JP4510070B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。

リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れた伝送特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。

［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カットＬＮ基板を使用するタイプとｘ−カットＬＮ基板（あるいはｙ−カットＬＮ基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術としてｚ−カットＬＮ基板と２つの接地導体を有し、基本モードの伝搬に有利なコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｚ−カットＬＮ基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図１７に示す。図１８は図１７のＡ−Ａ’線における断面図である。なお、以下の議論はｘ−カットＬＮ基板やｙ−カットＬＮ基板でも同様に成り立つ。

図中、１はｚ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ_２バッファ層、３はｚ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、マッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成している。なお、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。また、位相変調器の場合は直線光導波路で良い。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図１８において中心導体４ａの幅は６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間にはギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）を形成している。

この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（ＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ_２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎ_ｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。

次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧とＲＦ電気信号とを印加する必要がある。

図１９に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖ_ｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図１９に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖ_ｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。

さて、ＬＮ光変調器を光伝送システムにおいて使用する際には、金属筐体（パッケージ）にＬＮ光変調器のチップ、光ファイバ、及び電気信号用のマイクロ波コネクタを固定した光変調器モジュールとせねばならない。

図２０にはその光変調器モジュールの構造を示す。図中のいくつかの番号は図１７や図１８と共通している。なお、簡単のために、ＳｉＯ_２バッファ層２は省略している。

ここで、１５は金属筐体、１６ａ、１６ｂは金属筐体１５に固定された不図示のマイクロ波コネクタの芯線である。１７ａ、１７ｂはマイクロ波コネクタの芯線１６ａ、１６ｂの周囲に形成された空洞である。まず、ＬＮ基板１を台座（固定部）に固定するが、ここでは説明の便宜のために、図２０において金属筐体１５の内部の２０を台座とする。ＣＰＷ進行波電極４とマイクロ波コネクタの芯線１６ａ、１６ｂを電気的に接続する。

図２０には示していないがＬＮ光導波路３へ光を入力・出力できるように光学系を設定する。次に、金属のふた８を金属筐体１５に固定することにより、ＬＮ光変調器モジュールが完成する。なお、高周波電気信号の出力側（図１７と図２０を比較してわかるように、高周波電気信号の出力側は１６ｂ、１７ｂの側に対応する）については、終端抵抗により電気的に終端しても良く、その場合には出力側のマイクロ波コネクタの芯線１６ｂと空洞１７ｂは不要である。

以下、ＬＮ光変調器チップの生産性と電気的特性の観点から光変調器としての劣化要因について考える。図２１においてＬＮウェーハを１０として、またｚ−カットＬＮ光変調器のチップを１１として示した。このＬＮウェーハはオプティカルグレードという欠陥が少なくて、均一性も高く、価格が極めて高価である。

図からわかるように、従来におけるｚ−カットＬＮ光変調器のチップの横幅は２〜５ｍｍ程度もあるので、金属筐体１５の台座２０への接着強度は高いものの（特に横幅が５ｍｍもあればその接着強度は極めて高い）、例えば３インチウェーハの場合約１０〜２０個程度のチップしかとれず、生産性の観点から問題があり、材料費と人件費との観点からＬＮ光変調器のコストを高める大きな要因の一つであった。

次に、電気的特性の観点から光変調器としての歩留まりを著しく劣化させるマイクロ波ディップについて述べる。図２２には、図２０においてマイクロ波コネクタの芯線１６ａと金属筐体１５に形成された空洞１７ａの部分を拡大して示す。ここで、ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線１６ａと金属筐体１５に形成された空洞１７ａとの間に生じる高周波電気信号の電気力線である。

図２２からわかるように、高周波電気信号の電気力線ＥＦはマイクロ波コネクタの芯線１６ａを中心とした軸対称な分布をなしている。

一方、図２３には、図２０のｚ−カットＬＮ基板１に形成された進行波電極のマイクロ波コネクタの芯線１６ａとの接続部（入力用フィードスルー部と呼ぶ）のＢ−Ｂ'線における断面図を示す。ここで、ＤＥＦは中心導体４ａと接地導体４ｂの間に生じた電気力線を表している。図２３からわかるように、入力用フィードスルー部のＢ−Ｂ'において電気力線ＤＥＦは平面的な分布をなしている。

このようにマイクロ波コネクタの芯線１６ａを中心とした軸対称な分布（マイクロ波コネクタの固有モードと呼ぶ）の電気力線ＥＦと、進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生じた平面的な分布（ＣＰＷ進行波電極の固有モードと呼ぶ）の電気力線ＤＥＦにはそれらの分布形状にミスマッチがあり、高周波電気信号がマイクロ波コネクタの芯線１６ａから進行波電極４の中心導体４ａと接地導体４ｂに伝搬する際に高周波電気信号に漏れる成分が生じる。

図２４にＬＮ光変調器を構成するｚ−カットＬＮ基板１の形状と寸法を示す。図のｘ方向が幅（あるいは、横幅）に、ｚ方向が厚みに、ｙ方向が長さに対応し、各々の寸法をＬ_ｘ、Ｌ_ｚ、及びＬ_ｙとする。前述の漏れた高周波電気信号成分に対しては、ｚ−カットＬＮ基板１は誘電体共振器として機能する。つまり、漏れた高周波電気信号成分はｚ−カットＬＮ基板１に共振モードを励振し、その中で共振（誘電体共振と呼ぶ）すると考えられる。

後に詳しく議論するが、特許文献１によれば、ｚ−カットＬＮ基板１の横断面である図２５における対角線ｄの長さが長いと誘電体共振のために、光伝送に障害が生じる。つまり、誘電体共振が生じると、マイクロ波コネクタの芯線１６ａから進行波電極の中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃに伝搬すべき高周波電気信号のエネルギーの多くが、ｚ−カットＬＮ基板１からなる誘電体共振器の内部に共振モードを励振するのに費やされてしまい、図１７や図１８に示した相互作用光導波路３ａ、３ｂにおける光の変調に有効に活用されない。そのため、変調周波数に対する光の変調指数に激しい落ち込み（周波数ディップと呼ぶ）を生じてしまう。

ちなみに、特許文献１の考え方では、ｚ−カットＬＮ基板１の横幅（Ｌ_ｘ）を５ｍｍや６ｍｍと大きくすると、横断面における対角線の長さｄはこの横幅よりもさらに長くなり、周波数ディップは４ＧＨｚ程度に現れる。１０Ｇｂｉｔ／ｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが１０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域に生じた場合や、４０Ｇｂｉｔ／ｓの変調速度の場合に、この周波数ディップが３０ＧＨｚ付近やそれ以下の周波数領域などに生じると、実用上極めて深刻な問題となってしまう。

［第２の従来技術］
図２１に示したように、ｚ−カットＬＮ光変調器のチップ１１における横幅のサイズが大きいと１枚のウェーハ当たりにとれるｚ−カットＬＮ光変調器のチップ１１の数が少なくなってしまった。そこで、ｚ−カットＬＮ光変調器のチップ１１の横幅を狭くした第２の従来技術を図２６に示す。こうすることにより、１枚のウェーハ当たりに数多くのチップ１１を得ることができ、プロセスにおける生産性が著しく向上する。このように、生産性の観点からはｚ−カットＬＮ光変調器のチップ１１の横幅を狭くすることは大変望ましい。

このように、ｚ−カットＬＮ光変調器のチップ１１の横幅を狭くすることにより１ウェーハ当たりの生産性の問題は解決できた。さらに、第２の従来技術により電気的特性である周波数ディップも解決できることを示す。この第２の従来技術は第１の従来技術における誘電体共振器としての共振周波数を光変調に必要な周波数領域から高周波側に外すことにより、光の変調指数における周波数ディップの影響を改善するために特許文献１に提案された技術である。ここで、図１７から図２５に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図２７に図２６のｚ−カットＬＮ光変調器を構成するｚ−カットＬＮ基板１の斜視図を、図２８にその横断面図を示す。特許文献１によれば、変調指数の周波数ディップｆ_ｃは
ｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ） （１）
で与えられるとのことである。ここで、ｃ_０は真空中の光速、ｎは高周波電気信号の等価屈折率、そして重要な物理量であるｄは図２７に示す横断面図において最も長くなる長さ（通常は、対角線の長さ）である。

そして、高周波電気信号の等価屈折率ｎと対角線の長さｄとの積ｎ・ｄを０．８ｍｍより大きく、１１ｍｍよりも小さくすることにより、周波数ディップを１０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送に支障のない高い周波数にシフトできるとしている。

我々はこの（１）式に従って、ｚ−カットＬＮ基板１を用いた光変調器を実際に設計・製作した。なお、設計に当たっては、特許文献１に従い、高周波電気信号の等価屈折率は図２８のｘ方向では６．５９、ｚ方向では５．３６とした。

この第２の従来技術の要求条件（１）式に基づいてＬＮ光変調器を設計・製作したところ、周波数ディップを光伝送に支障のない高い周波数にシフトできることを確認した。ところが、機械的強度の観点からＬＮ光変調器を歩留まり良く作ることが困難であるという重要な事実が判明した。

つまり、１例として周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚとすると、（１）式からｚ−カットＬＮ基板１の横断面図における対角線の長さｄは０．６３ｍｍとなる。そこで、ｚ−カットＬＮ基板１の厚み（Ｌ_ｚ）を０．５ｍｍと仮定すると、ｚ−カットＬＮ基板１の横幅（Ｌ_ｘ）はわずか０．３９ｍｍとなる。

通常、ｚ−カットＬＮ基板１の長さ（Ｌ_ｙ）は数十ｍｍ有るのでｚ−カットＬＮ基板１の横断面についての対角線の寸法がこのように小さくなり過ぎると、ｚ−カットＬＮ基板１の剛性が極めて弱くなってしまい、ＬＮ光変調器モジュールとしての機械的強度に著しい問題があることがわかった。また厚みよりも横幅の方が小さく、チップが倒れてしまうので、チップとしての取り扱いやパッケージへの実装が極めて困難であった。

次にこのモジュール製作後の機械的強度について考察する。図２９はｚ−カットＬＮ基板１の底面の面積を変数とした場合の図２０に示した金属筐体１５の台座２０への接着強度である。図からわかるように、ｚ−カットＬＮ基板１の横幅（Ｌ_ｘ）が狭くなり、その底面の面積が小さくなると、金属筐体１５への接着強度が著しく劣化し、実装した後の機械的な振動・衝撃試験によりｚ−カットＬＮ基板１がはがれてしまうことがわかった。

［第３の従来技術］
次に、光変調器の高周波における駆動電圧（ＲＦ駆動電圧）を低減しようとする試みを第３の従来技術とし、その際に生じる問題点について考察する。図３０には半波長電圧Ｖπと図１７における相互作用部の長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜３０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

図３１には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎ_ｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏ（ｎ_ｏ≒２．２）も示している。

ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ_２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを低減することができる（なお、ｚ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。

一般に、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍは光の等価屈折率ｎ_ｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。

以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましいことがわかったが、ＣＰＷのギャップＷを例えば１５μｍ以下など、一般に２５μｍ以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。

図３２は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺ（以下の図３４におけるＺ_３９に対応）についてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、特性インピーダンスＺが３０Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ５０Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆるＳ_１１）が劣化するという問題が生じる。

次に、このことについてさらに詳しく考察する。第３の従来技術のｚ−カットＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図３３に示す。

ここで、Ｉは不図示の外部信号源からの高周波電気信号をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続される。

なお、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

図３４には第３の従来技術のｚ−カットＬＮ光変調器の等価回路を示す。ここで、５と６は外部回路に対応し、５は電気的ドライバなどの外部信号源、６は外部信号源の負荷抵抗（特性インピーダンスをＲ_ｇとする）を表す。また、３７〜４１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、３７は入力用フィードスルー部Ｉ、３８は入力側接続部ＩＩ、３９は相互作用部ＩＩＩ、４０は出力側接続部ＩＶ、４１は出力用フィードスルー部Ｖの線路を各々表す。また、４２は終端抵抗である。

さらに、Ｚ_３７〜Ｚ_４１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの特性インピーダンスであり、具体的には、Ｚ_３７は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路３７）、Ｚ_３８は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路３８）、Ｚ_３９は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路３９）、Ｚ_４０は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路４０）、Ｚ_４１は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路４１）の特性インピーダンスに対応している。また、Ｚ_Ｌは終端抵抗４２の抵抗値である。

次に、図３０から図３４に示した第３の従来技術のｚ−カットＬＮ光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。

図３４において、Ｚ_ｉｎは外部信号源５と負荷抵抗６（インピーダンスＲ_ｇ）からｚ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。つまり、Ｚ_ｉｎは入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_３７、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_３８、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４０、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_４１、及び終端抵抗４２の抵抗値Ｚ_Ｌを、各部の長さと各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の４３は外部信号源５や負荷抵抗６と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。

駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけるためにＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９は３０Ωあるいはそれ以下と低くなる。

さて、第３の従来技術では、その他の線路３７、３８、４０、４１の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_３７、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_３８、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４０、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_４１、及び終端抵抗４２の抵抗値Ｚ_Ｌは全て相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９と等しくしていた（つまり、Ｚ_３７＝Ｚ_３８＝Ｚ_３９＝Ｚ_４０＝Ｚ_４１＝Ｚ_Ｌ）。

その結果、外部信号源５の負荷抵抗６からｚ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺ_ｉｎの実部Ｒｅ（Ｚ_ｉｎ）は図３５の実線で示すようにほとんど周波数ｆに依存せず、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９と一致し、３０Ωもしくはそれ以下と低かった。

それに伴い、光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜^２は入力インピーダンスＺ_ｉｎと外部信号源５の負荷抵抗６（インピーダンスＲ_ｇ）とのインピーダンス不整合のために、図３６に示すように、周波数ｆとともに急速に劣化し３ｄＢ光変調帯域として１０ＧＨｚを確保することが極めて困難であった。

なお、Ｚ_３７＝Ｚ_３８＝Ｚ_３９＝Ｚ_４０＝Ｚ_４１＝Ｚ_Ｌと仮定すると、Ｚ_ｉｎ（この場合には、Ｚ_ｉｎ＝Ｚ_３９）が４０Ω以下、例えば３０Ωになると高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）は図３７に示すように−１３ｄＢ程度と高く（悪く）なってしまう（Ｒ_ｇ＝５０Ωとした。なお、実際の実験では、わずかなインピーダンス不整合により反射された高周波電気信号が重畳され、さらに劣化することになる）。ここで、高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ_１１）は次の式で与えられる。
Ｓ_１１＝｜（Ｒ_ｇ−Ｚ_ｉｎ）／（Ｒ_ｇ＋Ｚ_ｉｎ）｜^２ （１）
また、反射された高周波電気信号が外部信号源５へ戻る際には、変調された光パルスのジッタを増加させてしまうという問題もある。なお、ここでＺ_３９が３０Ωというのは一例であり、以上に述べた問題はＺ_３９＝３０Ωの場合に限らず、特にＺ_３９が４０Ω以下になると顕著に生じる。

［第４の従来技術］
第３の従来技術における外部信号源５の特性インピーダンスＲ_ｇと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３とのインピーダンス不整合を改善するための技術として、特許文献２として提案された第４の従来技術について説明する。ここで、図３０から図３７に示した第３の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。

図３８に第４の従来技術に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。第４の従来技術においてもＩは入力用フィードスルー部、ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの第３の従来技術と同じ構成に加えて、図３８に示す第４の従来技術には長さＬ_６のインピーダンス変換部ＶＩが付加されている。

図３８の相互作用部ＩＩＩのＢ−Ｂ’におけるｚ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図３９に示す。図３９に示す第４の従来技術でもＣＰＷのギャップＷを１５μｍ程度以下と極めて狭く設定した場合を想定する。ＣＰＷのギャップＷをこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率ｎ_ｍを相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎ_ｏに近づけることができるという利点はあるものの、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９は４０Ω以下となる（第１の従来技術で述べたように例えば３０Ω）。

またインピーダンス変換部ＶＩのＣ−Ｃ’におけるｚ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図４０に示す。インピーダンス変換部ＶＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’は５０μｍ程度と相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷのギャップＷよりも広く設定される。

図４１には第４の従来技術の等価回路を示す。図３４に示した第１の従来技術と同じく、Ｚ_３７は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路３７）、Ｚ_３８は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路３８）、Ｚ_３９は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路３９）、Ｚ_４０は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路４０）、Ｚ_４１は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路４１）の特性インピーダンスであるが、第４の従来技術には特性インピーダンスＺ_４４のインピーダンス変換部ＶＩ（あるいは線路４４）が付加されている。

図４１中の４３は外部信号源５の負荷抵抗６（特性インピーダンスＲ_ｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図４１においてＺ_ｉｎ’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第４の従来技術のｚ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。

つまり、Ｚ_ｉｎ’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_３７、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_４４、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_３８、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４０、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_４１、及び終端抵抗４２のＺ_Ｌを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。

前述のように、第４の従来技術においてはＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くしたので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３は例えば３０Ωなど、４０Ω以下と低くなっている。

次に、インピーダンス変換部ＶＩの作用について考察する。簡単のために、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ_３８、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ_４０、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ_４１、及び終端抵抗４２のＺ_Ｌについて、Ｚ_３７＝Ｚ_３９＝Ｚ_４０＝Ｚ_４１＝Ｚ_Ｌが成り立っているとする。

この場合の等価回路を図４２に示す。ここで、Ｚ_３７、Ｚ_３９、Ｚ_４０、Ｚ_４１、Ｚ_Ｌを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路３９’の特性インピーダンスをＺ_３９’とした。また、図３８に記した特性インピーダンスがＺ_４４であるインピーダンス変換部ＶＩの長さを図４２にもＬ_６として示している。

ここで、特許文献２に従い、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_３７を外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲ_ｇと同じ５０Ωとする。

伝送線路の縦続接続の理論からよく知られているように、異なる２つの特性インピーダンスＺ_ｉとＺ_ｊの間に特性インピーダンスがＺで電気的長さがＬであるインピーダンス変換部がある場合に、Ｚ、Ｚ_ｉ、Ｚ_ｊ及びＬの間に
Ｚ ＝（Ｚ_ｉ・Ｚ_ｊ）^１／２ （２）
Ｌ ＝ λ／４ （３）
が成り立つならば、Ｚ_ｉとＺ_ｊの間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。ここで、λは高周波電気信号の電気的波長である。Ｚ_ｉとＺ_ｊの相乗平均で表されたＺを整合インピーダンスと呼ぶ。

なお、この第４の従来技術では、Ｚ_３７がＺ_ｉに、Ｚ_３９’がＺ_ｊに、Ｚ_４４がＺに、Ｌ_６がＬに対応する。つまり、この場合には入力用フィードスルー部I（Ｚ_３７）と合成部ＩＩＩ’（Ｚ_３９’）との間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。以下においては簡単のために、（２）式のＺ_ｉをＺ_３７、Ｚ_ｊをＺ_３９’、ＺをＺ_４４、さらに（３）式のＬをＬ_６として説明する。

なお、この第４の従来技術では、λは外部信号源５からの高周波電気信号がインピーダンス変換部ＶＩのＬＮ基板を伝搬する際の波長であり、ＬＮ基板を伝搬する電磁波の波長という意味で管内波長と呼ばれる。具体的には、高周波電気信号の真空中での波長をλ_０とし、高周波電気信号がＬＮ基板を伝搬する際の等価屈折率をｎ_ｍ’とするとλは
λ＝λ_０／ｎ_ｍ’ （４）
として与えられる。

次に、Ｚ_３７＝Ｒ_ｇ＝５０Ω、Ｚ_３９’＝３０Ωとした場合の電気的パワー反射率Ｓ_１１の周波数ｆに対する依存性について計算した例を図４３に示す。ここで、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ_４４は３８．７Ωとなる。また、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ_６はその等価屈折率ｎ_ｍ’を２．５として６ｍｍとなる。なお、相互作用部ＩＩＩとインピーダンス変換部ＶＩにおける各々の中心導体の幅ＳとＳ’は同じとした。

図４３からわかるように、（２）式と（３）式を満足するようにインピーダンス変換部ＶＩを設計すると、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなどの特定の周波数において、Ｓ_１１を−５０ｄＢ以下とでき、電気的なパワー反射をほぼ完全になくすことができる（なお、実際の実験において、ケーブルの接続部などからの電気的な反射などによりＳ_１１は負の無限大になることはないが、この第４の従来技術では（２）式と（３）式の条件を満たすものとする）。

以上述べたように、この第４の従来技術では（２）式と（３）式を満たす特定の周波数（ここでは、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなど）においては、高周波電気信号の電気的な反射をほぼ完全になくすことができるが、通常、電気的パワー反射率Ｓ_１１としては−５０ｄＢ、あるいはそれ以下といった極めて小さな値は必要ではなく、最低−１０ｄＢ（実際には、−１２ｄＢ程度は欲しい）〜−１５ｄＢ、あるいは−１５ｄＢ〜−２０ｄＢ程度あれば充分であり、いわばオーバースペックと言える。

逆に、図４３から明らかなように、７．５ＧＨｚ、１２．５ＧＨｚ、１７．５ＧＨｚにおいては、電気的パワー反射率Ｓ_１１はその包絡線（図４３中の破線）である−１３ｄＢのレベルまで劣化してしまい、第１の従来技術のレベルのように実用上使用できないほどの悪い反射特性となってしまう。

また、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、高周波電気信号の等価屈折率ｎ_ｍは２．５前後と小さい。従って、インピーダンス変換部ＶＩの長さは（３）式と（４）式からわかるように、比較的長くなってしまう（この第４の従来技術では６ｍｍ）。特に図３８に示したように、インピーダンス変換部ＶＩを相互作用部ＩＩＩに垂直、あるいは大きな角度を持って形成する場合にはＬＮ光変調器としての素子の横幅が大きくなり、１枚のＬＮ基板ウェーハ当たりにとることのできるＬＮ光変調器の数が少なくなってしまうという問題もあった。つまり、かなりの長さを必要とするインピーダンス変換部全体をＬＮ光変調器に形成とＬＮ光変調器を寸法的に小さくすることが難しいという問題があった。

さらには、前述のように、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、インピーダンス変換部ＶＩにおいて、高周波電気信号が減衰しやすく、高周波電気信号が相互作用部ＩＩＩにおける光変調に充分には利用できないという問題もあった。
特開平３−２５３８１４号公報 特開２００５−３７５４７号公報

