JP5308552B2 - 光変調器 - Google Patents

Description

本発明は電気光学効果や熱光学効果を利用して、光導波路に入射した光を変調して光信号として出射する光変調器に関する。

代表的な光変調器として誘電体材料を用いた光変調器がある。近年、高速、大容量の光通信システムが実用化されているが、このような高速、大容量の光通信システムに組込むための高性能な光変調器の開発が求められている。

このような要望に応える光変調器として、リチウムナイオベート（ＬｉＮｂＯ_３）のように電界を印加することにより屈折率が変化する、いわゆる電気光学効果を有する基板（以下、ＬＮ基板と略す）に光導波路と進行波電極を形成した進行波電極型リチウムナイオベート光変調器（以下、ＬＮ光変調器と略す）がある。このＬＮ光変調器は、その優れたチャーピング特性から２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、１０Ｇｂｉｔ／ｓの大容量光通信システムに適用されている。最近はさらに４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光通信システムにも適用が検討されている。

以下、リチウムナイオベートの電気光学効果を利用した従来のＬＮ光変調器の特徴と問題点について考察する。

（第１の従来技術）
近年、開発が進んでいる４０Ｇｂｉｔ／ｓの超大容量光通信システムには、ＤＰＳＫや例えば特許文献１にその原理が開示されているＤＱＰＳＫのような位相変調器型のＬＮ光変調器が適用されている。

例えば特許文献１において開示されているＤＱＰＳＫの信号を発生させる方法について、それを具現化するＬＮ光変調器の模式的な構造図を図９と図１０に示す。ここで、説明をわかり易くするために、図９には光導波路のみを示している。このように、ＤＱＰＳＫ型ＬＮ光変調器の光導波路は２つの小さなマッハツェンダ干渉系（あるいは、マッハツェンダ光導波路）とその２つの小さなマッハツェンダ干渉系を合成する１つの大きなマッハツェンダ干渉系により構成されている。

図中、１はｚ−カットＬＮ基板、２はＳｉＯ_２バッファ層、３は光導波路である。３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄは次の図１０で述べる進行波電極を伝搬する高周波電気信号と光が相互作用する光導波路であり、この相互作用する領域Ｉを相互作用領域（あるいは、相互作用部）、この領域の光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄを相互作用光導波路と呼ぶ。

図１０には図９に示した光導波路３に加えて、相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄを伝搬する光と、相互作用領域Ｉにおいて相互作用する高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄを伝搬させる進行波電極も示している。なお、説明を簡単にするために温度ドリフト抑圧のためのＳｉ導電層は省略した。また、ＳｉＯ_２バッファ層２の厚みは１μｍ前後である。

ＬＮ光変調器に適用する進行波電極としては、特許文献２に開示されたＣＰＷ（共平面線路、あるいはＣｏｐｌａｎａｒ−ｗａｖｅｇｕｉｄｅ）構造が一般的に広く使用されている。このＣＰＷ型の進行波電極の相互作用部には、中心電極（又は、中心電極）の他に接地電極が必要であるが、説明をわかりやすくするために図１０では４つの中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄのみを示し、接地電極を省略した（なお、接地電極については次の図１１に詳しく示している）。また、７はπ／２シフト用電極の中心電極であり、同様に接地電極を省略した。なお、４つの中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの厚みは５〜５０μｍ程度である。

高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、ＳｄがＬＮ光変調器に入力されると、これらの高周波電気信号は図１０のＩＩとして示した入力側フィード部を経由して相互作用領域Ｉに達し、そこで光と相互作用する。

さて、図１０に示した従来のＤＱＰＳＫ型ＬＮ光変調器を例にとり、複数の中心電極を有する従来技術のＬＮ光変調器の問題点について考察する。ＬＮ光変調器のチップの長さは５０ｍｍ程度と長いが、１枚のウェーハから多くのチップを得るために、その横幅（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の長さ）は２ｍｍから５ｍｍ程度と短い。そのため、ｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向における入力側フィード部ＩＩに割り当てることのできるこの領域の幅も比較的狭くなってしまう。

