WO2021048972A1 - 半導体マッハツェンダ光変調器およびｉｑ変調器 - Google Patents

半導体マッハツェンダ光変調器およびｉｑ変調器 Download PDF

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常祐 尾崎
義弘 小木曽
橋詰　泰彰
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日本電信電話株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a semiconductor Mach zender modulator that modulates an optical signal with an electric signal, and an IQ modulator that uses a semiconductor Mach zender modulator.
  • multi-valued light modulators using digital coherent technology play a major role in realizing large-capacity transceivers exceeding 100 Gbps.
  • optical modulators capable of Mach-Zehnder (MZ: Mach-Zehnder) interference type zero-charp drive are built in parallel in multiple stages. ..
  • HB-CDM High Bandwidth Coherent Driver Modulator
  • a traveling wave type electrode In a broadband semiconductor MZ modulator, a traveling wave type electrode is generally used. In the traveling wave type electrode, in order to improve the modulation band, (I) velocity matching of the microwave propagating in the electrode and the light propagating in the waveguide, and (II) reducing the propagation loss of the electrode are very important. .. In order to satisfy (I) and (II), a capacitive loading structure is used in the semiconductor MZ modulator (see Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3).
  • a semiconductor MZ modulator having a capacitive loading structure is designed to perform phase modulation by forming a main line for transmitting a modulation signal and an electrode for branching the modulation signal from the main line and applying it to a waveguide.
  • the amount of capacitance added to the main line can be freely designed, and the impedance of the main line can be freely designed.
  • the microwave velocity can be designed to any value.
  • the optimum capacitance addition amount to the main line it is possible to improve the speed matching of light waves and microwaves, and also to obtain impedance matching to 50 ⁇ , resulting in a wider bandwidth. realizable.
  • a voltage is applied between an n-type semiconductor layer in the lower layer and an electrode on the surface, and a reverse bias is applied to the semiconductor MQW (Multi Quantum Well) layer due to the voltage difference.
  • the n-type semiconductor layer has a significantly lower resistance value than the p-type semiconductor layer, but has a higher resistance value than the metal.
  • it is necessary to apply a voltage through the n-type semiconductor layer, so that a voltage drop occurs when a current flows through the n-type semiconductor layer due to the resistance of the n-type semiconductor layer.
  • the absolute amount of voltage required to be applied to the n-type semiconductor layer for driving increases, so that the bias voltage during operation becomes large, which causes a problem of inefficiency. ..
  • FIGS. 10A and 10B are plan views of the semiconductor MZ light modulator
  • FIG. 10B is a sectional view taken along line cc'of FIG. 10A.
  • 101 is an input waveguide of a semiconductor MZ optical modulator
  • 102 is an output waveguide
  • 103 is an optical demultiplexer that splits a light wave propagating in the input waveguide 101 into two waveguides 104 and 105.
  • a device, 106 is an optical modulator that combines light waves propagating through two waveguides 104 and 105 into an output waveguide 102, 109 and 110 are coplanar strip lines, and 111 and 112 apply a voltage to the waveguides 104 and 105.
  • the electrode 118 is an electrode pad connected to the lower n-type semiconductor layer.
  • 113 is an n-InP layer (n-type semiconductor layer)
  • 114 is a lower clad layer made of InP
  • 115 is a semiconductor core layer in which light waves propagate
  • 116 is an upper clad layer made of InP
  • 117 is SI-InP. It is a substrate.
  • the input waveguide 101, the output waveguide 102, the optical demultiplexer 103, the waveguides 104, 105, and the optical combiner 106 constitute an MZ interferometer.
  • the MZ interferometer by applying a voltage to the waveguides 104 and 105, the refractive index changes in the semiconductor core layer 115 due to the electro-optical effect, and as a result, the phase of light changes.
  • the interference state of the light in the optical combiner 106 can be changed and the light can be modulated (that is, the output light of the output waveguide 102 can be turned on. , Off).
  • Microwaves propagating through the coplanar strip lines 109 and 110 are applied to the waveguides 104 and 105 by the electrodes 111 and 112.
  • the electrodes 111 and 112 and the coplanar strip lines 109 and 110 form a traveling wave electrode as a whole. That is, the modulation band is obtained by matching the speed of the light wave propagating in the waveguides 104 and 105 with the speed of the microwave propagating in the traveling wave type electrode as much as possible so as to achieve phase matching between the light wave and the microwave. It is an electrode structure intended to be raised. If there is no microwave loss and the velocity matching conditions of light wave and microwave are completely satisfied, the modulation band becomes infinite. However, in reality, microwave loss, reflection of microwaves due to impedance mismatch, and phase shift between light waves and microwaves occur, and the modulation band is limited for these reasons.
  • the electrodes 111 and 112 add capacitance to the coplanar strip lines 109 and 110. That is, by optimally designing the number and spacing of the electrodes 111 and 112 and the contact length of the electrodes 111 and 112 to the waveguides 104 and 105, the amount of capacitance added to the coplanar strip lines 109 and 110 can be freely designed.
  • the impedance and microwave velocity of the coplanar strip lines 109 and 110 can be designed to arbitrary values.
  • two electrode pads 118 connected to the n-InP layer 113 (n-type semiconductor layer) for driving the modulator are installed in a portion separated from the coplanar strip lines 109 and 110 and the electrodes 111 and 112. Has been done.
  • the two electrode pads 118 are arranged at the same positions in the extending directions of the waveguides 101, 102, 104, and 105.
  • a voltage is applied to the n-type semiconductor layer via the electrode pad 118, but a voltage drop occurs due to the resistance of the n-type semiconductor layer, so that the power efficiency is improved. There was a problem that it was bad.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and suppresses a voltage drop that occurs when a bias voltage for operation is applied to a lower conductive layer in a semiconductor Machzenda optical modulator having a capacitive loading structure.
  • the purpose is.
  • the semiconductor Machzenda optical modulator of the present invention is an input formed on an optical waveguide formed on a semi-insulating semiconductor substrate and at least one dielectric layer on the substrate, and a modulation signal is input to one end thereof.
  • a side-drawing line, a phase-modulated electrode line formed on the dielectric layer along the optical waveguide and one end of which is connected to the other end of the input-side pull-out line, and a modulation signal propagating through the phase-modulated electrode line. Is intermittently formed along the extending direction of the optical waveguide so as to intersect the optical waveguide, the conductive layer formed between the substrate and the optical waveguide, and the electrode for applying the light to the optical waveguide.
  • a second wiring formed so as to connect a plurality of first wiring layers connected to the conductive layer, an electrode pad for applying a voltage to the conductive layer, and the plurality of first wiring layers. It is characterized by having a layer.
  • the first wiring layer is composed of any of an n-type semiconductor layer, a metal, and a structure in which a metal is formed on the n-type semiconductor layer.
  • the second wiring layer is characterized in that it is made of metal.
  • the first and second wiring layers are formed on the substrate side of the input side lead-out line and the phase modulation electrode line, respectively. It is characterized by.
  • a plurality of the electrodes are periodically arranged along the extending direction of the optical waveguide, and among the plurality of first wiring layers, the phase is described.
  • the first wiring layer formed in the region of the modulation electrode line is characterized in that it is arranged at the center position of two adjacent electrodes along the extending direction of the optical waveguide.
  • one configuration example of the semiconductor Machzenda optical modulator of the present invention further includes an output side lead-out line formed on the dielectric layer and one end of which is connected to the other end of the phase modulation electrode line, and the optical waveguide is further provided.
  • the input side lead-out line includes a first input-side lead-out line into which a modulation signal is input at one end and a first input-side lead-out line.
  • the phase modulation electrode line is formed on the adjacent dielectric layer and is composed of a second input side lead-out line in which a signal complementary to the modulation signal is input to one end, and the phase modulation electrode line is the first on the dielectric layer.
  • the output-side lead-out line comprises two first and second output-side lead-out lines whose one end is connected to the other ends of the first and second phase-modulated electrode lines, respectively. It consists of two first and second electrodes that apply a modulation signal propagating through the first and second phase modulation electrode lines to the first and second arm waveguides, respectively, and further extends the optical waveguide.
  • a first ground line formed on the dielectric layer outside the first input-side lead-out line, the first phase-modulated electrode line, and the first output-side lead-out line along the direction.
  • the IQ modulator of the present invention includes two semiconductor Machzenda optical modulators, and the input waveguide formed on the substrate and the light formed on the substrate and propagating through the input waveguide are transmitted.
  • a first semiconductor Machzender optical modulation that receives an I-modulated signal as an input among the two semiconductor Machzenda optical modulators, which is provided with a duplexer that demultiplexes into two systems for input to the two semiconductor Machzenda optical modulators.
