JP2778936B2 - 多重アンテナｆｍ受信機 - Google Patents
多重アンテナｆｍ受信機Info
- Publication number
- JP2778936B2 JP2778936B2 JP7251372A JP25137295A JP2778936B2 JP 2778936 B2 JP2778936 B2 JP 2778936B2 JP 7251372 A JP7251372 A JP 7251372A JP 25137295 A JP25137295 A JP 25137295A JP 2778936 B2 JP2778936 B2 JP 2778936B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- receiver
- antenna
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
- H04B1/126—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means having multiple inputs, e.g. auxiliary antenna for receiving interfering signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭステレオ受信
装置に関する。
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】伝統的に、自動車は無線信号の受信のた
めのマスト・アンテナが装備されてきた。マスト・アン
テナは、短所を持つものと見做されており、従って、実
用可能なマスト・アンテナの代替物を発見する努力がな
されてきた。短所に関しては、マスト・アンテナは車両
の所要のスタイリングを阻害し得、車両が低い枝を通過
する時、または乱暴な行為により、あるいは単なる事故
などにより損傷を受けやすく、その受信品質に関して制
約を有する。
めのマスト・アンテナが装備されてきた。マスト・アン
テナは、短所を持つものと見做されており、従って、実
用可能なマスト・アンテナの代替物を発見する努力がな
されてきた。短所に関しては、マスト・アンテナは車両
の所要のスタイリングを阻害し得、車両が低い枝を通過
する時、または乱暴な行為により、あるいは単なる事故
などにより損傷を受けやすく、その受信品質に関して制
約を有する。
【０００３】車両のスタイリングを阻害するマスト・ア
ンテナの問題に対処するため、アンテナは窓ガラスの如
き車両のガラスに埋設されてきた。性能制約について考
察すると、マスト・アンテナ、ガラス内アンテナ、ある
いは他の種類のアンテナの如何に拘わらず、単一アンテ
ナが一般に、建物や山岳や別の車両などの存在により生
じることがある如き妨害の結果として生じるフェージン
グおよび多重通路信号干渉を受け易い。「ガラス面内」
アンテナの如きホイップ・アンテナに代わるものは、典
型的に、それらの利得、指向性および偏波特性によって
フェージングおよび多重経路を更に受け易い。従って、
代替的なアンテナが紹介される毎に、他の受信強化手段
に対する必要が増す。無線信号の受信のため多数のアン
テナを用いてこのようなフェージングおよび干渉の影響
を減じる幾つかの技術が開発されてきた。これらの技術
は、走査／選択、等利得合成（ｅｑｕａｌ−ｇａｉｎ
ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）、および最大比合成（ｍａｘｉｍ
ｕｍ−ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を含む。
ンテナの問題に対処するため、アンテナは窓ガラスの如
き車両のガラスに埋設されてきた。性能制約について考
察すると、マスト・アンテナ、ガラス内アンテナ、ある
いは他の種類のアンテナの如何に拘わらず、単一アンテ
ナが一般に、建物や山岳や別の車両などの存在により生
じることがある如き妨害の結果として生じるフェージン
グおよび多重通路信号干渉を受け易い。「ガラス面内」
アンテナの如きホイップ・アンテナに代わるものは、典
型的に、それらの利得、指向性および偏波特性によって
フェージングおよび多重経路を更に受け易い。従って、
代替的なアンテナが紹介される毎に、他の受信強化手段
に対する必要が増す。無線信号の受信のため多数のアン
テナを用いてこのようなフェージングおよび干渉の影響
を減じる幾つかの技術が開発されてきた。これらの技術
は、走査／選択、等利得合成（ｅｑｕａｌ−ｇａｉｎ
ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）、および最大比合成（ｍａｘｉｍ
ｕｍ−ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を含む。
【０００４】走査／選択技術は、車両に配置された１つ
のアンテナが劣質な信号を受信するならば、最初のアン
テナから隔てられた別のアンテナが良質な信号を受信し
得るという前提で動作する技術である。走査／選択装置
においては、唯一つのアンテナが特定の時点で信号の受
信のために使用される。この装置は、装置のアンテナに
より受信された信号を比較してどのアンテナが良好な信
号を受信しつつあるかを確認するか、あるいはこの装置
が受信しつつある信号を評価して信号の品質を判定し
て、その時の信号が受入れ難いものとして示されるなら
ば、単に別のアンテナへ切換える。走査／選択装置は一
般に単一アンテナ装置に勝る改善であるが、この改善は
更に複雑な方法により得られる改善よりは少ない。ま
た、アンテナ間の切換えによって生じる切換えの過渡状
態は、ある状況では耳につき得る。更に、一時に唯一つ
のアンテナが使用されるので、この装置はフリンジ受信
中は過小な改善を提供するに過ぎない。
のアンテナが劣質な信号を受信するならば、最初のアン
テナから隔てられた別のアンテナが良質な信号を受信し
得るという前提で動作する技術である。走査／選択装置
においては、唯一つのアンテナが特定の時点で信号の受
信のために使用される。この装置は、装置のアンテナに
より受信された信号を比較してどのアンテナが良好な信
号を受信しつつあるかを確認するか、あるいはこの装置
が受信しつつある信号を評価して信号の品質を判定し
て、その時の信号が受入れ難いものとして示されるなら
ば、単に別のアンテナへ切換える。走査／選択装置は一
般に単一アンテナ装置に勝る改善であるが、この改善は
更に複雑な方法により得られる改善よりは少ない。ま
た、アンテナ間の切換えによって生じる切換えの過渡状
態は、ある状況では耳につき得る。更に、一時に唯一つ
のアンテナが使用されるので、この装置はフリンジ受信
中は過小な改善を提供するに過ぎない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】等利得合成技術は、ベ
クトル的に信号を付加するアンテナ間の位相差を補正す
ることによりアンテナ・アレイのアンテナにより受信さ
れた信号を合成する。入力信号の利得における差につい
ては、信号に対する調整は行われない。入力信号の位相
のみが等利得装置における整合のために調整されるの
で、ノイズに対する信号は最適な場合より小であること
があり得る。例えば、２つの入力が合成されこれら入力
の一方が大半がノイズを含むならば、合成された信号は
単一の補正されない信号よりも低品質となることが多
い。
クトル的に信号を付加するアンテナ間の位相差を補正す
ることによりアンテナ・アレイのアンテナにより受信さ
れた信号を合成する。入力信号の利得における差につい
ては、信号に対する調整は行われない。入力信号の位相
のみが等利得装置における整合のために調整されるの
で、ノイズに対する信号は最適な場合より小であること
があり得る。例えば、２つの入力が合成されこれら入力
の一方が大半がノイズを含むならば、合成された信号は
単一の補正されない信号よりも低品質となることが多
い。
【０００６】最大比合成技術は、検出された位相による
入力信号の調整に加えて、入力信号の大きさもまた最大
信号対雑音比を生じるように調整される点において、等
利得合成技術に更に勝る改善である。このように、ノイ
ズで潰された信号は装置の全体性能を劣化するものでは
ない。最大比合成技術は等利得合成技術に勝る改善され
た信号を結果として生じるが、このような装置を実現す
るコストは、ある使用環境においては禁止的なものとな
る。ハードウエアの複雑性は、典型的には、多数の受信
機に加えて合成アルゴリズムを有するものである。
入力信号の調整に加えて、入力信号の大きさもまた最大
信号対雑音比を生じるように調整される点において、等
利得合成技術に更に勝る改善である。このように、ノイ
ズで潰された信号は装置の全体性能を劣化するものでは
ない。最大比合成技術は等利得合成技術に勝る改善され
た信号を結果として生じるが、このような装置を実現す
