JPWO2006008963A1 - 位相合成ダイバーシティ受信機 - Google Patents

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Abstract

本発明は、ＦＭ及びＡＭ変調波に対する受信品質の向上等を図り、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下においても有効な受信機を提供することを目的とする。受信部RXa,RXbから出力される変調信号IFA,IFBを入力し、適応フィルタで適応処理を行うことにより予測信号としての変調信号Y(t)を生成する適応合成部ADFと、変調信号IFA,IFBの包絡線を特徴抽出して特徴抽出信号EVa,EVbを出力する特徴抽出部30,40と、特徴抽出信号EVa,EVbを加算して加算特徴抽出信号Esumを生成する加算部50と、変調信号Y(t)を加算特徴抽出信号Esumに近似させるように、適応合成部ADFの適応フィルタのタップ係数を調整するタップ係数変更部60を備えて構成する。そして、変調信号IFA,IFBがＡＭ変調された信号である場合には、特徴抽出部30,40の通過周波数帯域を、ＡＭ復調される復調信号Sdの周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数f1に切り替え、変調信号IFA,IFBがＦＭ変調された信号である場合には、特徴抽出部30,40の通過周波数帯域を、変調信号IFA,IFBの周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数f2よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替える。

Description

本発明は、受信に際してマルチパスフェージングの影響を抑制する位相合成ダイバーシティ受信機及びその受信方法に関する。
１つの受信アンテナによって放送電波を受信する車載型カーラジオ等の移動体受信機にあっては、車両が移動すると、受信信号のレベルや位相が急激に変動するいわゆるマルチパスフェージングが発生し、受信品質の劣化を招くという問題がある。
従来、このマルチパスフェージングに起因する受信品質劣化の防止対策として、複数の受信アンテナを設けておき、複数の変調信号を合成して復調を行う合成ダイバーシティ受信方式と、複数の受信アンテナのうち受信品質の良好な受信アンテナを選択して受信するスペースダイバーシティ受信方式と、変調信号から適応ディジタルフィルタを用いてマルチパス歪みをキャンセルする受信方式が提案されている。
図１（ａ）は、２つの受信アンテナを備えた従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図であり、特開平０６−２１６８１５号公報に開示されたものと同様の構成を有している。
図１（ａ）において、この受信機は、到来電波を受信する受信アンテナ１ａ，１ｂが接続された２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbと、加算器７及び復調回路８を有して構成されている。
各々の受信部ＲＸa，ＲＸbは、ＲＦアンプ２ａ，２ｂ、ミキサ３ａ，３ｂ、ＩＦアンプ４ａ，４ｂ、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂを有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、ＲＦアンプ２ａ，２ｂが各々の受信信号を帯域制限して増幅し、ミキサ３ａ，３ｂへ出力する。ここで、帯域制限に際して、図示しないＰＬＬ回路から供給される制御電圧に従って、受信周波数に応じた帯域同調を行うようになっている。
ミキサ３ａ，３ｂでは、ＲＦアンプ２ａ，２ｂの各出力とローカルオシレータ６から出力されるローカル信号（局発信号）との掛け合わせが行われ、搬送周波数が例えば１０．７ＭＨｚとなる中間周波信号が生成される。
そして、各々の中間周波信号をＩＦアンプ４ａ，４ｂが増幅した後、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂが所定の帯域分割を行って加算器７に供給することにより、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂから出力される変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢが加算された加算信号ＩＦabが加算器７から出力され、その加算信号ＩＦabを復調回路８が復調することによって、復調信号を生成して出力する。
このように、合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となる場合に、加算信号ＩＦabの信号電力が２倍となることから、遅延波の無いフラットフェージング下において受信品質を向上させることができる。
特にキャリア周波数の低いＡＭ放送波を受信する場合、その効果が大きく、受信感度の向上を図ることが可能である。
図１（ｂ）は、２つの受信アンテナを備えた従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。
図１（ｂ）において、この受信機は、図１（ａ）の受信機と同様に、２つの受信アンテナ１ａ，１ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbとローカルオシレータ６を有すると共に、各系統に対応する復調回路８ａ，８ｂとレベル抽出回路９ａ，９ｂとノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂとを有し、更に、信号ノイズレベル比較回路１０及び切替回路１２を有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部ＲＸa，ＲＸbが帯域同調等を行って、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを復調回路８ａ，８ｂとレベル抽出回路９ａ，９ｂに供給する。更に、復調回路８ａ，８ｂが変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを復調することにより、復調信号Ｓda，Ｓdbを生成してノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂと切替回路１２に供給する。
レベル抽出回路９ａ，９ｂは、各々の変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの信号成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路１０に供給し、ノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂは、復調信号Ｓda，Ｓdbに含まれているノイズ成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路１０に供給する。
信号ノイズレベル比較回路１０は、レベル抽出回路９ａからの信号成分とノイズ抽出回路１１ａからのノイズ成分との強度比（ＤＵ比）と、レベル抽出回路９ｂからの信号成分とノイズ抽出回路１１ｂからのノイズ成分との強度比（ＤＵ比）とを演算し、更に、両者のＤＵ比を比較して、大きなＤＵ比が得られた系統側に切替回路１２を切り替えさせるように制御する。
すなわち、信号ノイズレベル比較回路１０は、復調回路８ａ側の系統のＤＵ比が復調回路８ｂ側の系統のＤＵ比よりも大きい場合には、切替回路１２を復調回路８ａ側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号Ｓdaを出力させる。一方、復調回路８ｂ側の系統のＤＵ比が復調回路８ａ側の系統のＤＵ比よりも大きい場合には、切替回路１２を復調回路８ｂ側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号Ｓdbを出力させる。
このように、スペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、レベル抽出回路９ａ，９ｂで抽出されるいわゆる希望波（Desired Wave）と、ノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂで抽出されるいわゆる妨害波（Undesired Wave）との強度比（ＤＵ比）のうち、大きなＤＵ比の得られる復調信号を選択することによって、受信品質の向上を図ることとしている。
ただし、切替回路１２が復調回路８ａ，８ｂから出力される復調信号Ｓda，Ｓdbのうちの１つを選択することは、１つの受信アンテナを使用して受信することと実質的に同じであるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式ではあるが、遅延波のある周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られないという課題がある。
図２は、上述の適応ディジタルフィルタを用いる方式（以下「フェイズドアレイ受信方式」と称する）を適用し、２つの受信アンテナを備えた従来の受信機の構成を表したブロック図である。
このフェイズドアレイ受信方式の受信機は、図１（ａ）（ｂ）の受信機と同様に、２つの受信アンテナ１ａ，１ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbと、ローカルオシレータ６と、適応合成部ＡＤＦと、タップ係数変更部１３と、復調回路８を有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部ＲＸa，ＲＸbが帯域同調等を行って変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、適応合成部ＡＤＦが、それらの変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを図示していないＡ／Ｄ変換器でディジタルデータ列の信号に変換して入力するようになっている。
ここで、適応合成部ＡＤＦは、ディジタルデータ列に変換された変調信号ＩＦＡを所定サンプリング周波数に同期してシフトするｎ段の遅延素子Ｄａと、各遅延素子Ｄａの入出力にタップ係数ａ0〜ａnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、ディジタルデータ列に変換された信号ＩＦＢを所定サンプリング周波数に同期してシフトするｎ段の遅延素子Ｄｂと、各遅延素子Ｄｂの入出力にタップ係数ｂ0〜ｂnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、これら２ｎ＋２個の係数器の全ての出力を加算して、その加算結果である信号Ｙ(t)を出力する加算器１２とを有して構成されている。
別言すれば、適応合成部ＡＤＦは、フィードフォワード型（ＦＩＲ型）のディジタルフィルタ部を有する等価器としての構成を有している。
タップ係数変更部１３は、次式（１）で表されるように、加算器１２から出力される信号Ｙ(t)と１サンプリング周期前に出力された信号Ｙ(t-1)との二乗和ＳＵＭを演算することによって、信号Ｙ(t)の包絡線を検出する。更に、次式（２）で表されるように、定数値からなる基準値Ｋと二乗和ＳＵＭとの誤差Ｅrrを演算し、誤差Ｅrrが０に近づくようにタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整する。
Figure 2006008963
Figure 2006008963
このように、タップ係数変更部１３は、誤差Ｅrrが０に近づくように係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整することによって、マルチパス歪みを自動的にキャンセルさせ、基準値（定数値）Ｋに近似した一定振幅となる信号Ｙ(t)を加算器１２から出力させる。
なお、このタップ係数変更部１３におけるタップ係数更新アルゴリズムは、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれている。
そして、復調回路８が、マルチパス歪みのキャンセルされた信号Ｙ(t)をディジタル復調することにより、ディジタルデータ列からなる復調信号を出力する。
以上説明したように、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、ＣＭＡによって適応合成部ＡＤＦのタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整することにより、マルチパス歪みを抑制した変調信号に相当する信号Ｙ(t)を生成して、受信品質の向上を図ることとしている。
更に、フェイズドアレイ受信方式の受信機では、周波数選択性フェージング下とフラットフェージング下の両方の状況において受信品質の向上を図ることが可能となっている。
特に、周波数選択性フェージングがＦＭ波で多く発生し、そのＦＭ変調の性質が変調信号によらず振幅が一定であることから、一定振幅の変調信号Ｙ(t)を生成するようにタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを可変調整するＣＭＡは、ＦＭ放送を受信する受信機において広く利用されている。