  • the light modulator and the second semiconductor Machzender optical modulator that receives the Q modulation signal are arranged so that their respective optical waveguides are parallel to each other, and the second ground of the first semiconductor Machzenda optical modulator is provided.
  • the line and the first ground line of the second semiconductor Machzender optical modulator adjacent thereto are integrally formed as a ground line common to these two semiconductor Machzenda optical modulators, and the second wiring layer. Is characterized in that the portion arranged along the extending direction of the optical waveguide is arranged below the center line of the common ground line. Further, in one configuration example of the IQ modulator of the present invention, from one electrode pad to the first wiring layer of each of the first and second semiconductor Machzenda optical modulators via the second wiring layer. It is characterized by being connected.
  • each of the plurality of wiring layers is the second semiconductor Mach zender from the position of the lower layer of the first ground line of the first semiconductor Mach zender optical modulator.
  • the distance from the second wiring layer to the end of the first semiconductor Machzenda optical modulator side and the distance from the second wiring layer to the position of the lower layer of the second ground line of the light modulator are formed.
  • the second semiconductor Machzenda is characterized in that the distance to the end on the light modulator side is the same.
  • a plurality of first wiring layers formed intermittently along the extending direction of the optical waveguide and connected to the conductive layer, and the electrode pad and the plurality of first wiring layers are connected to each other.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of an IQ modulator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of a phase modulation section of the IQ modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the phase modulation section of the IQ modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of a portion of the ground line of the IQ modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is another cross-sectional view of a portion of the ground line of the IQ modulator according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view of the phase modulation section of the IQ modulator according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of a portion of the ground line of the IQ modulator according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view of the phase modulation section of the IQ modulator according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view of a portion of the ground line of the IQ modulator according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10A is a plan view showing the configuration of a conventional semiconductor MZ modulator.
  • FIG. 10B is a cross-sectional view showing the configuration of a conventional semiconductor MZ modulator.
  • a wiring layer for applying a voltage is provided on the lower n-type semiconductor layer (conductive layer). Prepare more than one. Further, the connection wiring having a predetermined structure minimizes the influence on the RF (Radio Frequency) characteristics due to the existence of the wiring layer.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of an IQ modulator according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 1 illustrates a phase modulation portion of an IQ modulator composed of two semiconductor MZ modulators.
  • the IQ modulator transmits the input waveguide 10, the 1 ⁇ 2 MMI coupler 11 that demultiplexes the light propagating in the input waveguide 10 into two systems, and the two light demultiplexed by the 1 ⁇ 2 MMI coupler 11.
  • Input-side lead-out lines 20 and 21 (first and second), which are composed of waveguides 18 and 19 (first and second arm waveguides) and conductors for applying an I-modulated signal to the waveguides 16 and 17.
  • Phase modulation electrode lines 24, 25 (first and second phase modulation electrode lines) made of conductors connected to, and phase modulation electrode lines 26, consisting of conductors connected to input side lead-out lines 22, 23, 27 (first and second phase-modulated electrode lines), output-side lead-out lines 28 and 29 (first and second output-side lead-out lines) composed of conductors connected to the phase-modulation electrode lines 24 and 25, and Output-side lead-out lines 30 and 31 (first and second output-side lead-out lines) composed of conductors connected to the phase-modulation electrode lines 26 and 27, and I-modulation signals supplied from the phase-modulation electrode lines 24 and 25.
  • Conductors that apply the Q-modulated signals supplied from the phase-modulated electrode lines 26 and 27 and the electrodes 32 and 33 consisting of conductors applied to the waveguides 16 and 17 to the waveguides 18 and 19.
  • the electrodes 34 and 35 are provided.
  • the polarization multiplex IQ modulator is a phase adjusting electrode 36 to 39 composed of a conductor for adjusting the phase of the modulated signal light propagating in the waveguides 16 to 19, and propagating in the waveguides 16 and 17.
  • the output light of the 2 ⁇ 1 MMI coupler 40 that combines the signal light of the system, the 2 ⁇ 1 MMI coupler 41 that combines the signal light of the two systems propagating through the waveguides 18 and 19, and the output light of the 2 ⁇ 1 MMI coupler 40 are waveguideed.
  • the waveguide 42, the waveguide 43 for waveguideing the output light of the 2 ⁇ 1 MMI coupler 41, and the phase adjusting electrodes 44, 45 composed of a conductor for adjusting the phase of the signal light propagating through the waveguides 42, 43.
  • a ground line 48 composed of conductors arranged on the outside, an input side lead-out line 21, a phase-modulated electrode line 25 and an output-side lead-out line 29 and an input-side lead-out line 22, a phase-modulated electrode line 26 and an output-side lead-out line 30.
  • a ground line 49 composed of conductors arranged between the two, a ground line 50 composed of conductors arranged outside the input side lead-out line 23, the phase modulation electrode line 27, and the output side lead-out line 31, and the output side. It includes termination resistors 51 to 54 connected to the ends of the lead lines 28 to 31, and an electrode pad 55 for applying a voltage to the lower n-type semiconductor layer.
  • the high-frequency line of the IQ modulator of this embodiment is formed of three parts: an input side lead-out line 20 to 23, a phase modulation electrode line 24 to 27, and an output side lead-out line 28 to 31. , It has a differential line structure (GSSG configuration) with balanced impedance in all parts. If impedance matching is not achieved, signal reflection will occur at the connection points of the high frequency line, causing deterioration of high frequency characteristics.
  • GSSG configuration differential line structure
  • the modulator can be driven by a differential input signal (differential driver) having high energy efficiency. Further, in this embodiment, since the high-frequency line has a differential line configuration, smooth high-frequency connection is also made with an open collector type or open drain type differential driver that has been used from the viewpoint of reducing power consumption in recent years. Can be realized, and both low power consumption and wide bandwidth can be achieved at the same time.
  • the high-frequency line pattern of this embodiment is a GSSG (ground signal signal ground) composed of two signal lines and two ground lines formed on a dielectric layer made of a low dielectric constant material.
  • the basic structure is a differential coplanar line.
  • a semiconductor MZ modulator that receives an I-modulated signal as an input and a semiconductor MZ modulator that receives a Q-modulated signal as an input are arranged side by side on a substrate so that their waveguides are parallel to each other. ing.
  • the central ground line 49 is shared by the high frequency line pattern of the semiconductor MZ modulator on the I modulation signal side and the high frequency line pattern of the semiconductor MZ modulator on the Q modulation signal side. That is, the ground line of the semiconductor MZ modulator on the I-modulated signal side and the ground line of the semiconductor MZ modulator on the Q-modulated signal side adjacent thereto are integrated as a ground line common to these two semiconductor MZ optical modulators. It is formed.
  • An I-modulated signal is input to the input-side lead-out line 20 from a differential driver (not shown) formed on an SI-InP substrate, which will be described later, and a complementary I-modulated signal (bar I) is input from the differential driver. It is input to the input side lead-out line 21.
  • a Q-modulated signal is input to the input-side lead-out line 22 from the differential driver, and a complementary Q-modulation signal (bar Q) is input to the input-side lead-out line 23 from the differential driver.
  • phase modulation electrode lines 24 to 27 are arranged in parallel with the waveguides 16 to 19 constituting the semiconductor MZ modulator.
  • the phase modulation electrode lines 24 to 27 and the electrodes 32 to 35 connected to the phase modulation electrode lines 24 to 27 have a differential capacitance loading type structure (GSSG configuration) excellent in impedance matching and speed matching between microwaves and light waves.
  • the supplied electrode 34, the electrode 35 to which a signal (bar Q) complementary to the Q modulation signal is input, the phase modulation electrode line 27 to supply the signal to the electrode 35, and the ground line 50 are arranged side by side. There is.
  • the phase modulation electrode lines 24 to 27 By optimally designing the number, spacing, and length of the capacitively loaded electrodes 32 to 35 that are periodically formed by branching from the phase modulation electrode lines 24 to 27, which are the main lines, the phase modulation electrode lines 24 to Since the amount of capacitance added to 27 can be freely designed, the impedance of the phase modulation electrode lines 24 to 27 and the velocity of the microwave propagating through the phase modulation electrode lines 24 to 27 can be designed to arbitrary values. ..
  • the input side lead-out lines 20 to 23 may have a GSSG configuration or a GSGSG configuration (with respect to the GSSG configuration, there is a ground line between the input-side lead-out lines 20 and 21 and between the input-side lead-out lines 22 and 23. Configuration) may be used.
