WO2008047438A1

WO2008047438A1 - Contrôleur vectoriel d'un moteur synchrone à aimant permanent

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Publication number: WO2008047438A1
Application number: PCT/JP2006/320846
Authority: WO
Inventors: Hidetoshi Kitanaka
Original assignee: Mitsubishi Electric Corporation
Priority date: 2006-10-19
Filing date: 2006-10-19
Publication date: 2008-04-24
Also published as: HK1134593A1; KR101027231B1; CN101529714B; EP2075906A1; CA2667025A1; KR20090040465A; EP2075906A4; JP4082444B1; US7969106B2; JPWO2008047438A1; RU2407140C1; US20100066283A1; CA2667025C; CN101529714A

Description

明細書

永久磁石同期電動機のベクトル制御装置

技術分野

[0001] 本発明は、永久磁石同期電動機のベクトル制御装置に関する。

背景技術

[0002] インバータを使用して永久磁石同期電動機 (以下、電動機と略す)をベクトル制御する技術については、産業界で広く利用されている技術であり、インバータの出力電圧の大きさと位相を個別に操作することで、電動機内の電流ベクトルを最適に操作し、電動機のトルクを高速に瞬時制御するものである。永久磁石同期電動機は、誘導電動機と比較して、永久磁石による磁束が確立して、るので励磁電流が不要であることや、回転子に電流が流れないため、二次銅損が発生しないことなど力も高効率な電動機として知られており、近年、電気車の制御装置への適用が検討されている。

[0003] 電気車の制御装置へ永久磁石同期電動機を適用する上で課題となるのが、高速域までの安定な弱め磁束運転の実現と、インバータの損失を最小とでき電動機への印加電圧を最大化できる 1パルスモードへの安定な遷移である。 1パルスモードとは、インバータの出力線間電圧が 1周期すなわち 360度で、 120度の正の最大電圧と負の最大電圧の矩形波が交互に 60度の電圧ゼロの期間を挟んで繰り返す矩形波電圧を出力するインバータの変調モードである。

関連した従来技術としては、電流指令値を基に算出した電圧指令値と、電圧固定指令とが入力される電圧固定部を設け、電圧固定指令が入力されると、電圧指令値の大きさをあらかじめ定めた電圧設定値に固定して新たな電圧指令値として出力し、電流指令値から演算された電圧指令値と新たな電圧指令値の差を比例積分制御して得た磁束方向（d軸)電流補正値により磁束方向（d軸)電流指令値を補正し、新たな電圧指令値からインバータの変調率を演算してインバータを制御することで弱め磁束運転する方法が特許文献 1に示されて!/ヽる。

[0004] 特許文献 1 :特開平 9— 84399 (段落 0023〜0029を参照）

発明の開示発明が解決しょうとする課題

[0005] 上記特許文献 1においては、電圧固定指令をどのように生成する力示されておらず、また電圧固定部を新たに設ける必要がある。また、コンデンサ電圧は常時変動しており、それに応じてインバータが出力できる最大電圧も変動するが、特許文献 1の方法で電動機への印加電圧を最大化するには、コンデンサ電圧変動に応じて電圧固定指令の生成タイミングと固定する電圧設定値を変化させる必要があり、複雑な制御を行う必要が有る。

[0006] さらに、電流指令値を基に算出した電圧指令値と、電圧固定指令により大きさが固定された新たな電圧指令値との偏差を比例積分制御した値を磁束方向（d軸)電流補正値として用いているため、電圧指令値と新たな電圧指令値との偏差がゼロでない場合、即ち比例積分制御の入力がゼロでない間は常に積分値が蓄積されてゆく動作となる。そのため、たとえば電動機の回転速度に対してトルク指令値が過大である場合等、磁束方向電流補正値により磁束方向電流を補正しても、理論的に電流指令値を基に算出した電圧指令値を固定された新たな電圧指令値以下にできない場合には、電圧指令値と固定された新たな電圧指令値との差をゼロにすることができず、比例積分制御内部の積分値が蓄積されて行き磁束方向電流補正値が時間の経過とともに過大に増加してゆくことになる。磁束方向電流補正値が過大になると、正常なベクトル制御が実現できないので、実用に際しては積分値の上限を制限したり所定の条件で積分値のリセットを実施したりなどの複雑な構成を要する。

[0007] 本発明は、上記問題を解決するために考案されたものであり、高速域において 1パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できる永久磁石同期電動機のベクトル制御装置を提供するものである。

課題を解決するための手段

[0008] この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値力電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータの PWM信号を生成する PWM信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えたものである。発明の効果

[0009] この発明に係る永久磁石同期電動機のベクトル制御装置は、永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値力電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォワード電圧を演算する非干渉電圧演算部と、前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータの PWM信号を生成する PWM信号生成部と、前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えたものなので、高速域にぉ、て 1パルスモードで安定な弱め磁束制御を簡単な構成で実現できると!、う効果が有る。

図面の簡単な説明

[0010] [図 1]本発明の実施の形態 1における永久磁石同期電動機のベクトル制御装置の構成例を示す図である。

[図 2]本発明の実施の形態 1における電流指令値生成部の構成例を示す図である。圆 3]本発明の実施の形態 1における PWM信号生成部の構成例を示す図である。

[図 4]本発明の実施の形態 1におけるインバータ角周波数 ωに対する、変調率 PMF 、ノルスモードの遷移、スィッチの動作及び制御モードの遷移を説明する図である。圆 5]本発明の実施の形態 1における電流指令値補正部の構成例を示す図である。圆 6]本発明の実施の形態 1における d軸電流誤差と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係を示す図である。

圆 7]本発明の実施の形態 1における d軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係を示す図である。

圆 8]本発明の実施の形態 1における q軸電流誤差と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係を示す図である。

