WO2004017506A1

WO2004017506A1 - 電圧変換装置、電圧変換方法および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体

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Publication number: WO2004017506A1
Application number: PCT/JP2003/009056
Authority: WO
Inventors: Kenji Yamada
Original assignee: Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha
Priority date: 2002-08-12
Filing date: 2003-07-16
Publication date: 2004-02-26
Also published as: KR20050047529A; CN1675819A; US7262978B2; EP1536548A4; US20050254265A1; CN100435462C; EP1536548A1; KR100653827B1; JP3700059B2; JP2004080864A

Abstract

制御装置（３０）は、昇圧コンバータ（１２）の出力電圧（Ｖｍ）を電圧センサー（１３）から受け、電圧指令と出力電圧（Ｖｍ）との誤差によって決定されるフィードバック予備電圧指令を演算する。そして、制御装置（３０）は、その演算したフィードバック予備電圧指令を出力電圧（Ｖｍ）に応じて補正し、電圧指令に対する出力電圧（Ｖｍ）の追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令を演算する。制御装置（３０）は、フィードバック電圧指令を用いて昇圧コンバータ（１２）を制御し、昇圧コンバータ（１２）は、電圧指令に対する出力電圧の追従特性を基本特性に保持し、直流電源（Ｂ）からの直流電圧（Ｖｂ）を出力電圧（Ｖｍ）に変換する。

Description

明細書電圧変換装置、電圧変換方法および電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体技術分野

この発明は、直流電源からの直流電圧を指令電圧に変換する電圧変換装置、直流電圧を指令電圧に変換する電圧変換方法および直流電圧を指令電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。背景技術

最近、環境に配慮した自動車としてハイプリッド自動車（Hy b r i d V e h i c 1 e) および電気自動車 (E l e c t r i c V e h i c l e) が大きな注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流！?源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とィンバータとィンバータによつて駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイプリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによつて昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給されるようにすることも検討されている（たとえば、特開 200 1— 275367号公報など）。

すなわち、ハイブリツ.ド自動車または電気自動車は、図 23に示すモータ駆動装置を搭載している。図 23を参照して、モータ駆動装置 300は、直流電源 B と、システムリレー SR I, SR 2と、コンデンサ C I, C 2と、双方向コンパータ 3 1 0と、電圧センサー 320と、インバータ 330とを備える。

直流電源 Bは、直流電圧を出力する。システムリレー SR 1， SR 2は、制御装置（図示せず）によってオンされると、直流電源 Bからの直流電圧をコンデンサ C 1に供給する。コンデンサ C 1は、直流電源 Bからシステムリレー S R 1 , SR 2を介して供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を双方向コンバータ 3 10へ供給する。

双方向コンバータ 310は、リアクトル 31 1と、 NPNトランジスタ 3 12, 31 3と、ダイオード 3 14， 315とを含む。リアタトル 3 1 1の一方端は直流電源 Bの電源ラインに接続され、他方端は NPNトランジスタ 31 2と NPN トランジスタ 3 1 3との中間点、すなわち、 NPNトランジスタ 31 2のエミッタと NPNトランジスタ 3 1 3のコレクタとの間に接続される。 NPNトランジスタ 3 1 2， 3 1 3は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、 NPNトランジスタ 3 12のコレクタは電源ラインに接続され、 NPN トランジスタ 3 1 3のエミッタはアースラインに接続される。また、各 NPNトランジスタ 3 1 2, 31 3のコレクタ一ェミッタ間には、ェミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード 3 14， 3 1 5が接続されている。

双方向コンバータ 310は、制御装置（図示せず）によって NPNトランジスタ 3 12, 31 3がオンオフされ、コンデンサ C 1から供給された直流電圧を昇圧して出力電圧をコンデンサ C 2に供給する。また、双方向コンバータ 3 10 は、モータ駆動装置 300が搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータ Mlによって発電され、インバータ 330によって変換された直流電圧を降圧してコンデンサ C 1へ供給する。

コンデンサ C 2は、双方向コンバータ 3 10から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ 330へ供給する。電圧センサー 32 0は、コンデンサ C 2の両側の電圧、すなわち、双方向コンバータ 3 10の出力電圧 Vmを検出する。

ィンバータ 3 30は、コンデンサ C 2から直流電圧が供給されると制御装置 (図示せず）からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータ M 1を駆動する。これにより、交流モータ Mlは、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ 3 3 0は、モータ駆動装置 300が搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータ M 1が発電した交流電圧を制御装置からの制御に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ C 2を介して双方向コンパ一タ 3 1 0 へ供給する。

モータ駆動装置 3 00においては、直流電源 Bから出力された直流電圧を昇圧して出力電圧 Vmをインバータ 3 3 0へ供給するとき、電圧センサー 3 20が検出した出力電圧 Vmが電圧指令 V d e c omになるようにフィードバック制御される。そして、このフィードバック制御は P I制御であり、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c omになるように P I制御ゲインが決定される。

このように、従来のモータ駆動装置においては、 P I制御ゲインを決定し、その決定した P I制御ゲインを用いたフィードバック制御によって、昇圧された出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c Ο ΙΏになるように制御される。

しかし、ある条件下で P I制御ゲインを決定し、その決定した P I制御ゲインに固定した場合、出力電圧 Vmと電圧指令 V d c c omとの差が一定であっても出力電圧 Vmおよび電圧指令 V d c c omが変化すれば、 N PNトランジスタ 3 1 3の両端に印加される電圧の調整量が出力電圧 Vmによって変化する。その結果、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が変化するという問題が発生する。発明の開示

それゆえに、この発明の目的は、指令電圧に対する出力電圧の追従特性が一定になるように直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置を提供することである。また、この発明の別の目的は、指令電圧に対する出力電圧の追従特性が一定になるように直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法を提供することである。さらに、この発明の別の目的は、指令電圧に対する出力電圧の追従特性が一定になるように直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。この発明によれば、電圧変換装置は、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、電圧変換器と、検出手段と、制御手段とを備える。

電圧変換器は、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する。検出手段は、電圧変換器から出力された出力電圧を検出する。制御手段は、検出された出力電圧と指令電圧とに基づいて、指令電圧に対する出力電圧のフィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、出力電圧が指令電圧になるように電圧変換器を制御する。

好ましくは、電圧変換器は、チヨツバ回路から成り、制御手段は、フィードバック電圧指令演算部と、デューティー比演算部と、スイッチング信号生成部とを含む。フィードバック電圧指令演算部は、出力電圧と指令電圧との誤差を検出し、その検出した誤差に応じてフィードバック制御における制御ゲインを決定し、その決定した制御ゲインと、出力電圧と誤差とに基づいて、追従特性が基本特性になるようにフィードバック制御におけるフィードバック電圧指令を演算する。また、デューティー比演算部は、演算されたフィードバック電圧指令に基づいて、チヨッパ回路におけるスイッチングデューティー比を演算する。さらに、スイツチング信号生成部は、デューティ一比演算部によって演算されたスィツチングデュ一ティー比を有するスィツチング信号を生成し、その生成したスィツチング信号をチヨツバ回路へ出力する。

好ましくは、フィードバック電圧指令演算部は、制御ゲインを用いて演算されたフィードバック予備電圧指令を追従特性が基本特性になるように捕正することによりフィードバック指令電圧を演算する。

好ましくは、フィードバック電圧指令演算部は、減算器と、ゲイン決定部と、演算器と、補正器とを含む。

減算器は、出力電圧と指令電圧との誤差を演算する。ゲイン決定部は、誤差に基づいて制御ゲインを決定する。演算器は、決定された制御ゲインに基づいてフイードバック予備電圧指令を演算する。補正器は、追従特性が基本特性になるときの基準電圧に出力電圧を換算することによりフィードバック予備電圧指令を補正してフィードバック電圧指令を出力する。好ましくは、補正器は、出力電圧に対する基準電圧の比を演算し、その演算結果をフィードバック予備電圧指令に乗算することによりフィードバック予備電圧指令を補正する。

好ましくは、フィードバック電圧指令演算部は、追従特性が基本特性になるように誤差を補正することによりフィードバック電圧指令を演算する。

好ましくは、フィードバック電圧指令演算部は、減算器と、補正器と、ゲイン決定部と、演算器とを含む。

減算器は、出力電圧と指令電圧との誤差を演算する。補正器は、追従特性が基本特性になるように誤差を補正する。ゲイン決定部は、誤差に基づいて制御ゲインを決定する。演算器は、決定された制御ゲインと補正された誤差とに基づいてフィードバック電圧指令を演算する。

好ましくは、補正器は、追従特性が基本特性になるときの基準電圧に出力電圧を換算することにより誤差を補正する。

好ましくは、補正器は、出力電圧に対する基準電圧の比を演算し、その演算結果を誤差に乗算することにより誤差を補正する。

好ましくは、電圧変換器は、チヨッパ回路から成り、制御手段は、フィードバック電圧指令演算部と、デューティー比演算部と、スイッチング信号生成部とを含む。

フィードバック電圧指令演算部は、出力電圧と指令電圧との誤差を検出し、その検出した誤差に応じてフィードバック制御における制御ゲインを決定し、その決定した制御ゲインと出力電圧と誤差とに基づいて、フィ一ドバック制御におけるフィードバック予備電圧指令を演算する。また、デューティー比演算部は、演算されたフィードバック予備電圧指令および出力電圧に基づいて、追従特性が基本特性になるようにチヨツバ回路におけるスィツチングデューティー比を演算する。さらに、スイッチング信号生成部は、デューティー比演算部によって演算されたスィツチングデューティー比を有するスィツチング信号を生成し、その生成したスィツチング信号をチヨツバ回路へ出力する。

好ましくは、デューティー比演算部は、フィードバック予備電圧指令を用いて演算された予備デューティ一比を追従特性が基本特性になるように補正することによりスィツチングデューティー比を演算する。

好ましくは、デューティー比演算部は、演算器と、補正器とを含む。

演算器は、フィードバック予備電圧指令に応じた予備デューティ一比を演算する。補正器は、追従特性が基本特性になるように予備デューティー比を補正する。好ましくは、補正器は、追従特性が基本特性になるときの基準電圧に出力電圧を換算することにより予備デューティー比を補正する。

好ましくは、補正器は、出力電圧に対する基準電圧の比を演算し、その演算結果を予備デューティ一比に乗算することにより予備デューティ一比を補正する。また、この発明によれば、電圧変換方法は、出力電圧が指令電圧になるようにフィードバック制御し、直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法であって、出力電圧を検出する第 1のステップと、指令電圧と出力電圧との誤差を検出する第 2のステップと、検出した誤差に応じて制御ゲインを決定する第 3のステップと、決定した制御ゲインと、検出した誤差と、検出した出力電圧とに基づいて、指令電圧に対する出力電圧のフィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、出力電圧が指令電圧になるように直流電圧を出力電圧に変換する第 4のステップとを含む。

好ましくは、直流電圧は、チヨツバ回路により出力電圧に変換され、第 4のステツプは、制御ゲインと、誤差と、出力電圧とに基づいて、フィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させるフィードバック電圧指令を演算する第 1のサブステップと、フィードバック電圧指令を用いて、チヨッパ回路におけるスィツチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、スィツチングデユーティー比に基づいて、出力電圧が指令電圧になるようにチヨツバ回路を制御する第 3のサブステップとを含む。

好ましくは、第 1のサブステップは、制御ゲインと誤差とに基づいて、フィードバック制御におけるフィ一ドバック予備電圧指令を演算するステップと、出力電圧を用いてフィードバック予備電圧指令を補正し、フィードバック電圧指令を演算するステップとを含む。

好ましくは、フィードバック電圧指令を演算するステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、フィ一ドバック予備電圧指令に換算比を乗算してフィードバック電圧指令を演算するステップとを含む。

好ましくは、第 1のサブステップは、出力電圧を用いて誤差を補正し、追従特性が基本特性になる補正誤差を演算するステップと、制御ゲインと補正誤差とに基づいてフィードバック電圧指令を演算するステップとを含む。

好ましくは、補正誤差を演算するステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、誤差に換算比を乗算して補正誤差を演算するステップとを含む。