特開平０６−２１６８１５号公報
ところで、上述した従来の合成ダイバーシティ受信方式と、スペースダイバーシティ受信方式と、フェイズドアレイ受信方式の各受信機では、次のような問題があった。
まず、図１（ａ）に示した従来の合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、一般に使用されている１０．７ＭＨｚの中間周波信号を周波数分割するために、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂがセラミックフィルタで形成されている。
このため、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂの素子間での群遅延のばらつきが無視できなくなって、加算器７で合成される変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となるという要件が補償され得なくなり、受信品質のさらなる向上を図ることが難しいという課題があった。
また、上述の素子間での群遅延のばらつきを低減するための調整が煩雑であり、当該受信機の量産性の向上を図ることが困難となっていた。
また、合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となるという要件が満たされた場合には、フラットフェージング下において受信品質を向上させることができるが、周波数選択性フェージング下では効果が少ないという問題がある。
次に、図１（ｂ）に示した従来のスペースダイバーシティ受信方式の受信機では、上述したように、切替回路１２が復調回路８ａ，８ｂから出力される復調信号Ｓda，Ｓdbのうちの１つを選択すると、実質的には、１つの受信アンテナを使用して受信することとなるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式であるが、遅延波があるような周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られないという課題がある。
次に、図２に示した従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機は、近年開発されたものであり、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下における受信に際して、受信品質を向上させるためになされたものである。
しかし、ＣＭＡによると、適応合成部ＡＤＦは基準値（定数値）Ｋに近似した一定振幅となる変調信号Ｙ(t)を生成して出力するように動作することから、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢがＦＭ波である場合に限られてしまう。
このため、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、ＦＭ変調された変調波におけるマルチパス歪みを抑制することが可能であるが、それ以外の変調波におけるマルチパス歪みの抑制、例えばＡＭ変調波におけるマルチパス歪み、又は、ＡＭ変調波とＦＭ変調波との両者におけるマルチパス歪みを抑制することができなかった。
本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、ＦＭ変調波とＡＭ変調波との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下においても有効な受信機と、その受信方法を提供することを目的とする。
請求項１に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を出力する特徴抽出手段と、前記特徴抽出手段より出力される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を有することを特徴とする。
請求項６に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を生成する特徴抽出工程と、前記特徴抽出工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程とを有することを特徴とする。
従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機とスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。 従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。 本発明の実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。 実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。 図４に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。 更に、図４に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。
発明を実施するための最良の形態について、図３を参照して説明する。図３は、この実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機（以下、単に「受信機」と称する）の構成を表したブロック図である。
図３において、この受信機は、複数の受信アンテナ１０ａ，１０ｂが接続される複数の受信部ＲＸa，ＲＸbと、復調回路７０とを有する他、適応合成部ＡＤＦと、特徴抽出部３０，４０と、加算部５０及びタップ係数変更部６０とを有して構成されている。
なお、受信アンテナと受信部との個数については、適宜の複数個に決めることができるものであるが、典型的な場合として、本実施形態では、２個のアンテナ１０ａ，１０ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbを有した構成としている。
受信部ＲＸaは、到来電波を受信する受信アンテナ１０ａから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号ＩＦＡを出力する。また、受信部ＲＸbも同様に、受信アンテナ１０ａから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号ＩＦＢを出力する。
すなわち、各々の受信部ＲＸa，ＲＸbは、ユーザー等によって選局が行われると、ローカルオシレータ２０から出力されるローカル信号（局発信号）と、受信アンテナ１０ａ，１０ｂから出力される高周波数の受信信号とを掛け合わすことで、中間周波数の中間周波信号を生成し、更に、各々の中間周波信号を増幅して帯域分割を行うことにより、特徴抽出部３０，４０及び適応合成部ＡＤＦに供給するための変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力する。
特徴抽出部３０は、変調信号ＩＦＡの振幅を包絡線検波し、検出した包絡線検波信号の所定の周波数帯域成分を抽出することによって、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶa、又は、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
より詳細に特徴抽出部３０の構成を述べると、変調信号ＩＦＡを包絡線検波する包絡線検波手段と、ユーザー等が選局した放送に応じてカットオフ周波数を切り替える低域通過型フィルタが設けられている。
すなわち、ユーザー等が選局した放送の変調信号ＩＦＡがＡＭ変調されたものであれば、低域通過型フィルタは、ＡＭ変調に対応付けられているカットオフ周波数ｆ1に切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を有する特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
一方、ユーザー等が選択した放送の変調信号ＩＦＡがＦＭ変調されたものであれば、低域通過型フィルタは、ＦＭ変調に対応付けられているカットオフ周波数ｆ2に切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を有する特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
ここで、低域通過型フィルタがカットオフ周波数ｆ1，ｆ2を切り替える際の条件として、ユーザー等が選択した放送における変調信号ＩＦＡがＡＭ変調されたものか、ＦＭ変調されたものなのかを知る必要がある。
そこで、低域通過型フィルタは、ユーザー等が放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数ｆ1に切り替え、ユーザー等が放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数ｆ2に切り替える。
特徴抽出部４０は、特徴抽出部３０と同様の構成を有している。すなわち、変調信号ＩＦＢの振幅を包絡線検波し、その包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、カットオフ周波数を切り替えることが可能な低域通過型フィルタとを有して構成されている。
そして、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部４０内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数ｆ1に切り替えて包絡線検波信号を通過させ、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＢの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶbを出力する。
また、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部４０内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数ｆ2に切り替えて包絡線検波信号を通過させ、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＢの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶbを出力する。
次に、加算部５０は、特徴抽出部３０，４０から供給される特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbを加算し、その加算した信号（以下「加算特徴抽出信号」と称する）Ｅsumをタップ係数変更部６０に供給する。
適応合成部ＡＤＦは、変調信号ＩＦＡを入力するいわゆるフィードフォワード型の第１適応フィルタと、変調信号ＩＦＢを入力するフィードフォワード型の第２適応フィルタと、第１，第２適応フィルタの出力を加算する加算器とを有し、該加算器から予測信号としての変調信号Ｙ(t)を出力する。
すなわち、第１適応フィルタは、入力する変調信号ＩＦＡを所定の遅延時間ずつシフトするｎ個（ｎは適宜の整数）の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算するｎ＋１個の係数器とを有して構成されている。
第２適応フィルタは、入力する変調信号ＩＦＢを所定の遅延時間ずつシフトするｎ個の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算するｎ＋１個の係数器とを有して構成されている。
そして、加算器が、それら合計２ｎ＋２個の係数器の出力（すなわち、２ｎ＋２個の出力）を加算することで、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を生成して出力する。
つまり、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを遅延時間毎の入力系列ＩＦＡt，ＩＦＢt、係数器のタップ係数をａi，ｂi、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を遅延時間毎の出力系列Ｙｔ、変数ｉを０〜ｎまでの整数とすると、適応合成部ＡＤＦは、次式（３）で表される演算処理を行って、変調信号である出力系列Ｙtを出力する。
Figure 2006008963
次に、タップ係数変更部６０は、変調信号Ｙ(t)の包絡線と、加算特徴抽出信号Ｅsumの振幅との誤差Ｅrrを演算し、その誤差Ｅrrが０に近づくように、タップ係数更新信号ＥＸによって適応合成部ＡＤＦの各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整する。
そして、タップ係数変更部６０によって各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnが適応的に可変調整されて、適応合成部ＡＤＦから出力されることとなる変調信号Ｙ(t)を復調回路７０が復調することによって、復調信号Ｓdを生成して出力する。