  • the differential capacitance loading type structure of the phase modulation unit often has a GSSG configuration, and since the GSSG configuration is also adopted in this embodiment, the input side lead-out lines 20 to 23 and the output side lead-out lines 28 to 28 to 31 is also a high frequency line having a GSSG configuration.
  • the reason why the input side lead-out lines 20 to 23 and the output side lead-out lines 28 to 31 have the same GSSG configuration as the phase modulator is that the GSGSG configuration is changed to the GSSG configuration or the GSSG configuration is changed to the GSSGSG configuration. This is because there is concern about loss and deterioration of characteristics due to the mode change. If the phase modulation unit has a GSGSG configuration, it is desirable that the input side lead-out lines 20 to 23 and the output side lead-out lines 28 to 31 have a GSGSG configuration.
  • Each end of the output side lead-out lines 28 to 31 is terminated by high frequency terminating resistors 51 to 54.
  • the ends of the high-frequency terminating resistors 51 to 54 that are not connected to the output side lead-out lines 28 to 31 are grounded or set to an arbitrary potential.
  • One end (the left end in FIG. 1) of the ground lines 48 to 50 is connected to the ground of the differential driver.
  • the 1 ⁇ 2 MMI coupler 14, the waveguides 16 and 17, the input side lead lines 20 and 21, the phase modulation electrode lines 24 and 25, the output side lead lines 28 and 29, the electrodes 32, 33 and the 2 ⁇ 1 MMI coupler 40 are I. It constitutes a semiconductor MZ modulator on the side. This semiconductor MZ modulator phase-modulates the light propagating in the waveguides 16 and 17 according to the I modulation signal applied from the electrodes 32 and 33 to the waveguides 16 and 17.
  • the 1 ⁇ 2 MMI coupler 15 the waveguides 18, 19, the input side lead-out lines 22, 23, the phase modulation electrode lines 26, 27, the output side lead-out lines 30, 31, the electrodes 34, 35, and the 2 ⁇ 1 MMI coupler 41.
  • the 2 ⁇ 1 MMI coupler 40 combines the modulated signal light propagating in the waveguides 16 and 17, and the 2 ⁇ 1 MMI coupler 41 combines the modulated signal light propagating in the waveguides 18 and 19.
  • the phase difference between the signal light on the I side output from the 2 ⁇ 1 MMI coupler 40 and the signal light on the Q side output from the 2 ⁇ 1 MMI coupler 41 becomes 90 degrees. It is possible to adjust the phase so as to be.
  • the 2 ⁇ 1 MMI coupler 46 obtains an optical IQ modulated signal by combining the signal light on the I side propagating in the waveguide 42 and the signal light on the Q side propagating in the waveguide 43.
  • the IQ modulator can be realized.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view of a phase modulation section (a region having electrodes 32 to 35 and phase modulation electrode lines 24 to 27) of the IQ modulator of this embodiment, and is a cross-sectional view taken along the line aa'of FIG. ..
  • T-shaped electrodes 32 to 35 in a plan view branched from the phase modulation electrode lines 24 to 27 (main line) formed on the dielectric layer are formed on the waveguides 16 to 19 and guided. It has a differential capacitance loading type structure in which a modulation signal is applied to the waveguides 16 to 19.
  • the waveguides 16 to 19 of the phase modulation unit are formed on the SI-InP substrate 64 in order of an n-type semiconductor layer (for example, a quaternary layer such as n-InP or n-InGaAsP) 60, a lower clad layer 61 made of a semiconductor, and a semiconductor core.
  • the layer 62 and the upper clad layer 63 are laminated to form a waveguide structure.
  • the input side lead-out lines 20 to 23, the phase modulation electrode lines 24 to 27, the output side lead-out lines 28 to 31, and the ground line 48 to 50 are formed on the dielectric layer 65.
  • the dielectric layer 65 is made of a low dielectric material such as benzocyclobutene (BCB).
  • One of the upper clad layer 63 and the lower clad layer 61 may be an n-type semiconductor and the other may be a p-type semiconductor. Further, both the upper clad layer 63 and the lower clad layer 61 are n-type semiconductors, and a third is formed between the upper clad layer 63 and the semiconductor core layer 62, or between the lower clad layer 61 and the semiconductor core layer 62. It is also possible to take a structure in which a p-type clad layer is inserted.