好ましくは、直流電圧は、チヨツバ回路により前記出力電圧に変換され、第 4 のステップは、制御ゲインおよび誤差に基づいてフィードバック制御におけるフイードバック予備電圧指令を演算する第 1のサブステップと、フィードバック予備電圧指令に基づいて、チヨツバ回路における予備スィツチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、出力電圧を用いて予備スィツチングデューティ一比を補正し、追従特性が基本特性になるスィツチングデューティー比を演算する第 3のサブステップと、スイッチングデューティー比に基づいて、出力電圧が指令電圧になるようにチヨツバ回路を制御する第 4のサブステップとを含む。好ましくは、第 3のサブステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、予備スィツチングデューティー比に換算比を乗算してスィツチングデューティー比を演算するステップとを含む。

また、この発明によれば、出力電圧が指令電圧になるようにフィードバック制御し、直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンビュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体は、出力電圧を検出する第 1のステップと、指令電圧と出力電圧との誤差を検出する第 2のステップと、検出した誤差に応じて制御ゲインを決定する第 3のステップと、決定した制御ゲインと、検出した誤差と、検出した出力電圧とに基づいて、指令電圧に対する出力電圧のフィ一ドバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、出力電圧が指令電圧になるように直流電圧を出力電圧に変換する第 4のステップとをコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンビュータ読取り可能な記録媒体である。

好ましくは、直流電圧は、チヨツバ回路により出力電圧に変換され、コンビュ —タ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、第 4のステップは、制御ゲインと、誤差と、出力電圧とに基づいて、フィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させるフィードバック電圧指令を演算する第 1のサブステツプと、フィードバック電圧指令を用いて、チヨツバ回路におけるスィッチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、スィツチングデューティ一比に基づいて、出力電圧が指令電圧になるようにチヨツバ回路を制御する第 3のサブステップとを含む。

好ましくは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、第 1のサブステップは、制御ゲインと誤差とに基づいて、フィードバック制御におけるフィードバック予備電圧指令を演算するステップと、出力電圧を用いてフィードバック予備電圧指令を補正し、フィードバック電圧指令を演算するステップとを含む。

好ましくは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、フィードバック電圧指令を演算するステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、フィードバック予備電圧指令に換算比を乗算してフィ一 'ドバック電圧指令を演算するステップとを含む。

好ましくは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、第 1のサブステップは、出力電圧を用いて誤差を補正し、追従特性が基本特性になる補正誤差を演算するステップと、制御ゲインと補正誤差とに基づいてフィードバック電圧指令を演算するステツプとを含む。

好ましくは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、補正誤差を演算するステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、誤差に換算比を乗算して補正誤差を演算するステップとを含む。

好ましくは、直流電圧は、チヨツバ回路により出力電圧に変換され、コンビュ —タ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、第 4のステツプは、制御ゲインぉよび誤差に基づいてフィードバック制御におけるフィードバック予備電圧指令を演算する第 1のサブステップと、フィードバック予備電圧指令に基づいて、チヨッパ回路における予備スイッチングデューティー比を演算する第 2 のサブステップと、出力電圧を用いて予備スィツチングデューティー比を補正し、追従特性が基本特性になるスィツチングデューティー比を演算する第 3のサブステツプと、スイッチングデューティー比に基づいて、出力電圧が指令電圧になるようにチヨッパ回路を制御する第 4のサブステップとを含む。

好ましくは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録されたプログラムにおいて、第 3のサブステップは、追従特性が基本特性になる基準電圧に出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、予備スイッチングデューティー比に換算比を乗算してスィツチングデューティー比を演算するステップとを含む。したがって、この発明によれば、電圧指令に対する出力電圧のフィードバック制御における追従特性を一定に保持して直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換できる。図面の簡単な説明

図 1は、実施の形態 1による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略プロック図である。

図 2は、図 1に示す制御装置の機能プロック図である。

図 3は、図 2に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能プロック図である。

図 4は、図 3に示すフィ一ドバック電圧指令演算部およびデューティ一比変換部の機能を説明するための機能プロック図である。

図 5は、フィードバック電圧指令と昇圧コンバータの出力電圧との関係図である。

図 6は、図 4に示すデューティ一比演算部が生成するデューティー比を説明するための図である。

図 7は、図 3に示すデューティ一比変換部が生成する信号のタイミングチヤ一トである。図 8は、制御パターンのタイミングチャートである。

図 9は、実施の形態 1における電圧変換を制御する動作を説明するためのフロ一チヤ一トである。

図 1 0は、実施の形態 2による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図 1 1は、図 9に示す制御装置の機能プロック図である。

図 1 2は、図 1 0に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブ口ック図である。

図 1 3は、図 1 1に示すフィードバック電圧指令演算部およびデューティー比変換部の機能を説明するための機能プロック図である。

図 1 4は、実施の形態 2における電圧変換を制御する動作を説明するためのフローチャートである。

図 1 5は、実施の形態 3による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブ口ック図である。

図 1 6は、図 1 4に示す制御装置の機能ブロック図である。

図 1 7は、図 1 5に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブ口ック図である。.

図 1 8は、図 1 6に示すフィードバック電圧指令演算部およびデューティー比変換部の機能を説明するための機能プロック図である。

図 1 9は、実施の形態 3における電圧変換を制御する動作を説明するためのフローチャートである。

図 2 0は、実施の形態 4による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブ口ック図である。

図 2 1は、図 1 9に示す制御装置の機能プロック図である。

図 2 2は、図 2 0に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブ口ック図である。

図 2 3は、従来のモータ駆動装置の概略ブロック図である。発明を実施するための最良の形態本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

[実施の形態 1 ]

図 1を参照して、この発明の実施の形態 1による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置 100は、直流電源 Bと、電圧センサー 10, 1 3と、システムリレー SR 1， SR 2と、コンデンサ C l， C 2と、昇圧コンバータ 12と、インバ一タ 14と、電流センサー 24と、制御装置 30とを備える。

交流モータ Mlは、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。あるいは、このモータはェンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

昇圧コンバータ 1 2は、リアクトル L 1と、 NPNトランジスタ Q l， Q 2と、ダイォード D 1 , D 2とを含む。リアクトル L 1の一方端は直流電源 Bの電源ラインに接続され、他方端は NPNトランジスタ Q 1と NPNトランジスタ Q 2との中間点、すなわち、 NPNトランジスタ Q 1のェミッタと NPNトランジスタ Q 2のコレクタとの間に接続される。 NPNトランジスタ Q l， Q2は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。そして、 NPNトランジスタ Q 1のコレクタは電源ラインに接続され、 NPNトランジスタ Q 2のエミッタはァースラインに接続される。また、各 NPNトランジスタ Q 1, Q2のコレクタ一ェミッタ間には、ェミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード D 1 , D 2 が接続されている。

ィンバータ 14は、 U相アーム 15と、 V相アーム 16と、 W相アーム 1 7とから成る。 U相アーム 15、 V相アーム 1 6、および W相アーム 1 7は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

U相アーム 1 5は、直列接続された NPNトランジスタ Q 3， Q 4から成り、 V相アーム 16は、直列接続された NPNトランジスタ Q 5, Q 6力、ら成り、 W 相アーム 1 7は、直列接続された NPNトランジスタ Q 7， Q 8から成る。また、各 NPNトランジスタ Q 3〜Q 8のコレクタ一エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイォード D 3〜D 8がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータ M 1の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータ Mlは、 3相の永久磁石モータであり、 U， V, W相の 3つのコィルの一端が中点に共通接続されて構成され、 U相コィルの他端が N PNトランジスタ Q3， Q4の中間点に、 V相コイルの他端が NPNトランジスタ Q5， Q6の中間点に、 W相コイルの他端が NPNトランジスタ Q 7, Q8の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源 Bは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。電圧センサ一 10は、直流電源 Bから出力される直流電圧 Vbを検出し、その検出した直流電圧 Vbを制御装置 30へ出力する。システムリレー SR 1， SR2は、制御装置 30からの信号 SEによりオンされる。コンデンサ C 1は、直流電源 B から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ 1 2へ供給する。

昇圧コンバータ 1 2は、コンデンサ C 1から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサ C 2へ供給する。より具体的には、昇圧コンバータ 12は、制御装置 3 0から信号 PWUを受けると、信号 PWUによって NPNトランジスタ Q 2がォンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサ C 2に供給する。

また、昇圧コンバータ 1 2は、制御装置 30から信号 PWDを受けると、コンデンサ C 2を介してインバータ 14から供給された直流電圧を降圧して直流電源 Bを充電する。ただし、昇圧機能のみを行なうような回路構成に適用してもよいことは言うまでもない。

コンデンサ C 2は、昇圧コンバータ 1 2からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ 14へ供給する。電圧センサー 1 3は、コンデンサ C 2の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vm (インバータ 14への入力電圧に相当する。以下同じ。）を検出し、その検出した出力電圧 V mを制御装置 30へ出力する。

インバータ 14は、コンデンサ C 2から直流電圧が供給されると制御装置 30 からの信号 PWMIに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータ Mlを駆動する。これにより、交流モータ Mlは、トルク指令値 TRによって指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ 14は、モータ駆動装置 100が搭載されたハイプリッ'ド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータ M 1が発電した交流電圧を制御装置 30からの信号 PWMCに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ C 2を介して昇圧コンパ一タ 12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイプリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルぺダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサー 24は、交流モータ Mlに流れるモータ電流 MCRTを検出し、その検出したモータ電流 MCRTを制御装置 30へ出力する。

制御装置 30は、外部に設けられた ECU (E l e c r i c a l C o n t r o 1 Un i t) から入力されたトルク指令値 TRおよびモータ回転数 MRN、電圧センサー 10からの直流電圧 Vb、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vm、および電流センサー 24からのモータ電流 MCRTに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ 12を駆動するための信号 PWUとインバータ 14を駆動するための信号 PWMIとを生成し、その生成した信号 PWUおよび信号 PWM I をそれぞれ昇圧コンバータ 1 2およびインバータ 14へ出力する。

信号 PWUは、昇圧コンバータ 1 2がコンデンサ C 1からの直流電圧を出力電圧 Vmに変換する場合に昇圧コンバータ 1 2を駆動するための信号である。そして、制御装置 30は、昇圧コンバータ 1 2が直流電圧 Vbを出力電圧 Vmに変換する場合に、出力電圧 Vmをフィードバック制御し、出力電圧 Vmが指令された電圧指令 Vd c c omになるように昇圧コンバータ 1 2を駆動するための信号 P WUを生成する。信号 PWUの生成方法については後述する。

また、制御装置 30は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部の ECUから受けると、交流モータ Mlで発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号 PWMCを生成してインバ一タ 14へ出力する。この場合、インバータ 14の NPNトランジスタ Q4, Q 6 , Q 8は信号 PWMCによってスイッチング制御される。すなわち、交流モータ M 1の U相で発電されるとき NPNトランジスタ Q6, Q 8がオンされ、 V相で発電されるとき NPNトランジスタ Q4, Q8がオンされ、 W相で発電されるとき NPNトランジスタ Q4， Q6がオンされる。これにより、インバータ 14は、交流モータ Mlで発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ 1 2 へ供給する。 '

さらに、制御装置 30は、ハイプリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部の ECUから受けると、インバータ 14から供給された直流電圧を降圧するための信号 PWDを生成し、その生成した信号 P WDを昇圧コンバータ 12へ出力する。これにより、交流モータ Mlが発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源 Bに供給される。

さらに、制御装置 30は、システムリレー SR I, SR 2をオンするための信号 S Eを生成してシステムリレー S R 1， SR2へ出力する。

図 2は、制御装置 30の機能ブロック図である。図 2を参照して、制御装置 3 0は、モータトルク制御手段 301と、電圧変換制御手段 302とを含む。モータトルク制御手段 301は、トルク指令値 TR (車両におけるアクセルペダルの踏み込み度合い、ハイプリッド車両においてはエンジンの動作状態をも考慮しながらモータに与えるべきトルク指令を演算して得られている）、直流電源 Bから出力された直流電圧 Vb、モータ電流 MCRT、モータ回転数 MRNおよび昇圧コンバータ 12の出力電圧 Vmに基づいて、交流モータ Mlの駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1， Q 2をオン Zオフするための信号 PWUと、ィンバータ 14の NPNトランジスタ Q 3〜Q 8をオン /オフするための信号 PWMI とを生成し、その生成した信号 PWUおよび信号 PWM Iをそれぞれ昇圧コンバータ 1 2およびィンバータ 14へ出力する。

電圧変換制御手段 302は、回生制動時、ハイブリツド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号 R G Eを外部の E C Uから受けると、交流モータ M 1が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号 P WM Cを生成してインバータ 14へ出力する。

