JPWO2007145144A1 - 光変調器 - Google Patents

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健治 河野
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雅也 名波
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勇治 佐藤
内田　靖二
靖二 内田
五十嵐　信弘
信弘 五十嵐
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中平　　徹
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英司 川面
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松本　　聡
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Abstract

【要約】
【課題】 駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器を提供する。
【解決手段】光導波路３と、進行波電極４とを有し、進行波電極が、光の位相を変調するための相互作用部９と、入力用フィードスルー部７を具備する光変調器において、相互作用部の特性インピーダンスと、入力用フィードスルー部、入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタ、もしくは外部回路の少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つのインピーダンス変換部を具備し、インピーダンス変換部の少なくとも１つが、相互作用部の特性インピーダンスと入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、相互作用部の特性インピーダンスとコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは相互作用部の特性インピーダンスと外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。
リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。
［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カット基板を使用するタイプとｘ−カット基板（あるいはｙ−カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術としてｘ−カットＬＮ基板とコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｘ−カット基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図１５に示す。図１６は図１５のＡ−Ａ’における断面図である。なお、以下の議論はｚ−カット基板でも同様に成り立つ。
図中、１はｘ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ２バッファ層、３はｘ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、光は光入射用端面３０から光導波路３に入射させる。なお、この光導波路３はマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成しており、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図１６においてＳは中心導体４ａの幅で６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、Ｗは中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）である。
この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（マイクロ波、あるいはＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。
次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧と高周波電気信号とを印加する必要がある。
図１７に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図１７に示すように、通常、ｋＤＣバイアス電圧Ｖｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。
図１８には半波長電圧Ｖπと相互作用部の長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜３０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｐｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。
図１９には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎｏ（ｎｏ≒２．２）も示している。
ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎｍを低減することができる（なお、ｘ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。
一般に、マイクロ波等価屈折率ｎｍは光の等価屈折率ｎｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｐｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。
以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましいことがわかったが、第１の従来技術においてＣＰＷのギャップＷを１５μｍ以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。
図２０は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺ（以下の図２２におけるＺ３に対応）についてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、特性インピーダンスＺが３０Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ５０Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆるＳ１１）が劣化するという問題が生じる。
次に、このことについてさらに詳しく考察する。図１５に示したｘ−カットＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図２１に示す。
ここで、Ｉは不図示の外部信号源からの高周波電気信号をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続される。
なお、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。
図２２には図１５に示したｘ−カットＬＮ光変調器の等価回路を示す。ここで、５と６は外部回路に対応し、５は電気的ドライバなどの外部信号源、６は外部信号源の負荷抵抗（特性インピーダンスをＲｇとする）を表す。また、７〜１１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、７は入力用フィードスルー部Ｉ、８は入力側接続部ＩＩ、９は相互作用部ＩＩＩ、１０は出力側接続部ＩＶ、１１は出力用フィードスルー部Ｖの線路を各々表す。また、１２は終端抵抗である。
さらに、Ｚ１〜Ｚ５は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの特性インピーダンスであり、具体的には、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスに対応している。また、ＺＬは終端抵抗１２の抵抗値である。
次に、図１５から図２２に示した第１の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。
図２２において、Ｚｉｎは外部信号源５と負荷抵抗６（インピーダンスＲｇ）からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。つまり、Ｚｉｎは入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２の抵抗値ＺＬを、各部の長さと各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の１３は外部信号源５や負荷抵抗６と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。
駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけるためにＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなる。
さて、第１の従来技術では、その他の線路７、８、１０、１１の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２の抵抗値ＺＬは全て相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３と等しくしていた（つまり、Ｚ１＝Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬ）。
その結果、外部信号源５の負荷抵抗６からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺｉｎの実部Ｒｅ（Ｚｉｎ）は図２３の実線で示すようにほとんど周波数ｆに依存せず、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３と一致し、３０Ωもしくはそれ以下と低かった。
それに伴い、光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜２入力インピーダンスＺｉｎと外部信号源５の負荷抵抗６（インピーダンスＲｇ）とのインピーダンス不整合のために、図２４に示すように、周波数ｆとともに急速に劣化し３ｄＢ光変調帯域として１０ＧＨｚを確保することが極めて困難であった。
なお、Ｚ１＝Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬと仮定すると、Ｚｉｎ（この場合には、Ｚｉｎ＝Ｚ３）が３０Ω以下、例えば２２Ωになると高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ１１）は図２５に示すように−１０ｄＢよりも高く（悪く）なってしまう（Ｒｇ＝５０Ω、Ｚ３＝２２Ωの場合には−８．２ｄＢとなる。なお、実際の実験では、わずかなインピーダンス不整合により反射された高周波電気信号が重畳され、−５ｄＢ程度にまで劣化することになる）。ここで、高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ１１）は次の式で与えられる。
Ｓ１１＝｜（Ｒｇ−Ｚｉｎ）／（Ｒｇ＋Ｚｉｎ）｜２ （１）
また、反射された高周波電気信号が外部信号源５へ戻る際には、変調された光パルスのジッタを増加させてしまうという問題もある。
［第２の従来技術］
第１の従来技術における外部信号源５の特性インピーダンスＲｇと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３とのインピーダンス不整合を改善するための技術として、特許文献１として提案された第２の従来技術について説明する。ここで、図１５から図２５に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。
図２６に第２の従来技術に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。第２の従来技術においても第１の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部、ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの第１の従来技術と同じ構成に加えて、図２６に示す第２の従来技術には長さＬ６のインピーダンス変換部ＶＩが付加されている。
図２６の相互作用部ＩＩＩのＢ−Ｂ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図２７に示す。図１６に示した第１の従来技術と同様に、図２７に示す第２の従来技術でもＣＰＷのギャップＷを１５μｍ程度以下と極めて狭く設定した場合を想定する。ＣＰＷのギャップＷをこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率ｎｍを相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎｏに近づけることができるという利点はあるものの、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は３０Ωかそれ以下となる（第１の従来技術で述べたように例えば２２Ω）。
またインピーダンス変換部ＶＩのＣ−Ｃ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図２８に示す。インピーダンス変換部ＶＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’は５０μｍ程度と相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷのギャップＷよりも広く設定される。
図２９には第２の従来技術の等価回路を示す。図２２に示した第１の従来技術と同じく、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、第２の従来技術には特性インピーダンスＺ６のインピーダンス変換部ＶＩ（あるいは線路１４）が付加されている。
図２９中の１３は外部信号源５の負荷抵抗６（特性インピーダンスＲｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図２９においてＺｉｎ’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第２の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。
つまり、Ｚｉｎ’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。
前述のように、第２の従来技術においてはＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くしたので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は２２Ωなど、３０Ωあるいはそれ以下と低くなっている。
次に、インピーダンス変換部ＶＩの作用について考察する。簡単のために、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬについて、Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬが成り立っているとする。
この場合の等価回路を図３０に示す。ここで、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４、Ｚ５、ＺＬを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路１５の特性インピーダンスをＺ３’とした。また、図２６に記した特性インピーダンスがＺ６であるインピーダンス変換部ＶＩの長さを図３０にもＬ６として示している。
