JP2008152206A - 光変調器 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器を提供する。
【解決手段】基板１と、光導波路３と、基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体４ａ及び接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４とを有し、進行波電極が、高周波電気信号を印加することにより光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から相互作用部に高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と、相互作用部を通過して伝搬してくる高周波電気信号を出力するための、スタート部とエンド部を有した出力用フィードスルー部とを具備する光変調器において、出力用フィードスルー部における中心導体と接地導体の相対向するそれぞれのエッジの少なくとも一部が、基板の表面と平行方向に、非線形形状で変化する。
【選択図】図１

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

［従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カット基板を使用するタイプとｘ−カット基板（あるいはｙ−カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、従来技術としてｘ−カットＬＮ基板とコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｘ−カット基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図６に示す。図７は図６のＡ−Ａ’における断面図である。なお、以下の議論はｚ−カット基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｘ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｘ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、光は光入射用端面３０から光導波路３に入射させる。なお、この光導波路３はマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成しており、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図７においてＳは中心導体４ａの幅で６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、Ｗは中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）である。

この従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（マイクロ波、あるいはＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

図６に示したｘ−カットＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図８に示す。５はＤＣ成分をカットするために外部信号源６に内蔵しているコンデンサーである。７は電気的な終端（あるいは、終端抵抗）で、その抵抗値をＺ_Ｌとする。８はＤＣ成分をカットするコンデンサー、９はＤＣバイアス電圧を印加するためのＤＣ電源である。２つのコンデンサー５と８があるために、ＤＣ電源９からのＤＣ成分は電流として流れることはない。なお、通常は、小型化とコスト低減のために、終端抵抗７、コンデンサー８はＬＮ光変調器の不図示の筐体に内蔵するとともに、ＤＣ電源９からのＤＣバイアス電圧は簡単なピンやワイヤーを介して供給されることが多い。

また、Ｉは外部信号源６からの高周波電気信号をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは、入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは長さＬ_ｏｕｔの出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは、出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）、もしくは終端抵抗７に接続される。出力用フィードスルー部Ｖのスタート部をＶＩ、エンド部をＶＩＩとする。

なお、説明をわかりやすくするために、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体を４ａ’’とする。但し、出力用フィードスルー部Ｖの接地導体については相互作用部と同じ記号である４ｂ、４ｃを用いる。

前述のように、ＳとＷは、各々、相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷ進行波電極４の中心導体４ａの幅と、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップである。そして、図８において、Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}とＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}は、各々、出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶにおけるＣＰＷ進行波電極４の中心導体４ａの幅と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップであり、一方、Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}とＷ_{ｏ，ｅｎｄ}は、各々、出力用フィードスルー部Ｖのエンド部ＶＩＩにおけるＣＰＷ進行波電極４の中心導体４ａ’’の幅と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップである。

ここで、従来技術と本発明の実施形態の説明において使用する相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部（従来技術ではＶ、後述の本発明の実施形態ではＸ、ＸＩ、ＸＩＩ）についての構造パラメータは以下の通りとする。相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａの幅Ｓは１０μｍ、ＣＰＷのギャップＷは１５μｍ、ＳｉＯ_２バッファ層２の厚みは１．５μｍする。従って、出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶＩにおける中心導体４ａ’’の幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}と、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}も各々１０μｍと１５μｍとなる。また、エンド部ＶＩＩにおける中心導体の幅Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}と中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップＷ_{ｏ，ｅｎｄ}は各々３００μｍと４５０μｍとした。また、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの厚みＴは１５μｍとした。

なお、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体４ａ’’において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧と高周波電気信号とを印加する必要がある。なお、ＤＣバイアスは出力用フィードスルー部Ｖにおける出力部の中心導体４ａ’’を通して、相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａに印加する。

図９に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖ_ｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図９に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖ_ｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

図１０には半波長電圧Ｖπと相互作用部ＩＩＩの長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜３０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｐｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

図１１には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎ_ｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏ（ｎ_ｏ≒２．２）も示している。

ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ_２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを低減することができる（なお、ｘ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。

一般に、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍは光の等価屈折率ｎ_ｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｐｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

図１２は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺについてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、例えば特性インピーダンスＺが３０Ωのように低下する。