また、電圧変換制御手段 302は、回生制動時、信号 RGEを外部の ECUから受けると、インバータ 14から供給された直流電圧を降圧するための信号 PW Dを生成して昇圧コンバータ 1 2へ出力する。このように、昇圧コンバータ 1 2 は、直流電圧を降圧するための信号 PWDにより直流電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。

図 3は、モータトルク制御手段 30 1の機能ブロック図である。図 3を参照して、モータトルク制御手段 30 1は、モータ制御用相電圧演算部 40と、インバータ用 PWM信号変換部 42と、インバ一タ入力電圧指令演算部 50と、フィードバック電圧指令演算部 5 2と、デューティー比変換部 54とを含む。

モータ制御用相電圧演算部 40は、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vm、すなわち、インバータ 14への入力電圧を電圧センサー 1 3から受け、交流モータ M 1の各相に流れるモータ電流 MCRTを電流センサー 24から受け、トルク指令値 TRを外部 ECUから受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部 40は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータ M 1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用 PWM信号変換部 4 2へ供給する。インバータ用 PWM信号変換部 4 2は、モータ制御用相電圧演算部 40から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ 1 4の各 NPNトランジスタ Q 3〜 Q 8をオン Zオフする信号 PWM Iを生成し、その生成した信号 PWM Iをィンバ一タ 1 4の各 NPNトランジスタ Q 3〜Q 8へ出力する。

これにより、各 NPNトランジスタ Q 3〜Q 8は、スイッチング制御され、交流モータ M 1が指令されたトルクを出すように交流モータ M 1の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値 TRに応じたモータトルクが出力される。

一方、インバータ入力電圧指令演算部 50は、トルク指令値 TRおよびモータ回転数 MR Nに基づいてインバータ入力電圧の最適値（目標値）、すなわち、電圧指令 V d e c omを演算し、その演算した電圧指令 V d c c omをフィードバック電圧指令演算部 5 2へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部 5 2は、電圧センサ一 1 3からの昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vmと、インバータ入力電圧指令演算部 50からの電圧指令 V d e c omとに基づいて、後述する方法によってフィードバック電圧指令 V d c c om— f bを演算し、その演算したフィードバック電圧指令 V d c c om— f bをデューティー比変換部 54へ出力する。また、フィードバック電圧指令演算部 5 2は、電圧指令 V d e c omと電圧センサー 1 0からのバッテリ電圧 Vbとに基づいて、補償率 R c omを演算し、その演算した補償率 R c omをデューティー比変換部 54へ出力する。

なお、この補償率 R c omは、直流電源 Bから出力された直流電圧 Vbを出力電圧 Vmのフィードバック制御に組み入れるためのものである。つまり、昇圧コンバータ 1 2は、直流電圧 V bを電圧指令 V d c c omに変換するものであるため、直流電圧 Vbを考慮して昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1 , Q 2をオンオフさせるデューティー比を決定するようにしたものである。

デュ一ティー比変換部 54は、電圧センサー 1 0からのバッテリ電圧 Vbと、フィードバック電圧指令演算部 5 2からのフィードバック電圧指令 V d c c om _f bおよび補償率 R c omとに基づいて、電圧センサー 1 3からの出力電圧 V mを、フィードバック電圧指令演算部 5 2からのフィードバック電圧指令 V d c c om_f bに設定するためのデューティー比を演算し、その演算したデューティー比に基づいて昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1， Q 2をオンオフするための信号 PWUを生成する。そして、デュ一ティー比変換部 54は、生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2の NPN トランジスタ Q 1， Q 2へ出力する。

なお、昇圧コンバータ 1 2の下側の NPNトランジスタ Q 2のオンデューティ一を大きくすることによりリアクトルし 1における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。一方、上側の NPNトランジスタ Q 1のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。そこで、 NPNトランジスタ Q l， Q 2のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源 Bの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。

図 4を参照して、フィードバック電圧指令演算部 5 2は、減算器 5 2 1と、ゲィン決定部 5 2 2と、 P I制御器 5 23と、補正器 5 24と、前向き補償器 5 2 5とを含む。減算器 5 2 1は、インバータ入力電圧指令演算部 50からの電圧指令 V d c c omと電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとを受け、出力電圧 Vm から電圧指令 V d c c omを減算する。そして、減算器 5 2 1は、減算した結果を誤差 Δ V d cとしてゲイン決定部 522および P I制御器 523へ出力する。ゲイン決定部 522は、減算器 521から受けた誤差 AVd cに応じた P I制御ゲインを決定する。つまり、ゲイン決定部 522は、誤差 AVd cに応じた比例ゲイン PGおよび積分ゲイン I Gを決定する。そして、ゲイン決定部 522は、決定した P I制御ゲインを P I制御器 523へ出力する。

P I制御器 523は、ゲイン決定部 522から受けた P I制御ゲインぉよび減算部 52 1から受けた誤差 Δ V d cに基づいてフィードバック予備電圧指令 V d c c om— f b— p rを演算する。具体的には、 P I制御器 523は、ゲイン決定部 522から受けた比例ゲイン PGおよび積分ゲイン I Gと、減算部 52 1から受けた誤差 AVd cとを次式へ代入してフィードバック予備電圧指令 Vd c c om_f b— p rを演算する。

Vdccom _ fb _ pr = PG x AVdc + IG x∑Vdc ··· (1) 補正器 524は、 P I制御器 523からのフィードバック予備電圧指令 V d c c om— f b— p rと、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとを受け、次式によってフィードバック予備電圧指令 Vd c c om_f b_p rを補正してフィ一ドバック電圧指令 V d e c om— f bを演算する。

Vdccom fb = Vdccom fb pr x ··· ( 2 )

- - - Vm なお、 V s t dは、基準電圧を表わし、基準電圧 V s t dは、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるときの昇圧コンバータ 1 2の出力電圧である。

したがって、補正器 524は、基準電圧 V s t dを出力電圧 Vmで除算することにより、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる基準電圧 V s t dに出力電圧 Vmを換算するための換算比を演算する。そして、補正器 524は、演算した換算比をフィードバック予備電圧指令 Vd c c o m_f g_p rに乗算することにより、電圧指令 V d e c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 Vd c c om— f bを演算する。

前向き補償器 525は、インバータ入力電圧指令演算部 50からの電圧指令 V d e c omと、電圧センサー 10からのバッテリ電圧 Vbとを受け、次式により補償率 R c omを演算する。

Vb

Rcom = ~ -^— ··· (3)

Vdccom

そして、前向き補償器 525は、補償率 R c omを用いて補償率 1一 R c om をさらに演算し、補償率 R c om， 1一 R c omをデューティー比変換部 54へ出力する。

デューティー比変換部 54は、デューティー比演算部 541と、加算器 542 と、 PWM信号変換部 543とを含む。デューティー比演算部 541は、電圧センサー 10からのバッテリ電圧 Vbと、補正器 524からのフィードバック電圧指令 V d c c om— f bとに基づいて、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmを、フィードバック電圧指令 V d e c om— f bに設定するためのデューティー比を演算する。

加算器 542は、デューティー比演算部 541からのデューティー比と、前向き補償器 525からの補償率 R c om, 1— R c omとを受け、デューティー比に補償率 R c om, 1— R c omをそれぞれ加算した 2つの補償デューティー比を演算する。そして、加算器 542は、 2つの補償デューティー比を PWM信号変換部 543へ出力する。

PWM信号変換部 543は、加算器 542からの 2つの補償デューティー比に基づいて昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q l, Q 2をオン Zオフするための信号 PWUを生成する。より具体的には、 PWM信号変換部 543は、デユーティー比演算部 541が出力するオンデューティ一を DOとすると、次の式 (4) ， (5) によって、それぞれ、昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q l, Q 2のオンデューティー D 1, D 2が決定される信号 PWUを生成する。

Dl = DO + Rcom … （4)

D2 = DO + 1 - Rcom … （5)

そして、 PWM信号変換部 543は、生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1， Q2へ出力する。そして、昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q l, Q 2は、信号 PWUに基づいてオン Zオフされる。これによって、昇圧コンバータ 1 2は、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c omになるように直流電圧 V bを出力電圧 Vmに変換する。この場合、電圧指令 V d c c o mに対する出力電圧 Vmの追従特性は基本特性に一致する。

このようにして、制御装置 30のモータトルク制御手段 30 1は、外部の EC Uからトルク指令値 TRを受けると、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vmがトルク指令値 TRに基づいて演算された電圧指令 V d c c omになるように直流電圧 V bから出力電圧 Vmへの昇圧コンバータ 1 2における電圧変換をフィードバック制御し、トルク指令値 TRのトルクを交流モータ Mlが発生するようにインバータ 1 4を制御する。これにより、交流モータ Mlは、トルク指令値 TRによつて指定されたトルクを発生する。

上述したように、補正器 524は、 P I制御器 5 2 3から出力されたフィードバック予備電圧指令 V d c c o m— f b_p rを式（2) により補正する。式 (2) の関係を図示すると、図 5に示す曲線 k 1のようになる。

図 5を参照して、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dであるとき、フィードバック電圧指令 V d c c o m— f bは、フィードバック電圧指令 V d c c om— f b O ( = V d e c o m_ f b_p r ) になる。また、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、フィードバック電圧指令 V d c c o m— f bは、フィードバック電圧指令 V d c c om—f b 1になる。さらに、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、フィードバック電圧指令 V d c c om— f bは、フィードバック電圧指令 V d c c om—f b 2になる。

そうすると、図 6を参照して、デューティー比演算部 54 1は、出力電圧 Vm が基準電圧 V s t dであるとき、フィードバック電圧指令 V d e c om—f b 0 に基づいてオンデューティーが DO 0 (< 1) であるデューティー比 DR 0を演算する。また、デューティー比演算部 54 1は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、フィードバック電圧指令 V d c c om—f b 1に基づいてォンデューティーが D O 1 (<D 00) であるデューティー比 DR 1を演算する。さらに、デューティ一比演算部 54 1は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、フィードバック電圧指令 V d c c om—f b 2に基づいてオンデュ一ティーが D0 2 (D 00 <D 0 2 < 1) であるデューティー比 D R 2を演算する。

そして、加算器 542は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dであるとき、デュ —ティー比 DR 0に補償率 R c omを加算して補償デューティー比 DR 0Uを P WM信号変換部 543へ出力し、デューティー比 DR 0に補償率 1 _R c omを加算して補償デューティ一比 DR 0 Lを PWM信号変換部 543へ出力する。また、加算器 542は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、デユーティー比 DR 1に補償率 R c omを加算して補償デューティー比 DR 1 Uを PWM信号変換部 543へ出力し、デューティー比 DR 1に補償率 1— R c om を加算して補償デューティ一比 D R 1 Lを P WM信号変換部 543へ出力する。さらに、加算器 542は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、デューティー比 DR 2に補償率 R c omを加算して補償デューティー比 DR 2U を PWM信号変換部 543へ出力し、デューティ一比 DR 0に補償率 1— R c o mを加算して補償デューティー比 DR 2 Lを PWM信号変換部 543へ出力する。そうすると、図 7を参照して、 PWM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dであるとき、デューティ一比 DR OU, DR0 Lに基づいて信号 PWUOU, PWUO Lを生成し、信号 PWUOU, PWUO Lからなる信号 P WUOを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。また、 PWM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いときデューティー比 DR 1 U, DR 1 Lに基づいて信号 PWU 1 U， PWU 1 Lを生成し、信号 PWU 1 U, PWU 1 Lからなる信号 PWU 1を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。さらに、 PWM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いときデューティー比 DR 2U， DR 2 Lに基づいて信号 PWU 2U， P WU 2 Lを生成し、信号 P WU2U, PWU 2 Lからなる信号 PWU 2を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。なお、信号 PWUOU, PWU 1 U, PWU 2 Uは、昇圧コンバータ 1 2の N PNトランジスタ Q 1をオン/オフするための信号であり、 PWUO L, PWU 1 L, PWU2 Lは、昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q2をオン/ォフするための信号である。

図 8は、図 7に示す信号 PWU0， PWU 1 , PWU 2を用いて昇圧コンバータ 12の NPNトランジスタ Q 1, Q 2をオン Zオフさせたときの出力電圧 Vm のフィードバック制御におけるフィードバック電圧指令 V d e c om_f b 0に対する追従特性を示す。

