１５，５１６，５２５，５２６）を含む。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表すが、このことは、むろん、本発明がそれらの実施形態に限定されるべきことを意味するものではない。以下、この項において同じ。
　この構成によれば、モータを駆動するための基本電圧値が目標電流値に基づいて設定される。目標電流値はモータから発生させるべきトルクに対応しているので、基本電圧値は、目標とするトルクを発生させるためにモータに印加される電圧値に相当する。一方、モータ電流値と回転角速度とに基づいて、基本電圧値を補正するための補正値が演算される。この補正値は、補正値用平滑化ユニットの働きにより、平滑化された値となっている。この平滑化された補正値によって基本電圧値に対する補正が行われることにより、電圧指令値が求められる。この電圧指令値でモータが駆動される。このように、高周波成分が抑制された補正値によって基本電圧値が補正されるので、振動や異音の発生を抑制することができる。
　補正値の演算に用いるモータ電流値は、目標電流値であってもよいし、電流検出ユニット（１１）によって検出される検出電流値であってもよい。
　前記補正値演算ユニットは、前記モータの非干渉化制御のための補正値を演算するものであってもよい。この構成により、振動や異音を抑制しつつ、非干渉化制御によって、回転角速度やモータ電流値によらずに、モータの応答性および追従性を向上することができる。
　具体的には、前記基本電圧値演算ユニットは、たとえば、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseおよびｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを下記式Ａ１，Ｂ１に従ってそれぞれ演算するものであってもよい。この場合に、前記補正値演算ユニットは、前記ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを下記式Ａ２に従って演算し、前記ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを下記式Ｂ２式に従って演算するものであることが好ましい。電圧指令値Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊は、この場合、たとえば、下記式Ａ，Ｂで与えられる。
　　　　Ｖｄ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｄ　　　　　　　　 ……Ａ
　　　　Ｖｑ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｑ　　　　　　　　 ……Ｂ
　　　　Ｖｄbase＝（Ｒ＋ＰＬｄ）・Ｉｄ ＊　　　……Ａ１
　　　　Ｖｑbase＝（Ｒ＋ＰＬｑ）・Ｉｑ ＊　　　……Ｂ１
　　　　Ｄｄ＝－ωＬｑ・Ｉｑ ＊　　　　　　 ……Ａ２
　　　　Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ ＊＋ωΦ　　　　 ……Ｂ２
　ただし、Ｒは電機子巻線抵抗（Ω）、Ｐは微分演算子、ωはモータの回転角速度(rad/秒)、Ｌｄはｄ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｉｄ ＊はｄ軸目標電流値（Ａ）、Ｉｑ ＊はｑ軸目標電流値（Ａ）、ΦはＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍をそれぞれ表す。
　モータ電流値を検出する電流検出ユニットが備えられている場合には、前記式Ａ２，Ｂ２によるｄ軸補正値Ｄｄおよびｑ軸補正値Ｄｑの演算において、目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊に代えて、検出されたｄ軸モータ電流値Ｉｄおよびｑ軸モータ電流値Ｉｑを用いてもよい。
　前記基本電圧値演算ユニットは、平滑化された基本電圧を求めるための基本電圧値用平滑化ユニット（５１４，５２４，５１ａ，５２ａ）を含むことが好ましい。
　この構成によれば、補正値だけでなく基本電圧値も平滑化された値となる。これにより、目標電流値の変動に起因する振動や異音の発生を併せて抑制することができる。したがって、より一層効果的に振動および異音を低減できる。
　前記基本電圧値用平滑化ユニットのカットオフ周波数は、前記補正値用平滑化ユニットのカットオフ周波数よりも低いことが好ましい。
　この構成では、基本電圧値に対応する平滑化処理のカットオフ周波数が比較的低いので、目標電流値の変動に起因する振動および異音を効果的に低減できる。その一方で、補正値に対応する平滑化処理のカットオフ周波数が比較的高いので、この補正値は回転角速度の変動に対する充分な応答性を確保した状態で、高周波ノイズが除去された値となる。このように、基本電圧値および補正値は、それぞれ適切に平滑化された値となるので、振動および異音の低減と応答性の確保とを両立できる。
　より具体的には、モータからトルクを発生させるために必要な応答特性と、非干渉化制御等の回転角速度に依存する制御に必要な応答特性とには相違がある。そこで、モータトルクに要求される応答特性が得られるように基本電圧値に対応する平滑化処理のカットオフ周波数を比較的低く定めればよい。その一方で、非干渉化制御等に必要な応答特性（回転角速度の変動に追従可能な応答特性）が得られるように、補正値（非干渉化制御量等）に対応する平滑化処理のカットオフ周波数を比較的高く定めればよい。これにより、たとえば、非干渉化制御の効果を犠牲にすることなく、すなわち、回転角速度やモータ電流値によらずにモータの応答性および追従性を確保した状態で、振動等を抑制できる。
　前記基本電圧値用平滑化ユニットは、前記目標電流値設定ユニットによって設定される目標電流値を平滑化する目標電流値平滑化ユニット（５１４，５２４，５１ａ，５２ａ）を含むものであってもよい。この構成によれば、目標電流値を平滑化することによって、結果的に、平滑化された基本電圧値を得ることができる。むろん、平滑化されていない目標電流値を用いて基本電圧値を求めたあとで、この基本電圧値に対する平滑化処理を行ってもよいし、基本電圧値を求める過程で同時に平滑化処理が行われてもよい。
　前記補正値用平滑化ユニットは、モータ電流値を平滑化する電流値平滑化ユニット（５１５，５２５）を含むものであってもよい。この構成によれば、モータ電流値に対する平滑化を行うことによって、結果的に、平滑化された補正値を得ることができる。むろん、平滑化されていないモータ電流値を用いて補正値を求めたあとで、この補正値に対する平滑化処理を行ってもよい。
　前記補正値用平滑化ユニットは、前記回転角速度演算ユニットによって演算される回転角速度を平滑化する回転角速度平滑化ユニット（５０）を含むものであってもよい。この構成によれば、回転角速度に対する平滑化を行うことによって、結果的に、平滑化された補正値を得ることができる。むろん、平滑化されていない回転角速度を用いて補正値を求めたあとで、この補正値に対する平滑化処理を行ってもよい。