ここで、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１を外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇと同じ５０Ωとする。
伝送線路の縦続接続の理論からよく知られているように、異なる２つの特性インピーダンスＺｉとＺｊの間に特性インピーダンスがＺで電気的長さがＬであるインピーダンス変換部がある場合に、Ｚ、Ｚｉ、Ｚｊ及びＬの間に
Ｚ＝（Ｚｉ・Ｚｊ）１／２ （２）
Ｌ＝λ／４ （３）
が成り立つならば、ＺｉとＺｊの間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。ここで、λは高周波電気信号の電気的波長である。ＺｉとＺｊの相乗平均で表されたＺを整合インピーダンスと呼ぶ。
なお、この第２の従来技術では、Ｚ１がＺｉに、Ｚ３’がＺｊに、Ｚ６がＺに、Ｌ６がＬに対応する。つまり、この場合には入力用フィードスルー部Ｉ（Ｚ１）と合成部ＩＩＩ’（Ｚ３’）との間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。以下においては簡単のために、（２）式のＺｉをＺ１、ＺｊをＺ３’、ＺをＺ６、さらに（３）式のＬをＬ６として説明する。
なお、この第２の従来技術では、λは外部信号源５からの高周波電気信号がインピーダンス変換部ＶＩのＬＮ基板を伝搬する際の波長であり、ＬＮ基板を伝搬する電磁波の波長という意味で管内波長と呼ばれる。具体的には、高周波電気信号の真空中での波長をλ０とし、高周波電気信号がＬＮ基板を伝搬する際の等価屈折率をｎｍ’とするとλは
λ＝λ０／ｎｍ’ （４）
として与えられる。
次に、Ｚ１＝Ｒｇ＝５０Ω、Ｚ３’＝２２Ωとした場合の電気的パワー反射率Ｓ１１の周波数ｆに対する依存性について計算した例を図３１に示す。ここで、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６は３３．２Ωとなる。また、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ６はその等価屈折率ｎｍ’を２．５として６ｍｍとなる。なお、相互作用部ＩＩＩとインピーダンス変換部ＶＩにおける各々の中心導体の幅ＳとＳ’は同じとした。
図３１からわかるように、（２）式と（３）式を満足するようにインピーダンス変換部ＶＩを設計すると、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなどの特定の周波数において、Ｓ１１を−５０ｄＢ以下とでき、電気的なパワー反射をほぼ完全になくすことができる（なお、実際の実験において、ケーブルの接続部などからの電気的な反射などによりＳ１１は負の無限大になることはないが、この第２の従来技術では（２）式と（３）式の条件を満たすものとする）。
以上述べたように、この第２の従来技術では（２）式と（３）式を満たす特定の周波数（ここでは、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなど）においては、高周波電気信号の電気的な反射をほぼ完全になくすことができるが、通常、電気的パワー反射率Ｓ１１としては−５０ｄＢ、あるいはそれ以下といった極めて小さな値は必要ではなく、最低−１２ｄＢ、あるいは−１５ｄＢ程度あれば充分であり、いわばオーバースペックと言える。
逆に、図３１から明らかなように、７．５ＧＨｚ、１２．５ＧＨｚ、１７．５ＧＨｚにおいては、電気的パワー反射率Ｓ１１はその包絡線（図３１中の破線）である−８．２ｄＢのレベルまで劣化してしまい、第１の従来技術のレベルのように実用上使用できないほどの悪い反射特性となってしまう。
また、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、高周波電気信号の等価屈折率ｎｍは２．５前後と小さい。従って、インピーダンス変換部ＶＩの長さは（３）式と（４）式からわかるように、比較的長くなってしまう（この第２の従来技術では６ｍｍ）。特に図２６に示したように、インピーダンス変換部ＶＩを相互作用部ＩＩＩに垂直、あるいは大きな角度を持って形成する場合にはＬＮ光変調器としての素子の横幅が大きくなり、１枚のＬＮ基板ウェーハ当たりにとることのできるＬＮ光変調器の数が少なくなってしまうという問題もあった。
さらには、前述のように、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、インピーダンス変換部ＶＩにおいて、高周波電気信号が減衰しやすく、高周波電気信号が相互作用部ＩＩＩにおける光変調に充分には利用できないという問題もあった。
特開２００５−３７５４７号公報
以上のように、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などのＣＰＷ進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった第１の従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、バッファ層を薄くしたり、ＣＰＷ進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、電気的パワー反射率の周波数特性が悪いとともに、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するという問題があった。またこれを解決するために、上記（２）式と（３）式を満たすインピーダンス変換部を設ける第２の従来技術では、特定の周波数において、電気的な反射をほぼ無視できるほどに、電気的パワー反射率を極めて小さくできるものの、他の周波数においては第１の従来技術のレベルにまで電気的な反射特性が劣化し、電気的な反射の観点から実用上使用できないという問題があった。さらに、第２の従来技術では光を変調する相互作用部とインピーダンス変換部の中心導体の幅が等しかったので、電気的な等価屈折率が比較的小さくなり、λを管内波長としてλ／４で与えられるインピーダンス変換部の長さが長くなり、結果的に１枚のウェーハ当たり生産できるＬＮ光変調器の数が大幅に制限されるという問題があった。また、第２の従来技術ではインピーダンス変換部の中心導体の幅が相互作用部における中心導体と同程度まで狭く、インピーダンス変換部において高周波電気信号が減衰しやすく、相互作用部において充分には利用できないという問題もあった。
上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つからなるインピーダンス変換部を具備し、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項２の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、そのうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均の少なくとも１つと同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項３の光変調器は、請求項１または請求項２に記載の光変調器において、前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする。
本発明の請求項４の光変調器は、請求項１から請求項３に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が前記相互作用部の前記中心導体の幅よりも広いことを特徴とする。
本発明の請求項５の光変調器は、請求項１から請求項４に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の少なくとも一部が前記光導波路の長手方向に配置されていることを特徴とする。
本発明の請求項６の光変調器は、請求項１から請求項５に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部は、前記相互作用部が形成されている前記基板とは別体の基板上に形成されていることを特徴とする。
本発明の請求項７の光変調器は、請求項１から請求項６に記載の光変調器において、前記入力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が給電される給電部を有し、前記出力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が出力される出力部を有しており、前記相互作用部の長さが、前記給電部から前記出力部までの前記基板の長手方向における距離よりも長いことを特徴とする。
本発明の請求項８の光変調器は、請求項１から請求項７に記載の光変調器において、前記相互作用部における前記光の位相が変調される領域の始点から前記光導波路に光を入射するための光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離が、前記高周波電気信号の前記給電部から前記光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短いことを特徴とする。
本発明の請求項９の光変調器は、請求項１から請求項８に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つの前記中心導体と前記接地導体の間のギャップが、前記相互作用部の前記中心導体と前記接地導体の間のギャップよりも広いことを特徴とする。
本発明の請求項１０の光変調器は、請求項１から請求項９に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、少なくとも２つの前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が互いに異なることを特徴とする。
本発明の請求項１１の光変調器は、請求項１から請求項１０に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスをする前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部の数が等しいことを特徴とする。
本発明の請求項１２の光変調器は、請求項１から請求項１１に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均の特性インピーダンスを有する前記インピーダンス交換部を有することを特徴とする。
本発明の請求項１３の光変調器は、請求項１から請求項１２に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約±７Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項１４の光変調器は、請求項１から請求項１２に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約±１５Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項１５の光変調器は、請求項１から請求項１４に記載の光変調器において、前記基板が半導体からなることを特徴とする。
本発明によれば、光変調器の駆動電圧を下げるとともに光と高周波電気信号の速度を近づけるなどの工夫をした結果、相互作用部の特性インピーダンスが低くなりすぎ、入力用フィードスルー部、入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタ、あるいは外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス不整合が生じた場合にも、光変調器を使用する周波数領域全体において高周波電気信号の電気的反射を低減できる。そして、本発明では、ある特定の、もしくは周期的に特定の周波数においてのみ著しく電気的反射が改善されるわけではなく、実用上差し支えない程度に電気的な残留反射を生じさせ、その代わりに広い範囲にわたって電気的反射特性を改善している。従って、外部回路への悪影響や光パルスのジッタなどを低減することができるばかりでなく、光変調指数の周波数劣化を抑圧することが可能であるという利点がある。また本発明はｘ−カットＬＮ基板のみでなく、ｚ−カットＬＮ基板、あるいはＩｎＰ基板やＧａＡｓ基板などの半導体基板などその他の基板にも適用可能であるという利点もある。
図１は本発明の第１の実施形態における進行波電極についての上面図である。 図２は図１のＤ−Ｄ’線での断面図である。 図３は図１のＥ−Ｅ’線での断面図である。 図４は図１のＦ−Ｆ’線での断面図である。 図５は本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。 図６は本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。 図７は本発明の第１の実施形態に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図である。 図８は本発明に係る光変調器の｜ｍ｜２とｆの関係を説明する図である。 図９は本発明の第２の実施形態における進行波電極についての上面図である。 １０は本発明の第２の実施形態に係る光変調器の等価回路図である。 図１１は本発明の第３の実施形態における進行波電極についての上面図である。 １２は本発明の第４の実施形態における進行波電極についての上面図である。 図１３は本発明の第５の実施形態における進行波電極についての上面図である。 図１４は本発明の第６の実施形態における進行波電極についての上面図である。 図１５は第１の従来技術に係る光変調器の斜視図である。 図１６は図１５のＡ−Ａ’線における断面図である。 図１７は第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図である。 図１８は第１の従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図である。 図１９は第１の従来技術に係る光変調器のｎｍとＷの関係を説明する図である。 図２０は第１の従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図である。 図２１は第１の従来技術の進行波電極についての上面図である。 図２２は第１の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。 図２３は第１の従来技術に係る光変調器のＺｉｎとｆの関係を説明する図である。 図２４は第１の従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜２とｆの関係を説明する図である。 図２５は第１の従来技術に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図である。 図２６は第２の従来技術に係る進行波電極についての上面図である。 図２７は図２６のＢ−Ｂ’線における断面図である。 図２８は図２６のＣ−Ｃ’線における断面図である。 図２９は第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。 図３０は第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図である。 図３１は第２の従来技術に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図である。
符号の説明
１：ｘ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５：外部信号源
６：負荷抵抗
７：入力用フィードスルー部Ｉを表す線路
８：入力側接続部ＩＩを表す線路
９：相互作用部ＩＩＩを表す線路
１０：出力側接続部ＩＶを表す線路
１１：出力用フィードスルー部Ｖを表す線路
１２：終端抵抗
１３：外部信号源及び負荷抵抗と光変調器との境界
１４：インピーダンス変換部ＶＩを表す線路
１５：相互作用部ＩＩＩを含んで合成した伝送線路
１６：第１インピーダンス変換部ＶＩＩを表す線路
１７：第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩを表す線路
１８：第１インピーダンス変換部ＩＸを表す線路
１９：第２インピーダンス変換部Ｘを表す線路
２０：第３インピーダンス変換部ＸＩを表す線路
３０：光入射用端面