るコストは、ある使用環境においては禁止的なものとな
る。ハードウエアの複雑性は、典型的には、多数の受信
機に加えて合成アルゴリズムを有するものである。
【０００７】実施において、切換えダイバーシティ装置
の実現がやや容易であるが、制限された改善を提供す
る。最大比合成技術は、最大の改善を提供するが、ハー
ドウエア・コストが非常に高くなる。等利得合成技術
は、最適比技術よりもやや低い装置性能を提供する。こ
の技術は、特に有効なハードウエア実現方法を有し、か
つ信号をＲＦあるいはＩＦストリームにおける早期に信
号の合成を可能にする技術を開発できるならば、良い妥
協方法である。この試みは、要求される過剰なハードウ
エアを最小限に抑えることで、有効な実現に対する鍵と
なる。
の実現がやや容易であるが、制限された改善を提供す
る。最大比合成技術は、最大の改善を提供するが、ハー
ドウエア・コストが非常に高くなる。等利得合成技術
は、最適比技術よりもやや低い装置性能を提供する。こ
の技術は、特に有効なハードウエア実現方法を有し、か
つ信号をＲＦあるいはＩＦストリームにおける早期に信
号の合成を可能にする技術を開発できるならば、良い妥
協方法である。この試みは、要求される過剰なハードウ
エアを最小限に抑えることで、有効な実現に対する鍵と
なる。
【０００８】１９６０年代早期に、無線周波（ＲＦ）に
おける位相整合を可能にした等利得合成技術が開発され
た（Ｌｅｗｉｎの「ダイバーシティ受信および自動位相
補正（Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ａｎ
ｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｒｒｅｃｔ
ｉｏｎ）」（Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ、論文第３５８
４Ｅ号、第９巻、パートＢ、第４６号、２９５〜３０４
ページ、１９６２年７月））。Ｌｅｗｉｎの論文では、
適合装置において使用される移相器が開示されている。
この移相器は、位相の検出と補正とを共に行うものであ
った。特に、位相律動が誘導され、結果として生じる振
幅変調が検出される。Ｌｅｗｉｎの研究に基いて、他の
者が振幅変調（ＡＭ）受信機に対する類似の技術を開発
した。（Ｐａｒｓｏｎｓ等の「ＶＨＦ移動無線のための
空間ダイバーシティ受信（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｅｒｓｉ
ｔｙ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｆｏｒ ＶＨＦ Ｍｏｂｉ
ｌｅ Ｒａｄｉｏ）」（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔ
ｔｅｒｓ、第７巻、第２２部、６５５〜６５６ページ、
１９７１年１１月４日））。周波数変調（ＦＭ）受信機
に対しては、関連する技術が開発された（Ｐａｒｓｏｎ
ｓ等の「ＦＭ通信リンク用の自己位相同期形空中アレイ
（Ｓｅｌｆ−Ｐｈａｓｉｎｇ ＡｅｒｉａｌＡｒｒａｙ
ｆｏｒ Ｆ．Ｍ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｌｉ
ｎｋｓ）」（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ、
第７巻、第１３部、３８０〜３８１ページ、１９７１年
７月１日））。Ｐａｒｓｏｎｓの論文に記載された装置
においては、振幅摂動が誘導されてその結果入力信号の
関連位相に比例する和の信号の位相変調された成分を生
じる。この位相摂動はが次に検出され、フィードバック
・ループにおいて用いられて移相器を制御し、入力信号
を位相整合状態にする。無論、合法のＦＭ信号との干渉
を避けるため、摂動周波数は変調帯域幅外になければな
らない。
おける位相整合を可能にした等利得合成技術が開発され
た（Ｌｅｗｉｎの「ダイバーシティ受信および自動位相
補正（Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ａｎ
ｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｈａｓｅ Ｃｏｒｒｅｃｔ
ｉｏｎ）」（Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ、論文第３５８
４Ｅ号、第９巻、パートＢ、第４６号、２９５〜３０４
ページ、１９６２年７月））。Ｌｅｗｉｎの論文では、
適合装置において使用される移相器が開示されている。
この移相器は、位相の検出と補正とを共に行うものであ
った。特に、位相律動が誘導され、結果として生じる振
幅変調が検出される。Ｌｅｗｉｎの研究に基いて、他の
者が振幅変調（ＡＭ）受信機に対する類似の技術を開発
した。（Ｐａｒｓｏｎｓ等の「ＶＨＦ移動無線のための
空間ダイバーシティ受信（Ｓｐａｃｅ Ｄｉｖｅｒｓｉ
ｔｙ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｆｏｒ ＶＨＦ Ｍｏｂｉ
ｌｅ Ｒａｄｉｏ）」（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔ
ｔｅｒｓ、第７巻、第２２部、６５５〜６５６ページ、
１９７１年１１月４日））。周波数変調（ＦＭ）受信機
に対しては、関連する技術が開発された（Ｐａｒｓｏｎ
ｓ等の「ＦＭ通信リンク用の自己位相同期形空中アレイ
（Ｓｅｌｆ−Ｐｈａｓｉｎｇ ＡｅｒｉａｌＡｒｒａｙ
ｆｏｒ Ｆ．Ｍ．Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｌｉ
ｎｋｓ）」（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｌｅｔｔｅｒｓ、
第７巻、第１３部、３８０〜３８１ページ、１９７１年
７月１日））。Ｐａｒｓｏｎｓの論文に記載された装置
においては、振幅摂動が誘導されてその結果入力信号の
関連位相に比例する和の信号の位相変調された成分を生
じる。この位相摂動はが次に検出され、フィードバック
・ループにおいて用いられて移相器を制御し、入力信号
を位相整合状態にする。無論、合法のＦＭ信号との干渉
を避けるため、摂動周波数は変調帯域幅外になければな
らない。
【０００９】今日まで、摂動の等利得合成技術の適用
は、ＡＭとモノフォニックＦＭの如き単純な変調スペク
トルを持つソリッドステートに限定されてきた。これ
は、摂動周波数が装置の変調帯域内にアーティファクト
を生じないように、また装置の変調が摂動装置と干渉し
ないように配置されることの要件による。この技術は、
先に述べた理由のため走査／選択技術よりも有利であ
り、多くの最大比技術を用いる装置よりもその実現がは
るかに安いコストで済むが、その有効性には実際上の制
限がある。従って、ＦＭステレオの如き複雑な多重スペ
クトル通信装置に適用し得る類似の摂動等利得合成技術
を提供することが望ましい。
は、ＡＭとモノフォニックＦＭの如き単純な変調スペク
トルを持つソリッドステートに限定されてきた。これ
は、摂動周波数が装置の変調帯域内にアーティファクト
を生じないように、また装置の変調が摂動装置と干渉し
ないように配置されることの要件による。この技術は、
先に述べた理由のため走査／選択技術よりも有利であ
り、多くの最大比技術を用いる装置よりもその実現がは
るかに安いコストで済むが、その有効性には実際上の制
限がある。従って、ＦＭステレオの如き複雑な多重スペ
クトル通信装置に適用し得る類似の摂動等利得合成技術
を提供することが望ましい。
【００１０】ＦＭステレオの如き多重スペクトル通信装
置において誘起される摂動の設定が単一スペクトル装置
におけるよりも更に複雑であることが理解されよう。摂
動、およびそれから生じる高調波または相互変調の生成
物により生じる干渉の可能性は、多重スペクトル通信装
置におけるよりも大きい。ＦＭの場合は、摂動は、ＦＭ
ステレオ帯域よりも大きな周波数において送られる無線
データ装置情報の如きＦＭモノフォニック帯域、ステレ
オ帯域あるいは他の通信帯域と干渉を生じてはならな
い。この挑戦は、干渉が生じない周波数スペクトルにお
けるある位置の摂動周波数を見出すことである。本発明
は、改善されたＦＭ受信装置の提供を目的とする。
置において誘起される摂動の設定が単一スペクトル装置
におけるよりも更に複雑であることが理解されよう。摂
動、およびそれから生じる高調波または相互変調の生成
物により生じる干渉の可能性は、多重スペクトル通信装
置におけるよりも大きい。ＦＭの場合は、摂動は、ＦＭ
ステレオ帯域よりも大きな周波数において送られる無線
データ装置情報の如きＦＭモノフォニック帯域、ステレ
オ帯域あるいは他の通信帯域と干渉を生じてはならな
い。この挑戦は、干渉が生じない周波数スペクトルにお
けるある位置の摂動周波数を見出すことである。本発明