　前記基本電圧値演算ユニットと、前記補正値演算ユニットとが、モータの回路方程式に基づいて基本電圧値および補正値をそれぞれ求めるオープンループ制御ユニットを構成していることが好ましい。
　モータの回路方程式（前記式Ａ，Ｂ）に基づく基本電圧値は、たとえば、前記式Ａ１，Ｂ１で表される。この場合に、モータの回路方程式に基づく補正値は、たとえば、前記式Ａ２，Ｂ２で表される。
　オープンループ制御の場合には、モータ電流値を検出する電流検出ユニットが必要ではないので、コストの低減を図ることができる。オープンループ制御では、とくに、目標電流値の変動の影響による振動や異音が発生しやすいので、基本電圧値の平滑化などを行う前述の構成をとることによって、効果的に振動や異音の抑制が可能となる。
　むろん、フィードバック制御の構成をとることもできる。より具体的には、モータ電流値を検出して検出電流値を生成する電流検出ユニットを設け、目標電流値と検出電流値との偏差に対するＰＩ（比例積分）制御を行うことで、基本電圧値を演算する構成とすればよい。この場合には、ＰＩ制御における積分要素によって、目標電流値を平滑化する効果が得られる。
　本発明における上述の、またはさらに他の目的、特徴および効果は、添付図面を参照して次に述べる実施形態の説明により明らかにされる。
この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 ｄｑ軸電圧指令値演算部の詳しい構成を説明するためのブロック図である。 モータ制御装置によるモータの制御手順を説明するためのフローチャートである。 ｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値の演算手順を示すフローチャートである。 この発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置におけるｄｑ軸電圧指令値演算部の構成を示すブロック図である。 この発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置におけるｄｑ軸電圧指令値演算部の構成を示すブロック図である。 この発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置におけるｄｑ軸電圧指令値演算部の構成を示すブロック図である。 この発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。 前記第５の実施形態におけるｄｑ軸電圧指令値演算部の詳しい構成を説明するためのブロック図である。 ｄｑ軸電圧指令値演算部の他の構成を示すブロック図である。 ｄｑ軸電圧指令値演算部のさらに他の構成を示すブロック図である。 ｄｑ軸電圧指令値演算部のさらに他の構成を示すブロック図である。
符号の説明
　１…モータ、２…レゾルバ、１０，１０Ａ…モータ制御装置、１１…電流検出部、１２…マイクロコンピュータ、５０…角速度用ローパスフィルタ、５１，５１Ａ…ｄ軸電圧指令値演算部、５１１…ｄ軸基本電圧値演算部、５１２…ｄ軸非干渉化制御量演算部、５１３…ｄ軸加算部、５１４…第１ｄ軸ローパスフィルタ、５１５…第２ｄ軸ローパスフィルタ、５１６…第３ｄ軸ローパスフィルタ、５１ａ…ｄ軸ＰＩ演算部、５２，５２Ａ…ｑ軸電圧指令値演算部、５２１…ｑ軸基本電圧値演算部、５２２…ｑ軸非干渉化制御量演算部、５２３…ｑ軸加算部、５２４…第１ｑ軸ローパスフィルタ、５２５…第２ｑ軸ローパスフィルタ、５２６…第３ｑ軸ローパスフィルタ、５２ａ…ｑ軸ＰＩ演算部
　図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両のステアリングホイールに加えられる操舵トルクを検出するトルクセンサ７と、車両の速度を検出する車速センサ８と、車両の舵取り機構３に操舵補助力を与えるモータ１と、このモータ１を駆動制御するモータ制御装置１０とを備えている。モータ制御装置１０は、トルクセンサ７が検出する操舵トルクおよび車速センサ８が検出する車速に応じてモータ１を駆動することによって、操舵状況に応じた適切な操舵補助を実現する。モータ１は、たとえば、三相ブラシレスＤＣモータである。
　モータ制御装置１０は、信号処理部としてのマイクロコンピュータ１２、および駆動回路１３を有する。このモータ制御装置１０に、モータ１内のロータの回転位置を検出するレゾルバ２（回転位置センサ）とともに、前述のトルクセンサ７および車速センサ８が接続されている。
　マイクロコンピュータ１２は、プログラム処理（ソフトウェア処理）によって実現される複数の機能処理部を備えている。これらの複数の機能処理部には、基本目標電流値演算部１５、ｄｑ軸目標電流値演算部１６、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９（オープンループ制御部）、電圧指令値座標変換部２０、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部２１、角度算出部２２、および回転角速度演算部２３が含まれている。
　駆動回路１３は、インバータ回路で構成され、ＰＷＭ制御部２１によって制御されることにより、車載バッテリ等の電源からの電力をモータ１のＵ相、Ｖ相およびＷ相電機子巻線に供給する。
　角度算出部２２は、レゾルバ２によって検出された回転位置に基づいて、モータ１のロータの回転角（電気角）θを算出する。回転角速度演算部２３（回転角速度演算ユニット）は、角度算出部２２によって算出される回転角θを時間微分することによって、ロータの回転角速度ω(rad/秒)を算出する。
　基本目標電流値演算部１５は、トルクセンサ７により検知される操舵トルクと、車速センサ８により検出される車速とに基づいて、モータ１の基本目標電流値Ｉ＊を演算する。基本目標電流値Ｉ＊は、たとえば、操舵トルクの大きさが大きいほど大きく、車速が小さい程大きくなるように定められる。
　基本目標電流値演算部１５により演算された基本目標電流値Ｉ＊はｄｑ軸目標電流値演算部１６に入力される。ｄｑ軸目標電流値演算部１６は、ｄ軸方向の磁界を生成するためのｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊と、ｑ軸方向の磁界を生成するためのｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊とを演算する。ｄ軸とは、モータ１のロータの有する界磁の磁束方向に沿う軸であり、ｑ軸とは、ｄ軸およびロータ回転軸に直交する軸である。ｄｑ軸目標電流値演算部１６における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。前記基本目標電流値演算部１５およびｄｑ軸目標電流値演算部１６が、目標電流値設定ユニットを構成している。
　ｄｑ軸電圧指令値演算部１９は、ｄｑ軸目標電流値演算部１６によって求められたｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊、ｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊、および回転角速度演算部２３によって求められた回転角速度ωに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊とを求める。このｄｑ軸電圧指令値演算部１９は、モータ１の回路方程式（後記式(3)(6)）に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を設定するオープンループ制御ユニットを構成している。