以下、本発明の実施形態について説明するが、図１５から図３１に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。
［第１の実施形態］
図１に本発明の第１の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。この第１の実施形態においても第１の従来技術や第２の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部であり、不図示のコネクタの芯線に接続される。ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。ＶＩＩは長さＬ７の第１インピーダンス変換部、ＶＩＩＩは長さＬ８の第２インピーダンス変換部である。
なお、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体や中心導体と接地導体間のギャップの形状は図１に示した直線的な構造に限らず、特性インピーダンスを規定し易い曲線テーパ形状でも良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。
この本発明の第１の実施形態は第２の従来技術と同様にインピーダンス変換部を有しているが、第２の従来技術と異なり、インピーダンス変換部が２つの部分、即ち第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩから構成されている。また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩは不図示の光導波路３、あるいは３ａ、３ｂとほぼ平行方向に形成している。
図２は第１インピーダンス変換部ＶＩＩである図１のＤ−Ｄ’における断面図であり、Ｓ’’とＷ’’は各々中心導体の幅とギャップである。図３は第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩである図１のＥ−Ｅ’における断面図でありＳ’’’とＷ’’’は各々中心導体の幅とギャップである。なお、図４は相互作用部ＩＩＩのＦ−Ｆ’における断面図であり、第２の従来技術について説明した図２７と基本的に同じである。
この本発明の第１の実施形態では、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩにおける高周波電気信号の減衰を抑圧するために、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体の幅を相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅（例えば、８μｍ）よりも広くしている。ここでは、互いに等しく、例えば５０μｍとした。つまり、Ｓ’’＝Ｓ’’’＞Ｓとなっている。但し、勿論第１インピーダンス変換部ＶＩＩの中心導体の幅Ｓ’’を第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体の幅Ｓ’’’よりも広くする、あるいはその逆とするなど、インピーダンス変換部が複数から構成されている場合にはそれらの中心導体の幅を異ならしめても良い。なお、入力用フィードスルー部Ｉとの整合を考えた場合、Ｓ’’＞Ｓ’’’とした方が好ましい。
また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンス（Ｚ７）と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンス（Ｚ８）を異ならしめる（ここでは、Ｚ７＞Ｚ８）ために、第１インピーダンス変換部ＶＩＩのギャップ（例えば７０μｍ）を第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩのギャップ（例えば３０μｍ）よりも広くしている（Ｗ’’＞Ｗ’’’）。
図５に本発明の第１の実施形態についての等価回路を示す。図２２に示した第１の従来技術や図２９に示した第２の従来技術と同じく、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、本発明の第１の実施形態には、長さがＬ７で特性インピーダンスＺ７の第１インピーダンス変換部ＶＩＩ（あるいは線路１６）と長さがＬ８で特性インピーダンスＺ８の第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩ（あるいは線路１７）が付加されている。
第１の従来技術と第２の従来技術についての説明と同様に、図５中の１３は外部信号源５の負荷抵抗６（特性インピーダンスＲｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図５においてＺｉｎ’’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第２の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。
つまり、Ｚｉｎ’’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７、第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。
なお、本発明の効果を示すために、本発明の第１の実施形態においてもＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下、つまり、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３が２２Ωなどと低い場合を例にとり考察する。
次に、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの作用について考察する。簡単のために、従来技術の場合と同じく、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬについて、Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬが成り立っているとする。
この場合の等価回路を図６に示す。ここで、図３０に示した第２の従来技術と同じくＺ２、Ｚ３、Ｚ４、Ｚ５、ＺＬを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路１５の特性インピーダンスをＺ３’とした。また、図１に示記した特性インピーダンスがＺ７である第１インピーダンス変換部ＶＩＩと特性インピーダンスがＺ８である第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの各々の長さＬ７、Ｌ８を図６中にも記している。
ここで、説明の簡単のために、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１は外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇと同じ５０Ωとするが、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１は５０Ωよりも低い場合もある。
入力用フィードスルー部Ｉに接続する不図示のコネクタ芯線（あるいは、金ワイヤーや金リボンの場合もあるが、本発明では入力用フィードスルー部Ｉに給電する手法を総称してコネクタ芯線と呼ぶ）は数十μｍから数百μｍと厚い金属であり、厚い金属は特性インピーダンスを低下させる。従って、不図示のコネクタ芯線を接続した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは５０Ωより格段に低くなる場合がある。
ＬＮ光変調器を実際に使用する場合には、不図示のコネクタ芯線は入力用フィードスルー部Ｉに固定されているので、不図示のコネクタ芯線を接続して低下した特性インピーダンスを改めて入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスと考える。この考え方は次に述べるような入力用フィードスルー部Ｉをインピーダンス変換部の一部であるとする考え方の場合に特に重要となる。なお、従来技術と同じく、本発明の全ての実施形態でも、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。
また、入力用フィードスルー部Ｉの長さが短い場合には入力用フィードスルー部Ｉに電気的に接続されるべき不図示のコネクタの特性インピーダンスが重要となる場合がある。
さらに考察を進める。インピーダンス変換を不図示のコネクタや図６の外部信号源５の負荷抵抗６と相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極との間で行うと考えると、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一部であるとみなすことができる。
また、一見、入力用フィードスルー部Ｉ及び、第１インピーダンス変換部ＶＩＩト第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体と接地導体の寸法がほとんど同じであり、全体が入力用フィードスルー部Ｉのように見えていても、不図示のコネクタ芯線を接続した給電部から相互作用部ＩＩＩまでをインピーダンス変換部と考えることができる。
なお、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは５０Ωの場合が多いが、コネクタの特性インピーダンスや外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇも５０Ωの場合が多い。従って、相乗平均である（２）式の中に入るべきＺ１は入力用フィードスルー部Ｉ、コネクタ、あるいは外部信号源５が有する負荷抵抗６の特性インピーダンスのどれかとして考えることができる。
図１から図６に示した本発明の第１の実施形態は、図２６から図３１に示した第２の従来技術と考え方が全く異なっている。以下、それについて説明する。
第２の従来技術においては、そのインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６の値とその長さＬ６には（２）式と（３）式が同時に成り立つという絶対的な条件があった。そして、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３が例えば２２Ω強と低い場合には、図３１に示したように、ある周波数では電気的な反射がほぼゼロとなるが、その他の周波数ではｘ−カットＬＮ光変調器として実用的上使用できない程の大きな電気的な反射が生じてしまっていた。ちなみに、第２の従来技術においてインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６は（２）式から求まり、３３．２Ωであった。
本発明の第１の実施形態では、（２）式により求められる特性インピーダンスの相乗平均の値はどこにも使用していない。つまり、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７としては（２）式で与えられる３３．２Ωよりも大きな、例えば３７Ωとし、第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８としては（２）式で与えられる値より小さな２９Ωとする。
なお、この第１の実施形態ほどには効果はないが、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８のどちらか一方を（２）式で与えられる３３．２Ωとしても良い。こうしても、ある特定の周波数でのみ完全に電気的反射がなくなる第２の従来技術とは考え方が異なり、広い周波数範囲において残留反射はあるものの（あるいは、残留反射を意図的に残しつつ）実用上充分な程度に電気的反射を抑圧することが可能となる。
こうすることにより、本発明の第１実施形態においては（２）式が成り立たなくなり、ある周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が共振的に良くなることも無くなるが、第２の従来技術のようにいくつかの周期的な周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が極めて悪くなることもない。
この第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの構成の場合における電気的パワー反射率Ｓ１１の計算結果を図７に示す。図からわかるように、電気的パワー反射率Ｓ１１はある特定の周波数においてのみ負の極めて大きな値をとり、他の周波数において劣化するのではなく、広い周波数範囲において−１５ｄＢ以上は確保できている。この値は１０Ｇｂｐｓの光伝送には充分な電気的反射特性といえる。従って、ｘ−カットＬＮ光変調器から外部信号源５へ反射されて戻る高周波電気信号を抑圧できるので、ジッタの少ない光変調パルスを得ることが可能となる。なお、電気的パワー反射率Ｓ１１の測定結果は図７に示した計算結果とよく一致した。
図８には光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜２の周波数応答を示している。電気的な反射が必要充分に抑圧されているので、｜ｍ｜２は滑らかなカーブを描いており、広帯域光変調が可能であることがわかる。
以上のように、本発明はある特定の周波数において電気的な反射が無くなるように構成するのではない。つまり、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射をある程度抑圧する構造とも考えることができる。前述のようにこの意図的にある程度残した反射を残留反射と呼ぶ。
なお、（２）式が成り立っていないので、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの長さＬ８について（３）式が成り立っても良いが成り立つ必要はない。つまり、本発明の第１の実施形態では（２）式も（３）式も成立する必要はなく、電気的な反射が無くなる事もないので、（２）式と（３）式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ特定の周波数においてのみ原理的に反射が無くなる第２の従来技術と考え方が根本的に異なっている。
また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８は（２）式で与えられる相乗平均の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。そして、インピーダンス変換部の特性インピーダンスを（２）式で与えられる相乗平均の値からこれらの値（即ち、約±７Ω以内、あるいは約±１５Ω以内）程度の範囲で異ならしめるという考え方は本実施形態のみでなく、本発明の全ての実施形態に適用可能である。
［第２の実施形態］
図９に本発明の第２の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、Ｘは第２インピーダンス変換部、ＸＩは第３インピーダンス変換部である。
図１０に本発明の第２の実施形態についての等価回路を示す。図５に示した本発明の第１の実施形態についての等価回路とほぼ同じ構成であるが、本実施形態の特徴はインピーダンス変換部が特性インピーダンスＺ９の第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）、特性インピーダンスＺ１０の第２インピーダンス変換部Ｘ（あるいは線路１９）、特性インピーダンスＺ１１の第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）からなる３つのインピーダンス変換部により構成されている点である（なお、インピーダンス変換部の数としては３つ以上でも良い）。
ここで、第１の実施形態と同じく、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３を２２Ω、外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇを５０Ωとすると、第２の従来技術において（２）式から得られる整合インピーダンスは３３．２Ωであった。
