WO2005101643A1

WO2005101643A1 - モータ制御装置

Info

Publication number: WO2005101643A1
Application number: PCT/JP2005/007365
Authority: WO
Inventors: Kenichi Wakabayashi; Soichi Yoshinaga
Original assignee: Denso Corporation
Priority date: 2004-04-15
Filing date: 2005-04-12
Publication date: 2005-10-27
Also published as: JP2005328691A; US20060038531A1; EP1737118A1; EP1737118A4; US7176652B2

Abstract

回路構成や回路処理の簡素を図るとともに制御精度を向上可能な高調波電流制御性に優れたモータ制御装置を提供する。このため、検出したモータ電流を座標変換部１９、２０によりｎ次ｄｑ軸信号とｍ次ｄｑ軸信号とに変換してから、ローパスフィルタ２２、２３によりそれらの直流成分を抽出し、これらの直流成分と指令値との偏差を再度、三相交流信号に変換してモータ電流制御を行う。

Description

モータ制御装置

技術分野

本発明は、高調波電流制御性に優れたモータ制御装置に関する。明

背景技術

多相交流回転電機において、磁束の空間高調波が大きいとモータの効率や出力が低下したり、トルクリ書ップルが大きくなるため、高調波電流を制御する必要があることが知られている。このモータ電流に含まれる高調波電流成分を選択的に制御することを目的とするモータ制御が、特開 2002-247899号公報及び特開 2002-223600号公報に提案されている。

特開 2002- 247899号公報及び特開 2002- 223600号公報は、モータ電流の 1次 d q信号からハイパスフィルタによりその高調波電流成分を抽出し、抽出した高調波電流成分を回転磁界の高調波次数成分と同期回転する d q信号に変換してフィードパック処理することにより高調波電流を制御するモータ制御装置を提案している。

発明の開示

しかしながら、上記した特開 2002-247899号公報及び特開 2002-22 3600号公報に記載のモータ制御を用いた高調波電流制御は、回路構成が複雑である他、座標系変換処理が煩雑でそれによる信号劣化や信号遅延が大きくなるために高調波電流制御の精度が低下するという欠点を有していた。

また、上記した特開 2002-247899号公報及び特開 2002-223600号公報に記載のモータ制御を用いた高調波電流制御では、例えば 7次高調波電流と逆相順の 5次高調波電流のように、 1次 d q座標へ変換したときに同一周波数となる成分を同時に含む場合、各成分を分離して抽出することはできなかった。

本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、回路構成や回路処理の簡素を図るとともに制御精度を向上可能な高調波電流制御性に優れたモータ制御装置を提供することをその目的としている。上記課題を解決する本発明のモータ制御装置は、回転電機の電機子に通電される多相交流電流をフイードパック制御するモータ制御装置において、前記多相交流電流に含まれる各高調波電流成分のうちで制御すべき高調波電流成分の次数に相当する周波数で回転する高次 d q軸座標系上の信号である高次 d q信号に前記多相交流電流を変換する高次 d q座標変換部と、前記高次 d q信号に含まれる直流信号成分を抽出するローパスフィルタと、前記直流信号成分とその指令値との偏差を求める減算器と、前記偏差を 0に収束させるための信号を元の多相交流電流座標系に変換する高次多相座標変換部とからなる高調波制御用回路ブロックを有し、前記高調波制御用回路ブロックが出力する高調波電流成分を前記電機子に通電することにより、前記制御すべき高調波電流成分を制御することを特徴としている。

すなわち、この発明では、制御すべき高調波電流成分の次数に相当する周波数で回転する回転座標系上にモータ電流全体を投影することにより、この制御すべき高調波電流成分を直流成分とし、モータ電流中の他の次数の高調波電流成分や基本周波数成分をすベてこの回転座標系上にて高調波成分とした後、制御すべき高調波電流成分だけをローパスフィルタにより抽出する。その後、抽出した直流信号形式の制御すべき高調波電流成分を、同じく直流信号形式の指令値と比較し、比較結果を基の静止座標系すなわち多相交流座標系に戻してモータ電流に加える。

なお、上記した制御すべき高調波電流成分の次数に対応する回転座標系上に制御すべき高調波電流成分を変換する際、この制御すベき高調波電流成分の次数と異なる他の高調波電流成分や基本周波数成分は、自己の元の次数から前記制御すべき高調波電流成分の次数を差し引いた次数の高調波電流成分に変換される。

したがって、たとえ頻繁な回転数変更により制御すべき次数の高調波電流成分の周波数が頻繁に変化したとしても、制御すべき次数の高調波電流成分を簡素なローパスフィルタ処理により簡素な回路構成で信号劣化を抑止しつつ必要レベルに制御することが可能となる。また、フィードパック制御される信号の周波数がほとんど直流信号成分であるため、制御すべき高調波電流成分の抽出とその後の信号処理が容易となり、制御に伴う位相補償も問題とはならない。

なお、モータ電流の基本周波数成分の制御は、検出したモータ電流の基本周波数成分をこの周波数に相当する 1次の回転座標系（好適には 1次の d q軸座標系）上に投影して直流信号成分として同様にフィードパック制御することが簡単であるが、これに限定されるものではなく、たとえば検出したモータ電流すなわち静止座標系上のモータ電流を用いて直接フィードパック制御してもよく、あるいはオープン制御を採用してもよい。また、上記フィードパック制御において、偏差を 0 とする PI電圧をそれぞれ発生させ、この P I電圧を多相交流座標系（静止座標系）の多相電圧にそれぞれ変換し、モータに通電するべきモータ電流の基本周波数成分や高調波電流成分に個別に対応する各多相電圧を相ごとに加算して加算相電圧となし、これら加算相電圧に基づいて電機子に印加する相電圧を発生させる制御を行うことが好ましい。この制御自体は従来のモータフィードパック制御と同等である。

好適な態様において、高次 d q座標変換部は、基本波電流成分に対して逆相順で重畳される n次高調波電流に対して、前記基本波電流成分の d q回転座標系の回転方向と逆向きに前記基本波電流周波数の n倍で回転する座標系である― n次の座標系を用いて d q変換を行う。このようにすれば、電機子電流がその基本周波数成分に対して逆相順の高調波電流成分を有していたとしても、問題なく、それのみを所望のレベルに変更することができる。ただし、高次 d q 座標変換部が上記一 n次の d q回転座標系を用いて高調波電流成分を d q座標変換する場合、上記高次多相座標変換部においても逆相- 順の n次すなわち一 n次の d q信号を、逆相順の三相交流電流となるように三相交流電流座標系へ変換する座標変換を行う必要がある好適な態様において、前記制御すべき高調波電流成分の次数が互いに異なる前記高調波制御用回路プロックを複数有することを特徴としている。このようにすれば、複数の制御すべき高調波電流成分を簡素な回路と処理にて精度良く制御することが可能となる。