圆 9]本発明の実施の形態 1における q軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係を示す図である。

圆 10]本発明の実施の形態 1におけるトルク指令値、トルク、 d軸電流指令値、 d軸電流、 q軸電流指令値及び q軸電流の動作シミュレーション波形を示す図である。圆 11]本発明の実施の形態 1における変調率、電流指令値補正値、 U相電圧指令値、同期 3パルス PWMモードフラグ、同期 1パルスモードフラグ及び U相電流の動作シミュレーション波形を示す図である。

符号の説明

1 :コンデンサ 2 :インバータ

3, 4, 5 :電流検出器 6 :電動機

7 :レゾルバ 8 :電圧検出器

10：電流指令値生成部 11： d軸基本電流指令値生成部

14：加算器 15 : q軸電流指令値生成部

20： d軸電流制御部 21： q軸非干渉演算部

22： d軸非干渉演算部 (非干渉演算部） 23： q軸電流制御部 (非干渉演算部）

30：変調率演算部 40：制御位相角演算部

50 : PWM信号生成部 53 :掛算器

54：調整ゲインテーブル 55：電圧指令値演算部 57：多パルスキャリア信号生成部 58：同期 3パルスキャリア生成部

59 :スィッチ 60 :パルスモード切替処理部

61〜63：比較器 64〜66：反転回路

70：インバータ角周波数演算部 80：電流指令値補正部

81 :リミッタ 82 :—次遅れ要素

83：比例ゲイン 85：定数誤差補正部

90：三相 dq軸座標変換部 95：基準位相角演算部

100 :ベクトル制御装置

発明を実施するための最良の形態

[0012] 実施の形態 1.

図 1は、本発明の実施の形態 1における永久磁石同期電動機のベクトル制御装置の構成例を示す図である。図 1に示すように、主回路は直流電源となるコンデンサ 1、コンデンサ 1の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ 2、永久磁石同期電動機 (以下、単に電動機と記す) 6から構成されて、る。

主回路上にはコンデンサ 1の電圧を検出する電圧検出器 8、インバータ 2の出力線の電流 iu, iv, iwを検出する電流検出器 3, 4, 5が配置され、電動機 6には、ロータ機械角 Θ mを検出するレゾルバ 7が配置されており、それぞれの検出信号はベクトル制御装置 100に入力されている。

[0013] なお、レゾルバ 7の代わりにエンコーダを使用しても良いし、レゾルバ 7から得られる位置信号の代わりに、検出した電圧、電流等から位置信号を演算して求める位置センサレス方式を使用してもよぐこの場合、レゾルバ 7は不要となる。つまり、位置信号の取得はレゾルバ 7を使用することに限定されない。

また、電流検出器 3, 4, 5に関して、最低 2相に設置してあれば残りの 1相の電流は演算して求めることが可能であるのでそのように構成しても良、し、インバータ 2の直流側電流からインバータ 2の出力電流を再現して取得する構成でもよヽ。

[0014] インバータ 2にはベクトル制御装置 100により生成されるゲート信号 U, V, W, X, Υ, Zが入力され、インバータ 2に内蔵されるスイッチング素子が PWM制御される。ィンバータ 2は電圧型 PWMインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は割愛する。

[0015] ベクトル制御装置 100には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令値 T*が入力される構成となっており、ベクトル制御装置 100は、電動機 6の発生トルク Tがトルク指令値 T *に一致するようにインバータ 2を制御する構成として、る。

[0016] 次に、ベクトル制御部 100の構成を説明する。ベクトル制御部 100は、ロータ機械角 Θ m力基準位相角 Θ eを算出する基準位相角演算部 95、電流検出器 3, 4, 5から検出された三相電流 iu、 iv、 iwと基準位相角 Θ eとから d軸電流 id、 q軸電流 iqを生成する三相 dq軸座標変換部 90、基準位相角 Θ eからインバータ角周波数 ωを算出するインバータ角周波数演算部 70、外部より入力されたトルク指令値 Τ*と後述する電流指令値補正値 dVとから d軸電流指令値 id *、 q軸電流指令値 iq *を生成する電流指令値生成部 10、 d軸電流指令値 id *と d軸電流の差を比例積分制御し、 d軸電流誤差 pdeを生成する d軸電流制御部 20、 q軸電流指令値 iq *と q軸電流の差を比例積分制御し、 q軸電流誤差 pqeを生成する q軸電流制御部 23、 d軸電流指令値 i d *とインバータ角速度 ωとから q軸フィードフォワード電圧 vqFFを演算する q軸非干渉演算部 21、 q軸電流指令値 iq *とインバータ角速度 ωとから d軸フィードフォワード電圧 vdFFを演算する d軸非干渉演算部 22、変調率 PMFを演算する変調率演算部 30、 d軸電流誤差 pdeと d軸フィードフォワード電圧 vdFFとの和である d軸電圧指令値 vd*と、インバータ 2へのゲート信号 U, V, W, X, Υ, Zを生成する PWM信号生成部 50、変調率 PMFを入力とし電流指令値補正値 dVを演算する電流指令値補正部 80、 d軸電流 idと q軸電流 iqと d軸電流指令値 id*と q軸電流指令値 iq *とから制御位相角補正値 dTHVを演算する定数誤差補正部 85から構成されている。