本発明においては、第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）の特性インピーダンスＺ９、第２インピーダンス変換部Ｘ（あるいは線路１９）の特性インピーダンスＺ１０、第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）の特性インピーダンスＺ１１の全てを３３．２Ωと異ならしめても良いが、逆に例えば、本発明の第２の実施形態においては、Ｚ９＞Ｚ１０＝３３．２Ω＞Ｚ１１となるように、ＣＰＷのギャップを異ならしめている。なお、Ｚ９、Ｚ１０、Ｚ１１の大小関係についてはこの限りではないし、この内の２つを整合インピーダンス（ここでは３３．２Ω）としても良い。
この第２の実施形態の場合には、第２インピーダンス変換部Ｘの特性インピーダンスＺ１０が（２）式を満たすものの、第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）の特性インピーダンスＺ９と第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）の特性インピーダンスＺ１１は（２）式を満足していない。また、元来、Ｚ９とＺ１１が（２）式を満たさないので、（３）式は満たしても差し支えないが、満たす必要は無い。
この第２の実施形態の場合についても、図７に示した本発明の第１の実施形態と同様の電気的な反射特性を得ることができる。つまり、ある周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が共振的に良くなることもないが、第２の従来技術のようにいくつかの周期的な周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が極めて悪くなることもない。
換言すると、この第２の実施形態についても、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射を実用上差しつかえない程度まで抑圧する構造とも考えることができる。つまり、本発明の第２の実施形態でも、電気的な反射が無くなる事もないので、（２）式と（３）式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ原理的に反射が無くなる第２の従来技術と考え方が根本的に異なっている。
［第３の実施形態］
図１１に本発明の第３の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＸＩＩは第１インピーダンス変換部、ＸＩＩＩは第２インピーダンス変換部である。本実施形態の場合には、インピーダンス変換部ＸＩＩ、ＸＩＩＩを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成することにより、相互作用部ＩＩＩの長さを充分長く確保している。なお、この考え方は本発明の第２の実施形態を含め、その他の実施形態にも適用可能である。
［第４の実施形態］
図１２に本発明の第４の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、Ｘは第２インピーダンス変換部である。本実施形態では図１１に示した第３の実施形態と同様に、第１インピーダンス変換部ＩＸと第２インピーダンス変換部Ｘを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成しているが、相互作用部の始点から光入射用端面までの基板の長手方向における距離を、高周波電気信号の給電部から光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短くすることにより、図１１に示した第３の実施形態よりも相互作用部ＩＩＩの長さを長く確保している。ここで、光導波路３については、本発明と第１の従来技術と同じなので、光入射用端面については第１の従来技術として紹介した図１５に３０として記している。
このように、インピーダンス変換部を相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して、相互作用部ＩＩＩの長さを極めて長く確保するという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。
さらに、相互作用部ＩＩＩの終点から出力用フィードスルー部Ｖも折り返しても良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。
［第５の実施形態］
図１３に本発明の第５の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。この第５の実施形態は図１２に示した第４の実施形態の改良版である。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、ＸＩＶは第２インピーダンス変換部である。図からわかるように、第１インピーダンス変換部ＩＸの中心導体の幅と第２インピーダンス変換部ＸＩＶの中心導体の幅とを異ならしめている。そして、入力用フィードスルー部Ｉとの電磁界の整合を考慮し、この場合には第１インピーダンス変換部ＩＸの中心導体の幅を第２インピーダンス変換部ＸＩＶの中心導体の幅よりも広く設定している。
なお、このインピーダンス変換部が複数ある場合に、少なくとも２つのインピーダンス変換部において中心導体の幅を異ならしめるという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。この場合、入力用フィードスルー部に近いインピーダンス変換部の中心導体の幅を入力用フィードスルー部から遠いインピーダンス変換部の中心導体の幅よりも広く、つまり入力用フィードスルー部の中心導体の幅に近づけることが良い特性を実現する上で得策である。
［第６の実施形態］
以上の実施形態では、インピーダンス変換部が第１インピーダンス変換部、第２インピーダンス変換部、さらには第３インピーダンス変換部など複数のインピーダンス変換部から構成されていたが、１つのインピーダンス変換部を用いても同様の効果を発揮できる。その１つの実施形態を第６の実施形態として図１４に示す。図中、ＸＩがインピーダンス変換部である。
本発明では（２）式から求まる整合インピーダンスに近い値ではあるが、それよりもやや大きい、あるいは逆にやや小さいなど、（２）式を満たさない特性インピーダンスを有する１つのインピーダンス変換部を用いることにより、複数個のインピーダンス変換部を用いる実施形態ほどではないが、ある程度の電気的な反射を抑圧できる効果を発揮できる。その際には、そもそも（２）式が満たされていないので（３）式も成立しなくて良いことになる。あるいは、従来技術においては、（２）式と（３）式が同時に成り立つことが重要であるので、本実施形態では（２）式は成り立っても、（３）式が成り立たないようにすれば良い。これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。
なお、インピーダンス変換部の特性インピーダンスは（２）式から求まる相乗平均の値よりもやや大きいかやや小さいと述べたが、その値は（２）式の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著である。このことは本発明のその他の実施形態についても成り立つ。
さらに、この第６の実施形態を例にとり、より深く考察する。高周波電気信号は入力用フィードスルー部とインピーダンス変換部を通過して相互作用部に達する。そこで、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一種であると考えると、図１４に示した第６の実施形態において、インピーダンス変換部ＸＩが式（２）と式（３）を満足したとしても、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＸＩの合計として考えた場合に、式（２）と式（３）を同時に満たさず、残留反射があり、かつ電気的反射が小さくなるならば、その実施形態は本発明に属することになる。
つまり、図１４に示した第６の実施形態において、その特性インピーダンスが例えば５０Ωである不図示のコネクタと、相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４との間に式（２）と式（３）が成り立つようにインピーダンス変換部ＸＩを構成していても、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスがコネクタの特性インピーダンスと同じでない限り、その構造は本発明に属する。なぜならば、入力用フィードスルー部Ｉは式（２）と式（３）の条件を壊し、広い周波数範囲において残留反射を生じつつ電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善する新たなインピーダンス変換部の一部として機能するからである。
例えば、入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩに対して、式（２）と式（３）の条件が成り立つように、インピーダンス変換部ＸＩを構成しても、実際には入力用フィードスルー部Ｉにコネクタ芯線を接続したために、入力用フィードスルー部Ｉとコネクタの芯線の合計として考えた場合、コネクタの芯線の厚い金属のために特性インピーダンスが先の入力用フィードスルー部Ｉの値より低下してしまい、入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩに対して式（２）と式（３）の条件が成り立たなくなった場合がこれに当たる。この場合は、コネクタと相互作用部ＩＩＩの間に本発明を適用したと考えられる。さらにこの考え方は不図示の外部信号源の負荷抵抗と相互作用部ＩＩＩについても言える。つまり、負荷抵抗と相互作用部ＩＩＩの間にある不図示のコネクタを含む電気的線路要素を、広い周波数帯において残留反射を生じつつ、電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善するインピーダンス変換部として構成することも可能である。なお、これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。
［各実施形態について］
以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。また少なくとも相互作用部がリッジ構造であっても良い。
インピーダンス変換部が複数のインピーダンス変換部から構成されている場合には、各インピーダンス変換部の特性インピーダンスを異ならしめるのにＣＰＷのギャップを異ならしめたが、その代わりに中心導体の幅、あるいは中心導体の幅とギャップの両方を異ならしめても良い。なお、このことは進行波電極として、ＣＰＷ以外のＡＣＰＳやＣＰＳなどの進行波電極を用いた場合にも適用可能である。
なお、以上において説明した実施形態では、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路にほぼ平行な構造として説明したが、ほぼ平行であること自体はインピーダンス変換とは無関係である。従って、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路に斜めあるいは垂直に配置されていても良いことは言うまでもない。
本発明ではインピーダンス変換部の少なくとも一部に（２）式で与えられる相乗平均の値よりもやや大きいかやや小さい箇所があると述べたが、計算と実験によれば（２）式の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。
さらに、インピーダンス変換部の数が偶数個の場合には特性インピーダンスの値が（２）式の値よりも大きくなるインピーダンス変換部の数と（２）式の値よりも小さくなるインピーダンス変換部の数とを等しくし、インピーダンス変換部の数が奇数個の場合には、上記の各インピーダンス変換部の数を等しくするというこの工夫の他に、一部のインピーダンス変換部の特性インピーダンスを（２）式の値とすることにより広い周波数範囲で電気的反射を抑圧できるので極めて有効である。
以上の本発明の実施形態で説明した第１インピーダンス変換部、第２インピーダンス変換部、さらには第３インピーダンス変換部の特性インピーダンスの値については、本明細書で述べた数値はあくまで例であり、その他の値でも良いことは言うまでもない。
また、中心導体を挟んでマッハツェンダ光導波路の２本の相互作用光導波路を配置する場合、２本の相互作用光導波路の幅を異ならしめておけば、近づけてもＤＣ及び動的消光比の劣化を避けることが可能となる。
以上の実施形態においては、ｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。
以上の説明においては、インピーダンス変換部はＬＮ光変調器のフィードスルー部と相互作用部の間、即ちＬＮ光変調器のチップ上に形成されていたが、インピーダンス変換部を、アルミナ基板やＬＮ基板など別体の基板に形成してそれとＬＮ光変調器を接続しても同じ効果を得ることができる。
さらにはＩｎＰ基板やＧａＡｓ基板等の半導体基板上に形成する進行波電極型の電界吸収光変調器やマッハツェンダ光変調器など進行波電極を使用する各種の光デバイスに本発明は使用可能である。
以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。
本発明は駆動電圧が低く、かつ高速で変調が可能な光変調器の分野に属する。
リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、リチウムナイオベート基板をＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光伝送システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光伝送システムにも適用が検討されており、キーデバイスとして期待されている。
［第１の従来技術］
このＬＮ光変調器にはｚ−カット基板を使用するタイプとｘ−カット基板（あるいはｙ−カット基板）を使用するタイプがある。ここでは、第１の従来技術としてｘ−カットＬＮ基板とコプレーナウェーブガイド（ＣＰＷ）進行波電極を使用したｘ−カット基板ＬＮ光変調器をとり上げ、その斜視図を図１５に示す。図１６は図１５のＡ−Ａ’における断面図である。なお、以下の議論はｚ−カット基板でも同様に成り立つ。
図中、１はｘ−カットＬＮ基板、２は１．３μｍ、あるいは１．５５μｍなど光通信において使用する波長領域では透明な２００ｎｍから１μｍ程度の厚みのＳｉＯ２バッファ層、３はｘ−カットＬＮ基板１にＴｉを蒸着後、１０５０℃で約１０時間熱拡散して形成した光導波路であり、光は光入射用端面３０から光導波路３に入射させる。なお、この光導波路３はマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）を構成しており、３ａ、３ｂは電気信号と光が相互作用する部位（相互作用部と言う）における光導波路（あるいは、相互作用光導波路）、つまりマッハツェンダ光導波路の２本のアームである。ＣＰＷ進行波電極４は中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなっている。また、図１６においてＳは中心導体４ａの幅で６μｍから２０μｍ程度であり、一般には１０μｍ前後が使用されている。一方、Ｗは中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間のギャップ（あるいはＣＰＷのギャップ）である。
この第１の従来技術では、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にバイアス電圧（通常はＤＣバイアス電圧）と高周波電気信号（マイクロ波、あるいはＲＦ電気信号とも言う）を重畳して印加する。また、ＳｉＯ２バッファ層２は高周波電気信号の等価屈折率ｎｍ（あるいは、マイクロ波等価屈折率ｎｍ）を光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の実効屈折率ｎｏに近づけることにより、光変調帯域を拡大するという重要な働きをしている。
次に、このように構成されるＬＮ光変調器の動作について説明する。このＬＮ光変調器を動作させるには、中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃ間にＤＣバイアス電圧と高周波電気信号とを印加する必要がある。
図１７に示す電圧−光出力特性はある状態でのＬＮ光変調器の電圧−光出力特性であり、Ｖｂはその際のＤＣバイアス電圧である。この図１７に示すように、通常、ＤＣバイアス電圧Ｖｂは光出力特性の山と底の中点に設定される。