は、改善されたＦＭ受信装置の提供を目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴によれば、
特許請求の範囲項１に記載される如きＲＭ受信装置が提
供される。本発明の別の特徴によれば、特許請求の範囲
項９に記載される如きＦＭ受信装置におけるＲＦ信号の
位相を整合させる方法が提供される。
特許請求の範囲項１に記載される如きＲＭ受信装置が提
供される。本発明の別の特徴によれば、特許請求の範囲
項９に記載される如きＦＭ受信装置におけるＲＦ信号の
位相を整合させる方法が提供される。
【００１２】望ましい実施例は、２つのアンテナ、ＦＭ
受信機、ＲＦ信号を加算する手段、振幅変調器および制
御可能な移相器手段を含むＦＭステレオ受信装置を提供
する。アンテナは、共通の周波数を持つが潜在的に異な
る位相を持つ各ＲＦ信号を受信する。ＦＭ受信機は、位
相検出出力と、パイロット・トーンが存在するパイロッ
ト出力とを含む。加算手段は、アンテナからのＲＦ信号
を加算するためのもので、加算された信号を受信機へ入
力する。アンテナの１つと加算手段との間に接続される
のは、パイロット・トーン（１９ＫＨz）の１より大き
い全乗数である摂動周波数において前記アンテナのＲＦ
信号を変調するための振幅変調器手段である。ＦＭ受信
機は、その位相検出出力において、摂動周波数に等しい
周波数とＲＦ信号間の位相誤差に対応する大きさとを持
つ位相信号を生じる。この装置の制御可能な移相器手段
は、そのＲＦ信号が変調されるアンテナと加算手段との
間に接続される。移相器手段は、位相検出器出力信号に
応答して、このアンテナにより受信される信号の位相を
２つのＲＦ信号間の位相誤差を除去するのに衣充分な量
だけ偏位する。
受信機、ＲＦ信号を加算する手段、振幅変調器および制
御可能な移相器手段を含むＦＭステレオ受信装置を提供
する。アンテナは、共通の周波数を持つが潜在的に異な
る位相を持つ各ＲＦ信号を受信する。ＦＭ受信機は、位
相検出出力と、パイロット・トーンが存在するパイロッ
ト出力とを含む。加算手段は、アンテナからのＲＦ信号
を加算するためのもので、加算された信号を受信機へ入
力する。アンテナの１つと加算手段との間に接続される
のは、パイロット・トーン（１９ＫＨz）の１より大き
い全乗数である摂動周波数において前記アンテナのＲＦ
信号を変調するための振幅変調器手段である。ＦＭ受信
機は、その位相検出出力において、摂動周波数に等しい
周波数とＲＦ信号間の位相誤差に対応する大きさとを持
つ位相信号を生じる。この装置の制御可能な移相器手段
は、そのＲＦ信号が変調されるアンテナと加算手段との
間に接続される。移相器手段は、位相検出器出力信号に
応答して、このアンテナにより受信される信号の位相を
２つのＲＦ信号間の位相誤差を除去するのに衣充分な量
だけ偏位する。
【００１３】別の実施例においては、複数Ｎのアンテナ
と、（Ｎ−１）個の振幅変調手段と、（Ｎ−１）個の制
御可能な移相手段と、加算手段およびＦＭ受信機とを含
むＦＭステレオ装置が提供される。（Ｎ−１）個のＲＦ
信号が変調されて、（Ｎ−１）のＲＦ信号と振幅変調手
段と関連しないＲＦ信号との間の位相誤差を除去するよ
うに遷移される。
と、（Ｎ−１）個の振幅変調手段と、（Ｎ−１）個の制
御可能な移相手段と、加算手段およびＦＭ受信機とを含
むＦＭステレオ装置が提供される。（Ｎ−１）個のＲＦ
信号が変調されて、（Ｎ−１）のＲＦ信号と振幅変調手
段と関連しないＲＦ信号との間の位相誤差を除去するよ
うに遷移される。
【００１４】別の実施例においては、Ｎ個のアンテナを
含む装置により受信されるＲＦ信号全ての位相を整合す
る方法が提供される。（Ｎ−１）個のアンテナのＲＦ信
号が、異なる摂動周波数において振幅変調される。変調
信号および非変調信号は加算され、この加算信号が装置
のＦＭ受信機へ入力される。次に、各位相信号が各摂動
周波数と等しい周波数とＲＦ信号と結果として生じるＲ
Ｆ信号との間の各位相エラーと対応する大きさとを持つ
（Ｎ−１）個の位相信号が生成される。次いで、（Ｎ−
１）のＲＦ信号の位相が各位相信号の大きさと対応する
量だけ遷移され、これにより全てのＲＦ信号間の位相誤
差を除去する。
含む装置により受信されるＲＦ信号全ての位相を整合す
る方法が提供される。（Ｎ−１）個のアンテナのＲＦ信
号が、異なる摂動周波数において振幅変調される。変調
信号および非変調信号は加算され、この加算信号が装置
のＦＭ受信機へ入力される。次に、各位相信号が各摂動
周波数と等しい周波数とＲＦ信号と結果として生じるＲ
Ｆ信号との間の各位相エラーと対応する大きさとを持つ
（Ｎ−１）個の位相信号が生成される。次いで、（Ｎ−
１）のＲＦ信号の位相が各位相信号の大きさと対応する
量だけ遷移され、これにより全てのＲＦ信号間の位相誤
差を除去する。
【００１５】望ましい実施例の利点は、耳に聴こえる変
調アーティファクトを生じることなく多重経路における
受信を改善する多数のアンテナＲＭステレオ受信機に対
する適合制御の提供である。別の利点は、フリンジ受信
を改善するＦＭ受信機装置の提供である。更に別の利点
は、各アンテナにより受信される信号を合成するため必
要な構成要素における冗長性を回避する多重アンテナＦ
Ｍ受信機のための適合制御の提供である。
調アーティファクトを生じることなく多重経路における
受信を改善する多数のアンテナＲＭステレオ受信機に対
する適合制御の提供である。別の利点は、フリンジ受信
を改善するＦＭ受信機装置の提供である。更に別の利点
は、各アンテナにより受信される信号を合成するため必
要な構成要素における冗長性を回避する多重アンテナＦ
Ｍ受信機のための適合制御の提供である。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例について、例示
としてのみ添付図面に関して以下に記載する。図１乃至
図３において、適合制御の望ましい実施例において用い
られる等利得合成技術による２つのＦＭ信号の合成のベ
クトル図が示される。信号の１つは、２つの信号間の位
相誤差を決定する目的のため、特定の周波数で変調され
る。図１乃至図３において、信号Ａおよび信号Ｂは共に
ＦＭ信号であり、信号Ｂが特定の摂動周波数で振幅変調
される。摂動周波数即ちディザ周波数については更に本
文で述べる。
としてのみ添付図面に関して以下に記載する。図１乃至
図３において、適合制御の望ましい実施例において用い
られる等利得合成技術による２つのＦＭ信号の合成のベ
クトル図が示される。信号の１つは、２つの信号間の位
相誤差を決定する目的のため、特定の周波数で変調され
る。図１乃至図３において、信号Ａおよび信号Ｂは共に
ＦＭ信号であり、信号Ｂが特定の摂動周波数で振幅変調
される。摂動周波数即ちディザ周波数については更に本
文で述べる。
【００１７】図１において信号Ａは信号Ｂより進んでお
り、図２において信号Ａは信号Ｂより遅れており、図３
において信号Ａと信号Ｂとは位相整合（コリニア）され
る。一般に、図１および図２に示されるように信号Ａと
信号Ｂとが異なる位相を持つ時、結果として得る和が振
幅および位相の両変調を示すことが判る。特に、図１に
示されるように、信号Ａは信号Ｂより進む時、信号Ａの
振幅の増加が信号Ａおよび信号Ｂの和の位相を増分す
る。図２に示されるように、信号Ａが信号Ｂより遅れる
時には逆が生じる。図３に示されるように両方の信号Ａ
およびＢが整合される場合は、和信号の位相変調はゼロ
である。従って、結果として生じる和信号の位相変調を
同期的に検出することにより、信号の位相関係を決定す
ることが可能であることが理解されよう。次いで、結果
として生じる位相変調を最小化することにより、２つの
信号間の位相誤差もまた最小化することができる。この
試みが各入力信号の位相を全ての入力の和の位相と比較
することを知ることが重要である。
り、図２において信号Ａは信号Ｂより遅れており、図３
において信号Ａと信号Ｂとは位相整合（コリニア）され
る。一般に、図１および図２に示されるように信号Ａと
信号Ｂとが異なる位相を持つ時、結果として得る和が振
幅および位相の両変調を示すことが判る。特に、図１に
示されるように、信号Ａは信号Ｂより進む時、信号Ａの
振幅の増加が信号Ａおよび信号Ｂの和の位相を増分す
る。図２に示されるように、信号Ａが信号Ｂより遅れる
時には逆が生じる。図３に示されるように両方の信号Ａ
およびＢが整合される場合は、和信号の位相変調はゼロ
である。従って、結果として生じる和信号の位相変調を
同期的に検出することにより、信号の位相関係を決定す
ることが可能であることが理解されよう。次いで、結果
として生じる位相変調を最小化することにより、２つの
信号間の位相誤差もまた最小化することができる。この
試みが各入力信号の位相を全ての入力の和の位相と比較
することを知ることが重要である。
【００１８】受信信号の振幅を変調する等利得合成技術
を用いる際、摂動周波数の選択がＦＭステレオ用途にお
いて重要である。ＦＭステレオ受信のための１つの従来