[0017] なお、変調率演算部 30は、 d軸電流誤差 pdeと d軸フィードフォワード電圧 vdFFとの和である d軸電圧指令値 vd*と、 q軸電流誤差 pqeと q軸フィードフォワード電圧 vq FFとの和である q軸電圧指令値 vq *と、基準位相角 Θ eと、コンデンサ 8の電圧 EFC とを入力とする。また、 PWM信号生成部 50の入力は、 q軸電流誤差 pqeと q軸フィードフォワード電圧 vqFFとの和である q軸電圧指令値 vq *と、基準位相角 Θ eと、制御位相角補正値 dTHVとから、制御位相角 Θを演算する制御位相角演算部 40、変調率 PMFと制御位相角 Θとである。 [0018] 次に、以上に説明した各制御ブロックの詳細構成を説明する。基準位相角演算部 95では、以下の式（1)に基づいて、ロータ機械角 Θ mから電気角である基準位相角 Θ eを算出する。ここで、 PPは電動機 6の極対数である。

Θ Θ= θ πι· ΡΡ (1)

[0019] 三相— dq軸座標変換部 90では、以下の式（2)に基づいて、三相電流 iu、 iv、 iwと基準位相角 Θ eとから d軸電流 id、 q軸電流 iqを生成する。

[0020] [数 1]

[0021] インバータ角周波数演算部 70では、以下の式 (3)に基づき基準位相角 Θ eを微分することでインバータ角周波数 ωを算出する。

co =d 0 e/dt (3)

[0022] 電流指令値生成部 10の構成を説明する。図 2は、本発明の実施の形態 1における電流指令値生成部 10の構成例を示す図である。トルク指令値 T *は d軸基本電流指令値生成部 11に入力され、 d軸基本電流指令値 idl *を生成する。 d軸基本電流指令値 idl *の生成方法としては、電動機 6が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御方法が知られており、トルク指令値 T *に基づいてマップを参照して最適な d軸基本電流指令値 idl *を得たり、演算式により最適な d軸基本電流指令値 idl *を得る方法がある。本部分は公知例により構成することが可能であるため、ここでは詳細な説明は割愛する。

[0023] d軸基本電流指令値 idl *が生成されると、次に、加算器 14により上記 d軸基本電流指令値 idl *に電流指令値補正値 dVを加算することで d軸電流指令値 id *を得る。電流指令値補正値 dVは負の値をとり、 d軸基本電流指令値 idl *に負方向の補正を実施することで、 d軸電流指令値 id *を負方向に大きくし、電動機 6の永久磁石により発生する磁束を打ち消す方向の磁束を発生させて電動機 6の鎖交磁束を弱めるいわゆる弱め磁束制御を行う目的で設けている。電流指令値補正値 dVの生成方法については、本発明の重要部分であるため後述する。

[0024] 最後に、 d軸電流指令値 id*とトルク指令値 T*とから q軸電流指令値生成部 15により q軸電流指令値 iq *を生成する。 q軸電流指令値の生成方法としては、上述のとおり、マップを参照することで最適な q軸電流指令値 iq *を得たり、演算式により最適な q軸電流指令値 iq *を得る方法がある。本部分は公知例により構成することが可能であるため、ここでは詳細な説明は割愛する。

[0025] d軸電流制御部 20、 q軸電流制御部 23は、次式 (4)、 (5)に基づ、て d軸電流指令値 id *と d軸電流の差を比例積分増幅した d軸電流誤差 pdeと、 q軸電流指令値 iq * と q軸電流の差を比例積分増幅した q軸電流誤差 pqeとを生成する。ここで、 K1と K3 は比例ゲイン、 K2と K4は積分ゲインである。

pqe= (Kl +K2/s) · (iq *—iq) (4)

pde= (K3+K4/s) - (id * -id) (5)

なお、後述するとおり、 pqeと pdeは、制御モード 1 (後述)から制御モード 2 (後述）に移行後、徐々にゼロに絞り、逆に制御モード 2から制御モード 1に移行するときは徐々に値を立ち上げる。

[0026] 非干渉電圧演算部である d軸非干渉演算部 22と q軸非干渉演算部 21は、それぞれ次式（6)、（7)式に基づいて d軸フィードフォワード電圧 vdFF、 q軸フィードフォヮード電圧 vqFFを演算する。

vdFF= (Rl + s'Ld) 'id *— co 'Lq'iq * (6)

vqFF= (Rl + s-Lq) -iq * + ω · (Ld-id * + a) (7)

ここで、 Rlは電動機 6の一次卷線抵抗（ Ω )、 Ldは d軸インダクタンス (H)、 Lqは q 軸インダクタンス (H)、 φ aは永久磁石磁束 (Wb)、 sは微分演算子である。

[0027] ここで、変調率 PMFは、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさ VM *を、インバータが出力可能な最大電圧 VMmaxに対する割合で示したものであり、 PMF= 1 . 0の場合は、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさ VM *は、インバータが出力可能な最大電圧 VMmaxと等しくなることを示している。

このように変調率 PMFを定義することで、変調率 PMFはインバータの出力電圧指令値ベクトルの大きさがゼロのときはゼロとなり、インバータが最大電圧を出力する条件で 1.0となるため、インバータの電圧出力割合が直感的に判別しやすくなり、あとに述べるパルスモード切り替え処理や制御モード切替処理等の変調率 PMFを参照する制御処理の構築や設定がやり易くなるメリットがある。

[0028] 変調率演算部 30では、前述の変調率 PMFの定義に基づき、 d軸電流誤差 pdeと d 軸フィードフォワード電圧 vdFFとの和である d軸電圧指令値 vd*と、 q軸電流誤差 pq eと q軸フィードフォワード電圧 vqFFとの和である q軸電圧指令値 vq*と、基準位相角 Θ eと、コンデンサ 1の電圧 EFCとから、次式（8)に基づいて変調率 PMFを演算する。

PMF=VM*ZVMmax (8)

ただし、

VMmax= {■ Q/ π ) - EFC (9)

VM*=^(vd*²+vq*²) (10)