外部信号源６や不図示のコネクタとの特性インピーダンスの整合を考えた場合、ＬＮ光変調器の特性インピーダンスとしては勿論５０Ωが好ましい。しかしながら、以上のように駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましく、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺが低下する。

ＬＮ光変調器の相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺが例えば３０Ωと低く、さらにＬＮ光変調器を小型化するために終端抵抗７やコンデンサー８を不図示の筐体に内蔵する場合を考える。このように、終端抵抗７やコンデンサー８を不図示の筐体に内蔵する場合には特性インピーダンスが５０Ωであるコネクタを使用する必要がない。従って、出力用フィードスルー部Ｖは相互作用部ＩＩＩと同じ特性インピーダンス（つまり、３０Ω）となるように設計する。

なお、出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶＩの特性インピーダンスはその中心導体４ａ’’の幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃとのギャップＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}により決定される。一方、またエンド部ＶＩＩの特性インピーダンスはその中心導体４ａ’’のＳ_{ｏ，ｅｎｄ}と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃとのギャップＷ_{ｏ，ｅｎｄ}により決定される。

さて、外部信号源６やＲＦ電気信号がＬＮ光変調器に入力される側に用いる不図示のコネクタの特性インピーダンスが５０Ωで、終端抵抗７を不図示の筐体に内蔵する場合を考える。ここで、相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスが３０Ωとする。この場合、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺよりも低く設定した方がＬＮ光変調器としての変調指数｜ｍ｜^２（パワー表示なので自乗となる）の周波数依存性が改善される（特許文献１に開示）。

この様子を図１３に示す。図１３からわかるように、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを相互作用部ＩＩＩ（あるいは、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_Ｖ）の特性インピーダンスＺと等しくした場合（Ｚ_Ｌ＝Ｚ=３０Ω）には、変調指数｜ｍ｜^２は周波数の増加とともに急速に劣化する。一方、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを例えば２５Ωなど、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ（あるいは、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_Ｖ）より低く設定した場合（Ｚ_Ｌ＝２５Ω＜Ｚ=３０Ω）には、変調指数｜ｍ｜^２は低周波（例えば、１３０ＭＨｚ）では落ち込むものの、その落ち込んだ変調指数｜ｍ｜^２を基準とするので、結果的に光変調の３ｄＢ帯域が広がることになる。そのため、外部信号源６からのＲＦ電気パルスを印加して作成した光パルスのなまりが小さくなり、立ち上がりと立下りがシャープな光パルスを形成できるという考え方である。図１３は終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌが３０Ωの時の１３０ＭＨｚでの変調指数を基準（０ｄＢ）として示した。

但し、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを低くするという特許文献１で提案された構造は、特許文献１より以前に出版された非特許文献１によってすでに公知となっている。図１４には変調指数｜ｍ｜^２を非特許文献１による表し方で示す。つまり、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌが３０Ωと２５Ωの両方の場合について、低周波（前述のように、１３０ＭＨｚ）での変調指数｜ｍ｜^２の値を０ｄＢとして共通化している。非特許文献１に詳しく述べられているように、光変調に必要なパワーが大きくなるものの、Ｚ_Ｌ＝２５Ωの方が光変調の観点からは有利となる。つまり、特許文献１と非特許文献１の主張点は全く同じである。

以上のように、特許文献１と非特許文献１における重要な主張点は、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ（あるいは、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_Ｖ）より低く設定することである。そして、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺとの差は周波数に対する光変調指数の振る舞いを決定する重要な項目となる。

なお、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを下げ過ぎると、電気的な反射が実用に差し支えるほどまで大きくなるので注意が必要である。つまり、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌで生じた電気的な反射は外部信号源６に戻り、外部信号源の電気パルスの波形にジッターを生じることになる。これは、Ｓ_１１の大きな劣化としても観測される。このように、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを下げる場合には、終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ（あるいは、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_Ｖ）との差が重要となる。

さて、図８に示した進行波電極の上面図からわかるように、この従来技術においては出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶＩにおける中心導体４ａ’’の幅と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃとのギャップは、各々スタート部ＶＩにおけるＳ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}とＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおけるＳ_{ｏ，ｅｎｄ}とＷ_{ｏ，ｅｎｄ}まで直線的に変化している。