図１１には図１０における入力側フィード部ＩＩの詳細な横断面構造（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の断面図）を示す。

図１１では図１０においては省略した接地電極も示している。ここで、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅をＳ、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅとの間のギャップをＷ、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅をＧとする。以下、図１１について詳細に考察する。

図１１の構造はいわば中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄが接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄを介して相対向している平面型（あるいは、プレーナ型）のＣＰＷ構造と言うことができる。この平面型のＣＰＷ電極構造では、中心電極４ａに対して接地電極５ａ、５ｂ、中心電極４ｂに対して接地電極５ｂ、５ｃ、中心電極４ｃに対して接地電極５ｃ、５ｄ、中心電極４ｄに対して接地電極５ｄ、５ｅが各々対になっている。そして、従来技術では各中心電極と接地電極の間のギャップもＷと等しい。

その結果、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの各々の等価屈折率ｎ_ａ、ｎ_ｂ、ｎ_ｃ、ｎ_ｄの間にはｎ_ａ＝ｎ_ｂ＝ｎ_ｃ＝ｎ_ｄの関係が成り立っている。このように、各進行波電極を伝搬する高周波電気信号が同じ等価屈折率を有する場合には高周波電気信号が互いに結合しやすく、高周波電気信号が伝搬するとともに電気的クロストークが生じやすい。なお、高周波電気信号の等価屈折率は進行波電極の等価屈折率と表現する場合もある。

ギャップＷと比較して接地電極の幅Ｇを広くすることにより、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の（あるいは、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄとの間の）クロストークを抑圧できる。つまり、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅ＧとギャップＷの比は、高周波電気信号間の電気的クロストークに大きな影響を与える。なお、一般に、電気的クロストークを充分に小さくするためには、接地電極の幅ＧをギャップＷの４〜５倍とすることが望ましい。以下、従来技術の問題点について順を追って考察する。

図１２には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅとの間のギャップＷをとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の特性インピーダンスＺを、右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを示している。図からわかるように、進行波電極の特性インピーダンスＺが不図示の外部回路の特性インピーダンスと一致する５０ΩとなるギャップＷ_１では接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなる。また、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くしようとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷが狭くなり（例えば、その時のＷをＷ_２とすると、Ｗ_２＜Ｗ_１となる）、進行波電極の特性インピーダンスＺが５０Ωよりも著しく低くなってしまう。

図１３には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷをとり、縦軸に進行波電極から高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄが不図示の外部電気回路に戻る電気的パワー反射係数（あるいは、電気的パワー反射率）Ｓ_１１を示す。図１２に述べたように、ギャップＷ_１の場合における進行波電極の特性インピーダンスＺは５０Ωであるから、電気的パワー反射係数Ｓ_１１は極めて小さくなる。一方、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップがＷ_２と狭いと、進行波電極の特性インピーダンスＺは５０Ωよりもかなり低く（例えば、３０Ω弱）なるので、図１３に示すように電気的パワー反射係数Ｓ_１１が−１０ｄＢ程度、あるいはそれ以上と大きくなってしまい、高速光変調を行うＬＮ光変調器用の進行波電極として好ましくない。

図１４には横軸に中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと接地電極５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ間のギャップＷをとり、左側の縦軸にはＣＰＷ進行波電極の中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ（あるいは、高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄ）との間の電気的クロストークを示している。なお、図１２と同様に右側の縦軸には接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを示す。図１２でも述べたように、進行波電極の特性インピーダンスが５０ΩとなるギャップＷ_１では接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなる。

例えば、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅と同じ程度にまで狭くなると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の電気的クロストークが−１０ｄＢ程度、あるいはそれ以上と劣化し、進行波電極としては好ましくない。なお、図１２に示した５０Ωよりも低い特性インピーダンスとなるギャップＷ_２では電気的クロストークが−２０ｄＢ以下と優れてはいるが、電気的パワー反射係数Ｓ_１１が劣化するので、これもまた進行波電極として好ましくない。