[0029] 制御位相角演算部 40では、 d軸電流誤差 pdeと d軸フィードフォワード電圧 vdFFとの和である d軸電圧指令値 vd*と、 q軸電流誤差 pqeと q軸フィードフォワード電圧 vq FFとの和である q軸電圧指令値 vq*と、基準位相角 Θ eと、制御位相角補正値 dTH Vとから、次式（11)に基づいて制御位相角 Θを演算する。

θ = Θ e + π +THV+dTHV (11)

ここで、

THV=tan^_1(vd*Zvq*) (12)

[0030] 次に、 PWM信号生成部 50の構成を説明する。図 3は本発明の実施の形態 1における PWM信号生成部 50の構成例を示す図である。図 3に示すとおり、電圧指令値演算部 55にて変調率 PMFと制御位相角 Θとから、次式（13)〜（15)に基づいて三相電圧指令値である U相電圧指令値 Vu*、 V相電圧指令値 Vv*、 W相電圧指令値 Vw*を生成する。

Vu*=PMFM'sin0 (13)

Vv*=PMFM'sin(0—（2·πΖ3)) (14)

Vw*=PMFM'sin(0—（4·πΖ3)) (15)

[0031] ここで、係数 PMFMは、変調率 PMFに掛算器 53で調整ゲインテーブル 54の出力を掛けた電圧指令値振幅である。調整ゲインテーブル 54は、多パルス PWMモードと、同期 3パルス PWMモードにおいて、変調率 PMFに対するインバータ出力電圧 V Mの関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。

[0032] インバータが歪なく出力可能な最大電圧（実効値）は、多パルス PWMモードでは 0 . 612'EFCとなり、同期 3パルス PWMモードでは VMmax ( = 0. 7797'EFC)となる。すなわち、多パルス PWMモードでは、同期 3パルス PWMモードと比較して、変調率 PMFに対するインバータの出力電圧は 1Z1. 274となる。この差を打ち消すために、多パルス PWMモードでは、変調率 PMFを 1. 274倍し，電圧指令値振幅 PM FMとして上述した電圧指令値演算部 55に入力している。

[0033] 次!、で、 U相電圧指令値 Vu *、 V相電圧指令値 Vv *、 W相電圧指令値 Vw *は、比較器 61〜63でキャリア信号 CARと大小比較されて、ゲート信号 U、 V、 Wが生成され、ゲート信号 U、 V、 Wから反転回路 64〜66を介してゲート信号 X, Υ, Zが生成される。キャリア信号 CARは、パルスモード切替処理部 60により多パルスキャリア信号生成部 57で生成する多パルス（一般には 1kHz前後）キャリア信号 A、同期 3パルスキャリア生成部 58で生成する同期 3パルスキャリア信号 B、 1パルスモードで選択されるゼロ値 Cがスィッチ 59により選択された信号である。多ノルスキャリア信号 A、同期 3パルスキャリア信号は、ゼロを中心として 1〜1の範囲の値をとる。

[0034] なお、パルスモード切替処理部 60は、変調率 PMFと制御位相角 Θに応じて、変調率 PMFが低い領域（0. 785以下）では非同期キャリア A側、変調率 PMFが 0. 785 〜1. 0未満では同期 3パルスキャリア B側、変調率 PMFが 1. 0に達するとゼロ値 C側にスィッチ 59を切り替える動作をする。

このように構成することで、変調率 PMFが 1. 0等しくなるタイミングで、パルスモードを 1パルスモードに自動的に切り替えることが可能となり、逆に変調率 PMFが 1. 0より小さくなると、ノルスモードを同期 3パルスモードに自動的に切り替えることが可能となる。即ち、インバータ 2の出力電圧を最小から最大まで、容易に遷移させることが可能となる。

なお、非同期キャリアと同期 3パルスキャリアとを切り替える変調率 PMFの閾値を 0 . 785としている力この閾値はこれより/ J、さい値でもよい。 [0035] ここで、同期 3パルス PWMモードは、多パルス PWMモードでは出力することが不可能な、変調率 PMFが 0. 785以上の電圧を出力させるために必要なパルスモードである。なお、多パルス PWMモード'同期 5パルスモード'同期 9パルスモード等において過変調とする方法を使用する構成としても、同期 3パルスモードに相当する電圧を出力できるが、変調率 PMFとインバータ 2の出力電圧が著しい非線形となるので、これを補正する必要が生じ、構成が複雑化する。

[0036] なお、以上に示した各演算式はマイコンで SZW処理されるのが一般的であるが、マイコンの演算負荷を軽減する等の目的で演算精度 (ビット数)を落として演算させた場合、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさ VMが最大値 VMmaxとなるタイミングで、変調率 PMFが丁度 1. 0に到達せず、それ以下の例えば 0. 999等となる場合もある。この場合、変調率 PMFが例えば 0. 95以上でパルスモードを 1パルスモードに切り替えるようにしても、若干の電圧ジャンプが生じるものの実用は可能である。

[0037] さらに、制御位相角 Θにより、パルスモードの切り替えタイミングを微調整する構成としてもよ、。このように構成することでパルスモード切り替え時の電動機電流のリブルを抑制できる。

[0038] 図 4は、本発明の実施の形態におけるインバータ角周波数 ωに対する、変調率 ΡΜ F、パルスモードの遷移、スィッチ 59の動作及び制御モードの遷移を説明する図である。図 4に示すとおり、電気車が低速時、すなわちインバータ角周波数 ωが低いときは変調率 PMFは小さぐパルスモードは多パルス PWMモードであり、スィッチ 59は Αが選択されている。また、制御モードは制御モード 1となっており、 d軸電流制御部 2 0と q軸電流制御部 23がそれぞれ上式 (4)、（5)に従って動作している。電気車の速度が増加し、変調率 PMFが 0. 785以上となると、多パルス PWMモードではインバータ 2の出力電圧が飽和するので、スィッチ 59を Bに切り替え、パルスモードを同期 3 パルス PWMモードとする。