図１８には半波長電圧Ｖπと相互作用部の長さＬとの積Ｖπ・ＬとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。なお、ＣＰＷのギャップＷとしては、現状２０μｍ〜３０μｍ程度が使用されている。ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光と相互作用する高周波電界強度が大きくなる。従って、この図に示すように、ＣＰＷのギャップＷを狭くすると、この積Ｖπ・Ｌは小さくなる。そして、この積Ｖπ・Ｌが低いほど駆動電圧が低いＬＮ光変調器を実現できる。１０Ｇｂｐｓ以上の速度でＬＮ光変調器を駆動する際の駆動電圧は５〜６Ｖ程度が実用上の限界であり、さらに少しでも駆動電圧が低いことが望まれる。よって駆動電圧の観点からは、ＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。
図１９には高周波電気信号のマイクロ波の等価屈折率ｎｍとＣＰＷのギャップＷとの関係を示す。図には相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎｏ（ｎｏ≒２．２）も示している。
ＣＰＷのギャップＷが狭くなると中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃの間に生成された高周波電気信号は比誘電率が４程度と低いＳｉＯ２バッファ層２を多く感じるので、マイクロ波等価屈折率ｎｍを低減することができる（なお、ｘ−カットＬＮ基板１の比誘電率は３５程度である）。
一般に、マイクロ波等価屈折率ｎｍは光の等価屈折率ｎｏよりも大きく、ＬＮ光変調器を高速・広帯域で動作する際の大きな制限要因となっている。そのためＬＮ光変調器を１０Ｇｂｐｓ以上の高速で駆動するには、マイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけることが不可欠となる。この観点からもＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましい。
以上のように、駆動電圧を低減するとともにマイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけるという観点からはＣＰＷのギャップＷは狭いことが望ましいことがわかったが、第１の従来技術においてＣＰＷのギャップＷを１５μｍ以下に狭くした際に生じる問題点について以下に記す。
図２０は中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の特性インピーダンスＺ（以下の図２２におけるＺ３に対応）についてＣＰＷギャップＷを変数として示す。ＣＰＷギャップＷを狭くすると、特性インピーダンスＺが３０Ωあるいはそれ以下と著しく低くなり、ほぼ５０Ω系の外部信号源との間にインピーダンス不整合を生じてしまう。つまり、高周波電気信号のパワー反射率（いわゆるＳ１１）が劣化するという問題が生じる。
次に、このことについてさらに詳しく考察する。図１５に示したｘ−カットＬＮ光変調器を構成する中心導体４ａと接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を図２１に示す。
ここで、Ｉは不図示の外部信号源からの高周波電気信号をＣＰＷ進行波電極４に印加するための不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）を接続する入力用フィードスルー部、ＩＩは入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは入力側接続部）、ＩＩＩは電気信号と光が相互作用する相互作用部、ＩＶは出力用フィードスルー部Ｖと相互作用部ＩＩＩとの接続部（あるいは出力側接続部）である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続される。
なお、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。
図２２には図１５に示したｘ−カットＬＮ光変調器の等価回路を示す。ここで、５と６は外部回路に対応し、５は電気的ドライバなどの外部信号源、６は外部信号源の負荷抵抗（特性インピーダンスをＲｇとする）を表す。また、７〜１１は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの等価的な線路に各々対応する。具体的には、７は入力用フィードスルー部Ｉ、８は入力側接続部ＩＩ、９は相互作用部ＩＩＩ、１０は出力側接続部ＩＶ、１１は出力用フィードスルー部Ｖの線路を各々表す。また、１２は終端抵抗である。
さらに、Ｚ１〜Ｚ５は入力用フィードスルー部Ｉから出力用フィードスルー部Ｖまでの特性インピーダンスであり、具体的には、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスに対応している。また、ＺＬは終端抵抗１２の抵抗値である。
次に、図１５から図２２に示した第１の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器について、インピーダンス不整合と変調帯域の観点からの問題点について考察する。
図２２において、Ｚｉｎは外部信号源５と負荷抵抗６（インピーダンスＲｇ）からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。つまり、Ｚｉｎは入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２の抵抗値ＺＬを、各部の長さと各部を伝搬する電気信号の等価屈折率を考慮した伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。図中の１３は外部信号源５や負荷抵抗６と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。
駆動電圧を下げ、マイクロ波等価屈折率ｎｍを光の等価屈折率ｎｏに近づけるためにＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くした場合を考察する。この場合、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は３０Ωあるいはそれ以下と低くなる。
さて、第１の従来技術では、その他の線路７、８、１０、１１の特性インピーダンス、つまり入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２の抵抗値ＺＬは全て相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３と等しくしていた（つまり、Ｚ１＝Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬ）。
その結果、外部信号源５の負荷抵抗６からｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスＺｉｎの実部Ｒｅ（Ｚｉｎ）は図２３の実線で示すようにほとんど周波数ｆに依存せず、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３と一致し、３０Ωもしくはそれ以下と低かった。
それに伴い、光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜２は入力インピーダンスＺｉｎと外部信号源５の負荷抵抗６（インピーダンスＲｇ）とのインピーダンス不整合のために、図２４に示すように、周波数ｆとともに急速に劣化し３ｄＢ光変調帯域として１０ＧＨｚを確保することが極めて困難であった。
なお、Ｚ１＝Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬと仮定すると、Ｚｉｎ（この場合には、Ｚｉｎ＝Ｚ３）が３０Ω以下、例えば２２Ωになると高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ１１）は図２５に示すように−１０ｄＢよりも高く（悪く）なってしまう（Ｒｇ＝５０Ω、Ｚ３＝２２Ωの場合には−８．２ｄＢとなる。なお、実際の実験では、わずかなインピーダンス不整合により反射された高周波電気信号が重畳され、−５ｄＢ程度にまで劣化することになる）。ここで、高周波電気信号のパワー反射率（Ｓ１１）は次の式で与えられる。
Ｓ１１＝｜（Ｒｇ−Ｚｉｎ）／（Ｒｇ＋Ｚｉｎ）｜２ （１）
また、反射された高周波電気信号が外部信号源５へ戻る際には、変調された光パルスのジッタを増加させてしまうという問題もある。
［第２の従来技術］
第１の従来技術における外部信号源５の特性インピーダンスＲｇと相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３とのインピーダンス不整合を改善するための技術として、特許文献１として提案された第２の従来技術について説明する。ここで、図１５から図２５に示した第１の従来技術と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。
図２６に第２の従来技術に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。第２の従来技術においても第１の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部、ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタ芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。これらの第１の従来技術と同じ構成に加えて、図２６に示す第２の従来技術には長さＬ６のインピーダンス変換部ＶＩが付加されている。
図２６の相互作用部ＩＩＩのＢ−Ｂ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図２７に示す。図１６に示した第１の従来技術と同様に、図２７に示す第２の従来技術でもＣＰＷのギャップＷを１５μｍ程度以下と極めて狭く設定した場合を想定する。ＣＰＷのギャップＷをこのように狭くすると、前述のように駆動電圧を低減できるとともに高周波電気信号のマイクロ波等価屈折率ｎｍを相互作用光導波路３ａ、３ｂを伝搬する光の等価屈折率ｎｏに近づけることができるという利点はあるものの、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は３０Ωかそれ以下となる（第１の従来技術で述べたように例えば２２Ω）。
またインピーダンス変換部ＶＩのＣ−Ｃ’におけるｘ−カットＬＮ光変調器としての断面図を図２８に示す。インピーダンス変換部ＶＩにおけるＣＰＷのギャップＷ’は５０μｍ程度と相互作用部ＩＩＩにおけるＣＰＷのギャップＷよりも広く設定される。
図２９には第２の従来技術の等価回路を示す。図２２に示した第１の従来技術と同じく、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、第２の従来技術には特性インピーダンスＺ６のインピーダンス変換部ＶＩ（あるいは線路１４）が付加されている。
図２９中の１３は外部信号源５の負荷抵抗６（特性インピーダンスＲｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図２９においてＺｉｎ’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第２の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。
つまり、Ｚｉｎ’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。
前述のように、第２の従来技術においてはＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下と狭くしたので、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３は２２Ωなど、３０Ωあるいはそれ以下と低くなっている。
次に、インピーダンス変換部ＶＩの作用について考察する。簡単のために、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬについて、Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬが成り立っているとする。
この場合の等価回路を図３０に示す。ここで、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４、Ｚ５、ＺＬを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路１５の特性インピーダンスをＺ３’とした。また、図２６に記した特性インピーダンスがＺ６であるインピーダンス変換部ＶＩの長さを図３０にもＬ６として示している。
ここで、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１を外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇと同じ５０Ωとする。
伝送線路の縦続接続の理論からよく知られているように、異なる２つの特性インピーダンスＺｉとＺｊの間に特性インピーダンスがＺで電気的長さがＬであるインピーダンス変換部がある場合に、Ｚ、Ｚｉ、Ｚｊ及びＬの間に
Ｚ ＝（Ｚｉ・Ｚｊ）１／２ （２）
Ｌ ＝ λ／４ （３）
が成り立つならば、ＺｉとＺｊの間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。ここで、λは高周波電気信号の電気的波長である。ＺｉとＺｊの相乗平均で表されたＺを整合インピーダンスと呼ぶ。
なお、この第２の従来技術では、Ｚ１がＺｉに、Ｚ３’がＺｊに、Ｚ６がＺに、Ｌ６がＬに対応する。つまり、この場合には入力用フィードスルー部I（Ｚ１）と合成部ＩＩＩ’（Ｚ３’）との間にインピーダンス整合が成り立ち、電気的反射は無くなる。以下においては簡単のために、（２）式のＺｉをＺ１、ＺｊをＺ３’、ＺをＺ６、さらに（３）式のＬをＬ６として説明する。
なお、この第２の従来技術では、λは外部信号源５からの高周波電気信号がインピーダンス変換部ＶＩのＬＮ基板を伝搬する際の波長であり、ＬＮ基板を伝搬する電磁波の波長という意味で管内波長と呼ばれる。具体的には、高周波電気信号の真空中での波長をλ０とし、高周波電気信号がＬＮ基板を伝搬する際の等価屈折率をｎｍ’とするとλは
λ＝λ０／ｎｍ’ （４）
として与えられる。
次に、Ｚ１＝Ｒｇ＝５０Ω、Ｚ３’＝２２Ωとした場合の電気的パワー反射率Ｓ１１の周波数ｆに対する依存性について計算した例を図３１に示す。ここで、インピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６は３３．２Ωとなる。また、インピーダンス変換部ＶＩの長さＬ６はその等価屈折率ｎｍ’を２．５として６ｍｍとなる。なお、相互作用部ＩＩＩとインピーダンス変換部ＶＩにおける各々の中心導体の幅ＳとＳ’は同じとした。
図３１からわかるように、（２）式と（３）式を満足するようにインピーダンス変換部ＶＩを設計すると、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなどの特定の周波数において、Ｓ１１を−５０ｄＢ以下とでき、電気的なパワー反射をほぼ完全になくすことができる（なお、実際の実験において、ケーブルの接続部などからの電気的な反射などによりＳ１１は負の無限大になることはないが、この第２の従来技術では（２）式と（３）式の条件を満たすものとする）。
以上述べたように、この第２の従来技術では（２）式と（３）式を満たす特定の周波数（ここでは、５ＧＨｚ、１０ＧＨｚ、１５ＧＨｚ、２０ＧＨｚなど）においては、高周波電気信号の電気的な反射をほぼ完全になくすことができるが、通常、電気的パワー反射率Ｓ１１としては−５０ｄＢ、あるいはそれ以下といった極めて小さな値は必要ではなく、最低−１２ｄＢ、あるいは−１５ｄＢ程度あれば充分であり、いわばオーバースペックと言える。
逆に、図３１から明らかなように、７．５ＧＨｚ、１２．５ＧＨｚ、１７．５ＧＨｚにおいては、電気的パワー反射率Ｓ１１はその包絡線（図３１中の破線）である−８．２ｄＢのレベルまで劣化してしまい、第１の従来技術のレベルのように実用上使用できないほどの悪い反射特性となってしまう。