図１５には、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体４ａ’’の幅や中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃとのギャップなどの構造パラメータがスタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩに向かって直線的に変化している従来技術について、出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩに向かう位置ｚとその点での特性インピーダンスＺ_Vの計算結果を示す。

図１５からわかるように、前述の構造パラメータが直線的に変化している従来技術では、出力用フィードスルー部Ｖのスタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩに向かって特性インピーダンスＺ_Vは一定とはならない。つまり、特許文献１や非特許文献１の考え方で終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌを低く設定する場合に、出力用フィードスルー部Ｖと終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌの差が一定とならない。そのため、前述のように外部信号源６が発生する電気パルスのジッターやＳ_１１の劣化の観点から終端抵抗７の抵抗値Ｚ_Ｌとしてどの値を設定しても、最適な設計とはなっていない。
特許第３０８８９８８号公報 Ａｐｐｌｉｅｄ Ｏｐｔｉｃｓ、ｖｏｌ．２６、ｎｏ．９、ｐｐ．１６９６−１７００、Ｍａｙ１９８７

以上のように、従来技術では出力用フィードスルーを構成する中心導体の幅や、中心導体と接地導体の間のギャップなどの構造パラメータが、出力用フィードスルー部のスタート部からエンド部に向かって直線的に変化していた。その結果、出力用フィードスルー部のスタート部からエンド部に向かって、特性インピーダンスは一定とならずに分布を持っていた。そのため、外部信号源への電気的反射Ｓ_１１が劣化するという問題があった。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と、前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための、スタート部とエンド部を有した出力用フィードスルー部とを具備する光変調器において、前記出力用フィードスルー部における前記中心導体と前記接地導体の相対向するそれぞれのエッジの少なくとも一部が、前記基板の表面と平行方向に、非線形形状で変化していることを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記出力用フィードスルー部における前記中心導体と前記接地導体の間のギャップの少なくとも一部が、前記出力用フィードスルー部の前記スタート部から前記エンド部に向かって広がっていることを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、請求項１から２に記載の光変調器において、前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスが、前記出力用フィードスルー部の前記スタート部から前記エンド部に向かう方向に沿ってほぼ一定であることを特徴とする。

本発明の請求項４の光変調器は、請求項１から３に記載の光変調器において、前記基板が電気光学効果を有することを特徴とする。

本発明の請求項５の光変調器は、請求項１から３に記載の光変調器において、前記基板が電界吸収効果を有することを特徴とする。

本発明によれば、出力用フィードスルー部の中心導体と接地導体の間のギャップ、あるいは中心導体の幅などの構造パラメータが出力用フィードスルー部のスタート部からエンド部に向かって非線形形状で変化しているので、出力用フィードスルー部のスタート部からエンド部の全体にわたってその特性インピーダンスが一定となり、外部信号源への電気的反射Ｓ_１１を小さくできる、あるいはインピーダンス変換部を有するＬＮ光変調器の場合にはインピーダンス変換部の設計が容易となる、さらにはインピーダンス変換の機能を完全に発揮でき、優れた電気的反射Ｓ_１１を実現できるという利点がある。また本発明はｘ−カットＬＮ基板のみでなく、ｚ−カットＬＮ基板などその他の基板にも適用可能であるという利点もある。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図６から図１５に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

［第１の実施形態］
図１に本発明の第１の実施形態を示す。ここで構造パラメータは、以下の通りとする。相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａの幅Ｓは１０μｍ、ＣＰＷのギャップＷは１５μｍ、ＳｉＯ_２バッファ層２の厚みは１．５μｍとする。従って、出力用フィードスルー部Ｘのスタート部ＶＩにおける中心導体４ａ’’の幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}と、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}も各々１０μｍと１５μｍとなる。また、エンド部ＶＩＩにおける中心導体の幅Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}と中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップＷ_{ｏ，ｅｎｄ}は各々３００μｍと４５０μｍとする。また、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの厚みＴは１５μｍとした。なお、ここまで述べた構造パラメータは従来技術と同様である。そして、この構造パラメータを構造の例として本願明細書で説明する全ての実施形態に使用する。