以上説明したように、本実施形態の受信機によれば、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)の包絡線と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０に近づくように、適応合成部ＡＤＦのタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを調整することで、変調信号Ｙ(t)を加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似させて（近づけさせて）合成することができる。
このため、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)が、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号Ｅsumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対する適応制御が可能である。
また、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)が、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号Ｅsumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対する適応制御が可能である。
更に、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、本来求めるべきＡＭ検波信号（復調回路７０でＡＭ復調される復調信号）Ｓｄの信号帯域（一般的には５ｋＨｚである）よりも高い周波数に設定すれば、ＡＭ変調波への適用が可能である。
すなわち、低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、上述のＡＭ検波信号Ｓｄの信号帯域よりも高い周波数として例えば、１０ｋＨｚに設定すると、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線検波信号（すなわち、ＡＭ変調の特徴を有している包絡線検波信号）が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbとなって加算部５０に供給されることになる。
このため、タップ係数変更部６０が、加算部５０からのＡＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部ＡＤＦが、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。
このように、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、ＡＭ検波信号Ｓｄの信号帯域よりも高い周波数に設定すれば、ＡＭ変調波への適用が可能であり、且つフラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることが可能となっている。
更に、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ2を、周波数選択性フェージングに起因して変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの振幅がＡＭ変動することとなるそのＡＭ変動周波数（一般的には１０Ｈｚ程度である）よりも低い周波数に設定することにより、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
すなわち、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際に、低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ2を、上述のＡＭ変動周波数よりも低い周波数として例えば、１０Ｈｚに設定すると、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線検波信号（すなわち、ＦＭ変調の特徴を有しているほぼ平坦な包絡線検波信号）が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbとなって加算部５０に供給されることになる。
このため、タップ係数変更部６０が、加算部５０からのＦＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと変調信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部ＡＤＦが、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
このように、本実施形態の受信機によれば、ＦＭ変調とＡＭ変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。
更に、本実施形態の受信機によれば、受信部ＲＸa，ＲＸbに設けられている帯域分割用の各々のＩＦフィルタをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部ＡＤＦが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々のＩＦフィルタをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。
次に、より具体的な実施例について、図４ないし図６を参照して説明する。図４は、本実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図であり、図３と同一又は相当する部分を同一符号で示している。また、図５及び図６は、要部の構成を表したブロック図である。
まず、図４において、本実施例の受信機の構成を、図３に示した受信機と対比して説明する。
受信部ＲＸa，ＲＸbは共に同様の構成を有しており、到来電波を受信する受信アンテナ１０a，１０ｂから出力される高周波数の受信信号を増幅するＲＦアンプ１４ａ，１４ｂと、ローカルオシレータ２０から供給されるローカル信号（局発信号）とＲＦアンプ１４ａ，１４ｂからの上記受信信号とを掛け合わせることで、中間周波信号を生成するミキサ１５ａ，１５ｂと、中間周波信号を増幅するＩＦアンプ１６ａ，１６ｂと、増幅された中間周波信号を帯域分割することによって変調信号を出力するＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂと、各々の変調信号をディジタルデータ列の変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢにアナログディジタル変換して出力するＡ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂを有して構成されている。
ここで、ローカルオシレータ２０は、後述のシステムコントローラ８０から供給される同調制御信号ＬＯの指示に従って上述のローカル信号を発生する。また、システムコントローラ２０は、ユーザー等から操作部９０を介して入力される選局指令ＣＮＴに従って、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給するようになっている。
適応合成部ＡＤＦは、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂのサンプリング周波数に同期して、変調信号ＩＦＡを入力してシフトするｎ段の遅延素子Ｄａを有するタップ付き遅延手段（符号省略）と、各遅延素子Ｄａの入出力にタップ係数ａ0〜ａnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、同じく上述のサンプリング周波数に同期して、変調信号ＩＦＢを入力してシフトするｎ段の遅延素子Ｄｂを有するタップ付き遅延手段（符号省略）と、各遅延素子Ｄｂの入出力にタップ係数ｂ0〜ｂnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、これら２ｎ＋２個の係数器の全ての出力を加算することにより、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を生成して出力する加算器１９とを具備して構成されている。
したがって、適応合成部ＡＤＦは、入力する変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対し、前記式（３）で表される演算処理を行うことで、出力系列Ｙiとしての変調信号Ｙ(t)を出力する。
更に、本受信機では、変調信号ＩＦＡを入力して特徴抽出信号ＥＶaを出力する特徴抽出部３０が、包絡線検出部３１及び低域通過型フィルタ３２によって形成され、変調信号ＩＦＢを入力して特徴抽出信号ＥＶbを出力する特徴抽出部４０が、包絡線検出部４１及び低域通過型フィルタ４２によって形成されている。
そして更に、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbを加算する加算器５０と、加算器５０から出力される加算特徴抽出信号Ｅsumと変調信号Ｙ(t)とに基づいてタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整するためのタップ係数更新信号ＥＸを出力するタップ係数変更部７０と、変調信号Ｙ(t)をディジタル復調する復調回路７０と、システムコントローラ８０、及び操作部９０が設けられている。
ここで、包絡線検波回路３１，４１と低域通過型フィルタ３２，４２及びシステムコントローラ８０は、図５に示す構成を有している。
まず、包絡線検波回路３１は、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子３１０と、乗算器３１１，３１２及び加算器３１３を有して構成されている。
そして、乗算器３１２が、変調信号ＩＦＡの２乗演算を行い、乗算器３１１が、遅延素子３１０で遅延された変調信号ＩＦＡの２乗演算を行い、加算器３１３が、乗算器３１１，３１２の出力を加算することで、変調信号ＩＦＡの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅａを出力する。
すなわち、変調信号ＩＦＡと包絡線検波信号Ｅａをサンプリング周期毎の入力系列ＩＦＡ(t)と出力系列Ｅａ(t)として表すものとすると、次式（４）で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号Ｅａ(t)を生成して出力する。
Figure 2006008963
包絡線検波回路４１も、包絡線検波回路３１と同様の構成を有し、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子４１０と、乗算器４１１，４１２及び加算器４１３を有して構成されている。
そして、乗算器４１２が、変調信号ＩＦＢの２乗演算を行い、乗算器４１１が、遅延素子４１０で遅延された変調信号ＩＦＢの２乗演算を行い、加算器４１３が、乗算器４１１，４１２の出力を加算することで、変調信号ＩＦＢの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅｂを出力する。
すなわち、変調信号ＩＦＢと包絡線検波信号Ｅｂをサンプリング周期毎の入力系列ＩＦＢ(t)と出力系列Ｅｂ(t)で表すものとすると、次式（５）で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号Ｅｂ(t)を生成して出力する。
Figure 2006008963
次に、低域通過型フィルタ３２は、加算器３２０，３２１，３２４，３２５と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子３２２，３２３と、乗算器である係数器３２６，３２７，３２８，３２９とを有する２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタによって構成されている。
ここで、システムコントローラ８０には、係数器３２６，３２７，３２８，３２９の各々の係数値を変更するための係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4を予め記憶したタップ係数記憶部８１が設けられている。
そして、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数を周波数ｆ1に切り替えさせる。
また、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数を周波数ｆ2に切り替えさせる。
つまり、ユーザー等が操作部９０を介して所望の放送局を選局すると、同調制御部８２は、その選局された放送がＡＭ変調されたものかＦＭ変調されたものかを選局指令ＣＮＴによって検知し、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4、又はＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給するようになっている。