好適な態様において、このモータ制御装置は、電機子に通電する高調波電流成分を制御することにより磁気音を変更する。このようにすれば、簡素な回路構成により高精度に磁気音を所望のレベルに調整することができる。

好適な態様において、磁気音および振動の周波数についても前記多相交流電流の基本波周波数を基準（ 1次）として、前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と同相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は前記磁気音の次数より 1大きい次数に設定され、前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と逆相順をもつ場合には、前記制御すベき高調波電流成分の次数は前記磁気音の次数より 1小さい次数に設定される。このようにすれば、磁気音の所定の次数の高調波成分を良好に制御することができる。

詳細は下記の実施態様で詳述するが、モータ電流の基本周波数成分と同相順の高調波電流成分を前記モータ電流に加える場合には、この同相順の高調波電流成分の次数から基本周波数成分の次数（ 1

) を差し引いた次数の径方向振動が生じる。したがって、この同相順の高調波電流成分を制御することにより、この同相順の高調波電流成分の次数より 1だけ小さい次数の騒音高調波成分-が制御される

。また、モータ電流の基本周波数成分と逆相順の高調波電流成分を前記モータ電流に加える場合には、この逆相順の高調波電流成分の次数に基本周波数成分の次数（ 1 ) を加算した次数の径方向振動が生じる。したがって、この逆相順の高調波電流成分を制御することにより、この逆相順の高調波電流成分の次数より 1だけ大きい次数の騷音高調波成分が制御される。なお、ここで言う逆相順とは多相電機子電流の相回転順序を言う。更に説明すると、逆相順の高調波電流成分の次数はその次数に負の符号を付けた次数をもっとみなすことができる。二つの次数の電流成分が通電されると、それらの次数差に等しい騷音高調波成分が生じるため、逆相順の高調波電流成分を基本周波数成分に付け加えた場合には、逆相順の高調波電流成分の次数に 1 を加えた次数の騒音高調波成分が生じるわけである。更に、この態様において、互いに異なる次数をもつ複数の高調波電流成分をモータ電流に加えることができる。各高調波電流成分の次数は上記したように同相順の場合には基本周波数成分の 2以上の整数倍の値から 1 を差し引いた値とされ、逆相順の場合には基本周波数成分の 2以上の整数倍の値に 1 を加算した値とされる。このようにすれば、各高調波電流成分の次数差に等しい騒音高調波成分が生じるため、更に多数の騒音高調波成分を制御することができる。詳細については、後述する実施態様を参照されたい。

好適な態様において、前記多相交流回転電機は三相交流回転電機であり、前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と伺相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は 6 k ( kは自然数） + 1 に設定され、前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と逆相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波.電流成分の次数は 6 k— 1に設定される。このようにすれば、磁気騒音の所定の次数の騒音基本周波数成分を良好に制御することができる。なお、この技術の詳細は下記の実施態様に詳述される。

好適な態様において、 6 k _ 1の次数をもつ逆相順の前記高調波電流成分を出力する前記高調波制御用回路プロックと、 6 k + lの次数をもつ同相順の前記高調波電流成分を出力する前記高調波制御用回路ブロックとをそれぞれ一つ以上有する。このようにすれば、容易に複数次数の騒音高調波成分を制御することができる。

- なお、更に他の態様において、三つ以上の高調波制御用回路ブロックが設けられ、その少なくとも一つは 6 k— 1の次数をもつ逆相順の高調波電流成分を出力する高調波制御用回路プロックであり、その少なくとも他の一つは、 6 k + 1 の次数をもつ同相順の高調波制御用回路プロックとをそれぞれ一つ以上有する。このようにすれば、多数の次数の騒音高調波成分を制御することができる。また、 4つ以上の高調波制御用回路ブロックを設けることも可能である。好適な態様において、前記高調波制御用回路プロックにより前記多相交流電流へ重畳される所定次数の高調波電流の振幅及び位相は、前記多相交流回転電機の磁気音を低減する値に設定される。このようにすれば、多相交流回転電機へ給電される多相交流電流への高調波電流の重畳により、この重畳された高調波電流の次数に対して所定の次数関係をもつ多相交流回転電機のコアの振動（特にその径方向振動）を発生させることができるため、この重畳された高調波電流による振動の位相、振幅を調整することにより、この重畳された高調波電流による上記振動と、この振動と同一次数を有してこの · 高調波電流の重畳前のコアの振動との合成振動の振幅を低減することができる。したがって、この合成振動による磁気音を、上記高調波電流の重畳前より低減することができる。' 図面の簡単な説明

図 1 は、実施例 1 のモータ制御装置を示すプロック回路図である図 2は、図 1において電流センサ信号の電流波形の例を示す波形図である。

図 3は、図 1において基本波 d q座標系上の電流 I d 1、 I q 1 の電流波形を示す波形図である。

図 4は、図 1において基本波 d q座標系上の基本波電流成分 I d 1 、 I q 1の電流波形を示す波形図である。

図 5は、図 1において n次 d q座標系上の電流 I d n、 I q nの電流波形を示す波形図である。

図 6は、図 1において n次 d q座標系上の n次高調波電流 I d n . l o , I q n 1 o wの電流波形を示す波形図である。

図 7は、 3相交流囱転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図である。

図 8は、図 7の磁気回路 1相分（鉄心部は無視）の等価磁気回路図である。

図 9 Aは、 6 n ( nは正の整数）次の磁気音をキャンセルする場合の磁気音制御フローにおいて、磁気音低減のための高調波電流重畳を行わない従来の磁気音発生フロー（高調波制御なし）を示す図である。

図 9 Bは、 6 n ( nは正の整数）次の磁気音をキャンセルする場合の磁気音制御フローにおいて、磁気音低減のための高調波電流重畳を行なう場合の磁気音制御フロー（高調波制御あり）を示す図である。