図 8を参照して、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致するとき、出力電圧 Vmはパターン 1のようにフィードバック電圧指令 V d e c om_f b 0に追従する。すなわち、出力電圧 Vmは、タイミング t 0において点 Aから出発して、タイミング t 1でフィードバック電圧指令 V d e c om_f b 0と交差し、その後、曲線 k 2に従ってフィードバック電圧指令 V d e c om_f b 0に追従する。なお、曲線 k 2によって示される追従特性を基本特性と言う。

また、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、出力電圧 Vmは、パターン 2のようにフィードバック電圧指令 V d c c om— f b 0に追従する。すなわち、出力電圧 Vmは、基準電圧 V s t dよりも高い電圧である点 Bから出発し、 NPNトランジスタ Q 2のオンデューティーがパターン 1の場合（D00 + 1一 R c om) よりも小さレヽ（D 01 + 1 _R c om) ためパターン 1の場合よりもゆつくりと上昇し、タイミング t 1でフィードバック電圧指令 V d c c om — f b Oと交差する。その後、出力電圧 Vmは、パターン 1と同じように曲線 k 2に従ってフィードバック電圧指令 V d e c om— f b 0に追従する。

この場合、補正器 524によるフィードバック予備電圧指令 V d c c o m_ f b— p rの補正を行なわないとき、出力電圧 Vmは、曲線 k 3に従ってフィードバック電圧指令 V d c c om— f b 0に追従する。すなわち、出力電圧 Vmは、パターン 1の場合と同じ速さで上昇し、タイミング t 1よりも早いタイミング t 2でフィードバック電圧指令 Vd c c om— f b 0と交差し、その後、フィードバック電圧指令 V d e c om— f b 0に追従する。

したがって、誤差 Δ V d cを換算比 V s t d < 1で補正することにより、基本特性（曲線 k 2で表わされる）からずれていた追従特性（曲線 k 3で表わされる）が基本特性に一致する。

さらに、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、出力電圧 Vmは、パターン 3のようにフィードバック電圧指令 V d e c om— f b 0に追従する。すなわち、出力電圧 Vmは、基準電圧 V s t dよりも低い電圧である点 Cから出発し、 NPNトランジスタ Q 2のオンデューティーがパターン 1め場合（DO O + 1 -R c om) よりも大きレヽ（D 02+ 1— R c om) ためパターン 1の場合よりも速く上昇し、タイミング t 1でフィードバック電圧指令 Vd c c om— f b Oと交差する。その後、出力電圧 Vmは、パターン 1と同じように曲線 k 2に従ってフィードバック電圧指令 V d e c om— f b 0に追従する。

この場合、補正器 5 24によるフィードバック予備電圧指令 Vd c c om— f b— p rの補正を行なわないとき、出力電圧 Vmは、曲線 k 4に従ってフィードバック電圧指令 V d c c om— f b 0に追従する。すなわち、出力電圧 Vmは、パターン 1の場合と同じ速さで上昇し、タイミング t 1よりも遅いタイミング t 3でフィードバック電圧指令 Vd c c om— f b 0と交差し、その後、フィードバック電圧指令 V d c c om— f b 0に追従する。

したがって、誤差 AV d cを換算比 V s t d > 1で補正することにより、基本特性（曲線 k 2で表わされる）からずれていた追従特性（曲線 k 4で表わされる）が基本特性に一致する。

フィードバック電圧指令 V d e c om— f b 0 ( = V d e c o m_ f b_p r ) は、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c omに一致するようにフィードバック制御するために演算された電圧指令であるので、出力電圧 Vmがフィードバック電圧指令 V d c c o m_ f b Oに追従することは、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c omに追従することに相当する。

このように、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致しないとき、フィードバック予備電圧指令 V d c c om— f b_p rが補正され、電圧指令 V d c c om に対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるように制御される。

したがって、出力電圧 Vmが変動しても、出力電圧 Vmに基づいてフィードバック予備電圧指令 V d c c o m_ f b_p rを補正することにより、電圧指令 V d e c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を一定に保持できる。

図 9を参照して、昇圧コンバータ 1 2における直流電圧から出力電圧 Vmへの電圧変換を制御する動作について説明する。動作がスタートすると、電圧センサ一 1 0は、直流電源 Bからの直流電圧 V bを検出し、その検出した直流電圧 V b を制御装置 30へ出力する。また、電圧センサー 1 3は、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vmを検出し、その検出した出力電圧 Vmを制御装置 30へ出力する (ステップ S 1) 。

そうすると、制御装置 30において、減算器 521は、出力電圧 Vmと電圧指令 Vd c c 0：11との誤差 ¥ 01 cを演算し、その演算した誤差 Δ Vd cをゲイン決定部 522および P I制御器 523へ出力する（ステップ S 2) 。そして、ゲィン決定部 522は、誤差 Δ V d cに応じて比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I Gからなる制御ゲインを決定する（ステップ S 3) 。

その後、 P I制御器 523は、ゲイン決定部 522からの制御ゲインと、減算器 521からの誤差 Δ Vd cとを受け、比例ゲイン PG、積分ゲイン I Gおよび誤差 Δ V d cを式（1) に代入してフィードバック予備電圧指令 Vd c c om_ f b— p rを演算する（ステップ S 4) 。

そして、補正器 524は、 P I制御器 523からのフィードバック予備電圧指令 V d e c om_f b— p rと、電圧センサー 13からの出力電圧 Vmとを受け、式（2) によりフィードバック予備電圧指令 V d c c o m_ f b_p rを出力電圧 Vmに応じて補正し、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 V d c c om— f bを演算する。そして、補正器 524は、演算したフィードバック電圧指令 Vd c c om—f bをデユーティー比演算部 541へ出力する（ステップ S 5) 。

そうすると、デューティ一比演算部 541は、フィードバック電圧指令 V d c c om— f bに基づいて、上述した方法によってデューティー比（DR0， DR 1， DR 2のいずれか）を演算し、その演算したデューティ一比を加算器 542 へ出力する（ステップ S 6) 。

一方、前向き補償器 525は、電圧センサー 10からの直流電圧 Vbと、インバータ入力電圧指令演算部 50からの電圧指令 Vd c c omとを受け、式（3) を用いて補償率 R c om, 1 -R c omを演算して加算器 542へ出力する。そして、加算器 542は、デューティー比演算部 541からのデューティー比に前向き補償器 525からの補償率 R c om, 1— R c omを加え、補償デューティー比を PWM信号変換部 543へ出力する。 PWM信号変換部 543は、加算器 542からの補償デューティー比に基づいて信号 PWUを生成し（ステップ S 7) 、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。昇圧コンバータ 12の NPNトランジスタ Q 1 , Q 2は、信号 PWUに基づいてオン/オフされ、昇圧コンバータ 12は、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c o mになるように制御される（ステップ S 8) 。そして、一連の動作が終了する

(ステップ S 9) 。

再び、図 1を参照して、モータ駆動装置 1◦ 0における動作について説明する。制御装置 30は、外部の ECUからトルク指令値 TRが入力されると、システムリレー SR 1, S R 2をオンするための信号 S Eを生成してシステムリレー SR 1， SR 2へ出力するとともに、交流モータ Mlがトルク指令値 TRを発生するように昇圧コンバータ 1 2およびインバータ 14を制御するための信号 PWUおよび信号 PWM Iを生成してそれぞれ昇圧コンバータ 1 2およびインバータ 1 4 へ出力する。

そして、直流電源 Bは直流電圧 Vbを出力し、システムリレー SR I, SR 2 は直流電圧 Vbをコンデンサ C 1へ供給する。コンデンサ C 1は、供給された直流電圧 Vbを平滑化し、その平滑化した直流電圧 Vbを昇圧コンバータ 1 2へ供給する。

そうすると、昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1, Q2は、制御装置 30からの信号 PWUに応じてオンオフされ、直流電圧 Vbを出力電圧 Vm に変換してコンデンサ C 2に供給する。電圧センサー 13は、コンデンサ C 2の両端の電圧である出力電圧 Vmを検出し、その検出した出力電圧 Vmを制御装置 30へ出力する。

制御装置 30は、上述したように、電圧指令 V d c c omと出力電圧 Vmとの誤差 AVd cを演算し、その演算した誤差 AVd cに応じて P I制御ゲインを決定する。そして、制御装置 30は、決定した P I制御ゲインを用いて演算したフイードバック予備電圧指令を、上述したように出力電圧 Vmに応じて補正し、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる信号 PW Uを生成して昇圧コンバータ 12へ出力する。これによつて、昇圧コンバータ 1 2は、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を基本特性に一致させながら、出力電圧 Vmが電圧指令 V d c c omになるように直流電圧を出力電圧 Vmに変換する。コンデンサ C 2は、昇圧コンバータ 12から供給された直流電圧を平滑化してインバータ 14へ供給する。インバータ 14の NPNトランジスタ Q 3〜Q 8は、制御装置 30からの信号 PWM Iに従ってオン Zオフされ、インバータ 14は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値 TRによって指定されたトルクを交流モータ Mlが発生するように交流モータ Mlの U相、 V相、 W相の各相に所定の交流電流を流す。これにより、交流モータ Mlは、トルク指令値 TRによって指定されたトルクを発生する。

モータ駆動装置 100が搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置 30は、回生制動モードになったことを示す信号を外部の ECUから受け、信号 PWMCおよび信号 PWDを生成してそれぞれインバータ 14および昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

交流モータ Mlは、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ 1 4へ供給する。そして、インバ一タ 14は、制御装置 30からの信号 PWMCに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ C 2 を介して昇圧コンバータ 1 2へ供給する。

昇圧コンバータ 1 2は、制御装置 30からの信号 PWDに従って直流電圧を降圧して直流電源 Bに供給し、直流電源 Bを充電する。

このように、モータ駆動装置 100においては、電圧指令 V d c c omに対する昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるように直流電源 Bからの直流電圧 Vbが出力電圧 Vmに変換され、その変換された出力電圧 V mはコンデンサ C 2を介してインバータ 14へ供給され、トルク指令値 TRによつて指定されたトルクを発生するように交流モータ Mlが駆動される。また、回生制動モードにおいては、交流モータ M 1が発電した電力によって直流電源 Bが充電されるようにモータ駆動装置 100が駆動する。

なお、この発明においては、昇圧コンバータ 1 2、制御装置 30のフィードバック電圧指令演算部 52およびデューティー比変換部 54は、「電圧変換装置」を構成する。

また、この発明においては、フィードバック電圧指令演算部 52およびデューティー比変換部 54は、電圧変換器としての昇圧コンバータ 12を制御する「制御手段」を構成する。

さらに、 P I制御器 523は、フィードバック予備電圧指令 V d c c o m_ f b— p rを演算する「演算器」を構成する。

さらに、この発明による電圧変換方法は、図 9に示すフローチャートに従ってフィードバック制御を行ない、直流電圧を出力電圧 Vmに変換する電圧変換方法である。

さらに、フィードバック電圧指令演算部 52およびデューティー比変換部 54 におけるフィードバック制御は、実際には C PU (C e n t r a l P r o c e s s i n g Un i t) によって行なわれ、 CPUは、図 9に示すフローチヤ一トの各ステップを備えるプログラムを ROM (R e a d On 1 y Me mo r y) 力ら読出し、その読出したプログラムを実行して図 9に示すフローチャートに従って直流電圧から出力電圧 Vmへの電圧変換を制御する。したがって、 RO Mは、図 9に示すフローチヤ一トの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（CPU) 読取り可能な記録媒体に相当する。

実施の形態 1によれば、電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を変換した出力電圧が電圧指令になるように制御するフィードバック制御において、出力電圧と指令電圧との誤差に基づいて演算したフィードバック予備電圧指令を、電圧指令に対する出力電圧の追従特性が基本特性になるときのフィードバック電圧指令に補正する制御手段を備えるので、電圧指令に対する出力電圧の追従特性を一定に保持して直流電圧を出力電圧に変換できる。

[実施の形態 2]

図 10を参照して、実施の形態 2による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置 100 Aは、モータ駆動装置 100の制御装置 30を制御装置 30 Aに代えたものであり、その他はモータ駆動装置 100と同じである。