以上述べたように、ＬＮ光変調器のチップの横幅が広いと一枚のウェーハからとることのできるＬＮ光変調器のチップの総数が少なくなる。そこで、ＬＮ光変調器のチップの横幅を狭くすることにより、一枚のウェーハからとることのできるＬＮ光変調器のチップの総数を多くし、ＬＮ光変調器のチップのコストを低減するとともに、生産性を良くするとともに、かつ第２の従来技術の考え方、即ちＬＮ基板の横断面において最も長くなる長さ（通常は、対角線の長さ）をｄ、高周波電気信号の等価屈折率をｎとして、周波数ディップｆ_ｃをｆ_ｃ ＝ ｃ_０／（２ｎ・ｄ）から求め、周波数ディップｆ_ｃが充分高くなるように対角線の長さｄを設定するという考え方に基づいてＬＮ光変調器の断面構造を決定すると、ＬＮ光変調器の横断面の寸法が極めて小さくなり、ＬＮ光変調器のモジュールとしての機械的強度が劣化した。そして、特に光変調器モジュール製作後の振動・衝撃などの機械的な信頼性試験において、ＬＮ光変調器のチップそのものが光変調器の金属筐体からはがれてしまう、という致命的な問題が生じた。また、ＬＮ光変調器の厚みよりも幅の方が小さくなるので、パッケージの実装時にチップが倒れてしまうなど取り扱いにも問題があった。一方、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などのＣＰＷ進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった第３の従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、バッファ層を薄くしたり、ＣＰＷ進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、電気的パワー反射率の周波数特性が悪いとともに、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するという問題があった。つまり、駆動電圧を低減すると、必然的に特性インピーダンスが低下するので、それに伴い電気的パワー反射率が悪化し、光パルスのジッタが増加する。その結果、これまでは駆動電圧を下げることと光パルスのジッタを抑圧することの両立は困難であった。さらに、入力用フィード部と相互作用部との間に先に述べた（２）式と（３）式を満たすインピーダンス変換部を設ける第４の従来技術では、特定の周波数において、電気的な反射をほぼ無視できるほどに電気的パワー反射率を極めて小さくできるものの、他の周波数においては第３の従来技術のレベルにまで電気的な反射特性が劣化する。そして、反射された高周波電気信号は外部信号源へ戻るので、最終的に変調された光パルスのジッタを増加させるという深刻な問題もあった。さらに、一般に、λを管内波長としてλ／４で与えられるインピーダンス変換部の長さは長いので、このインピーダンス変換部をｚ−カットＬＮ光変調器と一緒にウェーハに形成すると、ｚ−カットＬＮ光変調器全体の寸法が大きくなるので、結果的に１枚のウェーハ当たり生産できるＬＮ光変調器の数が大幅に制限されるという問題があった。以上のことから、一枚のウェーハからとることのできるＬＮ光変調器のチップの総数を多くしつつ、周波数ディップｆ_ｃを使用周波数領域から外すとともに、光変調帯域が広く、かつ生成した光パルスのジッタが小さく、さらにＬＮ光変調器としての機械的強度、特にモジュール製作後の振動・衝撃などの機械的試験に耐えることのできるＬＮ光変調器はまだ開発されておらず、これを実現するための技術が望まれていた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、コストが低く、かつ生産性が良く、また機械的強度が強く、さらに電気的反射特性や生成した光パルスのジッタ特性が優れた光変調器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための２本のアームからなるマッハツェンダ光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、高周波電気信号が印加される中心導体及び接地導体からなる電極と、前記基板が固定される固定部と、を具備する光変調器において、前記２本のアームの上方に位置するとともに変調効率が最大となるように前記中心導体と前記接地導体との間隔が設定された前記電極の一部と、前記２本のアームとを含み、前記電極に前記高周波電気信号が印加されることにより前記２本のアームを伝搬する前記光の位相を変調する相互作用部を有し、前記電極は、前記相互作用部の電極に前記高周波電気信号を伝搬させるよう前記相互作用部を伝搬する前記光の導波方向と直交する方向側の前記基板の端である短手方向の端に形成された前記高周波電気信号の入力口であって、前記短手方向の端から前記高周波電気信号の伝搬方向に対して前記中心導体の幅が所定幅を有した部分で、前記中心導体の一部及び前記接地導体の一部からなる第１の入力用フィードスルー部と、前記第１の入力用フィードスルー部と前記相互作用部の電極とを結ぶ線路であって、前記第１の入力用フィードスルー部から入力された前記高周波電気信号を前記相互作用部の電極へ伝搬する、前記中心導体の一部及び前記接地導体の一部であって、前記高周波電気信号の伝搬方向に対するその中心導体の幅が前記第１の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅よりも小さい第１のインピーダンス変換部と、を含み、前記基板とともに前記固定部に並置されて固定される少なくとも一つの別体の基板がさらに設けられており、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとから決定される誘電体共振の共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとが設定されており、前記別体の基板の前記基板の電極が形成された面と同一方向の面には、中心導体及び接地導体からなる電極が形成されており、当該電極は、前記別体の基板上における前記基板と逆側の端に形成された前記高周波電気信号の入力口であって、当該端から前記高周波電気信号の伝搬方向に対して前記中心導体の幅が所定幅を有した部分で、前記別体の基板の前記中心導体の一部及び前記別体の基板の前記接地導体の一部からなる第２の入力用フィードスルー部と、前記第２の入力用フィードスルー部と前記第１の入力用フィードスルー部とを結ぶ線路であって、前記第２の入力用フィードスルー部から入力された前記高周波電気信号を前記第１の入力用フィードスルー部に伝搬する、前記別体の基板の前記中心導体の一部及び前記別体の基板の前記接地導体の一部であって、前記高周波電気信号の伝搬方向に対するその中心導体の幅が前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅よりも小さい第２のインピーダンス変換部と、を含み、前記第２のインピーダンス変換部と前記第１の入力用フィードスルー部の各々の接地導体が電気的に接続され、前記第２のインピーダンス変換部の中心導体と前記第１の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分が電気的に接続されてなり、前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分に接続され、前記第２の入力用フィードスルー部に前記高周波電気信号を印加する芯線を備え、所定の特性インピーダンスを持つコネクタを有し、前記芯線が前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分に電気的に接続されることにより前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスが低下するとともに、前記第２の入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が前記第１の入力用フィードスルー部に伝搬するようになっており、前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスと、前記第２のインピーダンス変換部の特性インピーダンスと、前記第１の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスと、前記第１のインピーダンス変換部の特性インピーダンスとを合成した合成インピーダンスが、前記コネクタの特性インピーダンスと前記相互作用部の電極の特性インピーダンスとの相乗平均と異なっていることを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、前記基板の厚みとその厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率との積、もしくは前記別体の基板の厚みとその厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率との積の少なくとも一方が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さくなるように、前記基板の前記厚みと前記別体の基板の前記厚みとを設定したことを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、前記基板の幅と前記別体の基板の幅との和が、前記基板もしくは前記別体の基板の少なくとも一方の厚みの約１．４倍以上あることを特徴とする。

本発明の請求項４の光変調器は、前記基板の側面と前記別体の基板の相対向する側面のほぼ全部が接着手段により互いに固定されていることを特徴とする。

本発明の請求項５の光変調器は、前記基板の側面と前記別体の基板の相対向する側面の一部が接着手段により互いに固定されていることを特徴とする。

本発明の請求項６の光変調器は、前記基板と前記別体の基板は、各々の下面で前記固定部に接着固定されてなり、前記別体の基板がない場合と比較して前記固定部に接着する下面の面積が広く、前記別体の基板がない場合と比較して前記基板と前記別体の基板の前記固定部への接着強度が高いことを特徴とする。

本発明の請求項７の光変調器は、前記別体の基板がＳＡＷグレードＬＮ基板、アルミナ基板、窒化アルミ基板、及びサファイア基板のいずれかからなり、前記基板がオプティカルグレードＬＮ基板からなることを特徴とする。

本発明の請求項８の光変調器は、前記第２の入力用フィードスルー部の下方の前記固定部に切り欠き部を有し、当該切り欠き部に前記基板よりも比誘電率の小さな低誘電率層を具備し、前記基板の前記厚みと前記低誘電率層の厚みから決定される誘電体共振の共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとに応じて前記低誘電率層の前記厚みを設定したことを特徴とする。

本発明の請求項１０の光変調器は、前記低誘電率層の少なくとも一部が空気からなることを特徴とする。

本発明の請求項１１の光変調器は、前記低誘電率層の比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴とする。

本発明の請求項１１の光変調器は、前記第１のインピーダンス変換部および前記第２のインピーダンス変換部の少なくとも一方が、前記相互作用部の電極の特性インピーダンスと前記コネクタの特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする。

本発明の請求項１２の光変調器は、前記第１のインピーダンス変換部および前記第２のインピーダンス変換部の少なくとも一方が、前記相互作用部の電極の特性インピーダンスと前記コネクタの特性インピーダンスとの相乗平均と同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする。

本発明の請求項１３の光変調器は、動作ビットレートの約２０％から約３０％の間の周波数範囲における少なくとも一点の周波数で、パワー反射率の包絡線が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、前記動作ビットレートの約４０％から約７０％の間の周波数範囲内に前記パワー反射率の包絡線の一次微分が零で二次微分が正となる極小点を持ち、該極小点におけるパワー反射率が−１５ｄＢ以下となるように、前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記第２のインピーダンス変換部の特性インピーダンス、前記第１の入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、及び前記第１のインピーダンス変換部の特性インピーダンスの少なくとも一つが、前記コネクタの特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンスとなっていることを特徴とする。

本発明の請求項１４の光変調器は、約２ＧＨｚから４ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４ＧＨｚから９ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項１５の光変調器は、約５ＧＨｚから８ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項１６の光変調器は、約９ＧＨｚから１３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項１７の光変調器は、約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項１８の光変調器は、約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする。

本発明の請求項１９の光変調器は、前記基板がリチウムナイオベートであることを特徴とする。

本発明の請求項２０の光変調器は、前記基板が半導体であることを特徴とする。

本発明によれば、ＬＮ光変調器のチップの横幅を狭くすることにより、高価なオプティカルグレードのウェーハから多くの細い光変調器のチップをとることができるので、オプティカルグレードのウェーハについての材料費と、時間的に長く、実際のコストの多くを占めるプロセスにおける人件費の観点から光変調器としてのコストを著しく低減できる。さらに、ＬＮ光変調器のチップと極めて安価なＳＡＷグレードＬＮ基板を機械的に一体のＬＮ基板と見なせるようにしてコストを上げることなく機械的強度を保ちつつ、その一体のＬＮ基板の厚みを薄くするとともに横幅を充分に広くすることにより、光伝送にとって有害な周波数ディップｆ_ｃを正確、確実、かつ容易に使用周波数領域よりも高い周波数にシフトできるという大きな利点がある。換言すると、インピーダンス変換部をＬＮ光変調器のチップ内に形成するために、ＬＮ光変調器のチップとして寸法が大きくなってしまう第４の従来技術と異なり、本発明によればインピーダンス変換部の一部もしくは全体を別体の基板上に形成するので、オプティカルグレードのＬＮ基板を用いるＬＮ光変調器のチップの横幅を小さくでき、１枚のオプティカルグレードのＬＮ基板から多くのＬＮ光変調器のチップをとることができる。これらのことから、モジュールとしてのパッケージ筐体への接着面積を大きくして高い機械的強度を確保しつつ、オプティカルグレードであるため材料として高価で、かつ長い工数を投入して製作した光変調器ウェーハからとることのできるチップの総数と周波数ディップｆ_ｃを独立に設計できる。さらに、駆動電圧を低減したために、相互作用部の低下した特性インピーダンスに起因する帯域の劣化を、特定の周波数においてのみ極めて改善するのではなく、広い周波数領域において光伝送をするために必要なレベルまで改善するとともに、高周波電気信号の電気的反射に起因する光パルスのジッタの増加を抑圧できるので、低コストで駆動電圧が低く広帯域な光変調器を実現できるとともに、ジッタが小さい光パルスを実現することが可能となる。

以下、本発明の実施形態について説明するが、図１７から図４３に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。また、光導波路、進行波電極、相互作用部および入力用フィードスルー部は、従来技術と同様に形成されているものとして説明するが、これに限定されるものではない。

［第１の実施形態］
本発明では、ＬＮ光変調器としてのエンジンの部分に高価なオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板をその横幅が狭い形状で使用し、安価な例えばＳＡＷグレードＬＮ基板からなる別体の基板を併用することにより機械的な強度を確保する。なお、オプティカルグレードのＬＮ基板とＳＡＷグレードＬＮ基板の比誘電率は互いにほぼ等しい。そのため、後で詳しく議論するように、本発明のようにオプティカルグレードのＬＮ基板と、それとは別体のＳＡＷグレードＬＮ基板を横方向に並べて（即ち、並置して）用いると、電磁界的にはオプティカルグレードの一体のＬＮ基板と見なすことができる。

図１に本発明の第１の実施形態についてその概略図を示す。但し、説明を簡単にするために、バッファ層や電極パターンは除外して示している。図中、８０は第１の従来技術よりも横幅を狭くしたオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板である。良く知られているように、Ｘ線トポグラフでの観察によると、オプティカルグレードのＬＮ基板はその結晶性がＳＡＷグレードＬＮ基板よりもはるかに良い。その結果、当業者はＬＮ光変調器の製作には、価格が高いもののオプティカルグレードのＬＮ基板を用いる。一方、ＳＡＷグレードＬＮ基板は、通常、光変調器には適用できず、光導波路を形成しない音響光学素子などに適用される。５０は例えばオプティカルグレードの数分の１と価格が低いそのＳＡＷグレードＬＮ基板である（以下、オプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０と区別するために５０をＳＡＷグレードＬＮ基板、補強板、あるいは別体の基板と呼ぶ）。なお、別体の基板として、例えばアルミナ基板、リチウムタンタレート基板、あるいは石英基板なども考えられが、熱膨張係数がｚ−カットＬＮ基板８０に近くて価格が低ければＳＡＷグレードＬＮ基板に限らなくても良いことは言うまでもない。

基板の方位については、ＳＡＷグレードＬＮ基板５０もその基板の方位をｚ−カットとしておけば熱膨張係数の観点から有利である。ここで、５１はｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０の側面における接触面であり、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０の側面は接触面５１において不図示の接着剤で部分的にあるいは全体的に互いに接着されているか、機械的に密着、もしくは接触している。なお、ｚ−カットＬＮ基板８０に貼り付けるＳＡＷグレードＬＮ基板５０はオプティカルグレードではないので元々のウェーハの価格が低く、材料費の観点からコストアップにはならない。

さらに、実際にはＳＡＷグレードＬＮ基板５０については時間的に長いプロセスは必要ではなく、簡単な電極パターンをプロセスした後に、プログラマブルのダイサーを用いてＳＡＷグレードＬＮ基板を指定された横幅で切断すれば良い。また、ｚ−カットＬＮ基板８０を金属筐体１５の中の固定部である台座２０に接着した後、ＳＡＷグレードＬＮ基板５０を台座２０に接着剤で貼り付ける作業も極めて短時間でできる。従って、電極パターンは簡単なので人件費の観点からもコストはほとんど上昇しない。