図 1 0は、実験に用いた三相同期機の模式径方向断面である。図 1 1 は、図 8の三相同期機を用いた実験で得た径方向磁気加振力の波形を示す波形図である。

図 1 2は、上記実験で得た径方向磁気加振力のスペクトル（基本波の平均値を ₀ d B ( d B = 2 0 1 o g _{1 0} ) とし、各成分の値 Z基本波の平均値で示す）を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明のモータ制御装置の好適な実施形態を説明する。なお、以下に記载する n、 mは、 2以上の正の整数であり、三相機ではたとえば 5 (逆相順）、 7 (同相順）、 1 1 (逆相順）、 1 3 ( 同相順）、 1 7 (逆相順）、 1 9 (同相順）などに設定される。なお、以下の記載における「直流成分」は真の DC成分以外にたとえば指令値や回転数の変更などにより生じる低周波数の交流成分を含むものとする。

(実施例 1 )

実施例 1 を図 1 に示すブロック回路図を参照して説明する。 (構成）

図 1において、 1は電流指令部、 2〜4は減算器、 5〜7は PIァンプ、 8〜： L 0は d q / 3相座標変換部、 1 1 は加算器、 1 2は？ WM電圧発生回路、 1 3は三相インパータ、 1 4、 1 5は二つの相電流を検出する電流センサ、 1 6は三相同期モータ、 1 7は三相同期モータ 1 6の回転角を検出するたとえばレゾルバなどの回転角センサ（図示せず）が出力する回転角信号から回転角 0に相当する信号を抽出する位置信号処理部、 1 8〜2 0は 3相Zd q座標変換部、 2 1〜 2 3はたとえば遮断周波数が数百 H z より小さい口一パスフィルタである。

電流指令部 1は、電流指令値をその各次数ごとに出力する回路であって、 1次電流（基本波電流成分）の指令値を出力する基本波指令ブロック 3 1 と、 n ( nは 2以上の整数）次電流（n次高調波電流成分）の指令値を出力する第 1高調波指令ブロック 3 2 と、 m ( mは 2以上の整数）次電流（m次高調波電流成分）の指令値を出力する第 2高調波指令プロック 3 3 とを有している。

d q / 3相座標変換部 8は入力される 1次 d q信号を 3相交流電流に変換する座標変換回路、 d q / 3相座標変換部 9は入力される n次 d q信号を 3相交流電流に変換する座標変換回路、 d q / 3相座標変換部 1 0は入力される m次 d q信号を 3相交流電流に変換する座標変換回路である。

3相/ d q座標変換部 1 8は入力される三相交流電流を 1次 d q 信号に変換する座標変換回路、 3相/ d q座標変換部 1 9は入力される三相交流電流を n次 d q信号に変換する座標変換回路、 3相ノ d q座標変換部 2 0は入力される三相交流電流を m次 d q信号に変換する座標変換回路である。

P WM電圧発生回路 1 2、三相インパータ 1 3、電流センサ 1 4 、 1 5、三相同期モータ 1 6、回転角センサなどを除く各回路部の一部又は全部は専用回路や DSP回路で構成する以外にソフトウエア演算処理により実現することもできる。

(動作説明）

モータ 1 6には 1次電流と n次電流と m次電流とだけが流れているものと簡略化して以下説明を行う。電流センサ 1 4、 1 5で検出された U相電流 i u と、 V相電流 i V とは、 3相/ 1次 d q座標変換部 1 8 と 3相/ n次 d q座標変換部 1 9 と 3相/ 11₁次（1 (1座標変換部 2 0に送られる。

3相ノ 1次 d q座標変換部 1 8は、モータ電流の基本周波数成分の周波数で回転する d q軸座標系上の信号である 1次 d q信号に、検出した 3相交流電流を変換する回路である。 3相/ n次 d q座標変換部 1 9は、モータ電流の基本周波数成分の n倍の周波数で回転する d q軸座標系すなわち n次 d q軸座標系上の信号である n次 d q信号に、検出した 3相交流電流を変換する回路である。 3相 Z m 次 d q座標変換部 2 0は、モータ電流の基本周波数成分の m倍の周波数で回転する d q軸座標系すなわち m次 d q軸座標系上の信号である m次 d q信号に、検出した 3相交流電流を変換する回路であるローパスフィルタ 2 1 は、座標変換部 1 8から出力された 1次 d q信号の直流成分を抽出して減算器 2に出力する。この 1次 d q信号の直流成分は実際にはモータ電流の基本波電流成分に相当する信号である。ローパスフィルタ 2 2は、座標変換部 1 9から出力された n次 d q信号の直流成分を抽出して減算器 3に出力する。この n 次 d q信号の直流成分は実際にはモータ電流の n次高調波電流成分に相当する信号である。ローパスフィルタ 2 3は、座標変換部 2 0 から出力された m次 d q信号の直流成分を抽出して減算器 4に出力する。この m次 d q信号の直流成分は実際にはモータ電流の m次高調波電流成分に相当する信号である。

減算器 2は、基本波指令プロック 3 1が出力する 1次 d q信号形式の 1次電流指令値と、ローパスフィルタ 2 1が出力する 1次 d _q 信号とを、 d軸電流と q軸電流とで別々に減算して、 1次 d軸電流偏差 Δ i d 1 と 1次 q軸電流偏差 Δ i q 1 とを抽出し、抽出されたこれら二つの電流偏差 A i d 1、 A i q l は、 P I アンプである電流制御器 5に送られる。電流制御器 5は、入力されるこれらの電流偏差を 0 とするべく 1次電圧指令 Vdl、 Vqlを算出し、算出された 1次電圧指令 Vdl、 Vqlは 1次 dq/3相交流座標変換部 8に出力される。減算器 3は、第 1高調波指令プロック 3 2が出力する n次 d q信号形式の n次電流指令値と、ローパスフィルタ 2 2が出力する n次 d q信号とを、 d軸電流と q軸電流とで別々に減算して、 n次 d軸電流偏差 Δ i d n と n次 q軸電流偏差 Δ i q n とを抽出し、抽出されたこれら二つの電流偏差厶 i d n、 A i q nは、 P I アンプである電流制御器 6に送られる。電流制御器 6は、入力されるこれらの電流偏差を 0 とするべく n次電圧指令 Vdn、 Vqnを算出し、算出された n次電圧指令 Vdn、 Vqnは n次 dq/3相交流座標変換部 9に出力される。

減算器 4は、第 2高調波指令プロック 3 3が出力する m次 d q信号形式の m次電流指令値と、ローパスフィルタ 2 3が出力する m次 d q信号とを、 d軸電流と q軸電流とで別々に減算して、 m次 d軸電流偏差 Δ i d mと m次 q軸電流偏差 Δ i q mとを抽出し、抽出されたこれら二つの電流偏差 Δ ί d m、 A i q mは、 P I アンプである電流制御器 7に送られる。電流制御器 7は、入力されるこれらの電流偏差を 0 とするべく m次電圧指令 Vdm、 Vqmを算出し、算出された m次電圧指令 Vdm、 Vqmは m次 dq/3相交流座標変換部 1 0に出力される。