　電圧指令値座標変換部２０は、角度算出部２２によって算出された回転角θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊の座標変換を行い、Ｕ相電機子巻線、Ｖ相電機子巻線、Ｗ相電機子巻線にそれぞれ印加すべき印加電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算する。電圧指令値座標変換部２０における演算は公知の演算式を用いて行えばよい。
　ＰＷＭ制御部２１は、印加電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応するデューティ比を有するパルス信号である各相のＰＷＭ制御信号を生成する。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊に対応する電圧が駆動回路１３から各相の電機子巻線に印加され、ロータの回転力が発生する。
　図２は、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９の詳しい構成を説明するためのブロック図である。
ｄｑ軸電圧指令値演算部１９は、ｄ軸電圧指令値演算部５１、およびｑ軸電圧指令値演算部５２を有する。
　ｄ軸電圧指令値演算部５１は、ｄ軸基本電圧値演算部５１１（基本電圧値演算ユニット）、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２、ｄ軸加算部５１３（補正ユニット）、第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４（目標電流値平滑化ユニット、基本電圧値用平滑化ユニット）、および第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５（電流値平滑化ユニット、補正値用平滑化ユニット）を有する。前記ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２および第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５により、平滑化された補正値（ｄ軸非干渉化制御量Ｄｄ）を求める補正値演算ユニットが構成されている。
　第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４は、ｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊の高周波成分（高周波ノイズ）を除去する。第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４は、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ１ｓ＋１））で構成することができる。Ｔ１は時定数、ｓはラプラス演算子である。カットオフ周波数ωｃ１＝１／Ｔ１である。このカットオフ周波数ωｃ１は、たとえば、トルクセンサ７に内蔵されているローパスフィルタ（図示せず）のカットオフ周波数と同じか、それよりも低い周波数とされる。より具体的には、たとえば、カットオフ周波数ωｃ１は、モータ１の電気的時定数と同程度（たとえば５０Hz前後）に定めておけばよい。
　第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５は、ｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊の高周波成分（高周波ノイズ）を除去する。第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５は、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ２ｓ＋１））で構成することができる。Ｔ２は時定数である。カットオフ周波数ωｃ２＝１／Ｔ２である。このカットオフ周波数ωｃ２は、第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４のカットオフ周波数ωｃ１よりも高く、たとえば、１００Hz程度に定められる。
　ｄ軸基本電圧値演算部５１１は、第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４によって平滑化されたｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊に基づいて、モータ１から発生すべきトルクに対応するｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを次式(1)に従って演算する。ただし、Ｒは電機子巻線抵抗（Ω）、Ｐは微分演算子、Ｌｄはｄ軸の自己インダクタンスであり、いずれも既知のパラメータである。
　　Ｖｄbase＝（Ｒ＋ＰＬｄ）・Ｉｄ ＊　　　……(1)
　ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２は、第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５によって平滑化されたｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊と、回転角速度演算部２３によって求められた回転角速度ωとに基づいて、次式(2)に従ってｄ軸非干渉化制御量Ｄｄ（ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを補正するための補正値）を演算する。ただし、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンスである。
　　Ｄｄ＝－ωＬｑ・Ｉｑ ＊　　　　　　 ……(2)
　ｄ軸加算部５１３は、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseにｄ軸非干渉化制御量Ｄｄを加算（つまり、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseをｄ軸非干渉化制御量Ｄｄで補正）して、次式(3)のｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊を求める。
　　Ｖｄ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｄ＝（Ｒ＋ＰＬｄ）・Ｉｄ ＊－ωＬｑ・Ｉｑ ＊　 ……(3)
　このｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊は、結局、モータの回路方程式（式(3)）から求まるｄ軸電圧指令値に他ならない。