図 1 1を参照して、制御装置 30 Aは、制御装置 30のモータトルク制御手段

301をモータトルク制御手段 301 Aに代えたものであり、その他は、制御装置 30と同じである。

モータトルク制御手段 301 Aは、モータトルク制御手段 301と同じ方法により信号 PWMIを生成してインバータ 14へ出力するとともに、後述する方法によって、昇圧コンバータ 1 2の NPNトランジスタ Q 1， Q 2を制御する信号 PWUを生成し、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。図 1 2を参照して、モータトルク制御手段 3 0 1 Aは、モータトルク制御手段 3 0 1のフィードバック電圧指令演算部 5 2をフィードバック電圧指令演算部 5 2 Aに代えたものであり、その他はモータトルク制御手段 3 0 1と同じである。フィードバック電圧指令演算部 5 2 Aは、インバータ入力電圧指令演算部 5 0 からの電圧指令 V d e c omと、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとに基づいて、出力電圧 Vmと電圧指令 V d c c 0111との誤差 ¥ 01 cを補正して電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるようにフィードバック電圧指令 V d c c om— f b V 2を演算する。

図 1 3を参照して、フィードバック電圧指令演算部 5 2 Aは、フィードバック電圧指令演算部 5 2の補正器 5 2 4を補正器 5 24 Aに代え、 P I制御器 5 2 3 を P I制御器 5 2 3 Aに代えたものであり、その他は、フィードバック電圧指令演算部 5 2と同じである。

フィードバック電圧指令演算部 5 2 Aにおいては、減算器 5 2 1は、演算した誤差 AV d cをゲイン決定部 5 2 2、 P I制御器 5 2 3 Aおよび補正器 5 24 A へ出力する。補正器 5 24Aは、減算器 5 2 1からの誤差 AV d cと、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとを受け、出力電圧 Vmに応じて誤差 Δ V d cを次式によって補正する。 AVdcc = AVdcx^- ··· (6)

Vm

そして、補正器 5 2 4 Aは、補正した補正誤差 Δ V d c cを P I制御器 5 2 3 Aへ出力する。

補正器 5 24 Aは、基準電圧 V s t dを出力電圧 Vmで除算することにより、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる基準電圧 V s t dに出力電圧 Vmを換算するための換算比を演算する。そして、補正器 5 2 4Aは、演算した換算比を誤差 AV d cに乗算することにより、電圧指令 V d e c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 V d e c om— f b v 2を求めるための補正誤差 Δν d c cを演算する。 P I制御器 5 23 Aは、ゲイン決定部 5 2 2からの制御ゲイン（比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I G) と、補正器 5 24 Aからの補正誤差 AV d c cとを受け、比例ゲイン P G、積分ゲイン I Gおよび補正誤差 Δ V d e cを次式に代入することにより、フィードバック電圧指令 V d c c om_f b v 2を演算する。 Vdccom _fbv2 = PG x AVdcc + IG x∑AVdcc ··· ( 7 )' そして、 P I制御器 5 2 3 Aは、演算したフィードバック電圧指令 V d c c o m— f b v 2をデューティー比演算部 54 1へ出力する。

式（1) を式（2) に代入すると、次式になる。

Vdccom fb =PGxAVdcx^^- + IGx∑AVdcx^^ … (8) ― Vm Vm また、式（6) を式（7) に代入すると、次式になる。

Vdccom fb =PGxAVdcx-^- + IGx∑AVdcx^- … (9) ― Vm Vm

そうすると、フィードバック電圧指令演算部 5 2 Aが出力するフィードバック電圧指令 V d c c om— f b V 2は、実施の形態 1におけるフィードバック電圧指令演算部 5 2が出力するフィードバック電圧指令 V d c c o m_ f bに一致する。

実施の形態 1においては、フィードバック電圧指令演算部 5 2は、誤差 AV d cに応じて決定した制御ゲイン（比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I G) と誤差厶 V d cとを用いてフィードバック予備電圧指令 Vd c c om— f b_p rを演算し、その演算したフィードバック予備電圧指令 Vd c c o m_ f b_p rを換算比 V s t d/Vmを用いて補正してフィードバック電圧指令 V d c c o m— f bを演算する。

これに対して、実施の形態 2におけるフィードバック電圧指令演算部 5 2 Aは、誤差 Δ V d cを換算比 V s t dZVmを用いて補正する。つまり、出力電圧 Vm が基準電圧 V s t dに一致するとき、補正器 5 24 Aは、減算器 5 2 1からの誤差 AVd cに換算比 V s t d/Vm= 1を乗算し、誤差 Δ V d cからなる補正誤差厶 V d c cを出力する。また、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、補正器 524 Aは、誤差 Δ V d cに換算比 V s t d/Vm< 1を乗算し、厶 V d c X (V s t d/Vm) からなる補正誤差 Δ V d c cを出力する。さらに、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、補正器 5 2 4 Aは、誤差厶 V d cに換算比 V s t d/Vm> 1を乗算し、 AV d c X (V s t d/Vm) からなる補正誤差 A V d c cを出力する。

そして、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致するとき、フィードバック電圧指令 V d c c o m— f b v 2 =V d c c o m_ f b 0となり、電圧指令 V d c c o mに対する出力電圧 Vmの追従特性は、図 8に示すパターン 1のようになる。また、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、フィードバック電圧指令 V d c c o m— f b v 2 =V d c c o m— f b 1となり、電圧指令 V d c c o mに対する出力電圧 Vmの追従特性は、図 8に示すパターン 2のようになる。つまり、誤差 A V d cを換算比 V s t d < 1で補正することにより、基本特性（曲線 k 2で表わされる）力ずれていた追従特性 .（曲線 k 3で表わされる）が基本特性に一致する。さらに、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、フィ一ドバック電圧指令 V d c c o m_ f b v 2 =V d c c o m— f b 2となり、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性は、図 8に示すパターン 3のようになる。つまり、誤差 Δ V d cを換算比 V s t d > 1で補正することにより、基本特性（曲線 k 2で表わされる）からずれていた追従特性（曲線 k 4で表わされる）が基本特性に一致する。

このように、補正器 5 24 Aは、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dからずれた場合、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるように誤差 AV d cを出力電圧 Vmに応じて補正する。

したがって、補正誤差 A V d c cは、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を基本特性に一致させるための誤差である。

そして、フィードバック電圧指令演算部 5 2， 5 2 Aは、電圧指令 V d c c o mに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 V d e c om— f b, V d c c o m_ f b v 2を演算する点で共通する。

上述したように、実施の形態 2においては、出力電圧 Vmと電圧指令 V d c c 。！^！との誤差 cを出力電圧 Vmに応じて補正し、その補正した補正誤差 Δ V d c cを用いて電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィ一ドバック電圧指令 Vd c c om_f b v 2 ( = V d c c o m_ f b) を演算することを特徴とする。そして、制御ゲインとしての比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I Gは、補正されない。

図 14を参照して、実施の形態 2における電圧変換を制御する動作について説明する。図 14に示すフローチャートは、図 9に示すフローチャートのステップ S 4, S 5を、それぞれ、ステップ S 4 a, S 5 aに代えたものであり、その他は、図 9に示すフローチャートと同じである。

ステップ S 3の後、補正器 524 Aは、減算器 521からの誤差 Δ Vd cと電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとを受け、誤差 AVd cを式（6) により補正する（ステップ S 4 a) 。そして、補正器 524 Aは、補正誤差 Δ V d c cを P I制御器 523 Aへ出力する。

P I制御器 523 Aは、ゲイン決定部 522からの制御ゲイン（比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I G) と、補正器 524 Aからの補正誤差 AVd c cとを受け、式（7) によりフィードバック電圧指令 V d c c om_f b v 2 ( = V d c c om— f b) を演算し、その演算したフィードバック電圧指令 V d c c om— f b v 2をデューティー比演算部 541へ出力する（ステップ S 5 a) 。

その後、上述したステップ S 6〜S 8が実行されて一連の動作が終了する（ステツプ S 9 ) 。

なお、この発明においては、昇圧コンバータ 12、制御装置 3 OAのフィードバック電圧指令演算部 52 Aおよびデューティー比変換部 54は、「電圧変換装置」を構成する。

また、この発明においては、フィードバック電圧指令演算部 52 Aおよびデュ一ティー比変換部 54は、電圧変換器としての昇圧コンバータ 12を制御する「制御手段」を構成する。

さらに、 P I制御器 523 Aは、フィードバック電圧指令 V d c c o m_ f b を演算する「演算器」を構成する。

さらに、フィードバック電圧指令演算部 52 Aは、フィードバック電圧指令演算部 52と同様に、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 V d e c om— f b v 2 (=V d c c om _f b) を演算するので、この発明におけるフィードバック電圧指令演算部は、誤差 Δ V d cまたはフィードバック予備電圧指令 V d e c om_f b_p rを換算比 V s t d/Vmによって補正することにより、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令を演算するものであればよレ、。

さらに、この発明による電圧変換方法は、図 14に示すフローチャートに従つてフィードバック制御を行ない、直流電圧を出力電圧 Vmに変換する電圧変換方法である。

さらに、フィードバック電圧指令演算部 52 Aおよびデューティー比変換部 5 4におけるフィードバック制御は、実際には CPU (C e n t r a 1 P r o c e s s i n g Un i t) によってなわれ、 C PUは、図 14に示すフロ一チヤー卜の各ステップを備えるプログラムを ROM (R e a d On l y Mem o r y) から読出し、その読出したプログラムを実行して図 14に示すフローチヤートに従って直流電圧から出力電圧 Vmへの電圧変換を制御する。したがって、 ROMは、図 14に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（CPU) 読取り可能な記録媒体に相当する。

さらに、この発明による電圧変換方法は、図 9に示すステップ S 4, S 5、または図 14に示すステップ S 4 a， S 5 aを、「誤差 Δ V d cおよび制御ゲイン (比例ゲイン PGおよび積分ゲイン I G) に基づいて、電圧指令 V d c c o mに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 Vd c c om— f bを演算する」ステップに代えたものであってもよい。

そして、このステップは、 ROMに記録されたプログラムにも適用可能なものである。

その他は、実施の形態 1と同じである。

実施の形態 2によれば、電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を変換した出力電圧が電圧指令になるように制御するフィードバック制御において、出力電圧と指令電圧との誤差を電圧指令に対する出力電圧の追従特性が基本特性になるときの誤差に補正し、その補正した補正誤差を用いてフィードバック電圧指令を演算する制御手段を備えるので、電圧指令に対する出力電圧の追従特性を一定に保持して直流電圧を出力電圧に変換できる。

[実施の形態 3 ]

図 1 5を参照して、実施の形態 3による電圧変換装置を備えるモータ駆動装置 1 0 0 Bは、モータ駆動装置 1 0 0の制御装置 3 0を制御装置 3 0 Bに代えたものであり、その他はモータ駆動装置 1 0 0と同じである。

図 1 6を参照して、制御装置 3 0 Bは、制御装置 3 0のモータトルク制御手段 3 0 1をモータトルク制御手段 3 0 1 Bに代えたものであり、その他は、制御装置 3 0と同じである。

モータトルク制御手段 3 0 1 Bは、モータトルク制御手段 3 0 1と同じ方法によって信号 PWM Iを生成するとともに、後述する方法によって、信号 PWUを生成し、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

図 1 7を参照して、モータトルク制御手段 3 0 1 Bは、モータトルク制御手段 3 0 1のフィードバック電圧指令演算部 5 2をフィードバック電圧指令演算部 5 2 Bに代え、デューティー比変換部 54をデューティ一比変換部 5 4 Aに代えたものであり、その他はモータトルク制御手段 3 0 1と同じである。

フィードバック電圧指令演算部 5 2 Bは、ィンバータ入力電圧指令演算部 5 0 からの電圧指令 V d c c omと電圧センサ一 1 3からの出力電圧 Vmとに基づいてフィードバック電圧指令 V d e c om— f b v 3を演算し、その演算したフィードバック電圧指令 V d c c om— f b v 3をデューティー比変換部 5 4 Aへ出力する。その他、フィードバック電圧指令演算部 5 2 Bは、フィードバック電圧指令演算部 5 2と同じ機能を果たす。

デューティー比変換部 54 Aは、フィードバック電圧指令演算部 5 ² Bからのフィードバック電圧指令 V d e c om— ί b v 3および補償率 R c om, 1 -R c omと電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとに基づいて、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるための信号 PWUを生成し、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

図 1 8を参照して、フィードバック電圧指令演算部 5 2 Bは、フィードバック電圧指令演算部 5 2の補正器 5 2 4を削除したものであり、その他はフィードバック電圧指令演算部 5 2と同じである。したがって、フィードバック電圧指令演算部 52 Bは、出力電圧 Vmと電圧指令 Vd c c οτηとの誤差 AVd cと制御ゲイン（比例ゲイン P Gおよび積分ゲイン I G) とを式（1) に代入してフィードバック電圧指令 V d c c om—f b V 3を演算する。そして、フィードバック電圧指令演算部 52 Bは、演算したフィ一ドバック電圧指令 V d e c om_f b v 3をデューティー比演算部 541へ出力する。