  • FIG. 3 is a cross-sectional view of the phase modulation section of the IQ modulator of this embodiment, and is a cross-sectional view taken along the line bb'of FIG.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of a portion of the ground line 49 of the IQ modulator of this embodiment, and is a cross-sectional view taken along the line dd'of FIG.
  • one electrode pad 118 for applying a voltage to the n-type semiconductor layer under the electrode 111 is provided, and the voltage is applied to the n-type semiconductor layer under the electrode 112.
  • One electrode pad 118 for applying is provided. In this way, when a voltage is applied to the n-type semiconductor layer from only one location, a voltage drop occurs at a location far from the electrode pad 118, and the voltage becomes smaller than the bias voltage applied to the electrode pad 118. The desired phase modulation effect cannot be obtained in the phase modulation section.
  • the semiconductor core layer 62 functions as an optical waveguide layer and is made of a material such as InGaAsP or InGaAlAs.
  • the semiconductor core layer 62 may be composed of a bulk layer of a quaternary mixed crystal having a single composition or a multiple quantum well layer. Further, the semiconductor core layer 62 has a structure in which a light confinement layer having a bandgap larger than that of the multiple quantum well layer and a bandgap smaller than that of the lower clad layer 61 and the upper clad layer 63 is formed above and below the multiple quantum well layer. May be.
  • the present invention can be applied to a semiconductor Machzenda optical modulator that modulates an optical signal with an electric signal.

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Abstract

半導体マッハツェンダ光変調器は、入力側引き出し線路（２０～２３）と、位相変調電極線路（２４～２７）と、位相変調電極線路（２４～２７）を伝搬する変調信号をそれぞれ導波路（１６～１９）に印加する電極（３２～３５）とを有する。さらに、基板と導波路（１６～１９）との間に形成された導電層と、導電層と接続された複数の第１の配線層（７０）と、電極パッド（５５）と複数の第１の配線層（７０）とを接続する第２の配線層（７１）とを備える。

Description

半導体マッハツェンダ光変調器およびＩＱ変調器
　本発明は、電気信号で光信号を変調する半導体マッハツェンダ変調器、及び半導体マッハツェンダ変調器を用いたＩＱ変調器に関するものである。
　増大する通信トラフィック需要に対応するために、高度な光変調方式に対応した高速な光変調器が求められている。特にデジタルコヒーレント技術を用いた多値光変調器は、１００Ｇｂｐｓを超える大容量トランシーバ実現に大きな役割を果たしている。これら多値光変調器では、光の振幅および位相にそれぞれ独立の信号を付加させるべく、マッハツェンダ（ＭＺ：Mach-Zehnder）干渉型のゼロチャープ駆動が可能な光変調器が並列多段に内蔵されている。
　近年、光送信器モジュールの小型化や低駆動電圧化が課題となっており、小型で低駆動電圧化が可能な半導体ＭＺ変調器の研究開発が精力的に進められている。さらに、半導体ＭＺ変調器の研究開発においては、６４ＧＢａｕｄや１００ＧＢａｕｄといった高ボーレート化対応の動きが加速しており、変調器の広帯域化が求められている。
　その中で、変調器のみでの特性改善のみならず、ドライバと変調器とを１つのパッケージ内に集積し、ドライバと変調器の協調設計をすることで高周波特性を改善し、小型化を実現することを目指したＨＢ－ＣＤＭ（High Bandwidth Coherent Driver Modulator）の研究・開発が加速している（非特許文献１参照）。ＨＢ－ＣＤＭの構成においては、差動駆動のドライバと変調器とを集積することから、変調器自体も差動駆動型の構成であることが望ましい。
　広帯域な半導体ＭＺ変調器では、一般的に進行波型電極が使用される。進行波型電極において、変調帯域を改善するためには、（I）電極を伝搬するマイクロ波と導波路を伝搬する光の速度整合、（II）電極の伝搬損失低減、が非常に重要である。（I），（II）を満たすために、半導体ＭＺ変調器では、容量装荷構造が用いられている（非特許文献２、非特許文献３参照）。
　容量装荷構造の半導体ＭＺ変調器では、変調信号を伝送する主線路と、変調信号を主線路から分岐して導波路に印加する電極とを形成し、位相変調を行うという設計となっている。この主線路から分岐した電極の数および間隔と、導波路への電極の接触長とを最適に設計することで、主線路に対する容量の付加量を自由に設計することができ、主線路のインピーダンスおよびマイクロ波の速度を任意の値に設計できる。また、主線路への最適な容量の付加量を設計することで、光波とマイクロ波の速度整合を向上させることができると共に、５０Ωへのインピーダンス整合も取れるようになり、その結果、広帯域化を実現できる。
　また、容量装荷構造の半導体ＭＺ変調器では、下層のｎ型半導体層と表面の電極との間に電圧を印加し、その電圧差により、半導体ＭＱＷ（Multi Quantum Well）層に逆バイアスが印加され、変調動作する構成となっている。ｎ型半導体層は、ｐ型半導体層に比べ、大幅に抵抗値が低いものの、金属よりは抵抗値が高い。容量装荷型構造では、ｎ型半導体層を介して電圧を印加する必要があるため、ｎ型半導体層の抵抗により、ｎ型半導体層に電流が流れた場合に、電圧降下が発生してしまう。電圧降下が発生すると、駆動させるためにｎ型半導体層に印加すべき必要な電圧の絶対量が上昇してしまうため、動作時のバイアス電圧が大きくなってしまい、効率が悪いという問題があった。
　具体的に図１０Ａ、図１０Ｂを用いて説明する。図１０Ａは半導体ＭＺ光変調器の平面図、図１０Ｂは図１０Ａのｃ－ｃ’線断面図である。
　図１０Ａ、図１０Ｂにおいて、１０１は半導体ＭＺ光変調器の入力導波路、１０２は出力導波路、１０３は入力導波路１０１を伝搬する光波を２つの導波路１０４，１０５に分波する光分波器、１０６は２つの導波路１０４，１０５を伝搬する光波を出力導波路１０２へと合波する光合波器，１０９，１１０はコプレーナストリップ線路、１１１，１１２は導波路１０４，１０５に電圧を印加するための電極、１１８は下層のｎ型半導体層と接続された電極パッドである。
　図１０Ｂにおいて、１１３はｎ－ＩｎＰ層（ｎ型半導体層）、１１４はＩｎＰからなる下部クラッド層、１１５は光波が伝搬する半導体コア層、１１６はＩｎＰからなる上部クラッド層、１１７はＳＩ－ＩｎＰ基板である。
　入力導波路１０１と出力導波路１０２と光分波器１０３と導波路１０４，１０５と光合波器１０６とは、ＭＺ干渉計を構成している。ＭＺ干渉計においては、導波路１０４，１０５に電圧を印加することによって、半導体コア層１１５において電気光学効果により屈折率変化が発生し、その結果、光の位相が変化する。このとき、導波路１０４，１０５に電圧差をつけることで、光合波器１０６における光の干渉状態が変わり、光を変調することができる（すなわち、出力導波路１０２の出力光がｏｎになったり、ｏｆｆになったりする）。
　２つのコプレーナストリップ線路１０９，１１０のうち一方が入力電気信号（Ｓ）に接続されている場合、他方が基準電位またはグランド（Ｇ）に接続されているＳＧ構成となっている。
　コプレーナストリップ線路１０９，１１０を伝搬するマイクロ波は、電極１１１，１１２によって導波路１０４，１０５に印加される。電極１１１，１１２とコプレーナストリップ線路１０９，１１０とは、全体として進行波型電極を形成している。すなわち、導波路１０４，１０５を伝搬する光波の速度と、上記進行波型電極を伝搬するマイクロ波の速度とをできるだけ一致させ、光波とマイクロ波の位相整合をとるようにすることで、変調帯域を上げることを意図する電極構造である。マイクロ波の損失がなく、光波とマイクロ波の速度整合条件が完全に満足されれば変調帯域は無限大になる。しかしながら、実際にはマイクロ波の損失やインピーダンス不整合によるマイクロ波の反射、光波とマイクロ波の位相ずれが発生するため、これらの理由により変調帯域が制限される。
