WO2006008963A1

WO2006008963A1 - 位相合成ダイバーシティ受信機

Info

Publication number: WO2006008963A1
Application number: PCT/JP2005/012450
Authority: WO
Inventors: Yuji Yamamoto
Original assignee: Pioneer Corporation
Priority date: 2004-07-22
Filing date: 2005-07-06
Publication date: 2006-01-26
Also published as: US20080031389A1; EP1770876A1; JPWO2006008963A1; JP4361089B2

Abstract

　本発明は、ＦＭ及びＡＭ変調波に対する受信品質の向上等を図り、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下においても有効な受信機を提供することを目的とする。　受信部RXa,RXbから出力される変調信号IFA,IFBを入力し、適応フィルタで適応処理を行うことにより予測信号としての変調信号Y(t)を生成する適応合成部ADFと、変調信号IFA,IFBの包絡線を特徴抽出して特徴抽出信号EVa,EVbを出力する特徴抽出部30,40と、特徴抽出信号EVa,EVbを加算して加算特徴抽出信号Esumを生成する加算部50と、変調信号Y(t)を加算特徴抽出信号Esumに近似させるように、適応合成部ADFの適応フィルタのタップ係数を調整するタップ係数変更部60を備えて構成する。そして、変調信号IFA,IFBがＡＭ変調された信号である場合には、特徴抽出部30,40の通過周波数帯域を、ＡＭ復調される復調信号Sdの周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数f1に切り替え、変調信号IFA,IFBがＦＭ変調された信号である場合には、特徴抽出部30,40の通過周波数帯域を、変調信号IFA,IFBの周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数f2よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替える。

Description

明細書

位相合成ダイバーシティ受信機

技術分野

[0001] 本発明は、受信に際してマルチパスフェージングの影響を抑制する位相合成ダイバーシティ受信機及びその受信方法に関する。

背景技術

[0002] 1つの受信アンテナによって放送電波を受信する車載型カーラジオ等の移動体受信機にあっては、車両が移動すると、受信信号のレベルや位相が急激に変動するいわゆるマルチパスフェージングが発生し、受信品質の劣化を招くという問題がある。

[0003] 従来、このマルチパスフェージングに起因する受信品質劣化の防止対策として、複数の受信アンテナを設けておき、複数の変調信号を合成して復調を行う合成ダイバ一シティ受信方式と、複数の受信アンテナのうち受信品質の良好な受信アンテナを選択して受信するスペースダイバーシティ受信方式と、変調信号から適応ディジタルフィルタを用いてマルチノス歪みをキャンセルする受信方式が提案されて、る。

[0004] 図 1 (a)は、 2つの受信アンテナを備えた従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図であり、特開平 06— 216815号公報に開示されたものと同様の構成を有している。

[0005] 図 1 (a)において、この受信機は、到来電波を受信する受信アンテナ la, lbが接続された 2系統の受信部 RXa, RXbと、加算器 7及び復調回路 8を有して構成されている。

[0006] 各々の受信部 RXa, RXbは、 RFアンプ 2a, 2b、ミキサ 3a, 3b、 IFアンプ 4a, 4b、 I

Fフィルタ 5a, 5bを有して構成されている。

[0007] 受信アンテナ la, lbが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、

RFアンプ 2a, 2bが各々の受信信号を帯域制限して増幅し、ミキサ 3a, 3bへ出力する。ここで、帯域制限に際して、図示しない PLL回路力も供給される制御電圧に従つて、受信周波数に応じた帯域同調を行うようになって!/、る。

[0008] ミキサ 3a, 3bでは、 RFアンプ 2a, 2bの各出力とローカルオシレータ 6から出力されるローカル信号 (局発信号)との掛け合わせが行われ、搬送周波数が例えば 10. 7M Hzとなる中間周波信号が生成される。

[0009] そして、各々の中間周波信号を IFアンプ 4a, 4bが増幅した後、 IFフィルタ 5a, 5b が所定の帯域分割を行って加算器 7に供給することにより、 IFフィルタ 5a, 5bから出力される変調信号 IFA, IFBが加算された加算信号 IFabが加算器 7から出力され、その加算信号 IFabを復調回路 8が復調することによって、復調信号を生成して出力する。

[0010] このように、合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、変調信号 IFA, I FBの位相が同相となる場合に、加算信号 IFabの信号電力が 2倍となることから、遅延波の無いフラットフェージング下において受信品質を向上させることができる。

[0011] 特にキャリア周波数の低い AM放送波を受信する場合、その効果が大きぐ受信感度の向上を図ることが可能である。

[0012] 図 1 (b)は、 2つの受信アンテナを備えた従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。

[0013] 図 1 (b)において、この受信機は、図 1 (a)の受信機と同様に、 2つの受信アンテナ 1 a, lbが接続される 2系統の受信部 RXa, RXbとローカルオシレータ 6を有すると共に、各系統に対応する復調回路 8a, 8bとレベル抽出回路 9a, 9bとノイズ抽出回路 11a , l ibとを有し、更に、信号ノイズレベル比較回路 10及び切替回路 12を有して構成されている。