なお、本実施例では、ＦＭ変調に対応する低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数ｆ1を１０ｋＨｚ、ＦＭ変調に対応する低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数ｆ2を１０Ｈｚに設定するための係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4が、タップ係数記憶部８１に予め記憶されている。
次に、低域通過型フィルタ４２も、低域通過型フィルタ３２と同様の構成を有した２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタにて構成されている。すなわち、加算器４２０，４２１，４２４，４２５と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間を有する遅延素子４２２，４２３と、乗算器である係数器４２６，４２７，４２８，４２９とを有する２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタによって構成されている。
そして、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器４２６，４２７，４２８，４２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ４２のカットオフ周波数を周波数（すなわち、１０ｋＨｚ）ｆ1に切り替えさせる。
また、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器４２６，４２７，４２８，４２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ４２のカットオフ周波数を周波数（すなわち、１０Ｈｚ）ｆ2に切り替えさせる。
次に、タップ係数変更部６０の構成を図６に基づいて説明する。
タップ係数変更部６０は、加算特徴抽出信号Ｅsumから予測信号としての変調信号Ｙ(t)を減算することによって誤差Ｅrrを出力する減算器６１と、誤差Ｅrrを０に近づけるべく、所定の演算アルゴリズムに基づいて適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを演算するタップ係数演算部６２とを備えて構成されている。そして、タップ係数演算部６２が、タップ係数更新信号ＥＸに基づいて各々の係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を加算器１９から出力させる。
次に、かかる構成を有する本実施例の受信機の動作について説明する。
まず、ユーザー等が放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。
かかる場合には、システムコントローラ８０からの指令に従って、受信部ＲＸa，ＲＸbがＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、包絡線検波回路３１，４１から変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが出力される。更に、システムコントローラ８０からの指令に従って、低域通過型フィルタ３２，４２のカットオフ周波数ｆ1が１０ｋＨｚとなるため、包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが低域通過型フィルタ３２，４２を通過することとなり、ＡＭ変調波の特徴を有した特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算器５０に入力し、更に、加算器５０から特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算された加算特徴抽出信号Ｅsumがタップ係数変更部６０に供給される。
更に、適応合成部ＡＤＦでは、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを入力して、前記式（３）で表される演算処理を行い、予測信号として変調信号Ｙ(t)を出力する。
そして、タップ係数変更部６０が、その変調信号Ｙ(t)と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０になるように適応合成部ＡＤＦ内の係数器の各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を適応合成部ＡＤＦから出力させ、その変調信号Ｙ(t)を変調回路７０が復調することで復調信号Ｓdを出力する。
このように、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢから復調信号Ｓdを復調する際には、タップ係数変更部６０がＡＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるように、適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部ＡＤＦが、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。
次に、ユーザー等が放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。
かかる場合には、システムコントローラ８０からの指令に従って、受信部ＲＸa，ＲＸbがＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、包絡線検波回路３１，４１から変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線を示すほぼ平坦な包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが出力される。
更に、システムコントローラ８０からの指令に従って、低域通過型フィルタ３２，４２のカットオフ周波数ｆ2が１０Ｈｚとなるため、包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂのほぼ直流成分が低域通過型フィルタ３２，４２を通過することとなり、ＦＭ変調波の特徴を有した特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算器５０に入力し、更に、加算器５０から特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算された加算特徴抽出信号Ｅsumがタップ係数変更部６０に供給される。
一方、適応合成部ＡＤＦでは、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを入力して、前記式（３）で表される演算処理を行い、予測信号として変調信号Ｙ(t)を出力する。
そして、タップ係数変更部６０が、その変調信号Ｙ(t)と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０になるように適応合成部ＡＤＦ内の係数器の各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を適応合成部ＡＤＦから出力させ、その変調信号Ｙ(t)を変調回路７０が復調することで復調信号Ｓdを出力する。
このように、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢから復調信号Ｓdを復調する際には、タップ係数変更部６０がＦＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるように、適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部ＡＤＦが、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
以上説明したように、本実施例の受信機によれば、ＦＭ変調とＡＭ変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。
更に、本実施例の受信機によれば、受信部ＲＸa，ＲＸbに設けられている帯域分割用の各々のＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部ＡＤＦが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々のＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。
なお、本実施例の受信機は、適応合成部ＡＤＦと、包絡線検波回路３１，４１と、低域通過型フィルタ３２，４２、加算器５０、タップ係数変更部６０を夫々ハードウェアで形成するようにしてもよいし、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いていわゆるプログラム処理を行う構成としてもよい。
また、適応合成部ＡＤＦと包絡線検波回路３１，４１と低域通過型フィルタ３２，４２と加算器５０とタップ係数変更部６０と復調回路７０と同等の機能を発揮するコンピュータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムをパーソナルコンピュータ（ＰＣ）に設けられているマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）に実行させるようにしてもよい。
【０００６】
を向上させることができるが、周波数選択性フェージング下では効果が少ないという問題がある。
［００４０］
次に、図１（ｂ）に示した従来のスペースダイバーシティ受信方式の受信機では、上述したように、切替回路１２が復調回路８ａ，８ｂから出力される復調信号Ｓｄａ，Ｓｄｂのうちの１つを選択すると、実質的には、１つの受信アンテナを使用して受信することとなるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式であるが、遅延波があるような周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られないという課題がある。
［００４１］
次に、図２に示した従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機は、近年開発されたものであり、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下における受信に際して、受信品質を向上させるためになされたものである。
［００４２］
しかし、ＣＭＡによると、適応合成部ＡＤＦは基準値（定数値）Ｋに近似した一定振幅となる変調信号Ｙ（ｔ）を生成して出力するように動作することから、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢがＦＭ波である場合に限られてしまう。
［００４３］
このため、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、ＦＭ変調された変調波におけるマルチパス歪みを抑制することが可能であるが、それ以外の変調波におけるマルチパス歪みの抑制、例えばＡＭ変調波におけるマルチパス歪み、又は、ＡＭ変調波とＦＭ変調波との両者におけるマルチパス歪みを抑制することができなかった。
［００４４］
本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、ＦＭ変調波とＡＭ変調波との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下においても有効な受信機と、その受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
［００４５］
請求項１に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を生成する包絡線検波手段と、前記各々の包絡線検波信号に対し低域通過のフィルタ処理を行うことで、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を示す特徴抽出信号を生成する低域通過型フィルタ手段と、前記低域通過型フィルタ手段で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を具備し、前記低域通過型フィルタ
【０００７】
手段は、前記受信手段から出力される前記変調信号がＡＭ変調された信号である場合には、ＡＭ復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合には、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えること、を特徴とする。
［００４６］