前述のように、入力側フィード部ＩＩに割り当てることができる幅（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向に入力側フィード部ＩＩを割り当てることのできる幅）は限られている。そこで、以上において述べた中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間のクロストークと電気的パワー反射係数Ｓ_１１の劣化を抑えようとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを狭くすることが考えられる。

しかしながら、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを狭く（例えば、図１５ではＳ_１と）すると、図１５に示すように高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの伝搬損失αが大きくなるので、図１６に示すようにＬＮ光変調器のパワー変調指数｜ｍ｜^２が周波数（ｆ）とともに著しく劣化してしまい（換言すると、３ｄＢ光変調帯域が狭くなってしまい）、４０Ｇｂｉｔ／ｓ用のＬＮ光変調器としては極めて好ましくない。

例えば、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄの幅Ｓを５μｍとすると、中心電極４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ間の電気的クロストークと電気的パワー反射係数Ｓ_１１の両方を−２０ｄＢ以下に抑えることができるが、このフィード部における高周波電気信号の伝搬損失が著しく増加するため、ＬＮ光変調器としての３ｄＢ帯域は１０ＧＨｚ程度にまで劣化し、４０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送への適用は困難である。

特表２００４−５１６７４３号公報 特許第２１２６２１４号公報

ＬＮ変調器に接続する外部回路への電気的反射を抑えるためには、入力側フィード部として適切な特性インピーダンス（もっとも好ましくは５０Ω）とする必要がある。これを実現するには、中心電極と接地電極との間のギャップ（図１１におけるＷ）を広くする必要があり、結果的に、図１１に示す接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇが狭くなる。さて、従来技術においてはＬＮ光変調器の進行波電極の入力側フィード部はいくつかの中心電極について同じＣＰＷ構造を有していた。つまり、各中心電極を伝搬する高周波電気信号の等価屈折率は互いに等しく、その結果、高周波電気信号の間に電気的クロストークが発生しやすい構造であった。そして、前述のように、中心電極と接地電極との間のギャップを広くしたために、接地電極の幅Ｇが狭くなっていたので、進行波電極を伝搬する高周波電気信号の間に大きな電気的クロストークを生じていた。また、この電気的クロストークを抑圧するために、接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くすると、中心電極と接地電極との間のギャップ（図１１におけるＷ）が狭くなる。その結果、進行波電極としての特性インピーダンスＺが著しく下がり、電気的パワー反射係数Ｓ_１１が劣化していた。さらに特性インピーダンスの低下と、高周波電気信号の間における電気的クロストークの劣化の両方を抑えるために、進行波電極の特性インピーダンスを５０Ωに近く設定し、かつ中心電極と接地電極との間のギャップ（図１１におけるＷ）と比較して図１１に示す接地電極５ｂ、５ｃ、５ｄの幅Ｇを広くするように設定すると、必然的にギャップＷが狭くなり、その結果、進行波電極の中心電極の幅も狭くなった。そして、中心電極の幅が狭くなると高周波電気信号の伝搬損失が増大した。つまり、従来の平面型のＣＰＷ構造からなるフィード部において、特性インピーダンスの低下と、高周波電気信号の間における電気的クロストークの劣化の両方を抑えるように設計すると、高周波電気信号の伝搬損失が大きくなり、ＬＮ光変調器として高速での光変調が困難となっていた。

本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、小型で、高周波電気信号の電気的クロストークと電気的パワー反射率が低く、光変調帯域が広い光変調器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１の光変調器は、基板と、該基板に形成された光導波路と、電圧を印加するための中心電極と接地電極からなる進行波電極とを備え、前記光導波路は、前記進行波電極に電圧を印加することにより屈折率が変化する領域である相互作用部に複数の相互作用光導波路を具備し、前記中心電極と前記接地電極が各々複数からなるとともに、前記相互作用部の前記進行波電極に接続される入力側フィード部の電極が各々複数の中心電極と接地電極からなる光変調器において、前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が前記相互作用部の中心電極に対して折り返されるよう形成され、前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が折り返されるように形成される領域において、複数の前記中心電極と複数の前記接地電極との間における複数のギャップのうち、少なくとも２つが互いに異なっており、前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が折り返されるように形成される領域における複数の前記中心電極と前記接地電極とを伝搬する複数の高周波電気信号の複数の等価屈折率のうち、隣接する少なくとも２つが互いに異なる構造としたことを特徴とする。