[0014] 受信アンテナ la, lbが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部 RXa, RXbが帯域同調等を行って、変調信号 IFA, IFBを復調回路 8a, 8bとレベル抽出回路 9a, 9bに供給する。更に、復調回路 8a, 8bが変調信号 IFA, IFBを復調することにより、復調信号 Sda, Sdbを生成してノイズ抽出回路 11a, l ibと切替回路 12に供給する。

[0015] レベル抽出回路 9a, 9bは、各々の変調信号 IFA, IFBの信号成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路 10に供給し、ノイズ抽出回路 11a, l ibは、復調信号 Sda, Sd bに含まれてヽるノイズ成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路 10に供給する。

[0016] 信号ノイズレベル比較回路 10は、レベル抽出回路 9aからの信号成分とノイズ抽出回路 11aからのノイズ成分との強度比（DU比）と、レベル抽出回路 9bからの信号成分とノイズ抽出回路 l ibからのノイズ成分との強度比 (DU比）とを演算し、更に、両者の DU比を比較して、大きな DU比が得られた系統側に切替回路 12を切り替えさせるように制御する。

[0017] すなわち、信号ノイズレベル比較回路 10は、復調回路 8a側の系統の DU比が復調回路 8b側の系統の DU比よりも大きい場合には、切替回路 12を復調回路 8a側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号 Sdaを出力させる。一方、復調回路 8b側の系統の DU比が復調回路 8a側の系統の DU比よりも大きい場合には、切替回路 12を復調回路 8b側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号 Sdbを出力させる。

[0018] このように、スペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、レベル抽出回路 9a, 9bで抽出されるいわゆる希望波（Desired Wave)と、ノイズ抽出回路 11a, 1 lbで抽出されるいわゆる妨害波（Undesired Wave)との強度比（DU比）のうち、大きな DU比の得られる復調信号を選択することによって、受信品質の向上を図ることとしている。

[0019] ただし、切替回路 12が復調回路 8a, 8bから出力される復調信号 Sda, Sdbのうちの 1つを選択することは、 1つの受信アンテナを使用して受信することと実質的に同じであるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式ではある力遅延波のある周波数選択性フージング下では十分な効果が得られな、と、う課題がある。

[0020] 図 2は、上述の適応ディジタルフィルタを用いる方式 (以下「フェイズドアレイ受信方式」と称する)を適用し、 2つの受信アンテナを備えた従来の受信機の構成を表したブロック図である。

[0021] このフェイズドアレイ受信方式の受信機は、図 1 (a) (b)の受信機と同様に、 2つの受信アンテナ la, lbが接続される 2系統の受信部 RXa, RXbと、ローカルオシレータ 6と、適応合成部 ADFと、タップ係数変更部 13と、復調回路 8を有して構成されている。

[0022] 受信アンテナ la, lbが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部 RXa, RXbが帯域同調等を行って変調信号 IFA, IFBを出力し、適応合成部 ADFが、それらの変調信号 IFA, IFBを図示していない AZD変換器でディジタルデータ列の信号に変換して入力するようになっている。

[0023] ここで、適応合成部 ADFは、ディジタルデータ列に変換された変調信号 IFAを所定サンプリング周波数に同期してシフトする n段の遅延素子 Daと、各遅延素子 Daの入出力にタップ係数 a0〜anを乗算する n+ 1個の係数器 (符号省略）と、ディジタルデータ列に変換された信号 IFBを所定サンプリング周波数に同期してシフトする n段の遅延素子 Dbと、各遅延素子 Dbの入出力にタップ係数 b0〜bnを乗算する n+ 1個の係数器 (符号省略）と、これら 2n+ 2個の係数器の全ての出力を加算して、その加算結果である信号 Y(t)を出力する加算器 12とを有して構成されている。

[0024] 別言すれば、適応合成部 ADFは、フィードフォワード型（FIR型）のディジタルフィルタ部を有する等価器としての構成を有して、る。

[0025] タップ係数変更部 13は、次式（1)で表されるように、加算器 12から出力される信号 Y(t)と 1サンプリング周期前に出力された信号 Y(t-1)との二乗和 SUMを演算することによって、信号 Y(t)の包絡線を検出する。更に、次式（2)で表されるように、定数値からなる基準値 Kと二乗和 SUMとの誤差 Errを演算し、誤差 Err力^に近づくようにタツプ係数 a0〜an, b0〜bnを適応的に可変調整する。

[0026] [数 1]

SUM = Y(t) ^a + Y(t - 1 ) ² ·■- ( 1 )

[0027] [数 2]

[0028] このように、タップ係数変更部 13は、誤差 Errが 0に近づくように係数器のタップ係数 a0〜an, b0〜bnを適応的に可変調整することによって、マルチパス歪みを自動的にキャンセルさせ、基準値 (定数値) Kに近似した一定振幅となる信号 Y(t)を加算器 1 2から出力させる。