図１からわかるように、出力用フィードスルー部Ｘのスタート部ＶＩにおける中心導体４ａ’’の幅は、スタート部ＶＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}まで直線的に変化しているが、その直線部分に相対向する部分である接地導体４ｂ、４ｃのエッジを非線形形状で変化させることにより、スタート部ＶＩにおけるＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおけるＷ_{ｏ，ｅｎｄ}まで中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップを非線形形状で変化させている。なお、説明をわかりやすくするために、図１には接地導体４ｃのエッジを１１とし、中心導体４ａ’’の接地導体４ｃに相対向するエッジを１０として示した。

あるいは、逆に中心導体４ａ’’については、スタート部ＶＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}まで非線形形状（一般に、非線形テーパと呼ばれる）で変化させるとともに、相対向する接地導体４ｂ、４ｃのエッジを直線的に変化させることにより、結果的に、スタート部ＶＩにおけるＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおけるＷ_{ｏ，ｅｎｄ}まで、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップを非線形形状で変化させても良い。

［第２の実施形態］
図２には本発明の第２の実施形態を示している。図２においては、出力用フィードスルー部ＸＩの中心導体４ａ’’をスタート部ＶＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおける幅Ｓ_{ｏ，ｅｎｄ}まで非線形形状（あるいは、非線形テーパ）で変化させている。さらに、本実施形態においては、中心導体４ａ’’ と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップもスタート部ＶＩにおけるＷ_{ｏ，ｓｔａｒｔ}からエンド部ＶＩＩにおけるＷ_{ｏ，ｅｎｄ}まで非線形形状で変化させている。

図１と図２に示した本発明の第１の実施形態や第２の実施形態のように、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ、あるいはそのギャップと中心導体４ａ’’の幅の両方を非線形形状で変化させることにより、出力用フィードスルー部ＸやＸＩのスタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩにわたっての特性インピーダンスＺ_Ｘ、Ｚ_ＸＩを一定の値としている。この様子を図３に示す。

このように、出力用フィードスルー部ＸやＸＩの領域全体にわたって特性インピーダンスＺ_Ｘ、Ｚ_ＸＩを一定とすることにより、出力用フィードスルー部ＸやＸＩに接続する不図示の終端抵抗の設計が容易となる、あるいはその終端抵抗からの不要な電気的反射を抑えることができるなどの利点がある。

ここで、非線形形状について簡単に述べる。出力用フィードスルー部ＸやＸＩにおけるスタート部ＶＩとエンド部ＶＩＩの中心導体４ａ’’の幅と、中心導体と接地導体の間のギャップは各々相互作用部ＩＩＩや不図示の終端抵抗の抵抗値Ｚ_Ｘ、Ｚ_ＸＩを考慮して決めることができる。そうすると、スタート部ＶＩとエンド部ＶＩＩの構造パラメータが決まったので、出力用フィードスルー部ＸやＸＩの途中の部分は簡単な数式を用いて非線形形状を描くことが可能となる。

なお、その際の非線形形状としては、正または負のべき乗関数の組み合わせ、指数関数の組み合わせ、三角関数あるいは逆三角関数の組み合わせ、対数関数の組み合わせ、さらにこれらの組み合わせを適用すると、滑らかでかつ優れた電気的反射Ｓ_１１特性を生むことのできることを確認した。これらのことは、本発明の全ての実施形態について成り立つ。

［第３の実施形態］
図４に本発明の第３の実施形態を示す。ここで、ＶＩＩＩは入力用フィードスルーである。また、図８に示した６と同じ不図示の外部信号源６（あるいは不図示のコネクタ）と相互作用部ＩＩＩの間における特性インピーダンスの不整合を緩和するためのインピーダンス変換部をＩＸとして示す。また、ＩＶとＸＩＩは、各々出力側接続部、及び出力用フィードスルー部に対応している。

この本発明の第３の実施形態の電気的反射特性はＲＦ電気信号を発生する外部信号源６、あるいは不図示のコネクタ、入力側フィードスルーＶＩＩＩ、インピーダンス変換部ＩＸ、相互作用部ＩＩＩ、出力側接続部ＩＶ、及び出力用フィードスルー部ＸＩＩの特性インピーダンスＺ_ＸＩＩにより決定される。