[0039] また、制御モードは制御モード 2を選択し、 d軸電流制御部 20と q軸電流制御部 23 の演算は停止して出力はゼロに絞られる。ゼロに絞る理由は、同期 3パルス PWMモードでは、インバータ出力電圧半周期中のパルス数が多パルス PWMモードでの 10 以上から 3に減少するので、制御遅れが増加し、 d軸電流制御部 20と q軸電流制御部 23の演算を継続させておくと、制御系が不安定となる懸念があるため、 d軸電流制御部 20と q軸電流制御部 23の演算は停止する。

なお、 d軸電流制御部 20と q軸電流制御部 23の出力をゼロに絞る過程において、所定の時定数をもって徐々にゼロに向力つて絞る構成とするのが切り替えショックを避ける上で好適である。

[0040] なお、制御モード 2では、定数誤差補正部 85において d軸電流 idと q軸電流 iqと d 軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *とを用いて生成した制御位相角補正値 dT HVにより制御位相角 Θを補正する構成とすることで、 d軸電流制御部 20、 q軸電流制御部 23の演算を停止することにより発生する電動機定数と制御定数の差等により、電動機 6のトルクや電流が指令値力ずれる等の制御誤差を抑制することが可能である。なお、定数誤差補正部 85の詳細構成については後述する。

[0041] なお、定数誤差補正部 85の出力は、制御モード 1から制御モード 2に移行後に立ち上げ、逆に制御モード 2から制御モード 1に移行後にゼロに絞る。立ち上げ、絞りは所定の時定数を持って徐々に行うのがよい。このように構成することで d軸電流制御部 20あるいは q軸電流制御部 23の出力と、定数誤差補正部 85の出力が競合して制御が不安定ィ匕することを回避することが可能となる。

[0042] さらに電気車の速度が増加し、変調率 PMFが 1. 0以上となると、スィッチ 59をじに切り替えてノルスモードを 1パルスモードに切り替える。制御モードは引き続き制御モード 2である。電気車が回生ブレーキを掛けて減速する場合につ!ヽては図示しな!ヽ力上記と逆の順番でパルスモードが 1パルスモードから同期 3パルス PWMモード、多パルス PWMモードへと遷移し、スィッチ 59が C、 B、 Aへと切り替わり、制御モードが制御モード 2から制御モード 1へと遷移する。

[0043] 次に、本発明の効果を発揮するために重要である電流指令値補正部 80の構成について説明する。図 5は本発明の実施の形態 1における電流指令値補正部 80の構成例を示す図である。図 5に示すように、変調率設定値 PMFmaxと変調率 PMFとの差を上下限が制限できるリミッタ 81に入力する。リミッタ 81は、偏差上限設定値 LIM H、偏差下限設定値 LIMLにより入力信号の上下限を制限して出力することが可能な構成としてある。リミッタ 81の出力は、一次遅れ要素 82に入力される。一次遅れ要素 82の出力は比例ゲイン 83に入力され、所定の係数であるゲイン K倍されて電流指令値補正値 dVとして出力される。一次遅れ要素 82を備えることで、変調率設定値 P MFmaxと変調率 PMFとの差が急に増大した場合でも、電流指令値補正値 dVは所定の時定数で上昇することになる。

以上のとおり、電流指令値補正値 dVは、次式（16)のとおりとなる。

dV = LIMHL (PMFmax - PMF)

• ( 1/ ( 1 + S T ) ) -K ( 16)

ただし、 LIMHL ()は、 0内の値の上下限をそれぞれ LIMH, LIMLで制限する関数である。また、 τは一次遅れ時定数である。 τは、 10ms〜： LOOms程度の大きさである。

[0044] 変調率設定値 PMFmax、偏差上限設定値 LIMH、偏差下限設定値 LIMLにつヽて、本実施の形態での好ましい設定は以下のとおりである。変調率設定値 PMFmax は 1. 0とするのが好ましい。これは、変調率 PMFが 1. 0に到達し、即ちインバータ 2 が出力可能な最大電圧に到達した時点でリミッタ 81への入力がゼロ以下となり、負の電流指令値補正値 dVを発生させることができるので、インバータ 2の出力電圧を最大化した状態で弱め磁束制御を実施するのに好適であるからである。

[0045] また偏差上限設定値 LIMHの設定は、コンデンサの電圧 EFCの変動範囲を考慮して所望のトルク指令値 T *を発生する場合に電動機 6に流すことが必要となる d軸電流の大きさの最大値 Idmax (弱め磁束電流の最大値と呼ぶ）をあら力じめ求めておき、これをゲイン Kで割った値とするのが好ましい。たとえば、 Idmaxが 100Aであり、ゲイン Kを 100000と設定している場合、 LIMHは 0. 001となる。偏差下限設定値 LIMLの設定は、 0 (ゼロ）とするのが好ましい。このようにすることで、変調率 PMFが 1. 0以下の場合、即ち電圧指令値が、インバータ 2の最大出力電圧に対して余裕がある場合は電流指令値補正値 dVは出力されず、変調率 PMFが 1. 0を超過し、即ち電圧指令値力 Sインバータ 2が出力可能な最大電圧を僅かに超過した時点でリミッタ 8 1の出力に負の値が生じ、電流指令値補正値 dVが出力されるため、無駄な d軸電流 idを流さなくて済むため電動機 6の電流を最小化できる。

[0046] このように、コンデンサ 1の電圧 EFCによりインバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさを正規化した値である変調率 PMFに基づいて電流指令値補正値 dVを生成する構成とすることで、コンデンサ 1の電圧 EFCの大小によらず、インバータ電圧指令値ベクトルの大きさのインバータ 2が出力可能な最大電圧に対する超過割合に応じて一定の電流指令値補正値 dVが得られるので、コンデンサ 1の電圧 EFCの変動が発生する電気車への適用におヽても安定な動作が得られる。