[0029] なお、このタップ係数変更部 13におけるタップ係数更新アルゴリズムは、 CMA(Co nstant Modulus Algorithm)と呼ばれている。 [0030] そして、復調回路 8が、マルチパス歪みのキャンセルされた信号 Y(t)をディジタル復調することにより、ディジタルデータ列力もなる復調信号を出力する。

[0031] 以上説明したように、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、 CMAによつて適応合成部 ADFのタップ係数 a0〜an, b0〜bnを適応的に可変調整することにより、マルチパス歪みを抑制した変調信号に相当する信号 Y(t)を生成して、受信品質の向上を図ることとしている。

[0032] 更に、フェイズドアレイ受信方式の受信機では、周波数選択性フェージング下とフラットフェージング下の両方の状況において受信品質の向上を図ることが可能となっている。

[0033] 特に、周波数選択性フェージンダカFM波で多く発生し、その FM変調の性質が変調信号によらず振幅が一定であることから、一定振幅の変調信号 Y(t)を生成するようにタップ係数 a0〜an, b0〜bnを可変調整する CMAは、 FM放送を受信する受信機にお、て広く利用されて、る。

[0034] 特許文献 1 :特開平 06— 216815号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0035] ところで、上述した従来の合成ダイバーシティ受信方式と、スペースダイバーシティ受信方式と、フェイズドアレイ受信方式の各受信機では、次のような問題があった。

[0036] まず、図 1 (a)に示した従来の合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、一般に使用されている 10. 7MHzの中間周波信号を周波数分割するために、 IFフィルタ 5a

, 5bがセラミックフィルタで形成されている。

[0037] このため、 IFフィルタ 5a, 5bの素子間での群遅延のばらつきが無視できなくなって

、加算器 7で合成される変調信号 IFA, IFBの位相が同相となるという要件が補償され得なくなり、受信品質のさらなる向上を図ることが難しいという課題があった。

[0038] また、上述の素子間での群遅延のばらつきを低減するための調整が煩雑であり、当該受信機の量産性の向上を図ることが困難となっていた。

[0039] また、合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、変調信号 IFA, IFBの位相が同相となるという要件が満たされた場合には、フラットフェージング下において受信品質を向上させることができる力周波数選択性フェージング下では効果が少ないという問題がある。

[0040] 次に、図 1 (b)に示した従来のスペースダイバーシティ受信方式の受信機では、上述したように、切替回路 12が復調回路 8a, 8bから出力される復調信号 Sda, Sdbのうちの 1つを選択すると、実質的には、 1つの受信アンテナを使用して受信することとなるため、遅延波の無いフラットフージング下では有効な受信方式である力遅延波力 Sあるような周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られな、と、う課題がある。

[0041] 次に、図 2に示した従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機は、近年開発されたものであり、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下における受信に際して、受信品質を向上させるためになされたものである。

[0042] しかし、 CMA〖こよると、適応合成部 ADFは基準値 (定数値) Kに近似した一定振幅となる変調信号 Y(t)を生成して出力するように動作することから、変調信号 IFA, I FB力FM波である場合に限られてしまう。

[0043] このため、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、 FM変調された変調波におけるマルチパス歪みを抑制することが可能である力それ以外の変調波におけるマルチパス歪みの抑制、例えば AM変調波におけるマルチパス歪み、又は、 AM 変調波と FM変調波との両者におけるマルチパス歪みを抑制することができな力つた

[0044] 本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、 FM変調波と AM変調波との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下にお!/ヽても有効な受信機と、その受信方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0045] 請求項 1に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号力各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を出力する特徴抽出手段と、前記特徴抽出手段より出力される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによつて前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を有することを特徴とする。

[0046] 請求項 6に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号力各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を生成する特徴抽出工程と、前記特徴抽出工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程とを有することを特徴とする。

図面の簡単な説明

[0047] [図 1]従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機とスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。

[図 2]従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したプロック図である。

[図 3]本発明の実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。

[図 4]実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。

[図 5]図 4に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。 [図 6]更に、図 4に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。

発明を実施するための最良の形態

[0048] 発明を実施するための最良の形態について、図 3を参照して説明する。図 3は、この実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機 (以下、単に「受信機」と称する)の構成を表したブロック図である。

[0049] 図 3において、この受信機は、複数の受信アンテナ 10a, 10bが接続される複数の受信部 RXa, RXbと、復調回路 70とを有する他、適応合成部 ADFと、特徴抽出部 3

0, 40と、加算部 50及びタップ係数変更部 60とを有して構成されている。

[0050] なお、受信アンテナと受信部との個数にっ、ては、適宜の複数個に決めることができるものであるが、典型的な場合として、本実施形態では、 2個のアンテナ 10a, 10b が接続される 2系統の受信部 RXa, RXbを有した構成として、る。