請求項３に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を生成する包絡線検波工程と、前記各々の包絡線検波信号に対し低域通過のフィルタ処理を行うことで、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を示す特徴抽出信号を生成するフィルタ工程と、前記フィルタ工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程と、を具備し、前記フィルタ工程では、前記受信手段から出力される前記変調信号がＡＭ変調された信号である場合、ＡＭ復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えること、を特徴とする。
【図面の簡単な説明】
［００４７］
［図１］従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機とスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。
［図２］従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。
［図３］本発明の実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。
［図４］実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。
［図５］図４に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。
本発明は、受信に際してマルチパスフェージングの影響を抑制する位相合成ダイバーシティ受信機及びその受信方法に関する。
１つの受信アンテナによって放送電波を受信する車載型カーラジオ等の移動体受信機にあっては、車両が移動すると、受信信号のレベルや位相が急激に変動するいわゆるマルチパスフェージングが発生し、受信品質の劣化を招くという問題がある。
従来、このマルチパスフェージングに起因する受信品質劣化の防止対策として、複数の受信アンテナを設けておき、複数の変調信号を合成して復調を行う合成ダイバーシティ受信方式と、複数の受信アンテナのうち受信品質の良好な受信アンテナを選択して受信するスペースダイバーシティ受信方式と、変調信号から適応ディジタルフィルタを用いてマルチパス歪みをキャンセルする受信方式が提案されている。
図１（ａ）は、２つの受信アンテナを備えた従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図であり、特開平０６−２１６８１５号公報に開示されたものと同様の構成を有している。
図１（ａ）において、この受信機は、到来電波を受信する受信アンテナ１ａ，１ｂが接続された２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbと、加算器７及び復調回路８を有して構成されている。
各々の受信部ＲＸa，ＲＸbは、ＲＦアンプ２ａ，２ｂ、ミキサ３ａ，３ｂ、ＩＦアンプ４ａ，４ｂ、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂを有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、ＲＦアンプ２ａ，２ｂが各々の受信信号を帯域制限して増幅し、ミキサ３ａ，３ｂへ出力する。ここで、帯域制限に際して、図示しないＰＬＬ回路から供給される制御電圧に従って、受信周波数に応じた帯域同調を行うようになっている。
ミキサ３ａ，３ｂでは、ＲＦアンプ２ａ，２ｂの各出力とローカルオシレータ６から出力されるローカル信号（局発信号）との掛け合わせが行われ、搬送周波数が例えば１０．７ＭＨｚとなる中間周波信号が生成される。
そして、各々の中間周波信号をＩＦアンプ４ａ，４ｂが増幅した後、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂが所定の帯域分割を行って加算器７に供給することにより、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂから出力される変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢが加算された加算信号ＩＦabが加算器７から出力され、その加算信号ＩＦabを復調回路８が復調することによって、復調信号を生成して出力する。
このように、合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となる場合に、加算信号ＩＦabの信号電力が２倍となることから、遅延波の無いフラットフェージング下において受信品質を向上させることができる。
特にキャリア周波数の低いＡＭ放送波を受信する場合、その効果が大きく、受信感度の向上を図ることが可能である。
図１（ｂ）は、２つの受信アンテナを備えた従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。
図１（ｂ）において、この受信機は、図１（ａ）の受信機と同様に、２つの受信アンテナ１ａ，１ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbとローカルオシレータ６を有すると共に、各系統に対応する復調回路８ａ，８ｂとレベル抽出回路９ａ，９ｂとノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂとを有し、更に、信号ノイズレベル比較回路１０及び切替回路１２を有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部ＲＸa，ＲＸbが帯域同調等を行って、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを復調回路８ａ，８ｂとレベル抽出回路９ａ，９ｂに供給する。更に、復調回路８ａ，８ｂが変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを復調することにより、復調信号Ｓda，Ｓdbを生成してノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂと切替回路１２に供給する。
レベル抽出回路９ａ，９ｂは、各々の変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの信号成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路１０に供給し、ノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂは、復調信号Ｓda，Ｓdbに含まれているノイズ成分を抽出して信号ノイズレベル比較回路１０に供給する。
信号ノイズレベル比較回路１０は、レベル抽出回路９ａからの信号成分とノイズ抽出回路１１ａからのノイズ成分との強度比（ＤＵ比）と、レベル抽出回路９ｂからの信号成分とノイズ抽出回路１１ｂからのノイズ成分との強度比（ＤＵ比）とを演算し、更に、両者のＤＵ比を比較して、大きなＤＵ比が得られた系統側に切替回路１２を切り替えさせるように制御する。
すなわち、信号ノイズレベル比較回路１０は、復調回路８ａ側の系統のＤＵ比が復調回路８ｂ側の系統のＤＵ比よりも大きい場合には、切替回路１２を復調回路８ａ側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号Ｓdaを出力させる。一方、復調回路８ｂ側の系統のＤＵ比が復調回路８ａ側の系統のＤＵ比よりも大きい場合には、切替回路１２を復調回路８ｂ側に切り替えさせ、受信品質の良好な復調信号Ｓdbを出力させる。
このように、スペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機では、レベル抽出回路９ａ，９ｂで抽出されるいわゆる希望波（Desired Wave）と、ノイズ抽出回路１１ａ，１１ｂで抽出されるいわゆる妨害波（Undesired Wave）との強度比（ＤＵ比）のうち、大きなＤＵ比の得られる復調信号を選択することによって、受信品質の向上を図ることとしている。
ただし、切替回路１２が復調回路８ａ，８ｂから出力される復調信号Ｓda，Ｓdbのうちの１つを選択することは、１つの受信アンテナを使用して受信することと実質的に同じであるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式ではあるが、遅延波のある周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られないという課題がある。
図２は、上述の適応ディジタルフィルタを用いる方式（以下「フェイズドアレイ受信方式」と称する）を適用し、２つの受信アンテナを備えた従来の受信機の構成を表したブロック図である。
このフェイズドアレイ受信方式の受信機は、図１（ａ）（ｂ）の受信機と同様に、２つの受信アンテナ１ａ，１ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbと、ローカルオシレータ６と、適応合成部ＡＤＦと、タップ係数変更部１３と、復調回路８を有して構成されている。
受信アンテナ１ａ，１ｂが到来電波を受信して高周波数の各受信信号を出力すると、受信部ＲＸa，ＲＸbが帯域同調等を行って変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、適応合成部ＡＤＦが、それらの変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを図示していないＡ／Ｄ変換器でディジタルデータ列の信号に変換して入力するようになっている。
ここで、適応合成部ＡＤＦは、ディジタルデータ列に変換された変調信号ＩＦＡを所定サンプリング周波数に同期してシフトするｎ段の遅延素子Ｄａと、各遅延素子Ｄａの入出力にタップ係数ａ0〜ａnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、ディジタルデータ列に変換された信号ＩＦＢを所定サンプリング周波数に同期してシフトするｎ段の遅延素子Ｄｂと、各遅延素子Ｄｂの入出力にタップ係数ｂ0〜ｂnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、これら２ｎ＋２個の係数器の全ての出力を加算して、その加算結果である信号Ｙ(t)を出力する加算器１２とを有して構成されている。
別言すれば、適応合成部ＡＤＦは、フィードフォワード型（ＦＩＲ型）のディジタルフィルタ部を有する等価器としての構成を有している。
タップ係数変更部１３は、次式（１）で表されるように、加算器１２から出力される信号Ｙ(t)と１サンプリング周期前に出力された信号Ｙ(t-1)との二乗和ＳＵＭを演算することによって、信号Ｙ(t)の包絡線を検出する。更に、次式（２）で表されるように、定数値からなる基準値Ｋと二乗和ＳＵＭとの誤差Ｅrrを演算し、誤差Ｅrrが０に近づくようにタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整する。
Figure 2006008963
Figure 2006008963
このように、タップ係数変更部１３は、誤差Ｅrrが０に近づくように係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整することによって、マルチパス歪みを自動的にキャンセルさせ、基準値（定数値）Ｋに近似した一定振幅となる信号Ｙ(t)を加算器１２から出力させる。
なお、このタップ係数変更部１３におけるタップ係数更新アルゴリズムは、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれている。
そして、復調回路８が、マルチパス歪みのキャンセルされた信号Ｙ(t)をディジタル復調することにより、ディジタルデータ列からなる復調信号を出力する。
以上説明したように、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、ＣＭＡによって適応合成部ＡＤＦのタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整することにより、マルチパス歪みを抑制した変調信号に相当する信号Ｙ(t)を生成して、受信品質の向上を図ることとしている。
更に、フェイズドアレイ受信方式の受信機では、周波数選択性フェージング下とフラットフェージング下の両方の状況において受信品質の向上を図ることが可能となっている。
特に、周波数選択性フェージングがＦＭ波で多く発生し、そのＦＭ変調の性質が変調信号によらず振幅が一定であることから、一定振幅の変調信号Ｙ(t)を生成するようにタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを可変調整するＣＭＡは、ＦＭ放送を受信する受信機において広く利用されている。
特開平０６−２１６８１５号公報
ところで、上述した従来の合成ダイバーシティ受信方式と、スペースダイバーシティ受信方式と、フェイズドアレイ受信方式の各受信機では、次のような問題があった。
まず、図１（ａ）に示した従来の合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、一般に使用されている１０．７ＭＨｚの中間周波信号を周波数分割するために、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂがセラミックフィルタで形成されている。