また、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、高周波電気信号の等価屈折率ｎｍは２．５前後と小さい。従って、インピーダンス変換部ＶＩの長さは（３）式と（４）式からわかるように、比較的長くなってしまう（この第２の従来技術では６ｍｍ）。特に図２６に示したように、インピーダンス変換部ＶＩを相互作用部ＩＩＩに垂直、あるいは大きな角度を持って形成する場合にはＬＮ光変調器としての素子の横幅が大きくなり、１枚のＬＮ基板ウェーハ当たりにとることのできるＬＮ光変調器の数が少なくなってしまうという問題もあった。
さらには、前述のように、インピーダンス変換部ＶＩの中心導体の幅Ｓ’は相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅Ｓと同じ大きさ（一般には、１０μｍ前後）と狭いので、インピーダンス変換部ＶＩにおいて、高周波電気信号が減衰しやすく、高周波電気信号が相互作用部ＩＩＩにおける光変調に充分には利用できないという問題もあった。
特開２００５−３７５４７号公報
以上のように、入力側や出力側のフィードスルー部や相互作用部などのＣＰＷ進行波電極を構成する各部が全て同じ特性インピーダンスであった第１の従来技術に係る光変調器では、駆動電圧を低減するとともに、マイクロ波等価屈折率を光の等価屈折率に近づけるために、バッファ層を薄くしたり、ＣＰＷ進行波電極のギャップを狭くすると、外部回路とのインピーダンス不整合が生じ、その結果、電気的パワー反射率の周波数特性が悪いとともに、変調周波数に対して光変調帯域が急速に劣化するという問題があった。またこれを解決するために、上記（２）式と（３）式を満たすインピーダンス変換部を設ける第２の従来技術では、特定の周波数において、電気的な反射をほぼ無視できるほどに、電気的パワー反射率を極めて小さくできるものの、他の周波数においては第１の従来技術のレベルにまで電気的な反射特性が劣化し、電気的な反射の観点から実用上使用できないという問題があった。さらに、第２の従来技術では光を変調する相互作用部とインピーダンス変換部の中心導体の幅が等しかったので、電気的な等価屈折率が比較的小さくなり、λを管内波長としてλ／４で与えられるインピーダンス変換部の長さが長くなり、結果的に１枚のウェーハ当たり生産できるＬＮ光変調器の数が大幅に制限されるという問題があった。また、第２の従来技術ではインピーダンス変換部の中心導体の幅が相互作用部における中心導体と同程度まで狭く、インピーダンス変換部において高周波電気信号が減衰しやすく、相互作用部において充分には利用できないという問題もあった。
上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つからなるインピーダンス変換部を具備し、前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする。
本発明の請求項２の光変調器は、請求項１に記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が前記進行波電極の一部に形成されていることを特徴とする。
本発明の請求項３の光変調器は、請求項１もしくは請求項２のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部の間の前記進行波電極に形成されていることを特徴とする。
本発明の請求項４の光変調器は、請求項１もしくは請求項２のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が、前記相互作用部と前記入力用フィードスルー部の間の前記進行波電極、及び前記入力用フィードスルー部により構成されていることを特徴とする。
本発明の請求項５の光変調器は、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも一つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項６の光変調器は、請求項１から請求項４のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、そのうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均の少なくとも１つと同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項７の光変調器は、請求項１から請求項６のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が前記相互作用部の前記中心導体の幅よりも広いことを特徴とする。
本発明の請求項８の光変調器は、請求項１から請求項７のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部の前記中心導体の少なくとも一部が前記光導波路の長手方向に配置されていることを特徴とする。
本発明の請求項９の光変調器は、請求項１から請求項８のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部は、前記相互作用部が形成されている前記基板とは別体の基板上に形成されていることを特徴とする。
本発明の請求項１０の光変調器は、請求項１から請求項９のいずれか一つに記載の光変調器において、前記入力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が給電される給電部を有し、前記出力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が出力される出力部を有しており、前記相互作用部の長さが、前記給電部から前記出力部までの前記基板の長手方向における距離よりも長いことを特徴とする。
本発明の請求項１１の光変調器は、請求項１から請求項１０のいずれか一つに記載の光変調器において、前記相互作用部における前記光の位相が変調される領域の始点から前記光導波路に光を入射するための光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離が、前記高周波電気信号の前記給電部から前記光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短いことを特徴とする。
本発明の請求項１２の光変調器は、請求項１から請求項１１のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つの前記中心導体と前記接地導体の間のギャップが、前記相互作用部の前記中心導体と前記接地導体の間のギャップよりも広いことを特徴とする。
本発明の請求項１３の光変調器は、請求項１から請求項１２のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、少なくとも２つの前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が互いに異なることを特徴とする。
本発明の請求項１４の光変調器は、請求項１から請求項１３のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部の数が等しいことを特徴とする。
本発明の請求項１５の光変調器は、請求項１から請求項１４のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均の特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部を有することを特徴とする。
本発明の請求項１６の光変調器は、請求項１から請求項１５のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるとともに、その差が約±７Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項１７の光変調器は、請求項１から請求項１５のいずれか一つに記載の光変調器において、前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるとともに、その差が約±１５Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする。
本発明の請求項１８の光変調器は、請求項１から請求項１７のいずれか一つに記載の光変調器において、前記基板がリチウムナイオベートからなることを特徴とする。
本発明の請求項１９の光変調器は、請求項１から請求項１７のいずれか一つに記載の光変調器において、前記基板が半導体からなることを特徴とする。
本発明によれば、光変調器の駆動電圧を下げるとともに光と高周波電気信号の速度を近づけるなどの工夫をした結果、相互作用部の特性インピーダンスが低くなりすぎ、入力用フィードスルー部、入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタ、あるいは外部回路の特性インピーダンスとのインピーダンス不整合が生じた場合にも、光変調器を使用する周波数領域全体において高周波電気信号の電気的反射を低減できる。そして、本発明では、ある特定の、もしくは周期的に特定の周波数においてのみ著しく電気的反射が改善されるわけではなく、実用上差し支えない程度に電気的な残留反射を生じさせ、その代わりに広い範囲にわたって電気的反射特性を改善している。従って、外部回路への悪影響や光パルスのジッタなどを低減することができるばかりでなく、光変調指数の周波数劣化を抑圧することが可能であるという利点がある。また本発明はｘ−カットＬＮ基板のみでなく、ｚ−カットＬＮ基板、あるいはＩｎＰ基板やＧａＡｓ基板などの半導体基板などその他の基板にも適用可能であるという利点もある。
以下、本発明の実施形態について説明するが、図１５から図３１に示した従来の実施形態と同一番号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一番号を持つ機能部の説明を省略する。
［第１の実施形態］
図１に本発明の第１の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。この第１の実施形態においても第１の従来技術や第２の従来技術と同様に、Ｉは入力用フィードスルー部であり、不図示のコネクタの芯線に接続される。ＩＩは入力側接続部、ＩＩＩは相互作用部、ＩＶは出力側接続部、及びＶは出力用フィードスルー部である。出力用フィードスルー部Ｖは不図示のコネクタの芯線（あるいは金リボンや金ワイヤー）もしくは終端抵抗に接続されるのも同じである。ＶＩＩは長さＬ７の第１インピーダンス変換部、ＶＩＩＩは長さＬ８の第２インピーダンス変換部である。
なお、出力用フィードスルー部Ｖの中心導体や中心導体と接地導体間のギャップの形状は図１に示した直線的な構造に限らず、特性インピーダンスを規定し易い曲線テーパ形状でも良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。
この本発明の第１の実施形態は第２の従来技術と同様にインピーダンス変換部を有しているが、第２の従来技術と異なり、インピーダンス変換部が２つの部分、即ち第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩから構成されている。また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩは不図示の光導波路３、あるいは３ａ、３ｂとほぼ平行方向に形成している。
図２は第１インピーダンス変換部ＶＩＩである図１のＤ−Ｄ’における断面図であり、Ｓ’’とＷ’’は各々中心導体の幅とギャップである。図３は第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩである図１のＥ−Ｅ’における断面図であり、Ｓ’’’とＷ’’’は各々中心導体の幅とギャップである。なお、図４は相互作用部ＩＩＩのＦ−Ｆ’における断面図であり、第２の従来技術について説明した図２７と基本的に同じである。
この本発明の第１の実施形態では、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩにおける高周波電気信号の減衰を抑圧するために、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体の幅を相互作用部ＩＩＩの中心導体の幅（例えば、８μｍ）よりも広くしている。ここでは、互いに等しく、例えば５０μｍとした。つまり、Ｓ’’＝Ｓ’’’＞Ｓとなっている。但し、勿論第１インピーダンス変換部ＶＩＩの中心導体の幅Ｓ’’を第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体の幅Ｓ’’’よりも広くする、あるいはその逆とするなど、インピーダンス変換部が複数から構成されている場合にはそれらの中心導体の幅を異ならしめても良い。なお、入力用フィードスルー部Ｉとの整合を考えた場合、Ｓ’’＞Ｓ’’’とした方が好ましい。
また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンス（Ｚ７）と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンス（Ｚ８）を異ならしめる（ここでは、Ｚ７＞Ｚ８）ために、第１インピーダンス変換部ＶＩＩのギャップ（例えば７０μｍ）を第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩのギャップ（例えば３０μｍ）よりも広くしている（Ｗ’’＞Ｗ’’’）。
図５に本発明の第１の実施形態についての等価回路を示す。図２２に示した第１の従来技術や図２９に示した第２の従来技術と同じく、Ｚ１は入力用フィードスルー部Ｉ（あるいは線路７）、Ｚ２は入力側接続部ＩＩ（あるいは線路８）、Ｚ３は相互作用部ＩＩＩ（あるいは線路９）、Ｚ４は出力側接続部ＩＶ（あるいは線路１０）、Ｚ５は出力用フィードスルー部Ｖ（あるいは線路１１）の特性インピーダンスであるが、本発明の第１の実施形態には、長さがＬ７で特性インピーダンスＺ７の第１インピーダンス変換部ＶＩＩ（あるいは線路１６）と長さがＬ８で特性インピーダンスＺ８の第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩ（あるいは線路１７）が付加されている。
第１の従来技術と第２の従来技術についての説明と同様に、図５中の１３は外部信号源５の負荷抵抗６（特性インピーダンスＲｇ）と入力用フィードスルー部Ｉとの境界を表す。図５においてＺｉｎ’’は外部信号源５と外部信号源５の負荷抵抗６から第２の従来技術のｘ−カットＬＮ光変調器を見た入力インピーダンスである。
つまり、Ｚｉｎ’’は入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７、第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬを伝送線路の縦続接続の考え方で合成した特性インピーダンスと言える。
なお、本発明の効果を示すために、本発明の第１の実施形態においてもＣＰＷギャップＷを１５μｍ以下、つまり、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３が２２Ωなどと低い場合を例にとり考察する。
次に、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの作用について考察する。簡単のために、従来技術の場合と同じく、入力側接続部ＩＩの特性インピーダンスＺ２、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３、出力側接続部ＩＶの特性インピーダンスＺ４、出力用フィードスルー部Ｖの特性インピーダンスＺ５、及び終端抵抗１２のＺＬについて、Ｚ２＝Ｚ３＝Ｚ４＝Ｚ５＝ＺＬが成り立っているとする。
この場合の等価回路を図６に示す。ここで、図３０に示した第２の従来技術と同じくＺ２、Ｚ３、Ｚ４、Ｚ５、ＺＬを合成して形成した合成部ＩＩＩ’を表す伝送線路１５の特性インピーダンスをＺ３’とした。また、図１に示記した特性インピーダンスがＺ７である第１インピーダンス変換部ＶＩＩと特性インピーダンスがＺ８である第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの各々の長さＬ７、Ｌ８を図６中にも記している。