1次 d q Z 3相座標変換部 8は入力される 1次電圧指令. Vdl、 Vql を静止座標変換して三相電圧指令値に変換し、 n次 d q Z 3相座標変換部 9は入力される n次電圧指令 Vdn、 Vqnを静止座標変換して三相電圧指令値に変換し、 m次 d (1ダ 3相座標変換部 1 0は入力される m次電圧指令 Vdm、 Vqnを静止座標変換して三相電圧指令値に変換し、これら 3種類の三相電圧指令は相ごとに加算されて三相合成電圧指令が形成される。

この三相合成電圧指令は、 PWM電圧発生回路 1 2にて PWM電圧に変換されて三相ィンパータ 1 3の P WMデューティ比を制御し、三相インパータ 1 3が三相同期モータ 2 9に給電される三相交流電流を制御する。

なお、 1次 d q座標変換部 1 8 と n次 d q座標変換部 1 9 と m次 d q座標変換部 2 0 とは検出した回転角 0を基準として静止座標系から自己の次数の回転座標系への座標変換を行う。したがって、 1 次 d q座標変換部 1 8の回転角 0は、 n次 d q座標変換部 1 9において η θに相当し、 m次 d q座標変換部 1 9において m 0に相当することはもちろんである。

上記した回路構成のモータ制御装置によれば、モータ電流の基本波電流成分と n次、 m次の高調波電流成分とを互いに独立に制御することができる。特にこの実施例では、回路 1 8、 2 1、 2、 5、 8からなる一次電流制御ブロックの他に、回路 1 9、 2 2、 3、 6 、 9からなる n次電流制御ブロックと、回路 2 0、 2 3、 4、 7、 1 0からなる m次電流制御ブロックを設けたので、回転数変化にもかかわらず、所望の次数の高調波電流成分だけを簡単な回路で精度良く抽出することができ、更に高調波電流制御用のフィードパック演算を直流制御により行うことができるため回路構成を複雑化することなく高精度のフィードパック制御を行うことができる。

図 1の回路で制御されるモータ相電流波形の一例を図 2に示し、回路 1 8から出力される電流波形を図 3に示し、回路 2 1から出力される電流波形を図 4に示し、回路 1 9から出力される電流波形を図 5に示し、回路 2 2から出力される電流波形を図 6に示す。

(磁気音制御の説明）

次に、高調波電流と磁気音との関係に基づく一つの制御例を以下に詳しく説明する。したがって、図 1で示す第 1高調波指令ブロック 3 2、第 2高調波指令プロック 3 3では以下で説明する高調波電流と高調波磁気騒音との関係に基づいて、通電する次数の高調波電流成分の振幅と位相角とを決定すればよい。

まず以下、本発明を 3相交流回転電機に適用した場合の磁気騷音制御原理を以下に説明する。

図 7は、 3相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図であり、図 8は図 7の等価磁気回路図である。同期機では磁束 φはロータの磁極（コイル又は永久磁石により形成される）により形成され、ロータ起磁力 F m a gは磁気回路における口ータの磁極の起磁力すなわち磁界強度であり、ステータ起磁力 F c 0 i 1 は、ステータ電流により磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度である。 R gはステータとロータとの間のギヤップの磁気抵抗である。なお、上記図及び下記の数式において、 I c o i 1 はステータ電流 (電機子の相電流）、 Xはギャップ幅、 Sはギャップ部対向面積、 μ 0は空気の透磁率、 Νは電機子の各相コイルのターン数である。磁束を数 1にて、磁気エネルギーを数 2にて、磁気加振力を数 3 にて、 U相のロータ起磁力及びステータ電流を数 4にて、 V相の口ータ起磁力及びステータ電流を数 5にて、 W相のロータ起磁力及びステータ電流を数 6にて規定する。ここでは図 1で模式化した口一タは、実際の回転電機では回転するため、ロータ起磁力を正弦波の関数として表現している。すなわち、磁気加振力 f は、ロータ起磁力の 2乗と、ステータ起磁力の 2乗と、ロータ起磁力とステータ起磁力との積との合計として定義される。ここでは、例としてロータ起磁力は、基本周波数成分（ 1次成分）にロータ形状などの影響により生じた 3 、 5 、 7次の高調波成分を含んでいる。' ここでは、ステータ電流は基本周波数成分のみからなると仮定する。もちろん口ータ起磁力、ステータ電流共、これ以外の高調波成分を含んでいてもよい。

数 1

, mag +_ ^cpil ^mag + ^ coil

2R σ 2R s

/// O s9pooi2Tl>dlsiiM

— ェ耀

z M

数 3 磁加振力

-Fmag +蕭而 f_oil

数 4

+ ¾ sin5(( + y)+F₇ sin 7(6> + u相 5次高調波成分 7次高調波成分

基本波 (1次成分）

数 5 ロータ起磁力

"V相

ス亍一タ電流 I_COii = h sin(«9+ -120)

W相タ起磁力な g =巧 ^sin + —²⁴⁰)"^ 3sin3( — 240)₊i¾_siti5( 240)₊F₇sm7(6>十ステ一タ電流 I_coil =Ιι sin^+i-240)

数 4〜数 6 と数 3 とから、各相の磁気加振力（単に加振力とも言う）を計算すると、数 7〜数 9が得られる。

数 7

9

なお、 F i ( i は下付き添え字である）はロータ起磁力の i 次成分の振幅、 I i はステータ電流の i 次成分の振幅、 0はロータの回転角、ひ、 β、 y 、 δ、 s 、 t 、 uは位相角である。数 7〜数 9において、実線で示した項は、各相で位相が同一となる項であり、破線で示した項は各相ごとに 1 2 0度位相がずれた項である。磁気音はこれら各相の加振力を合成した加振力により形成されるので、数 7〜数 9を加算すると数 1 0 となる。

数 1 0

fu

二 (巧² +_Ρ₃ ²+ ₅ ²+ ₇ ²) + 3 Ιγ ^cos(^ - ^s) - -^cos 6(θ + β)- F_X F₅

2

(1) . (2)

+ 3F_{l 7} cos ( - + Ίδ)~ F₅ Ρ_Ί cos(12(9 + 5 + 7 ) + 3N(- F₅ h cos( 66 + 5_r + s)

(4) (5) (6)

ω項：直流成分

(2)項：ロータ起磁力の 3次高調波によ y発生する 6次成分.