このため、ＩＦフィルタ５ａ，５ｂの素子間での群遅延のばらつきが無視できなくなって、加算器７で合成される変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となるという要件が補償され得なくなり、受信品質のさらなる向上を図ることが難しいという課題があった。
また、上述の素子間での群遅延のばらつきを低減するための調整が煩雑であり、当該受信機の量産性の向上を図ることが困難となっていた。
また、合成ダイバーシティ受信方式の受信機では、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相が同相となるという要件が満たされた場合には、フラットフェージング下において受信品質を向上させることができるが、周波数選択性フェージング下では効果が少ないという問題がある。
次に、図１（ｂ）に示した従来のスペースダイバーシティ受信方式の受信機では、上述したように、切替回路１２が復調回路８ａ，８ｂから出力される復調信号Ｓda，Ｓdbのうちの１つを選択すると、実質的には、１つの受信アンテナを使用して受信することとなるため、遅延波の無いフラットフェージング下では有効な受信方式であるが、遅延波があるような周波数選択性フェージング下では十分な効果が得られないという課題がある。
次に、図２に示した従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機は、近年開発されたものであり、フラットフェージングと周波数選択性フェージング下における受信に際して、受信品質を向上させるためになされたものである。
しかし、ＣＭＡによると、適応合成部ＡＤＦは基準値（定数値）Ｋに近似した一定振幅となる変調信号Ｙ(t)を生成して出力するように動作することから、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢがＦＭ波である場合に限られてしまう。
このため、従来のフェイズドアレイ受信方式の受信機では、ＦＭ変調された変調波におけるマルチパス歪みを抑制することが可能であるが、それ以外の変調波におけるマルチパス歪みの抑制、例えばＡＭ変調波におけるマルチパス歪み、又は、ＡＭ変調波とＦＭ変調波との両者におけるマルチパス歪みを抑制することができなかった。
本発明は、このような従来の問題に鑑みてなされたものであり、ＦＭ変調波とＡＭ変調波との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下においても有効な受信機と、その受信方法を提供することを目的とする。
請求項１に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を生成する包絡線検波手段と、前記各々の包絡線検波信号に対し低域通過のフィルタ処理を行うことで、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を示す特徴抽出信号を生成する低域通過型フィルタ手段と、前記低域通過型フィルタ手段で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を具備し、前記低域通過型フィルタ手段は、前記受信手段から出力される前記変調信号がＡＭ変調された信号である場合には、ＡＭ復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合には、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えること、を特徴とする。
請求項３に記載の発明は、複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を生成する包絡線検波工程と、前記各々の包絡線検波信号に対し低域通過のフィルタ処理を行うことで、前記各々の変調信号の包絡線の特徴を示す特徴抽出信号を生成するフィルタ工程と、前記フィルタ工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程と、を具備し、前記フィルタ工程では、前記受信手段から出力される前記変調信号がＡＭ変調された信号である場合、ＡＭ復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えること、を特徴とする。
発明を実施するための最良の形態について、図３を参照して説明する。図３は、この実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機（以下、単に「受信機」と称する）の構成を表したブロック図である。
図３において、この受信機は、複数の受信アンテナ１０ａ，１０ｂが接続される複数の受信部ＲＸa，ＲＸbと、復調回路７０とを有する他、適応合成部ＡＤＦと、特徴抽出部３０，４０と、加算部５０及びタップ係数変更部６０とを有して構成されている。
なお、受信アンテナと受信部との個数については、適宜の複数個に決めることができるものであるが、典型的な場合として、本実施形態では、２個のアンテナ１０ａ，１０ｂが接続される２系統の受信部ＲＸa，ＲＸbを有した構成としている。
受信部ＲＸaは、到来電波を受信する受信アンテナ１０ａから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号ＩＦＡを出力する。また、受信部ＲＸbも同様に、受信アンテナ１０ａから出力される高周波数の受信信号に帯域同調等し、変調信号ＩＦＢを出力する。
すなわち、各々の受信部ＲＸa，ＲＸbは、ユーザー等によって選局が行われると、ローカルオシレータ２０から出力されるローカル信号（局発信号）と、受信アンテナ１０ａ，１０ｂから出力される高周波数の受信信号とを掛け合わすことで、中間周波数の中間周波信号を生成し、更に、各々の中間周波信号を増幅して帯域分割を行うことにより、特徴抽出部３０，４０及び適応合成部ＡＤＦに供給するための変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力する。
特徴抽出部３０は、変調信号ＩＦＡの振幅を包絡線検波し、検出した包絡線検波信号の所定の周波数帯域成分を抽出することによって、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶa、又は、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
より詳細に特徴抽出部３０の構成を述べると、変調信号ＩＦＡを包絡線検波する包絡線検波手段と、ユーザー等が選局した放送に応じてカットオフ周波数を切り替える低域通過型フィルタが設けられている。
すなわち、ユーザー等が選局した放送の変調信号ＩＦＡがＡＭ変調されたものであれば、低域通過型フィルタは、ＡＭ変調に対応付けられているカットオフ周波数ｆ1に切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を有する特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
一方、ユーザー等が選択した放送の変調信号ＩＦＡがＦＭ変調されたものであれば、低域通過型フィルタは、ＦＭ変調に対応付けられているカットオフ周波数ｆ2に切り替えて、包絡線検波信号を通過させることにより、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＡの特徴を有する特徴抽出信号ＥＶaを出力する。
ここで、低域通過型フィルタがカットオフ周波数ｆ1，ｆ2を切り替える際の条件として、ユーザー等が選択した放送における変調信号ＩＦＡがＡＭ変調されたものか、ＦＭ変調されたものなのかを知る必要がある。
そこで、低域通過型フィルタは、ユーザー等が放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数ｆ1に切り替え、ユーザー等が放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選んだ場合、その選択操作に応じて低域通過型フィルタのカットオフ周波数を周波数ｆ2に切り替える。
特徴抽出部４０は、特徴抽出部３０と同様の構成を有している。すなわち、変調信号ＩＦＢの振幅を包絡線検波し、その包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、カットオフ周波数を切り替えることが可能な低域通過型フィルタとを有して構成されている。
そして、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部４０内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数ｆ1に切り替えて包絡線検波信号を通過させ、ＡＭ変調されている変調信号ＩＦＢの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶbを出力する。
また、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局がユーザー等によって選択されると、特徴抽出部４０内の低域通過型フィルタは、カットオフ周波数ｆ2に切り替えて包絡線検波信号を通過させ、ＦＭ変調されている変調信号ＩＦＢの特徴を示す特徴抽出信号ＥＶbを出力する。
次に、加算部５０は、特徴抽出部３０，４０から供給される特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbを加算し、その加算した信号（以下「加算特徴抽出信号」と称する）Ｅsumをタップ係数変更部６０に供給する。
適応合成部ＡＤＦは、変調信号ＩＦＡを入力するいわゆるフィードフォワード型の第１適応フィルタと、変調信号ＩＦＢを入力するフィードフォワード型の第２適応フィルタと、第１，第２適応フィルタの出力を加算する加算器とを有し、該加算器から予測信号としての変調信号Ｙ(t)を出力する。
すなわち、第１適応フィルタは、入力する変調信号ＩＦＡを所定の遅延時間ずつシフトするｎ個（ｎは適宜の整数）の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算するｎ＋１個の係数器とを有して構成されている。
第２適応フィルタは、入力する変調信号ＩＦＢを所定の遅延時間ずつシフトするｎ個の遅延素子を有するタップ付き遅延手段と、各遅延素子の入出力にタップ係数を乗算するｎ＋１個の係数器とを有して構成されている。
そして、加算器が、それら合計２ｎ＋２個の係数器の出力（すなわち、２ｎ＋２個の出力）を加算することで、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を生成して出力する。
つまり、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを遅延時間毎の入力系列ＩＦＡt，ＩＦＢt、係数器のタップ係数をａi，ｂi、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を遅延時間毎の出力系列Ｙｔ、変数ｉを０〜ｎまでの整数とすると、適応合成部ＡＤＦは、次式（３）で表される演算処理を行って、変調信号である出力系列Ｙtを出力する。
Figure 2006008963
次に、タップ係数変更部６０は、変調信号Ｙ(t)の包絡線と、加算特徴抽出信号Ｅsumの振幅との誤差Ｅrrを演算し、その誤差Ｅrrが０に近づくように、タップ係数更新信号ＥＸによって適応合成部ＡＤＦの各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを適応的に可変調整する。
そして、タップ係数変更部６０によって各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnが適応的に可変調整されて、適応合成部ＡＤＦから出力されることとなる変調信号Ｙ(t)を復調回路７０が復調することによって、復調信号Ｓdを生成して出力する。
以上説明したように、本実施形態の受信機によれば、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)の包絡線と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０に近づくように、適応合成部ＡＤＦのタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを調整することで、変調信号Ｙ(t)を加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似させて（近づけさせて）合成することができる。
このため、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)が、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号Ｅsumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対する適応制御が可能である。