　ｑ軸電圧指令値演算部５２は、ｑ軸基本電圧値演算部５２１（基本電圧値演算ユニット）、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２、ｑ軸加算部５２３（補正ユニット）、第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４（目標電流値平滑化ユニット、基本電圧値用平滑化ユニット）、および第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５（電流値平滑化ユニット、補正値用平滑化ユニット）を有する。前記ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２および第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５により、平滑化された補正値（ｑ軸非干渉化制御量Ｄｑ）を求める補正値演算ユニットが構成されている。
　第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４は、ｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊の高周波成分（高周波ノイズ）を除去する。第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４は、第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４と同様に、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ１ｓ＋１））で構成することができる。
　第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５は、ｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊の高周波成分（高周波ノイズ）を除去する。第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５は、第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５と同様に、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ２ｓ＋１））で構成することができる。
　ｑ軸基本電圧値演算部５２１は、第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４によって平滑化されたｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊に基づいて、モータ１から発生すべきトルクに対応するｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを次式(4)に従って演算する。ただし、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンスであり、既知のパラメータである。
　　Ｖｑbase＝（Ｒ＋ｐＬｑ）・Ｉｑ ＊　　　……(4)
　ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２は、第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５によって平滑化されたｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊と、回転角速度演算部２３によって求められた回転角速度ωとに基づいて、次式(5)に従ってｑ軸非干渉化制御量Ｄｑ（ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを補正するための補正値）を演算する。ただし、Φは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍を表し、既知のパラメータである。
　　Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ ＊＋ωΦ　　　　 ……(5)
　ｑ軸加算部５２３は、ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseにｑ軸非干渉化制御量Ｄｑを加算（つまり、ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseをｑ軸非干渉化制御量Ｄｑで補正）して、次式(6)のｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を求める。
　　Ｖｑ ＊＝Ｖｑbase＋Ｄｑ＝（Ｒ＋ｐＬｑ）・Ｉｑ ＊＋ωＬｄ・Ｉｄ ＊＋ωΦ　 ……(6)
　このｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊は、結局、モータの回路方程式（式(6)）から求まるｑ軸電圧指令値に他ならない。
　図３は、モータ制御装置１０によるモータ１の制御手順を説明するためのフローチャートである。まず、マイクロコンピュータ１２は、トルクセンサ７、車速センサ８、およびレゾルバ２による検出値を読み込む（ステップＳ１）。基本目標電流値演算部１５は、検出された操舵トルクおよび車速に基づき、目標電流値Ｉ＊を演算する（ステップＳ２）。ｄｑ軸目標電流値演算部１６は、その目標電流値Ｉ＊に対応するｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊とｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊とを演算する（ステップＳ３）。角度算出部２２は、レゾルバ２の出力からロータの回転角θを算出する（ステップＳ４）。また、回転角速度演算部２３は、角度算出部２２によって算出された回転角θに基づいて、回転角速度ωを演算する（ステップＳ５）。
　次に、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９において、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊（モータ１に印加すべき電圧値であってもよいし、ＰＷＭデューティ値であってもよい。）とが演算される（ステップＳ６）。そして、電圧指令値座標変換部２０において、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊に対応するＵ相電機子巻線、Ｖ相電機子巻線、Ｗ相電機子巻線への印加電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が演算される（ステップＳ７）。これらの印加電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対応するＰＷＭ制御信号がＰＷＭ制御部２１から駆動回路１３に与えられる。これより、モータ１が駆動される（ステップＳ８）。そして、制御を終了するか否かを例えばイグニッションスイッチのオン・オフにより判断し（ステップＳ９）、終了しない場合はステップＳ１に戻る。