[0051] 受信部 RXaは、到来電波を受信する受信アンテナ 10aから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号 IFAを出力する。また、受信部 RXbも同様に、受信アンテナ 10aから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号 I

FBを出力する。

[0052] すなわち、各々の受信部 RXa, RXbは、ユーザー等によって選局が行われると、口一カルオシレータ 20から出力されるローカル信号 (局発信号）と、受信アンテナ 10a, 10bから出力される高周波数の受信信号とを掛け合わすことで、中間周波数の中間周波信号を生成し、更に、各々の中間周波信号を増幅して帯域分割を行うことにより、特徴抽出部 30, 40及び適応合成部 ADFに供給するための変調信号 IFA, IFBを出力する。

[0053] 特徴抽出部 30は、変調信号 IFAの振幅を包絡線検波し、検出した包絡線検波信号の所定の周波数帯域成分を抽出することによって、 AM変調されている変調信号 I FAの特徴を示す特徴抽出信号 EVa、又は、 FM変調されている変調信号 IFAの特徴を示す特徴抽出信号 EVaを出力する。

[0054] より詳細に特徴抽出部 30の構成を述べると、変調信号 IFAを包絡線検波する包絡線検波手段と、ユーザー等が選局した放送に応じてカットオフ周波数を切り替える低域通過型フィルタが設けられて、る。

[0055] すなわち、ユーザー等が選局した放送の変調信号 IFAが AM変調されたものであれば、低域通過型フィルタは、 AM変調に対応付けられているカットオフ周波数 flに切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、 AM変調されている変調信号 I

FAの特徴を有する特徴抽出信号 EVaを出力する。

[0056] 一方、ユーザー等が選択した放送の変調信号 IFA力FM変調されたものであれば

、低域通過型フィルタは、 FM変調に対応付けられているカットオフ周波数 f2に切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、 FM変調されている変調信号 IFA の特徴を有する特徴抽出信号 EVaを出力する。

[0057] ここで、低域通過型フィルタがカットオフ周波数 fl, f2を切り替える際の条件として、ユーザー等が選択した放送における変調信号 IFAが AM変調されたもの力、 FM変調されたものなのかを知る必要がある。

[0058] そこで、低域通過型フィルタは、ユーザー等が放送内容を AM変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数 f 1に切り替え、ユーザー等が放送内容を FM変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数 f

2に切り替える。

[0059] 特徴抽出部 40は、特徴抽出部 30と同様の構成を有している。すなわち、変調信号 IFBの振幅を包絡線検波し、その包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、力ットオフ周波数を切り替えることが可能な低域通過型フィルタとを有して構成されている。

[0060] そして、放送内容を AM変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部 40内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数 flに切り替えて包絡線検波信号を通過させ、 AM変調されてヽる変調信号 IFBの特徴を示す特徴抽出信号 EVbを出力する。

[0061] また、放送内容を FM変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部 40内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数 f2に切り替えて包絡線検波信号を通過させ、 FM変調されてヽる変調信号 IFBの特徴を示す特徴抽出信号 EVbを出力する。

[0062] 次に、加算部 50は、特徴抽出部 30, 40から供給される特徴抽出信号 EVa, EVb を加算し、その加算した信号 (以下「加算特徴抽出信号」と称する) Esumをタップ係数変更部 60に供給する。

[0063] 適応合成部 ADFは、変調信号 IFAを入力するいわゆるフィードフォワード型の第 1 適応フィルタと、変調信号 IFBを入力するフィードフォワード型の第 2適応フィルタと、第 1,第 2適応フィルタの出力を加算する加算器とを有し、該加算器カゝら予測信号としての変調信号 Y(t)を出力する。

[0064] すなわち、第 1適応フィルタは、入力する変調信号 IFAを所定の遅延時間ずっシフトする n個 (nは適宜の整数)の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算する n+ 1個の係数器とを有して構成されて！ヽる。

[0065] 第 2適応フィルタは、入力する変調信号 IFBを所定の遅延時間ずつシフトする n個の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算する n+ 1個の係数器とを有して構成されて!、る。

[0066] そして、加算器が、それら合計 2n+ 2個の係数器の出力（すなわち、 2n+ 2個の出力）を加算することで、予測信号としての変調信号 Y(t)を生成して出力する。

[0067] つまり、変調信号 IFA, IFBを遅延時間毎の入力系列 IF At, IFBt、係数器のタップ係数を ai, bi、予測信号としての変調信号 Y(t)を遅延時間毎の出力系列 Yt、変数 iを

0〜nまでの整数とすると、適応合成部 ADFは、次式（3)で表される演算処理を行つて、変調信号である出力系列 Ytを出力する。

[0068] [数 3]

Yt= ∑ (ai- IFAt-i + bi- IFBt-i ) " - (3)