(3)項：ロータ起磁力の 1次と 5次高調波によ y 生する 6次成分

(⁴)項：ロータ起磁力の 1次と 7次高調波により発生する 6次成分

(⁵)項：ロータ起磁力の 5次と 7次高調波により発生する 12次成分

(6)項：ロータ起磁力の 5次とス亍一タ電流の 1次より発生する 6次成分

(7)項：ロータ起磁力の 7次とステータ鼋流の 1次より発生する 6次成分

数 1 0において、数 7〜数 9の実線で示した項は同相であるため強め合い、数 7〜数 9の破線で示した項は 3相べクトル和が 0 となるためキャンセルされる。つまり、数 1 0における（ 2 ) 、（ 3 ) 、（4) 、（ 6 ) 、（ 7 ) で示される 6次成分と、（ 5 ) で示される 1 2次成分が強め合う項であり、これらが 3相交流回転電機の磁気音の原因となっている。更に細かい条件を入れて計算すると、 3 相交流回転電機の合成加振力は 6の整数倍となり、磁気音の高調波成分は 6 k ( kは自然数）次の成分をもつことが理解される。

次に、ステータ電流の基本周波数成分（ 1次成分）に、この基本周波数成分に二つの高調波電流成分を：重畳した場合を以下に説明する。ここで非常に重要な点は、 m次の高調波電流成分は基本周波数成分と逆の相順をもち、 n次の高調波電流成分が基本周波数成分と同じ相順をもつ点である。具体的に説明すると、基本周波数成分の相順が U、 V、 Wの場合、 m次高調波電流成分の相順は U、 W、 V であり、 n次の高調波電流成分の相順は U、 V、 Wとされる。

一般化のために、ロータ起磁力は 1次、 j 次、 k次、 1 次とする。この場合の各相のロータ起磁力とステータ電流とは数 1 1〜数 1 3により示されるので、この数 1 1〜数 1 3をそれぞれ上記と同様に計算すると、数 1 4〜数 1 6が得られる。

'-' ロータ起磁力 i次成分の振幅

·'· ス亍ータ電流 i次成分の振幅

·■■ Β"ίί回転角

β、 r、 s、_s、t、t« ■■■ 定数角 u相 k 、し、 m 、 π

+ 2¾sinfc(S+ +巧 sini(0 +

k次高調波成分し次问調波成分

sin"( +")

n次高調波成分

/// O s9pooi2Tl>dlsiiM

{QZI一（"+ 8)^u}^ "ι + {o z一 (ί + e)^m}^^{s m}i + (οζι ^)ins = 墓 $一 ¾ (ΩΖΙ ~9÷θ) 7"ais + (on - i + 0)^fms + (QZI一 ί + θ)ί ^{u s f}d+(OZl - " + )可 s = ^Sm" l¥^¾J$~□

Ζ Τ Έ

数 1 3

W相

ロータ起磁力 = F_i sm(&+a― 240)+F. sin j(0 + β- 240) + F_k sia.k(0 + y- 240) + F_t s l(0 + δ ス亍一タ電流 I = sin(^十 s— 240) + s {m(0 + ί)— 12θ}+/_π sin{n(^ + «)- 240}

οε

{{s】¾}〔};【【{sj, J(¾(}G>(+ +s十 s?。i+si +.pcsc。it¾+。sic。s Fc.--.—l—- I .

sJ}〔s】{-{{ ¾~((J})(++aO +？a++iFCS¾¾ SSF F。ssclsrl- I l —.

獰 i 4

S9C .00/S00Zdf/X3d 数 1 5

数 1 6

W相加振力

― -3相のベクトル和が同位相で強めあう 3相のベクトル和が 0

^ +Ff ₊J )· ₃·¾ί?土 .? ^fl~^_C0 +?- 24Q~^co ^ザ - 249~^∞ ^+<5 -²⁴ Q

' -F_t F_} [co《(y'+l)6i+な +；/ ー 24((/+ }— — ¾β-α+ ー 24(U - ¾} F_k [co fc+l)fl+Qr+Ay— 24 fc+D)-co(fc— 1)0—な +Ay— 240fc— 1)}】

数 1 4〜数 1 6において、実線で示した項は、各相で位相が同一となる項であり、破線で示した項は各相ごとに 1 2 0度位相がずれた項である。磁気音はこれら各相の加振力を合成した加振力により形成される。すなわち、逆相順の m次の高調波電流成分と、同相順の n次の高調波電流成分を加えると、 m+ 1次と、 n— 1次、 m + n次の加振力を発生できることがわかる。

つまり、 m次、 n次の高調波電流成分により、 m+ 1次、 n + 1 次、 m— n次の加振力を自在に発生でき、これにより磁気音を増大させたり、低減させたりできる。

次に、上記解析結果を利用して、 3相交流回転電機で問題となる 6次、 1 2次の磁気音低減のために、逆相順で 5次、同相順で 7次の高調波電流成分を重畳する場合を分析する。

数 1 1〜数 1 3にて、 j = 3、 k = 5、 1 = 7、 m= 5、 n = 7 とすることにより、 1次、 3次、 5次、 7次のロータ起磁力と、 1 次、 5次（逆相順）、 7次（同相順）のステータ電流を考えると、各相のロータ起磁力とステータ電流とは数 1 7、数 1 8、数 1 9で示される。

数 1 7

u相

V相

ロータ起磁力 ^F = sin(^ +α- 120)+ί sin3(^ +^ - 120) +F₅sin5(^+y - 120) + sin7(^+^-120) ス亍一タ電流 = sm(0+s -120) + J₅sin{5(^+f)-240}+ 1₇ siii{7(^ + u) -120}

数 1 9

24θ; ¾3ίη5(0+ —24Ο)+^3ίη7 + —24Ο) w

2θ}+ 7₇ sm{l(0 +u)- 240}

これらの式から、上記と同様の演算により各相の加振力は数 2 0 〜数 2 2にて示され、各相の加振力を合成した加振力は数 2 3で示されることがわかる。

数 2 0 ϋ相加振力

fit oc 3相のベクトル和が同位相で強めおう 3相のベクトル和が 0

数 2 1

V相加捩力 3相のぺク卜ル和が同位相で 5gめあう 3相のベクトル和が 0

JVOC

丄 (i^十 F₃ ² ÷F^+F ) -CQs2 +a -12(¾ -^-cos6{&+ β -12Q) -^coslO(5+ 120) -^-cosl 6> + 12Q