[0047] さらに、比例ゲイン 83と一次遅れ要素 82の組み合わせにて電流指令値補正値 dV を生成することで、たとえば電動機 6の回転速度に対してトルク指令値 T*が過大である場合等で、電動機 6が理論的に弱め磁束制御が成立しない領域となった場合にも安定動作が可能となる。即ち、このような場合には電流指令値補正値 dVにより d軸電流指令値 id *を負に補正しても、インバータ出力電圧指令値ベクトルの大きさをィンバータが出力可能な最大電圧以下にできなくなり、 PMFが 1. 0より大きくなつたままとなる状態でも、比例ゲイン 83と一次遅れ要素 82とを組み合わせた本発明の構成では電流指令値補正値 dVの最終値は変調率 PMFと偏差上限設定値 LIMHとゲイン Kとで決まる所定値となるため、増加し続けて過大な値となることはない。つまり、トルク指令値 T *が過大である場合にも適正な弱め磁束制御が可能となる。

[0048] ところで、上述したゲイン Kと一次遅れ要素 82の組み合わせの代わりに、従来の構成例で見られる積分要素を持った比例積分制御器にて構成した場合では、 PMFが 1. 0より大きくなつたままとなると、積分要素に積分値が蓄積されてゆき、電流指令値補正値 dVが時間の経過とともに増加し続け過大な値となり、電動機 6を適正に制御できなくなる。またこの状態力トルク指令値 T*が減少して正常な状態に復帰した場合でも、過剰に蓄積された積分値が適正値まで減少するまでに時間がかかり、この間制御不良を招く。このため、実用に際しては積分値の上限を制限したり、所定のタイミングで積分値をリセットしたり等の複雑な処理を要する。

これに対して本発明では、このような複雑な処理を必要とせずに、安定した弱め磁束制御を得られる。

[0049] 次に、本発明の効果を発揮するために重要である定数誤差補正部 85の構成について説明する。定数誤差補正部 85では、 d軸電流 idと q軸電流 iqと d軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *とから次式（17)に基づ、て制御位相角補正値 dTHVを算出する。ここで、 K5は比例ゲイン、 K6は積分ゲインであり、比例積分制御器を構成している。

dTHV= (K5+K6/s)

•( (id* ² + iq * ²)— (id² + iq²) ) (17)

(17)式の右辺第一項は d軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *とをそれぞれ二乗して和をとつた値であり、電流指令値ベクトルの大きさの二乗値である。右辺第二項は d軸電流 idと q軸電流 iqとをそれぞれ二乗して和をとつた値であり、電流ベクトルの大きさの二乗値である。

[0050] 電流指令値ベクトルの大きさの二乗値力も電流ベクトルの大きさの二乗値を引き、これを比例積分制御することで、電動機の温度上昇や電流により発生する永久磁石磁束 φ aの変動や電動機定数の変動により電動機電流である d軸電流 idと q軸電流 iqが電流指令値である d軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *から誤差を生じた場合において、この誤差に応じた制御位相角補正値 dTHVにより制御位相角 Θを補正することで電動機電流を電流指令値に一致させるよう動作させることが可能となり、電動機 6のトルク Tとトルク指令値 T*との間に誤差が発生することを抑えることが可能となる。

[0051] なお制御位相角補正値 dTHVの算出において、式（17)の代わりに、次式（18)式としてちよい。

dTHV= (K5+K6/s)

' ( （id* ² + iq * ²)— （id² + iq²) ) (18)

(18)式の右辺第一項は d軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *とをそれぞれ二乗して和をとつた値の平方根であり、電流指令値ベクトルの大きさを示す。右辺第二項は d軸電流 idと q軸電流 iqとをそれぞれ二乗して和をとつた値の平方根であり、電流ベクトルの大きさを示す。

[0052] 電流指令値ベクトルの大きさから、電流ベクトルの大きさを引き、これを比例積分制御することで、電動機の温度上昇や電流値により発生する永久磁石磁束 φ aの変動や電動機定数の変動により電動機電流である d軸電流 idと q軸電流 iqが電流指令値である d軸電流指令値 id *と q軸電流指令値 iq *力誤差を生じた場合にぉ、て、この誤差に応じた制御位相角補正値 dTHVにより制御位相角 Θを補正することで電動機電流を電流指令値に一致させるよう動作することが可能となり、電動機のトルク丁とトルク指令値 T *との間に誤差が発生することを抑えることが可能となる。

[0053] なお、式（17)と比較して、式（18)は平方根演算を二箇所含むことで複雑な式となつており、演算に時間がかかり、マイコンの負担が大きくなるので、式（17)によるものが好適である。

[0054] 以下に、式（17)により dTHVを算出する場合と式（18)により dTHVを算出する場合の差異を説明する。図 6は、本発明の実施の形態 1における d軸電流誤差と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係（式（17)に関連）を示す図である。図 7は、本発明の実施の形態 1における d軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（式（18)に関連）を示す図である。図 8は、本発明の実施の形態 1における q軸電流誤差と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係 (式（17)に関連)を示す図である。図 9は、本発明の実施の形態 1における q軸電流誤差と電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係 (式（18)に関連)を示す図である。

[0055] 図 6と図 7では、 q軸電流 iqが q軸電流指令値 iq *と等しく q軸電流誤差がな、状態で d軸電流 idが d軸電流指令値 id *力も誤差を有する場合における、 d軸電流誤差 A id (横軸）と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係 (縦軸）と、電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（縦軸）をそれぞれ示す。ここで、 d軸電流誤差 A idとは d軸電流指令値 id *力 d軸電流 idを引いた値である。