また、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、適応合成部ＡＤＦから出力される変調信号Ｙ(t)が、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに基づいて特徴抽出された加算特徴抽出信号Ｅsumに近似することとなるように位相合成が行われることとなるため、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対する適応制御が可能である。
更に、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、本来求めるべきＡＭ検波信号（復調回路７０でＡＭ復調される復調信号）Ｓｄの信号帯域（一般的には５ｋＨｚである）よりも高い周波数に設定すれば、ＡＭ変調波への適用が可能である。
すなわち、低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、上述のＡＭ検波信号Ｓｄの信号帯域よりも高い周波数として例えば、１０ｋＨｚに設定すると、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線検波信号（すなわち、ＡＭ変調の特徴を有している包絡線検波信号）が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbとなって加算部５０に供給されることになる。
このため、タップ係数変更部６０が、加算部５０からのＡＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部ＡＤＦが、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。
このように、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ1を、ＡＭ検波信号Ｓｄの信号帯域よりも高い周波数に設定すれば、ＡＭ変調波への適用が可能であり、且つフラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることが可能となっている。
更に、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際には、特徴抽出部３０，４０内の低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ2を、周波数選択性フェージングに起因して変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの振幅がＡＭ変動することとなるそのＡＭ変動周波数（一般的には１０Ｈｚ程度である）よりも低い周波数に設定することにより、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
すなわち、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局の放送波を受信する際に、低域通過型フィルタのカットオフ周波数ｆ2を、上述のＡＭ変動周波数よりも低い周波数として例えば、１０Ｈｚに設定すると、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線検波信号（すなわち、ＦＭ変調の特徴を有しているほぼ平坦な包絡線検波信号）が低域通過型フィルタを通過することとなり、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbとなって加算部５０に供給されることになる。
このため、タップ係数変更部６０が、加算部５０からのＦＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと変調信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるようにタップ係数を調整すると、適応合成部ＡＤＦが、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
このように、本実施形態の受信機によれば、ＦＭ変調とＡＭ変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。
更に、本実施形態の受信機によれば、受信部ＲＸa，ＲＸbに設けられている帯域分割用の各々のＩＦフィルタをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部ＡＤＦが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々のＩＦフィルタをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。
次に、より具体的な実施例について、図４ないし図６を参照して説明する。図４は、本実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図であり、図３と同一又は相当する部分を同一符号で示している。また、図５及び図６は、要部の構成を表したブロック図である。
まず、図４において、本実施例の受信機の構成を、図３に示した受信機と対比して説明する。
受信部ＲＸa，ＲＸbは共に同様の構成を有しており、到来電波を受信する受信アンテナ１０a，１０ｂから出力される高周波数の受信信号を増幅するＲＦアンプ１４ａ，１４ｂと、ローカルオシレータ２０から供給されるローカル信号（局発信号）とＲＦアンプ１４ａ，１４ｂからの上記受信信号とを掛け合わせることで、中間周波信号を生成するミキサ１５ａ，１５ｂと、中間周波信号を増幅するＩＦアンプ１６ａ，１６ｂと、増幅された中間周波信号を帯域分割することによって変調信号を出力するＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂと、各々の変調信号をディジタルデータ列の変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢにアナログディジタル変換して出力するＡ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂを有して構成されている。
ここで、ローカルオシレータ２０は、後述のシステムコントローラ８０から供給される同調制御信号ＬＯの指示に従って上述のローカル信号を発生する。また、システムコントローラ２０は、ユーザー等から操作部９０を介して入力される選局指令ＣＮＴに従って、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給するようになっている。
適応合成部ＡＤＦは、Ａ／Ｄ変換器１８ａ，１８ｂのサンプリング周波数に同期して、変調信号ＩＦＡを入力してシフトするｎ段の遅延素子Ｄａを有するタップ付き遅延手段（符号省略）と、各遅延素子Ｄａの入出力にタップ係数ａ0〜ａnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、同じく上述のサンプリング周波数に同期して、変調信号ＩＦＢを入力してシフトするｎ段の遅延素子Ｄｂを有するタップ付き遅延手段（符号省略）と、各遅延素子Ｄｂの入出力にタップ係数ｂ0〜ｂnを乗算するｎ＋１個の係数器（符号省略）と、これら２ｎ＋２個の係数器の全ての出力を加算することにより、予測信号としての変調信号Ｙ(t)を生成して出力する加算器１９とを具備して構成されている。
したがって、適応合成部ＡＤＦは、入力する変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢに対し、前記式（３）で表される演算処理を行うことで、出力系列Ｙiとしての変調信号Ｙ(t)を出力する。
更に、本受信機では、変調信号ＩＦＡを入力して特徴抽出信号ＥＶaを出力する特徴抽出部３０が、包絡線検出部３１及び低域通過型フィルタ３２によって形成され、変調信号ＩＦＢを入力して特徴抽出信号ＥＶbを出力する特徴抽出部４０が、包絡線検出部４１及び低域通過型フィルタ４２によって形成されている。
そして更に、特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbを加算する加算器５０と、加算器５０から出力される加算特徴抽出信号Ｅsumと変調信号Ｙ(t)とに基づいてタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整するためのタップ係数更新信号ＥＸを出力するタップ係数変更部７０と、変調信号Ｙ(t)をディジタル復調する復調回路７０と、システムコントローラ８０、及び操作部９０が設けられている。
ここで、包絡線検波回路３１，４１と低域通過型フィルタ３２，４２及びシステムコントローラ８０は、図５に示す構成を有している。
まず、包絡線検波回路３１は、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子３１０と、乗算器３１１，３１２及び加算器３１３を有して構成されている。
そして、乗算器３１２が、変調信号ＩＦＡの２乗演算を行い、乗算器３１１が、遅延素子３１０で遅延された変調信号ＩＦＡの２乗演算を行い、加算器３１３が、乗算器３１１，３１２の出力を加算することで、変調信号ＩＦＡの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅａを出力する。
すなわち、変調信号ＩＦＡと包絡線検波信号Ｅａをサンプリング周期毎の入力系列ＩＦＡ(t)と出力系列Ｅａ(t)として表すものとすると、次式（４）で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号Ｅａ(t)を生成して出力する。
Figure 2006008963
包絡線検波回路４１も、包絡線検波回路３１と同様の構成を有し、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子４１０と、乗算器４１１，４１２及び加算器４１３を有して構成されている。
そして、乗算器４１２が、変調信号ＩＦＢの２乗演算を行い、乗算器４１１が、遅延素子４１０で遅延された変調信号ＩＦＢの２乗演算を行い、加算器４１３が、乗算器４１１，４１２の出力を加算することで、変調信号ＩＦＢの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅｂを出力する。
すなわち、変調信号ＩＦＢと包絡線検波信号Ｅｂをサンプリング周期毎の入力系列ＩＦＢ(t)と出力系列Ｅｂ(t)で表すものとすると、次式（５）で表される演算処理を行うことで、包絡線検波信号Ｅｂ(t)を生成して出力する。
Figure 2006008963
次に、低域通過型フィルタ３２は、加算器３２０，３２１，３２４，３２５と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間ΔＴを有する遅延素子３２２，３２３と、乗算器である係数器３２６，３２７，３２８，３２９とを有する２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタによって構成されている。
ここで、システムコントローラ８０には、係数器３２６，３２７，３２８，３２９の各々の係数値を変更するための係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4を予め記憶したタップ係数記憶部８１が設けられている。
そして、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数を周波数ｆ1に切り替えさせる。
また、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数を周波数ｆ2に切り替えさせる。
つまり、ユーザー等が操作部９０を介して所望の放送局を選局すると、同調制御部８２は、その選局された放送がＡＭ変調されたものかＦＭ変調されたものかを選局指令ＣＮＴによって検知し、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4、又はＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器３２６，３２７，３２８，３２９に供給するようになっている。
なお、本実施例では、ＦＭ変調に対応する低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数ｆ1を１０ｋＨｚ、ＦＭ変調に対応する低域通過型フィルタ３２のカットオフ周波数ｆ2を１０Ｈｚに設定するための係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4が、タップ係数記憶部８１に予め記憶されている。
次に、低域通過型フィルタ４２も、低域通過型フィルタ３２と同様の構成を有した２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタにて構成されている。すなわち、加算器４２０，４２１，４２４，４２５と、上述のサンプリング周波数の逆数に相当する遅延時間を有する遅延素子４２２，４２３と、乗算器である係数器４２６，４２７，４２８，４２９とを有する２次ＩＩＲ型ディジタルフィルタによって構成されている。