つまり、フィードバック電圧指令演算部 52 Bは、実施の形態 1， 2のような補正を行なうことなく、誤差 AVd cから決定されるフィードバック電圧指令 V d e c om_f b v 3を演算してデューティー比演算部 541へ出力する。なお、フィードバック電圧指令 V d c c om__i b v 3は、実施の形態 1におけるフィードバック予備電圧指令 V d e c om— f b_p rに等しい。

デューティー比変換部 54 Aは、デューティー比変換部 54に補正器 544を追加したものであり、その他は、デューティー比変換部 54と同じである。補正器 544は、ディーティー比演算部 541と加算器 542との間に配置される。そして、補正器 544は、デューティー比演算部 541からのデューティ一比 D R〇と、電圧センサー 1 3からの出力電圧 Vmとを受け、デューティー比 DRO を出力電圧 Vmを用いて次式により補正し、補正デューティー比 DRCを演算する。

DRC = DR0x^- ·■· (10)

Vm

そして、補正器 544は、補正デューティー比 DRCを加算器 542へ出力する。

補正器 544は、基準電圧 Vs t dを出力電圧 Vmで除算することにより、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる基準電圧 V s t dに出力電圧 Vmを換算するための換算比を演算する。そして、補正器 5 44は、演算した換算比をデューティー比 DR〇に乗算することにより、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる補正デューティー比 DRCを演算する。

上述したように、フィードバック電圧指令演算部 52 Bは、何ら補正することなく、誤差 Δ Vd cのみに基づいてフィ一ドバック電圧指令 Vd c c om_f b v 3を演算する。そして、デューティ一比演算部 54 1は、フィードバック電圧指令 Vd c c om_f b v 3に基づいてデューティー比 DROを演算する。

この場合、デューティー比 DROは、誤差 Δν d cのみに基づいて演算されたデューティー比であるので、出力電圧 Vmが変化しても誤差 Δ V d cが一定であれば一定である。つまり、デューティ一比演算部 54 1は、フィードバック電圧指令 Vd c c om_f b v 3に基づいてデューティー比を演算し、図 6に示すデユーティー比 DR 0と同じデューティー比 DROを補正器 544へ出力する。そして、補正器 544は、デューティー比演算部 541からのデューティー比 DROを式（10) を用いて補正し、補正デューティー比 DRCを加算器 542 へ出力する。

すなわち、補正器 544は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致するとき、デューティー比演算部 541からのデューティ一比 DROに換算比 V s t d/V m= 1を乗算してデューティー比 DRO ( = DR 0 ：図 6参照）からなる補正デユーティー比 DRCを加算器 542へ出力する。また、補正器 544は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、デューティー比演算部 541からのデューティー比 DROに換算比 V s t d/Vm< 1を乗算して図 6に示すデューティー比 DR 1からなる補正デューティー比 DRCを加算器 542へ出力する。さらに、補正器 544は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、デュ一ティー比演算部 54 1からのデューティー比 DROに換算比 V s t d/Vm > 1を乗算して図 6に示すデューティー比 DR 2からなる補正デューティー比 D RCを加算器 542へ出力する。

そうすると、加算器 542は、補正器 544からの補正デューティー比 DRC に前向き補償器 525からの補償率 R c om, 1 -R c omを加算して補償デュ一ティー比を PWM信号変換部 543へ出力する。

すなわち、加算器 542は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致するとき、図 6に示すデューティー比 DR0からなる補正デューティー比 DRCに補償率 R c om, 1— R c omを加算して、図 6に示すデューティー比 D R 0 U , DR0 Lからなる補償デューティー比を PWM信号変換部 543へ出力する。また、加算器 542は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、図 6に示すデユーティー比 DR 1からなる補正デューティー比 DRCに補償率 R c om, 1一 R c omを加算して、図 6に示すデューティー比 DR 1 U， DR 1 Lからなる補償デューティー比を PWM信号変換部 543へ出力する。さらに、加算器 542 は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、図 6に示すデューティー比 DR 2からなる補正デューティー比 DRCに補償率 R c om, 1 _R c omを加算して、図 6に示すデューティー比 DR 2 U， DR 2 Lからなる補償デューティ一比を PWM信号変換部 543へ出力する。

そして、 PWM信号変換部 543は、加算器 542からの補償デューティー比に基づいて信号 PWUを生成して昇圧コンバータ 1 2へ出力する。すなわち、 P WM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dに一致するとき、図 6に示すデューティー比 DR 0U， DR 0 Lからなる補償デューティー比に基づいて、それぞれ、図 7に示す信号 PWU 0 ϋ, PWU 0 Lを生成し、信号 PWU OU, PWUO Lからなる信号 PWU0を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。また、 PWM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも高いとき、図 6に示すデューティー比 DR 1 U, DR 1 Lからなる補償デューティー比に基づいて、それぞれ、図 7に示す信号 PWU 1 U, PWU 1 Lを生成し、信号 PW U1U, PWU 1 Lからなる信号 PWU 1を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。さらに、 PWM信号変換部 543は、出力電圧 Vmが基準電圧 V s t dよりも低いとき、図 6に示すデューティー比 DR 2U， DR 2 Lからなる補償デューティー比に基づいて、それぞれ、図 7に示す信号 PWU2U, PWU2 Lを生成し、信号 PWU2U, PWU2 Lからなる信号 PWU2を昇圧コンバータ 12へ出力する。

上述したように、デューティー比演算部 541が出力するデューティ一比 DR 〇は、出力電圧 Vmの変動を考慮して演算されたデューティー比ではないので、この実施の形態 3においては、デューティー比 DR〇を出力電圧 Vmに応じて補正し、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になる補正デューティー比 DRCを演算することにしたものである。

その結果、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を基本特性に保持して、直流電源 Bからの直流電圧 Vbを出力電圧 Vmに変換できる。

図 19を参照して、実施の形態 3における電圧変換を制御する動作について説明する。図 1 9に示すフローチャートは、図 9に示すフローチャートのステップ S 5〜S 7を、それぞれ、ステップ S 5 1〜S 53に代えたものであり、その他は、図 9に示すフローチャートと同じである。

ステップ S 4の後、デューティー比演算部 541は、フィードバック電圧指令 V d c c om_f b v 3に基づいてデューティー比 DR〇を演算し、その演算したデューティー比 DROを補正器 544へ出力する（ステップ S 5 1) 。補正器 544は、デューティー比 DROを式（10) によって補正し、補正デューティ一比 DRCを加算器 542へ出力する（ステップ S 52) 。

加算器 542は、補正器 544からの補正デューティー比 DRCに前向き補償器 525からの補償率 R c om, 1一 R c omを加え、補償デューティー比を P WM信号変換部 543へ出力する。そして、 PWM信号変換部 543は、加算器 542からの補償デュ一ティー比に基づいて信号 PWUO (または PWU 1または PWU2) を生成する（ステップ S 53) 。その後、ステップ S 8が実行され、一連の動作が終了する（ステップ S 9) 。

なお、この発明においては、昇圧コンバータ 1 2、制御装置 30Bのフィードバック電圧指令演算部 52 Bおよびデューティー比変換部 54 Aは、「電圧変換装置」を構成する。

また、この発明においては、フィードバック電圧指令演算部 52 Bおよびデュ一ティ一比変換部 54 Aは、電圧変換器としての昇圧コンバータ 12を制御する「制御手段」を構成する。

さらに、実施の形態 3におけるデューティー比演算部 541は、予備デューティー比を演算する「演算器」を構成する。

さらに、この発明による電圧変換方法は、図 1 9に示すフローチャートに従つてフィードバック制御を行ない、直流電圧を出力電圧 Vmに変換する電圧変換方法である。

さらに、フィードバック電圧指令演算部 52 Bおよびデューティ一比変換部 5 4 Aにおけるフィードバック制御は、実際には C PU (C e n t r a 1 P r o c e s s i n g Un i t) によって行なわれ、 C PUは、図 1 9に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを ROM (R e a d On l y Me mo r y ) から読出し、その読出したプログラムを実行して図 1 9に示すフローチヤ一トに従って直流電圧から出力電圧 Vmへの電圧変換を制御する。したがつて、 ROMは、図 1 9に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ（CPU) 読取り可能な記録媒体に相当する。

その他は、実施の形態 1と同じである。

実施の形態 3によれば、電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータにより変換した出力電圧が電圧指令になるように制御するフィードバック制御において、出力電圧と指令電圧との誤差に基づいて演算されたデューティー比を電圧指令に対する出力電圧の追従特性が基本特性になるときのデューティー比に補正し、その補正したデューティ一比を用いて昇圧コンバータを制御する制御手段を備えるので、電圧指令に対する出力電圧の追従特性を一定に保持して直流電圧を出力電圧に変換できる。

[実施の形態 4]

図 20を参照して、実施の形態 4による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置 100Cは、電流センサ一 28およびインバータ 31をモータ駆動装置 100に追加し、モータ駆動装置 100の制御装置 30を制御装置 30 Cに代えたものであり、その他は、モータ駆動装置 100と同じである。

なお、コンデンサ C 2は、昇圧コンバータ 1 2からの出力電圧 Vmをノード N

1， N 2を介して受け、その受けた出力電圧 Vmを平滑化してインバータ 14のみならずインバータ 3 1にも供給する。また、電流センサー 24は、モータ電流 MCRT 1を検出して制御装置 30 Cへ出力する。さらに、インバータ 14は、制御装置 30 Cからの信号 PWMI 1に基づいてコンデンサ C 2からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータ M 1を駆動し、信号 PWMC 1に基づいて交流モータ M 1が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。

インバータ 3 1は、インバータ 14と同じ構成から成る。そして、インバータ 3 1は、制御装置 30 Cからの信号 PWM I 2に基づいて、コンデンサ C 2からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータ M 2を駆動し、信号 PWMC 2に基づいて交流モータ M 2が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。電流センサ一 28は、交流モータ M2の各相に流れるモータ電流 MCRT 2を検出して制御装置 30 Cへ出力する。

制御装置 30 Cは、直流電源 Bから出力された直流電圧 V bを電圧センサ一 1 0から受け、モータ電流 MCRT 1 , MCRT 2をそれぞれ電流センサー 24, 28力ら受け、昇圧コンバータ 1 2の出力電圧 Vm (すなわち、インバータ 14, 31への入力電圧）を電圧センサー 1 3から受け、トルク指令値 TR 1， TR 2 およびモータ回転数 MRN 1 , MRN 2を外部 ECUから受ける。そして、制御装置 30 Cは、電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 MCRT 1、トルク指令値丁 R 1およびモータ回転数 MRN 1に基づいて、上述した方法によりインバータ 14が交流モータ Mlを駆動するときにインバ一タ 14の NPNトランジスタ Q 3〜Q 8をスイッチング制御するための信号 PWMI 1を生成し、その生成した信号 PWM I 1をィンバータ 14へ出力する。

また、制御装置 30 Cは、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 MCRT 2、トルク指令値 TR 2およびモータ回転数 MRN 2に基づいて、上述した方法によりィンバータ 31が交流モータ M 2を駆動するときにィンバータ 3 1の N P トランジスタ Q3〜Q8をスィツチング制御するための信号 PWM I 2を生成し、その生成した信号 PWMI 2をインバータ 3 1へ出力する。

さらに、制御装置 30 Cは、インバータ 14または 31が交流モータ Mlまたは M 2を駆動するとき、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 MCRT 1 (または MCRT 2) 、トルク指令値 TR 1 (または TR 2) およびモータ回転数 MRN 1 (または MRN2) に基づいて、上述した方法（実施の形態 1〜実施の形態 3のいずれかにおける方法）により昇圧コンバータ 12の NPNトランジスタ Q 1, Q2をスィツチング制御するための信号 PWUを生成して昇圧コンパータ 1 2へ出力する。

さらに、制御装置 30 Cは、回生制動時に交流モータ Mlが発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号 PWMC 1、または交流モータ M 2が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号 PWMC 2を生成し、その生成した信号 PWMC 1または信号 PWMC 2をそれぞれィンバータ 14またはインバータ 31へ出力する。この場合、制御装置 30 Cは、インバータ 14または 3 1からの直流電圧を降圧して直流電源 Bを充電するように昇圧コンバータ 1 2を制御する信号 PWDを生成して昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