0

[0069] 次に、タップ係数変更部 60は、変調信号 Y(t)の包絡線と、加算特徴抽出信号 Esu mの振幅との誤差 Errを演算し、その誤差 Errが 0に近づくように、タップ係数更新信号 EXによって適応合成部 ADFの各タップ係数 a0〜an, b0〜bnを適応的に可変調整する。

[0070] そして、タップ係数変更部 60によって各タップ係数 a0〜an, b0〜bnが適応的に可変調整されて、適応合成部 ADFから出力されることとなる変調信号 Y(t)を復調回路 7 0が復調することによって、復調信号 Sdを生成して出力する。

[0071] 以上説明したように、本実施形態の受信機によれば、適応合成部 ADFから出力される変調信号 Y(t)の包絡線と加算特徴抽出信号 Esumとの誤差 Errが 0に近づくように、適応合成部 ADFのタップ係数 a0〜an, b0〜bnを調整することで、変調信号 Y(t) を加算特徴抽出信号 Esumの位相に近似させて (近づけさせて)合成することができる。

[0072] このため、放送内容を AM変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部 ADFから出力される変調信号 Y(t)が、 AM変調された変調信号 IFA, IF Bに基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号 Esumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、 AM変調された変調信号 IFA, IFBに対する適応制御が可能である。

[0073] また、放送内容を FM変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部 ADFから出力される変調信号 Y(t)が、 FM変調された変調信号 IFA, IFB〖こ基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号 Esumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、 FM変調された変調信号 IFA, IFBに対する適応制御が可能である。

[0074] 更に、放送内容を AM変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部 30, 40内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数 flを、本来求めるべき A M検波信号 (復調回路 70で AM復調される復調信号) Sdの信号帯域 (一般的には 5 kHzである）よりも高、周波数に設定すれば、 AM変調波への適用が可能である。

[0075] すなわち、低域通過型フィルタのカットオフ周波数 flを、上述の AM検波信号 Sdの信号帯域よりも高い周波数として例えば、 10kHzに設定すると、 AM変調された変調信号 IFA, IFBの包絡線検波信号 (すなわち、 AM変調の特徴を有している包絡線検波信号）が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号 EVa, EVbとなつて加算部 50に供給されることになる。

[0076] このため、タップ係数変更部 60が、加算部 50からの AM変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号 Esumと信号 Y(t)との誤差 Errを 0に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部 ADFが、 AM変調された変調信号 IFA, IFBの位相を適応的に同相にして変調信号 Y(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。

[0077] このように、特徴抽出部 30, 40内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数 flを、 A M検波信号 Sdの信号帯域よりも高、周波数に設定すれば、 AM変調波への適用が可能であり、且つフラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることが可能となっている。

[0078] 更に、放送内容を FM変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部 30, 40内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数 f2を、周波数選択性フエ一ジングに起因して変調信号 IFA, IFBの振幅が AM変動することとなるその AM変動周波数 (一般的には 10Hz程度である）よりも低い周波数に設定することにより、フラットフエージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることがでさる。

[0079] すなわち、放送内容を FM変調して送信する放送局の放送波を受信する際に、低域通過型フィルタのカットオフ周波数 f2を、上述の AM変動周波数よりも低、周波数として例えば、 10Hzに設定すると、 FM変調された変調信号 IFA, IFBの包絡線検波信号 (すなわち、 FM変調の特徴を有しているほぼ平坦な包絡線検波信号)が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号 EVa, EVbとなって加算部 50 に供給されること〖こなる。

[0080] このため、タップ係数変更部 60が、加算部 50からの FM変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号 Esumと変調信号 Y(t)との誤差 Errを 0に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部 ADFが、 FM変調された変調信号 IFA, IFBの位相を適応的に同相にして変調信号 Y(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。

[0081] このように、本実施形態の受信機によれば、 FM変調と AM変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フエ一ジング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。 [0082] 更に、本実施形態の受信機によれば、受信部 RXa, RXbに設けられている帯域分割用の各々の IFフィルタをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部 ADFが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々の IFフィルタをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。

実施例

[0083] 次に、より具体的な実施例について、図 4ないし図 6を参照して説明する。図 4は、本実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図であり、図 3と同一又は相当する部分を同一符号で示している。また、図 5及び図 6は、要部の構成を表したブロック図である。

[0084] まず、図 4において、本実施例の受信機の構成を、図 3に示した受信機と対比して説明する。

[0085] 受信部 RXa, RXbは共に同様の構成を有しており、到来電波を受信する受信アンテナ 10a, 10bから出力される高周波数の受信信号を増幅する RFアンプ 14a, 14bと、ローカルオシレータ 20から供給されるローカル信号（局発信号）と RFアンプ 14a, 1 4bからの上記受信信号とを掛け合わせることで、中間周波信号を生成するミキサ 15 a, 15bと、中間周波信号を増幅する IFアンプ 16a, 16bと、増幅された中間周波信号を帯域分割することによって変調信号を出力する IFフィルタ 17a, 17bと、各々の変調信号をディジタルデータ列の変調信号 IFA, IFBにアナログディジタル変換して出力する AZD変翻 18a, 18bを有して構成されている。