　前述のように電極１１１，１１２の下には、上部クラッド層１１６と半導体コア層１１５と下部クラッド層１１４とが存在するため、一定の素子容量が存在する。すなわち、図１０Ａにおいて、電極１１１，１１２は、コプレーナストリップ線路１０９，１１０に対して容量を付加する形になる。つまり、電極１１１，１１２の数および間隔と、導波路１０４，１０５への電極１１１，１１２の接触長とを最適に設計することで、コプレーナストリップ線路１０９，１１０に対する容量の付加量を自由に設計することができ、コプレーナストリップ線路１０９，１１０のインピーダンスおよびマイクロ波の速度を任意の値に設計できるようになっている。
　また、変調器を駆動するためのｎ－ＩｎＰ層１１３（ｎ型半導体層）に接続されている電極パッド１１８は、コプレーナストリップ線路１０９，１１０と電極１１１，１１２とから離れた部分に２つ設置されている。この２つの電極パッド１１８は、導波路１０１，１０２，１０４，１０５の延伸方向の位置が同一の位置に配置されている。上記のとおり、容量装荷構造の半導体ＭＺ変調器では、電極パッド１１８を介してｎ型半導体層に電圧を印加するが、ｎ型半導体層の抵抗により電圧降下が発生してしまうため、電力効率が悪いという問題があった。
　本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、容量装荷構造の半導体マッハツェンダ光変調器において、動作させるためのバイアス電圧を下層の導電層に印加した場合に発生する電圧降下を抑圧することを目的とする。
　本発明の半導体マッハツェンダ光変調器は、半絶縁性半導体基板上に形成された光導波路と、前記基板上の少なくとも１層の誘電体層の上に形成され、一端に変調信号が入力される入力側引き出し線路と、前記誘電体層上に前記光導波路に沿って形成され、一端が前記入力側引き出し線路の他端と接続された位相変調電極線路と、前記位相変調電極線路を伝搬する変調信号を前記光導波路に印加する電極と、前記基板と前記光導波路との間に形成された導電層と、前記光導波路と交差するように前記光導波路の延伸方向に沿って断続的に形成され、前記導電層と接続された複数の第１の配線層と、前記導電層に電圧を印加するための電極パッドと前記複数の第１の配線層とを接続するように形成された第２の配線層とを備えることを特徴とするものである。
　また、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の１構成例において、前記第１の配線層は、ｎ型半導体層、金属、ｎ型半導体層の上に金属が形成された構造のいずれかからなり、前記第２の配線層は、金属からなることを特徴とするものである。
　また、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の１構成例において、前記第１、第２の配線層は、前記入力側引き出し線路と前記位相変調電極線路のそれぞれよりも基板側に形成されていることを特徴とするものである。
　また、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の１構成例において、前記電極は、前記光導波路の延伸方向に沿って周期的に複数配設され、前記複数の第１の配線層のうち、前記位相変調電極線路の領域に形成される第１の配線層は、前記光導波路の延伸方向に沿って隣り合う２つの電極の中心の位置に配置されることを特徴とするものである。
　また、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の１構成例は、前記誘電体層上に形成され、一端が前記位相変調電極線路の他端と接続された出力側引き出し線路をさらに備え、前記光導波路は、２本の第１、第２のアーム導波路からなり、前記入力側引き出し線路は、一端に変調信号が入力される第１の入力側引き出し線路と、この第１の入力側引き出し線路の隣の前記誘電体層上に形成され、一端に前記変調信号と相補な信号が入力される第２の入力側引き出し線路とからなり、前記位相変調電極線路は、前記誘電体層上に前記第１、第２のアーム導波路に沿って形成され、一端が前記第１、第２の入力側引き出し線路の他端とそれぞれ接続された２本の第１、第２の位相変調電極線路からなり、前記出力側引き出し線路は、一端が前記第１、第２の位相変調電極線路の他端とそれぞれ接続された２本の第１、第２の出力側引き出し線路からなり、前記電極は、前記第１、第２の位相変調電極線路を伝搬する変調信号をそれぞれ前記第１、第２のアーム導波路に印加する２個の第１、第２の電極からなり、さらに、前記光導波路の延伸方向に沿って前記第１の入力側引き出し線路と前記第１の位相変調電極線路と前記第１の出力側引き出し線路との外側の前記誘電体層上に形成された第１のグランド線路と、前記光導波路の延伸方向に沿って前記第２の入力側引き出し線路と前記第２の位相変調電極線路と前記第２の出力側引き出し線路との外側の前記誘電体層上に形成された第２のグランド線路とを備えることを特徴とするものである。
　また、本発明のＩＱ変調器は、半導体マッハツェンダ光変調器を２つ備えると共に、前記基板上に形成された入力導波路と、 前記基板上に形成され、前記入力導波路を伝搬する光を前記２つの半導体マッハツェンダ光変調器への入力用に２系統に分波する分波器とを備え、前記２つの半導体マッハツェンダ光変調器のうち、Ｉ変調信号を入力とする第１の半導体マッハツェンダ光変調器とＱ変調信号を入力とする第２の半導体マッハツェンダ光変調器とは、それぞれの前記光導波路が互いに平行になるように配置され、前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第２のグランド線路とこれに隣接する前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第１のグランド線路とは、これら２つの半導体マッハツェンダ光変調器に共通のグランド線路として一体で形成され、前記第２の配線層は、前記光導波路の延伸方向に沿って配置されている部分が、前記共通のグランド線路の中心線下に配置されていることを特徴とするものである。
　また、本発明のＩＱ変調器の１構成例は、１つの電極パッドから前記第２の配線層を介して前記第１、第２の半導体マッハツェンダ光変調器のそれぞれの前記第１の配線層に接続されることを特徴とするものである。
　また、本発明のＩＱ変調器の１構成例において、前記複数の配線層のそれぞれは、前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第１のグランド線路の下層の位置から前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第２のグランド線路の下層の位置まで形成され、前記第２の配線層から前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器側の端部までの距離と前記第２の配線層から前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器側の端部までの距離とが同一であることを特徴とするものである。
　本発明によれば、光導波路の延伸方向に沿って断続的に形成され、導電層と接続された複数の第１の配線層と、電極パッドと複数の第１の配線層とを接続するように形成された第２の配線層とを設けることにより、容量装荷型の半導体マッハツェンダ光変調器を駆動する際に、ｎ型半導体層等の導電層の抵抗により生じてしまう電圧降下をＲＦ特性の劣化なく抑圧することができる。その結果、本発明では、低バイアス電圧駆動でかつ高ボーレート動作が可能な優れた差動容量装荷型の半導体マッハツェンダ光変調器を提供することができる。
図１は、本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器の構成を示す平面図である。 図２は、本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器の位相変調部の断面図である。 図３は、本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器の位相変調部の断面図である。 図４は、本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器のグランド線路の部分の断面図である。 図５は、本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器のグランド線路の部分の別の断面図である。 図６は、本発明の第２の実施例に係るＩＱ変調器の位相変調部の断面図である。 図７は、本発明の第２の実施例に係るＩＱ変調器のグランド線路の部分の断面図である。 図８は、本発明の第３の実施例に係るＩＱ変調器の位相変調部の断面図である。 図９は、本発明の第３の実施例に係るＩＱ変調器のグランド線路の部分の断面図である。 図１０Ａは、従来の半導体ＭＺ変調器の構成を示す平面図である。 図１０Ｂは、従来の半導体ＭＺ変調器の構成を示す断面図である。
［発明の原理］
　本発明では、容量装荷型の半導体ＭＺ変調器を動作させるために必要なバイアス電圧の上昇を抑圧するために、下層のｎ型半導体層（導電層）に、電圧を印加するための配線層を複数用意する。さらに、所定の構造の接続配線とすることで、配線層が存在することによるＲＦ（Radio Frequency）特性への影響を最小化する。　
［第１の実施例］
　以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施例に係るＩＱ変調器の構成を示す平面図である。図１では、２つの半導体ＭＺ変調器からなるＩＱ変調器の位相変調部分を図示している。