さらに、制御装置 30 Cは、システムリレー SR 1， SR 2をオンするための信号 S Eを生成してシステムリレー S R 1， SR 2へ出力する。

図 21を参照して、制御装置 30Cは、モータトルク制御手段 30 1 Cおよび電圧変換制御手段 302 Aを含む。モータトルク制御手段 301 Cは、モータ電流 MCRT 1, 2、トルク指令値 TR 1, 2、モータ回転数 MRN 1， 2、直流電圧 Vbおよび出力電圧 Vmに基づいて信号 PWM I 1 , 2を生成し、その生成した信号 PWMI 1， 2を、それぞれ、インバ一タ 14， 3 1へ出力する。また、モータトルク制御手段 301 Cは、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 M CRT 1 (または MCRT2) 、トルク指令値 TR 1 (または TR 2) およびモ —タ回転数 MRN 1 (または MRN2) に基づいて、信号 PWUを生成し、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 12へ出力する。

電圧変換制御手段 302 Aは、モータ駆動装置 1 00 Cが搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号 R G Eを外部 ECUから受けると、信号 PWMC 1, 2および信号 PWDを生成し、その生成した信号 PWMC 1, 2をそれぞれインバータ 14， 3 1へ出力し、信号 P WDを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

図 22を参照して、モータトルク制御手段 301 Cは、モータトルク制御手段

301と同じ構成からなる（図 3参照）。ただし、モータトルク制御手段 30 1 Cは、 2つのトルク指令値 TR 1 , 2、 2つのモータ電流 MC T 1， 2および 2 つのモータ回転数 MRN 1， 2に基づいて、信号 PWMI 1, 2および信号 PW Uを生成し、その生成した信号 PWMI 1， 2および信号 PWUに基づいてそれぞれインバータ 14, 3 1および昇圧コンバータ 1 2を制御する点がモータトルク制御手段 301と異なる。

モータ制御用相電圧演算部 40は、昇圧コンバータ 12の出力電圧 Vm、モータ電流 MCR丁 1、およびトルク指令値 TR 1に基づいて交流モータ M ].の各相に印加する電圧を計算し、出力電圧 Vm、モータ電流 MCRT 2、およびトルク指令値 TR 2に基づいて交流モータ M 2の各相に印加する電圧を計算する。そして、モータ制御用相電圧演算部 40は、計算した交流モータ Mlまたは M2用の電圧をインバータ用 PWM信号変換部 42へ出力する。

インバータ用 PWM信号変換部 42は、モータ制御用相電圧演算部 40から交流モータ M 1用の電圧を受けると、その受けた電圧に基づいて信号 PWM I 1を生成してインバ一タ 14へ出力する。また、インバータ用 PWM信号変換部 42 は、モータ制御用相電圧演算部 40から交流モータ M2用の電圧を受けると、その受けた電圧に基づいて信号 PWM I 2を生成してインバータ 3 1へ出力する。インバータ入力電圧指令演算部 50は、トルク指令値 TR 1およびモータ回転数 MRN1 (またはトルク指令値 TR 2およびモータ回転数 MRN 2) に基づいて電圧指令 V d e c omを演算し、その演算した電圧指令 V d c c omをフィードバック電圧指令演算部 52へ出力する。

フィードバック電圧指令演算部 52は、実施の形態 1において説明したように、電圧指令 Vd c c om、出力電圧 Vmおよびバッテリ電圧 Vbに基づいて、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 V d e c om— f bと、補償率 R c om, 1— R c omとを演算し、その演算したフィードバック電圧指令 V d e c om— f bおよび補償率 R c om, 1 -R c omをデューティー比変換部 54へ出力する。

そうすると、デューティー比変換部 54は、実施の形態 1において説明したように信号 PWU (信号 PWUO, PWU 1 , PWU2のいずれか）を生成し、その生成した信号 PWU (信号 PWUO, PWU 1 , PWU2のいずれか）を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

これによつて、 2つの交流モータ Ml， M 2が接続された場合にも、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性に保持され、直流電源 Bから出力された直流電圧 V bが出力電圧 Vmに変換される。

モータトルク制御手段 301 Cにおいては、フィードバック電圧指令演算部 5 2に代えてフィードバック電圧指令演算部 52 Aを適用してもよレ、。

また、モータトルク制御手段 301 Cにおいては、フィードバック電圧指令演算部 52に代えてフィードバック電圧指令演算部 52 Bを適用し、デューティー比変換部 54に代えてデューティ一比変換部 54 Aを適用してもよい。

フィードバク電圧指令演算部 5₂およびデューティー比変換部 ₅4をモータトルク制御手段 30 1 Cに適用した場合、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 V mの追従特性を基本特性に保持した直流電圧 Vbから出力電圧 Vmへの電圧変換は、図 9に示すフローチャートに従って制御される。

また、フィードバック電圧指令演算部 52 Aおよびデューティー比変換部 54 をモータトルク制御手段 301 Cに適用した場合、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 V mの追従特性を基本特性に保持した直流電圧 Vbから出力電圧 Vm への電圧変換は、図 14に示すフローチャートに従って制御される。

さらに、フィードバック電圧指令演算部 52 Bおよびデューティー比変換部 5 4 Aをモータトルク制御手段 301 Cに適用した場合、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を基本特性に保持した直流電圧 Vbから出力電圧 Vmへの電圧変換は、図 1 9に示すフローチャートに従って制御される。

さらに、モータ駆動装置 100 Cにおいては、駆動すべきモータは 2個に限らず、 3個以上であってもよい。たとえば、交流モータ Ml、交流モータ M2およびエンジンをプラネタリーギア機構に接続し（エンジン出力軸をキャリア、交流モータ Mlをサンギア、交流モータ M2をリングギアに接続し）、リングギアの出力軸を車両のたとえば、前輪駆動軸を回転できるように構成するとともに、第 3の交流モータは、たとえば、後輪駆動軸を回転できるように車両に配置することができる。電気自動車やハイプリッド自動車の種々の形態に合わせて本発明を再び、図 20を参照して、モータ駆動装置 100 Cにおける全体動作について説明する。なお、制御装置 3 OCは、フィードバック電圧指令演算部 52およびデューティ一比演算部 54を含むものとして説明する。

全体の動作が開始されると、制御装置 30 Cは、信号 SEを生成してシステムリレー SR 1, 2へ出力し、システムリレー SR 1， 2がオンされる。直流電源 Bは直流電圧をシステムリレー SR 1， S R 2を介して昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

電圧センサー 10は、直流電源 Bから出力される直流電圧 V bを検出し、その検出した直流電圧 Vbを制御装置 3 OCへ出力する。また、電圧センサー 1 3は、コンデンサ C 2の両端の電圧 Vmを検出し、その検出した電圧 Vmを制御装置 3 0 Cへ出力する。さらに、電流センサー 24は、交流モータ Mlに流れるモータ電流 MCRT 1を検出して制御装置 30 Cへ出力し、電流センサー 28は、交流モータ M2に流れるモータ電流 MCRT 2を検出して制御装置 3 OCへ出力する。そして、制御装置 30 Cは、外部 ECUからトルク指令値 TR 1 , 2、およびモータ回転数 MRN 1, 2を受ける。

そうすると、制御装置 30 Cは、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 M CRT 1、トルク指令値 TR 1およびモータ回転数 MR N 1に基づいて、上述した方法により信号 PWMI 1を生成し、その生成した信号 PWMI 1をインバータ 14へ出力する。また、制御装置 30Cは、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 MCRT 2、トルク指令値 TR 2およびモータ回転数 MRN 2に基づいて、上述した方法により信号 PWM I 2を生成し、その生成した信号 PWMI 2 をィンバータ 31へ出力する。

さらに、制御装置 30 Cは、インバータ 14 (または 3 1) が交流モータ Ml

(または M2) を駆動するとき、直流電圧 Vb、出力電圧 Vm、モータ電流 MC RT 1 (または MCRT 2) 、トルク指令値 TR 1 (または TR 2) 、およびモータ回転数 MRN 1 (または MRN2) に基づいて、上述した方法（実施の形態 1) により昇圧コンバータ 12の NPNトランジスタ Q 1 , Q 2をスイッチング制御するための信号 PWUを生成し、その生成した信号 PWUを昇圧コンバータ 1 2へ出力する。

すなわち、制御装置 30 Cは、電圧指令 Vd c c om、出力電圧 Vmおよびバッテリ電圧 Vbに基づいて、電圧指令 Vd c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性が基本特性になるフィードバック電圧指令 Vd c c om__f bと、補償率 R c om, 1— R c omとを演算し、その演算したフィードバック電圧指令 V d c c om— ί bおよび補償率 R c om, 1— R c o mに基づいて信号 P WU (信号 PWU 0, PWU 1 , PWU 2のいずれか）を生成する。そして、制御装置 30 Cは、生成した信号 PWU (信号 PWU0， PWU 1 , PWU2のいずれか）を昇圧コンバータ 1 2へ出力する。そうすると、昇圧コンバータ 12は、信号 PWU (信号 PWUO, PWU 1 , PWU2のいずれか）に応じて、電圧指令 V d c c omに対する出力電圧 Vmの追従特性を基本特性に保持しながら、直流電源 Bからの直流電圧を昇圧し、その昇圧した直流電圧をノード N 1， N 2を介してコンデンサ C 2に供給する。そして、インバータ 14は、コンデンサ C 2によって平滑化された直流電圧を制御装置 30 Cからの信号 PWM I 1によって交流電圧に変換して交流モータ Mlを駆動する。また、インバータ 3 1は、コンデンサ C 2によって平滑化された直流電圧を制御装置 3 O Cからの信号 PWMI 2によって交流電圧に変換して交流モータ M2を駆動する。これによつて、交流モータ Mlは、トルク指令値 TR 1によつて指定されたトルクを発生し、交流モータ M2は、トルク指令値 TR2によつて指定されたトルクを発生する。

また、モータ駆動装置 10 OCが搭載されたハイプリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置 30 Cは、外部 ECUから信号 RGEを受け、その受けた信号 RGEに応じて、信号 PWMC 1, 2を生成してそれぞれインバータ 14， 3 1へ出力し、信号 PWDを生成して昇圧コンバータ 1 2へ出力する。そうすると、インバータ 14は、交流モータ Mlが発電した交流電圧を信号 P WMC 1に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ C 2を介して昇圧コンバータ 12へ供給する。また、インバータ 3 1は、交流モータ M 2が発電した交流電圧を信号 PWMC 2に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ C 2を介して昇圧コンバータ 1 2へ供給する。そして、昇圧コンバータ 1 2は、コンデンサ C 2からの直流電圧をノード N 1， N2を介して受け、その受けた直流電圧を信号 PWDによって降圧し、その降圧した直流電圧を直流電源 Bに供給する。これにより、交流モータ Mlまたは M2によって発電された電力が直流電源 Bに充電される。

なお、制御装置 3 OCがフィードバック電圧指令演算部 52Aおよびデューティ一比演算部 54を含む場合、モータ駆動装置 100 Cの全体動作は、上述した動作のうち、昇圧コンバータ 1 2による昇圧動作を図 14に示すフローチャートに従って行なわれる動作に代えたものである。

また、制御装置 Cがフィードバック電圧指令演算部 52 Bおよびデューティー比演算部 5 4 Aを含む場合、モータ駆動装置 1 0 0 Cの全体動作は、上述した動作のうち、昇圧コンバータ 1 2による昇圧動作を図 1 9に示すフローチヤ一トに従って行なわれる動作に代えたものである。

その他は、実施の形態 1〜実施の形態 3と同じである。

実施の形態 4によれば、電圧変換装置は、直流電源からの直流電圧を変換した出力電圧が電圧指令になるように制御するフィードバック制御において、電圧指令に対する出力電圧の追従特性が基本特性になるように昇圧コンバータを制御する制御手段を備え、電圧変換装置によって変換された出力電圧は、複数のモータを駆動する複数のインバータに供給されるので、複数のモータが接続された場合にも、電圧指令に対する出力電圧の追従特性を一定に保持して直流電圧を出力電圧に変換できる。

なお、上記においては、この発明を比例ゲイン P Gと積分ゲイン I Gとを用いたフィードバック制御に適用した場合について説明したが、この発明を比例ゲイン P Gと積分ゲイン I Gと微分ゲイン D Gとを用いたフィードバック制御に適用今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすベての変更が含まれることが意図される。産業上の利用可能性

この発明は、指令電圧に対する出力電圧の追従特 ¾iが一定になるように直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置に適用される。