本発明においては、ｚ−カットＬＮ基板８０の横幅は狭いので、高価なオプティカルグレードのウェーハからとり得るＬＮ光変調器の数を著しく増やすことができる。ＬＮ光変調器を製作するプロセスは時間的に長いので、実際にはプロセスにおける人件費がＬＮ光変調器におけるコストの大きな割合を占めている。従って、本発明を用いて１回のプロセスで製作することのできるＬＮ光変調器の総数を大幅に増やすことができれば、プロセスにおける人件費の観点からもコストを大幅に低減できる。つまり、一枚のウェーハからとれる光変調器の総数が２倍になれば、人件費によるコストを半分にできるし、総数を３倍にできればそのコストは１／３になる。特許文献２ではインピーダンス変換部の全体をもオプティカルグレードのＬＮ基板に形成するため、ＬＮ光変調器としての大きさを大きくしてしまう。つまり、特許文献２の考え方はコストの観点からも得策ではない。

本発明の考え方に基づくと、これまで光導波路を形成するｚ−カットＬＮ基板８０はオプティカルグレードを前提として議論して来たが、コストを低減するためにオプティカルグレードではなくＳＡＷグレードＬＮ基板を光変調器として使用する場合にも、本発明を適用することにより、オプティカルグレードのＬＮ基板の場合と同じく人件費に関わるコストを大幅に低減できることになる。このことは本発明の全ての実施形態について言える。

本発明ではこの図１に示したｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０のセットを図２０におけるｚ−カットＬＮ基板１の代わりに金属筐体１５の台座２０に固定し、ＬＮ光変調器モジュールとして製作する。

図２（ａ）は図１に示したｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０のセットの横断面図である。ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０は接触面５１において、接着剤により、例えば側面の全体もしくは一部が互いに接着、あるいは密着・接触しているので、図２（ｂ）の８０’として示したほぼ一体のＬＮ基板と実質上見なすことができる。なお、後に議論するように、共振周波数の観点からはｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０の間に空気層があっても良いことを確認している。

この一体のＬＮ基板８０’は下面の面積が広いので図２０に示した金属筐体１５の台座２０への接着強度が高い。つまり、図２（ａ）のｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０の底面が金属筐体１５へ接着し、かつｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０は互いに接着（あるいは接触）しているので、一体のＬＮ基板８０’が金属筐体１５の台座２０へ接着していることと等価である。

このようにして、本実施形態により、１枚のウェーハから数多くのＬＮ光変調器のチップを取り出すことにより材料費とプロセスにおける人件費のコストを大幅に低減するとともに、かつ図２６〜図２８に示した第２の従来技術が持つモジュール組み立て後の振動・衝撃試験における脆弱さを克服し、図２０や図２１に示した第１の従来技術と同等の機械的強度を実現できた。

次に、第１の従来技術において問題となっていたＬＮ光変調器における光変調指数の周波数ディップｆ_ｃについて考える。ＬＮ光変調器における光変調指数の周波数ディップｆ_ｃの原因としては、進行波電極を伝搬する高周波電気信号の高次モードと、ＬＮ基板の誘電体共振器としての共振の２つが考えられるが、ここでは本発明の全ての実施形態において、進行波電極については基本モードを励振し、伝搬させるように設計する。

よって、本発明の全ての実施形態においては、光変調指数の周波数ディップｆ_ｃは誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定される。そして、誘電体共振器としての基板の共振周波数により決定されるこの周波数ディップｆ_ｃに対し、基板の各辺の寸法がそれらの自乗に反比例して影響を与えることを利用する。

先に述べた第２の従来技術では、図２８に示す横断面図を基にし、周波数ディップｆ_ｃを与える式として（１）式に基づいて設計し、横断面図において最も長くなる長さ、即ち対角線の長さｄを決定していた。

一方、本発明においては、誘電体共振器の原理・原則の式に立ち返って考える。本発明では、ＬＮ光変調器を駆動する際の伝送速度は１０Ｇｂｉｔ／ｓあるいは４０Ｇｂｉｔ／ｓであるので、その高周波電気信号の波長はセンチメートルオーダーあるいはミリメートルオーダーと長い。また、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０の比誘電率はほぼ等しい。従って、前述のようにＬＮ光変調器の進行波電極４を伝搬する電磁界にとっては、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０とは分割された２つの基板としてではなく、一体のＬＮ基板８０’として感じる。

つまり、図２（ｂ）に示す一体のＬＮ基板８０’からなる誘電体共振器の共振周波数が周波数ディップｆ_ｃに対応すると考える。この周波数ディップｆ_ｃは、図２（ｂ）における一体のＬＮ基板８０’の上面（進行波電極が形成されているｚ−カットＬＮ基板８０の基板面と同じ面側にあるＳＡＷグレードＬＮ基板５０の基板面）と下面（進行波電極が形成されている基板面と反対の基板面）に金属がある場合には
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・｛（ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）） ^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２
＋（ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２｝^１／２ （２）
また、一体のＬＮ基板８０’の上面には金属があり、下面の下方には充分に深い空隙があるとすると
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・｛（ｍ_ｘ／（ｎ_ｘ・Ｌ_ｘ）） ^２＋（ｍ_ｙ／（ｎ_ｙ・Ｌ_ｙ））^２
＋（（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ））^２｝^１／２ （３）
となる。

ここで、ｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは共振の次数を表す自然数であり、問題となるのは最も低い次数（つまり、１）の共振周波数である。２以上のｍ_ｘ、ｍ_ｙ、及びｍ_ｚは２次以上の高次モードに対応する。ｎ_ｘ、ｎ_ｙ、及びｎ_ｚはｘ、ｙ、及びｚの各方向における高周波電気信号の等価屈折率であり、ここでは特許文献１に従い、ｎ_ｘ＝ｎ_ｙ＝６．５９、ｎ_ｚ＝５．３６とする。

また、（２）式と（３）式の比較からわかるように、ｚ−カットＬＮ基板８０の幅方向（ｘ方向）において、片方の端面に金属が有り、その反対側の端面が広い空間に接している場合には、ｍ_ｘをｍ_ｘ−１／２により置き換えれば良い。

（２）式や（３）式の中において、一体のＬＮ基板８０’の横幅Ｌ_ｘ、長さＬ_ｙ、及び厚みＬ_ｚが使用されている式の形態を考え、本発明においては、第２の従来技術が主張している「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線の長さ）と、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、「横断面において最も短くなる辺の長さと、その方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントとする。そして、本発明において、「横断面において最も短くなる辺の長さ」とは一体のＬＮ基板８０’の厚みＬ_ｚとなる。

本発明では、まず、周波数ディップｆ_ｃを決定する式の中に、横断面の各辺の長さが自乗に反比例する形式で入っていることに着目し、横断面において最も長い辺の長さを意図的に長くすることにより、周波数ディップｆ_ｃに対する影響を極めて小さくする。次に、横断面において最も短くなる辺の長さである厚みＬ_ｚを意図的に小さくすることにより、最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積で決まる周波数ディップｆ_ｃを光伝送で使用する帯域よりも充分高い周波数領域に正確、確実、容易にシフトさせる。換言すると、そのように周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるために、横断面の寸法のうち、厚みＬ_ｚを薄くする構造を採用する。

以上のことを具体的に式を用いて説明する。（２）式と（３）式において、
Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｙ、Ｌ_ｘ （４）
と仮定すると、（２）式と（３）式は各々
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・ｍ_ｚ／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （５）
ｆ_ｃ ＝ （ｃ_０／２）・（ｍ_ｚ−１／２）／（ｎ_ｚ・Ｌ_ｚ） （６）
と表現でき、一体のＬＮ基板８０’の最も短くなる辺の長さ（ここでは、ＬＮ基板の厚みＬ_ｚ）により周波数ディップｆ_ｃが決定できる。

ここで、（４）式が成り立つと仮定できる条件について考察する。一体のＬＮ基板８０’の長さＬ_ｙは充分長いので、Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｙは当然成り立っている。従って、次に、残るＬ_ｚとＬ_ｘの関係について考える。Ｌ_ｘは周波数ディップｆ_ｃの式の中にＬ_ｘの自乗に反比例する形式で入っているので、Ｌ_ｘはＬ_ｚの１．４倍以上の大きさであるとすると周波数ディップｆ_ｃに対するＬ_ｘの影響はＬ_ｚの影響の約１／２と充分小さくなり、Ｌ_ｚ＜＜Ｌ_ｘが成り立つと考えることができる。また、一体のＬＮ基板８０’は等価的にその横幅Ｌ_ｘが広いと考えて良いので、光変調器としての充分な機械的強度が確保できるという利点が生じる。

なお、これまでの説明においては、ｚ−カットＬＮ基板８０の厚みと別体の基板であるＳＡＷグレードＬＮ基板５０の厚みは同じとしたが、これらは異なっていても良い。その場合に本発明として課す条件は厳密にはｚ−カットＬＮ基板８０の厚みもしくはＳＡＷグレードＬＮ基板５０の厚みの厚い方に対して課す方が望ましいが、実際には誘電体共振のモードの分布形状も関連するので、ここではｚ−カットＬＮ基板８０の厚みもしくはＳＡＷグレードＬＮ基板５０の厚みのどちらか一方について成立すれば良いとする。そして、このことは本発明の全ての実施形態について言うことができる。

なお、進行波電極４のうち不図示の外部回路から高周波電気信号を伝搬させるために、不図示のコネクタの芯線を接続する箇所をフィードスルー部というが、そのフィードスルー部の下に有限の深さの空隙がある場合がある。なお、この空隙は図２０に示した筐体１５の固定部２０に切り欠きを設けることにより形成することができる。このように、一体のＬＮ基板８０’の下方に有限の深さの空隙がある場合には、（３）式あるいは（６）式とは異なってくるものの、一体のＬＮ基板８０’の比誘電率（その平方根が等価屈折率と近似できる）は高いので、空隙よりも一体のＬＮ基板８０’による影響の方が大きい。従って、一体のＬＮ基板８０’に着目したここでの議論の大筋は同じである。

一体のＬＮ基板８０’の下方に有限の深さの空隙がある場合について、より正確に設計するには、一体のＬＮ基板８０’の厚みと空隙の厚みとから決定される共振周波数が高周波電気信号よりも高くなるように、一体のＬＮ基板８０’の厚みに応じて空隙の厚みを設定する。そして、この空隙には、最も比誘電率が小さな空気や比誘電率がｚ−カットＬＮ基板８０やＳＡＷグレードＬＮ基板５０など、一体のＬＮ基板８０’よりも小さな媒質（低誘電率層）が充填される。

以上のように、周波数ディップｆ_ｃに関して、本発明は特許文献２として示された第２の従来技術の「横断面において最も長くなる長さ（通常は対角線）とその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」ではなく、その反対の「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」をキーポイントと考えており、第２の従来技術とは発想が全く反対である。

具体的に説明すると、第２の従来技術によれば、周波数ディップｆ_ｃを高い周波数領域にシフトさせるためには、一体のＬＮ基板８０’の横幅（Ｌ_ｘ）を狭くしないといけないことになるが、本発明では逆に一体のＬＮ基板８０’の横幅（Ｌ_ｘ）を数ｍｍと広くして、かつ厚み（Ｌ_ｚ）を薄くすることより周波数ディップｆ_ｃを正確、確実、容易に、実際の光伝送で使用される伝送速度に対応する光変調周波数よりも高くする構造とする。

次に、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積」についてさらに考察を進める。

一般に、周波数ディップｆ_ｃは周波数に対してシャープではなく、ある周波数帯域を持つ（言い換えると、誘電体共振器としての共振のＱ値が高くない）ので、１０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送を考える際には、周波数ディップｆ_ｃとしてはできれば３０％程高い１３ＧＨｚ程度には設定したいが、ここでは最低確保したい１０ＧＨｚとすると、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の大きい値については、１５ｍｍとなる。

一方、ｎ_ｚ・Ｌ_ｚの小さな方の値については、現在我々が行っているプロセスではｚ−カットＬＮ基板１の厚みＬ_ｚとして、０．３ｍｍ程度あれば何ら問題なく、０．２ｍｍ程度までなら歩留まりを確保できている。厚み方向の共振における等価屈折率ｎ_ｚは５．３６として議論して来たが、２程度まで考えられるので、その結果、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の小さな値としては約０．４ｍｍとなる。

なお、実際には、「横断面において最も短くなる辺の長さとその方向における高周波電気信号の等価屈折率との積（（５）式や（６）式のｎ_ｚ・Ｌ_ｚ）」の大きな値である１５ｍｍについても、厚み方向の基板共振の等価屈折率ｎ_ｚが２程度となっても良いし、小さな値である０．４ｍｍの場合においても厚み方向の基板共振の等価屈折率ｎ_ｚが５．３６であっても基板共振周波数を充分高くするという理屈の上では良いが、実際のＬＮ光変調器モジュールを製作する上ではｚ−カットＬＮ基板１の厚みが薄くなりすぎて製作性の観点から好ましくない。