[0086] ここで、ローカルオシレータ 20は、後述のシステムコントローラ 80から供給される同調制御信号 LOの指示に従って上述のローカル信号を発生する。また、システムコントローラ 20は、ユーザー等力も操作部 90を介して入力される選局指令 CNTに従って、同調制御信号 LOをローカルオシレータ 20に供給するようになっている。

[0087] 適応合成部 ADFは、 AZD変翻 18a, 18bのサンプリング周波数に同期して、変調信号 IFAを入力してシフトする n段の遅延素子 Daを有するタップ付き遅延手段 (符号省略）と、各遅延素子 Daの入出力にタップ係数 a0〜anを乗算する n+ 1個の係数器 (符号省略)と、同じく上述のサンプリング周波数に同期して、変調信号 IFBを入力してシフトする n段の遅延素子 Dbを有するタップ付き遅延手段 (符号省略）と、各遅延素子 Dbの入出力にタップ係数 b0〜bnを乗算する n+ 1個の係数器 (符号省略）と、これら 2n+ 2個の係数器の全ての出力を加算することにより、予測信号としての変調信号 Y(t)を生成して出力する加算器 19とを具備して構成されている。

[0088] したがって、適応合成部 ADFは、入力する変調信号 IFA, IFBに対し、前記式（3) で表される演算処理を行うことで、出力系列 Yiとしての変調信号 Y(t)を出力する。

[0089] 更に、本受信機では、変調信号 IFAを入力して特徴抽出信号 EVaを出力する特徴抽出部 30が、包絡線検出部 31及び低域通過型フィルタ 32によって形成され、変調信号 IFBを入力して特徴抽出信号 EVbを出力する特徴抽出部 40が、包絡線検出部 41及び低域通過型フィルタ 42によって形成されている。

[0090] そして更に、特徴抽出信号 EVa, EVbを加算する加算器 50と、加算器 50から出力される加算特徴抽出信号 Esumと変調信号 Y(t)とに基づ、てタップ係数 a0〜an, b0 〜bnを自動調整するためのタップ係数更新信号 EXを出力するタップ係数変更部 70 と、変調信号 Y(t)をディジタル復調する復調回路 70と、システムコントローラ 80、及び操作部 90が設けられている。

[0091] ここで、包絡線検波回路 31, 41と低域通過型フィルタ 32, 42及びシステムコント口ーラ 80は、図 5に示す構成を有している。

[0092] まず、包絡線検波回路 31は、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間 ΔΤを有する遅延素子 310と、乗算器 311, 312及び加算器 313を有して構成されている。

[0093] そして、乗算器 312が、変調信号 IFAの 2乗演算を行い、乗算器 311が、遅延素子 310で遅延された変調信号 IFAの 2乗演算を行い、加算器 313が、乗算器 311, 31 2の出力を加算することで、変調信号 IFAの包絡線を示す包絡線検波信号 Eaを出力する。

[0094] すなわち、変調信号 IFAと包絡線検波信号 Eaをサンプリング周期毎の入力系列 IF A(t)と出力系列 Ea(t)として表すものとすると、次式 (4)で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号 Ea(t)を生成して出力する。

[0095] [数 4] Ea(t) = IFA(t— l)² + IFA(t)² …（4)

[0096] 包絡線検波回路 41も、包絡線検波回路 31と同様の構成を有し、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間 ΔΤを有する遅延素子 410と、乗算器 411, 41 2及び加算器 413を有して構成されて、る。

[0097] そして、乗算器 412が、変調信号 IFBの 2乗演算を行い、乗算器 411が、遅延素子 410で遅延された変調信号 IFBの 2乗演算を行い、加算器 413が、乗算器 411, 41 2の出力を加算することで、変調信号 IFBの包絡線を示す包絡線検波信号 Ebを出力する。

[0098] すなわち、変調信号 IFBと包絡線検波信号 Ebをサンプリング周期毎の入力系列 IF B(t)と出力系列 Eb(t)で表すものとすると、次式 (5)で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号 Eb(t)を生成して出力する。

[0099] [数 5]

Eb(t) = IFB(t— I)² + IFB(t)² …（5)

[0100] 次に、低域通過型フイノレタ 32は、カロ算器 320, 321, 324, 325と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間 ΔΤを有する遅延素子 322, 323と、乗算器である係数器 326, 327, 328, 329とを有する 2次 IIR型デイジタノレフイノレタによって構成されている。

[0101] ここで、システムコントローラ 80には、係数器 326, 327, 328, 329の各々の係数値を変更するための係数値データ kl, k2, k3, k4を予め記憶したタップ係数記憶部 81が設けられている。