　ＩＱ変調器は、入力導波路１０と、入力導波路１０を伝搬する光を２系統に分波する１×２ＭＭＩカプラ１１と、１×２ＭＭＩカプラ１１によって分波された２つの光を導波する導波路１２，１３と、導波路１２を伝搬する光を２系統に分波する１×２ＭＭＩカプラ１４と、導波路１３を伝搬する光を２系統に分波する１×２ＭＭＩカプラ１５と、１×２ＭＭＩカプラ１４によって分波された２つの光を導波する導波路１６，１７（第１、第２のアーム導波路）と、１×２ＭＭＩカプラ１５によって分波された２つの光を導波する導波路１８，１９（第１、第２のアーム導波路）と、導波路１６，１７にＩ変調信号を印加するための導体からなる入力側引き出し線路２０，２１（第１、第２の入力側引き出し線路）と、導波路１８，１９にＱ変調信号を印加するための導体からなる入力側引き出し線路２２，２３（第１、第２の入力側引き出し線路）と、入力側引き出し線路２０，２１と接続された導体からなる位相変調電極線路２４，２５（第１、第２の位相変調電極線路）と、入力側引き出し線路２２，２３と接続された導体からなる位相変調電極線路２６，２７（第１、第２の位相変調電極線路）と、位相変調電極線路２４，２５と接続された導体からなる出力側引き出し線路２８，２９（第１、第２の出力側引き出し線路）と、位相変調電極線路２６，２７と接続された導体からなる出力側引き出し線路３０，３１（第１、第２の出力側引き出し線路）と、位相変調電極線路２４，２５から供給されるＩ変調信号を導波路１６，１７に印加する導体からなる電極３２，３３（第１、第２の電極）と、位相変調電極線路２６，２７から供給されるＱ変調信号を導波路１８，１９に印加する導体からなる電極３４，３５（第１、第２の電極）とを備えている。
　さらに、偏波多重型ＩＱ変調器は、導波路１６～１９を伝搬する変調された信号光の位相を調整するための導体からなる位相調整電極３６～３９と、導波路１６，１７を伝搬する２系統の信号光を合波する２×１ＭＭＩカプラ４０と、導波路１８，１９を伝搬する２系統の信号光を合波する２×１ＭＭＩカプラ４１と、２×１ＭＭＩカプラ４０の出力光を導波する導波路４２と、２×１ＭＭＩカプラ４１の出力光を導波する導波路４３と、導波路４２，４３を伝搬する信号光の位相を調整するための導体からなる位相調整電極４４，４５と、導波路４２，４３を伝搬する２系統の信号光を合波する２×１ＭＭＩカプラ４６と、出力導波路４７と、入力側引き出し線路２０と位相変調電極線路２４と出力側引き出し線路２８との外側に配設された導体からなるグランド線路４８と、入力側引き出し線路２１、位相変調電極線路２５および出力側引き出し線路２９と入力側引き出し線路２２、位相変調電極線路２６および出力側引き出し線路３０との間に配設された導体からなるグランド線路４９と、入力側引き出し線路２３と位相変調電極線路２７と出力側引き出し線路３１との外側に配設された導体からなるグランド線路５０と、出力側引き出し線路２８～３１の端部に接続された終端抵抗５１～５４と、下層のｎ型半導体層に電圧を印加するための電極パッド５５とを備えている。
　本実施例のＩＱ変調器の高周波線路は、入力側引き出し線路２０～２３の部分と位相変調電極線路２４～２７の部分と出力側引き出し線路２８～３１の部分の３つの部分から形成されており、全ての部分で、インピーダンス整合の取れた差動線路構造（ＧＳＳＧ構成）となっている。仮にインピーダンス整合が取れていないとすると、高周波線路の接続箇所で信号の反射が発生してしまい、高周波特性が劣化する原因となる。
　本実施例では、全ての部分で高周波線路が差動線路構成となっているので、エネルギー効率が高い差動入力信号（差動ドライバ）によって変調器を駆動することができる。また、本実施例では、高周波線路が差動線路構成となっているため、近年、低消費電力化の観点から用いられているオープンコレクタ型もしくはオープンドレイン型の差動ドライバとも、円滑な高周波接続を実現することができ、低消費電力性と広帯域性とを両立させることができる。
　次に、本実施例の高周波線路パターンについて更に詳細に説明する。上記のとおり、本実施例の高周波線路パターンは、低誘電率材料からなる誘電体層上に形成された２本の信号線路と２本のグランド線路とからなるＧＳＳＧ（グランド・シグナル・シグナル・グランド）差動コプレーナ線路を基本構造としている。
　ただし、本実施例では、Ｉ変調信号を入力とする半導体ＭＺ変調器とＱ変調信号を入力とする半導体ＭＺ変調器とを、それぞれの導波路が互いに平行になるように基板上に並設している。
　本実施例では、Ｉ変調信号側の半導体ＭＺ変調器の高周波線路パターンとＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器の高周波線路パターンで中央のグランド線路４９を共用するようにしている。すなわち、Ｉ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のグランド線路とこれに隣接するＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のグランド線路とが、これら２つの半導体ＭＺ光変調器に共通のグランド線路として一体で形成されている。
　入力側引き出し線路２０には、後述するＳＩ－ＩｎＰ基板上に形成された差動ドライバ（不図示）からＩ変調信号が入力され、これと相補なＩ変調信号（バーＩ）が差動ドライバから入力側引き出し線路２１に入力される。同様に、入力側引き出し線路２２には、差動ドライバからＱ変調信号が入力され、これと相補なＱ変調信号（バーＱ）が差動ドライバから入力側引き出し線路２３に入力される。
　位相変調電極線路２４～２７は、半導体ＭＺ変調器を構成する導波路１６～１９と平行に配設される。位相変調電極線路２４～２７とこれに接続される電極３２～３５とは、インピーダンス整合と、マイクロ波と光波の速度整合とに優れた差動容量装荷型構造（ＧＳＳＧ構成）となっている。
　すなわち、グランド線路４８と、Ｉ変調信号が入力される位相変調電極線路２４と、位相変調電極線路２４からＩ変調信号が供給される電極３２と、Ｉ変調信号と相補な信号（バーＩ）が入力される電極３３と、電極３３に信号を供給する位相変調電極線路２５と、グランド線路４９と、Ｑ変調信号が入力される位相変調電極線路２６と、位相変調電極線路２６からＱ変調信号が供給される電極３４と、Ｑ変調信号と相補な信号（バーＱ）が入力される電極３５と、電極３５に信号を供給する位相変調電極線路２７と、グランド線路５０とが並ぶ構成となっている。
　主線路である位相変調電極線路２４～２７から分岐して周期的に形成される容量装荷部の電極３２～３５の数、間隔、長さを最適に設計することで、位相変調電極線路２４～２７への容量の付加量を自由に設計可能なため、位相変調電極線路２４～２７のインピーダンスと位相変調電極線路２４～２７を伝搬するマイクロ波の速度とを任意の値に設計することができる。
　入力側引き出し線路２０～２３は、ＧＳＳＧ構成でもよいし、ＧＳＧＳＧ構成（ＧＳＳＧ構成に対して、更に入力側引き出し線路２０と２１の間、および入力側引き出し線路２２と２３の間にグランド線路がある構成）でもよい。一般的に位相変調部の差動容量装荷型構造がＧＳＳＧ構成であることが多く、本実施例においてもＧＳＳＧ構成を採用しているため、入力側引き出し線路２０～２３および出力側引き出し線路２８～３１についてもＧＳＳＧ構成の高周波線路としている。
　入力側引き出し線路２０～２３および出力側引き出し線路２８～３１を、位相変調部と同じＧＳＳＧ構成としている理由は、ＧＳＧＳＧ構成からＧＳＳＧ構成への変化、またはＧＳＳＧ構成からＧＳＧＳＧ構成への変化のようにモードが変化することによる損失や特性の劣化を懸念しているためである。位相変調部がＧＳＧＳＧ構成であれば、入力側引き出し線路２０～２３および出力側引き出し線路２８～３１はＧＳＧＳＧ構成であることが望ましい。
　出力側引き出し線路２８～３１のそれぞれの端部は、高周波終端抵抗５１～５４によって終端されている。出力側引き出し線路２８～３１と接続されていない方の高周波終端抵抗５１～５４の端部は、接地されているか、あるいは任意の電位に設定されている。
　グランド線路４８～５０の一端（図１の左端部）は、差動ドライバのグランドと接続されている。
　１×２ＭＭＩカプラ１４と導波路１６，１７と入力側引き出し線路２０，２１と位相変調電極線路２４，２５と出力側引き出し線路２８，２９と電極３２，３３と２×１ＭＭＩカプラ４０とは、Ｉ側の半導体ＭＺ変調器を構成している。この半導体ＭＺ変調器は、電極３２，３３から導波路１６，１７に印加されるＩ変調信号に応じて、導波路１６，１７を伝搬する光を位相変調する。
　同様に、１×２ＭＭＩカプラ１５と導波路１８，１９と入力側引き出し線路２２，２３と位相変調電極線路２６，２７と出力側引き出し線路３０，３１と電極３４，３５と２×１ＭＭＩカプラ４１とは、Ｑ側の半導体ＭＺ変調器を構成している。この半導体ＭＺ変調器は、電極３４，３５から導波路１８，１９に印加されるＱ変調信号に応じて、導波路１８，１９を伝搬する光を位相変調する。
　２×１ＭＭＩカプラ４０は導波路１６，１７を伝搬する変調された信号光を合波し、２×１ＭＭＩカプラ４１は導波路１８，１９を伝搬する変調された信号光を合波する。位相調整電極４４，４５に電圧を印加することにより、２×１ＭＭＩカプラ４０から出力されるＩ側の信号光と２×１ＭＭＩカプラ４１から出力されるＱ側の信号光の位相差が９０度になるように位相調整することが可能である。
　２×１ＭＭＩカプラ４６は、導波路４２を伝搬するＩ側の信号光と導波路４３を伝搬するＱ側の信号光とを合波することにより、光ＩＱ変調信号を得る。こうして、本実施例では、ＩＱ変調器を実現することができる。
　本実施例の半導体ＭＺ光変調器は、容量装荷型構造となっているため、非特許文献２，３に開示されたものと同様に、下層の導電層（ｎ型半導体層）を介して、変調器を駆動するためのバイアス電圧を印加する必要がある。仮にバイアス電圧を印加するための下層の導電体層がｐ型半導体層だとすると、その抵抗率の高さから、電圧降下が大きくなる。導電体層がｐ型半導体層の場合の電圧降下は、ｎ型半導体層の場合に比べて１桁程度大きい。したがって、バイアス電圧を印加する導電体層は、必ずｎ型半導体層である必要がある。
　図２は本実施例のＩＱ変調器の位相変調部（電極３２～３５と位相変調電極線路２４～２７とがある領域）の断面図であり、図１のａ－ａ’線断面図である。位相変調部においては、誘電体層上に形成された位相変調電極線路２４～２７（主線路）から分岐した平面視Ｔ字状の電極３２～３５を導波路１６～１９上に形成し、導波路１６～１９に変調信号を印加する差動容量装荷型構造となっている。