　図４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊の演算手順を示すフローチャートである。まず、ｄ軸基本電圧値演算部５１１によりｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseが求められ、ｑ軸基本電圧値演算部５２１によりｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseが求められる（ステップＳ１０１）。このとき、ｄ軸基本電圧値演算部５１１は第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４（カットオフ周波数ωｃ１）で平滑化されたｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊を用い、ｑ軸基本電圧値演算部５２１は第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４で平滑化されたｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊（カットオフ周波数ωｃ１）を用いる。
　一方、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２においてｄ軸非干渉化制御量Ｄｄが求められ、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２においてｑ軸非干渉化制御量Ｄｑが求められる（ステップＳ１０２）。このとき、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２は第２ｄ軸ローパスフィルタ５１５（カットオフ周波数ωｃ２＞ωｃ１）で平滑化されたｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊を用い、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２は第２ｑ軸ローパスフィルタ５２５（カットオフ周波数ωｃ２）で平滑化されたｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊を用いる。
　そして、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseにｄ軸非干渉化制御量Ｄｄが加算されてｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊が求められ、ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseにｑ軸非干渉化制御量Ｄｑが加算されてｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊が求められる（ステップＳ１０３）。こうして求められたｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊が出力される。
　以上のように、この実施形態によれば、モータ１から発生させるべきトルクに対応する基本電圧値Ｖｄbase，Ｖｑbaseの演算にローパスフィルタ５１４，５２４で平滑化した目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を用い、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの演算にローパスフィルタ５１５，５２５で平滑化した目標電流値Ｉｑ ＊，Ｉｄ ＊を用いている。これにより、高周波ノイズに起因する振動や異音を抑制することができる。また、基本電圧値Ｖｄbase，Ｖｑbaseの演算に用いる目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を平滑化するローパスフィルタ５１４，５２４のカットオフ周波数ωｃ１は比較的低く設定されているので、目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊に含まれる高周波成分を充分に取り除くことができ、不快な振動および異音を効果的に抑制できる。一方、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの演算に用いられる目標電流値Ｉｑ ＊，Ｉｄ ＊を平滑化するローパスフィルタ５１５，５２５のカットオフ周波数ωｃ２は比較的高く設定されている。これは、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑを回転角速度ωの変動に充分な応答性で追従させるためである。これにより、モータ１の応答性能を、回転角速度ωや電流値によらずに安定化できるという、非干渉化制御による効果が阻害されることがない。つまり、非干渉化制御の応答性をほとんど犠牲にすることなく、高周波ノイズを除去でき、振動および異音の発生を抑制または防止できる。
　図５は、この発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明するためブロック図であり、前述の図１の構成において、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９として用いることができる構成が示されている。以下、前述の図１を再び参照して説明する。なお、図５において、図２に示された各部に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。
　この実施形態では、前述の図２に示された構成に加えて、回転角速度演算部２３によって演算された回転角速度ωを平滑化するための角速度用ローパスフィルタ５０が備えられている。この角速度用ローパスフィルタ５０によって平滑化された回転角速度ωが、非干渉化制御量演算部５１２，５２２における非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの演算のために用いられる。
　角速度用ローパスフィルタ５０は、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ３ｓ＋１））で構成することができる。Ｔ３は時定数である。カットオフ周波数ωｃ３＝１／Ｔ３である。このカットオフ周波数ωｃ３は、当該電動パワーステアリング装置の機械的特性（システム特性）によって定まる固有周波数以上の値に定めることが好ましい。これにより、回転角速度ωの変動に対する応答性を確保しつつ、高周波ノイズを除去することができる。
　たとえば、電動パワーステアリング装置の伝達関数を次式(7)で表すと、前記固有周波数は下記式(8)のとおりとなる。
　　　　　１／｛Ｍ・ｎ２・ｓ２＋Ｃ・ｓ＋Ｋ｝　　…… (7)
　　　　　√｛Ｋ／（Ｍ・ｎ２）｝　　　　　　　　…… (8)
　ただし、Ｍはモータのロータの慣性モーメント、ｎは減速比、Ｃは摩擦係数、Ｋはトーションバーの弾性係数である。減速比ｎは、モータ１と舵取り機構３との間の減速機（図示せず）の減速比である。トーションバーとは、ステアリングシャフトの途中に介装されて、操舵トルクに応じてねじれを生じるものである。このトーションバーのねじれ量がトルクセンサ７によって検出される。