本発明の請求項２の光変調器は、前記入力側フィード部における複数の前記中心電極のうち、隣接する少なくとも２つの前記中心電極の幅が互いに異なっていることを特徴とする。

本発明の請求項３の光変調器は、前記入力側フィード部における複数の前記中心電極のうち、隣接する少なくとも２つの前記中心電極の幅についての大小関係が前記入力側フィード部の長手方向において入れ替わっていることを特徴とする。

本発明では進行波電極の入力側フィード部を構成する進行波電極において、複数の中心電極のうち、隣接する中心電極を伝搬する高周波電気信号の等価屈折率を互いに異ならしめることにより、高周波電気信号の間における電気的クロストークを抑圧したまま、各々の中心電極の間にある接地電極の幅を狭くできる。そして、このことは、中心電極と接地電極との間のギャップを広くできること、つまり、進行波電極としての特性インピーダンスをほぼ５０Ωとすることにより、高周波電気信号が外部回路へ戻る電気的なパワーの反射を抑圧できることを意味している。さらに、入力側フィード部の接地電極の幅を狭くできるので、入力側フィード部の中心電極の幅を広くすることも可能となる。従って、高周波電気信号の伝搬損失が低減され、高速光変調を実現することができる。

本発明の実施形態に係わる光変調器を構成する進行波電極を含む上面図 図１における入力側フィード部の横断面図 本発明の原理を説明する図 本発明の原理を説明する図 本発明の原理を説明する図 本発明の原理を説明する図 本発明の原理を説明する図 本発明の原理を説明する図 従来技術によるＤＱＰＳＫ光変調器についての光導波路の構成を示す上面図 従来技術のＤＱＰＳＫ光変調器についての進行波電極を含む上面図 図１０における入力側フィード部の横断面図 従来技術の問題点を説明する図 従来技術の問題点を説明する図 従来技術の問題点を説明する図 従来技術の問題点を説明する図 従来技術の問題点を説明する図

以下、本発明の実施形態について説明するが、図９から図１６に示した従来技術と同一の符号は同一機能部に対応しているため、ここでは同一の符号を持つ機能部の説明を省略する。

（実施形態）
図１に本発明の光変調器に関する実施形態の一つについてその上面図を示す。なお、光変調方式としてＤＱＰＳＫを例にとっているので、光導波路の構造は図９に示した従来技術と同じである。

また、図１１に対応して、図２には図１の入力側フィード部ＩＩＩの横断面図（相互作用光導波路３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄの長さ方向に垂直で、かつｚ−カットＬＮ基板１の表面に平行な方向の断面図）を示す。なお、図２には図１では省略した接地電極も示している。また、説明を簡単にするために、温度ドリフト抑圧のためのＳｉ導電層は省略した。

図２を用いて本発明の原理を詳細に説明する。中心電極４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´の幅を各々Ｓ_ａ´、Ｓ_ｂ´、Ｓ_ｃ´、Ｓ_ｄ´、中心電極４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´と接地電極５ａ´、５ｂ´、５ｃ´、５ｄ´、５ｅ´との間のギャップを各々Ｗ_ａとＷ_ａ´、Ｗ_ｂとＷ_ｂ´、Ｗ_ｃとＷ_ｃ´、Ｗ_ｄとＷ_ｄ´、接地電極５ｂ´、５ｃ´、５ｄ´の幅をＧ_ｂ、Ｇ_ｃ、Ｇ_ｄとする。ここで、本発明の原理の説明を簡単にするためにここではＷ_ａ＝Ｗ_ａ´、Ｗ_ｂ＝Ｗ_ｂ´、Ｗ_ｃ＝Ｗ_ｃ´、Ｗ_ｄ＝Ｗ_ｄ´と仮定するが、以下の議論においてはＷ_ａ≠Ｗ_ａ´、Ｗ_ｂ≠Ｗ_ｂ´、Ｗ_ｃ≠Ｗ_ｃ´、Ｗ_ｄ≠Ｗ_ｄ´の少なくとも１つが成り立っていても良いことは言うまでもない。