実際にＬＮ光変調器を試作した。まず図１と図２（ａ）において、ＬＮ光変調器を製作したオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０の横幅を１ｍｍとし、図２０の第１の従来技術において金属筐体１５の台座２０に導電性接着剤などによりＬＮ光変調器を固定したように、不図示の金属筐体の台座にｚ−カットＬＮ基板８０を接着した。また、ＳＡＷグレードＬＮ基板５０の横幅を５ｍｍとし、これも接着剤により不図示の台座に接着剤により固定した。さらにＳＡＷグレードＬＮ基板５０の接触面５１に相当する基板側面に接着剤をあらかじめ塗っておき、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０とを互いに固定した。この接着剤はｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０との接触面５１の上方に少々はみ出しても問題なかった。なお、ＬＮ光変調器を製作したオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０とをそれぞれの側面であらかじめ互いに固定しておき、それを金属筐体１５の台座２０に固定しても良い。

そして、本発明の原理を確認するために、一体のＬＮ基板８０’の横幅Ｌ_ｘは第２の従来技術では１０Ｇｂｉｔ／ｓの光変調でさえも許容することができない６ｍｍ（つまり、ＳＡＷグレードＬＮ基板５０の横幅は５ｍｍ）をあえて採用している。また、基板の厚みＬ_ｚは０．３ｍｍ、基板の長さＬ_ｙは５０ｍｍとした。

なお、ここでは説明の便宜のために、図２０における金属筐体１５の内部の２０を台座と仮定して説明したが、金属筐体１５の内部の２０を台座とせず、別途台座を設けて、それを金属筐体１５に固定し、さらにｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０を台座に固定しても良いことは言うまでもない。また、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０に各々異なる台座を設けて、それらを金属筐体の中に固定しても良い。

このように、ｚ−カットＬＮ基板８０の横幅を例えば１ｍｍと狭くすることにより、その横幅が２〜５ｍｍであった第１の従来技術と比較して、オプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板のウェーハからとることのできるＬＮ光変調器のチップの総数を、第１の従来技術における１０〜２０チップの２倍〜５倍、つまり４０〜５０チップへと大幅に増やすことができた。そして、ｚ−カットＬＮ基板８０の横幅を１ｍｍよりもさらに狭くすることにより、もっと多くのＬＮ光変調器のチップをとることができる。

次に、周波数ディップについて観測の実験を行った。第２の従来技術の基板となっている式（１）から予測される周波数ディップｆ_ｃは５ＧＨｚであるが、この周波数はおろか２０ＧＨｚ以上、さらに４０ＧＨｚにおいても周波数ディップｆ_ｃが観測されなかった。よって、第２の従来技術のように素子を極めて小さくすること無しに、変調指数の周波数ディップｆ_ｃを４０ＧＨｚ以上の高い周波数にシフトさせることが可能であることを確認した。

そしてここでの考え方の大きな特徴は周波数ディップｆ_ｃがｚ−カットＬＮ基板８０の横幅に依存せずに、ｚ−カットＬＮ基板８０やＳＡＷグレードＬＮ基板５０の厚みにのみ依存している点であり、第２の従来技術と異なり、１枚のウェーハからとることのできるチップの総数と周波数ディップｆ_ｃを独立に設計できた。

さらに、ｚ−カットＬＮ基板８０を不図示の金属筐体から引き剥がす実験を行った結果、同じ横幅のｚ−カットＬＮ基板１からなる第１の従来技術のＬＮ光変調器と同等の強度を持っており、ＬＮ光変調器モジュール組み立て後の振動・衝撃試験も問題なくクリアした。このように、本実施形態はｚ−カットＬＮ基板１の横幅が狭い第２の従来技術のＬＮ光変調器と比べてはるかに強い機械的強度を有している。

以上のように、ＬＮ光変調器のチップの横幅を狭くすることにより、高価なオプティカルグレードのウェーハから多くの幅の狭いＬＮ光変調器のチップをとることができるので光変調器としてのコストを材料費と実際には大きな割合を占めるプロセスにおける人件費の観点から低減するとともに、生産性を飛躍的に高め、かつＬＮ光変調器のチップと極めて安価なＳＡＷグレードの基板を機械的に一体のＬＮ基板と見なせるようにしてコストを上げることなく機械的強度を保ち、さらにその一体のＬＮ基板の厚みを薄くするとともに横幅を充分に広くすることにより、光伝送にとって有害な周波数ディップｆ_ｃを正確、確実、かつ容易に使用周波数領域よりも高い周波数にシフトできるという大きな利点がある。

さらに、光導波路を形成するｚ−カットＬＮ基板としてＳＡＷグレードＬＮ基板を使用する場合にも、本発明を適用することにより人件費に関わるコストを大幅に低減できることになる。

また、以上の説明においては、図２０を例にとり、金属筐体１５の内部の２０を台座としてｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０を固定したが、これは説明の便宜のためであり、勿論、金属筐体１５の内部の２０を台座とせずに別途台座を設けても良いことは言うまでもないし、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０を別々の台座に貼り付けた後に、金属筐体１５の内部に固定しても良いことは言うまでもない。

なお、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０とが側面で互いに固定されていると機械的強度の観点から極めて有利となるが、例えそれら同士が互いに側面で固定されていなくても、密着あるいは接触していると機械的強度を増すことが可能となる。さらに、ｚ−カットＬＮ基板を不図示の台座に固定する際のガイドとしても別体基板を活用できるので好都合である。さらに、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０とをあらかじめ互いに固定しておき、それを不図示の台座に固定しても良い。

以上の議論においては別体の基板としてＳＡＷグレードＬＮ基板５０、つまりＬＮ光変調器チップと同じ材料の誘電体からなる材料を使用した。また、別体の基板としてはｘ−カット、ｙ−カット等、面方位が異なるＬＮ基板でも良いし、リチウムタンタレート基板、アルミナ基板、窒化アルミ基板、あるいはサファイア基板などのその他の誘電体基板でも良い。なお、ここで誘電体基板とは金属ではないという意味なので、本明細書においては誘電体基板という言葉は通常の誘電体基板の他にＧａＡｓ基板やＩｎＰ基板などの半導体基板も含むものとする。なお、これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。

また、別体の基板、つまりＳＡＷグレードＬＮ基板５０としてｚ−カットＬＮ基板を用いる場合には、ＬＮ光変調器チップであるｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板５０において−ｚ面と＋ｚ面の方向を同じとすることが望ましいが、逆にすることにより焦電効果による電荷を中和することも可能である。

さて、本発明における考え方のもう一つの重要な柱であるインピーダンス変換について考察する。先に述べたように、図１はオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードのＬＮ基板５０についてのみ示した。実際のＬＮ光変調器にはこれらの表面にバッファ層や進行波電極を形成する。図３には進行波電極を形成した実際の上面図を示す。但し、説明を簡単にするためにバッファ層は省略している。また、以下の議論においてもバッファ層を省略する。

ここで、６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄ及び６０ｅはＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上に形成したＣＰＷ電極であり、本発明のキーとなるインピーダンス変換の機能を有している。６０ａと６０ｄは中心導体、６０ｂ、６０ｃ、及び６０ｅは接地導体である。

ここで、ＶＩＩＩは不図示の外部信号源からの高周波電気信号をＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上に形成した６０ａ、６０ｂ、及び６０ｃからなる電極に印加するための不図示のコネクタの芯線を接続するＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上の入力用フィードスルー部である。ここで、コネクタの芯線の代わりに金リボンや金ワイヤーを使用することもあるが、ここではこれらを総称してコネクタの芯線と呼ぶ。ＩＸはＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上のインピーダンス変換部、ＩとＶＩＩは各々オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部とインピーダンス変換部である。また、ＸはオプティカルグレードのＬＮ基板８０上の出力用フィードスルー部ＸＩと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）、ＸＩはオプティカルグレードのＬＮ基板８０上の出力用フィードスルー部である。インピーダンス変換の機能をＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上の電極に全て持たせることも可能ではあるが、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上の入力用フィードスルー部Ｉにさえもインピーダンス変換の機能を付与できるので、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上の電極も活用した方が得策である。また、ＸＩＩは終端抵抗に接続される出力用フィードスルー部である。入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの中心導体において、コネクタの芯線を接続する部位を給電部と呼び、また出力用フィードスルー部ＸＩＩの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。

また、高周波電気信号の入力側は電気的反射を抑える意味で重要であるので、ここでは金ワイヤーよりも幅が広い金リボン７０ａ、７０ｂ、７０ｃを使用した。この金リボンは金ワイヤーよりも特性インピーダンスを変化させやすいので、本発明ではより好都合である。なお、８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、及び８０ｄはいわば高周波電気信号の出力側に対応するので、入力側ほど重要ではないので金ワイヤーとした。

図４に図３に示した本発明における第１の実施形態の等価回路図を示す。なお、ＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上における入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ（線路９０）の特性インピーダンスはＺ_９０、インピーダンス変換部ＩＸ（線路９１）の特性インピーダンスはＺ_９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上における入力用フィードスルー部Ｉ（線路９２）の特性インピーダンスはＺ_９２、インピーダンス変換部ＶＩＩ（線路９３）の特性インピーダンスはＺ_９３、相互作用部ＩＩＩ（線路３９）の特性インピーダンスはＺ_３９、出力側接続部Ｘ（線路９４）の特性インピーダンスはＺ_９４、出力用フィードスルー部ＸＩ（線路９５）の特性インピーダンスはＺ_９５、ＳＡＷグレードのＬＮ基板５０上における出力用フィードスルー部ＸＩＩ（線路９６）の特性インピーダンスはＺ_９６である。また、図４においてＺ_ｉｎ’’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から本実施形態のｚ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。

図３からわかるように、本実施形態では、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上の出力用フィードスルー部ＸＩにおける中心導体と接地導体のエッジは、出力用フィードスルー部ＸＩの特性インピーダンスを相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスとかなり正確に一致させるために非線形形状としているが、このことは本発明の全ての実施形態に適用できる。但し、非線形形状が好適であるという意味であり、本発明の効果を発揮できる最重要事項というわけではない。また、ここでは電気的終端４２の電気的抵抗Ｚ_Ｌも相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９に等しいとして議論しているが、本発明はこの限りではないことは言うまでもない。

そして、図４の等価回路は図５のように書くことができる。ここで、ＩＩＩ’’は相互作用部ＩＩＩとそれ以降を合成した線路（あるいは合成部）９８であり、その特性インピーダンスＺ_９８は前述のように高周波電気信号の出力側を非線形形状としているので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９とほぼ同じとなる。

本実施形態においても駆動電圧を低減するために、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（あるいは、非線形形状を用いることにより、第２の従来技術よりも正確に、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９とそれ以降の線路の特性インピーダンスを一致させており、それらの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）を低くしている。ここでも例として３０Ω程度とする。そして、本発明の目的はＳＡＷグレードのＬＮ基板５０も活用して、インピーダンス変換を行うことにより、ＬＮ光変調器としての低駆動電圧性を保持しつつ、電気的反射特性の改善、即ち外部信号源へ戻る電気的反射波を抑圧することによる光パルスのジッタの改善に重きを置いている。

この本発明の第１の実施形態はオプティカルグレードのＬＮ基板８０上のインピーダンス変換部ＶＩＩを有しているが、さらに、ＳＡＷグレードのＬＮ基板からなる別体の基板５０にもインピーダンス変換部ＩＸが形成されている。そして、本実施形態ではインピーダンス変換部ＩＸとＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９１とＺ_９３は入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（あるいは、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０と金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）との相乗平均である必要はない。またインピーダンス変換部ＩＸとＶＩＩの長さの和が高周波電気信号のビットレートの管内波長をλとしてλ／４である必要はない。

別体基板５０上の入力用フィードスルー部ＶＩＩＩとインピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上における入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩをまとめてインピーダンス変換部と考えた場合の特性インピーダンスは、コネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源５の特性インピーダンスＲｇ）と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９との相乗平均でもないし、コネクタの特性インピーダンス（あるいは外部信号源５の特性インピーダンスＲｇ）と金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８との相乗平均でもない。

勿論、この場合でも別体基板５０上の入力用フィードスルー部ＶＩＩＩとインピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上の入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩをまとめてインピーダンス変換部と考えた場合の全体の長さは高周波電気信号のビットレートの周波数（例えば、高周波電気信号のビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合には１０ＧＨｚ）における管内波長をλとしてλ／４である必要はない。

ここで、さらに詳しく考察する。この本発明の第１の実施形態はオプティカルグレードのＬＮ基板８０上にインピーダンス変換部ＶＩＩを有しているが、さらに、ＳＡＷグレードのＬＮ基板からなる別体の基板５０にもインピーダンス変換部ＩＸが形成されている。但し、本実施形態ではインピーダンス変換部ＩＸとＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９１とＺ_９３は入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ（線路９０）の特性インピーダンスＺ_９０と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（あるいは、金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）との相乗平均である必要はない。