　このように、この実施形態では、システム特性（慣性、粘性および弾性）に基づいてカットオフ周波数ωｃ３を定めることにより、回転角速度ωに対して必要最小限の平滑化処理を行っている。これにより、より一層効果的に、振動および異音の抑制によるシステムの安定化と、回転角速度ωに対する応答性の確保とを両立できる。
　図６は、この発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明するためブロック図であり、前述の図１の構成において、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９として用いることができる構成が示されている。なお、図６において、図５に示された各部に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。
　この実施形態では、前記第２の実施形態の構成（図５）から、非干渉化制御量演算部５１２，５２２での演算に用いる目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を平滑化するためのローパスフィルタ５１５，５２５が省かれている。すなわち、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの演算に用いられる変数のうち、回転角速度ωに対してのみ平滑化処理が施されるようになっている。
　このような構成によっても、回転角速度ωに含まれる高周波ノイズを除去して、振動を抑制し、併せて非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの応答性を確保できる。
　図７は、この発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を説明するためブロック図であり、前述の図１の構成において、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９として用いることができる構成が示されている。なお、図７において、図２に示された各部に対応する部分には、同一の参照符号を付して示す。
　この実施形態では、非干渉化制御量演算部５１２，５２２での演算に用いる目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊を平滑化するためのローパスフィルタ５１５，５２５が省かれており、さらに、回転角速度ωを平滑化するためのローパスフィルタ５０も省かれている。その代わりに、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑ全体を平滑化するための第３ｄ軸ローパスフィルタ５１６および第３ｑ軸ローパスフィルタ５２６が備えられている。そして、第３ｄ軸ローパスフィルタ５２６で平滑化されたｄ軸非干渉化制御量Ｄｄがｄ軸加算部５１３でｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseに加算されるようになっている。同様に、第３ｑ軸ローパスフィルタ５２６で平滑化されたｑ軸非干渉化制御量Ｄｑがｑ軸加算部５２３でｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseに加算されるようになっている。
　ローパスフィルタ５１６，５２６は、それぞれ、たとえば、一次遅れ要素（１／（Ｔ４ｓ＋１））で構成することができる。Ｔ４は時定数であり、カットオフ周波数ωｃ４＝１／Ｔ４である。このカットオフ周波数ωｃ４は、前述の第２ｄ軸および第２ｑ軸ローパスフィルタ５１５，５２５のカットオフ周波数ωｃ２と同程度、または角速度用ローパスフィルタ５０のカットオフ周波数ωｃ３と同程度に定めればよい。
　このような構成によっても、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑを回転角速度ωの変動に追従させながら、高周波ノイズを除去して、振動および異音を抑制できる。
　図８は、この発明の第５の実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。この図８において、前述の図１に示された各部に対応する部分には同一の参照符号を付すこととし、それらについての詳細な説明を省く。
　前述の第１～第４実施形態に係るモータ制御装置１０は、モータの回路方程式に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を設定するオープンループ制御を行うものであるのに対して、この実施形態のモータ制御装置１０Ａは、モータ１に実際に流れるモータ電流値を検出し、検出されたモータ電流値（検出電流値）に基づいてフィードバック制御を実行するように構成されている。
　より具体的には、この実施形態では、モータ制御装置１０Ａは、電流検出部１１、マイクロコンピュータ１２、および駆動回路１３を有する。
　電流検出部１１はモータ１の電機子巻線を流れる電流を検出する。より具体的には、電流検出部１１は、３相（Ｕ相、Ｖ相およびＷ相）の電機子巻線における相電流をそれぞれ検出する電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗを有する。
　マイクロコンピュータ１２は、基本目標電流値演算部１５、ｄｑ軸目標電流値演算部１６、ｄｑ軸電流演算部１７、ｄ軸偏差演算部１８ｄ、ｑ軸偏差演算部１８ｑ、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９Ａ（フィードバック制御ユニット）、電圧指令値座標変換部２０、ＰＷＭ制御部２１、角度算出部２２、および回転角速度演算部２３を有している。これらは、マイクロコンピュータ１２が実行するソフトウェアによって実現される機能処理部である。
　電流検出器１１ｕ，１１ｖ，１１ｗは、駆動回路１３とモータ１の各相の電機子巻線との間において流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
　電流検出部１１から出力される相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはｄｑ軸電流演算部１７に入力される。ｄｑ軸電流演算部１７は、角度算出部２２によって算出された回転角θに基づいて、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを座標変換することにより、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ（モータ電流値としての検出電流値）を演算する。ｄｑ軸電流演算部１７における演算は公知の演算式を用いて行うことができる。
　ｄ軸偏差演算部１８ｄは、ｄ軸目標電流値Ｉｄ ＊とｄ軸電流Ｉｄとの間のｄ軸偏差δＩｄを求める。同様に、ｑ軸偏差演算部１８ｑは、ｑ軸目標電流値Ｉｑ ＊とｑ軸電流Ｉｑとの間のｑ軸偏差δＩｑを求める。
