WO2007145144A1

WO2007145144A1 - 光変調器

Info

Publication number: WO2007145144A1
Application number: PCT/JP2007/061646
Authority: WO
Inventors: Kenji Kawano; Masaya Nanami; Yuji Sato; Seiji Uchida; Nobuhiro Igarashi; Toru Nakahira; Eiji Kawazura; Satoshi Matsumoto
Original assignee: Anritsu Corporation
Priority date: 2006-06-14
Filing date: 2007-06-08
Publication date: 2007-12-21
Also published as: EP2031436A1; US20100158428A1; JPWO2007145144A1; CA2654977A1; JP2009064048A; CN101501555A; CN101501555B

Abstract

　光導波路３と、進行波電極４とを有し、進行波電極が、光の位相を変調するための相互作用部９と、入力用フィードスルー部７を具備する光変調器において、相互作用部の特性インピーダンスと、入力用フィードスルー部、入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタ、もしくは外部回路の少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つのインピーダンス変換部を具備し、インピーダンス変換部の少なくとも１つが、相互作用部の特性インピーダンスと入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、相互作用部の特性インピーダンスとコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは相互作用部の特性インピーダンスと外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有する。

Description

明細書

光変調^

技術分野

[0001] 本発明は駆動電圧が低ぐかつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

背景技術

[0002] リチウムナイオベート（LiNb〇）のように電界を印加することにより屈折率が変化す

3

る、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板を LN基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器 (以下、 LN光変調器と略す）は、その優れたチヤ一ビング特性から 2. 5Gbit/s 、 10Gbit/sの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに 40Gbit/s の超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

[0003] [第 1の従来技術]

この LN光変調器には Z—カット基板を使用するタイプと X—カット基板（あるいは y— カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、第 1の従来技術として X—カット LN基板とコプレーナウヱ一ブガイド（CPW)進行波電極を使用した x_カット基板 LN光変調器をとり上げ、その斜視図を図 15に示す。図 16は図 15の A—A'における断面図である。なお、以下の議論は z—カット基板でも同様に成り立つ。

[0004] 図中、 1は X—カット LN基板、 2は 1. 3 μ m、あるいは 1. 55 z mなど光通信において使用する波長領域では透明な 200nmから l z m程度の厚みの SiOバッファ層、 3

2

は X—カット LN基板 1に Tiを蒸着後、 1050°Cで約 10時間熱拡散して形成した光導波路であり、光は光入射用端面 30から光導波路 3に入射させる。なお、この光導波路 3はマツハツヱンダ干渉系（あるいは、マツハツヱンダ光導波路）を構成しており、 3 a、 3bは電気信号と光が相互作用する部位 (相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツエンダ光導波路の 2本のアームである。 CPW進行波電極 4は中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなつている。また、図 16において Sは中心導体 4aの幅で 6 μ m力ら 20 μ m程度であり、一般には 10 μ m前後が使用されている。一方、 Wは中心導体 4aと接地導体 4b、 4cの間のギャップ（あるいは CPWのギャップ）である。

[0005] この第 1の従来技術では、中心導体 4aと接地導体 4b、 4c間にバイアス電圧（通常は DCバイアス電圧）と高周波電気信号 (マイクロ波、あるいは RF電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、 SiOバッファ層 2は高周波電気信号の等価屈折率 n (あ

2 m るいは、マイクロ波等価屈折率 n )を光導波路 3a、 3bを伝搬する光の実効屈折率 n m o に近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

[0006] 次に、このように構成される LN光変調器の動作について説明する。この LN光変調器を動作させるには、中心導体 4aと接地導体 4b、 4c間に DCバイアス電圧と高周波電気信号とを印加する必要がある。

[0007] 図 17に示す電圧—光出力特性はある状態での LN光変調器の電圧—光出力特性であり、 Vはその際の DCバイアス電圧である。この図 17に示すように、通常、 kDC b

バイアス電圧 Vは光出力特性の山と底の中点に設定される。

b

[0008] 図 18には半波長電圧 V TTと相互作用部の長さ Lとの積 ν π ' Lと CPWのギャップ W との関係を示す。なお、 CPWのギャップ Wとしては、現状20 /1 111〜30 /1 111程度が使用されている。 CPWのギャップ Wを狭くすると、相互作用光導波路 3a、 3bを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、 CP Wのギャップ Wを狭くすると、この積 ν π ' Lは小さくなる。そして、この積 ν π ' Lが低いほど駆動電圧が低い LN光変調器を実現できる。 l OGbps以上の速度で LN光変調器を駆動する際の駆動電圧は 5〜6V程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、 CPWのギャップ W は狭いことが望ましい。

[0009] 図 19には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率 n と CPWのギャップ Wとの m

関係を示す。図には相互作用光導波路 3a、 3bを伝搬する光の等価屈折率 n (n = 2. 2)も示している。

[0010] CPWのギャップ Wが狭くなると中心導体 4aと接地導体 4b、 4cの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が 4程度と低い Si〇バッファ層 2を多く感じるので、マイク

2

口波等価屈折率 n を低減することができる（なお、 X—カット LN基板 1の比誘電率は 35程度である）。

[0011] 一般に、マイクロ波等価屈折率 _n は光の等価屈折率 nよりも大きく、 LN光変調器を高速 ·広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのため LN光変調器を lOGbps以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率 n を光の等価屈折率 nに近づけることが不可欠となる。この観点力もも CPWのギャップ Wは狭いことが望ましい。

[0012] 以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率 n を光の等価屈折率 nに近づけるという観点からは CPWのギャップ Wは狭いことが望ましいことがわかったが、第 1の従来技術において CPWのギャップ Wを 15 z m以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。

[0013] 図 20は中心導体 4aと接地導体 4b、 4cからなる CPW進行波電極 4の特性インピーダンス Z (以下の図 22における Zに対応）について CPWギャップ Wを変数として示す

3

。 CPWギャップ Wを狭くすると、特性インピーダンス Zが 30 Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ 50 Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆる S )が劣化するという問題が生

11

じる。

[0014] 次に、このことについてさらに詳しく考察する。図 15に示した X—カット LN光変調器を構成する中心導体 4aと接地導体 4b、 4cからなる CPW進行波電極 4の上面図を図 21に示す。

[0015] ここで、 Iは不図示の外部信号源からの高周波電気信号を CPW進行波電極 4に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、 IIは入力用フィードスルー部 Iと相互作用部 IIIとの接続部（あるいは入力側接続部）、 IIIは電気信号と光が相互作用する相互作用部、 IVは出力用フィードスルー部 Vと相互作用部 IIIとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部 Vは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー

)もしくは終端抵抗に接続される。

[0016] なお、入力用フィードスルー部 Iの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

[0017] 図 22には図 15に示した X—カット LN光変調器の等価回路を示す。ここで、 5と 6は外部回路に対応し、 5は電気的ドライバなどの外部信号源、 6は外部信号源の負荷抵抗（特性インピーダンスを Rとする）を表す。また、 7〜： 11は入力用フィードスルー g