/ S9p00sv:ifcl£/ ilols OiAV

30

z z m

数 2 3

(10) (7) (11)

+ Ν ^!〈一 31, i_s [cos {60 + s + 5r}]+ 3 1_Ί [cos {βθ一 s + 7M }] - 37₅ Ί_Ί [COS {125 + 5t + Tu )

(12) (13) (14)

ステータ電流の 5次と 7次の重畳によ y発生した項

(1)項直流成分 (8)項：口一 ^起 ffi力の 1次とス于ータの 5次 iこよリ発生する 5次成分

(2)項口" ·?起 fit'力の 3次にょリ発針る 6次成分

(9)項：口→e磁力の 1次とス亍ータ^の 7次によリ発生する 6次成分

(3)項ロータ起磁力の 1次と 5次によリ発生する 6次成分

(10)項： Ο—タ起磁力の⁵次とス^ ~タ¾流の⁷次にょリ発生する^{1 2}次成分

(4)項 a~ ^起磁力の 1次と 7次にょリ発生する 6次成分

(11)項■ 口"^起磁力の 7次とス流の 5次により生する"! 2次成分

(5)項口 "^起磁力の 5次と 7次にょリ発生する 12次成分

(12)項：ス"？ "タ眾流の 1灰と 5次より発生する 6次成分

(6)項口" 起力の 5次とステ" ^«究の 1次よ発生する6次成分

(13)項：ス亍—タ流の次と 7次よリ発生する 6次成分

(7)項ロータ起 «力の 7次とス亍一タ¾ の "I次より発生する 6次成'分

(14)項：スタ S流の 5次と 7次よリ発生する 12次成分

したがって、高調波電流成分を重畳しない場合の合成加振力の式を示す数 1 0 と、高調波電流成分を重畳した場合の合成加振力の式を示す数 2 3 とを比較すると、数 1 0で生じていた 6次、 1 2次の加振力とは別に、逆相順である逆相順 5次と、同相順 7次の高調波電流成分の重畳により新たに 6次、 1 2次の加振力が生じたことがわかる。

つまり、逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分の振幅及び位相を調整することにより、 3相交流回転電機で問題となる 6次、 1 2次の磁気音（径方向振動）の大きさを制御できることがわかる。たとえば、数 2 3において、 6次の加振力の振幅と 1 2.次の加振力の振幅とを最小とすることができる逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分の振幅及び位相を決定すればよい。もしくは、どちらかの一方の加振力を優先して許容可能な範囲内にて、他方の加振力を最小化すればよい。

6次の加振力を 0 とする場合における逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分の条件を数 2 4に示す。

数 2 4

6次成分のキャンセル

磁気音項のべクトル和（ (2) + (3) + (4) + (6) + (7) ) +キャンセル項のべクトル和 ((8) + (9) + (12) + (13)) =0 が成立するとき

キャンセル S

数 2 4において、磁気音項とキャンセル項の和を 0 とするように高調波電流成分の振幅、位相を定めればよい。 1 2次の加振力を 0 とする場合における逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分の条件を数 2 5に示す。

数 2 5

12次成分のキャンセル

磁気音項のべクトル (5)和 +キャンセル項のべクトル和 ((10) + (11)+ (14)) =0が成立するとき '

- 3F_S f₇ [cos {12^ + 5^ + 7^}]

.キャンセル項

5 007365 数 2 5において、磁気音項とキャンセル項の和を◦ とするように高調波電流成分の振幅、位相を定めればよい。

(変形態様 1 )

上記した数式演算は、 3相交流回転電機を例として行ったが、他の相数の交流回転電機においても同じ方法により同様の演算結果を得ることができる。上記数式演算では、ロータ起磁力が 1、 3、 5 、 7次で構成され、ステータ電流の基本周波数成分（ 1次）に逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分を重畳する場合を説明したが、本発明がこれに限定されるものではないことはもちろんである。ロータ起磁力に 9、 1 1次を追加してもよく、ロータ起磁力を 1、 3、 5次で構成してもよく、 1、 3、 7次で構成してもよい。また、磁気音は 6、 1 2次の低減又は変更を図ったが、同様に 1 8次、 2 4次等の変更を行うこともできる。

本発明において重要な第 1の点は、ステータ電流の基本周波数成分（ 1次）にそれと逆相順で X次の高調波電流成分を重畳すると、 1 一高調波電流成分の次数に等しい次数の加振力を発生できる点にある。すなわち、逆順である X次の高調波電流成分の重畳により、 ( 1 一 ( - X ) ) = 1 + Xの加振力を発生することができる。なお、逆相順である X次の高調波電流成分は基本周波数成分の相順を基準とすれば— X次の次数の高調波電流成分となる。つまり、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもっため、ステータ電流の基本周波数成分に逆相順で X次の高調波電流成分を加えると、両者の次数差である X + 1の次数の加振力が発生する。交流回転電機の n次の磁気音を増加又は低減するために、 n — 1次の高調波電流を逆相順で好適な位相、好適な振幅で重畳すればよいという知見は、従来まったく知られていなかつたものであり、今後の低騷音モータの開発において非常に重要である。更に説明すると、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもっため、ステータ電流の基本周波数成分に逆相順で X次の高調波電流成分を加えると

、両者の次数差である X + 1の次数の加振力が発生する。

また、ステータ電流の基本周波数成分（ 1次）にそれと同相順で y次の高調波電流成分を重畳する場合にも、高調波電流成分一 1の次数に等しい次数の加振力を発生できる。すなわち、同順である y 次の高調波電流成分の重畳により、 y— 1次の加振力を発生することができる。つまり、加振力は、複数の周波数電流の次数差に等しい次数をもため、ステータ電流の基本周波数成分に同相順で y次の高調波電流成分を加えると、両者の次数差である y— 1の次数の加振力が発生する。交流回転電機の n次の磁気音を増加又は低減するために、 n— 1次の高調波電流を同相順で好適な位相、好適な振幅で重畳すればよいという知見は、従来まったく知られていなかつたものであり、今後の低騷音モータの開発において非常に重要である。また、基本周波数成分に対して同相順で m、 n次の高調波電流成分を重畳することにより、（m— 1 ) 次、（n— 1 ) 次、（m— n ) 次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできることも従来知られていなかったことであり、これを利用して加える m、 n次の高調波電流成分の振幅、位相の調整により複数の加振力を調整することが可能となる。