　ｄｑ軸電圧指令値演算部１９Ａは、ｄ軸偏差δＩｄに対応するｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊とｑ軸偏差δＩｑに対応するｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊とを求める。
　図９は、ｄｑ軸電圧指令値演算部１９Ａの詳しい構成を説明するためのブロック図である。この図９において、前述の図２に示された各部に対応する部分は、同一の参照符号を付して示す。
　ｄｑ軸電圧指令値演算部１９Ａは、ｄ軸電圧指令値演算部５１Ａ、およびｑ軸電圧指令値演算部５２Ａを有する。ｄ軸電圧指令値演算部５１Ａは、ｄ軸偏差δＩｄを低減するように、ｄ軸偏差δＩｄのＰＩ演算（以下「ｄ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊を求める。ｑ軸電圧指令値演算部５２Ａは、ｑ軸偏差δＩｑを低減するように、ｑ軸偏差δＩｑのＰＩ演算（以下「ｑ軸ＰＩ演算」という。）等に基づいてｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を求める。
　ｄ軸電圧指令値演算部５１Ａは、ｄ軸ＰＩ演算部５１ａ、ｄ軸非干渉化制御量演算部５１２、ｄ軸加算部５１３、およびｄ軸ローパスフィルタ５１５を有する。つまり、前述の第１の実施形態におけるｄ軸電圧指令値演算部５１との相違点は、第１ｄ軸ローパスフィルタ５１４が備えられておらず、また、ｄ軸基本電圧値演算部５１１に代えてｄ軸ＰＩ演算部５１ａが備えられていることである。ただし、この実施形態では、ｄ軸非干渉化制御量Ｄｄの演算には、ｄｑ軸電流演算部１７によって演算されたｑ軸電流値Ｉｑが用いられている。すなわち、ｄ軸ローパスフィルタ５１５は、ｑ軸電流値Ｉｑに対して平滑化処理を行い、この平滑化処理後のｑ軸電流値Ｉｑがｄ軸非干渉化制御量演算部５１２での演算に用いられる。したがって、ｄ軸非干渉化制御量Ｄｄ＝－ωＬｑ・Ｉｑと表される。
　ｄ軸ＰＩ演算部５１ａは、ｄ軸偏差δＩｄのＰＩ演算によりｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを演算し、このｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseをｄ軸加算部５１３に出力する。ｄ軸加算部５１３は、このｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseにｄ軸非干渉化制御量Ｄｄを加算して、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ ＊を求める。
　ｑ軸電圧指令値演算部５２Ａは、ｑ軸ＰＩ演算部５２ａ、ｑ軸非干渉化制御量演算部５２２、ｑ軸加算部５２３、およびｑ軸ローパスフィルタ５２５を有する。つまり、前述の第１の実施形態におけるｑ軸電圧指令値演算部５２との相違点は、第１ｑ軸ローパスフィルタ５２４が備えられておらず、また、ｑ軸基本電圧値演算部５２１に代えてｑ軸ＰＩ演算部５２ａが備えられていることである。ただし、この実施形態では、ｑ軸非干渉化制御量Ｄｑの演算には、ｄｑ軸電流演算部１７によって演算されたｄ軸電流値Ｉｄが用いられている。すなわち、ｑ軸ローパスフィルタ５２５は、ｄ軸電流値Ｉｄに対して平滑化処理を行い、この平滑化処理後のｄ軸電流値Ｉｄがｑ軸非干渉化制御量演算部５２２での演算に用いられる。したがって、ｑ軸非干渉化制御量Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ＋ωΦと表される。
　ｑ軸ＰＩ演算部５２ａは、ｑ軸偏差δＩｑのＰＩ演算によりｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを演算し、このｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseをｑ軸加算部５２３に出力する。ｑ軸加算部５２３は、このｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseにｑ軸非干渉化制御量Ｄｑを加算して、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊を求める。
　各ＰＩ演算部５１ａ，５２ａは、比例要素および積分要素を含む。これらのうち積分要素は、偏差δＩｄ，δＩｑを平滑化する働きをもつ。これにより、目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊および検出電流値Ｉｄ，Ｉｑに含まれる高周波ノイズを除去することができる。したがって、基本電圧値Ｖｄbase，Ｖｑbaseの演算に用いる電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊，Ｉｄ，Ｉｑに対しては、別途の平滑化処理を行う必要はない。積分要素による平滑化処理のカットオフ周波数の調整は、比例ゲインおよび積分ゲインの調整によって行うことができる。
　このような構成によって、前述の第１の実施形態の場合と同様に、回転角速度ωに対する応答性を確保して、非干渉化制御の効果を阻害することなく、振動および異音を抑制することができる。
　この第５の実施形態は、第２、第３の実施形態と同様に変形することができる。すなわち、図１０に示すように、図９に示された構成に加えて、回転角速度ωを平滑化するための角速度用ローパスフィルタ５０を設けてもよい。また、図１１に示すように、図１０に示された構成から、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑの演算のために用いる検出電流値Ｉｄ，Ｉｑを平滑化するためのローパスフィルタ５１５，５２５を省いてもよい。さらに、図１２に示すように、ローパスフィルタ５１５，５２５，５０の代わりに、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑ全体を平滑化するローパスフィルタ５１６，５２６を設けることとしてもよい。
　以上、この発明のいくつかの実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することも可能である。たとえば、前述の第１～第４の実施形態では、基本電圧値Ｖｄbase，Ｖｑbaseを定めるために用いられる目標電流値Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊に対してローパスフィルタ５１４，５２４による平滑化処理を行っているが、これらを省いて、非干渉化制御量Ｄｄ，Ｄｑに関する平滑化処理のみを行うようにしてもよい。
　また、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置の駆動源としてのモータに本発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動パワーステアリング装置以外の用途のモータの制御に対しても適用が可能である。とくに、サーボ系で応答性や追従性が要求される用途でのモータトルク制御に応用すると効果的である。
　本発明の実施形態について詳細に説明してきたが、これらは本発明の技術的内容を明らかにするために用いられた具体例に過ぎず、本発明はこれらの具体例に限定して解釈されるべきではなく、本発明の精神および範囲は添付の請求の範囲によってのみ限定される。