部 Iから出力用フィードスルー部 Vまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、 7は入力用フィードスルー部 I、 8は入力側接続部 II、 9は相互作用部 III、 10は出力側接続部 IV、 11は出力用フィードスルー部 Vの線路を各々表す。また、 12は終端抵抗である。

[0018] さらに、 Z〜Zは入力用フィードスルー部 Iから出力用フィードスルー部 Vまでの特

1 5

性インピーダンスであり、具体的には、 Zは入力用フィードスルー部 1 (あるいは線路 7 )、 Zは入力側接続部 II (あるいは線路 8)、 Zは相互作用部 III (あるいは線路 9)、 Z

2 3 4 は出力側接続部 IV (あるいは線路 10)、 Zは出力用フィードスルー部 V (あるいは線

5

路 11)の特性インピーダンスに対応している。また、 Zは終端抵抗 12の抵抗値であ

L

る。

[0019] 次に、図 15から図 22に示した第 1の従来技術の X—カット LN光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。

[0020] 図 22において、 Z は外部信号源 5と負荷抵抗 6 (インピーダンス R )から X—カット L

m g

N光変調器を見た入力インピーダンスである。つまり、 Z は入力用フィードスルー部 I の特性インピーダンス Z、入力側接続部 IIの特性インピーダンス Z、相互作用部 III

1 2

の特性インピーダンス Z、出力側接続部 IVの特性インピーダンス Z、出力用フィード

3 4

スルー部 Vの特性インピーダンス Z、及び終端抵抗 12の抵抗値 Zを、各部の長さと

5 L

各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の 13は外部信号源 5や負荷抵抗 6と入力用フィードスルー部 Iとの境界を表す。

[0021] 駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率 n を光の等価屈折率 nに近づけるために m

CPWギャップ Wを 15 z m以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部 III の特性インピーダンス Zは 30 Ωあるいはそれ以下と低くなる。

3

[0022] さて、第 1の従来技術では、その他の線路 7、 8、 10、 11の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンス、入力側接続部 IIの特性インピ一ダンス Z、出力側接続部 IVの特性インピーダンス Z、出力用フィードスルー部 Vの

2 4

特性インピーダンス Z、及び終端抵抗 12の抵抗値 Zは全て相互作用部 IIIの特性ィ

5 L

ンピーダンス Zと等しくしていた（つまり、

3 z 1 =z 2 =z 3 =z 4 =z 5 =z )。

L

[0023] その結果、外部信号源 5の負荷抵抗 6から x_カット LN光変調器を見た入力インピ一ダンス Z の実部 Re (Z )は図 23の実線で示すようにほとんど周波数 fに依存せず

m m

、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Zと一致し、 30 Ωもしくはそれ以下と低かった

3

[0024] それに伴い、光の変調指数 (パワー変調指数） I m I ²は入力インピーダンス Z と

in 外部信号源 5の負荷抵抗 6 (インピーダンス R )とのインピーダンス不整合のために、

g

図 24に示すように、周波数 fとともに急速に劣化し 3dB光変調帯域として 10GHzを確保することが極めて困難であった。

[0025] なお、 Z =Z =Z =Z =Z =Zと仮定すると、 Z (この場合には、 Z =Z )が 30

1 2 3 4 5 L in in 3

Ω以下、例えば 22 Ωになると高周波電気信号のパワー反射率（S )は図 25に示す

11

ように— 10dBよりも高く（悪く）なってしまう（R = 50 Ω

g 、 Z = 22 Ωの場合には— 8· 2

3

dBとなる。なお、実際の実験では、わずかなインピーダンス不整合により反射された高周波電気信号が重畳され、 5dB程度にまで劣化することになる）。ここで、高周波電気信号のパワー反射率（S )は次の式で与えられる。

11

S = I (R -Z ) / (R +Z ) (1)

11 g in g m I ²

また、反射された高周波電気信号が外部信号源 5へ戻る際には、変調された光パルスのジッタを増加させてしまうという問題もある。

[0026] [第 2の従来技術]

第 1の従来技術における外部信号源 5の特性インピーダンス Rと相互作用部 IIIの

g

特性インピーダンス Zとのインピーダンス不整合を改善するための技術として、特許

3

文献 1として提案された第 2の従来技術について説明する。ここで、図 15から図 25に示した第 1の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

[0027] 図 26に第 2の従来技術に使用する CPW進行波電極 4の上面図を示す。第 2の従来技術においても第 1の従来技術と同様に、 Iは入力用フィードスルー部、 IIは入力側接続部、 IIIは相互作用部、 IVは出力側接続部、及び Vは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部 Vは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンゃ金ヮィヤー)もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの第 1の従来技術と同じ構成に加えて、図 26に示す第 2の従来技術には長さ Lのインピーダンス変換部 VI

6

が付加されている。

[0028] 図 26の相互作用部 IIIの B— B'における x_カット LN光変調器としての断面図を図

27に示す。図 16に示した第 1の従来技術と同様に、図 27に示す第 2の従来技術でも CPWのギャップ Wを 15 μ m程度以下と極めて狭く設定した場合を想定する。 CP Wのギャップ Wをこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率 n を相互作用光導波路 3a、 3bを伝搬する光

m

の等価屈折率 nに近づけることができるという利点はあるものの、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Zは 30 Ωかそれ以下となる（第 1の従来技術で述べたように例えば

3

22 Ω )。

[0029] またインピーダンス変換部 VIの C— C'における X—カット LN光変調器としての断面図を図 28に示す。インピーダンス変換部 VIにおける CPWのギャップ W，は 50 μ m程度と相互作用部 IIIにおける CPWのギャップ Wよりも広く設定される。

[0030] 図 29には第 2の従来技術の等価回路を示す。図 22に示した第 1の従来技術と同じぐ Zは入力用フィードスルー部 1 (あるいは線路 7)、 Zは入力側接続部 II (あるいは

1 2

線路 8)、 Zは相互作用部 III (あるいは線路 9)、 Zは出力側接続部 IV (あるいは線路

3 4

10)、 Zは出力用フィードスルー部 V (あるいは線路 11)の特性インピーダンスである

5

が、第 2の従来技術には特性インピーダンス Zのインピーダンス変換部 VI (あるいは

6

線路 14)が付加されている。

[0031] 図 29中の 13は外部信号源 5の負荷抵抗 6 (特性インピーダンス R )と入力用フィー

g

ドスルー部 Iとの境界を表す。図 29において Z 'は外部信号源 5と外部信号源 5の負

in

荷抵抗 6から第 2の従来技術の x_カット LN光変調器を見た入力インピーダンスである。

[0032] つまり、 Z 'は入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンス Z、インピーダンス変換部 VIの特性インピーダンス Z、入力側接続部 IIの特性インピーダンス Z、相互作

6 2

用部 IIIの特性インピーダンス Z、出力側接続部 IVの特性インピーダンス Z、出力用

3 4 フィードスルー部 Vの特性インピーダンス Z、及び終端抵抗 12の Zを伝送線路の縦

5 L

続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。

[0033] 前述のように、第 2の従来技術においては CPWギャップ Wを 15 μ m以下と狭くしたので、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Zは 22 Ωなど、 30 Ωあるいはそれ以下と