図 6と図 7に示すように、両者とも d軸電流誤差 Δ idが小さ、領域（士 50A以下)では d軸電流誤差 Δ idに対して縦軸の値がほぼ線形である等、縦軸の大きさが異なる他は同様の特性であることが分かる。なお、縦軸の大きさの違いは（17)式中のゲイン K5で調整できるので問題とはならな!、。

[0056] 図 8と図 9では、 d軸電流 idが d軸電流指令値 id*と等しく d軸電流誤差がない状態で q軸電流 iqが q軸電流指令値 iq *力誤差を有する場合における、 q軸電流誤差 Δ iq (横軸）と dq軸電流指令値二乗和と dq軸電流二乗和の偏差の関係 (縦軸）と、電流指令値ベクトルの大きさと電流ベクトルの大きさの偏差の関係（縦軸）をそれぞれ示す。ここで、 q軸電流誤差 A iqとは q軸電流指令値 iq *力 q軸電流 iqを引いた値である。

図 8と図 9に示すように、両者とも q軸電流誤差 Δ iqが小さ、領域（士 50A以下)では q軸電流誤差 Δ iqに対して縦軸の値がほぼ線形である等、縦軸の大きさが異なる他は同様の特性であることが分かる。なお、縦軸の大きさの違いは（17)式中のゲイン K5で調整できるので問題とはならな!、。

[0057] 以上のように、式（17)を使用することで演算時間を長くすることなぐマイコンの負担を大きくすることなぐ制御位相角補正値 dTHVを算出できる。

[0058] 図 10と図 11は、本発明の実施の形態 1における動作シミュレーション波形を示す図である。図 10にはトルク指令値、トルク、 d軸電流指令値、 d軸電流、 q軸電流指令値及び q軸電流の動作シミュレーション波形を示し、図 11には変調率、電流指令値補正値、 U相電圧指令値、同期 3パルス PWMモードフラグ、同期 1パルスモードフラグ及び U相電流の動作シミュレーション波形を示す。図 10と図 11〖こ示すよう〖こ、カ行運転（時間 0 (s)〜時間 2. 5 (s)の間）、回生運転（時間 2. 6 (s)〜時間 5. 3 (s)の間）において、安定に動作していることが分かる。以下、詳細に説明する。

[0059] 時間 0 (s)〜0. 7 (s)付近までは、電動機 6への印加電圧が直線状に増加してゆき、変調率 PMFも直線状に増加する。多パルス PWMモード（フラグは図示していない )と制御モード 1が選択されている。

時間 0. 7 (s)付近で、変調率 PMFが所定の値以上となったため同期 3パルス PW Mモードと制御モード 2が選択され、時間 0. 7 (s)〜l. 0 (s)付近までは変調率 PMF はさらに直線状に増加し大きさは 1. 0より小さい。

なお、時間 0. 7 (s)付近で U相電圧指令値 Vu *の振幅が 3パルス PWMモードへの切り替え直後に減少している力これは前述のとおり、多パルス PWMモードにおいて、調整ゲインテーブル 54により 1. 274倍されていた電圧指令値振幅 PMFMが、 1. 0倍に切り替わるためである。

[0060] 起動後から時間 1. O (s)付近までは電流指令値生成部 10により最大トルク制御が実行されており、トルク指令値 T*が一定値であるため d軸電流指令値 id *、 q軸電流指令値 iq *は一定値となって!/、る。

[0061] 時間 1. 0 (s)付近で変調率 PMFが 1. 0に到達したため、パルスモードとして同期 1 パルスモードが選択されるとともに、電流指令値補正値 dVが負に増加してゆき、これに伴って d軸電流指令値 id *が負にさらに増加してゆく。 d軸電流 idは d軸電流指令値 id *に追従して負に増加してゆき、弱め磁束制御が所望に機能し、変調率 PMF は 1. 0に限りなく近い値に維持されていることが分かる。即ち、電動機 6の端子電圧が一定に維持されている。

トルク指令値 T*は、電動機 6を定出力運転するために回転数に反比例して絞っているが、電動機 6のトルク Tは、トルク指令値 T*に追従して安定に加速していることが分かる。

[0062] 時間 1. 8 (s)付近でトルク指令値 T*をゼロに絞り、インバータ 2を停止（ゲート信号 U, V, W, X, Υ, Zを全てオフ）させた後、時間 2. 0 (s)付近でカ行運転の再立ち上げを実施し、時間 2. 5 (s)付近までカ行運転しているが、これらの一連の動作中もトルク Tはトルク指令値 T*に一致していることから正常に動作していることが分かる。また、変調率 PMFに応じてパルスモードを切り替える構成としているので、トルク指令値 T*を絞る過程、再立ち上げの過程で変調率 PMFが 1. 0より小さくなると、パルスモードは同期 3パルス PWMモードに自動的に切り替わつていることが同期 3パルス PWMモードフラグ、同期 1パルスモードフラグにより分かる。

[0063] さらに、時間 2. 2 (s)〜2. 3 (s)付近でトルク指令値 T*が回転速度に対して大きくなり、理論的に電動機 6の弱め磁束制御が成立しない領域となり、電流指令値補正値 dVにより d軸電流指令値 id*を負に補正しても、インバータ出力電圧指令値べタトルの大きさをインバータが出力可能な最大電圧以下とすることが不可能となるが、電流指令値補正値 dVは変調率 PMFと偏差上限設定値 LIMHとゲイン Kとで決まる一定値（一 150A)で制限され過大になることはな!/ヽことが分かる。