それどころか、上において述べたように、本発明では入力用フィードスルー部もインピーダンス変換部の一部として機能させることもできるので、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ９０とインピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ９２とインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ９３の全てを等しく（例えば、不図示のコネクタの特性インピーダンスや外部信号源５の負荷抵抗６（Ｒｇ）と、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３９や金リボンＩＩＩ''の特性インピーダンスＺ９８との相乗平均と等しく）しても良い（勿論、全てを相乗平均と異ならしめても良いし、どれか一つ、もしくは複数を相乗平均としても良い）。

なぜならば、実際には入力用フィードスルー部ＶＩＩＩには不図示のコネクタの芯線（以下、省略するが、金リボンや金ワイヤーなどが接続されることもあるが、ここでは総称してコネクタの芯線と呼ぶ）が接続されており、この不図示のコネクタの芯線はその直径が１００〜３００μｍと大きな（あるいは厚い）導体であるので、これを接続することにより入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンス特性インピーダンスＺ_９０を大きく低下させる効果がある。また、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉには別体の基板５０上に形成したインピーダンス変換部ＩＸからの金リボン７０ａ、７０ｂ、７０ｃが接続されており、これらの金リボンは接続部の特性インピーダンス（例えば、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２）を大幅に変化（部分的に低下）させる。

従って、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０、インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ_９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９３の全てを合成した合成インピーダンスは、不図示のコネクタの特性インピーダンスや外部信号源５の負荷抵抗６（Ｒｇ）と、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９や金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８との相乗平均とは異なってくる（低くなる）。

つまり、インピーダンス変換の機能を有する部位全体（つまり、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、インピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩ）について考えると、これらの合成部の特性インピーダンスは上記の相乗平均の値にはなっておらず、より低い値となっている。

換言すると、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩとオプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉにより、第４の従来技術のような特定の周波数のみにおける共振的なインピーダンス変換は生じず（換言すると、共振条件を壊すことにより）、インピーダンス変換の機能を有する部位全体の特性インピーダンスを前述の相乗平均からずらす効果を持ち、残留反射を生じつつ広い周波数帯域におけるインピーダンス変換を実現するインピーダンス変換を実現する。

このように、本実施形態では不図示のコネクタの芯線を接続することにより、あるいは金リボン７０ａ、７０ｂ、７０ｃを接続することにより、故意に入力用フィードスルー部ＶＩＩＩとＩの特性インピーダンスを小さくし、インピーダンス変換の機能を有する部位全体（つまり、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、インピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩ）の特性インピーダンスが上述の相乗平均にならないようにすることにより、残留反射を生じさせ、結果的にインピーダンス変換の機能を実現できる周波数を広帯域化している。

さらに、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０をコネクタ（あるいは、外部信号源の特性インピーダンスＲｇ）と同じほぼ５０Ωとし、インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ_９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２、及びインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９３を、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部ＸＩなどとの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）との相乗平均とした場合について考える。

これまで説明したように、不図示のコネクタの芯線を接続した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０は大きな（厚い）導体であるコネクタ芯線のために実際には著しく低下する。従って、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０、インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ_９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２、及びインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９３を合成した特性インピーダンスは、接続されたコネクタの芯線のために実際にはかなり低くなった別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０と相互作用部ＩＩＩ（あるいは、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部ＸＩなどとの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）との相乗平均と等しくはならず、この相乗平均より高くなる。

このようにして、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０、インピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩについて最終的に合成した特性インピーダンスを、コネクタの芯線を接続した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０と相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（もしくは相互作用部ＩＩＩと出力用フィードスルー部Ｖなどとの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）との相乗平均からずらした結果、残留反射が生じ、結果的にインピーダンス変換機能の周波数を広帯域化することができる。つまり、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩはインピーダンス変換の周波数を広帯域化するためのインピーダンス変換部の一部として動作する。

本発明では入力用フィードスルー部ＶＩＩＩやＩと、インピーダンス変換部ＩＸやＶＩＩとを一応区別して呼んではいるが、これまで説明したように入力用フィードスルー部ＶＩＩＩやＩもインピーダンス変換機能を有しており、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩやＩとインピーダンス変換部ＩＸやＶＩＩの部位全体として、インピーダンス変換部を構成している。

そして、特定の周波数においてのみ電気的反射特性が改善される共振条件を壊し、広い周波数において残留反射を残しつつ、必要な程度にまで電気的反射特性を改善するために、この部位全体として前述の（２）式による相乗平均が成り立たないように設定している。

つまり、コネクタの芯線や金リボンを接続していない状態での入力用フィードスルー部ＶＩＩＩやＩの特性インピーダンスＺ_９０、Ｚ_９２が、インピーダンス変換部ＩＸやＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９１、Ｚ_９３に等しい場合でも、あるいは等しくない場合でも、インピーダンス変換部ＩＸやＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９１、Ｚ_９３を最初から上記の相乗平均からずらしても良いし、コネクタの芯線や金リボンを接続することにより入力用フィードスルー部ＶＩＩＩやＩの特性インピーダンスＺ_９０、Ｚ_９２を低くした結果、インピーダンス変換の機能を有する部位全体としての特性インピーダンスを上記の相乗平均からずらしても良いことは言うまでもない。

本発明ではこのようにして、インピーダンス変換の機能を有する部位の特性インピーダンスを上記の相乗平均からずらすことにより、残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能を実現できる周波数を広帯域化している。そして、これらの考え方は本発明の全ての実施形態に当てはまる。

また、本発明においてはインピーダンス変換部ＩＸとＶＩＩの長さの和は高周波電気信号のビットレートにおける管内波長（例えば、高周波電気信号のビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓであれば１０ＧＨｚにおける管内波長）をλとして第４の従来技術のようにλ／４とする必要はない。つまり、本発明では入力用フィードスルー部ＶＩＩＩとＩもインピーダンス変換部の一部であるから、あえてインピーダンス変換部としての長さをあげるとすると、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、インピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩの電気的な長さの和となる。

但し、そもそも前述の相乗平均の考え方を用いていないので、これらの全体としての電気的な長さの和を高周波電気信号のビットレートの管内波長をλとしてλ／４とする必要もない。なお、この電気的な長さの和はこのλ／４よりも長い方が好ましいようである。

このように、別体の基板５０があり、それにインピーダンス変換の機能を持つ部位を形成するので、オプティカルグレードのＬＮ基板８０の横幅を小さくできる。その結果、１枚のオプティカルグレードのＬＮ基板のウェーハからとることのできるＬＮ光変調器の数を極めて多くすることが可能となり、大幅なコスト削減の効果がある。

さて、本実施形態においては駆動電圧を低減するために、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（あるいは、相互作用部ＩＩＩ以降の線路９４、９５、９６は相互作用部ＩＩＩとほぼ同じ特性インピーダンスを有するので、これらと相互作用部ＩＩＩとの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８は相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９と同じとなる）を３０Ω程度に低減している。

この場合のパワー反射率Ｓ_１１（厳密にはパワー反射率Ｓ_１１の包絡線）を図６に示す。図からわかるように、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓのビットレートの２０％から３０％の周波数帯内の約３ＧＨｚ付近において−１２ｄＢ程度の残留反射を持つパワー反射率Ｓ_１１の特性となっている。このように、本発明の光変調器では、ビットレートの２０％から３０％にあたる周波数帯内の少なくとも１点において、パワー反射率Ｓ_１１は−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にある。そして、ビットレートの周波数の４０％から７０％にあたる周波数帯域内の周波数Ｆ_Ｃにパワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下となる極小値がある。

なお、相互作用部ＩＩＩ以降の線路９４、９５と相互作用部ＩＩＩとをほぼ同じ特性インピーダンスとするために、図１からわかるように出力用フィードスルー部ＸＩにおける中心導体を非線形テーパ形状とし、また中心導体と接地導体のエッジの形状も非線形とした。そして、このような出力用フィードスルー部ＸＩの非線形形状は本発明の全ての実施形態について適用可能である。

本実施形態では、（２）式や（３）式が成り立っていないので、図４３に示した第４の従来技術のような特定の周波数において電気的なパワー反射率Ｓ_１１が極めて良くなることはない。しかしながら、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度について図６に示すように、１１．３Ｇｂｉｔ／ｓのパルスの基本周波数である５．６ＧＨｚの領域において電気的パワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下であり、かつある程度の幅の周波数帯域において充分なパワー反射率特性Ｓ_１１となっている（なお、厳密には、図６のＳ_１１はパワー反射率の包絡線であり、ここではそれをパワー反射率と呼んでいる）。この時、パワー反射率Ｓ_１１の包絡線が谷となる（つまり、パワー反射率Ｓ_１１の包絡線の一次微分がゼロで、二次微分が正となる極小値を与える）周波数Ｆｃが重要となる。

図７には１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの伝送速度の場合について、図６におけるパワー反射率Ｓ_１１の極小点（あるいはパワー反射率Ｓ_１１の包絡線の谷）Ｆｃを変数にした場合の光パルスが有するジッタを示している。図からわかるように、そのパワー反射率Ｓ_１１の絶対値が−１５ｄＢ以下となり、極小点Ｆｃが伝送速度（１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ）の４０％から７０％の間の周波数帯にあれば、ジッタは伝送時のエラーがほとんど増加しない２ｐｓ以下の値となっている。また、図８には光変調指数の周波数依存性を示している。図からわかるように、本発明を適用することにより、光変調帯域も改善できる。

このように、駆動電圧を低く保ったまま（この結果、約２ＧＨｚから約３ＧＨｚの周波数の領域において、パワー反射率Ｓ_１１が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間と悪くなってしまうが、ＮＲＺ型の変調形式の場合にはこの領域における周波数スペクトルは小さい）、光パルスのジッタを低減できる、あるいは光変調帯域を広くできるなど、光変調器としての高性能化を図ることが可能となる。

なお、このビットレートの２０％から３０％、あるいはビットレートの４０％から７０％という値は１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ以外のその他の各種ビットレート、例えば１２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、２５Ｇｂｉｔ／ｓ、４３Ｇｂｉｔ／ｓ、５０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓでも成り立つ。

なお、２０％から３０％という値は、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓから１２．５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２ＧＨｚから４ＧＨｚに、ビットレートが２５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約５ＧＨｚから８ＧＨｚに、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約９ＧＨｚから１３ＧＨｚに、ビットレートが５４Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚに、ビットレートが１１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚに対応する。

そして、４０％から７０％という値は、ビットレートが１０Ｇｂｉｔ／ｓから１２．５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約４ＧＨｚから９ＧＨｚに、ビットレートが２５Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚに、ビットレートが４３Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚに、ビットレートが５４Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚに、ビットレートが１１０Ｇｂｉｔ／ｓの場合は約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚに対応する。

なお、本発明ではパワー反射率Ｓ_１１の極小点Ｆｃが伝送速度（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓなど）の４０％から７０％の間に存在することが重要であるが、これは第１の従来技術はおろか第２の従来技術の考え方でも実現できない。

つまり、これを実現するには、コネクタの芯線や金リボンを接続することによる別体の基板５０上に形成した入力フィードスルー部ＶＩＩＩやオプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９０、Ｚ_９２の変化（一般に、低くなるが逆に高くしても良い）を利用することが好適である。

インピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩのみならず、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、Ｉもインピーダンス変換部と考えて、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、Ｉとインピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩとの合成部の特性インピーダンスを、外部信号源５の負荷抵抗Ｒｇ（あるいは、特性インピーダンス、出力インピーダンス、インピーダンスと呼ばれ、一般に、不図示のコネクタの特性インピーダンスと等しいことが望ましい）と、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９や、相互作用部ＩＩＩと出力フィードスルー部などとの金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８との相乗平均と異ならしめることが効果的である。

また、本発明ではインピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩ（ここで、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、Ｉもインピーダンス変換部としても良い）は一段構成としたが、本発明ではパワー反射率Ｓ_１１の極小点Ｆｃが伝送速度（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓなど）の４０％から７０％の間に存在し、その極小値Ｆ_Ｃにおけるパワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下となるように設定することが好適であり、これにより変調帯域と特に光パルスのジッタを低減することが特徴であるので、一段構成でなくても２段、あるいは３段以上の多段構成でも良いことは言うまでもない。そして、この複数段の構成はオプティカルグレードのＬＮ基板に構成しても、ＳＡＷグレードの別体の基板に構成しても、さらには両方に分けて構成しても良いことは言うまでもない。