技術装置では、摂動信号即ちディザ信号が１９ＫＨzの
パイロット周波数付近の周波数スペクトルの中間部分内
になるように選択された。この周波数帯域は、原理では
固定パイロット周波数以外の変調成分を含まない。当該
装置は、実際に、ＦＭステレオ受信に使用される時、可
聴アーティファクトを結果として生じる高調波および相
互変調生成物が生成されることを除いて、良好に動作す
る。このことは、図４に示される。
を用いる際、摂動周波数の選択がＦＭステレオ用途にお
いて重要である。ＦＭステレオ受信のための１つの従来
技術装置では、摂動信号即ちディザ信号が１９ＫＨzの
パイロット周波数付近の周波数スペクトルの中間部分内
になるように選択された。この周波数帯域は、原理では
固定パイロット周波数以外の変調成分を含まない。当該
装置は、実際に、ＦＭステレオ受信に使用される時、可
聴アーティファクトを結果として生じる高調波および相
互変調生成物が生成されることを除いて、良好に動作す
る。このことは、図４に示される。
【００１９】次に図４において、ＦＭステレオ・ベース
バンドと干渉する高調波を結果として得る摂動トーンと
共にＦＭステレオ・ベースバンドを示す周波数スペクト
ルが示される。（Ｌ＋Ｒ）帯域５０は、０乃至１５ＫＨ
zの範囲にわたり、左（Ｌ）と右（Ｒ）のステレオ信号
の組合わせを表わす。（Ｌ＋Ｒ）帯域５０はまた、共存
し得るモノフォニック信号としても働く。第１および第
２の（Ｌ−Ｒ）帯域５２、５４はそれぞれ幅が１５ＫＨ
zであり、全体的に３８ＫＨzを中心とする。第１および
第２の（Ｌ−Ｒ）信号５２、５４は、差の信号、即ち、
左右のステレオ信号間の差を表わす。
バンドと干渉する高調波を結果として得る摂動トーンと
共にＦＭステレオ・ベースバンドを示す周波数スペクト
ルが示される。（Ｌ＋Ｒ）帯域５０は、０乃至１５ＫＨ
zの範囲にわたり、左（Ｌ）と右（Ｒ）のステレオ信号
の組合わせを表わす。（Ｌ＋Ｒ）帯域５０はまた、共存
し得るモノフォニック信号としても働く。第１および第
２の（Ｌ−Ｒ）帯域５２、５４はそれぞれ幅が１５ＫＨ
zであり、全体的に３８ＫＨzを中心とする。第１および
第２の（Ｌ−Ｒ）信号５２、５４は、差の信号、即ち、
左右のステレオ信号間の差を表わす。
【００２０】図４に示されるように、受信信号の１つに
対する摂動即ちディザ・トーンの誘導は、ディザ・トー
ンからの干渉の誘導を避けるため慎重な吟味を必要とす
る。第１の（Ｌ−Ｒ）帯域５２の下限周波数に対する
（Ｌ＋Ｒ）帯域５０の上限周波数である１５ＫＨz乃至
２３ＫＨzの周波数範囲が１９ＫＨzのパイロット信号以
外の変調成分が比較的含まないので、この周波数範囲は
ディザ・トーンの実用可能な候補に見える。また、この
周波数帯域がベースバンド周波数範囲の中間にあるの
で、ＩＦ帯域幅制限は問題を生じない。
対する摂動即ちディザ・トーンの誘導は、ディザ・トー
ンからの干渉の誘導を避けるため慎重な吟味を必要とす
る。第１の（Ｌ−Ｒ）帯域５２の下限周波数に対する
（Ｌ＋Ｒ）帯域５０の上限周波数である１５ＫＨz乃至
２３ＫＨzの周波数範囲が１９ＫＨzのパイロット信号以
外の変調成分が比較的含まないので、この周波数範囲は
ディザ・トーンの実用可能な候補に見える。また、この
周波数帯域がベースバンド周波数範囲の中間にあるの
で、ＩＦ帯域幅制限は問題を生じない。
【００２１】しかし、１９ＫＨzのパイロット・トーン
付近のディザ・トーンの配置が、一部が第１および第２
の（Ｌ−Ｒ）帯域５２、５４と干渉する望ましくない高
調波の生成を生じる結果となるため、このような誘導は
受入れ得ない。特に、ＦＭ受信機の非リニア特性の故
に、相互変調が先に示した如き３８ＫＨzのステレオ・
キャリヤ付近になる可聴スペクトル成分を生じる結果と
なる。高調波のステレオ変調は、下限スペクトル成分を
生じる結果となる。ディザ周波数の配置のための他の方
式は、同様な相互変調経路による可聴生成物を生じよう
とする。しかし、如何なる可聴生成物も生じない１つの
方式が発見された。
付近のディザ・トーンの配置が、一部が第１および第２
の（Ｌ−Ｒ）帯域５２、５４と干渉する望ましくない高
調波の生成を生じる結果となるため、このような誘導は
受入れ得ない。特に、ＦＭ受信機の非リニア特性の故
に、相互変調が先に示した如き３８ＫＨzのステレオ・
キャリヤ付近になる可聴スペクトル成分を生じる結果と
なる。高調波のステレオ変調は、下限スペクトル成分を
生じる結果となる。ディザ周波数の配置のための他の方
式は、同様な相互変調経路による可聴生成物を生じよう
とする。しかし、如何なる可聴生成物も生じない１つの
方式が発見された。
【００２２】図３は、ＦＭステレオ・ベースバンドと干
渉しない望ましい実施例に対する摂動トーンの場所を示
す周波数スペクトル図である。この図では、規格が存在
し約５７ＫＨzを中心とする無線データ・システム情報
を表わすＲＤＳ帯域６２が示される。また、約６７ＫＨ
zを中心とするＳＣＡ帯域６６も示される。６７ＫＨzの
ＳＣＡ帯域６６は、共通のＳＣＡ周波数の１つである。
渉しない望ましい実施例に対する摂動トーンの場所を示
す周波数スペクトル図である。この図では、規格が存在
し約５７ＫＨzを中心とする無線データ・システム情報
を表わすＲＤＳ帯域６２が示される。また、約６７ＫＨ
zを中心とするＳＣＡ帯域６６も示される。６７ＫＨzの
ＳＣＡ帯域６６は、共通のＳＣＡ周波数の１つである。
【００２３】ディザ・トーン７２、６４、６８は、１９
ＫＨzの正の全倍数、即ち、それぞれ３８ＫＨz、５７Ｋ
Ｈzおよび７６ＫＨzに置かれる。ディザ・トーン７２、
６４、６８を１９ＫＨzの倍数に置くことにより、先に
述べた如き高調波即ち相互変調生成物もまた１９ＫＨz
の倍数に存在する。従って、ディザ・トーン７２、６
４、６８、あるいはそれらの相互変調生成物のいずれ
も、可聴干渉を生じることはない。また、これらの歪み
生成物が低レベルであるため、これらは受信機の性能に
実質的な影響を及ぼすことがない。
ＫＨzの正の全倍数、即ち、それぞれ３８ＫＨz、５７Ｋ
Ｈzおよび７６ＫＨzに置かれる。ディザ・トーン７２、
６４、６８を１９ＫＨzの倍数に置くことにより、先に
述べた如き高調波即ち相互変調生成物もまた１９ＫＨz
の倍数に存在する。従って、ディザ・トーン７２、６
４、６８、あるいはそれらの相互変調生成物のいずれ
も、可聴干渉を生じることはない。また、これらの歪み
生成物が低レベルであるため、これらは受信機の性能に
実質的な影響を及ぼすことがない。
【００２４】ディザ・トーン７２、６４、６８もまたベ
ースバンド変調に対して直角位相（位相が９０°ずれ
る）に置かれることに注目されたい。ディザ・トーン７
２、６４、６８の直角位相における位置は、システム要
件ではないが、チャンネル情報によるディザ・トーンの
マスキングを最小限にする。このような位置は、（Ｌ−
Ｒ）プログラム内容が大きくなり得る３８ＫＨzにおい
て特に有利である。最後に、直角位相に置くことは、５
７ＫＨzトーンとのＲＤＳの干渉を回避する。
ースバンド変調に対して直角位相（位相が９０°ずれ
る）に置かれることに注目されたい。ディザ・トーン７
２、６４、６８の直角位相における位置は、システム要
件ではないが、チャンネル情報によるディザ・トーンの
マスキングを最小限にする。このような位置は、（Ｌ−
Ｒ）プログラム内容が大きくなり得る３８ＫＨzにおい
て特に有利である。最後に、直角位相に置くことは、５
７ＫＨzトーンとのＲＤＳの干渉を回避する。
【００２５】当業者は、ＦＭステレオ受信を改善する目
的のためディザ・トーンの誘起がモノフォニック信号と
干渉しないことが理解されよう。このため、受信機がＦ
Ｍステレオ信号とＦＭモノフォニック・オーディオ信号
の両方を生成する能力を持つならば、いずれの種類のオ
ーディオ信号も、ディザ・トーンの存在によって悪影響
を受けることがない。
的のためディザ・トーンの誘起がモノフォニック信号と
干渉しないことが理解されよう。このため、受信機がＦ
Ｍステレオ信号とＦＭモノフォニック・オーディオ信号
の両方を生成する能力を持つならば、いずれの種類のオ
ーディオ信号も、ディザ・トーンの存在によって悪影響
を受けることがない。
【００２６】次に図４に、多重アンテナ装置の一実施例
のブロック図が示される。この実施例では、２つのアン
テナ、即ち、第１のアンテナ１２および第２のアンテナ
１４により受信されたＲＦ信号が共に、望ましい等利得
合成適合制御を用いることによりオーディオ信号を生じ
るため用いられる。この装置は、第１のアンテナ１２お
よび第２のアンテナ１４、適合制御７４、フィルタ７
８、およびＦＭ受信機８０を含む。
のブロック図が示される。この実施例では、２つのアン
テナ、即ち、第１のアンテナ１２および第２のアンテナ
１４により受信されたＲＦ信号が共に、望ましい等利得
合成適合制御を用いることによりオーディオ信号を生じ
るため用いられる。この装置は、第１のアンテナ１２お
よび第２のアンテナ１４、適合制御７４、フィルタ７