ここで、説明の簡単のために、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１は外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇと同じ５０Ωとするが、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスＺ１は５０Ωよりも低い場合もある。
入力用フィードスルー部Ｉに接続する不図示のコネクタ芯線（あるいは、金ワイヤーや金リボンの場合もあるが、本発明では入力用フィードスルー部Ｉに給電する手法を総称してコネクタ芯線と呼ぶ）は数十μｍから数百μｍと厚い金属であり、厚い金属は特性インピーダンスを低下させる。従って、不図示のコネクタ芯線を接続した入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは５０Ωより格段に低くなる場合がある。
ＬＮ光変調器を実際に使用する場合には、不図示のコネクタ芯線は入力用フィードスルー部Ｉに固定されているので、不図示のコネクタ芯線を接続して低下した特性インピーダンスを改めて入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスと考える。この考え方は次に述べるような入力用フィードスルー部Ｉをインピーダンス変換部の一部であるとする考え方の場合に特に重要となる。なお、従来技術と同じく、本発明の全ての実施形態でも、入力用フィードスルー部Ｉの中心導体において高周波電気信号を給電する部位を給電部とし、また、出力用フィードスルーの中心導体において高周波電気信号を取り出す部位を出力部と呼ぶ。
また、入力用フィードスルー部Ｉの長さが短い場合には入力用フィードスルー部Ｉに電気的に接続されるべき不図示のコネクタの特性インピーダンスが重要となる場合がある。
さらに考察を進める。インピーダンス変換を不図示のコネクタや図６の外部信号源５の負荷抵抗６と相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極との間で行うと考えると、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一部であるとみなすことができる。
また、一見、入力用フィードスルー部Ｉ及び、第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの中心導体と接地導体の寸法がほとんど同じであり、全体が入力用フィードスルー部Ｉのように見えていても、不図示のコネクタ芯線を接続した給電部から相互作用部ＩＩＩまでをインピーダンス変換部と考えることができる。
なお、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスは５０Ωの場合が多いが、コネクタの特性インピーダンスや外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇも５０Ωの場合が多い。従って、相乗平均である（２）式の中に入るべきＺ１は入力用フィードスルー部Ｉ、コネクタ、あるいは外部信号源５が有する負荷抵抗６の特性インピーダンスのどれかとして考えることができる。
図１から図６に示した本発明の第１の実施形態は、図２６から図３１に示した第２の従来技術と考え方が全く異なっている。以下、それについて説明する。
第２の従来技術においては、そのインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６の値とその長さＬ６には（２）式と（３）式が同時に成り立つという絶対的な条件があった。そして、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３が例えば２２Ω強と低い場合には、図３１に示したように、ある周波数では電気的な反射がほぼゼロとなるが、その他の周波数ではｘ−カットＬＮ光変調器として実用的上使用できない程の大きな電気的な反射が生じてしまっていた。ちなみに、第２の従来技術においてインピーダンス変換部ＶＩの特性インピーダンスＺ６は（２）式から求まり、３３．２Ωであった。
本発明の第１の実施形態では、（２）式により求められる特性インピーダンスの相乗平均の値はどこにも使用していない。つまり、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７としては（２）式で与えられる３３．２Ωよりも大きな、例えば３７Ωとし、第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８としては（２）式で与えられる値より小さな２９Ωとする。
なお、この第１の実施形態ほどには効果はないが、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８のどちらか一方を（２）式で与えられる３３．２Ωとしても良い。こうしても、ある特定の周波数でのみ完全に電気的反射がなくなる第２の従来技術とは考え方が異なり、広い周波数範囲において残留反射はあるものの（あるいは、残留反射を意図的に残しつつ）実用上充分な程度に電気的反射を抑圧することが可能となる。
こうすることにより、本発明の第１実施形態においては（２）式が成り立たなくなり、ある周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が共振的に良くなることも無くなるが、第２の従来技術のようにいくつかの周期的な周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が極めて悪くなることもない。
この第１インピーダンス変換部ＶＩＩと第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの構成の場合における電気的パワー反射率Ｓ１１の計算結果を図７に示す。図からわかるように、電気的パワー反射率Ｓ１１はある特定の周波数においてのみ負の極めて大きな値をとり、他の周波数において劣化するのではなく、広い周波数範囲において−１５ｄＢ以上は確保できている。この値は１０Ｇｂｐｓの光伝送には充分な電気的反射特性といえる。従って、ｘ−カットＬＮ光変調器から外部信号源５へ反射されて戻る高周波電気信号を抑圧できるので、ジッタの少ない光変調パルスを得ることが可能となる。なお、電気的パワー反射率Ｓ１１の測定結果は図７に示した計算結果とよく一致した。
図８には光の変調指数（パワー変調指数）｜ｍ｜２の周波数応答を示している。電気的な反射が必要充分に抑圧されているので、｜ｍ｜２は滑らかなカーブを描いており、広帯域光変調が可能であることがわかる。
以上のように、本発明はある特定の周波数において電気的な反射が無くなるように構成するのではない。つまり、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射をある程度抑圧する構造とも考えることができる。前述のようにこの意図的にある程度残した反射を残留反射と呼ぶ。
なお、（２）式が成り立っていないので、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの長さＬ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの長さＬ８について（３）式が成り立っても良いが成り立つ必要はない。つまり、本発明の第１の実施形態では（２）式も（３）式も成立する必要はなく、電気的な反射が無くなる事もないので、（２）式と（３）式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ特定の周波数においてのみ原理的に反射が無くなる第２の従来技術と考え方が根本的に異なっている。
また、第１インピーダンス変換部ＶＩＩの特性インピーダンスＺ７と第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩの特性インピーダンスＺ８は（２）式で与えられる相乗平均の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。そして、インピーダンス変換部の特性インピーダンスを（２）式で与えられる相乗平均の値からこれらの値（即ち、約±７Ω以内、あるいは約±１５Ω以内）程度の範囲で異ならしめるという考え方は本実施形態のみでなく、本発明の全ての実施形態に適用可能である。
［第２の実施形態］
図９に本発明の第２の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、Ｘは第２インピーダンス変換部、ＸＩは第３インピーダンス変換部である。
図１０に本発明の第２の実施形態についての等価回路を示す。図５に示した本発明の第１の実施形態についての等価回路とほぼ同じ構成であるが、本実施形態の特徴はインピーダンス変換部が特性インピーダンスＺ９の第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）、特性インピーダンスＺ１０の第２インピーダンス変換部Ｘ（あるいは線路１９）、特性インピーダンスＺ１１の第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）からなる３つのインピーダンス変換部により構成されている点である（なお、インピーダンス変換部の数としては３つ以上でも良い）。
ここで、第１の実施形態と同じく、相互作用部ＩＩＩの特性インピーダンスＺ３を２２Ω、外部信号源５の負荷抵抗６の特性インピーダンスＲｇを５０Ωとすると、第２の従来技術において（２）式から得られる整合インピーダンスは３３．２Ωであった。
本発明においては、第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）の特性インピーダンスＺ９、第２インピーダンス変換部Ｘ（あるいは線路１９）の特性インピーダンスＺ１０、第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）の特性インピーダンスＺ１１の全てを３３．２Ωと異ならしめても良いが、逆に例えば、本発明の第２の実施形態においては、Ｚ９＞Ｚ１０＝３３．２Ω＞Ｚ１１となるように、ＣＰＷのギャップを異ならしめている。なお、Ｚ９、Ｚ１０、Ｚ１１の大小関係についてはこの限りではないし、この内の２つを整合インピーダンス（ここでは３３．２Ω）としても良い。
この第２の実施形態の場合には、第２インピーダンス変換部Ｘの特性インピーダンスＺ１０が（２）式を満たすものの、第１インピーダンス変換部ＩＸ（あるいは線路１８）の特性インピーダンスＺ９と第３インピーダンス変換部ＸＩ（あるいは線路２０）の特性インピーダンスＺ１１は（２）式を満足していない。また、元来、Ｚ９とＺ１１が（２）式を満たさないので、（３）式は満たしても差し支えないが、満たす必要は無い。
この第２の実施形態の場合についても、図７に示した本発明の第１の実施形態と同様の電気的な反射特性を得ることができる。つまり、ある周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が共振的に良くなることもないが、第２の従来技術のようにいくつかの周期的な周波数において電気的パワー反射率Ｓ１１が極めて悪くなることもない。
換言すると、この第２の実施形態についても、広い周波数において電気的な反射を意図的にある程度残し、その代わりに広い周波数範囲において電気的な反射を実用上差しつかえない程度まで抑圧する構造とも考えることができる。つまり、本発明の第２の実施形態でも、電気的な反射が無くなる事もないので、（２）式と（３）式が成り立つことが絶対の条件であり、かつ原理的に反射が無くなる第２の従来技術と考え方が根本的に異なっている。
［第３の実施形態］
図１１に本発明の第３の実施形態に使用するＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＸＩＩは第１インピーダンス変換部、ＸＩＩＩは第２インピーダンス変換部である。本実施形態の場合には、インピーダンス変換部ＸＩＩ、ＸＩＩＩを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成することにより、相互作用部ＩＩＩの長さを充分長く確保している。なお、この考え方は本発明の第２の実施形態を含め、その他の実施形態にも適用可能である。
［第４の実施形態］
図１２に本発明の第４の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、Ｘは第２インピーダンス変換部である。本実施形態では図１１に示した第３の実施形態と同様に、第１インピーダンス変換部ＩＸと第２インピーダンス変換部Ｘを相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して形成しているが、相互作用部の始点から光入射用端面までの基板の長手方向における距離を、高周波電気信号の給電部から光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短くすることにより、図１１に示した第３の実施形態よりも相互作用部ＩＩＩの長さを長く確保している。ここで、光導波路３については、本発明と第１の従来技術と同じなので、光入射用端面については第１の従来技術として紹介した図１５に３０として記している。
このように、インピーダンス変換部を相互作用部ＩＩＩに対して一旦逆方向に折り返して、相互作用部ＩＩＩの長さを極めて長く確保するという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。
さらに、相互作用部ＩＩＩの終点から出力用フィードスルー部Ｖも折り返しても良く、このことは本発明の全ての実施形態について言える。
［第５の実施形態］
図１３に本発明の第５の実施形態に使用する中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなるＣＰＷ進行波電極４の上面図を示す。この第５の実施形態は図１２に示した第４の実施形態の改良版である。本実施形態において、ＩＸは第１インピーダンス変換部、ＸＩＶは第２インピーダンス変換部である。図からわかるように、第１インピーダンス変換部ＩＸの中心導体の幅と第２インピーダンス変換部ＸＩＶの中心導体の幅とを異ならしめている。そして、入力用フィードスルー部Iとの電磁界の整合を考慮し、この場合には第１インピーダンス変換部ＩＸの中心導体の幅を第２インピーダンス変換部ＸＩＶの中心導体の幅よりも広く設定している。
なお、このインピーダンス変換部が複数ある場合に、少なくとも２つのインピーダンス変換部において中心導体の幅を異ならしめるという考え方は本発明の全ての実施形態に適用可能である。この場合、入力用フィードスルー部に近いインピーダンス変換部の中心導体の幅を入力用フィードスルー部から遠いインピーダンス変換部の中心導体の幅よりも広く、つまり入力用フィードスルー部の中心導体の幅に近づけることが良い特性を実現する上で得策である。
［第６の実施形態］
以上の実施形態では、インピーダンス変換部が第１インピーダンス変換部、第２インピーダンス変換部、さらには第３インピーダンス変換部など複数のインピーダンス変換部から構成されていたが、１つのインピーダンス変換部を用いても同様の効果を発揮できる。その１つの実施形態を第６の実施形態として図１４に示す。図中、ＸＩがインピーダンス変換部である。
本発明では（２）式から求まる整合インピーダンスに近い値ではあるが、それよりもやや大きい、あるいは逆にやや小さいなど、（２）式を満たさない特性インピーダンスを有する１つのインピーダンス変換部を用いることにより、複数個のインピーダンス変換部を用いる実施形態ほどではないが、ある程度の電気的な反射を抑圧できる効果を発揮できる。その際には、そもそも（２）式が満たされていないので（３）式も成立しなくて良いことになる。あるいは、従来技術においては、（２）式と（３）式が同時に成り立つことが重要であるので、本実施形態では（２）式は成り立っても、（３）式が成り立たないようにすれば良い。これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。
なお、インピーダンス変換部の特性インピーダンスは（２）式から求まる相乗平均の値よりもやや大きいかやや小さいと述べたが、その値は（２）式の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著である。このことは本発明のその他の実施形態についても成り立つ。