また、ビットレートの周波数の２０％から３０％の少なくとも１点の周波数で−１０ｄＢから−１５ｄＢ、あるいは４０％から７０％の周波数内に−１５ｄＢ以下となる極小点Ｆｃを持つという条件は、本発明の実施形態として好適ではあるが、本発明としての必須の要件ではないことは言うまでもない。

なお、コネクタの特性インピーダンスは一般に５０Ωであり、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３や金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８は３０Ωであるので、これらの相乗平均は３８．７Ωとなる。残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能を発揮できる周波数を広帯域化するという本発明の効果を発揮するためには、インピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９１、Ｚ_９３の値をこの相乗平均の値と異ならしめると効果的である。そこで、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩは、相乗平均と異ならしめるという意味で、例えば約５Ω高い４４Ω（あるいは、逆に約５Ω低い３３Ωなどでも良い）とした。

但し、前述のように、別体基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩには不図示のコネクタの芯線が固定されており、この不図示のコネクタの芯線は直径が１００〜３００μｍ程度の大きな（あるいは厚い）導体で構成されている。そのため、不図示のコネクタの芯線を考慮した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスは２９Ω（なお、インピーダンス変換部ＶＩＩが３３Ωの時は、不図示のコネクタの芯線を考慮した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスは２５Ωに設定した）とますます前述の相乗平均の値と大きく異なっている。なお、このことは金リボン７０ａ、７０ｂ、７０ｃを接続するオプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉについても言える。

ここで、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０、インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ_９１、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２、インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９３を前述の相乗平均である３８．７Ωとした場合について考察する。入力用フィードスルー部ＶＩＩＩには不図示のコネクタの芯線が接続されているために、その実効的な特性インピーダンスＺ_９０はインピーダンス変換部ＩＸ、ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９０、Ｚ_９３（３８．７Ω）よりも実際には大幅に（１０Ω前後も）低くなる。

その結果、入力用フィードスルー部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ_９０（正確には、入力用フィードスルー部Ｉのコネクタの芯線のために低くなった実効的な特性インピーダンスＺ_９０とも言える）、インピーダンス変換部ＩＸの特性インピーダンスＺ_９１、金リボン７０ａ、７０ｂ、７０ｃのために低くなった入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ_９２、及びインピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ_９３からなるインピーダンス変換の部位全体特性インピーダンスは先の相乗平均（３８．７Ω）よりも低い値となる。そして、さらにはこの低くなった実効的な特性インピーダンスは相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ_３９（あるいは、合成部の特性インピーダンスＺ_９８で、ここでは約３０Ω）よりも低い場合がある。

このように、別体の基板５０上に形成した入力用フィードスルー部ＶＩＩＩ、インピーダンス変換部ＩＸ、オプティカルグレードのＬＮ基板８０上に形成した入力用フィードスルー部Ｉ、及びインピーダンス変換部ＶＩＩからなるインピーダンス変換の部位全体としての特性インピーダンスを前述の相乗平均からずらすことにより、残留反射を生じつつ、インピーダンス変換機能を発揮できる周波数を広帯域化するという本発明の効果を発揮することが可能となる。

そして、不図示のコネクタと相互作用部ＩＩＩの間に部分的に相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンス（あるいは、相互作用部ＩＩＩを含む金リボンＩＩＩ’’の特性インピーダンスＺ_９８）の値よりも低い部分があっても良いし、逆に好都合であると言える。なぜなら、本発明における重要な点はパワー反射率Ｓ_１１の包絡線の極小点Ｆｃが高周波電気信号のビットレート（例えば１０Ｇｂｉｔ／ｓや１１．３Ｇｂｉｔ／ｓ、２５Ｇｂｉｔ／ｓ、５０Ｇｂｉｔ／ｓ、１００Ｇｂｉｔ／ｓなど）の周波数（例えば１０ＧＨｚや１１．３ＧＨｚ、２５ＧＨｚ、５０ＧＨｚ、１００ＧＨｚなど）の４０％から７０％の間に存在し、かつその極小点Ｆｃにおけるパワー反射率Ｓ_１１が−１５ｄＢ以下となるように、設定することであり、この考え方は第４の従来技術には開示されておらず、また第４の従来技術の考え方では決して実現できない。つまり、（２）式や（３）式が成り立たない条件でしか実現できないからである。

さらに、本発明では別体の基板とオプティカルグレードのＬＮ基板上に形成した入力用フィードスルー部とインピーダンス変換部からなる全体の特性インピーダンスに前述の相乗平均の値を用いないので、残留反射を完全に抑圧しようとする第４の従来技術の考え方と全く異なり、特定の周波数においては、第４の従来技術ほどには改善されないが、意図的に広い周波数領域において残留反射を生じさせつつ、かつ必要なレベルにまでその残留反射の値を抑圧するとも言える。

［第２の実施形態と第３の実施形態］
図９に本発明における第２の実施形態の斜視図を示す。この図では説明を簡単にするために、進行波電極を省略している。図９のＤ−Ｄ´における断面図を図１０に示す。５０はＳＡＷグレードＬＮ基板からなる別体の基板、５２は厚みＧの紫外線硬化樹脂などの接着剤層である。なお、通常、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０をほぼ完全には密着させないときにも接着剤層５２の厚みは約５〜１０μｍ程度と薄いが、この第２の実施形態は接着剤層５２の厚みをより拡大した３０〜５０μｍ程度さらには１００μｍと厚い場合についても含んでいる。

さて、本実施形態ではｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０の隙間全体にわたって接着剤層５２が入っているとしたが、基板の共振は不図示のコネクタの芯線から不図示の進行波電極に乗り移る際に漏れて放射された高周波電気信号により引き起こされるので、不図示のコネクタの芯線と不図示の進行波電極とを結ぶ入力用フィードスルー部で主に生じる。従ってＤ−Ｄ´は不図示の入力用フィードスルー部の付近を横断しているとし、図１０はこの付近での断面図と考えて良い。但し、光導波路３は省略した。

また、図１１に本発明における第３の実施形態の斜視図を示す。この斜視図のＥ−Ｅ´における断面図を図１２に示す。但し、光導波路３は省略した。ここで、ｚ−カットＬＮ基板８０とＳＡＷグレードＬＮ基板からなる別体の基板５０は接着剤層３０により部分的に固定されている。Ｄ−Ｄ´は第６の実施形態での不図示の入力用フィードスルー部の付近を横断しているとし、図１２はこの付近での断面図と考えて良い。つまり、Ｅ−Ｅ´の断面においてｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０の間には空気層５３が入っている。

この第３の実施形態の場合にも接着剤層５２により互いに部分的に固定されたｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０はさらに不図示の筐体内部の台座に固定されているので、接着面積を広くすることができる。従って、不図示の筐体内部の台座にｚ−カットＬＮ基板８０のみを固定する場合と比較してｚ−カットＬＮ基板８０を強固に不図示の筐体内部の台座に固定することが可能となる。

図１３は図９と図１０に示した本発明における第２の実施形態において接着剤層５２の厚みＧを変数とした場合について、ｚ−カットＬＮ基板８０、接着剤層５２、及び別体の基板５０からなる構造体の共振周波数を実線で、また図１１と図１２に示した本発明の第３の実施形態において空気層５３の厚みＧを変数とした場合について、ｚ−カットＬＮ基板８０、空気層５３、及び別体の基板５０からなる構造体の共振周波数を破線で示す。なお、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０は両方とも厚みと幅が１ｍｍとした。なお、ここではビットレートして１０Ｇｂｉｔ／ｓ、あるいは１１．３Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送を想定している。

図からわかるように、本発明において接着剤層５２や空気層５３の厚みＧはＧ＝０、つまり厚みが１ｍｍで幅が２ｍｍである一体のｚ−カットＬＮ基板の場合での共振周波数とほぼ変わらず、本発明の構造を採用することにより一体のｚ−カットＬＮ基板の場合と比較して共振周波数が変化するというデメリットはない。

ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０が一体のｚ−カットＬＮ基板からなっている場合には不図示の入力用フィードスルー部から漏れた高周波電気信号を模擬した電磁界は一体のｚ−カットＬＮ基板の幅方向にも伝搬することは明らかであるし、実際に電磁界解析により確認した。

そして、不図示の入力用フィードスルーから漏れた高周波電気信号を模擬したこの電磁界を別体の基板５０の内部に励振すると、別体の基板５０とｚ−カットＬＮ基板８０の隙間Ｇが１０〜３０μｍの場合は勿論であるが、５０μｍの場合はおろか１００μｍ、さらには２００μｍの場合においてでさえも、高周波電気信号は別体の基板５０から接着剤層５２もしくは空気層５３を突き抜けてｚ−カットＬＮ基板８０に伝搬する。

つまりｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０の隙間Ｇが図１１に図示した程度である場合には、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０の隙間に接着剤層５２があっても、あるいは空気層５３があっても電磁界は通り抜け、ｚ−カットＬＮ基板８０と別体の基板５０はあたかも一体のｚ−カットＬＮ基板（図２（ｂ）の８０’）として機能する。

このように、オプティカルグレードのｚ−カットＬＮ基板８０の幅を狭くすることにより１枚のウェーハから多くのＬＮ光変調器チップを得るとともに、全体としての接着面積を大きくできるので幅の狭いＬＮ光変調器チップを不図示の筐体の台座に強固に固定することを可能にするという本発明の効果を発揮しつつ、それに付随して発生する問題はないことがわかる。

［第４の実施形態］
図１４に本発明の第４の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。但し、この図ではオプティカルグレードのＬＮ基板上に形成した進行波電極のみに着目して図を示している。勿論、この電極パターンの構成をＳＡＷグレードのＬＮ基板である別体の基板に形成しても良いことはいうまでもない。本実施形態において、ＸＩＶは第１インピーダンス変換部、ＸＶは第２インピーダンス変換部、ＸＶＩは第３インピーダンス変換部である。ここで、第１インピーダンス変換部ＸＩＶ、第２インピーダンス変換部ＸＶ、第３インピーダンス変換部ＸＶＩの特性インピーダンスの全てが前述の相乗平均と異なっていても良いし、例えば第２インピーダンス変換部ＸＶの特性インピーダンスを前述の相乗平均とし、第１インピーダンス変換部ＸＩＶの特性インピーダンスをその相乗平均よりも高く、第３インピーダンス変換部ＸＶＩの特性インピーダンスをその相乗平均よりも低くしても良い（あるいは逆でも良い）。また、この組み合わせに関わらず、第１インピーダンス変換部ＸＩＶ、第２インピーダンス変換部ＸＶ、第３インピーダンス変換部ＸＶＩの特性インピーダンスについて各種組み合わせても良いし、どれか二つが相乗平均となっていても良い。なお、本実施形態と含め、本発明では、不図示の金リボンを入力用フィードスルー部Ｉに接続することにより、この部分の特性インピーダンスが大幅に変化することを利用するのも前述の相乗平均からずらすという観点から有効である。

［第５の実施形態］
図１５に本発明の第５の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。但し、この図でもオプティカルグレードのＬＮ基板上に形成した進行波電極のみに着目して図を示している。勿論、この電極パターンの構成をＳＡＷグレードのＬＮ基板である別体の基板に形成しても良いことは言うまでもない。本実施形態において、ＸＶＩＩＩは第１インピーダンス変換部、ＸＩＸは第２インピーダンス変換部である。本実施形態の場合には、インピーダンス変換部ＸＶＩＩＩ、ＸＩＸを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成することにより、相互作用部ＩＩＩの長さを充分長く確保している。なお、この考え方は本発明の第５の実施形態を含め、その他の実施形態にも適用可能である。

［第６の実施形態］
図１６に本発明の第６の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＸＸは第１インピーダンス変換部、ＸＸＩは第２インピーダンス変換部である。本実施形態では図１５に示した第５の実施形態と同様に、第１インピーダンス変換部ＸＸと第２インピーダンス変換部ＸＸＩを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成しているが、相互作用部の始点から光入射用端面までの基板の長手方向における距離を、高周波電気信号の給電部から光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短くすることにより、図１５に示した第５の実施形態よりも相互作用部ＩＩＩの長さを長く確保している。さらに、相互作用部ＩＩＩの終点から出力用フィードスルー部ＸＶＩＩも折り返しても良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。この第６の実施形態に記した相互作用長を長くする考え方は、インピーダンス変換部が２段の場合に限らず、１段、３段あるいはそれ以上であっても良く、本発明の全ての実施形態に適用可能である。そして、本実施形態においても不図示のコネクタ芯線を入力用フィードスルー部Ｉに接続することにより、この部分の特性インピーダンスが大幅に低下することを利用するのが前述の相乗平均からずらすという観点から有効である。

図１４から図１６に示した考え方、即ち、インピーダンス変換部を複数段にする、あるいは光導波路の長手方向に一端折り返すことにより長さを長くするなどの考え方を別体基板上に形成するインピーダンス変換部に適用しても良いことは言うまでもない。