3

低くなつている。

[0034] 次に、インピーダンス変換部 VIの作用について考察する。簡単のために、入力側接続部 IIの特性インピーダンス Z、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Z、出力側

2 3

接続部 IVの特性インピーダンス Z、出力用フィードスルー部 Vの特性インピーダンス

4

Z、及び終端抵抗 12の Zについて、 Z =Z =Z =Z =Zが成り立つているとする。

5 L 2 3 4 5 L

[0035] この場合の等価回路を図 30に示す。ここで、 Z、 Z、 Z、 Z、 Zを合成して形成し

2 3 4 5 L

た合成部 ΠΓを表す伝送線路 15の特性インピーダンスを Z 'とした。また、図 26に記

3

した特性インピーダンスが Zであるインピーダンス変換部 VIの長さを図 30にも Lとし

6 6 て示している。

[0036] ここで、入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンス Zを外部信号源 5の負荷抵

1

抗 6の特性インピーダンス Rと同じ 50 Ωとする。

[0037] 伝送線路の縦続接続の理論からよく知られているように、異なる 2つの特性インピーダンス Zと Zの間に特性インピーダンスが Zで電気的長さが Lであるインピーダンス変 i j

換部がある場合に、 Z、 Z、 Z及び Lの間に

Ζ = (Ζ ·Ζ ) ^1/2 (2)

i j

L = λ /Α (3)

が成り立つならば、 Zと Zの間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。ここで、 λは高周波電気信号の電気的波長である。 Zと Zの相乗平均で表された

Zを整合インピーダンスと呼ぶ。

[0038] なお、この第 2の従来技術では、 Z力に、 Z，が Zに、 Zが Zに、 L力に対応す

1 i 3 j 6 6

る。つまり、この場合には入力用フィードスルー部 ι(ζ )と合成部

1 in' (z ' )との間にィ

3

ンピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。以下においては簡単のために、（2)式の Zを Z、 Zを Z '、 Zを Z、さらに（3)式の Lを Lとして説明する。

i 1 j 3 6 6

[0039] なお、この第 2の従来技術では、 λは外部信号源 5からの高周波電気信号がインピ一ダンス変換部 VIの LN基板を伝搬する際の波長であり、 LN基板を伝搬する電磁波の波長という意味で管内波長と呼ばれる。具体的には、高周波電気信号の真空中での波長を λ とし、高周波電気信号が LN基板を伝搬する際の等価屈折率を η 'と

0 m すると Iは

λ = λ /n ' (4)

0 m

として与えられる。

[0040] 次に、 Z =R = 50 Ω、Ζ ' = 22 Ωとした場合の電気的パワー反射率 S の周波数 f

1 3 11

に対する依存性について計算した例を図 31に示す。ここで、インピーダンス変換部 V Iの特性インピーダンス Zは 33. 2 Ωとなる。また、インピーダンス変換部 VIの長さ L

6 6 はその等価屈折率 n 'を 2. 5として 6mmとなる。なお、相互作用部 IIIとインピーダン

m

ス変換部 VIにおける各々の中心導体の幅 Sと S 'は同じとした。

[0041] 図 31からわかるように、（2)式と（3)式を満足するようにインピーダンス変換部 VIを設計すると、 5GHz、 10GHz、 15GHz、 20GHzなどの特定の周波数において、 S

11 を— 50dB以下とでき、電気的なパワー反射をほぼ完全になくすことができる（なお、実際の実験において、ケーブルの接続部などからの電気的な反射などにより S は

11 負の無限大になることはないが、この第 2の従来技術では（2)式と（3)式の条件を満たすものとする）。

[0042] 以上述べたように、この第 2の従来技術では（2)式と（3)式を満たす特定の周波数（ここでは、 5GHz、 10GHz、 15GHz、 20GHzなど）においては、高周波電気信号の電気的な反射をほぼ完全になくすことができるが、通常、電気的パワー反射率 S と

11 しては _ 50dB、あるいはそれ以下といった極めて小さな値は必要ではなぐ最低— 12dB、あるいは— 15dB程度あれば充分であり、いわばオーバースペックと言える。

[0043] 逆に、図 31から明らかなように、 7. 5GHz、 12. 5GHz, 17. 5GHzにおいては、電気的パワー反射率 S はその包絡線（図 31中の破線）である— 8. 2dBのレベルま

11

で劣化してしまレ、、第 1の従来技術のレベルのように実用上使用できないほどの悪い反射特性となってしまう。 [0044] また、インピーダンス変換部 VIの中心導体の幅 S'は相互作用部 IIIの中心導体の幅 Sと同じ大きさ（一般には、 10 μ ΐη前後）と狭いので、高周波電気信号の等価屈折率 η は 2. 5前後と小さい。従って、インピーダンス変換部 VIの長さは（3)式と（4)式 m

からわかるように、比較的長くなつてしまう（この第 2の従来技術では 6mm)。特に図 2 6に示したように、インピーダンス変換部 VIを相互作用部 IIIに垂直、あるいは大きな角度を持って形成する場合には LN光変調器としての素子の横幅が大きくなり、 1枚の LN基板ゥエーハ当たりにとることのできる LN光変調器の数が少なくなつてしまうとレ、う問題もあった。

[0045] さらには、前述のように、インピーダンス変換部 VIの中心導体の幅 S 'は相互作用部 IIIの中心導体の幅 Sと同じ大きさ（一般には、 10 x m前後）と狭いので、インピーダンス変換部 VIにおいて、高周波電気信号が減衰しやすぐ高周波電気信号が相互作用部 IIIにおける光変調に充分には利用できないという問題もあった。

特許文献 1 :特開 2005— 37547号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0046] 以上のように、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などの CPW進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった第 1の従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、バッファ層を薄くしたり、 CPW進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、電気的パワー反射率の周波数特性が悪いとともに、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するとレ、う問題があった。またこれを解決するために、上記（2)式と（3)式を満たすインピーダンス変換部を設ける第 2の従来技術では、特定の周波数において、電気的な反射をほぼ無視できるほどに、電気的パワー反射率を極めて小さくできるものの、他の周波数においては第 1の従来技術のレベルにまで電気的な反射特性が劣化し、電気的な反射の観点から実用上使用できないという問題があった。さらに、第 2の従来技術では光を変調する相互作用部とインピーダンス変換部の中心導体の幅が等しかつたので、電気的な等価屈折率が比較的小さくなり、 λを管内波長として; I Z4で与えられるインピーダンス変換部の長さが長くなり、結果的に 1枚のゥエーハ当たり生産できる LN光変調器の数が大幅に制限されるという問題があった。また、第 2の従来技術ではインピーダンス変換部の中心導体の幅が相互作用部における中心導体と同程度まで狭ぐインピーダンス変換部において高周波電気信号が減衰しやすぐ相互作用部において充分には利用できないという問題もあった。

課題を解決するための手段

[0047] 上記課題を解決するために、本発明の請求項 1の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも 1つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも 1つからなるインピーダンス変換部を具備し、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1 つ,、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピ一ダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする。

[0048] 本発明の請求項 2の光変調器は、請求項 1に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、そのうちの少なくとも 1つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均の少なくとも 1つと同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする。