８、およびＦＭ受信機８０を含む。
【００２７】従来技術の等利得合成装置における如く、
適合制御７４の加算手段７６が、第１のアンテナ１２に
より受信されたＲＦ信号を第２のアンテナ１４により受
信された位相調整されたＲＦ信号に加算する。第２のア
ンテナ１４から加算手段７６に与えられた調整信号は、
位相シフト手段８２により調整される。第２のアンテナ
１４からの信号に対するディザ周波数における振幅変調
の導入を生じるため、ＦＭ受信機８０により検出された
１９ＫＨzのパイロット・トーンが位相ロック・ループ
（ＰＬＬ）回路８８へ与えられる。トーン発生器８６に
より生成される結果的な３８ＫＨzのディザ・トーン
は、１９ＫＨzパイロット信号と同位相でロックされ、
ディザ・トーンが先に述べたようにアンテナ１２、１４
へ送られたプログラム情報と識別し得るように、（Ｌ−
Ｒ）信号変調と直角位相関係に置かれる。望ましい形態
により、ディザ・トーンは１９ＫＨzの位相ロックされ
た倍数である。
適合制御７４の加算手段７６が、第１のアンテナ１２に
より受信されたＲＦ信号を第２のアンテナ１４により受
信された位相調整されたＲＦ信号に加算する。第２のア
ンテナ１４から加算手段７６に与えられた調整信号は、
位相シフト手段８２により調整される。第２のアンテナ
１４からの信号に対するディザ周波数における振幅変調
の導入を生じるため、ＦＭ受信機８０により検出された
１９ＫＨzのパイロット・トーンが位相ロック・ループ
（ＰＬＬ）回路８８へ与えられる。トーン発生器８６に
より生成される結果的な３８ＫＨzのディザ・トーン
は、１９ＫＨzパイロット信号と同位相でロックされ、
ディザ・トーンが先に述べたようにアンテナ１２、１４
へ送られたプログラム情報と識別し得るように、（Ｌ−
Ｒ）信号変調と直角位相関係に置かれる。望ましい形態
により、ディザ・トーンは１９ＫＨzの位相ロックされ
た倍数である。
【００２８】位相ロック・ループ（ＰＬＬ）回路８８か
らのディザ・トーン出力は、遅延調整手段９４へ与えら
れる。遅延調整手段９４は、適合制御７４に含まれてＦ
Ｍ受信機８０により生じる遅れを補償する。ＦＭ受信機
８０が内部遅れがなく動作するものとすれば、遅延調整
手段９４は適合制御７４の要素として必要とされない。
しかし、典型的なＦＭ受信機内部のフィルタは、受信機
に入る信号に時間的な遅れを与える。このため、遅延調
整手段９４は、ＦＭ受信機８０により与えられる如何な
る遅れも補償して、ＡＭ変調器８４へ与えられる１９Ｋ
Ｈzパイロット信号と適正な位相関係にあるディザ・ト
ーンを生じる結果となる。
らのディザ・トーン出力は、遅延調整手段９４へ与えら
れる。遅延調整手段９４は、適合制御７４に含まれてＦ
Ｍ受信機８０により生じる遅れを補償する。ＦＭ受信機
８０が内部遅れがなく動作するものとすれば、遅延調整
手段９４は適合制御７４の要素として必要とされない。
しかし、典型的なＦＭ受信機内部のフィルタは、受信機
に入る信号に時間的な遅れを与える。このため、遅延調
整手段９４は、ＦＭ受信機８０により与えられる如何な
る遅れも補償して、ＡＭ変調器８４へ与えられる１９Ｋ
Ｈzパイロット信号と適正な位相関係にあるディザ・ト
ーンを生じる結果となる。
【００２９】第２のアンテナ１４により受信される到来
するＲＦ信号の位相シフト手段８２による位相調整を生
じるため、適合制御７４はフィードバック・ループを含
んでいる。このフィードバック・ループは、アンテナに
より受信されるＲＦ信号間の位相誤差がＦＭ受信機８０
の出力における合成信号の位相摂動を結果として生じる
原理に基いて動作する。この位相摂動の周波数は、ディ
ザ・トーンの周波数と同じである。元のディザ・トーン
との同期検出は、ＲＦ信号の１つがシフトされる量を制
御するため用いられるＤＣ制御電圧を生じる結果とな
る。２つの受信されたＲＦ信号が位相整合される時に、
ＤＣ制御電圧の最小化が生じる。
するＲＦ信号の位相シフト手段８２による位相調整を生
じるため、適合制御７４はフィードバック・ループを含
んでいる。このフィードバック・ループは、アンテナに
より受信されるＲＦ信号間の位相誤差がＦＭ受信機８０
の出力における合成信号の位相摂動を結果として生じる
原理に基いて動作する。この位相摂動の周波数は、ディ
ザ・トーンの周波数と同じである。元のディザ・トーン
との同期検出は、ＲＦ信号の１つがシフトされる量を制
御するため用いられるＤＣ制御電圧を生じる結果とな
る。２つの受信されたＲＦ信号が位相整合される時に、
ＤＣ制御電圧の最小化が生じる。
【００３０】図６において、ＦＭ受信機８０からの検出
器出力と直角位相ディザ・トーン出力デバイス８６が乗
算器（同期検出器）９２により合成される。位相検出器
出力とＰＬＬデバイス８８からのディザ・トーン出力と
を乗じることにより、これら信号間の位相誤差は結果と
して得る信号の大きさに対応する。
器出力と直角位相ディザ・トーン出力デバイス８６が乗
算器（同期検出器）９２により合成される。位相検出器
出力とＰＬＬデバイス８８からのディザ・トーン出力と
を乗じることにより、これら信号間の位相誤差は結果と
して得る信号の大きさに対応する。
【００３１】同期検出器９２の出力は、次に積分器９０
を介して位相シフト手段８２と再び接続されて、この２
つの受信信号間の位相差をゼロ化（ｎｕｌｌ）するフィ
ードバック・ループを形成する。
を介して位相シフト手段８２と再び接続されて、この２
つの受信信号間の位相差をゼロ化（ｎｕｌｌ）するフィ
ードバック・ループを形成する。
【００３２】また、本文に述べた適合制御と共に使用さ
れるＦＭ受信機が従来のＦＭステレオ受信機であること
も理解されよう。このＦＭステレオ受信機は、合成され
たＲＦ信号で動作し、従って本文に述べたフィードバッ
ク・ループでの使用が容易に可能である。
れるＦＭ受信機が従来のＦＭステレオ受信機であること
も理解されよう。このＦＭステレオ受信機は、合成され
たＲＦ信号で動作し、従って本文に述べたフィードバッ
ク・ループでの使用が容易に可能である。
【００３３】図７は、多重アンテナ装置の別の実施例の
ブロック図である。この図は、この実施例では幾つかの
アンテナ、即ち第１のアンテナ１２、第２のアンテナ１
４乃至アンテナＮがこの装置によりサポートされ、適合
制御により組合わされてＦＭステレオ信号を生じること
を除いて、図６と類似している。第１のアンテナ１２と
第２のアンテナ１４との間の位相誤差に対処するため、
適合制御１００は図６に関して本文に述べたものと同じ
構成要素を含む。第２のアンテナ１４乃至アンテナＮに
おけるディザ・トーンの振幅変調に関しては、多重出力
トーン発生器８６が用いられる。別個の遅延調整手段９
４、１１０およびＡＭ変調器８４、１０４が、アンテナ
１４乃至アンテナＮの各々を支援するために要求され
る。別個の遅延調整の必要は、各乗算器９２、１０８に
対する適正な位相関係をそれぞれ提供する要件について
予測される。行われた各遅延調整は、各々のディザ周波
数においてＦＭ受信機８０により与えられる位相遅延を
補償する。
ブロック図である。この図は、この実施例では幾つかの
アンテナ、即ち第１のアンテナ１２、第２のアンテナ１
４乃至アンテナＮがこの装置によりサポートされ、適合
制御により組合わされてＦＭステレオ信号を生じること
を除いて、図６と類似している。第１のアンテナ１２と
第２のアンテナ１４との間の位相誤差に対処するため、
適合制御１００は図６に関して本文に述べたものと同じ
構成要素を含む。第２のアンテナ１４乃至アンテナＮに
おけるディザ・トーンの振幅変調に関しては、多重出力
トーン発生器８６が用いられる。別個の遅延調整手段９
４、１１０およびＡＭ変調器８４、１０４が、アンテナ
１４乃至アンテナＮの各々を支援するために要求され
る。別個の遅延調整の必要は、各乗算器９２、１０８に
対する適正な位相関係をそれぞれ提供する要件について
予測される。行われた各遅延調整は、各々のディザ周波
数においてＦＭ受信機８０により与えられる位相遅延を
補償する。
【００３４】図７の実施例では、第１のアンテナ１２に
より受信されたＲＦ信号が基準ＲＦ信号として特徴付け
られる。アレイにおける他の全てのアンテナにより受信
されたＲＦ信号が基準ＲＦ信号に関して一義的な位相誤
差にあるので、第１のアンテナ１２以外のアレイにおけ
る各アンテナがそれ自体のフィードバック・ループを必
要とする。このため、乗算器１０８、積分器１０６およ
び位相調整手段１０２がアンテナＮの支援のため設けら
れる。アンテナ２乃至Ｎの各々に対する摂動即ちディザ
・トーンは、１９ＫＨzパイロット・トーンの１より大
きい異なる全倍数であり、例えば３８ＫＨz、５７ＫＨ
z、７６ＫＨz、などである。検出器出力は、各摂動周波
数に等しい周波数と、各ＲＦ信号とアンテナ１２からの
基準ＲＦ信号との間の位相誤差に対応する大きさにおけ
る信号となる。
より受信されたＲＦ信号が基準ＲＦ信号として特徴付け
られる。アレイにおける他の全てのアンテナにより受信
されたＲＦ信号が基準ＲＦ信号に関して一義的な位相誤