[0102] そして、ユーザー等が操作部 90を介して、放送内容を AM変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ 80内の同調制御部 82が、同調制御信号 LOをローカルオシレータ 20に供給すると共に、 AM変調に対応付けられてヽる係数値データ kl, k2, k3, k4をタップ係数記'隐咅 81力ら係数器 326, 327, 328, 329に供給させることにより、低域通過型フィルタ 32のカットオフ周波数を周波数 flに切り替えさせる。

[0103] また、ユーザー等が操作部 90を介して、放送内容を FM変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ 80内の同調制御部 82が、同調制御信号 LOを口一カルオシレータ 20に供給すると共に、 FM変調に対応付けられて、る係数値データ kl, k2, k3, k4をタップ係数記'隐咅 81力ら係数器 326, 327, 328, 329に供給させることにより、低域通過型フィルタ 32のカットオフ周波数を周波数 f2に切り替えさせる。

[0104] つまり、ユーザー等が操作部 90を介して所望の放送局を選局すると、同調制御部 82は、その選局された放送が AM変調されたもの力 FM変調されたものかを選局指令 CNTによって検知し、 AM変調に対応付けられている係数値データ kl, k2, k3, k 4、又は FM変調に対応付けられている係数値データ kl, k2, k3, k4をタップ係数記 '隐咅 81力ら係数器 326, 327, 328, 329に供給するようになって!/、る。

[0105] なお、本実施例では、 FM変調に対応する低域通過型フィルタ 32のカットオフ周波数 f 1を 1 OkHz、 FM変調に対応する低域通過型フィルタ 32のカツトオフ周波数 f 2を 1 OHzに設定するための係数値データ kl, k2, k3, k4が、タップ係数記憶部 81に予め記憶されている。

[0106] 次に、低域通過型フィルタ 42も、低域通過型フィルタ 32と同様の構成を有した 2次 I IR型デイジタノレフイノレタにて構成されている。すなわち、カロ算器 420, 421, 424, 42 5と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間を有する遅延素子 422, 423と、乗算器である係数器 426, 427, 428, 429とを有する 2次 IIR型デイジタノレフィルタによって構成されて、る。

[0107] そして、ユーザー等が操作部 90を介して、放送内容を AM変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ 80内の同調制御部 82が、同調制御信号 LOをローカルオシレータ 20に供給すると共に、 AM変調に対応付けられてヽる係数値データ kl, k2, k3, k4をタップ係数記憶咅 81力も係数器 426, 427, 428, 429に供給させることにより、低域通過型フィルタ 42のカットオフ周波数を周波数 (すなわち、 10 kHz) flに切り替えさせる。

[0108] また、ユーザー等が操作部 90を介して、放送内容を FM変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ 80内の同調制御部 82が、同調制御信号 LOを口一カルオシレータ 20に供給すると共に、 FM変調に対応付けられて、る係数値データ kl, k2, k3, k4をタップ係数記憶咅 81力も係数器 426, 427, 428, 429に供給させることにより、低域通過型フィルタ 42のカットオフ周波数を周波数 (すなわち、 10H z) f2に切り替えさせる。

[0109] 次に、タップ係数変更部 60の構成を図 6に基づいて説明する。

タップ係数変更部 60は、加算特徴抽出信号 Esum力も予測信号としての変調信号 Y(t)を減算することによって誤差 Errを出力する減算器 61と、誤差 Errを 0に近づけるベく、所定の演算アルゴリズムに基づ、て適応合成部 ADF内の係数器のタップ係数 a0〜an, b0〜bnを演算するタップ係数演算部 62とを備えて構成されている。そして、タップ係数演算部 62が、タップ係数更新信号 EXに基づいて各々の係数器のタップ係数 a0〜an, b0〜bnを調整することにより、加算特徴抽出信号 Esumの位相に近似した変調信号 Y(t)を加算器 19から出力させる。

[0110] 次に、力かる構成を有する本実施例の受信機の動作について説明する。

まず、ユーザー等が放送内容を AM変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。

[0111] 力かる場合には、システムコントローラ 80からの指令に従って、受信部 RXa, RXbが AM変調された変調信号 IFA, IFBを出力し、包絡線検波回路 31, 41から変調信号 IFA, IFBの包絡線を示す包絡線検波信号 Ea, Ebが出力される。更に、システムコントローラ 80からの指令に従って、低域通過型フィルタ 32, 42のカットオフ周波数 fl が 10kHzとなるため、包絡線検波信号 Ea, Ebが低域通過型フィルタ 32, 42を通過することとなり、 AM変調波の特徴を有した特徴抽出信号 EVa, EVbが加算器 50に入力し、更に、加算器 50から特徴抽出信号 EVa, EVbが加算された加算特徴抽出信号 Esumがタップ係数変更部 60に供給される。

[0112] 更に、適応合成部 ADFでは、変調信号 IFA, IFBを入力して、前記式（3)で表される演算処理を行、、予測信号として変調信号 Y(t)を出力する。