　位相変調部の導波路１６～１９は、ＳＩ－ＩｎＰ基板６４上に順にｎ型半導体層（例えばｎ－ＩｎＰやｎ－ＩｎＧａＡｓＰ等の四元層）６０、半導体からなる下部クラッド層６１、半導体コア層６２、上部クラッド層６３が積層された導波路構造によって形成されている。
　入力側引き出し線路２０～２３と位相変調電極線路２４～２７と出力側引き出し線路２８～３１とグランド線路４８～５０とは、誘電体層６５の上に形成されている。高周波線路としての損失を低減するため、誘電体層６５は、例えばベンゾシクロブテン（ＢＣＢ）などの低誘電体材料から構成されることが望ましい。
　上部クラッド層６３と下部クラッド層６１とは、どちらか一方がｎ型半導体で、他方がｐ型半導体であっても構わない。また、上部クラッド層６３と下部クラッド層６１の両方がｎ型半導体で、上部クラッド層６３と半導体コア層６２との間、もしくは下部クラッド層６１と半導体コア層６２との間に、第３のｐ型クラッド層が挿入されている構造を取ることもできる。
　次に、ｎ型半導体層６０（導電層）に印加する電圧の降下を抑圧するための構造について説明する。図３は本実施例のＩＱ変調器の位相変調部の断面図であり、図１のｂ－ｂ’線断面図である。図４は本実施例のＩＱ変調器のグランド線路４９の部分の断面図であり、図１のｄ－ｄ’線断面図である。
　本実施例では、図１に示した３つの領域７０に、それぞれｎ型半導体層６０ａが形成されている。ｎ型半導体層６０への電圧印加用の第１の配線層は、抵抗率を考えると，ｐ型半導体は好ましくなく，ｎ型半導体または金属で形成されている必要がある。本実施例では、第１の配線層としてｎ型半導体層６０ａを形成している。
　位相変調部では、ｎ型半導体層６０ａは、図２のｎ型半導体層６０と接続されている。入力側引き出し線路２０～２３の部分では、ｎ型半導体層６０ａは、導波路１２，１３の下にのみ存在するｎ型半導体層６０と接続されている。出力側引き出し線路２８～３１の部分では、ｎ型半導体層６０ａは、導波路１６～１９の下にのみ存在するｎ型半導体層６０と接続されている。
　電極パッド５５とｎ型半導体層６０ａとを接続するため、ＳＩ－ＩｎＰ基板６４上には、金属からなる配線層７１（第２の配線層）が形成されている。電極パッド５５と配線層７１との間は、図示しないビアによって接続されている。
　このように、本実施例では、配線層７１と少なくとも３箇所のｎ型半導体層６０ａとを介してｎ型半導体層６０への電圧印加を可能としている。
　図１０Ａ、図１０Ｂに示した従来の構造では、電極１１１の下のｎ型半導体層に電圧を印加するための電極パッド１１８が１箇所設けられ、電極１１２の下のｎ型半導体層に電圧を印加するための電極パッド１１８が１箇所設けられている。このように、１箇所のみからｎ型半導体層へ電圧を印加すると、電極パッド１１８からの距離が遠い所で電圧降下が発生し、電極パッド１１８に印加したバイアス電圧に比べ小さい電圧となるため、位相変調部で所望の位相変調効果を得ることができない。
　これに対して、本実施例の半導体ＭＺ光変調器では、複数箇所からｎ型半導体層６０へ電圧を印加することができるため、ｎ型半導体層６０に印加される電圧の降下を無視することができる。
　例えば、一般的な変調器モジュールの仕様である入力パワー１６ｄＢｍのパワーが入力された場合には、図１０Ａ、図１０Ｂに示した構造のように１箇所のみからｎ型半導体層へ電圧を印加すると、Ｖπ＝１．５Ｖを達成するのに必要なバイアス電圧が、電圧降下がない場合と比較して約１Ｖほど大きくなってしまう。
　これに対し、本実施例のように、ｎ型半導体層６０ａを３箇所設けた場合には、電圧降下を約０．２５Ｖ以下に抑圧することができる。電圧降下が０．２５Ｖ程度であると、一般的なエピタキシャルの面内ばらつきによるバイアス電圧の変化量とほぼ同等であるため、電圧降下の影響を無視することができる。ｎ型半導体層６０ａを４箇所、５箇所と数を増やしていけば、より電圧降下量を小さくすることができる。
　また、印加される電圧分布の対称性を考えると、ＩＱ変調器の隣り合う２つの半導体ＭＺ変調器（Ｉ変調信号側の半導体ＭＺ変調器とＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器）でｎ型半導体層６０への接続部分の距離は、同じであることが望ましい。　
　一方で、１０ｄＢｍ等の入力パワーが低い場合には、電圧降下の影響は殆ど現れない。その理由は、光パワーが小さく、半導体層からの光吸収電流値が十分に小さくなるためである。つまり、バイアス電圧の降下値は、ｎ型半導体層６０へ流れる電流値に依存するため、チップへの光入力パワーにも依存している。
　また、上述の位相変調部を動作させるためのバイアス電圧が印加されるｎ型半導体層６０，６０ａは、電圧降下の影響を小さくするために、キャリア濃度が１×１０18ｃｍ-3以上のｎ－ＩｎＧａＡｓＰやｎ－ＩｎＰであることが望ましい。ｎ型半導体層６０，６０ａは、１層でもよいし、例えばｎ－ＩｎＰとｎ－ＩｎＧａＡｓＰとを組み合わせた２層以上の構成でもよく、厚みが０．２μｍ以上であることが望ましい。
　ただし、基本的にｎ型半導体層６０ａは導電体層であり、高周波特性のみを考えると、電極３２～３５付近に導電体層があることは望ましくない。つまり、何も考えずにｎ型半導体層６０ａを設けてしまうとＲＦ特性に影響を与えてしまう。ＲＦ特性への影響を避けるため、図１０Ａ、図１０Ｂに示した従来の構造では、位相変調部（コプレーナストリップ線路１０９，１１０と電極１１１，１１２とがある領域）に影響のない箇所でｎ型半導体層への電圧印加をしていた。したがって、位相変調部の付近のｎ型半導体層へ直に電圧印加することが不可能であった。
　一方、本実施例の半導体ＭＺ光変調器では、高周波特性に与える影響を抑えるために、図１に示すようにｎ型半導体層６０ａを設ける複数の領域７０の位置を決定している。具体的には、上層に電極３２～３５がない位置にｎ型半導体層６０ａを設けている。さらに電磁界部分への対称性を担保するために、位相変調部においては、導波路１６～１９の延伸方向（図１左右方向）に沿って隣り合う２つの電極の中心の位置にｎ型半導体層６０ａを設けている。
　本実施例では、ＩＱ変調器の隣り合う２つの半導体ＭＺ変調器（Ｉ変調信号側の半導体ＭＺ変調器とＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器）の中心線の位置に配線層７１を形成し、ｎ型半導体層６０に電圧を印加するという点では不要な領域、すなわちグランド線路４８～５０の下層の領域までｎ型半導体層６０ａを意図的に形成することにより、配線層７１からＩ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のＧＳＳＧ構成（グランド線路４９、位相変調電極線路２５，２４、グランド線路４８）までの距離と、配線層７１からＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のＧＳＳＧ構成（グランド線路４９、位相変調電極線路２６，２７、グランド線路５０）までの距離とが同じになるようにしている。
　つまり、ｎ型半導体層６０ａは、Ｉ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のグランド線路４８の下層の位置からＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のグランド線路５０の下層の位置まで形成され、配線層７１からＩ変調信号側の半導体ＭＺ変調器側の端部までの距離と配線層７１からＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器側の端部までの距離とが同一である。
　本実施例では、位相変調部において導波路１６～１９の延伸方向に沿って隣り合う２つの電極の中心の位置にｎ型半導体層６０ａを設けることにより、変調動作に寄与する差動モードの電界分布の対称性を担保することができ、高周波特性を劣化させることなく、配線層７１とｎ型半導体層６０ａとを介してｎ型半導体層６０に電圧を印加することができる。
　ＩＱ変調器の隣り合う２つの半導体ＭＺ変調器についても同様の考え方に基づき、配線層７１からＩ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のＧＳＳＧ構成までの距離と配線層７１からＱ変調信号側の半導体ＭＺ変調器のＧＳＳＧ構成までの距離とが同じになるようにすることにより、対称性を担保するようにしている。これにより、隣り合う２つの半導体ＭＺ変調器について、ｎ型半導体層６０に印加される電圧の降下量を同一にすることができる。
　図２～図４から分かるとおり、高周波線路（入力側引き出し線路２０～２３、位相変調電極線路２４～２７、出力側引き出し線路２８～３１）に影響を与えないために、配線層７１とｎ型半導体層６０ａとは、全て多層配線で実現されており、高周波線路よりも下に配置されるようにしている。
　高周波線路より上側に配線層７１とｎ型半導体層６０ａとを設けることも可能であるが、高周波線路の上に誘電体層を設け、誘電体層の上に配線層７１とｎ型半導体層６０ａとを設けることになる。この場合、高周波線路が誘電体材料に囲まれる構造になり、高周波線路が低インピーダンスになったり損失が大きくなったりして、高周波特性に影響を与えてしまうため、高周波線路の上に配線層７１とｎ型半導体層６０ａとを設けることは望ましくない。
　一般的に端子が複数個あると、実装上、ワイヤ数が増えたり、接続端子数が増えたりして使い難くなる。このため、ＩＱ変調器の２つの半導体ＭＺ変調器の電極パッドを１つにまとめることが望ましい。そこで、本実施例では、高周波線路に影響のない部分に１つの電極パッド５５を設け、電極パッド５５から配線層７１を介してｎ型半導体層６０ａに給電している。また、上記のように、２つの半導体ＭＺ変調器について対称性を担保するという理由と、高周波信号へ影響を与えないという理由から、配線層７１をグランド線路４９の中心線下に配置している。
　本実施例では、導波路１０，１２，１３，１６～１９，４２，４３，４７とＭＭＩカプラ１１，１４，１５，４０，４１，４６の下にのみｎ型半導体層６０が存在する例で説明しているが、より広範囲にｎ型半導体層６０が存在する場合にも本実施例を適用可能である。この場合の図１のｄ－ｄ’線断面図を図５に示す。ただし、高周波特性の劣化を最小限に抑えるためには、図４に示したように配線層７１の下にｎ型半導体層６０が存在しない方が望ましい。