さて、本発明においては、Ｗ_ａ≠Ｗ_ｂ、Ｗ_ｂ≠Ｗ_ｃ、Ｗ_ｃ≠Ｗ_ｄの少なくとも１つが成り立つことが不可欠である。但し、本発明としての効果が最も発揮できるのはこれらの条件の全てが成り立つ時である（換言すると、本発明における高周波電気信号Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ、Ｓｄの等価屈折率ｎ_ａ´、ｎ_ｂ´、ｎ_ｃ´、ｎ_ｄ´について、ｎ_ａ´≠ｎ_ｂ´、ｎ_ｂ´≠ｎ_ｃ´、ｎ_ｃ´≠ｎ_ｄ´のどれか１つが成り立つことが不可欠であるが、本発明としての効果が最も発揮できるのはこれらの条件の全てが成り立つ時である）。

以下、本発明の原理について説明するが、わかりやすくするために、図２に示した入力側フィード部の電極構造のうち、中心電極４ａ´と４ｂ´に着目する。つまり、中心電極と接地電極が各々４ａ´と５ａ´、５ｂ´、及び各々４ｂ´と５ｂ´、５ｃ´からなる２つのＣＰＷ電極について考察するが、考察の結果は中心電極と接地電極が各々４ｃ´と５ｃ´、５ｄ´、及び各々４ｄ´と５ｄ´、５ｅ´からなるその他のＣＰＷ電極についても成り立つ。

図３には中心電極４ａ´と４ｂ´を伝搬する高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´との差の絶対値（｜Δｎ_ａｂ｜＝｜ｎ_ａ´−ｎ_ｂ´｜）を横軸にとった場合の高周波電気信号ＳａとＳｂとの結合度を縦軸に示す。なお、接地電極５ｂ´の幅Ｇ_ｂは３０μｍとした。この図からわかるように、中心電極４ａ´と４ｂ´を伝搬する高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´との差が大きくなるにつれて、高周波電気信号ＳａとＳｂとの間の結合度は急速に小さくなる。

図４には横軸に中心電極４ａ´と５ａ´、５ｂ´とのギャップＷ_ａと中心電極４ｂ´と５ｂ´、５ｃ´とのギャップＷ_ｂとの差の絶対値（｜ΔＷ_ａｂ｜＝｜Ｗ_ａ−Ｗ_ｂ｜）をとり、縦軸に中心電極４ａ´と４ｂ´を伝搬する高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´との差の絶対値（｜Δｎ_ａｂ｜＝｜ｎ_ａ´−ｎ_ｂ´｜）をとる。図からわかるように、ギャップＷ_ａとＷ_ｂとの差の絶対値（｜ΔＷ_ａｂ｜＝｜Ｗ_ａ−Ｗ_ｂ｜）が大きくなると高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´との差は大きくなる。

図５は横軸に中心電極４ａ´と５ａ´、５ｂ´とのギャップＷ_ａと中心電極４ｂ´と５ｂ´、５ｃ´とのギャップＷ_ｂとの差の絶対値（｜ΔＷ_ａｂ｜＝｜Ｗ_ａ−Ｗ_ｂ｜）をとり、縦軸に高周波電気信号ＳａとＳｂとのクロストークを示す。図４に示したように、ギャップＷ_ａとＷ_ｂとの差の絶対値（｜ΔＷ_ａｂ｜＝｜Ｗ_ａ−Ｗ_ｂ｜）が大きくなると、高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´との差の絶対値（｜Δｎ_ａｂ｜＝｜ｎ_ａ´−ｎ_ｂ´｜）が大きくなり、その結果、図３に示したように、高周波電気信号ＳａとＳｂとの間の結合度が小さくなり、最終的にこれらの高周波電気信号ＳａとＳｂとの間のクロストークが抑圧される。