さらに、この第６の実施形態を例にとり、より深く考察する。高周波電気信号は入力用フィードスルー部とインピーダンス変換部を通過して相互作用部に達する。そこで、入力用フィードスルー部Ｉもインピーダンス変換部の一種であると考えると、図１４に示した第６の実施形態において、インピーダンス変換部ＸＩが式（２）と式（３）を満足したとしても、入力用フィードスルー部Ｉとインピーダンス変換部ＸＩの合計として考えた場合に、式（２）と式（３）を同時に満たさず、残留反射があり、かつ電気的反射が小さくなるならば、その実施形態は本発明に属することになる。
つまり、図１４に示した第６の実施形態において、その特性インピーダンスが例えば５０Ωである不図示のコネクタと、相互作用部ＩＩＩの中心導体４ａ、接地導体４ｂ、４ｃからなる進行波電極４との間に式（２）と式（３）が成り立つようにインピーダンス変換部ＸＩを構成していても、入力用フィードスルー部Ｉの特性インピーダンスがコネクタの特性インピーダンスと同じでない限り、その構造は本発明に属する。なぜならば、入力用フィードスルー部Ｉは式（２）と式（３）の条件を壊し、広い周波数範囲において残留反射を生じつつ電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善する新たなインピーダンス変換部の一部として機能するからである。
例えば、入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩに対して、式（２）と式（３）の条件が成り立つように、インピーダンス変換部ＸＩを構成しても、実際には入力用フィードスルー部Ｉにコネクタ芯線を接続したために、入力用フィードスルー部Ｉとコネクタの芯線の合計として考えた場合、コネクタの芯線の厚い金属のために特性インピーダンスが先の入力用フィードスルー部Ｉの値より低下してしまい、入力用フィードスルー部Ｉと相互作用部ＩＩＩに対して式（２）と式（３）の条件が成り立たなくなった場合がこれに当たる。この場合は、コネクタと相互作用部ＩＩＩの間に本発明を適用したと考えられる。さらにこの考え方は不図示の外部信号源の負荷抵抗と相互作用部ＩＩＩについても言える。つまり、負荷抵抗と相互作用部ＩＩＩの間にある不図示のコネクタを含む電気的線路要素を、広い周波数帯において残留反射を生じつつ、電気的反射を実用上差しつかえないレベルまで全体的に改善するインピーダンス変換部として構成することも可能である。なお、これらのことは本発明の全ての実施形態について言える。
［各実施形態について］
以上においては、進行波電極としてはＣＰＷ電極を例にとり説明したが、非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）や対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）などの各種進行波電極、あるいは集中定数型の電極でも良いことは言うまでもない。また、光導波路としてはマッハツェンダ型光導波路の他に、方向性結合器や直線など、その他の光導波路でも良いことは言うまでもない。また少なくとも相互作用部がリッジ構造であっても良い。
インピーダンス変換部が複数のインピーダンス変換部から構成されている場合には、各インピーダンス変換部の特性インピーダンスを異ならしめるのにＣＰＷのギャップを異ならしめたが、その代わりに中心導体の幅、あるいは中心導体の幅とギャップの両方を異ならしめても良い。なお、このことは進行波電極として、ＣＰＷ以外のＡＣＰＳやＣＰＳなどの進行波電極を用いた場合にも適用可能である。
なお、以上において説明した実施形態では、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路にほぼ平行な構造として説明したが、ほぼ平行であること自体はインピーダンス変換とは無関係である。従って、インピーダンス変換部の少なくとも一部が相互作用光導波路に斜めあるいは垂直に配置されていても良いことは言うまでもない。
本発明ではインピーダンス変換部の少なくとも一部に（２）式で与えられる相乗平均の値よりもやや大きいかやや小さい箇所があると述べたが、計算と実験によれば（２）式の値よりも約±１５Ω以内の範囲であれば本発明としての大きな効果を発揮でき、さらに約±７Ω以内の範囲であれば本発明の効果は顕著となる。
さらに、インピーダンス変換部の数が偶数個の場合には特性インピーダンスの値が（２）式の値よりも大きくなるインピーダンス変換部の数と（２）式の値よりも小さくなるインピーダンス変換部の数とを等しくし、インピーダンス変換部の数が奇数個の場合には、上記の各インピーダンス変換部の数を等しくするというこの工夫の他に、一部のインピーダンス変換部の特性インピーダンスを（２）式の値とすることにより広い周波数範囲で電気的反射を抑圧できるので極めて有効である。
以上の本発明の実施形態で説明した第１インピーダンス変換部、第２インピーダンス変換部、さらには第３インピーダンス変換部の特性インピーダンスの値については、本明細書で述べた数値はあくまで例であり、その他の値でも良いことは言うまでもない。
また、中心導体を挟んでマッハツェンダ光導波路の２本の相互作用光導波路を配置する場合、２本の相互作用光導波路の幅を異ならしめておけば、近づけてもＤＣ及び動的消光比の劣化を避けることが可能となる。
以上の実施形態においては、ｘ−カット、ｙ−カットもしくはｚ−カットの面方位、即ち、基板表面（カット面）に対して垂直な方向に結晶のｘ軸、ｙ軸もしくはｚ軸を持つ基板でも良いし、以上に述べた各実施形態での面方位を主たる面方位とし、これらに他の面方位が副たる面方位として混在しても良いし、ＬＮ基板のみでなく、リチウムタンタレートなどその他の基板でも良いことは言うまでもない。
以上の説明においては、インピーダンス変換部はＬＮ光変調器のフィードスルー部と相互作用部の間、即ちＬＮ光変調器のチップ上に形成されていたが、インピーダンス変換部を、アルミナ基板やＬＮ基板など別体の基板に形成してそれとＬＮ光変調器を接続しても同じ効果を得ることができる。
さらにはＩｎＰ基板やＧａＡｓ基板等の半導体基板上に形成する進行波電極型の電界吸収光変調器やマッハツェンダ光変調器など進行波電極を使用する各種の光デバイスに本発明は使用可能である。
以上のように、本発明に係る光変調器は、ＲＦ変調性能について大幅に改善することができるという効果を有し、高速で駆動電圧が低い光変調器として有用である。
本発明の第１の実施形態における進行波電極についての上面図 図１のＤ−Ｄ’線での断面図 図１のＥ−Ｅ’線での断面図 図１のＦ−Ｆ’線での断面図 本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明の第１の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明の第１の実施形態に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図 本発明に係る光変調器の｜ｍ｜２とｆの関係を説明する図 本発明の第２の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第２の実施形態に係る光変調器の等価回路図 本発明の第３の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第４の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第５の実施形態における進行波電極についての上面図 本発明の第６の実施形態における進行波電極についての上面図 第１の従来技術に係る光変調器の斜視図 図１５のＡ−Ａ’線における断面図 第１の従来技術に係る光変調器の動作を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＶπ・ＬとＷの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のｎｍとＷの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＺとＷの関係を説明する図 第１の従来技術の進行波電極についての上面図 第１の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第１の従来技術に係る光変調器のＺｉｎとｆの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器の｜ｍ｜２とｆの関係を説明する図 第１の従来技術に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図 第２の従来技術に係る進行波電極についての上面図 図２６のＢ−Ｂ’線における断面図 図２６のＣ−Ｃ’線における断面図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器の等価回路図 第２の従来技術に係る光変調器のＳ１１とｆの関係を説明する図
符号の説明
１：ｘ−カットＬＮ基板（基板、ＬＮ基板）
２：ＳｉＯ２バッファ層（バッファ層）
３：光導波路
３ａ、３ｂ：相互作用部の光導波路（光導波路）
４：進行波電極
４ａ：中心導体
４ｂ、４ｃ：接地導体
５：外部信号源
６：負荷抵抗
７：入力用フィードスルー部Ｉを表す線路
８：入力側接続部ＩＩを表す線路
９：相互作用部ＩＩＩを表す線路
１０：出力側接続部ＩＶを表す線路
１１：出力用フィードスルー部Ｖを表す線路
１２：終端抵抗
１３：外部信号源及び負荷抵抗と光変調器との境界
１４：インピーダンス変換部ＶＩを表す線路
１５：相互作用部ＩＩＩを含んで合成した伝送線路
１６：第１インピーダンス変換部ＶＩＩを表す線路
１７：第２インピーダンス変換部ＶＩＩＩを表す線路
１８：第１インピーダンス変換部ＩＸを表す線路
１９：第２インピーダンス変換部Ｘを表す線路
２０：第３インピーダンス変換部ＸＩを表す線路
３０：光入射用端面
上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つからなるインピーダンス変換部を具備し、前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が、５ＧＨｚから１０ＧＨｚの間の周波数において−１５ｄＢから−２０ｄＢの間の極小値を持つ電気的パワー反射率を有する残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする。

Claims (15)

  1. 電気光学効果を有する基板と、該基板に形成された光を導波するための光導波路と、前記基板の一方の面側に形成され、前記光の位相を変調する高周波電気信号を印加するための中心導体及び接地導体からなる進行波電極とを有し、
    前記進行波電極が、前記高周波電気信号を印加することにより前記光の位相が変調される領域である相互作用部と、外部回路から前記相互作用部に前記高周波電気信号を印加するための入力用フィードスルー部と前記相互作用部を通過して伝搬してくる前記高周波電気信号を出力するための出力用フィードスルー部を具備する光変調器において、
    前記光変調器は、前記相互作用部の特性インピーダンスと、前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンス、前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンス、もしくは前記外部回路の特性インピーダンスの少なくとも１つの特性インピーダンスとのインピーダンス不整合を低減するための少なくとも１つからなるインピーダンス変換部を具備し、
    前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なる特性インピーダンスを有することを特徴とする光変調器。
  2. 前記インピーダンス変換部が複数からなり、そのうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均の少なくとも１つと同じ特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
  3. 前記外部回路から前記入力用フィードスルー部に印加された前記高周波電気信号が残留反射を生じつつ、かつ前記インピーダンス変換部が無い場合と比較して電気的反射が小さくなって、前記相互作用部に伝搬することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の光変調器。
  4. 前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が前記相互作用部の前記中心導体の幅よりも広いことを特徴とする請求項１から請求項３に記載の光変調器。
  5. 前記インピーダンス変換部の前記中心導体の少なくとも一部が前記光導波路の長手方向に配置されていることを特徴とする請求項１から請求項４に記載の光変調器。
  6. 前記インピーダンス変換部は、前記相互作用部が形成されている前記基板とは別体の基板上に形成されていることを特徴とする請求項１から請求項５に記載の光変調器。
  7. 前記入力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が給電される給電部を有し、
    前記出力用フィードスルー部の中心導体は、前記高周波電気信号が出力される出力部を有しており、
    前記相互作用部の長さが、前記給電部から前記出力部までの前記基板の長手方向における距離よりも長いことを特徴とする請求項１から請求項６に記載の光変調器。
  8. 前記相互作用部における前記光の位相が変調される領域の始点から前記光導波路に光を入射するための光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離が、前記高周波電気信号の前記給電部から前記光入射用端面までの前記基板の長手方向における距離よりも短いことを特徴とする請求項１から請求項７に記載の光変調器。
  9. 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つの前記中心導体と前記接地導体の間のギャップが、前記相互作用部の前記中心導体と前記接地導体の間のギャップよりも広いことを特徴とする請求項１から請求項８に記載の光変調器。
  10. 前記インピーダンス変換部が複数からなり、少なくとも２つの前記インピーダンス変換部の前記中心導体の幅が互いに異なることを特徴とする請求項１から請求項９に記載の光変調器。
  11. 前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部の数が等しいことを特徴とする請求項１から請求項１０に記載の光変調器。
  12. 前記インピーダンス変換部が複数からなり、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均よりも大きな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均よりも小さな特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部と、前記相乗平均の特性インピーダンスを有する前記インピーダンス変換部を有することを特徴とする請求項１から請求項１１に記載の光変調器。
  13. 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約±７Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１から請求項１２に記載の光変調器。
  14. 前記インピーダンス変換部のうちの少なくとも１つが、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部の特性インピーダンスとの相乗平均、前記相互作用部の特性インピーダンスと前記入力用フィードスルー部に電気的に接続されるべきコネクタの特性インピーダンスとの相乗平均、もしくは前記相互作用部の特性インピーダンスと前記外部回路の特性インピーダンスとの相乗平均と異なるととともに、その差が約±１５Ω以内である特性インピーダンスを有することを特徴とする請求項１から請求項１２に記載の光変調器。
  15. 前記基板が半導体からなることを特徴とする請求項１から請求項１４に記載の光変調器。
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