差にあるので、第１のアンテナ１２以外のアレイにおけ
る各アンテナがそれ自体のフィードバック・ループを必
要とする。このため、乗算器１０８、積分器１０６およ
び位相調整手段１０２がアンテナＮの支援のため設けら
れる。アンテナ２乃至Ｎの各々に対する摂動即ちディザ
・トーンは、１９ＫＨzパイロット・トーンの１より大
きい異なる全倍数であり、例えば３８ＫＨz、５７ＫＨ
z、７６ＫＨz、などである。検出器出力は、各摂動周波
数に等しい周波数と、各ＲＦ信号とアンテナ１２からの
基準ＲＦ信号との間の位相誤差に対応する大きさにおけ
る信号となる。
【００３５】当業者には、ＦＭステレオ装置において支
援即ち提供されるべきアンテナ数に実際の制限があるこ
とが理解されよう。第一に、取付けられるアンテナ数に
対する実際の制限がある。例えば、１台の自動車におけ
る２つ以上あるいは３つのアンテナは実用的ではない。
また、オーディオ信号が各々の連続するアンテナにより
改善するが、改善量は逓減する。更に、装置により支援
されるアンテナ毎に付加的なコストが生じる。
援即ち提供されるべきアンテナ数に実際の制限があるこ
とが理解されよう。第一に、取付けられるアンテナ数に
対する実際の制限がある。例えば、１台の自動車におけ
る２つ以上あるいは３つのアンテナは実用的ではない。
また、オーディオ信号が各々の連続するアンテナにより
改善するが、改善量は逓減する。更に、装置により支援
されるアンテナ毎に付加的なコストが生じる。
【００３６】動作中、第２のアンテナ１４乃至アンテナ
ＮのＲＦ信号が、第１の振幅変調器８４乃至Ｎ番目の振
幅変調器１０４によって振幅変調される。振幅変調器８
４、１０４からの変調信号は、加算手段７６により第１
のアンテナ１２の変調されないＲＦ信号が加算される。
（Ｎ−１）個の摂動周波数が、ディザ・トーン出力デバ
イス８６により生成され、ＰＬＬデバイス８８によって
位相ロックされる。この実施例においては、摂動周波数
は遅延調整手段９４、１１０により調整されて、ＦＭ受
信機８０により与えられる遅れを補償する。位相信号
は、乗算器９２、１０８、および積分器９０、１０６に
より生成され、位相シフト手段８２、１０２へ与えられ
る。位相シフト手段８２、１０２は第２のアンテナ１４
およびアンテナＮのＲＦ信号の位相を各位相信号の大き
さに対応する量だけ調整して、これによりアンテナ１
２、１４およびＮ間の位相誤差を除去する。
ＮのＲＦ信号が、第１の振幅変調器８４乃至Ｎ番目の振
幅変調器１０４によって振幅変調される。振幅変調器８
４、１０４からの変調信号は、加算手段７６により第１
のアンテナ１２の変調されないＲＦ信号が加算される。
（Ｎ−１）個の摂動周波数が、ディザ・トーン出力デバ
イス８６により生成され、ＰＬＬデバイス８８によって
位相ロックされる。この実施例においては、摂動周波数
は遅延調整手段９４、１１０により調整されて、ＦＭ受
信機８０により与えられる遅れを補償する。位相信号
は、乗算器９２、１０８、および積分器９０、１０６に
より生成され、位相シフト手段８２、１０２へ与えられ
る。位相シフト手段８２、１０２は第２のアンテナ１４
およびアンテナＮのＲＦ信号の位相を各位相信号の大き
さに対応する量だけ調整して、これによりアンテナ１
２、１４およびＮ間の位相誤差を除去する。
【００３７】本願が優先権を主張する米国特許出願第０
８／３１４，１２３号および本願に付随する概要書にお
ける開示は、参考のため本文に援用される。
８／３１４，１２３号および本願に付随する概要書にお
ける開示は、参考のため本文に援用される。
【図１】信号Ａより進む信号Ｂが摂動周波数において振
幅変調される等利得合成技術の実施例による２つのＦＭ
信号の合成を示すベクトル図である。
幅変調される等利得合成技術の実施例による２つのＦＭ
信号の合成を示すベクトル図である。
【図２】信号Ｂが信号Ａより遅れ、信号Ｂが摂動周波数
において振幅変調される２つのＦＭ信号の合成を示すベ
クトル図である。
において振幅変調される２つのＦＭ信号の合成を示すベ
クトル図である。
【図３】信号Ｂが摂動周波数において振幅変調される２
つの位相整合ＦＭ信号を示すベクトル図である。
つの位相整合ＦＭ信号を示すベクトル図である。
【図４】ＦＭステレオ・ベースバンドと干渉する高調波
を結果として生じる摂動トーンを示す周波数スペクトル
図である。
を結果として生じる摂動トーンを示す周波数スペクトル
図である。
【図５】望ましい実施例により選択される摂動トーンを
示す周波数スペクトル図である。
示す周波数スペクトル図である。
【図６】多重アンテナ装置の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図７】Ｎ個のアンテナのアレイを含む多重アレイ装置
の別の実施例を示すブロック図である。
の別の実施例を示すブロック図である。
１２ 第１のアンテナ １４ 第２のアンテナ ５０ （Ｌ＋Ｒ）帯域 ５２ （Ｌ−Ｒ）帯域 ５４ （Ｌ−Ｒ）帯域 ６２ ＲＤＳ帯域 ６４ ディザ・トーン帯域 ６６ ＳＣＡ帯域 ６８ ディザ・トーン ７２ ディザ・トーン ７４ 適合制御 ７６ 加算手段 ７８ フィルタ ８０ ＦＭ受信機 ８２ 位相シフト手段 ８４ ＡＭ変調器 ８６ 直角位相ディザ・トーン出力デバイス ８８ フェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）回路 ９２ 乗算器（同期検出器） ９４ 遅延調整手段 １００ 適合制御 １０２ 位相シフト手段 １０４ ＡＭ変調器 １０８ 乗算器 １１０ 遅延調整手段
フロントページの続き (72)発明者 バリー・フランクリン・コーチ アメリカ合衆国インディアナ州46902, ココモ，マシュー・ドライブ 3127，ア パートメント・シー (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04H 5/00 - 5/00 303 H04B 1/10 - 1/14 H04B 7/02 - 7/08
Claims (9)
- 【請求項１】 共通周波数と潜在的に異なる位相とを有
するＲＦ信号の各々を受信する第１のアンテナ（１２）
と第２のアンテナ（１４）と、検出器出力とパイロット
・トーンを供給し得るパイロット出力とを含むＦＭ受信
機（８０）と、前記ＲＦ信号を加算して加算された信号
を前記ＦＭ受信機へ入力する加算手段（７６）と、前記
第２のアンテナと前記加算手段との間に接続されて、前
記パイロット・トーンの１より大きな全倍数である摂動
周波数で前記第２のアンテナにより送られたＲＦ信号を
振幅変調する振幅変調手段（８４）とを備え、前記ＦＭ
受信機が前記摂動周波数と実質的に等しい周波数と前記
ＲＦ信号間の位相エラーに対応する大きさとを持つ位相
信号を前記検出器出力に生じるよう動作し、前記第２の
アンテナと前記振幅変調手段との間に接続され、前記位
相検出器出力信号に応答して前記１つのアンテナにより
受信された信号の位相を２つのＲＦ信号間の位相エラー
を除去するのに充分な量だけ遷移する制御可能な位相シ
フト手段（８２）を備えるＦＭ受信装置。 - 【請求項２】 複数Ｎ個のアンテナと、該アンテナの
（Ｎ−１）番目と前記加算手段との間にそれぞれ接続さ
れて、前記パイロット・トーンの周波数の１より大きな
異なる全乗数である各摂動周波数において（Ｎ−１）個
のアンテナにおける（Ｎ−１）のＲＦ信号を振幅変調す
る（Ｎ−１）個の振幅変調手段（８４、１０４）とを備
え、前記ＦＭ受信機が前記位相検出器出力における（Ｎ
−１）の位相信号を生じるように動作し、それぞれが
（Ｎ−１）個のアンテナの各々と関連する（Ｎ−１）個
の制御可能な位相シフト手段（８２、１０２）を備える
請求項１記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項３】 前記ＦＭ受信機のパイロット出力に接続
されて前記パイロット・トーンを受信し、かつ各振幅変
調器（８４、１０４）に接続されてこれに摂動周波数信
号を供給する摂動周波数信号を生成する生成手段（８
６）を備える請求項１または２に記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項４】 前記生成手段（８６）と各振幅変調手段
（９４、１１０）との間に配置された遅延調整手段（９
４、１１０）を備え、前記遅延調整手段が、前記ＦＭ受
信機により与えられた遅延を補償するのに充分な量の摂
動信号に遅延を与えるように動作する請求項３記載のＦ
Ｍ受信装置。 - 【請求項５】 前記生成手段が、前記摂動信号の位相を
前記ＦＭ受信機から受信したパイロット・トーンの位相
に同期させる位相ロック手段（８８）を含む請求項３ま
たは４に記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項６】 前記位相ロック手段（８８）が、パイロ
ット・トーンと９０°位相がずれるように摂動信号を配