図６には接地電極５ｂ´の幅Ｇ_ｂを変数とした場合の高周波電気信号ＳａとＳｂと間のクロストークを示す。図からわかるように、ギャップＷ_ａとＷ_ｂとが等しい場合（つまり従来技術で各々６５μｍとした）、接地電極５ｂ´の幅Ｇ_ｂが小さい場合に高周波電気信号ＳａとＳｂとの間のクロストークが劣化するので、接地電極５ｂ´の幅Ｇ_ｂを広くする必要がある。しかしながら、本発明のように、ギャップＷ_ａとＷ_ｂとを異ならしめる（つまり、高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´とを異ならしめる）ことにより、高周波電気信号ＳａとＳｂとの間のクロストークを抑圧することが可能となる。なお、この例ではギャップＷ_ａとＷ_ｂとして各々６５μｍと９０μｍとした。

以上のように、従来技術と比較して接地電極５ｂ´の幅Ｇ_ｂを狭くすることができるので、ギャップＷ_ａやＷ_ｂを広くすることができるばかりでなく、中心電極４ａ´（や４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´）の幅Ｓ_ａ´（やＳ_ｂ´、Ｓ_ｃ´、Ｓ_ｄ´）を広くすることも可能である。よって、図７にＳ_１´として示すように、広い中心電極を用いることにより、図１５にＳ_１として示した従来技術と比較して高周波電気信号（ここでは、高周波電気信号Ｓａをとり上げて説明している）の伝搬損失を大幅に低減することが可能となる。本発明により中心電極の幅を広く（例えばＳ_１´＝４５μｍ）とすると、高周波電気信号の伝搬損失が低減されるので、図８に示すように、図１６に示した従来技術と比較して大幅に改善された変調指数の周波数特性を実現することが可能となる（つまり、変調の３ｄＢ帯域が改善される）。

（各実施形態）
以上においてＤＱＰＳＫ光変調器を例にとり説明したが、本発明は入力側フィード部に複数の中心電極を有するＬＮ光変調器に有効であるので、ＤＱＰＳＫに限らず１つのマッハツェンダ光導波路からなるＤＰＳＫ、あるいはＤＱＰＳＫよりも多くのマッハツェンダ光導波路を具備するその他の位相変調方式、さらには２電極型の強度変調器にも適用可能であることは言うまでもない。

また、進行波電極における入力側フィード部の全ての中心電極を挟んでｚ−カットＬＮ基板をエッチングし、リッジ加工した、いわゆるリッジ構造についても本発明は成り立つ。また、一部の中心電極についてのみその近傍のｚ−カットＬＮ基板をリッジ加工することにより、リッジ型と平面型の電極構造を組み合わせても良い。また、平面型、リッジ型、あるいは平面型とリッジ型を組み合わせた構造について、各中心電極の下方にあるバッファ層の厚みを入力側フィード部において部分的に異ならしめても良く、その場合には、入力フィード部の進行波電極を伝搬する高周波電極の等価屈折率の差が大きくなるので電気的クロストークを一層抑圧できる。

なお、一般に、中心電極４ａ´と４ｂ´を伝搬する高周波電気信号ＳａとＳｂの等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´とを異ならしめると、進行波電極としての特性インピーダンスも異なる。

例えば、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスを５０Ωよりもある程度低く設定する場合には、中心電極と接地電極との間のギャップを狭くできるので、接地電極の幅を広く設定することが可能となり、高周波電気信号間のクロストークを改善できる。また、逆に、進行波電極の入力側フィード部の特性インピーダンスを５０Ωよりも高く設定すると、入力側フィード部を伝搬する高周波電気信号の電流値が小さくなるので、ジュール熱による減衰を小さくすることができ、その結果高速光変調が可能となる。

さらに、入力側フィード部において部分的にバッファ層を厚くしても良い。あるいは前述のように平面型とリッジ型を組み合わせるなどすることにより、等価屈折率ｎ_ａ´とｎ_ｂ´を異ならしめても、各中心電極の幅や各ギャップを適切に設定することにより、各中心電極についての特性インピーダンスをほぼ互いに同程度とすることも可能である。