[0049] 本発明の請求項 3の光変調器は、請求項 1または請求項 2に記載の光変調器において、前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなつて、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする。

[0050] 本発明の請求項 4の光変調器は、請求項 1から請求項 3に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が前記相互作用部の前記中心導体の幅よりも広レ、ことを特徴とする。

[0051] 本発明の請求項 5の光変調器は、請求項 1から請求項 4に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の少なくとも一部が前記光導波路の長手方向に配置されてレ、ることを特徴とする。

[0052] 本発明の請求項 6の光変調器は、請求項 1から請求項 5に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部は、前記相互作用部が形成されている前記基板とは別体の基板上に形成されてレ、ることを特徴とする。

[0053] 本発明の請求項 7の光変調器は、請求項 1から請求項 6に記載の光変調器において、前記入力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が給電される給電部を有し、前記出力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が出力される出力部を有しており、前記相互作用部の長さが、前記給電部から前記出力部までの前記基板の長手方向における距離よりも長いことを特徴とする。

[0054] 本発明の請求項 8の光変調器は、請求項 1から請求項 7に記載の光変調器において、前記相互作用部における前記光の位相が変調される領域の始点から前記光導波路に光を入射するための光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離力前記高周波電気信号の前記給電部から前記光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短いことを特徴とする。

[0055] 本発明の請求項 9の光変調器は、請求項 1から請求項 8に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つの前記中心導体と前記接地導体の間のギャップが、前記相互作用部の前記中心導体と前記接地導体の間のギヤップよりも広いことを特徴とする。

[0056] 本発明の請求項 10の光変調器は、請求項 1から請求項 9に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、少なくとも 2つの前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が互いに異なることを特徴とする。

[0057] 本発明の請求項 11の光変調器は、請求項 1から請求項 10に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピ一ダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピ一ダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部の数が等しいことを特徴とする。

[0058] 本発明の請求項 12の光変調器は、請求項 1から請求項 11に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピ一ダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピ一ダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均の特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部を有することを特徴とする。

[0059] 本発明の請求項 13の光変調器は、請求項 1から請求項 12に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つ力前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約 ± 7 Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする

[0060] 本発明の請求項 14の光変調器は、請求項 1から請求項 12に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つ力前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約 ± 15 Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする。

[0061] 本発明の請求項 15の光変調器は、請求項 1から請求項 14に記載の光変調器において、前記基板が半導体からなることを特徴とする。

発明の効果

[0062] 本発明によれば、光変調器の駆動電圧を下げるとともに光と高周波電気信号の速度を近づけるなどの工夫をした結果、相互作用部の特性インピーダンスが低くなりすぎ、入力用フィードスルー部、入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタ、あるいは外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス不整合が生じた場合にも、光変調器を使用する周波数領域全体において高周波電気信号の電気的反射を低減できる。そして、本発明では、ある特定の、もしくは周期的に特定の周波数においてのみ著しく電気的反射が改善されるわけではなぐ実用上差し支えない程度に電気的な残留反射を生じさせ、その代わりに広い範囲にわたって電気的反射特性を改善している。従って、外部回路への悪影響や光パルスのジッタなどを低減することができるば力、りでなぐ光変調指数の周波数劣化を抑圧することが可能であるという利点がある。また本発明は X—カット LN基板のみでなぐ ζ—カット LN基板、あるいは ΙηΡ基板や GaAs基板などの半導体基板などその他の基板にも適用可能であるという利点もある。

図面の簡単な説明

[0063] [図 1]図 1は本発明の第 1の実施形態における進行波電極についての上面図である。 [図 2]図 2は図 1の D— D'線での断面図である。

[図 3]図 3は図 1の E— E'線での断面図である。

[図 4]図 4は図 1の F— F'線での断面図である。

園 5]図 5は本発明の第 1の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。

園 6]図 6は本発明の第 1の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。

園 7]図 7は本発明の第 1の実施形態に係る光変調器の S と fの関係を説明する図

11

である。

園 8]図 8は本発明に係る光変調器の I m I ²と fの関係を説明する図である。

園 9]図 9は本発明の第 2の実施形態における進行波電極についての上面図である。園 10]図 10は本発明の第 2の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。

園 11]図 11は本発明の第 3の実施形態における進行波電極についての上面図である。

[図 12]図 12は本発明の第 4の実施形態における進行波電極についての上面図である。

[図 13]図 13は本発明の第 5の実施形態における進行波電極についての上面図である。

[図 14]図 14は本発明の第 6の実施形態における進行波電極についての上面図である。

園 15]図 15は第 1の従来技術に係る光変調器の斜視図である。

[図 16]図 16は図 15の A—A'線における断面図である。

園 17]図 17は第 1の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図である。

園 18]図 18は第 1の従来技術に係る光変調器の V TT ' Lと Wの関係を説明する図である。

園 19]図 19は第 1の従来技術に係る光変調器の n と Wの関係を説明する図である。

m

園 20]図 20は第 1の従来技術に係る光変調器の Zと Wの関係を説明する図である。

[図 21]図 21は第 1の従来技術の進行波電極についての上面図である。

園 22]図 22は第 1の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。

園 23]図 23は第 1の従来技術に係る光変調器の Z と fの関係を説明する図である。園 24]図 24は第 1の従来技術に係る光変調器の I m | ²と fの関係を説明する図である。

園 25]図 25は第 1の従来技術に係る光変調器の S と fの関係を説明する図である。

11

[図 26]図 26は第 2の従来技術に係る進行波電極についての上面図である。

[図 27]図 27は図 26の B— B'線における断面図である。

[図 28]図 28は図 26の C— C'線における断面図である。

園 29]図 29は第 2の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。

園 30]図 30は第 2の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。

園 31]図 31は第 2の従来技術に係る光変調器の S と fの関係を説明する図である。

11

符号の説明

1 :x—カット LN基板（基板、 LN基板）

2:SiOバッファ層（バッファ層）

2

3:光導波路

3a、 3b:相互作用部の光導波路 (光導波路）

4:進行波電極

4a:中心導体

4b、 4c:接地導体

5:外部信号源

6:負荷抵抗

7：入力用フィードスルー部 Iを表す線路

8：入力側接続部 IIを表す線路

9:相互作用部 IIIを表す線路

10:出力側接続部 IVを表す線路

11：出力用フィードスルー部 Vを表す線路

12:終端抵抗

13：外部信号源及び負荷抵抗と光変調器との境界

14:インピーダンス変換部 VIを表す線路

15：相互作用部 IIIを含んで合成した伝送線路 16 :第 1インピーダンス変換部 VIIを表す線路

17：第 2インピーダンス変換部 VIIIを表す線路

18 :第 1インピーダンス変換部 IXを表す線路

19：第 2インピーダンス変換部 Xを表す線路

20：第 3インピーダンス変換部 XIを表す線路

30 :光入射用端面

発明を実施するための最良の形態

[0065] 以下、本発明の実施形態について説明するが、図 15から図 31に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

[0066] [第 1の実施形態]