［各実施形態について］
以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。ＬＮ光変調器としてリッジ構造でも良いことはいうまでもない。また、以上の説明では別体の基板は１つであったが、２つ以上使用しても良い。この場合に、光導波路が形成されたＬＮ光変調器のチップを別体の基板で挟むようにしても良いし、並んだ別体の基板の側面に光導波路が形成されたＬＮ光変調器のチップを配置しても良い。また、インピーダンス変換部は別体の基板上にのみ形成しても良いことは言うまでもない。

また、高周波電気信号の出力側にもマイクロ波コネクタの芯線があるとして説明してきたが、このことは本発明においては本質的なことではなく、終端抵抗を用いて筐体パッケージの中で、電気的に終端しても良いことは言うまでもない。また、以上の説明においては電気的に接続するために金ワイヤを用いるとして説明したが、金リボンでも良い。さらに筐体は金属として説明したが、本発明の考えは筐体がプラスティックなどの非金属材料からなる場合にも適用可能である。

なお、ＬＮ光変調器チップの側面と別体の基板の側面とを接着する接着手段としての接着剤は紫外線硬化接着剤や熱硬化接着剤でも良いし、さらには銀ペーストなどの導電性接着剤や半田剤でも良い。

また、以上の実施形態はｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板にも適用可能であるし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良い。

以上のように、本発明に係る光変調器は、安価で、機械的強度が高く、かつＲＦ変調性能について改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。

本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の斜視図 （ａ）本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の横断面図、及び（ｂ）本発明の第１の実施形態の原理を説明するための一体のＬＮ基板の横断面図 本発明の第１の実施形態に係るＬＮ光変調器の上面図 本発明の第１の実施形態に係る等価回路図 本発明の第１の実施形態に係る等価回路図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第１の実施形態の特性を説明する図 本発明の第２の実施形態に係るＬＮ光変調器の斜視図 図９のＤ−Ｄ'線における断面図 本発明の第３の実施形態に係るＬＮ光変調器の斜視図 図１１のＥ−Ｅ'線における断面図 本発明の第２の実施形態と第３の実施形態の動作原理を説明する図 本発明の第４の実施形態に係るＬＮ光変調器の上面図 本発明の第５の実施形態に係るＬＮ光変調器の上面図 本発明の第６の実施形態に係るＬＮ光変調器の上面図 第１の従来技術に係る光変調器の斜視図 図１７のＡ−Ａ'線における断面図 第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールの斜視図 第１の従来技術に係るＬＮのウェーハとそれに形成した光変調器チップを示す平面図 第１の従来技術に係る光変調器モジュールのマイクロ波コネクタ部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 図２０のＢ−Ｂ'線で示した入力用フィードスルー部における高周波電気信号の電気力線の分布を説明する図 第１の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 第１の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の横断面図 第２の従来技術に係るＬＮのウェーハとそれに形成した光変調器チップを示す平面図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の斜視図 第２の従来技術に係るｚ−カットＬＮ基板の横断面図 機械的接着強度について従来技術の問題点を説明する図 第３の従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図 第３の従来技術に係る光変調器のｎ_ｍとＷの関係を説明する図 第３の従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図 第３の従来技術の進行波電極についての上面図 第３の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第３の従来技術に係る光変調器のＺ_ｉｎとｆの関係を説明する図 第３の従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜^２とｆの関係を説明する図 第３の従来技術に係る光変調器のＳ_１１とｆの関係を説明する図 第４の従来技術に係る進行波電極についての上面図 図３８のＢ−Ｂ’線における断面図 図３８のＣ−Ｃ’線における断面図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器のＳ_１１とｆの関係を説明する図

符号の説明

１、５０、８０、８０’：ｚ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ_２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用光導波路（光導波路、相互作用部）
４：進行波電極（電極）
４ａ、６０ａ、６０ｄ：中心導体
４ｂ、４ｃ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｅ：接地導体
５：外部信号源
６：負荷抵抗
８：金属のふた
１０：ウェーハ
１１：ＬＮ光変調器のチップ
１５：金属筐体
１６ａ、１６ｂ：マイクロ波コネクタの芯線
１７ａ、１７ｂ：マイクロ波コネクタの芯線の周囲にある空洞
２０：台座（固定部）
５０：ＳＡＷグレードＬＮ基板（別体の基板）
５１：接触面（接着面）
７０ａ、７０ｂ、７０ｃ：金リボン
８０ａ、８０ｂ、８０ｃ：金ワイヤー
９０：ＳＡＷグレードのＬＮ基板上における入力用フィードスルー部ＶＩＩＩを表す線路
９１：ＳＡＷグレードのＬＮ基板上におけるインピーダンス変換部ＩＸを表す線路
９２：オプティカルグレードのＬＮ基板上におけるインピーダンス変換部ＶＩＩを表す線路
９３：オプティカルグレードのＬＮ基板上における入力用フィードスルー部Ｉを表す線路
９４：オプティカルグレードのＬＮ基板上における出力側接続部Ｘを表す線路
９５：オプティカルグレードのＬＮ基板上における出力用フィードスルー部ＸＩを表す線路
９６：ＳＡＷグレードのＬＮ基板上における出力用フィードスルー部ＸＩＩを表す線路

Claims (20)

1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための２本のアームからなるマッハツェンダ光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、高周波電気信号が印加される中心導体及び接地導体からなる電極と、前記基板が固定される固定部と、を具備する光変調器において、
   前記２本のアームの上方に位置するとともに変調効率が最大となるように前記中心導体と前記接地導体との間隔が設定された前記電極の一部と、前記２本のアームとを含み、前記電極に前記高周波電気信号が印加されることにより前記２本のアームを伝搬する前記光の位相を変調する相互作用部を有し、
   前記電極は、前記相互作用部の電極に前記高周波電気信号を伝搬させるよう前記相互作用部を伝搬する前記光の導波方向と直交する方向側の前記基板の端である短手方向の端に形成された前記高周波電気信号の入力口であって、前記短手方向の端から前記高周波電気信号の伝搬方向に対して前記中心導体の幅が所定幅を有した部分で、前記中心導体の一部及び前記接地導体の一部からなる第１の入力用フィードスルー部と、前記第１の入力用フィードスルー部と前記相互作用部の電極とを結ぶ線路であって、前記第１の入力用フィードスルー部から入力された前記高周波電気信号を前記相互作用部の電極へ伝搬する、前記中心導体の一部及び前記接地導体の一部であって、前記高周波電気信号の伝搬方向に対するその中心導体の幅が前記第１の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅よりも小さい第１のインピーダンス変換部と、を含み、
   前記基板とともに前記固定部に並置されて固定される少なくとも一つの別体の基板がさらに設けられており、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとから決定される誘電体共振の共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとが設定されており、
   前記別体の基板の前記基板の電極が形成された面と同一方向の面には、中心導体及び接地導体からなる電極が形成されており、当該電極は、前記別体の基板上における前記基板と逆側の端に形成された前記高周波電気信号の入力口であって、当該端から前記高周波電気信号の伝搬方向に対して前記中心導体の幅が所定幅を有した部分で、前記別体の基板の前記中心導体の一部及び前記別体の基板の前記接地導体の一部からなる第２の入力用フィードスルー部と、前記第２の入力用フィードスルー部と前記第１の入力用フィードスルー部とを結ぶ線路であって、前記第２の入力用フィードスルー部から入力された前記高周波電気信号を前記第１の入力用フィードスルー部に伝搬する、前記別体の基板の前記中心導体の一部及び前記別体の基板の前記接地導体の一部であって、前記高周波電気信号の伝搬方向に対するその中心導体の幅が前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅よりも小さい第２のインピーダンス変換部と、を含み、前記第２のインピーダンス変換部と前記第１の入力用フィードスルー部の各々の接地導体が電気的に接続され、前記第２のインピーダンス変換部の中心導体と前記第１の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分が電気的に接続されてなり、
   前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分に接続され、前記第２の入力用フィードスルー部に前記高周波電気信号を印加する芯線を備え、所定の特性インピーダンスを持つコネクタを有し、前記芯線が前記第２の入力用フィードスルー部の中心導体の前記所定幅を有した部分に電気的に接続されることにより前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスが低下するとともに、前記第２の入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が前記第１の入力用フィードスルー部に伝搬するようになっており、
   前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスと、前記第２のインピーダンス変換部の特性インピーダンスと、前記第１の入力用フィードスルー部の特性インピーダンスと、前記第１のインピーダンス変換部の特性インピーダンスとを合成した合成インピーダンスが、前記コネクタの特性インピーダンスと前記相互作用部の電極の特性インピーダンスとの相乗平均と異なっていることを特徴とする光変調器。
2. 前記基板の厚みとその厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率との積、もしくは前記別体の基板の厚みとその厚み方向における前記高周波電気信号の等価屈折率との積の少なくとも一方が０．４ｍｍより大きく、かつ１５ｍｍよりも小さくなるように、前記基板の前記厚みと前記別体の基板の前記厚みとを設定したことを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記基板の幅と前記別体の基板の幅との和が、前記基板もしくは前記別体の基板の少なくとも一方の厚みの約１．４倍以上あることを特徴とする請求項１もしくは請求項２に記載の光変調器。
4. 前記基板の側面と前記別体の基板の相対向する側面のほぼ全部が接着手段により互いに固定されていることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の光変調器。
5. 前記基板の側面と前記別体の基板の相対向する側面の一部が接着手段により互いに固定されていることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の光変調器。
6. 前記基板と前記別体の基板は、各々の下面で前記固定部に接着固定されてなり、前記別体の基板がない場合と比較して前記固定部に接着する下面の面積が広く、前記別体の基板がない場合と比較して前記基板と前記別体の基板の前記固定部への接着強度が高いことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一つに記載の光変調器。
7. 前記別体の基板がＳＡＷグレードＬＮ基板、アルミナ基板、窒化アルミ基板、及びサファイア基板のいずれかからなり、前記基板がオプティカルグレードＬＮ基板からなることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の光変調器。
8. 前記第２の入力用フィードスルー部の下方の前記固定部に切り欠き部を有し、当該切り欠き部に前記基板よりも比誘電率の小さな低誘電率層を具備し、前記基板の前記厚みと前記低誘電率層の厚みから決定される誘電体共振の共振周波数が前記高周波電気信号の周波数よりも高くなるように、前記基板の厚みと前記別体の基板の厚みとに応じて前記低誘電率層の前記厚みを設定したことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一つに記載の光変調器。
9. 前記低誘電率層の少なくとも一部が空気からなることを特徴とする請求項８に記載の光変調器。
10. 前記低誘電率層の比誘電率が空気よりも大きく、前記基板より小さな材料からなることを特徴とする請求項８に記載の光変調器。
11. 前記第１のインピーダンス変換部および前記第２のインピーダンス変換部の少なくとも一方が、前記相互作用部の電極の特性インピーダンスと前記コネクタの特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか一つに記載の光変調器。
12. 前記第１のインピーダンス変換部および前記第２のインピーダンス変換部の少なくとも一方が、前記相互作用部の電極の特性インピーダンスと前記コネクタの特性インピーダンスとの相乗平均と同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれか一つに記載の光変調器。
13. 動作ビットレートの約２０％から約３０％の間の周波数範囲における少なくとも一点の周波数で、パワー反射率の包絡線が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、前記動作ビットレートの約４０％から約７０％の間の周波数範囲内に前記パワー反射率の包絡線の一次微分が零で二次微分が正となる極小点を持ち、該極小点におけるパワー反射率が−１５ｄＢ以下となるように、前記第２の入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記第２のインピーダンス変換部の特性インピーダンス、前記第１の入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、及び前記第１のインピーダンス変換部の特性インピーダンスの少なくとも一つが、前記コネクタの特性インピーダンスよりも低い特性インピーダンスとなっていることを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか一つに記載の光変調器。
14. 約２ＧＨｚから４ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４ＧＨｚから９ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器。
15. 約５ＧＨｚから８ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１０ＧＨｚから１８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器。
16. 約９ＧＨｚから１３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約１７ＧＨｚから３０ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器。
17. 約１１ＧＨｚから１６ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約２２ＧＨｚから３８ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器。
18. 約２２ＧＨｚから３３ＧＨｚの間の周波数範囲内における少なくとも１点における前記パワー反射率が−１０ｄＢから−１５ｄＢの間にあり、約４４ＧＨｚから７７ＧＨｚの周波数範囲内に前記極小点を具備することを特徴とする請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器。
19. 前記基板がリチウムナイオベートであることを特徴とする請求項１から請求項１８のいずれか一つに記載の光変調器。
20. 前記基板が半導体であることを特徴とする請求項１から請求項１８のいずれか一つに記載の光変調器。

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