次に、上記したように逆相順で 5次と、同相順で 7次の高調波電流成分を加えると、逆相順で 5次の高調波電流成分と基本周波数成分（ 1次）との存在により 6次の加振力が生じ、同相順で 7次と基本周波数成分との存在により 6次の加振力を生じ、逆相順の 5次と同相順の 7次との高調波電流成分の存在により 1 2次の加振力を生じると考えることができる。すなわち、逆相順の 5次と同相順の 7 次の高調波電流成分を加えることにより、それらを単独で加える場合には 6次の加振力を発生できるだけであるのに比べて、 6次と 1 2次という 2種類の加振力を発生（好適には'低減）できるわけである。

つまり、ステ一タ電流の基本周波数成分に逆相順の m次と同相順の n次の高調波電流成分を重畳することにより、 m + 1次、 n— 1 次、 n + m次の加振力を発生することができる。この場合、本出願人が先に説明した所定次数の加振力に対してそれよりも 1だけ次数が大きい高調波電流成分を基本周波数成分に加える磁気音低減方法に比べて、重畳する高調波電流成分の次数すなわち周波数を大幅に低減でき、その発生や制御が容易であるということも、この発明の重要な利点である。つまり一例をあげて具体的に説明すると、同相順の高調波電流重畳のみの場合は、例えば 6次、 1 2次の磁気音を低減する場合は 7次と 1 3次の高調波電流重畳が必要である。また逆相順の高調波電流重畳のみの場合には 5次と 1 1次の高調波電流重畳が必要である。それに対し、本発明は同相順と逆相順の両方を重畳することで、 5次と 7次の高調波電流重畳で 6次と 1 2次の磁気音を低減できるため重畳する電流の周波数を大幅に低減できる。このことにより高い周波数の電流を制御する際に引き起こる種々な課題を解決できる。例えば電流制御の負荷を減らすことができる、また電流の位相等の精度悪化を防ぐことができる。

このように基本周波数成分に対して逆相順で m次、同相順で n次の高調波電流成分により、（m + 1 ) 次、（n— 1 ) 次、（ n + m ) 次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできることも従来知られていなかつたことであり、これを利用して加える m、 n次の高調波電流成分の振幅、位相の調整により複数の加振力を調整することが可能となる。

(変形態様 2 ) 上記説明は、一つの逆相順高調波電流成分と一つの同相順高調波電流成分とをステータ電流の基本周波数成分に重畳させた場合に 2 種類の高調波径方向振動成分を発生させる点に関してであつたが、同様の技術思想により、少なくとも一つの逆相順高調波電流成分と少なくとも一つの同相順高調波電流成分とを含む合計 3つの互いに異なる次数の高調波電流成分を加えることにより、それらの間の次数差に等しい次数の種々の加振力の高調波成分を発生させることもできる。

たとえば、基本周波数成分（ 1次）に逆相順で 5次の第 1高調波電流成分と、逆相順で 1 1次の第 2高調波電流成分と、同相順で 1 3次の第 3高調波電流成分とを重畳すると、基本周波数成分と第 1 高調波電流成分とから 6次の加振力が発生し、基本周波数成分と第 2高調波電流成分とから 1 2次の加振力が発生し、基本周波数成分と第 3高調波電流成分とから 1 2次の加振力が発生し、第 1、第 2 高調波電流成分から 6次の加振力が発生し、第 1 .、第 3高調波電流成分から 1 8次の加振力が発生し、第 2、第 3高調波電流成分から 2 4次の加振力が発生する。したがって、これら第 1〜第 3高調波電流成分の振幅、位相を上記数式や実験マップなどにより調整することにより、 6次、 1 2次、 1 8次、 2 4次と言う 4つの加振力を制御又は低減することができる。もちろん、第 1〜第 3高調波電流成分に更に異なる次数の高調波電流成分を加えても良いし、 4種類以上の異なる次数の高調波電流成分を加えても良い。

(磁気音低減の具体制御例）

上記説明した磁気騒音制御を用いることにより、磁気音は容易に低減できることがわかる。たとえば、上記説明したようにステータ電流の基本周波数成分（ 1次）に重畳する逆相順 5次、同相順 7次の高調波電流成分の振幅と位相とを好適に設定することにより 6次の磁気音を低減することができる。当然、この場合、重畳した高調波電流による磁気音（振動）の振幅は、高調波電流成分重畳前の磁気音の振幅（振動）と等しくされることが最適であり、重畳した高調波電流による磁気音（振動）の位相は、高調波電流成分重畳前の磁気音の位相と反対とされることが最適である。ただし、本発明はこれに限定されるものではなく、重畳前の磁気音（振動）と重畳すべき高調波電流成分による磁気音（振動）との合成磁気音（合成振動）の振幅が、重畳前の磁気音（振動）の振幅よりも小さくなるように、重畳すべき高調波電流の位相を定めれば、磁気音低減効果は確保される。

6 n ( nは正の整数）次の磁気音をキャンセルする場合の磁気音制御フローを図 9を参照してわかりやすく説明する。

図 9 Aは、磁気音低減のための高調波電流重畳を行わない従来の磁気音発生フローを示す。図 1 のモータ制御装置において、基本波指令プロック 3 1からの基本波電流指令値だけでモータ給電電流が形成されるため、このモータ給電電流は基本波電流（ 1次電流）のみとなり、これにより、ステータコアに 6 n次の径方向磁気可振力が生じ、その結果として 6 n次の磁気音が生じる。

図 9 Bは、磁気音低減のための高調波電流重畳を行なうこの実施例の磁気音制御フローを示す。図 1のモータ制御装置において、順相では 6 n + 1次、逆相では 6 n _ 1次の高調波電流が基本波電流指令値に重畳されるため、モータ給電電流は基本波電流 +順相の 6 n + 1次高調波電流、又は、基本波電流 +逆相の 6 n— 1次高調波電流、又は、基本波電流 +順相の 6 n + 1次高調波電流 +逆相の 6 n - 1次高調波電流となる。

重畳された順相の 6 n + 1次高調波電流と逆相の 6 n— 1次高調波電流とは、ステータコアに 6 n次の径方向磁気加振力を発生させるため、ステータコアの 6 n次の合成の径方向加振力は、基本波電流による 6 n次の径方向磁気加振力と、高調波電流による 6 n次の径方向磁気加振力とのベタトル和となる。