図 1に本発明の第 1の実施形態に使用する中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなる CPW進行波電極 4の上面図を示す。この第 1の実施形態においても第 1の従来技術や第 2の従来技術と同様に、 Iは入力用フィードスルー部であり、不図示のコネクタの芯線に接続される。 IIは入力側接続部、 IIIは相互作用部、 IVは出力側接続部、及び Vは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部 Vは不図示のコネクタの芯線 (あるいは金リボンや金ワイヤー)もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。 VIIは長さ Lの第 1インピーダンス変換部、 VIIIは長さ Lの第 2インピーダンス

7 8

変換部である。

[0067] なお、出力用フィードスルー部 Vの中心導体や中心導体と接地導体間のギャップの形状は図 1に示した直線的な構造に限らず、特性インピーダンスを規定し易い曲線テーパ形状でも良ぐこのことは本発明の全ての実施形態について言える。

[0068] この本発明の第 1の実施形態は第 2の従来技術と同様にインピーダンス変換部を有しているが、第 2の従来技術と異なり、インピーダンス変換部が 2つの部分、即ち第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIから構成されてレ、る。また、第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIは不図示の光導波路 3、あるいは 3a、 3bとほぼ平行方向に形成している。

[0069] 図 2は第 1インピーダンス変換部 VIIである図 1の D— D，における断面図であり、 S ' ，と W，，は各々中心導体の幅とギャップである。図 3は第 2インピーダンス変換部 VIII である図 1の E— E'における断面図であり、 S ' ' 'と W' ' 'は各々中心導体の幅とギヤップである。なお、図 4は相互作用部 IIIの F— F'における断面図であり、第 2の従来技術について説明した図 27と基本的に同じである。

[0070] この本発明の第 1の実施形態では、第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIにおける高周波電気信号の減衰を抑圧するために、第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIの中心導体の幅を相互作用部 IIIの中心導体の幅（例えば、 8 x m)よりも広くしている。ここでは、互いに等しぐ例えば 5 Ο μ mとした。つまり、 S " = S " ' > Sとなっている。但し、勿論第 1インピーダンス変換部 VIIの中心導体の幅 S ' 'を第 2インピーダンス変換部 VIIIの中心導体の幅 S ' ' ' よりも広くする、あるいはその逆とするなど、インピーダンス変換部が複数から構成されている場合にはそれらの中心導体の幅を異ならしめても良レ、。なお、入力用フィードスルー部 Iとの整合を考えた場合、 S' ' > S ' ' 'とした方が好ましい。

[0071] また、第 1インピーダンス変換部 VIIの特性インピーダンス（Z )と第 2インピーダンス変換部 VIIIの特性インピーダンス（Z )を異ならしめる（ここでは、 Z >Z )ために、第

8 7 8

1インピーダンス変換部 VIIのギャップ（例えば 70 μ m)を第 2インピーダンス変換部 V IIIのギャップ（例えば 30 μ m)よりも広くしてレ、る (W ' >W ' ' )。

[0072] 図 5に本発明の第 1の実施形態についての等価回路を示す。図 22に示した第 1の従来技術や図 29に示した第 2の従来技術と同じぐ Zは入力用フィードスルー部 1 ( あるいは線路 7)、 Zは入力側接続部 II (あるいは線路 8)、 Zは相互作用部 III (ある

2 3

いは線路 9)、 Zは出力側接続部 IV (あるいは線路 10)、 Zは出力用フィードスルー

4 5

部 V (あるいは線路 11)の特性インピーダンスであるが、本発明の第 1の実施形態には、長さが Lで特性インピーダンス Zの第 1インピーダンス変換部 VII (あるいは線路 16)と長さが Lで特性インピーダンス Zの第 2インピーダンス変換部 VIII (あるいは線

8 8

路 17)が付加されている。

[0073] 第 1の従来技術と第 2の従来技術についての説明と同様に、図 5中の 13は外部信号源 5の負荷抵抗 6 (特性インピーダンス R )と入力用フィードスルー部 Iとの境界を表

g

す。図 5において Z ' 'は外部信号源 5と外部信号源 5の負荷抵抗 6から第 2の従来

in 技術の x—カット LN光変調器を見た入力インピーダンスである。

[0074] つまり、 Z ' 'は入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンス Z、第 1インピーダン

in 1 ス変換部 VIIの特性インピーダンス Z、第 2インピーダンス変換部 VIIIの特性インピ一ダンス Z、入力側接続部 IIの特性インピーダンス Z、相互作用部 IIIの特性インピ

8 2

一ダンス Z、出力側接続部 IVの特性インピーダンス Z、出力用フィードスルー部 Vの

3 4

特性インピーダンス Z、及び終端抵抗 12の Zを伝送線路の縦続接続の考え方で合

5 L

成した特性インピーダンスと言える。

[0075] なお、本発明の効果を示すために、本発明の第 1の実施形態においても CPWギヤップ Wを以下、つまり、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Z力 ¾2 Ωなどと

3

低い場合を例にとり考察する。

[0076] 次に、第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIの作用について考察する。簡単のために、従来技術の場合と同じぐ入力側接続部 IIの特性インピ一ダンス Ζ、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Ζ、出力側接続部 IVの特性インピ

2 3

一ダンス Ζ、出力用フィードスルー部 Vの特性インピーダンス Ζ、及び終端抵抗 12の

4 5

Ζについて、 ζ =ζ =ζ =ζ =ζが成り立つているとする。

L 2 3 4 5 L

[0077] この場合の等価回路を図 6に示す。ここで、図 30に示した第 2の従来技術と同じく Ζ

、 Ζ、 Ζ、 Ζ、 Ζを合成して形成した合成部 ΠΓを表す伝送線路 15の特性インピー

2 3 4 5 L

ダンスを Ζ 'とした。また、図 1に示記した特性インピーダンスが Ζである第 1インピー

3 7 ダンス変換部 VIIと特性インピーダンスが Ζである第 2インピーダンス変換部 VIIIの各

8

々の長さ L、Lを図 6中にも記している。

7 8

[0078] ここで、説明の簡単のために、入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンス Zは外部信号源 5の負荷抵抗 6の特性インピーダンス Rと同じ 50 Ωとする力入力用フィ

g

一ドスルー部 Iの特性インピーダンス Zは 50 Ωよりも低い場合もある。

[0079] 入力用フィードスルー部 Iに接続する不図示のコネクタ芯線 (あるいは、金ワイヤーや金リボンの場合もあるが、本発明では入力用フィードスルー部 Iに給電する手法を総称してコネクタ芯線と呼ぶ）は数十 μ mから数百 μ mと厚レ、金属であり、厚レ、金属は特性インピーダンスを低下させる。従って、不図示のコネクタ芯線を接続した入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンスは 50 Ωより格段に低くなる場合がある。 [0080] LN光変調器を実際に使用する場合には、不図示のコネクタ芯線は入力用フィードスルー部 Iに固定されているので、不図示のコネクタ芯線を接続して低下した特性ィンピーダンスを改めて入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンスと考える。この考え方は次に述べるような入力用フィードスルー部 Iをインピーダンス変換部の一部であるとする考え方の場合に特に重要となる。なお、従来技術と同じぐ本発明の全ての実施形態でも、入力用フィードスルー部 Iの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