　この出願は、２００８年３月３１日に日本国特許庁に提出された特願２００８－９２８０１号に対応しており、この出願の全開示はここに引用により組み込まれるものとする。

Claims (11)

  1. 　モータに供給すべき目標電流値を設定する目標電流値設定手段と、
    　この目標電流値設定手段によって設定された目標電流値に基づいて、前記モータを駆動するための基本電圧値を演算する基本電圧値演算手段と、
    　前記モータの回転角速度を演算する回転角速度演算手段と、
    　モータ電流値と、前記回転角速度演算手段によって演算される回転角速度とに基づいて、前記基本電圧値を補正するための補正値を演算する補正値演算手段と、
    　前記基本電圧値演算手段によって演算される基本電圧値を前記補正値演算手段によって演算された補正値で補正して電圧指令値を求める補正手段と、
    　この補正手段によって求められた電圧指令値を用いて前記モータを駆動する駆動手段とを含み、
    　前記補正値演算手段が、平滑化された補正値を求めるための補正値用平滑化手段を含む、モータ制御装置。
  2. 　前記補正値演算手段は、前記モータの非干渉化制御のための補正値を演算するものである、請求項１記載のモータ制御装置。
  3. 　前記基本電圧値演算手段は、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseおよびｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを演算するものであり、
    　前記補正値演算手段は、前記ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを下記式Ａ２に従って演算し、前記ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを下記式Ｂ２式に従って演算するものであり、
    　前記電圧指令値Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊が、下記式Ａ，Ｂで表される、請求項２記載のモータ制御装置。
    　　　　Ｖｄ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｄ　　　　　　　　 ……Ａ
    　　　　Ｖｑ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｑ　　　　　　　　 ……Ｂ
    　　　　Ｄｄ＝－ωＬｑ・Ｉｑ ＊　　　　　　 ……Ａ２
    　　　　Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ ＊＋ωΦ　　　　 ……Ｂ２
    　ただし、Ｒは電機子巻線抵抗（Ω）、Ｐは微分演算子、ωはモータの回転角速度(rad/秒)、Ｌｄはｄ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｉｄ ＊はｄ軸目標電流値（Ａ）、Ｉｑ ＊はｑ軸目標電流値（Ａ）、ΦはＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍をそれぞれ表す。
  4. 　前記基本電圧値演算手段は、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseおよびｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを下記式Ａ１，Ｂ１に従ってそれぞれ演算するものである、請求項３記載のモータ制御装置。
    　　　　Ｖｄbase＝（Ｒ＋ＰＬｄ）・Ｉｄ ＊　　　……Ａ１
    　　　　Ｖｑbase＝（Ｒ＋ＰＬｑ）・Ｉｑ ＊　　　……Ｂ１
  5. 　前記基本電圧値演算手段と、前記補正値演算手段とが、モータの回路方程式に基づいて基本電圧値および補正値をそれぞれ求めるオープンループ制御手段を構成している、請求項１～４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  6. 　モータ電流値を検出してモータ電流検出値を生成する電流検出手段をさらに備え、
    　前記基本電圧値演算手段は、ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseおよびｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを演算するものであり、
    　前記補正値演算手段は、前記ｄ軸基本電圧値Ｖｄbaseを補正するためのｄ軸補正値Ｄｄを下記式Ａ３に従って演算し、前記ｑ軸基本電圧値Ｖｑbaseを補正するためのｑ軸補正値Ｄｑを下記式Ｂ３式に従って演算するものであり、
    　前記電圧指令値Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊が、下記式Ａ，Ｂで表される、請求項２記載のモータ制御装置。
    　　　　Ｖｄ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｄ　　　　　　　　 ……Ａ
    　　　　Ｖｑ ＊＝Ｖｄbase＋Ｄｑ　　　　　　　　 ……Ｂ
    　　　　Ｄｄ＝－ωＬｑ・Ｉｑ　　　　　　 ……Ａ３
    　　　　Ｄｑ＝ωＬｄ・Ｉｄ＋ωΦ　　　　 ……Ｂ３
    　ただし、Ｒは電機子巻線抵抗（Ω）、Ｐは微分演算子、ωはモータの回転角速度(rad/秒)、Ｌｄはｄ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｌｑはｑ軸の自己インダクタンス（Ｈ）、Ｉｄはｄ軸モータ電流検出値（Ａ）、Ｉｑはｑ軸モータ電流検出値（Ａ）、ΦはＵ相、Ｖ相、Ｗ相電機子巻線鎖交磁束数の最大値の√（３／２）倍をそれぞれ表す。
  7. 　前記基本電圧値演算手段が、平滑化された基本電圧を求めるための基本電圧値用平滑化手段をさらに含む、請求項１～６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記基本電圧値用平滑化手段のカットオフ周波数が、前記補正値用平滑化手段のカットオフ周波数よりも低い、請求項７記載のモータ制御装置。
  9. 　前記基本電圧値用平滑化手段が、前記目標電流値設定手段によって設定される目標電流値を平滑化する目標電流値平滑化手段を含む、請求項７または８記載のモータ制御装置。
  10. 　前記補正値用平滑化手段は、モータ電流値を平滑化する電流値平滑化手段を含む、請求項１～９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
  11. 　前記補正値用平滑化手段が、前記回転角速度演算手段によって演算される回転角速度を平滑化する回転角速度平滑化手段を含む、請求項１～１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
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