置するよう動作する請求項５記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項７】 前記位相シフト手段（８２、１０２）が
制御電圧の印加に応答し、前記ＦＭ受信機の検出器出力
と前記制御可能位相シフト手段とに接続されてＲＦ信号
間の位相誤差を反映する制御電圧を生成する制御手段
（９０〜１０６）を備える請求項３乃至６のいずれかに
記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項８】 前記制御手段が、摂動周波数信号に前記
位相検出器出力を乗算してその出力に積信号を生成する
１つ以上の同期検出器（９２、１０８）を含む請求項７
記載のＦＭ受信装置。 - 【請求項９】 共通の周波数と潜在的に異なる位相のＮ
個のＲＦ信号の各々を受信する複数Ｎのアンテナと、所
与の周波数のパイロット・トーンで動作するＦＭ受信機
とを含むＦＭ受信装置におけるＲＦ信号の位相を整合さ
せる方法において、パイロット周波数の１より大きな正
の全倍数である（Ｎ−１）の異なる変調周波数における
（Ｎ−１）のＲＦ信号を振幅変調するステップと、変調
信号と１つの変調されない信号とを加算して加算された
信号を前記ＦＭ受信機に入力するステップと、それぞれ
摂動周波数と、（Ｎ−１）のＲＦ信号と１つの変調され
ないＲＦ信号との間の各位相誤差に対応する大きさとに
等しい周波数を持つ（Ｎ−１）の位相信号を生成するス
テップと、前記の（Ｎ−１）のＲＦ信号の位相を各位相
信号の大きさに対応する量だけ遷移することにより、前
記全てのＲＦ信号間の位相エラーを除去するステップ
と、を含む方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US314123 | 1994-09-29 | ||
| US08/314,123 US5517686A (en) | 1994-09-29 | 1994-09-29 | Diversity receiver for FM stereo utilizing a pilot tone multiple for phase alignment of received signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08154081A JPH08154081A (ja) | 1996-06-11 |
| JP2778936B2 true JP2778936B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=23218658
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7251372A Expired - Fee Related JP2778936B2 (ja) | 1994-09-29 | 1995-09-28 | 多重アンテナｆｍ受信機 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5517686A (ja) |
| EP (1) | EP0704984B1 (ja) |
| JP (1) | JP2778936B2 (ja) |
| DE (1) | DE69524351T2 (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5881365A (en) * | 1996-01-18 | 1999-03-09 | Clariti Telecommunications International, Ltd. | Digital compressed voice paging system which uses R.D.S. format for the ID signals and S.C.A. format for the voice signals both formats being FM subcarriers |
| US5867530A (en) * | 1996-06-14 | 1999-02-02 | Trw Inc. | Method and apparatus for accomodating signal blockage in satellite mobile radio systems |
| JP3657377B2 (ja) * | 1996-12-27 | 2005-06-08 | 松下電器産業株式会社 | 受信回路 |
| US6160510A (en) * | 1997-07-03 | 2000-12-12 | Lucent Technologies, Inc. | Delay line antenna array system and method thereof |
| WO1999018676A1 (de) * | 1997-10-01 | 1999-04-15 | Jens Kurrat | Vorrichtung zur übertragung amplitudengetasteter mikrowellensignale |
| US6389085B1 (en) * | 1998-01-14 | 2002-05-14 | Wavecom Electronics Inc. | Receiver combiner for spatial diversity digital communications |
| US6128330A (en) | 1998-11-24 | 2000-10-03 | Linex Technology, Inc. | Efficient shadow reduction antenna system for spread spectrum |
| US6088577A (en) * | 1999-01-13 | 2000-07-11 | Clariti Telecommunications International, Ltd. | Multiple subcarrier communication system |
| US6296565B1 (en) | 1999-05-04 | 2001-10-02 | Shure Incorporated | Method and apparatus for predictably switching diversity antennas on signal dropout |
| DE10102616A1 (de) * | 2000-02-17 | 2001-08-23 | Heinz Lindenmeier | Antennendiversityanlage mit phasengeregelter Summation von Antennensignalen |
| US6904085B1 (en) * | 2000-04-07 | 2005-06-07 | Zenith Electronics Corporation | Multipath ghost eliminating equalizer with optimum noise enhancement |
| US7248638B1 (en) * | 2001-03-23 | 2007-07-24 | Lsi Logic | Transmit antenna multi-mode tracking |
| US6917794B2 (en) * | 2001-04-09 | 2005-07-12 | Delphi Technologies, Inc. | Phase compensation circuit |
| DE50108983D1 (de) * | 2001-10-08 | 2006-04-27 | Siemens Ag | Anordnung zum Phasenabgleich von Zuleitungskabeln einer Antennenanordnung mit Hilfe eines Sendepilottons |
| FR2882478A1 (fr) * | 2005-02-18 | 2006-08-25 | Thomson Licensing Sa | Dispositif de reception de signaux numeriques avec compensation de fading |
| EP2433821B1 (en) * | 2005-03-10 | 2013-05-22 | Delphi Technologies, Inc. | Tire pressure monitor with diversity antenna system |
| US7590399B2 (en) * | 2005-08-11 | 2009-09-15 | Delphi Technologies, Inc. | Technique for reducing multipath interference in an FM receiver |