[0113] そして、タップ係数変更部 60が、その変調信号 Y(t)と加算特徴抽出信号 Esumとの誤差 Errが 0になるように適応合成部 ADF内の係数器の各タップ係数 aO〜an, b0〜 bnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号 Esumの位相に近似した変調信号 Y (t)を適応合成部 ADFから出力させ、その変調信号 Y(t)を変調回路 70が復調することで復調信号 Sdを出力する。

[0114] このように、 AM変調された変調信号 IFA, IFB力復調信号 Sdを復調する際には、タップ係数変更部 60が AM変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号 Esum と信号 Y(t)との誤差 Errを 0に近づけるように、適応合成部 ADF内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部 ADFが、 AM変調された変調信号 IFA, IFBの位相を適応的に同相にして変調信号 Y(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。

[0115] 次に、ユーザー等が放送内容を FM変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。

[0116] 力かる場合には、システムコントローラ 80からの指令に従って、受信部 RXa, RXbが FM変調された変調信号 IFA, IFBを出力し、包絡線検波回路 31, 41から変調信号 IFA, IFBの包絡線を示すほぼ平坦な包絡線検波信号 Ea, Ebが出力される。

[0117] 更に、システムコントローラ 80からの指令に従って、低域通過型フィルタ 32, 42のカットオフ周波数 f2が 10Hzとなるため、包絡線検波信号 Ea, Ebのほぼ直流成分が低域通過型フィルタ 32, 42を通過することとなり、 FM変調波の特徴を有した特徴抽出信号 EVa, EVbが加算器 50に入力し、更に、加算器 50から特徴抽出信号 EVa, EVbが加算された加算特徴抽出信号 Esumがタップ係数変更部 60に供給される。

[0118] 一方、適応合成部 ADFでは、変調信号 IFA, IFBを入力して、前記式（3)で表される演算処理を行、、予測信号として変調信号 Y(t)を出力する。

[0119] そして、タップ係数変更部 60が、その変調信号 Y(t)と加算特徴抽出信号 Esumとの誤差 Errが 0になるように適応合成部 ADF内の係数器の各タップ係数 aO〜an, b0〜 bnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号 Esumの位相に近似した変調信号 Y (t)を適応合成部 ADFから出力させ、その変調信号 Y(t)を変調回路 70が復調することで復調信号 Sdを出力する。

[0120] このように、 FM変調された変調信号 IFA, IFB力復調信号 Sdを復調する際には、タップ係数変更部 60が FM変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号 Esum と信号 Y(t)との誤差 Errを 0に近づけるように、適応合成部 ADF内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部 ADFが、 FM変調された変調信号 IFA, IFBの位相を適応的に同相にして変調信号 Y(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。

[0121] 以上説明したように、本実施例の受信機によれば、 FM変調と AM変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。

[0122] 更に、本実施例の受信機によれば、受信部 RXa, RXbに設けられている帯域分割用の各々の IFフィルタ 17a, 17bをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部 A DFが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々の IFフィルタ 17a, 17bをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。

[0123] なお、本実施例の受信機は、適応合成部 ADFと、包絡線検波回路 31, 41と、低域通過型フィルタ 32, 42、加算器 50、タップ係数変更部 60を夫々ハードウェアで形成するようにしてもょヽし、ディジタルシグナルプロセッサ（DSP)を用いて!/ヽゎゆるプログラム処理を行う構成としてもょ、。

[0124] また、適応合成部 ADFと包絡線検波回路 31, 41と低域通過型フィルタ 32, 42と加算器 50とタップ係数変更部 60と復調回路 70と同等の機能を発揮するコンビユータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムをパーソナルコンピュータ（PC)に設けられて、るマイクロプロセッサ (MPU)に実行させるようにしてもよ!、。

Claims

請求の範囲

[1] 複数の受信アンテナによって受信された信号力も各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、

前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を出力する特徴抽出手段と、

前記特徴抽出手段より出力される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、

前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を有することを特徴とする位相合成ダイバーシティ受信機。

[2] 前記特徴抽出手段は、

前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、

前記各々の包絡線検波信号を通過させ、前記各々の特徴抽出信号として出力する低域通過型フィルタ手段とを有することを特徴とする請求項 1に記載の位相合成ダィバーシティ受信機。

[3] 前記低域通過型フィルタ手段は、

前記受信手段から出力される前記変調信号が AM変調された信号である場合には、 AM復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号が FM変調された信号である場合には、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フージングに起因して生じる AM変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えることを特徴とする請求項 2に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。

[4] 前記タップ係数変更手段は、

前記受信手段から出力される前記変調信号が FM変調された信号である場合には、前記加算特徴抽出信号を所定値の基準信号に代えて、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記基準信号に近似させるように、前記タツプ係数を自動調整することを特徴とする請求項 1〜3の何れか 1項に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。

[5] 更に、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を復調する復調手段を有することを特徴とする請求項 1〜4の何れか 1項に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。

[6] 複数の受信アンテナによって受信された信号力も各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を生成する特徴抽出工程と、

前記特徴抽出工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、

前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程と、を有することを特徴とする受信方法。