さらに、これまで、図１の入力側フィード部ＩＩＩにおいて、各中心電極を伝搬する高周波電気信号の等価屈折率の大小関係が高周波電気信号の伝搬方向（進行波電極の長手方向）において入れ替わることがないように説明をしてきたが、各々の等価屈折率の大小関係が高周波電気信号の伝搬方向において勿論入れ替わっても良いことは言うまでもない。

別の表現をすると、これまで図１の入力側フィード部ＩＩＩの横断面図として示した図２の中心電極４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´の幅Ｓ_ａ´、Ｓ_ｂ´、Ｓ_ｃ´、Ｓ_ｄ´と、中心電極４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´と接地電極５ａ´、５ｂ´、５ｃ´、５ｄ´、５ｅ´との間のギャップ幅、Ｗ_ａ、Ｗ_ａ´、Ｗ_ｂ、Ｗ_ｂ´、Ｗ_ｃ、Ｗ_ｃ´、Ｗ_ｄ、Ｗ_ｄ´が高周波電気信号の伝搬方向において構造的に変化はないとして説明してきたが、これらの大小関係が入力側フィード部ＩＩＩにおける高周波電気信号の伝搬方向において入れ替わっても良いとも言うことができる。そして、この大小関係が入力側フィード部ＩＩＩにおける高周波電気信号の伝搬方向において入れ替わっても良いということは中心電極４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´について成り立つ。

また、ｚ−カットＬＮ基板について説明したが、ｘ−カット、ｙ−カット、あるいはそれらを混合したカットなどその他のカットのＬＮ基板でも良いし、半導体基板などその他の基板でも良い。またバッファ層としてはＳｉＯ_２として説明してきたが、Ａｌ_２Ｏ_３やＳｉＮ、あるいはＳｉＯ_Ｘなど、その他の材料でも良いことは言うまでもない。

電極構成としては構造が対称なＣＰＷ電極を用いた構成について説明したが、構造が非対称なＣＰＷ電極でも良いし、さらには非対称コプレーナストリップ（ＡＣＰＳ）あるいは対称コプレーナストリップ（ＣＰＳ）など、その他の構成でも良い。

以上のように、本発明により、特性インピーダンス、つまり電気的パワー反射率、及び電気的クロストーク、さらには高周波電気信号の伝搬損失、つまり光変調帯域について大幅に改善された光変調器を提供できる。

１：ｚ−カットＬＮ基板（基板）
２、９：ＳｉＯ_２バッファ層
３、３０：マッハツェンダ光導波路（光導波路）
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ：相互作用光導波路
４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ａ´、４ｂ´、４ｃ´、４ｄ´、７：中心電極
５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ、５ａ´、５ｂ´、５ｃ´、５ｄ´、５ｅ´：接地電極

Claims (3)

1. 基板と、該基板に形成された光導波路と、電圧を印加するための中心電極と接地電極からなる進行波電極とを備え、前記光導波路は、前記進行波電極に電圧を印加することにより屈折率が変化する領域である相互作用部に複数の相互作用光導波路を具備し、前記中心電極と前記接地電極が各々複数からなるとともに、前記相互作用部の前記進行波電極に接続される入力側フィード部の電極が各々複数の中心電極と接地電極からなる光変調器において、
   前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が前記相互作用部の中心電極に対して折り返されるよう形成され、
   前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が折り返されるように形成される領域において、複数の前記中心電極と複数の前記接地電極との間における複数のギャップのうち、少なくとも２つが互いに異なっており、前記入力側フィード部の複数の前記中心電極が折り返されるように形成される領域における複数の前記中心電極と前記接地電極とを伝搬する複数の高周波電気信号の複数の等価屈折率のうち、隣接する少なくとも２つが互いに異なる構造としたことを特徴とする光変調器。
2. 前記入力側フィード部における複数の前記中心電極のうち、隣接する少なくとも２つの前記中心電極の幅が互いに異なっていることを特徴とする請求項１に記載の光変調器。
3. 前記入力側フィード部における複数の前記中心電極のうち、隣接する少なくとも２つの前記中心電極の幅についての大小関係が前記入力側フィード部の長手方向において入れ替わっていることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。

Images