[0081] また、入力用フィードスルー部 Iの長さが短い場合には入力用フィードスルー部 Iに電気的に接続されるべき不図示のコネクタの特性インピーダンスが重要となる場合がある。

[0082] さらに考察を進める。インピーダンス変換を不図示のコネクタや図 6の外部信号源 5 の負荷抵抗 6と相互作用部 IIIの中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなる進行波電極との間で行うと考えると、入力用フィードスルー部 Iもインピーダンス変換部の一部であるとみなすことができる。

[0083] また、一見、入力用フィードスルー部 I及び、第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIの中心導体と接地導体の寸法がほとんど同じであり、全体が入力用フィードスルー部 Iのように見えていても、不図示のコネクタ芯線を接続した給電部から相互作用部 ΙΠまでをインピーダンス変換部と考えることができる。

[0084] なお、入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンスは 50 Ωの場合が多いが、コネクタの特性インピーダンスや外部信号源 5の負荷抵抗 6の特性インピーダンス Rも g

50 Ωの場合が多レ、。従って、相乗平均である（2)式の中に入るべき Zは入力用フィ

1

一ドスルー部 I、コネクタ、あるいは外部信号源 5が有する負荷抵抗 6の特性インピーダンスのどれかとして考えることができる。

[0085] 図 1から図 6に示した本発明の第 1の実施形態は、図 26から図 31に示した第 2の従来技術と考え方が全く異なっている。以下、それについて説明する。

[0086] 第 2の従来技術においては、そのインピーダンス変換部 VIの特性インピーダンス Z

6 の値とその長さ Lには（2)式と（3)式が同時に成り立つとレ、う絶対的な条件があった。そして、相互作用部 IIIの特性インピーダンス Zが例えば 22 Ω強と低い場合には、

3

図 31に示したように、ある周波数では電気的な反射がほぼゼロとなるが、その他の周波数では X—カット LN光変調器として実用的上使用できない程の大きな電気的な反射が生じてしまっていた。ちなみに、第 2の従来技術においてインピーダンス変換部 VIの特性インピーダンス Zは（2)式から求まり、 33. 2 Ωであった。

6

[0087] 本発明の第 1の実施形態では、（2)式により求められる特性インピーダンスの相乗平均の値はどこにも使用していなレ、。つまり、第 1インピーダンス変換部 VIIの特性ィンピーダンス Zとしては（2)式で与えられる 33. 2 Ωよりも大きな、例えば 37 Ωとし、第 2インピーダンス変換部 VIIIの特性インピーダンス Zとしては（2)式で与えられる値

8

より小さな 29 Ωとする。

[0088] なお、この第 1の実施形態ほどには効果はなレ、が、第 1インピーダンス変換部 VIIの特性インピーダンス Zと第 2インピーダンス変換部 VIIIの特性インピーダンス Zのど

7 8 ちらか一方を（2)式で与えられる 33· 2 Ωとしても良い。こうしても、ある特定の周波数でのみ完全に電気的反射がなくなる第 2の従来技術とは考え方が異なり、広い周波数範囲において残留反射はあるものの（あるいは、残留反射を意図的に残しつつ）実用上充分な程度に電気的反射を抑圧することが可能となる。

[0089] こうすることにより、本発明の第 1実施形態においては（2)式が成り立たなくなり、ある周波数において電気的パワー反射率 S が共振的に良くなることも無くなるが、第 2

11

の従来技術のようにいくつかの周期的な周波数において電気的パワー反射率 s が

11 極めて悪くなることもない。

[0090] この第 1インピーダンス変換部 VIIと第 2インピーダンス変換部 VIIIの構成の場合における電気的パワー反射率 S の計算結果を図 7に示す。図からわかるように、電気

11

的パワー反射率 s はある特定の周波数においてのみ負の極めて大きな値をとり、他

11

の周波数において劣化するのではなぐ広い周波数範囲において— 15dB以上は確保できている。この値は lOGbpsの光伝送には充分な電気的反射特性といえる。従つて、 X—カット LN光変調器力も外部信号源 5へ反射されて戻る高周波電気信号を抑圧できるので、ジッタの少ない光変調パルスを得ることが可能となる。なお、電気的パワー反射率 S の測定結果は図 7に示した計算結果とよく一致した。 [0091] 図 8には光の変調指数 (パワー変調指数） I m I ²の周波数応答を示している。電気的な反射が必要充分に抑圧されているので、 I m I ²は滑らかなカーブを描いており、広帯域光変調が可能であることがわかる。

[0092] 以上のように、本発明はある特定の周波数において電気的な反射が無くなるように構成するのではなレ、。つまり、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射をある程度抑圧する構造とも考えること力できる。前述のようにこの意図的にある程度残した反射を残留反射と呼ぶ。

[0093] なお、（2)式が成り立っていないので、第 1インピーダンス変換部 VIIの長さ Lと第 2 インピーダンス変換部 VIIIの長さ Lにつレ、て（3)式が成り立つても良レ、が成り立つ必

8

要はない。つまり、本発明の第 1の実施形態では（2)式も（3)式も成立する必要はなぐ電気的な反射が無くなる事もないので、（2)式と（3)式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ特定の周波数においてのみ原理的に反射が無くなる第 2の従来技術と考え方が根本的に異なっている。

[0094] また、第 1インピーダンス変換部 VIIの特性インピーダンス Zと第 2インピーダンス変換部 VIIIの特性インピーダンス Zは（2)式で与えられる相乗平均の値よりも約 ± 15

8

Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約 ± 7 Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。そして、インピーダンス変換部の特性ィンピーダンスを（2)式で与えられる相乗平均の値からこれらの値（即ち、約 ± 7 Ω以内、あるいは約 ± 15 Ω以内）程度の範囲で異ならしめるとレ、う考え方は本実施形態のみでなぐ本発明の全ての実施形態に適用可能である。

[0095] [第 2の実施形態]

図 9に本発明の第 2の実施形態に使用する CPW進行波電極 4の上面図を示す。本実施形態において、 IXは第 1インピーダンス変換部、 Xは第 2インピーダンス変換部、 XIは第 3インピーダンス変換部である。

[0096] 図 10に本発明の第 2の実施形態についての等価回路を示す。図 5に示した本発明の第 1の実施形態についての等価回路とほぼ同じ構成であるが、本実施形態の特徴はインピーダンス変換部が特性インピーダンス Zの第 1インピーダンス変換部 IX (あるいは線路 18)、特性インピーダンス Z の第 2インピーダンス変換部 X (あるいは線

10

路 19)、特性インピーダンス Z の第 3インピーダンス変換部 XI (あるいは線路 20)か

11

らなる 3つのインピーダンス変換部により構成されている点である（なお、インピーダンス変換部の数としては 3つ以上でも良い）。

[0097] ここで、第 1の実施形態と同じぐ相互作用部 IIIの特性インピーダンス Zを 22 Ω

3 、外部信号源 5の負荷抵抗 6の特性インピーダンス Rを 50 Ωとすると、第 2の従来技術 g

におレ、て（2)式力、ら得られる整合インピーダンスは 33. 2 Ωであった。

[0098] 本発明においては、第 1インピーダンス変換部 IX (あるいは線路 18)の特性インピ一ダンス Z、第 2インピーダンス変換部 X (あるいは線路 19)の特性インピーダンス Z