［第２の実施例］
　次に、本発明の第２の実施例について説明する。第１の実施例では、図１に示した領域７０にｎ型半導体層６０ａを形成したが、ｎ型半導体層６０ａの代わりに金属層を形成してもよい。本実施例においても、ＩＱ変調器の平面図は図１に示したとおりである。
　図６は本実施例のＩＱ変調器の位相変調部の断面図であり、図１のｂ－ｂ’線断面図である。金属層７２（第１の配線層）は、配線層７１とｎ型半導体層６０と接続されていればよく、本実施例では図６に示すように断続的に配置されている。すなわち、金属層７２は、導波路１２，１３，１６～１９と交差する部分で一旦途切れていてもよい。
　図７は本実施例のＩＱ変調器のグランド線路４９の部分の断面図であり、図１のｄ－ｄ’線断面図である。第１の実施例のｎ型半導体層６０ａと同様に、金属層７２は、グランド線路４９の中心線下の位置で配線層７１と接続されている。
［第３の実施例］
　次に、本発明の第３の実施例について説明する。第１の実施例では、図１に示した領域７０にｎ型半導体層６０ａを形成したが、ｎ型半導体層６０ａの上にさらに金属層を形成してもよい。本実施例においても、ＩＱ変調器の平面図は図１に示したとおりである。
　図７は本実施例のＩＱ変調器の位相変調部の断面図であり、図１のｂ－ｂ’線断面図である。ｎ型半導体層６０ａと金属層７３とは、第２の配線層を構成している。第２の実施例の金属層７２と同様に、金属層７３は断続的に配置されている。すなわち、金属層７３は、導波路１２，１３，１６～１９と交差する部分で一旦途切れていてもよい。
　図９は本実施例のＩＱ変調器のグランド線路４９の部分の断面図であり、図１のｄ－ｄ’線断面図である。第１の実施例のｎ型半導体層６０ａと同様に、金属層７３は、グランド線路４９の中心線下の位置で配線層７１と接続されている。
　なお、第１～第３の実施例において、半導体ＭＺ光変調器の導波路１６～１９は、ＳＩ－ＩｎＰ基板６４上に、ＩｎＰからなる下部クラッド層６１、ノンドープの半導体コア層６２、ＩｎＰからなる上部クラッド層６３を順次積層した構造となっている。他の導波路１０，１２，１３，４２，４３，４７も同様である。
　半導体コア層６２は、光導波層として機能し、例えばＩｎＧａＡｓＰやＩｎＧａＡｌＡｓなどの材料からなる。半導体コア層６２は、単一組成の四元混晶のバルク層や多重量子井戸層で構成すればよい。また、多重量子井戸層の上下に、バンドギャップが多重量子井戸層よりも大きく、かつ下部クラッド層６１および上部クラッド層６３よりもバンドギャップが小さい光閉じ込め層を形成した構造を、半導体コア層６２としてもよい。
　四元混晶のバルク層や多重量子井戸層のバンドギャップ波長は、使用する光波長において、電気光学効果が有効に作用し、かつ、光吸収が問題とならないように設定されている。また、本発明はＩｎＰ系材料に限定されるものではなく、例えば、ＧａＡｓ基板と整合する材料系を用いても構わない。
　第１～第３の実施例では、出力側引き出し線路２８～３１がある構成で記載しているが、出力側引き出し線路２８～３１はなくてもよい。出力側引き出し線路２８～３１がない場合には、位相変調電極線路２４～２７の出力側の端部がチップ上で終端されることになる。
　本発明は、電気信号で光信号を変調する半導体マッハツェンダ光変調器に適用することができる。
　１０…入力導波路、１１，１４，１５…１×２ＭＭＩカプラ、１２，１３，１６～１９，４２，４３…導波路、２０～２３…入力側引き出し線路、２４～２７…位相変調電極線路、２８～３１…出力側引き出し線路、３２～３５…電極、３６～３９，４４，４５…位相調整電極、４０，４１，４６…２×１ＭＭＩカプラ、４７…出力導波路、４８～５０…グランド線路、５１～５４…終端抵抗、５５…電極パッド、６０，６０ａ…ｎ型半導体層、６１…下部クラッド層、６２…半導体コア層、６３…上部クラッド層、６４…ＳＩ－ＩｎＰ基板、６５…誘電体層、７１…配線層、７２，７３…金属層。

Claims (8)

  1. 　半絶縁性半導体基板上に形成された光導波路と、
    　前記基板上の少なくとも１層の誘電体層の上に形成され、一端に変調信号が入力される入力側引き出し線路と、
    　前記誘電体層上に前記光導波路に沿って形成され、一端が前記入力側引き出し線路の他端と接続された位相変調電極線路と、
    　前記位相変調電極線路を伝搬する変調信号を前記光導波路に印加する電極と、
    　前記基板と前記光導波路との間に形成された導電層と、
    　前記光導波路と交差するように前記光導波路の延伸方向に沿って断続的に形成され、前記導電層と接続された複数の第１の配線層と、
    　前記導電層に電圧を印加するための電極パッドと前記複数の第１の配線層とを接続するように形成された第２の配線層とを備えることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
  2. 　請求項１記載の半導体マッハツェンダ光変調器において、
    　前記第１の配線層は、ｎ型半導体層、金属、ｎ型半導体層の上に金属が形成された構造のいずれかからなり、
    　前記第２の配線層は、金属からなることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
  3. 　請求項１または２記載の半導体マッハツェンダ光変調器において、
    　前記第１、第２の配線層は、前記入力側引き出し線路と前記位相変調電極線路のそれぞれよりも基板側に形成されていることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
  4. 　請求項１乃至３のいずれか１項に記載の半導体マッハツェンダ光変調器において、
    　前記電極は、前記光導波路の延伸方向に沿って周期的に複数配設され、
    　前記複数の第１の配線層のうち、前記位相変調電極線路の領域に形成される第１の配線層は、前記光導波路の延伸方向に沿って隣り合う２つの電極の中心の位置に配置されることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
  5. 　請求項１乃至４のいずれか１項に記載の半導体マッハツェンダ光変調器において、
    　前記誘電体層上に形成され、一端が前記位相変調電極線路の他端と接続された出力側引き出し線路をさらに備え、
    　前記光導波路は、２本の第１、第２のアーム導波路からなり、
    　前記入力側引き出し線路は、一端に変調信号が入力される第１の入力側引き出し線路と、この第１の入力側引き出し線路の隣の前記誘電体層上に形成され、一端に前記変調信号と相補な信号が入力される第２の入力側引き出し線路とからなり、
    　前記位相変調電極線路は、前記誘電体層上に前記第１、第２のアーム導波路に沿って形成され、一端が前記第１、第２の入力側引き出し線路の他端とそれぞれ接続された２本の第１、第２の位相変調電極線路からなり、
    　前記出力側引き出し線路は、一端が前記第１、第２の位相変調電極線路の他端とそれぞれ接続された２本の第１、第２の出力側引き出し線路からなり、
    　前記電極は、前記第１、第２の位相変調電極線路を伝搬する変調信号をそれぞれ前記第１、第２のアーム導波路に印加する２個の第１、第２の電極からなり、
    　さらに、前記光導波路の延伸方向に沿って前記第１の入力側引き出し線路と前記第１の位相変調電極線路と前記第１の出力側引き出し線路との外側の前記誘電体層上に形成された第１のグランド線路と、
    　前記光導波路の延伸方向に沿って前記第２の入力側引き出し線路と前記第２の位相変調電極線路と前記第２の出力側引き出し線路との外側の前記誘電体層上に形成された第２のグランド線路とを備えることを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
  6. 　請求項５記載の半導体マッハツェンダ光変調器を２つ備えると共に、
    　前記基板上に形成された入力導波路と、
    　前記基板上に形成され、前記入力導波路を伝搬する光を前記２つの半導体マッハツェンダ光変調器への入力用に２系統に分波する分波器とを備え、
    　前記２つの半導体マッハツェンダ光変調器のうち、Ｉ変調信号を入力とする第１の半導体マッハツェンダ光変調器とＱ変調信号を入力とする第２の半導体マッハツェンダ光変調器とは、それぞれの前記光導波路が互いに平行になるように配置され、
    　前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第２のグランド線路とこれに隣接する前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第１のグランド線路とは、これら２つの半導体マッハツェンダ光変調器に共通のグランド線路として一体で形成され、
    　前記第２の配線層は、前記光導波路の延伸方向に沿って配置されている部分が、前記共通のグランド線路の中心線下に配置されていることを特徴とするＩＱ変調器。
  7. 　請求項６記載のＩＱ変調器において、
    　１つの電極パッドから前記第２の配線層を介して前記第１、第２の半導体マッハツェンダ光変調器のそれぞれの前記第１の配線層に接続されることを特徴とするＩＱ変調器。
  8. 　請求項６または７記載のＩＱ変調器において、
    　前記複数の配線層のそれぞれは、前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第１のグランド線路の下層の位置から前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器の前記第２のグランド線路の下層の位置まで形成され、前記第２の配線層から前記第１の半導体マッハツェンダ光変調器側の端部までの距離と前記第２の配線層から前記第２の半導体マッハツェンダ光変調器側の端部までの距離とが同一であることを特徴とするＩＱ変調器。
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