そして、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＡＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器４２６，４２７，４２８，４２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ４２のカットオフ周波数を周波数（すなわち、１０ｋＨｚ）ｆ1に切り替えさせる。
また、ユーザー等が操作部９０を介して、放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局すると、システムコントローラ８０内の同調制御部８２が、同調制御信号ＬＯをローカルオシレータ２０に供給すると共に、ＦＭ変調に対応付けられている係数値データｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4をタップ係数記憶部８１から係数器４２６，４２７，４２８，４２９に供給させることにより、低域通過型フィルタ４２のカットオフ周波数を周波数（すなわち、１０Ｈｚ）ｆ2に切り替えさせる。
次に、タップ係数変更部６０の構成を図６に基づいて説明する。
タップ係数変更部６０は、加算特徴抽出信号Ｅsumから予測信号としての変調信号Ｙ(t)を減算することによって誤差Ｅrrを出力する減算器６１と、誤差Ｅrrを０に近づけるべく、所定の演算アルゴリズムに基づいて適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを演算するタップ係数演算部６２とを備えて構成されている。そして、タップ係数演算部６２が、タップ係数更新信号ＥＸに基づいて各々の係数器のタップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を加算器１９から出力させる。
次に、かかる構成を有する本実施例の受信機の動作について説明する。
まず、ユーザー等が放送内容をＡＭ変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。
かかる場合には、システムコントローラ８０からの指令に従って、受信部ＲＸa，ＲＸbがＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、包絡線検波回路３１，４１から変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線を示す包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが出力される。更に、システムコントローラ８０からの指令に従って、低域通過型フィルタ３２，４２のカットオフ周波数ｆ1が１０ｋＨｚとなるため、包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが低域通過型フィルタ３２，４２を通過することとなり、ＡＭ変調波の特徴を有した特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算器５０に入力し、更に、加算器５０から特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算された加算特徴抽出信号Ｅsumがタップ係数変更部６０に供給される。
更に、適応合成部ＡＤＦでは、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを入力して、前記式（３）で表される演算処理を行い、予測信号として変調信号Ｙ(t)を出力する。
そして、タップ係数変更部６０が、その変調信号Ｙ(t)と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０になるように適応合成部ＡＤＦ内の係数器の各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を適応合成部ＡＤＦから出力させ、その変調信号Ｙ(t)を変調回路７０が復調することで復調信号Ｓdを出力する。
このように、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢから復調信号Ｓdを復調する際には、タップ係数変更部６０がＡＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるように、適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部ＡＤＦが、ＡＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下でのノイズ除去効果を最大にすることができる。
次に、ユーザー等が放送内容をＦＭ変調して送信する放送局を選局した場合の動作について説明する。
かかる場合には、システムコントローラ８０からの指令に従って、受信部ＲＸa，ＲＸbがＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを出力し、包絡線検波回路３１，４１から変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの包絡線を示すほぼ平坦な包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂが出力される。
更に、システムコントローラ８０からの指令に従って、低域通過型フィルタ３２，４２のカットオフ周波数ｆ2が１０Ｈｚとなるため、包絡線検波信号Ｅａ，Ｅｂのほぼ直流成分が低域通過型フィルタ３２，４２を通過することとなり、ＦＭ変調波の特徴を有した特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算器５０に入力し、更に、加算器５０から特徴抽出信号ＥＶa，ＥＶbが加算された加算特徴抽出信号Ｅsumがタップ係数変更部６０に供給される。
一方、適応合成部ＡＤＦでは、変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢを入力して、前記式（３）で表される演算処理を行い、予測信号として変調信号Ｙ(t)を出力する。
そして、タップ係数変更部６０が、その変調信号Ｙ(t)と加算特徴抽出信号Ｅsumとの誤差Ｅrrが０になるように適応合成部ＡＤＦ内の係数器の各タップ係数ａ0〜ａn，ｂ0〜ｂnを自動調整することにより、加算特徴抽出信号Ｅsumの位相に近似した変調信号Ｙ(t)を適応合成部ＡＤＦから出力させ、その変調信号Ｙ(t)を変調回路７０が復調することで復調信号Ｓdを出力する。
このように、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢから復調信号Ｓdを復調する際には、タップ係数変更部６０がＦＭ変調の特徴を有することとなる加算特徴抽出信号Ｅsumと信号Ｙ(t)との誤差Ｅrrを０に近づけるように、適応合成部ＡＤＦ内の係数器のタップ係数を調整することとなるため、適応合成部ＡＤＦが、ＦＭ変調された変調信号ＩＦＡ，ＩＦＢの位相を適応的に同相にして変調信号Ｙ(t)を位相合成することができ、フラットフェージング下と周波数選択性フェージング下において、受信品質を向上させることができる。
以上説明したように、本実施例の受信機によれば、ＦＭ変調とＡＭ変調との両者に対して受信品質の向上等を図ることができ、更にフラットフェージング下と周波数選択性フェージング下における受信状況においても、マルチパス歪みの抑制を図ることが可能である。
更に、本実施例の受信機によれば、受信部ＲＸa，ＲＸbに設けられている帯域分割用の各々のＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂをセラミックフィルタで形成した場合、適応合成部ＡＤＦが位相合成を行うと、群遅延のばらつきを吸収することができる。このため、各々のＩＦフィルタ１７ａ，１７ｂをセラミックフィルタで形成することが可能となり、また、群遅延のばらつきを調整するための工程も必要となるため、量産性の向上を図ることが可能である。
なお、本実施例の受信機は、適応合成部ＡＤＦと、包絡線検波回路３１，４１と、低域通過型フィルタ３２，４２、加算器５０、タップ係数変更部６０を夫々ハードウェアで形成するようにしてもよいし、ディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を用いていわゆるプログラム処理を行う構成としてもよい。
また、適応合成部ＡＤＦと包絡線検波回路３１，４１と低域通過型フィルタ３２，４２と加算器５０とタップ係数変更部６０と復調回路７０と同等の機能を発揮するコンピュータプログラムを作成し、そのコンピュータプログラムをパーソナルコンピュータ（ＰＣ）に設けられているマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）に実行させるようにしてもよい。
従来の合成ダイバーシティ受信方式を適用した受信機とスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。 従来のスペースダイバーシティ受信方式を適用した受信機の構成を表したブロック図である。 本発明の実施形態に係る位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。 実施例の位相合成ダイバーシティ受信機の構成を表したブロック図である。 図４に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。 更に、図４に示した位相合成ダイバーシティ受信機要部の構成を表したブロック図である。
符号の説明
１０ａ，１０ｂ…受信アンテナ
３０，４０…特徴抽出部
５０…加算部
６０…タップ係数変更部
７０…復調回路
ＲＸa，ＲＸb…受信部
ＡＤＦ…適応合成部

Claims (6)

  1. 複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機であって、
    前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を出力する特徴抽出手段と、
    前記特徴抽出手段より出力される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算手段と、
    前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成手段と、
    前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更手段と、を有することを特徴とする位相合成ダイバーシティ受信機。
  2. 前記特徴抽出手段は、
    前記各々の変調信号の包絡線を検波して、各々の包絡線検波信号を出力する包絡線検波手段と、
    前記各々の包絡線検波信号を通過させ、前記各々の特徴抽出信号として出力する低域通過型フィルタ手段とを有することを特徴とする請求項１に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。
  3. 前記低域通過型フィルタ手段は、
    前記受信手段から出力される前記変調信号がＡＭ変調された信号である場合には、ＡＭ復調される復調信号の周波数帯域より高い所定周波数のカットオフ周波数に切り替え、前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合には、前記受信手段から出力される前記変調信号の周波数選択性フェージングに起因して生じるＡＭ変動周波数よりも低い所定周波数のカットオフ周波数に切り替えることを特徴とする請求項２に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。
  4. 前記タップ係数変更手段は、
    前記受信手段から出力される前記変調信号がＦＭ変調された信号である場合には、前記加算特徴抽出信号を所定値の基準信号に代えて、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を前記基準信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。
  5. 更に、前記適応合成手段で生成される前記予測信号としての変調信号を復調する復調手段を有することを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載の位相合成ダイバーシティ受信機。
  6. 複数の受信アンテナによって受信された信号から各々の変調信号を生成して出力する受信手段を有する位相合成ダイバーシティ受信機における受信方法であって、
    前記各々の変調信号の包絡線の特徴を抽出し、各々の特徴抽出信号を生成する特徴抽出工程と、
    前記特徴抽出工程で生成される前記各々の特徴抽出信号を加算することで加算特徴抽出信号を生成する加算工程と、
    前記各々の変調信号を所定遅延時間毎にシフトし、該シフトした信号にタップ係数を乗算することによって前記各々の変調信号毎の乗算結果を生成すると共に、前記乗算結果を加算することで予測信号としての変調信号を生成する適応合成工程と、
    前記適応合成工程で生成される前記予測信号としての変調信号を前記加算特徴抽出信号に近似させるように、前記タップ係数を自動調整するタップ係数変更工程と、を有することを特徴とする受信方法。
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