9 10

、第 3インピーダンス変換部 XI (あるいは線路 20)の特性インピーダンス Z の全てを

11

33. 2 Ωと異ならしめても良いが、逆に例えば、本発明の第 2の実施形態においては、 Z >Z = 33. 2 Ω >Z となるように、 CPWのギャップを異ならしめている。なお、 Z

9 10 11

、Z 、Z の大小関係についてはこの限りではないし、この内の 2つを整合インピー

9 10 11

ダンス（ここでは 33· 2 Ω )としても良レ、。

[0099] この第 2の実施形態の場合には、第 2インピーダンス変換部 Xの特性インピーダンス Z 力 (2)式を満たすものの、第 1インピーダンス変換部 IX (あるいは線路 18)の特性

10

インピーダンス Zと第 3インピーダンス変換部 XI (あるいは線路 20)の特性インピーダ

9

ンス Z は（2)式を満足していない。また、元来、 Zと Z カ（2)式を満たさないので、（

11 9 11

3)式は満たしても差し支えないが、満たす必要は無い。

[0100] この第 2の実施形態の場合についても、図 7に示した本発明の第 1の実施形態と同様の電気的な反射特性を得ることができる。つまり、ある周波数において電気的パヮ一反射率 S が共振的に良くなることもないが、第 2の従来技術のようにいくつかの周

11

期的な周波数において電気的パワー反射率 s が極めて悪くなることもない。

11

[0101] 換言すると、この第 2の実施形態についても、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射を実用上差しつかえない程度まで抑圧する構造とも考えることができる。つまり、本発明の第 2の実施形態でも、電気的な反射が無くなる事もないので、（2)式と（3)式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ原理的に反射が無くなる第 2の従来技術と考え方が根本的に異なっている。

[0102] [第 3の実施形態]

図 11に本発明の第 3の実施形態に使用する CPW進行波電極 4の上面図を示す。本実施形態において、 XIIは第 1インピーダンス変換部、 XIIIは第 2インピーダンス変換部である。本実施形態の場合には、インピーダンス変換部 XII、 XIIIを相互作用部 IIIに対して一旦逆方向に折り返して形成することにより、相互作用部 IIIの長さを充分長く確保している。なお、この考え方は本発明の第 2の実施形態を含め、その他の実施形態にも適用可能である。

[0103] [第 4の実施形態]

図 12に本発明の第 4の実施形態に使用する中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなる CPW進行波電極 4の上面図を示す。本実施形態において、 IXは第 1インピーダンス変換部、 Xは第 2インピーダンス変換部である。本実施形態では図 11に示した第 3 の実施形態と同様に、第 1インピーダンス変換部 IXと第 2インピーダンス変換部 Xを相互作用部 IIIに対して一旦逆方向に折り返して形成しているが、相互作用部の始点力光入射用端面までの基板の長手方向における距離を、高周波電気信号の給電部から光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短くすることにより、図 11に示した第 3の実施形態よりも相互作用部 IIIの長さを長く確保している。ここで、光導波路 3については、本発明と第 1の従来技術と同じなので、光入射用端面にっレヽては第 1の従来技術として紹介した図 15に 30として記してレ、る。

[0104] このように、インピーダンス変換部を相互作用部 IIIに対してー且逆方向に折り返して、相互作用部 IIIの長さを極めて長く確保するという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。

[0105] さらに、相互作用部 IIIの終点から出力用フィードスルー部 Vも折り返しても良ぐこのことは本発明の全ての実施形態について言える。

[0106] [第 5の実施形態]

図 13に本発明の第 5の実施形態に使用する中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなる CPW進行波電極 4の上面図を示す。この第 5の実施形態は図 12に示した第 4の実施形態の改良版である。本実施形態において、 IXは第 1インピーダンス変換部、 X IVは第 2インピーダンス変換部である。図からわかるように、第 1インピーダンス変換部 IXの中心導体の幅と第 2インピーダンス変換部 XIVの中心導体の幅とを異ならしめている。そして、入力用フィードスルー部 Iとの電磁界の整合を考慮し、この場合には第 1インピーダンス変換部 IXの中心導体の幅を第 2インピーダンス変換部 XIVの中心導体の幅よりも広く設定してレヽる。

[0107] なお、このインピーダンス変換部が複数ある場合に、少なくとも 2つのインピーダンス変換部において中心導体の幅を異ならしめるという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。この場合、入力用フィードスルー部に近レ、インピーダンス変換部の中心導体の幅を入力用フィードスルー部力も遠レ、インピーダンス変換部の中心導体の幅よりも広ぐつまり入力用フィードスルー部の中心導体の幅に近づけることが良レ、特性を実現する上で得策である。

[0108] [第 6の実施形態]

以上の実施形態では、インピーダンス変換部が第 1インピーダンス変換部、第 2インピーダンス変換部、さらには第 3インピーダンス変換部など複数のインピーダンス変換部から構成されていたが、 1つのインピーダンス変換部を用いても同様の効果を発揮できる。その 1つの実施形態を第 6の実施形態として図 14に示す。図中、 XIがインピーダンス変換部である。

[0109] 本発明では（2)式から求まる整合インピーダンスに近い値ではある力それよりもやや大きい、あるいは逆にやや小さいなど、（2)式を満たさない特性インピーダンスを有する 1つのインピーダンス変換部を用いることにより、複数個のインピーダンス変換部を用いる実施形態ほどではないが、ある程度の電気的な反射を抑圧できる効果を発揮できる。その際には、そもそも（2)式が満たされていないので（3)式も成立しなくて良いことになる。あるいは、従来技術においては、（2)式と（3)式が同時に成り立つことが重要であるので、本実施形態では（2)式は成り立っても、（3)式が成り立たないようにすれば良い。これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。

[0110] なお、インピーダンス変換部の特性インピーダンスは（2)式から求まる相乗平均の値よりもやや大きレ、かやや小さいと述べた力その値は（2)式の値よりも約 ± 15 Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約 ± 7 Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著である。このことは本発明のその他の実施形態についても成り立つ。

[0111] さらに、この第 6の実施形態を例にとり、より深く考察する。高周波電気信号は入力用フィードスルー部とインピーダンス変換部を通過して相互作用部に達する。そこで

、入力用フィードスルー部 Iもインピーダンス変換部の一種であると考えると、図 14に示した第 6の実施形態にぉレ、て、インピーダンス変換部 XIが式（2)と式（3)を満足したとしても、入力用フィードスルー部 Iとインピーダンス変換部 XIの合計として考えた場合に、式 (2)と式 (3)を同時に満たさず、残留反射があり、かつ電気的反射が小さくなるならば、その実施形態は本発明に属することになる。