Claims

請求の範囲

1. 出力電圧が指令電圧になるうに直流電源（B) からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置（100, 100A, 100B, 100C) であつて、

前記直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器（]. 2) と、前記電圧変換器（1 2) から出力された出力電圧を検出する検出手段（1 3) と、

前記検出された出力電圧と前記指令電圧とに基づいて、前記指令電圧に対する前記出力電圧の前記フィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記電圧変換器（1 2) を制御する制御手段（52, 52 A, 52B, 54， 54 A) とを備える電圧変換装置。

2. 前記電圧変換器（12) は、チヨツバ回路（Q l， Q2) から成り、

前記制御手段（52, 52A, 52B, 54, 54A) は、

前記出力電圧と前記指令電圧との誤差を検出し、その検出した誤差に応じて前記フィードバック制御における制御ゲインを決定し、その決定した制御ゲインと、前記出力電圧と前記誤差とに基づいて、前記追従特性が前記基本特性になるように前記フィードバック制御におけるフィードバック電圧指令を演算するフィードバック電圧指令演算部（52, 52 A, 52 B) と、

前記演算されたフィードバック電圧指令に基づいて、前記チヨツバ回路（Q l，

Q 2) におけるスィツチングデューティ一比を演算するデューティー比演算部 (54 1) と、

前記スィツチングデューティ一比を有するスィツチング信号を生成し、その生成したスイッチング信号を前記チヨツバ回路（Q l， Q 2) へ出力するスィッチング信号生成部（543) とを含む、請求の範囲第 1項に記載の電圧変換装置。

3. 前記フィードバック電圧指令演算部（52， 52A, 52 B) は、前記制御ゲインを用いて演算されたフィードバック予備電圧指令を前記追従特性が前記基本特性になるように補正することにより前記フィードバック指令電圧を演算する、請求の範囲第 2項に記載の電圧変換装置。

4. 前記フィードバック電圧指令演算部（52， 52 A, 52 B) は、前記出力電圧と前記指令電圧との誤差を演算する減算器（521) と、前記誤差に基づいて前記制御ゲインを決定するゲイン決定部（522) と、前記決定された制御ゲインに基づいて前記フィ一ドバック予備電圧指令を演算する演算器（523， 523 A) と、

前記追従特性が前記基本特性になるときの基準電圧に前記出力電圧を換算することにより前記フィードバック予備電圧指令を補正して前記フィードバック電圧指令を出力する補正器（524, 524 A) とを含む、請求の範囲第 3項に記載の電圧変換装置。

5. 前記補正器（524, 524 A) は、前記出力電圧に対する前記基準電圧の比を演算し、その演算結果を前記フィ一ドバック予備電圧指令に乗算することにより前記フィードバック予備電圧指令を補正する、請求の範囲第 4項に記載の電圧変換装置。

6. 前記フィ一ドバック電圧指令演算部（52, 52 A, 52 B) は、前記追従特性が前記基本特性になるように前記誤差を補正することにより前記フィ一ドバック電圧指令を演算する、請求の範囲第 2項に記載の電圧変換装置。

7. 前記フィードバック電圧指令演算部（52A) は、

前記出力電圧と前記指令電圧との誤差を演算する減算器（521) と、前記追従特性が前記基本特性になるように前記誤差を補正する補正器（524 A) と、

前記誤差に基づいて前記制御ゲインを決定するゲイン決定部（522) と、前記決定された制御ゲインと前記補正された誤差とに基づいて前記フィ一ドバック電圧指令を演算する演算器（523 A) とを含む、請求の範囲第 6項に記載の電圧変換装置。

8. 前記補正器（524A) は、前記追従特性が前記基本特性になるときの基準電圧に前記出力電圧を換算することにより前記誤差を補正する、請求の範囲第 7 項に記載の電圧変換装置。

9. 前記補正器（524A) は、前記出力電圧に対する前記基準電圧の比を演算し、その演算結果を前記誤差に乗算することにより前記誤差を補正する、請求の範囲第 8項に記載の電圧変換装置。

10. 前記電圧変換器（12) は、チヨツバ回路（Q l, Q 2) から成り、前記制御手段（52， 52A, 52 B, 54， 54 A) は、

前記出力電圧と前記指令電圧との誤差を検出し、その検出した誤差に応じて前記フィードバック制御における制御ゲインを決定し、その決定した制御ゲインと前記出力電圧と前記誤差とに基づいて、前記フィードバック制御におけるフィードバック予備電圧指令を演算するフィードバック電圧指令演算部（52, 52 A, 52 B) と、

前記演算されたフィードバック予備電圧指令および前記出力電圧に基づいて、前記追従特性が前記基本特性になるように前記チヨツバ回路（Q l, Q 2) におけるスイッチングデューティー比を演算するデューティー比演算部（54， 54 A) と、

前記スィツチングデューティー比を有するスィツチング信号を生成し、その生成したスイッチング信号を前記チヨツバ回路（Q l, Q 2) へ出力するスィッチング信号生成部（543) とを含む、請求の範囲第 1項に記載の電圧変換装置。

1 1. 前記デューティー比演算部（54A) は、前記フィードバック予備電圧指令を用いて演算された予備デューティー比を前記追従特性が前記基本特性になるように補正することにより前記スィツチングデューティ一比を演算する、請求の範囲第 10項に記載の電圧変換装置。

1 2. 前記デューティー比演算部（54A) は、

前記フィ一ドバック予備電圧指令に応じた前記予備デューティ一比を演算する演算器（541) と、

前記追従特性が前記基本特性になるように前記予備デューティー比を補正する補正器（524) とを含む、請求の範囲第 1 1項に記載の電圧変換装置。

13. 前記補正器（524) は、前記追従特性が前記基本特性になるときの基準電圧に前記出力電圧を換算することにより前記予備デューティ一比を補正する、請求の範囲第 1 2項に記載の電圧変換装置。

14. 前記補正器 (524) は、前記出力電圧に対する前記基準電圧の比を演算し、その演算結果を前記予備デューティー比に乗算することにより前記予備デュ一ティー比を補正する、請求の範囲第 1 3項に記載の電圧変換装置。

1 5 . 出力電圧が指令電圧になるようにフィードバック制御し、直流電源（B ) からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換方法であって、

前記出力電圧を検出する第 1のステップと、

前記指令電圧と前記出力電圧との誤差を検出する第 2のステップと、前記検出した誤差に応じて制御ゲインを決定する第 3のステップと、前記決定した制御ゲインと、前記検出した誤差と、前記検出した出力電圧とに基づいて、前記指令電圧に対する前記出力電圧の前記フィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記直流電圧を前記出力電圧に変換する第 4のステップとを含む電圧変換方法。

1 6 . 前記直流電圧は、チヨツバ回路（Q l , Q 2 ) により前記出力電圧に変換され、

前記第 4のステップは、

前記制御ゲインと、前記誤差と、前記出力電圧とに基づいて、前記フィードバック制御における前記追従特性を前記基本特性に一致させるフィードバック電圧指令を演算する第 1のサブステップと、

前記フィードバック電圧指令を用いて、前記チヨッパ回路（Q l , Q 2 ) におけるスイッチングデューティ一比を演算する第 2のサブステップと、

前記スイッチングデューティー比に基づいて、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記チヨツバ回路（Q l， Q 2 ) を制御する第 3のサブステップとを含む、請求の範囲第 1 5項に記載の電圧変換方法。

1 7 . 前記第 1のサブステップは、

前記制御ゲインと前記誤差とに基づいて、前記フィードバック制御におけるフィ一ドバック予備電圧指令を演算するステップと、

前記出力電圧を用いて前記フィードバック予備電圧指令を補正し、前記フィードバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲第 1 6項に記載の電圧変換方法。

1 8 . 前記フィードバック電圧指令を演算するステップは、前記追従特性が前記基本特性になる基準電圧に前記出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、

前記フィードバック予備電圧指令に前記換算比を乗算して前記フィードバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲 1 7項に記載の電圧変換方法。

1 9 . 前記第 1のサブステップは、

前記出力電圧を用いて前記誤差を補正し、前記追従特性が前記基本特性になる補正誤差を演算するステップと、

前記制御ゲインと前記補正誤差とに基づいて前記フィ一ドバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲第 1 6項に記載の電圧変換方法。

2 0 . 前記補正誤差を演算するステップは、

前記追従特性が前記基本特性になる基準電圧に前記出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、

前記誤差に前記換算比を乗算して前記補正誤差を演算するステップとを含む、請求の範囲第 1 9項に記載の電圧変換方法。

2 1 . 前記直流電圧は、チヨツバ回路（Q l， Q 2 ) により前記出力電圧に変換され、

前記第 4のステップは、

前記制御ゲインおよび前記誤差に基づいて前記フィードバック制御におけるフィ一ドバック予備電圧指令を演算する第 1のサブステップと、.

前記フィードバック予備電圧指令に基づいて、前記チヨツバ回路（Q 1， Q

2 ) における予備スィツチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、前記出力電圧を用いて前記予備スイッチングデューティー比を補正し、前記追従特性が前記基本特性になるスイツチングデューティ一比を演算する第 3のサブステップと、

前記スイッチングデューティー比に基づいて、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記チヨツバ回路（Q l， Q 2 ) を制御する第 4のサブステップとを含む、請求の範囲第 1 5項に記載の電圧変換方法。

2 2 . 前記第 3のサブステップは、

前記予備スィツチングデューティー比に前記換算比を乗算して前記スィッチングデューティー比を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 1項に記載の電圧変換方法。

2 3 . 出力電圧が指令電圧になるようにフィードバック制御し、直流電源（B ) からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体であって、前記出力電圧を検出する第 1のステップと、

前記指令電圧と前記出力電圧との誤差を検出する第 2のステップと、前記検出した誤差に応じて制御ゲインを決定する第 3のステップと、前記決定した制御ゲインと、前記検出した誤差と、前記検出した出力電圧とに基づいて、前記指令電圧に対する前記出力電圧の前記フィードバック制御における追従特性を基本特性に一致させ、かつ、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記直流電圧を前記出力電圧に変換する第 4のステップとをコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 4 . 前記直流電圧は、チヨッパ回路（Q l , Q 2 ) により前記出力電圧に変換され、

前記第 4のステップは、

前記フィードバック電圧指令を用いて、前記チヨツバ回路（Q l， Q 2 ) におけるスィツチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、

前記スィツチングデューティー比に基づいて、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記チヨツバ回路（Q l , Q 2 ) を制御する第 3のサブステップとを含む、請求の範囲第 2 3項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 5 . 前記第 1のサブステップは、

前記制御ゲインと前記誤差とに基づいて、前記フィードバック制御におけるフイードバック予備電圧指令を演算するステップと、

前記出力電圧を用いて前記ブイ一ドバック予備電圧指令を補正し、前記フィ一ドバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 4項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 6 . 前記フィードバック電圧指令を演算するステップは、

前記フィードバック予備電圧指令に前記換算比を乗算して前記フィ一ドバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 5項に記載のコンビユータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 7 . 前記第 1のサブステップは、

前記制御ゲインと前記補正誤差とに基づいて前記フィ―ドバック電圧指令を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 4項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 8 . 前記補正誤差を演算するステップは、

前記誤差に前記換算比を乗算して前記補正誤差を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 7項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

2 9 . 前記直流電圧は、チヨツバ回路（Q l , Q 2 ) により前記出力電圧に変換され、

前記第 4のステップは、

前記制御ゲインぉよび前記誤差に基づいて前記フィ一ドバック制御におけるフイードバック予備電圧指令を演算する第 1のサブステップと、

前記フィードバック予備電圧指令に基づいて、前記チヨツバ回路（Q l , Q 2 ) における予備スィツチングデューティー比を演算する第 2のサブステップと、前記出力電圧を用いて前記予備スィツチングデューティー比を補正し、前記追従特性が前記基本特性になるスィツチングデューティー比を演算する第 3のサブステップと、

前記スィツチングデュ一ティー比に基づいて、前記出力電圧が前記指令電圧になるように前記チヨツバ回路（Q l , Q 2 ) を制御する第 4のサブステップとを含む、請求の範囲第 2 3項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。

3 0 . 前記第 3のサブステップは、

前記追従特性が前記基本特 '性になる基準電圧に前記出力電圧を換算するときの換算比を演算するステップと、

前記予備スィツチングデューティー比に前記換算比を乗算して前記スィッチングデューティー比を演算するステップとを含む、請求の範囲第 2 9項に記載のコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体。