[0064] 時間 2. 7 (s)付近でトルク指令値 T*を負とし、回生運転にて立ち上げを行っている。時間 3. 2 (s)付近でー且トルク指令値 T*をゼロとし、インバータ 2を停止（ゲート信号 U, V, W, X, Υ, Zを全てオフ）させてから時間 3. 4 (s)付近で再立ち上げを実施している。これらの一連の動作中も電動機 6のトルク Tはトルク指令値 T*に一致して!、ることから正常に動作して、ることが分かる。

また、トルク指令値 T*の立ち上げ過程、絞り過程においては変調率 PMFが 1. 0 より小さくなるのでパルスモードは自動的に同期 3パルス PWMモードに切り替わり、変調率 PMFが 1. 0に達した段階で同期 1パルスモードが自動的に選択されていることが分かる。

[0065] 時間 3. 4 (s)付近以降は、連続して回生運転を行っているが、時間 4. 2 (s)付近までは電流指令値補正値 dVにより d軸電流指令値 id *が負に調整され、弱め磁束制御が正常に動作している。

[0066] 時間 4. 2 (s)付近以降は、電動機 6の回転数の減少により電動機端子電圧が低下してくるため変調率 PMFが 1. 0より小さくなり、電流指令値補正値 dVは自動的にゼ口となる。同時にパルスモードは同期 3パルス PWMモードが選択され、時間 4. 5 (s) 付近で変調率 PMFがさらに低下すると多パルス PWMモードに切り替わり、同時に制御モード 1が選択される。

[0067] このように、弱め磁束運転領域においても、安定に動作が可能であり、弱め磁束運転領域とそれ以外の領域との遷移も安定して行われていることが分かる。さらに、制御モードの遷移、パルスモードの遷移も安定して行われて、ることが分かる。

[0068] 以上に示したとおり、本発明は、電動機 6の低速域から高速域まで、インバータ 2のパルスモードと制御モードを切り替えながら安定に遷移でき、高速域においては従来例よりも簡単な構成でインバータ 2の出力電圧を最大化できる 1パルスモードにて安定に弱め磁束運転が可能な永久磁石同期電動機のベクトル制御装置を提供することが可能である。

パルスモードと制御モードの切替は、変調率ではなぐ電圧指令値、モータ周波数

、インバータ周波数、車両速度などに基づいて行ってもよい。

[0069] 以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能である。

[0070] さらに、本明細書では、電気車の制御装置へ適用した場合で発明内容の説明しているが、適用分野はこれに限られるものではなぐ電気自動車、エレベータ等、種々の関連分野への応用が可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 永久磁石同期電動機を駆動するインバータの交流電流を指令値に一致するように制御する永久磁石同期電動機のベクトル制御装置であって、

前記永久磁石同期電動機の基準位相角を生成する基準位相角演算部と、与えられたトルク指令値力電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流との電流誤差を増幅して出力する電流制御部と、

前記永久磁石同期電動機の電動機定数と前記電流指令値とからフィードフォヮ一ド電圧を演算する非干渉電圧演算部と、

前記電流誤差と前記フィードフォワード電圧の和である電圧指令値と前記インバータの直流電圧とを入力とし、前記インバータの変調率を出力する変調率演算部と、前記電圧指令値と前記基準位相角とを入力とし前記インバータの制御位相角を出力する制御位相角演算部と、

前記変調率と前記制御位相角とから前記インバータの PWM信号を生成する PW M信号生成部と、

前記変調率に基づいて算出した電流指令値補正値により前記電流指令値を補正する電流指令値補正部を備えた永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[2] 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差に基づ!、て前記電流指令値補正値を演算することを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[3] 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[4] 前記電流指令値補正部は、前記変調率と所定の変調率設定値との差を偏差上限設定値以下かつ偏差下限設定値以上の範囲に制限して、所定の係数倍し、かつ時間遅れ要素を介した値を前記電流指令値補正値とすることを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[5] 前記変調率は、前記インバータの線間電圧基本波成分が最大となる矩形波出力時に 1となるよう定義された値であることを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[6] 前記変調率設定値を、前記インバータの線間電圧基本波成分が最大となる矩形波出力時の前記変調率とすることを特徴とする請求項 2〜請求項 4の何れかに記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[7] 前記偏差上限設定値はゼロより大きぐ前記偏差下限設定値はゼロ以下であることを特徴とする請求項 4に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[8] 前記偏差上限設定値は、前記永久磁石同期電動機を前記インバータの直流電圧の変動範囲で前記トルク指令値を発生させるのに必要な弱め磁束電流の最大値に基づいて設定されることを特徴とする請求項 4に記載の永久磁石同期電動機のベタトル制御装置。

[9] 前記 PWM信号生成部は、前記変調率に応じて前記インバータのパルスモードを変更することを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置

[10] 前記 PWM信号生成部は、前記変調率に応じてキャリア信号をゼロに固定することができることを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[11] 前記電流指令値と前記永久磁石同期電動機の電流とから演算した制御位相角補正値に基づいて前記制御位相角を補正する定数誤差補正部をさらに備えたことを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[12] ベクトル制御を直交する d軸と q軸とによる回転座標系で演算し、前記電流指令値の d 軸成分の 2乗と q軸成分の 2乗の和と、前記永久磁石同期電動機の前記電流の d軸成分の 2乗と q軸成分の 2乗の和とに基づいて前記制御位相角補正値を演算することを特徴とする請求項 11に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[13] 前記定数誤差補正部は、所定の信号に基づいて演算するかどうかを決めることを特徴とする請求項 11に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[14] 前記所定の信号は、前記変調率であることを特徴とする請求項 13に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

[15] 前記電流制御部は、所定の信号に基づいて演算するかどうかを決めることを特徴とする請求項 1に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。

前記所定の信号は、前記変調率であることを特徴とする請求項 15に記載の永久磁石同期電動機のベクトル制御装置。