[0112] つまり、図 14に示した第 6の実施形態において、その特性インピーダンスが例えば

50 Ωである不図示のコネクタと、相互作用部 IIIの中心導体 4a、接地導体 4b、 4cからなる進行波電極 4との間に式（2)と式（3)が成り立つようにインピーダンス変換部 XI を構成していても、入力用フィードスルー部 Iの特性インピーダンスがコネクタの特性インピーダンスと同じでない限り、その構造は本発明に属する。なぜならば、入力用フィードスルー部 Iは式（2)と式（3)の条件を壊し、広レ、周波数範囲にぉレ、て残留反射を生じつつ電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善する新たなインピーダンス変換部の一部として機能するからである。

[0113] 例えば、入力用フィードスルー部 Iと相互作用部 IIIに対して、式（2)と式（3)の条件が成り立つように、インピーダンス変換部 XIを構成しても、実際には入力用フィードスルー部 Iにコネクタ芯線を接続したために、入力用フィードスルー部 Iとコネクタの芯線の合計として考えた場合、コネクタの芯線の厚い金属のために特性インピーダンスが先の入力用フィードスルー部 Iの値より低下してしまレ、、入力用フィードスルー部 Iと相互作用部 IIIに対して式（2)と式（3)の条件が成り立たなくなった場合がこれに当たる。この場合は、コネクタと相互作用部 IIIの間に本発明を適用したと考えられる。さらにこの考え方は不図示の外部信号源の負荷抵抗と相互作用部 IIIについても言える。つまり、負荷抵抗と相互作用部 IIIの間にある不図示のコネクタを含む電気的線路要素を、広い周波数帯において残留反射を生じつつ、電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善するインピーダンス変換部として構成することも可能である。なお、これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。

[0114] [各実施形態について]

以上においては、進行波電極としては CPW電極を例にとり説明した力非対称コプレーナストリップ (ACPS)や対称コプレーナストリップ（CPS)などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもなレ、。また、光導波路としてはマッハツエンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。また少なくとも相互作用部力 Sリッジ構造であっても良い

[0115] インピーダンス変換部が複数のインピーダンス変換部から構成されている場合には、各インピーダンス変換部の特性インピーダンスを異ならしめるのに CPWのギャップを異ならしめたが、その代わりに中心導体の幅、あるいは中心導体の幅とギャップの両方を異ならしめても良レ、。なお、このことは進行波電極として、 CPW以外の ACPS や CPSなどの進行波電極を用いた場合にも適用可能である。

[0116] なお、以上において説明した実施形態では、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路にほぼ平行な構造として説明したが、ほぼ平行であること自体はインピーダンス変換とは無関係である。従って、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路に斜めあるいは垂直に配置されていても良いことは言うまでもない。

[0117] 本発明ではインピーダンス変換部の少なくとも一部に（2)式で与えられる相乗平均の値よりもやや大きいかやや小さい箇所があると述べたが、計算と実験によれば（2) 式の値よりも約 ± 15 Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約 ± 7 Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。

[0118] さらに、インピーダンス変換部の数が偶数個の場合には特性インピーダンスの値が

(2)式の値よりも大きくなるインピーダンス変換部の数と（2)式の値よりも小さくなるィンピーダンス変換部の数とを等しくし、インピーダンス変換部の数が奇数個の場合には、上記の各インピーダンス変換部の数を等しくするというこの工夫の他に、一部のィンピーダンス変換部の特性インピーダンスを（2)式の値とすることにより広い周波数範囲で電気的反射を抑圧できるので極めて有効である。 [0119] 以上の本発明の実施形態で説明した第 1インピーダンス変換部、第 2インピーダンス変換部、さらには第 3インピーダンス変換部の特性インピーダンスの値については、本明細書で述べた数値はあくまで例であり、その他の値でも良いことは言うまでもなレ、。

[0120] また、中心導体を挟んでマッハツエンダ光導波路の 2本の相互作用光導波路を配置する場合、 2本の相互作用光導波路の幅を異ならしめておけば、近づけても DC及び動的消光比の劣化を避けることが可能となる。

[0121] 以上の実施形態においては、 X—カット、 y—カットもしくは z—カットの面方位、即ち、基板表面 (カット面）に対して垂直な方向に結晶の X軸、 y軸もしくは z軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、 LN基板のみでなぐリチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

[0122] 以上の説明においては、インピーダンス変換部は LN光変調器のフィードスルー部と相互作用部の間、即ち LN光変調器のチップ上に形成されていた力 S、インピーダンス変換部を、アルミナ基板や LN基板など別体の基板に形成してそれと LN光変調器を接続しても同じ効果を得ることができる。

[0123] さらには InP基板や GaAs基板等の半導体基板上に形成する進行波電極型の電界吸収光変調器やマッハツエンダ光変調器など進行波電極を使用する各種の光デバイスに本発明は使用可能である。

産業上の利用可能性

[0124] 以上のように、本発明に係る光変調器は、 RF変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、

前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路力前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、

前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも 1つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも 1つからなるインピーダンス変換部を具備し、

前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つが、前記相互作用部の特性インピ一ダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする光変調器。

[2] 前記インピーダンス変換部が複数からなり、そのうちの少なくとも 1つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均の少なくとも 1つと同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項 1に記載の光変調器。

[3] 前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなつて、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする請求項 1または請求項 2に記載の光変調器。

[4] 前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が前記相互作用部の前記中心導体の幅よりも広いことを特徴とする請求項 1から請求項 3に記載の光変調器。

[5] 前記インピーダンス変換部の前記中心導体の少なくとも一部が前記光導波路の長手方向に配置されていることを特徴とする請求項 1から請求項 4に記載の光変調器。

[6] 前記インピーダンス変換部は、前記相互作用部が形成されている前記基板とは別体の基板上に形成されていることを特徴とする請求項 1から請求項 5に記載の光変調

[7] 前記入力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が給電される給電部を有し、

前記出力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が出力される出力部を有しており、

前記相互作用部の長さが、前記給電部から前記出力部までの前記基板の長手方向における距離よりも長いことを特徴とする請求項 1から請求項 6に記載の光変調器

[8] 前記相互作用部における前記光の位相が変調される領域の始点から前記光導波路に光を入射するための光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離が、前記高周波電気信号の前記給電部から前記光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短いことを特徴とする請求項 1から請求項 7に記載の光変

[9] 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つの前記中心導体と前記接地導体の間のギャップが、前記相互作用部の前記中心導体と前記接地導体の間のギャップよりも広レ、ことを特徴とする請求項 1から請求項 8に記載の光変調器。

[10] 前記インピーダンス変換部が複数からなり、少なくとも 2つの前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が互いに異なることを特徴とする請求項 1から請求項 9に記載の光変調器。

[11] 前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピ一ダンスを有する前記インピーダンス変換部の数が等しいことを特徴とする請求項 1 から請求項 10に記載の光変調器。

[12] 前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピ一ダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均の特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部を有することを特徴とする請求項 1から請求項 11 に記載の光変調器。

[13] 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つが、前記相互作用部の特性インピ一ダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに

、その差が約 ± 7 Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項 1 から請求項 12に記載の光変調器。

[14] 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも 1つ力前記相互作用部の特性インピ一ダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに

、その差が約 ± 15 Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項 1から請求項 12に記載の光変調器。

前記基板が半導体からなることを特徴とする請求項 1から請求項 14に記載の光変調