したがって、高調波電流による 6 n次の径方向磁気加振力が、基本波電流による 6 n次の径方向磁気加振力に対して、等しい振幅と逆位相となるように、順相の 6 n + 1次高調波電流又は逆相の 6 n 一 1次高調波電流の位相と振幅とを設定すれば、従来において低減できなかったモータコアの径方向磁気加振力による磁気音をキャンセルできることがわかる。なお、これら重畳する高調波電流の位相と振幅とは、上記理論解析結果に基づいて数式演算により算出して': も良いが、実験により好適値を導出してもよい。

(実験例）

上記磁気音低減のための FEM解析を図 1 0に示す三相同期機（ 8 極、 2 4スロット、 IPM) を用いて行った。なお、ステータ電流の基本周波数成分を 7 0 Aとし、ロータ位相角はトルクが最大となる状態にて、上記方式により演算した径方向振動制御用高調波電流、ここでは基本波と逆の相順をもつ 5次高調波電流のみを振幅 3 Aで重畳したものと、さらにそれに加え基本波と同じ相順をもつ 7次高調波電流を振幅 1 Aで重畳した場合と、径方向振動制御用高調波電流を重畳しなかった場合とにおいて得られた径方向磁気加振力の波形を図 1 1 に示し、そのスペクトルを図 1 2に示す。 5次高調波電流により 6次加振力が低減でき、さらに 7次高調波電流を重畳することにより、 1 2次加振力を低減できることがわかった。なお振幅や位相は 6次と 1 2次の加振力がそれぞれ低減できるように調整したものである。この加振力は 3相分の合計となる隣り合う 3つのティースに加わる加振力を合計したものである。

このように、本発明は、基本波と相順が同じの n 1次の径方向振 JP2005/007365 動制御用高調波電流と基本波と相順が逆の n 2次の径方向振動制御用高調波電流を重畳することで、 n l _ l次、 n 2 + l次、 n l + n 2次の磁気音を制御できることが特徴であり、回転電機の極数やスロット数に関係なく適用できる。本例は極毎、相毎のティースが 1 の場合（ 2 4 / 8 Ζ 3 = 1 ) を示したため 3ティース分を合計したが、それ以外の場合でもよい。例えば 8極、 4 8 スロットの場合には隣り合う 6つのティースを合計すれば 3相分の合計となるし、 8極、 9 6 スロットであれば隣り合う 1 2個のティースを合計すれば 3相分の合計となる。また 1 2極、 1 8 スロット等の集中巻の場合には、となり合う 3つのティースで 3相分となる。

(変形態様）

上記制御例では、目標電流値を用いたオープン制御ゃフィ一ドパック電流制御を説明したが、たとえばマイクにより磁気音を直接検出し、その所定次数の高調波成分を抽出し、この高調波成分とその所定目標値との偏差を求め、この偏差を 0 とするべく、この偏差に相当する重畳径方向振動制御用高調波電流の振幅と位相とを計算又はマップから求め、この決定された重畳径方向振動制御用高調波電流をステータ電流に重畳するフィードパック制御を行ってもよい。

同じく、マイクにより磁気音を直接検出する代わりに、ステータコアに設けた振動センサゃ力検出センサ、その磁界を検出するサーチコイルやピックアップコイルなどの出力を用いて、それらが所定の目標値となるように上記と同様のフィードパック制御を行ってもよい。

なお本発明は磁気音制御のために高調波電流を制御する例について述べたが、それ以外の用途で高調波電流を制御することに用いてもよいことは言うまでもない。

以上、本発明の好適な実施態様について詳述したが、当業者が種 5 007365 々の修正及び変更をなし得ること、並びに、特許請求の範囲は本発明の真の精ネ申および趣旨の範囲内にあるこの様な全ての修正及び変更を包含することは、本発明の範囲に含まれることは当業者に理解されるべきものである。

Claims

請求の範囲

1 . 多相交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流をフィ一ドパック制御するモータ制御装置において、

前記多相交流電流に含まれる各高調波電流成分のうちで制御すベき高調波電流成分の次数に相当する周波数で回転する高次 d q軸座標系上の信号である高次 d q信号に前記多相交流電流を変換する高次 d q座標変換部と、

前記高次 d q信号に含まれる直流信号成分を抽出するローパスフイノレタと、

前記直流信号成分とその指令値との偏差を求める減算器と、. 前記偏差を 0に収束させるための信号を元の多相交流電流座標系に変換する高次多相座標変換部と、

からなる高調波制御用回路プロックを有し、

前記高調波制御用回路ブロックが出力する高調波電流成分を前記電機子に通電することにより、前記制御すべき高調波電流成分を制御することを特徴とするモータ制御装置。

2 . 請求項 1記載のモータ制御装置において、

高次 d q座標変換部は、

基本波電流成分に対して逆相順で重畳される n次高調波電流に対して、前記基本波電流成分の d q回転座標系の回転方向と逆向きに前記基本波電流周波数の n倍で回転する座標系である一 n次の座標系を用いて d q変換を行うことを特徴とするモータ制御装置。

3 . 請求項 1又は 2記載のモータ制御装置において、

前記制御すべき高調波電流成分の次数が互いに異なる前記高調波制御用回路プロックを複数有することを特徴とするモータ制御装置

4 . 請求項 1〜 3のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、

高調波電流成分を前記電機子に通電することにより前記制御すベき高調波電流成分を制御することにより磁気音を変更することを特徴とするモータ制御装置。

5 . 請求項 4記載のモータ制御装置において、

前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と同相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は前記磁気音の次数より 1大きい次数に設定され、

前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と逆相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は前記磁気音の次数より 1小さい次数に設定されることを特徴とするモータ制御装置。

6 . 請求項 4記載のモータ制御装置において、

前記多相交流回転電機は三相交流回転電機であり、

前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と同相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は 6 k ( kは自然数） + 1に設定され前記高調波制御用回路プロックが出力する高調波電流成分が前記多相交流電流の基本周波数成分と逆相順をもつ場合には、前記制御すべき高調波電流成分の次数は 6 k— 1に設定されることを特徴とするモータ制御装置。

7 . 請求項 6記載のモータ制御装置において、

6 k— 1の次数をもつ前記高調波電流成分を出力する前記高調波電流制御回路プロックと、 6 k + 1 の次数をもつ前記高調波電流成分を出力する前記高調波電流制御回路プロックとをそれぞれ一つ以上有することを特徴とするモータ制御装置。

8 . 請求項 1〜 7のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、

前記高調波制御用回路プロックにより前記多相交流電流へ重畳される所定次数の高調波電流の振幅及び位相は、前記多相交流回転電機の磁気音を低減する値に設定されることを特徴とするモータ制御装置。