図４からわかるように、出力用フィードスルー部ＸＩＩの中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ、あるいは中心導体４ａ’’の幅の両方を非線形形状で変化させることにより、出力用フィードスルー部ＸＩＩのスタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩにわたっての特性インピーダンスＺ_ＸＩＩを一定の値としている（図３参照）。従って、図４において、出力用フィードスルー部ＸＩＩを直線形状として特性インピーダンスＺ_ＸＩＩが出力用フィードスルー部ＸＩＩの長手方向（スタート部ＶＩからエンド部ＶＩＩに向かう方向）に沿って分布する場合と比較して、インピーダンス変換部ＩＸの設計が極めて容易となる。

さらに、図５には、出力用フィードスルー部ＸＩＩの中心導体４ａ’’の幅や、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップに非線形形状を取り入れた本発明の第３の実施形態と、出力用フィードスルー部ＸＩＩのこれらの要素を直線形状で構成した場合についての電気的反射Ｓ_１１の測定結果を、各々実線と点線とで示す。図５からわかるように、出力用フィードスルー部ＸＩＩの構造パラメータを非線形形状とすることにより、その特性インピーダンスＺ_ＸＩＩを一定（ここでは、３０Ω）にすることができるので、電気的反射Ｓ_１１を改善でき、本発明の効果を確認できた。

なお、本実施形態の出力用フィードスルー部ＸＩＩは、図２に示した第２の実施形態の出力用フィードスルー部ＸＩと同じ構造であるが、図１に示した第１の実施形態やその説明において述べたように、中心導体４ａ’’の幅と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップの少なくとも一方が非線形形状で変化するのであれば各種の構成をとることができる。

つまり、図１における出力用フィードスルー部Ｘのように、中心導体４ａ’’の幅を直線的に変化させ、かつ接地導体４ｂ、４ｃのエッジを非線形形状で変化させる、あるいは接地導体４ｂ、４ｃのエッジを直線的に変化させ、中心導体４ａ’’の幅を非線形形状で変化させる構造などとしても良い。さらに、中心導体４ａ’’の幅と、中心導体４ａ’’と接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップを一定に保ちつつ、中心導体４ａ’’の幅を非線形形状で変化させる構造としても良い。なお、これらのことは本発明の全ての実施形態について成り立つ。

［各実施形態について］
以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。

以上の実施形態においては、ｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。

さらには半導体基板上に形成する進行波電極型の電界吸収光変調器など進行波電極を使用する各種の光デバイスに本発明は使用可能である。

以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

本発明の第１の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第２の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の効果を説明する図 本発明の第３の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第３の実施形態における進行波電極のＳ_１１特性を示す図 従来技術に係る光変調器の斜視図 図６のＡ−Ａ’線における断面図 従来技術の進行波電極についての上面図 従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器のｎ_ｍとＷの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図 従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図 従来技術の問題点を説明する図

符号の説明

１：ｘ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５、８：コンデンサー
６：外部信号源
７：終端抵抗
９：ＤＣ電源
１０、１１：エッジ

Claims (5)

1. 基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
   前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と、前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための、スタート部とエンド部を有した出力用フィードスルー部とを具備する光変調器において、
   前記出力用フィードスルー部における前記中心導体と前記接地導体の相対向するそれぞれのエッジの少なくとも一部が、前記基板の表面と平行方向に、非線形形状で変化していることを特徴とする光変調器。
2. 前記出力用フィードスルー部における前記中心導体と前記接地導体の間のギャップの少なくとも一部が、前記出力用フィードスルー部の前記スタート部から前記エンド部に向かって広がっていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記出力用フィードスルー部の特性インピーダンスが、前記出力用フィードスルー部の前記スタート部から前記エンド部に向かう方向に沿ってほぼ一定であることを特徴とする請求項１から２に記載の光変調器。
4. 前記基板が電気光学効果を有することを特徴とする請求項１から３に記載の光変調器。
5. 前記基板が電界吸収効果を有することを特徴とする請求項１から３に記載の光変調器。

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