| US7720184B2 (en) * | 2005-08-11 | 2010-05-18 | Delphi Technologies, Inc. | Technique for reducing multipath distortion in an FM receiver |
| JP4417313B2 (ja) * | 2005-09-26 | 2010-02-17 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | ダイバーシティ受信回路 |
| DE102006057520A1 (de) * | 2005-12-15 | 2007-06-21 | Lindenmeier, Heinz, Prof. Dr. Ing. | Empfangsanlage mit Gleichphasung von Antennensignalen |
| US7565126B2 (en) * | 2006-04-20 | 2009-07-21 | Delphi Technologies, Inc. | RF receiver system having switched antenna diversity module |
| US7668525B2 (en) | 2007-03-01 | 2010-02-23 | Delphi Technologies, Inc. | System and method of a stereo receiving system |
| EP2209221B8 (de) * | 2009-01-19 | 2019-01-16 | Fuba Automotive Electronics GmbH | Empfangsanlage zur Summation gephaster Antennensignale |
| EP2443766A1 (en) * | 2009-06-15 | 2012-04-25 | Agc Automotive Americas R&D, Inc. | Antenna system and method for optimizing an rf signal |
| US9960482B2 (en) | 2013-03-15 | 2018-05-01 | Agc Automotive Americas R&D, Inc. | Window assembly with transparent regions having a performance enhancing slit formed therein |
| TWI617141B (zh) * | 2016-07-01 | 2018-03-01 | 晨星半導體股份有限公司 | 調頻接收器以及調頻接收方法 |
| FR3070796B1 (fr) * | 2017-09-05 | 2019-08-30 | Continental Automotive France | Procede de mise a jour d'une liste de stations recevables par un systeme de reception radio |
| JP7505781B2 (ja) * | 2019-03-29 | 2024-06-25 | 原田工業株式会社 | ノイズ低減装置 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2951152A (en) * | 1956-02-14 | 1960-08-30 | Itt | Radio diversity receiving system |
| DE3836046A1 (de) * | 1987-10-31 | 1989-05-11 | Hirschmann Radiotechnik | Empfangsverfahren und empfangs-antennensystem zur durchfuehrung des verfahrens |
| JPH04134928A (ja) * | 1990-09-26 | 1992-05-08 | Pioneer Electron Corp | ノイズ除去回路 |
-
1994
- 1994-09-29 US US08/314,123 patent/US5517686A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-09-04 EP EP95202385A patent/EP0704984B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-09-04 DE DE69524351T patent/DE69524351T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-09-28 JP JP7251372A patent/JP2778936B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0704984B1 (en) | 2001-12-05 |
| DE69524351T2 (de) | 2002-08-08 |
| JPH08154081A (ja) | 1996-06-11 |
| EP0704984A3 (en) | 1997-07-30 |
| US5517686A (en) | 1996-05-14 |
| DE69524351D1 (de) | 2002-01-17 |
| EP0704984A2 (en) | 1996-04-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2778936B2 (ja) | 多重アンテナｆｍ受信機 | |
| US5369800A (en) | Multi-frequency communication system with an improved diversity scheme | |
| US4475243A (en) | Isolation method and apparatus for a same frequency repeater | |
| JP2004521575A (ja) | 周波数オフセットダイバシティレシーバ | |
| CA2151715A1 (en) | Coherent signal generation in digital radio receiver | |
| JPH06169273A (ja) | ダイバーシチを行なう無線受信機、送信機、および中継器 | |
| WO2014087694A1 (ja) | ダイバーシチ受信装置及びダイバーシチ受信方法 | |
| JP3641118B2 (ja) | ディジタル無線受信機の性能改善装置及びその方法 | |
| CA1280468C (en) | Radio data transmission system | |
| JPH09284251A (ja) | 受信装置 | |
| US20080031389A1 (en) | Phase Synthesizing Diversity Receiver | |
| US7668525B2 (en) | System and method of a stereo receiving system | |
| JP4066759B2 (ja) | ダイバーシチ受信装置 | |
| EP4084358A1 (en) | Wireless receiver unit, spatial phase corrector circuit for amplitude modulation and method therefor | |
| JPH0750627A (ja) | 検波後合成型ダイバーシチ受信方式 | |
| JP4760535B2 (ja) | スペースダイバシティ受信装置 | |
| JPH0738478A (ja) | 検波後ダイバーシチ受信回路 | |
| JP2009033497A (ja) | 受信装置 | |
| JPH09307491A (ja) | ダイバーシティ受信回路 | |
| JPH09102764A (ja) | Ｆｍ多重放送受信機のダイバーシティ装置 | |
| JPH03139031A (ja) | 干渉補償方式 | |
| JPH02246528A (ja) | 多面アンテナｓｄ受信機 | |
| JPH0690193A (ja) | 複数アンテナ受信信号のベースバンド合成装置 | |
| JP2973952B2 (ja) | 干渉波除去方法と装置 | |
| JPH03239020A (ja) | 合成ダイバーシティ方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090508 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100508 Year of fee payment: 12 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |