WO2000017993A1 - Dispositif d'alimentation, procede d'alimentation, dispositif electronique portatif et montre electronique - Google Patents

Description

明 細 書 電力供給装置、 電力供給方法、 携帯型電子機器および電子時計 技術分野

本発明は、 電力供給装置、 電力供給方法、 および、 この装置を用いた携帯型電子 機器、 ならびに、 電子時計に係り、 特に発電された交流電力を効率良く整流して電 力として供給し、 無発電状態等でのリーク電流を抑制するための技術に関する。 背景技術

腕時計装置のような小型携帯型の電子機器にあっては、 発電機を内蔵すれば、 い つでも動作させることができ、 また、 煩わしい電池の交換作業を不要とすることが できる。 ここで、 発電機によって発電される電力が交流であれば、 一般に、 整流回 路としてダイオードブリッジ回路が用いることが考えられる。 しかし、 ダイオード ブリッジ回路では、 ダイオード 2個分の電圧降下による損失が発生するので、 小型 携帯型の電子機器に用いられる発電機、 すなわち、 小振幅の交流電圧を発電する発 電機の整流には適さない。

そこで、 4個のダイオードのうら、 2個のダイオードをトランジスタに置換した' 整流回路が提案されている。

このような構成において、 発電機の第 1の端子の電圧レベルが、 発電によって対 応する第 1のトランジスタのしき '値電圧を越えると、 当該第 1のトランジスタが オンするので、 電流は、 第 1の端子 第 1のダイオード コンデンサ 第 1のトラ ンジス夕→第 2の端子という閉ルートで流れる。 この結果、 コンデンサが充電され る

一方、 発電機の第 2の端子の電圧レベルが、 対応する第 2のトランジスタのしき い値電圧を越えると、 当該第 2のトランジスタがオンするので、 電流は、 第 2の端 子—第 2のダイォ一ド→コンデンサ "^第 2のトランジスタ 第 1の端子という閉ル —卜で流れる。 この結果、 コンデンサが充電される。

したがって、発電機の両端子間において発生した交流電力は全波整流されるので、 . しかも、 全波整流に際しての電圧降下による損失はダイオード 1個分で済むので、 . 発電機 0が小振幅の交流電圧を発電する場合であっても、 充電されたコンデンサに よって、 あるいは、 整流された電流によって直接、 負荷を駆動させることができる こととなった。

ところで、 第 1および第 2のダイオードには、 実際にはリーク電流、 すなわち、 逆方向に微小電流が流れる。 このため、 発電機が無発電状態の場合や、 その起電圧 が小振幅である場合に、 発電機の両端子の電圧は、 基準電位からシフトするので、 第 1あるいは第 2のトランジスタが完全にオフとならない。

したがって、 このような場合における発電機の端子の電圧は、 リーク電流による ダイオードの抵抗分と、 完全にはオフとならない結果生じるトランジスタの抵抗分 とで定まる分圧比のレベルで安定することになる。 そして、 この安定したレベルに より トランジスタは若干オン気味となるので、 せっかくコンデンサ充電した電力が 放電されてしまい、 無駄に電力が消費されるという事態を招くことになつた。

特に、 小型携帯型の電子機器にあっては、 その消費電流が数百 η Α程度という極 めて低い値が要求されるものもあるため、 数十 η Α程度といわれるダイォ一ドリ一 ク電流の影響は無視することができない。

本発明は、 上述した問題に鑑みてなされものであり、 その目的とするところは、 発電された交流起電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、 無発電状 態の場合や起電圧が小振幅である場合でのリーク電流を極めて低く抑えた電力供給 装置、 電力供給方法、 および、 この装置を用いた携帯型電子機器、 ならびに、 電子 時計を提供することにある。 発明の開示

本発明の第 1の態様は、 第 1および第 2の電源ラインに基づいて電力を供給する 電力供給装置であって、 交流電圧が給電される一方の端子と前記第 1の電源ライン とに接続された第 1の整流ュニットと、 前記交流電圧が給電される他方の端子と前 記第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流ュニッ 卜と、 前記一方の端子と前記 第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスィツチングュニットと、 前記他方の 端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスィツチングュニッ 卜と、 - 前記第 1の整流ュニットに順方向電流が流れていなければ前記第 2のスィツチング. ュニッ トをオフに制御し、 前記第 2の整流ュニッ卜に順方向電流が流れていなけれ ば前記第 1のスィツチングュニッ トをオフに制御する制御ュニッ 卜とを具備するこ とを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様は、 前記第 1の整流ユニットおよび第 2の整流ュニッ トは、 それぞれダイオードであることを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様は、 前記第 1の整流手段としてのダイオードは、 その リーク電流が前記第 1のスイッチング手段がオフ状態にある場合のリーク電流より も大きく、 前記第 2の整流手段としてのダイオードは、 そのリーク電流が前記第 2 のスィツチング手段がオフ状態にある場合のリーク電流よりも大きいことを特徴と 一している。

また、 本発明の第 1の態様は、 前記第 1および第 2の整流ユニッ トとしてのダイ オードは、 P型あるいは N型基板で集積化されるものであり、 前記第 1の電源ライ ンは、 前記 N型基板で集積化される場合には前記第 2の電源ラインよりも高位であ り、 前記 P型基板で集積化される場合には前記第 2の電源ラインよりも低位である ことを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 前記第 1および第 2のスイッチングユニットは、 それそれ電界効果型トランジスタであることを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様は、 前記第 1のスィヅチングュニッ トとしての電界効 果型トランジスタの寄生ダイオードと、 前記第 2のスイッチングユニッ トとしての 電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、 前記第 1の整流ユニッ トと、 前記第 2の整流ュニヅ卜とによってプリッジ回路が構成されることを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様の前記制御ユニッ トは、 前記第 1の整流ユニッ トに順 方向電流が流れていなければ、 前記第 2のスイッチングュニットをオフに制御する 第 1の制御ュニッ卜と、前記第 2の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れていなければ、 前記第 1のスィツチングュニッ トをオフに制御する第 2の制御ュニッ 卜とを備えて いることを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様の前記制御ユニットは、 前記一方の端子に基づく電圧 レベルと、 前記第 1の電源ラインに基づく電圧レベルとを比較することによって、 - 前記第 1の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れたか否かを判別し、 前記他方の端子に. 基づく電圧レベルと、 前記第 1の電源ラィンに基づく電圧レベルとを比較すること によって、 前記第 2の整流ュニッ卜に順方向電流が流れたか否かを判別することを 特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 第 1の電源ラインは第 2の電源ラインよりも高電 位であって、 制御ユニッ トは、 一方の端子の電圧レベルが、 第 1の電源ラインのレ ベルよりある所定の電圧レベルを加算した電圧レベルを超えたか否かに基づいて第 1の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れたか否かを判別し、 他方の端子の電圧レベル が第 1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧レベルを加算した電圧レベルを超 えたか否かに基づいて第 2の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れたか否かを判別する ことを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 第 1の電源ラインは第 2の電源ラインよりも低亀 位であって、 制御ユニッ トは、 一方の端子の電圧レベルが、 第 1の電源ラインのレ ベルよりある所定の電圧レベルを減算した電圧レベル未満であるか否かに基づいて 第 1の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れたか否かを判別し、 他方の端子の電圧レべ ルが第 1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧レベルを減算した電圧レベル未 満であるか否かに基づいて第 2の整流ュニッ卜に順方向電流が流れたか否かを判別 することを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様の制御ュニッ 卜は、 所定電圧レベルをオフセッ卜する ことを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様における所定電圧レベルは、 対応する整流ュニッ 卜の 順方向電圧に相当する電圧であることを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 少なくとも第 1のスイッチングユニット、 第 2の スィツチングュニッ ト及び制御ュニッ トは、 一つの半導体基板上に形成されている ことを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 第 1の電源ライン及び第 2の電源ラインを介して 供給された電力を蓄電する蓄電ュニッ 卜を備え、 蓄電ュニッ 卜から制御ュニッ 卜に 電源を供給することを特徴としている。

また、 本発明の第 1の態様は、 第 1の電源ライン及び第 2の電源ラインを介して 供給された電力を蓄電する蓄電ユニッ トと、 蓄電ユニットの出力電圧を昇圧し、 昇' 圧後の電力を制御ュニッ卜の電源として供給することを特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様は、 第 1の電源ラインは基準電位に設定されることを 特徴としている。

さらに本発明の第 1の態様は、 交流電圧を給電すべく交流電力を発電する交流発 電ュニットを備えたことを特徴としている。

また、 本発明の第 2の態様は、 交流電圧が給電される一方の端子と第 1の電源ラ インとに接続された第 1の整流ュニッ 卜と、 交流電圧が給電される他方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流ュニッ トと、 一方の端子と第 2の電源ラ インとの間に接続された第 1のスイッチングユニッ トと、 他方の端子と第 2の電源 ラインとの間に接続された第 2のスィツチングュニッ卜とを備え、 第 1および第 2 の電源ラインに基づいて電力を供給する電力供給方法であって、 第 1の整流ュニッ トに順方向電流が流れていなければ第 2のスィツチングュ二ットをオフに制御し、 第 2の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れていなければ第 1のスィツチングュニッ 卜 をオフに制御することを特徴としている。

また、 本発明の第 3の態様は、 一方の端子および他方の端子間に交流電圧を発生 させる発電ュニッ トと、 一方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 1の整流 ュニッ卜と、他方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流ュニ'ソ卜と、 一方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスィヅチングュニットと、 他方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスイッチングュニッ卜と、 第 1の整流ュニッ卜に順方向電流が流れていなければ、 第 2のスィツチングュニッ トをオフに制御し、 第 2の整流ユニッ トに順方向電流が流れていなければ、 第 1の スィヅチングュニヅ トをオフに制御する制御ュニヅ卜と、 第 1および第 2の電源ラ インに基づいて供給された電力によって、 所定の処理を実行する処理ュニッ 卜とを 具備することを特徴としている。

また、 本発明の第 4の態様は、 一方の端子および他方の端子間に交流電圧を発生 させる発電ュニットと、 一方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 1の整流 ュニッ卜と、他方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流ュニッ卜と、 一方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスィヅチングュニヅトと、 他方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスイッチングュニッ卜と、 第 1の整流ュニッ トに順方向電流が流れていなければ第 2のスイッチングュニヅ ト をオフに制御し、 第 2の整流ュニッ 卜に順方向電流が流れていなければ第 1のスィ ツチングュニッ トをオフに制御する制御ュニッ 卜と、 第 1および第 2の電源ライン に基づいて供給された電力によって、 時刻を計時する計時ユニッ トとを具備するこ とを特徴としている。 図面の簡単な説明

図 1は、 本発明の第 1実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。 図 2は、 第 1実施形態におけるコンパレー夕の一例を示す回路図である。

図 3は、 第 1実施形態にかかる電力供給装置の動作を説明するためのタイミング チャートである。

図 4 ( a ) および （b ) は、 それぞれ第 1実施形態にかかる電力供給装置の動作 を説明するためのフローチャートである。

図 5は、 本発明の第 2実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。 図 6は、 第 2実施形態におけるコンパレ一夕の一例を示す回路図である。

図 7 ( a ) および （b ) は、 それぞれ第 2実施形態にかかる電力供給装置の動作 を説明するためのフローチャートである。

図 8は、 本発明の第 3実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。 図 9は、 N型基板にダイオードを形成する場合の断面図である。

図 1 0は、 ダイオード D l、 D 2が寄生バイポーラトランジスタと化した場合を 示す回路図である。

図 1 1は、 本発明の実施形態にかかる電力供給装置を適用した電子時計の概略構 成を示す図である。

図 1 2は、 同電子時計の構成を示すブロック図である。

図 1 3は、 昇降圧回路の構成説明図である。

図 1 4は、 昇降圧回路の動作説明図である。

図 1 5は、 一般的な電力供給装置の構成を示す回路図である。 発明を実施するための最良の形態 ―

以下、 本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。

[ 1 ] 一般的な電源供給回路の構成

まず、 本発明の好適な実施形態を説明するに先立ち、 本発明の理解を深めるべく、 整流回路として機能するダイォードプリッジ回路を構成する 4個のダイオードのう ち 2個のダイォ一ドをトランジスタに置換した整流回路を有する電源供給装置につ いて説明する。

図 15に、 ダイオードプリッジ回路を構成する 4個のダイオードのうち 2個のダ ィォードをトランジスタに置換した整流回路を用いた電源供給装置の回路構成を示 す。

図 15に示されるように、 発電機 100の一方の端子 AG 1はダイオード D 1を 介して、 また、 他方の端子 AG 2はダイオード D 2を介して、 それぞれ電源の高位 側電圧 Vd dに接続されている。 さらに、 端子 AG 1は、 Nチャネル電界効果型の トランジスタ 12 1を介して、 また、 端子 AG 2は、 同型のトランジスタ 122を 介して、 それぞれ電源の低位側電圧 Vs sに接続されている。 そして、 トランジス 夕 12 1のゲートは端子 AG 2に、 トランジスタ 122のゲートは端子 AG 1に、 それぞれ接続されている。

なお、 コンデンサ 140は整流された電流を充電するものであり、 負荷 150は、 これを電源として、 当該電子機器において各種処理を実行するものである。

このような構成において、 端子 AG 1の電圧レベルが、 発電によってトランジス 夕 122のしきい値電圧を越えると、 トランジスタ 122がオンするので、 電流は、 端子 AG 1→ダィォ一ド D 1→コンデンサ 140 トランジスタ 122→端子 AG 2という閉ルートで流れる。 この結果、 コンデンサ 140が充電される。

一方、 端子 AG 2の電圧レベルが、 トランジスタ 12 1のしきい値電圧を越える と、 トランジスタ 1 21がオンするので、 電流は、 端子 AG 2 ダイオード D 2→ コンデンサ 140~>トランジスタ 12 1→端子 AG 1という閉ルートで流れる。 こ の結果、 コンデンサ 140が充電される。

したがって、 端子 AG 1、 AG2間において発生した交流電力は全波整流される ので、 しかも、 全波整流に際しての電圧降下による損失はダイオード 1個分で済む。 この結果、 発電機 100が小振幅の交流電圧を発電する場合であっても、 充電さ. れたコンデンサ 140によって、 あるいは、 整流された電流によって直接、 負荷 1 50を駆動させることができる。

ところで、 ダイオード D l、 D2には、 図 15に破線矢印で示すように、 実際に はリーク電流 IL、 すなわち、 逆方向に微小電流が流れる。

より詳細には、 高位側電源 （Vdd) から低位側電源 （Vs s) に向かってダイ オード D 1及びトランジスタ 121を介してリーク電流 ILが流れ、 あるいは、 高位 側電源 （Vdd) から低位側電源 （Vs s) に向かってダイオード D 2及び卜ラン ジス夕 122を介してリーク電流 ILが流れることとなる。

このため、 発電機 100が無発電状態の場合や、 その起電圧が小振幅である場合 に、 端子 AG 1、 AG 2の電圧は、 基準電位からシフトするので、 トランジスタ 1 21、 122が完全にオフとならない。

したがって、 このような場合における端子 AG 1 (AG2) の電圧は、 リーク電 流によるダイオード D l (D 2) の抵抗分と、 完全にはオフとならない結果生じる トランジスタ 121 ( 122) の抵抗分とで定まる分圧比のレベルで安定すること になる。 そして、 この安定したレベルにより トランジスタ 121、 122は若干ォ ン気味となってしまい、 せっかくコンデンサ 140に充電した電力が放電されてし まい、 無駄に電力が消費されるという事態を招くこととなっていた。

[2} 第 1実施形態

[2. 1] 第 1実施形態の構成

図 1は、 本発明の第 1実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。 図 1に示されるように、 本実施形態にかかる電力供給装置は、 発電機 100によ つて交流電圧が給電される一方の端子 AG 1および他方の端子 AG 2が、 それぞれ ダイオード D 1、 D 2を介して電源の高位側電圧 Vddに接続される点において、 図 15に示した一般的な電力供給装置の構成と同様である。

しかし、 本第 1実施形態にかかる電力供給装置は、 端子 AG 1を電源の低位側電 圧 Vs sに接続するトランジスタ 121が、 ィンバ一夕 123によって反転された コンパレー夕 202の比較結果によりオンオフ制御される点で上述した一般的な電 力供給装置と異なっている。 また、 本第 1実施形態にかかる電力^給装置は、 端子 A G 2を低位側電圧 V s s . に接続するトランジスタ 1 2 2が、 ィンバ一夕 1 2 4によって反転されたコンパレ —夕 2 0 1の比較結果によりオンオフ制御される点において、 上記一般的な電力供 給装置と異なっている。

この場合において、 コンパレータ 2 0 1は、 ダイオード D 1に順方向電流が流れ たか否かを判別する機能を有している。

ところで、 本第 1実施形態においては、 ダイオード D 1に順方向電流が流れるの は、 端子 A G 1の電圧が高位側電圧 V d dをダイオード D 1の順方向電圧だけ高位 側にレベルした電圧よりもさらに高位である場合である。

そこで、 本第 1実施形態においてほ、 レベルシフ夕 2 5 1によって、 高位側電圧 V d dがダイオード D 1の順方向電圧に相当する電圧 Voffsetlだけ高位側にレベル シフ卜されて、 このレベルシフ卜された電圧がコンパレータ 2 0 1の正入力端 （+ ) に供給される構成となっている。

さらに、 本第 1実施形態においては、 端子 A G 1の電圧がコンパレー夕 2 0 1の 負入力端 （―） に供給される構成となっている。

したがって、 ダイオード D 1に順方向電流が流れる場合には、 コンパレータ 2 0 1の出力信号は 「L」 レベルとなる。

また、 ダイオード D 1に順方向電流が流れない場合には、 コンパレ一夕 2 0 1の 出力信号は 「H」 レベルとなる。

同様に、 コンパレー夕 2 0 2は、 ダイオード D 2に順方向電流が流れたか否かを 判別する機能を有しており、 本第 1実施形態においては、 ダイオード D 2に順方向 電流が流れるのは、 端子 A G 2の電圧が高位側電圧 V d dをダイオード D 2の順方 向電圧だけ高位側にレベルした電圧よりもさらに高位である場合である。

そこで、 本第 1実施形態においては、 レベルシフ夕 2 5 2によって、 高位側電圧 V d dがダイォ一ド D 2の順方向電圧に相当する電圧 Voffset2だけ高位側にレベル シフトされて、 このレベルシフトされた電圧がコンパレー夕 2 0 2の正入力端 （+ ) に供給される構成となっている。

さらに本第 1実施形態においては、 端子 A G 2の電圧がコンパレー夕 2 0 2の負 入力端 （一） に供給される構成となっている。 したがって、 ダイオード D 2に順方向電流が流れる場合には、 コンパレー夕 2 0 . 2の出力信号は 「L」 レベルとなる。

また、 ダイオード D 2に順方向電流が流れない場合には、 コンパレータ 2 0 2の 出力信号は 「H」 レベルとなる。

本第 1実施形態においては、 レベルシフ夕 2 5 1、 2 5 2は、 それぞれコンパレ —夕 2 0 1、 2 0 2の正入力端 （+ ) 側に設けられているが、 負入力端 （―） 側に 設ける構成としても良い。

より具体的には、 レベルシフ夕 2 5 1、 2 5 2を負入力端 （一） 側に設ける場合 には、 端子 A G 1の電圧が、 ダイオード D 1の順方向電圧に相当する電圧 Voffset3 だけ低位側にレベルシフトされて、 このレベルシフ卜された電圧がコンパレ一夕 2 0 1の負入力端 （一） に供給される。 また、 端子 A G 2の電圧が、 ダイオード D 2 の順方向電圧に相当する電圧 Voffset4だけ低位側にレベルシフ卜されて、 このレべ ルシフトされた電圧がコンパレー夕 2 0 2の負入力端 （一） に供給される。

要は、 コンパレー夕 2 0 1、 2 0 2が、 ダイオード D l、 D 2の順方向電圧を考 慮して、 順方向電流が流れたか否かを判別することができる構成とすれば足りるの である。 このため、 コンパレー夕 2 0 1、 2 0 2の各入力端に供給される電圧の一 方をレベルシフ卜する構成だけではなく、 双方をレベルシフ 卜する構成でも構わな い。

また、 通常、 ダイオード D l、 D 2を同型とすれば、 その順方向電圧が略同一と なるので、 Voffsetl = Voffset2 ( Voffset3= Voffset4) とすれば足りる。 し かしながら、 整流性能等を重視する場合であれば、 ダイオード D l、 D 2の特性に 合わせて、 Voffsetl ( Voffset3) 、 Voffset2 ( Voffset4) を個別に設定するほ うが好ましい。

加えて、 図 1に示したでは、 レベルシフ夕 2 5 1、 2 5 2は、 それぞれコンパレ —夕 2 0 1、 2 0 2に対して外部回路の態様を採っているが、 レベルシフ夕 2 5 1 をコンパレー夕 2 0 1に内蔵し、 レベルシフ夕 2 5 2をコンパレー夕 2 0 2に内蔵 する構成を採ることも可能である。 さらに、 トランジスタ 1 2 1、 1 2 2とともに レベルシフ夕 2 5 1、 2 5 2を集積化する構成としても良い。 このように集積化す れば、 小型化に大いに寄与することが可能となる。 ここで、 コンパレー夕 201、 202の一例について図 2を参照して説明する。 . この場合において、 コンパレー夕 20 1およびコンパレー夕 202は同一構成で あるので、 コンパレ一夕 201を主として説明する。

図 2に示されるように、 コンパレータ 201 (202) は、 一対の負荷トランジ ス夕 2 1 1、 2 12と、 一対の入力トランジスタ 213、 2 14と、 出力卜ランジ ス夕 215と、 定電流源 216、 217と、 を備えて構成される。

コンパレ一夕 20 1の構成要素のうち、 負荷トランジスタ 2 1 1、 2 12および 出カトランジス夕 2 1 5は Pチャネル電界効果型であるが、 入カトランジス夕 2 1 3、 214は Nチャネル電界効果型である。

そして、 入力トランジスタ 2 13、 2·14の各ゲートが、 それぞれコンパレ一夕 20 1 ( 202 ) の負入力端 （一） 、 正入力端 （+ ) となる一方、 出カトランジス 夕 215のドレインが出力端 OUTとなっている。

このようなコンパレー夕 20 1の構成において、 負荷トランジスタ 21 1、 2 1 2は、 カレントミラー回路となるので、 その負荷トランジスタ 21 1、 212に流 入する各電流値は互いに等しい。

したがって、 入力トランジスタ 2 13, 2 14のゲートに流入する電流 （電圧） 差が増幅されて、 その差が端子 Aに現れるが、 これを途中で受ける負荷卜ランジス 夕 2 1 1、 2 12は同じ電流値しか受容しないので、 その差電流 （電圧） は、 次第 に大きく増幅されてトランジスタ 215のゲートに流入することとなる。

この結果、 コンパレ一夕 20 1の出力端 OUTたるトランジスタ 2 15のドレイ ンの電圧は、 正入力端 （+ ) たるトランジスタ 2 14のゲート電流 （電圧） が負入 力端 （一） たるトランジスタ 2 13のゲート電流 （電圧） を少しでも越えると、 高 位側電圧 Vddに大きく振られる。 また、 トランジスタ 214のゲート電流 （電圧） が負入力端 （一） たるトランジスタ 2 13のゲート電流 （電圧） を越えなければ、 反対に低位側電圧 Vs sに大きく振られることとなる。

このようなコンパレー夕 201 (202) によれば、 トランジスタ 2 1 1、 2 1 2を能動負荷として用いているので、 定電流源 2 16, 2 1 7以外に抵抗を 1個も 用いないで済む。 このため、 集積化する場合に極めて有利となる。

ところで、 コンパレ一夕 201、 202は、 レベルシフ夕 25 1、 252によつ てレベルシフトされた電圧を入力する構成となっているが、 このような構成は、 図. 2における入カトランジス夕 213、 214のしきい値電圧 Vt hを異ならせるこ とでも可能である。

より具体的には、 負入力端 （一） 側のトランジスタ 213のしきい値電圧 Vt h を、 正入力端 （+ ) 側のトランジスタ 214のそれよりも小さくすれば、 図 1にお けるレベルシフ夕 251、 252と同等の作用効果を実現できる。

この場合において、 入カトランジス夕 213、 214のしきい値電圧 Vt hを異 ならせるには、 トランジスタサイズを変えることや、 不純物の打ち込みなどのプロ セス的な方法などによって可能である。

[2. 2] 第 1実施形態の動作

次に、 本第 1実施形態にかかる電力供給装置の動作について、 図 3を参照して説 明する。

[2. 2. 11 端子 AG 1の電圧が電圧 （Vd d+Voffsetl) よりも高位である 図 3に示されるように、 端子 AG 1の電圧が、 高位側電圧 Vddを電圧 Voffsetl だけ高位側にシフトした電圧 （Vd d+Voffsetl) よりも高位である場合、 すなわ ち、 ダイオード D 1に順方向電流が流れる場合、 コンパレ一夕 201の出力が 「L」 レベルとなる。 このため、 インバー夕 124の出力が 「H」 レベルとなって、 トラ ンジス夕 122がオンすることになる。 したがって、 この場合、 電流は、 端子 AG 1 ダイォード D 1~>コンデンサ 140→トランジスタ 122→端子 AG 2という 閉ルートで流れて、 コンデンサ 140が充電されることとなる。

[2. 2. 2] 端子 AG 2の電圧が電圧 （Vd d + Voffset2) よりも高位である 逆に、 端子 AG2の電圧が、 高位側電圧 Vddを電圧 Voffset2だけ高位側にシフ 卜した電圧 （Vd d+Voffset2) よりも高位である場合、 すなわち、 ダイオード D 2に順方向電流が流れる場合、 コンパレー夕 202の出力が 「L」 レベルとなる。 このため、 ィンバ一夕 123の出力が 「H」 レベルとなって、 トランジスタ 121 がオンすることになる。 したがって、 この場合、 電流は、 端子 AG 2 ダイオード D 2 コンデンサ 140→トランジスタ 121→端子 AG 1という閉ルートで流れ て、 コンデンサ 140が充電されることとなる。

[2. 2. 3] 端子 AG 1の電圧が電圧 （Vdd + Voffsetl) よりも低位である 場合および端子 AG 2の電圧が電圧 (Vdd + Voffset2) よりも低位である場合 —方、 端子 AG 1の電圧が電圧 （Vdd+Voffsetl) よりも低位である場合、 お よび、 端子 AG2の電圧が電圧 （Vdd+Voffset2) よりも低位である場合、 すな わち、 ダイオード 1) 1、 D 2のいずれにも順方向電流が流れない場合、 コンパレ一 夕 20 1、 202の出力がいずれも 「H」 レベルとなる。 このため、 ィンバ一夕 1 23、 124の出力がそれぞれ 「L」 レベルとなって、 トランジスタ 12 1、 12 2が完全にオフすることになる。 したがって、 この場合、 コンデンサ 140を経由 する閉ルートが遮断されることになるので、 コンデンサ 140は充電されないし、 整流回路による放電もない。

また、 発電機 100が無発電状態である場合、 端子 AG 1、 AG 2の電圧は、 ダ ィオード D 1、 D 2のリーク電流により基準電位たる Vddで安定することになり、 この場合でも同様に、 コンデンサ 140を経由する閉ルートが遮断されることにな るので、 整流回路による放電もない。

[2. 2. 4] 全体動作

このような動作を図 4に示されるフローチャートを参照して説明すれば、 コンパ レ一夕 20 1は、 その負入力端 （一） の電圧が、 高位側電圧 Vd d+コンパレー夕 のオフセッ ト電圧よりも絶対値で大きいか否かにより、 ダイォ一ド D 1に順方向電 流が流れているか否かを判別する （ステップ Sa l) 。

ステップ S a 1における判別結果が 「Ye s」 であれば、 トランジスタ 122を オンする （ステップ S a 2) 。

一方、 ステップ S a 1における判別結果が 「No」 であれば、 トランジスタ 12 2をオフする （ステップ S a3) という動作を繰り返して実行することになる。 同様に、 コンパレー夕 202は、 その負入力端 （一） の電圧が高位側電圧 Vdd + コンパレ一夕のオフセット電圧を越えているか否かにより、 ダイオード D 2に順方 向電流が流れているか否かを判別する （ステップ Sb l)

ステップ Sb 1における判別結果が 「Ye s」 であれば、 トランジスタ 12 1を オンする （ステヅプ Sb 2) 。 一方、 ステップ Sb 1における判別結果が 「No」 であれば、 トランジスタ 12. 1をオフする （ステップ Sb3) という動作を繰り返して実行することになる。

このように、 本実施形態にかかる電力供給装置にあっては、 ダイオード D l、 D 2に順方向電流が流れない場合には、 トランジスタ 122、 121が完全にオフす るので、 電流が、 端子 AG1、 AG2から低位電圧 Vs sへの方向には流れない。 一方、 電界効果型であるトランジスタ 121、 122のオフ時のリーク電流は、 ダイオードのそれと比べるとはるかに少ない。 これらのため、 本第 1実施形態にか かる電力供給装置によれば、 無発電状態の場合や起電圧が小振幅である場合におけ るリーク電流を極めて低く抑えることが可能となる。

また、 トランジスタ 121、 122のソースは低位側電圧 Vs sに接続され、 そ のドレインは、 電圧 Vs sよりも高位側に接続されているため、 トランジスタ 12 1、 122の寄生ダイオード D 3、 D4は、 図 1において破線で示される方向で発 生する。 このため、 第 1回目の起動時など、 コンデンサ 140の蓄電が不十分であ る等の理由によってコンパレー夕 201、 202が動作しない場合であっても、 ト ランジス夕 121、 122のソースから ドレイン方向に電流を流すことは可能とな る。

したがって、 発電機 100の発電された電圧が小振幅であっても、 その寄生ダイ オード D3、 D4、 ダイオード D l、 D 2からなるダイオードブリッジの整流によ つて、 コンデンサ 140を充電することが可能となる。

この場合において、 寄生ダイオード D 3、 D 4に充電電流が流れると、 寄生トラ ンジス夕が導通状態となって C M 0 S L S Iに特有の現象であるラッチアップを 引き起こすおそれがある。 しかしながら、 このラッチアップは、 ガードバンドや、 トレンチ分離などの集積回路技術によつて防止することは十分可能である。

[2. 3] 第 1実施形態の変形例

さて、 一般に、 金属/半導体の接合を用いたショッ トキーダイオードは、 PN接 合を用いたダイオードよりも、順方向から逆方向に切り換わる時間の遅れが少なく、 かつ、 その順方向電圧も小さいので、 その整流効率が大きいとされる。

その反面、 ショッ トキーダイオードは、 リーク電流が大きいので、 小型携帯電子 機器における電力供給装置の整流回路に適用するのは不向きであった。 しかしながら、 本第 1実施形態にかかる電力供給装置にあっては、 ダイオード D. 1、 D 2に順方向電流が流れない場合には、 トランジスタ 122、 121が完全に オフされて、 コンデンサ 140を含む閉ルートが遮断される。

従って、 ダイオード D l、 D2に、 リーク電流が大きいショットキーダイオード を適用するのも十分に可能となる。

この結果、 整流効率を高めることも可能となる。

[3] 第 2実施形態

[3. 1] 第 2実施形態の構成

次に、 本発明の第 2実施形態にかかる電力供給装置の構成について図 5を参照し て説明する。

上述した第 1実施形態にあっては、 ダイオード D l、 D2およびコンパレー夕 2 01、 02を高位側電圧 V d dに、 トランジスタを低位側電圧 V s sに、 それぞ れ接続する構成としていた。

これに対し、 第 2実施形態にかかる電力供給装置は、 第 1実施形態とは逆に、 ダ ィオード D l、 D 2およびコンパレ一夕 203、 204を低位側電圧 Vs sに、 ト ランジス夕を低位側電圧 Vs sに、 それぞれ接続する構成としたたものである。

ただし、 本実施形態にあっては、 ダイオード D 1に順方向電流が流れない場合に 端子 AG 2と高位側電圧 Vd dとを遮断するトランジスタ 126は Pチャネル型と なり、 同様に、 ダイオード D 2に順方向電流が流れない場合に端子 AG 1と高位側 電圧 Vddとを遮断するトランジスタ 125も Pチャネル型となる。

さらに、 ダイオード D 1に順方向電流が流れるのは、 端子 AG 1の電圧が、 低位 側電圧 Vs sをダイオード D 1の順方向電圧に相当する電圧 Voffsetlだけ低位側に シフトした電圧よりもさらに低位である場合である。 このため、 レベルシフ夕 25 3は、 第 1実施形態とは異なり、 低位側電圧 V s sよりも電圧 Voffsetlだけ低位側 にレベルシフ卜することとなる。

そして、 コンパレー夕 203は、 ダイオード D 1に順方向電流が流れる場合に、 その出力信号を 「H」 レベルとして、 卜ランジス夕 126をオンとする。 また、 、 コンパレー夕 203は、 ダイオード D 1に順方向電流が流れない場合に、 その出力 - 信号を 「L」 レベルとして、 トランジスタ 126を完全にオフすることとなる。 同様に、 ダイオード D 2に順方向電流が流れるのは、 端子 AG 2の電圧が、 低位 側電圧 Vs sをダイォ一ド D 2の順方向電圧に相当する電圧 Voffset2だけ低位側に シフトした電圧よりもさらに低位である場合であるため、 レベルシフ夕 254は、 低位側電圧 V s sよりも電圧 Voffset2だけ低位側にレベルシフ卜することとなる。 そして、 コンパレー夕 204は、 ダイオード D 2に順方向電流が流れる場合に、 その出力信号を 「H」 レベルとして、 トランジスタ 125をオンとする。 また、 コ ンパレ一夕 204は、 ダイォ一ド D 2に順方向電流が流れない場合に、 その出力信 号を 「L」 レベルとして、 トランジスタ 125を完全にオフすることとなる。

[3. 1. 1] コンパレー夕の構成

ここで、 低位側電圧 Vs sに接続されるコンパレー夕 203、 204の一例につ いて図 6を参照して説明する。

図 6に示されるように、 コンパレー夕 203 ( 204) は、 一対の負荷トランジ ス夕 23 1、 232と、 一対の入カトランジス夕 233、 234と、 出カトランジ ス夕 235と、 定電流源 236、 237とから構成される。 このうち、 負荷トラン ジス夕 23 1、 232および出カトランジス夕 235は Nチャネル電界効果型であ るが、 入力卜ランジス夕 233、 234は Pチャネル電界効果型である。 そして、 入力卜ランジス夕 233、 234の各ゲートが、 それぞれコンパレー夕 203 (2 04) の負入力端 （一） 、 正入力端 （+ ) となる一方、 出力トランジスタ 235の ソースが出力端 OUTとなっている。

このようにコンパレー夕 203 (204) は、 高位側電圧 Vddに接続されるコ ンパレ一夕 201 (202) (図 2参照） とは、 全く逆極性で構成される。

[3. 1. 2] 動作

ここで、 コンパレ一夕の動作を図 7を参照して説明する。

図 7にコンパレ一夕の動作フローチャートを示す。

コンパレ一夕 203は、 その負入力端 （―） の電圧が、 低位側電圧 Vs s—コン パレー夕のオフセッ ト電圧よりも絶対値で小さいか否かにより、 ダイォ一ド D 1に 順方向電流が流れているか否かを判別する （ステップ Sa l 1) 。

ステップ S a 1 1における判別結果が 「Ye s」 であれば、 トランジスタ 126 をオンする （ステップ S a 12) 。

一方、 ステップ S a 11における判別結果が 「No Jであれば、 トランジスタ 1 26をオフする （ステップ S a 13) という動作を繰り返して実行することになる。 同様に、 コンパレ一夕 204は、 その負入力端 （―） の電圧が低位側電圧 Vs s —コンパレー夕のオフセット電圧を越えているか否かにより、 ダイオード D2に順 方向電流が流れているか否かを判別する （ステップ Sb l 1) 。

ステップ S b 11における判別結果が 「Ye s」 であれば、 トランジスタ 125 をオンする （ステップ Sb 12) 。

一方、 ステップ Sb 11における判別結果が 「No」 であれば、 トランジスタ 1 25をオフする （ステップ Sb l 3) という動作を繰り返して実行することになる。 このように、 本第 2実施形態にかかる電力供給装置にあっては、 ダイオード D l、 D 2に順方向電流が流れない場合には、 トランジスタ 126、 125が完全にオフ するので、 電流が、 端子 AG1、 AG 2から低位電圧 Vs sへの方向には流れない。 一方、 電界効果型であるトランジスタ 125、 126のオフ時のリーク電流は、 ダイオードのそれと比べるとはるかに少ない。 これらのため、 本第 2実施形態にか かる電力供給装置によれば、 第 1実施形態の場合と同様に無発電状態の場合や起電 圧が小振幅である場合におけるリーク電流を極めて低く抑えることが可能となる。 また、 トランジスタ 125、 126のソースは低位側電圧 Vs sに接続され、 そ のドレインは、 電圧 Vs sよりも高位側に接続されているため、 トランジスタ 12 5、 126の寄生ダイオード D3、 D4は、 図 5において破線で示される方向で発 生する。 このため、 第 1回目の起動時など、 コンデンサ 140の蓄電が不十分であ る等の理由によってコンパレー夕 203、 204が動作しない場合であっても、 ト ランジス夕 125、 126のソースから ドレイン方向に電流を流すことは可能とな る。

したがって、 発電機 100の発電された電圧が小振幅であっても、 その寄生ダイ オード D3、 D4、 ダイオード D l、 D 2からなるダイオードブリッジの整流によ つて、 コンデンサ 140を充電することが可能となる。

この場合において、 寄生ダイオード D3、 D4に充電電流が流れると、 寄生トラ ンジス夕が導通状態となって CMOS L S Iに特有の現象であるラッチアップを 引き起こすおそれがある。 しかしながら、 このラッチアップは、 ガードバンドや、 . トレンチ分離などの集積回路技術によつて防止することは十分可能である。

本第 2実施形態における他の動作については、 第 1実施形態と同様である。 した がって、 その効果も第 1実施形態と全く同等である。

[ 4 ] 第 3実施形態

[ 4 . 1 ] 第 3実施形態の構成

次に、 本発明の第 3実施形態にかかる電力供給装置の構成について図 8を参照し て説明する。

上述した第 1実施形態にあっては、 コンパレー夕 2 0 1、 2 0 2の各出力をイン バ一夕 1 2 3、 1 2 4によってそれぞれ反転する構成としていた。

これに対し、 本第 3実施形態にかかる電力供給装置は、 コンパレータの入力を入 れ替えることによって、 インバー夕 1 2 3、 1 2 4を用いない構成としたたもので ある。

すなわち、 図 8におけるコンパレ一夕 2 0 5の正入力端 （+ ) には、 端子 A G 1 の電圧が供給される一方、 その負入力端 （一） には、 レベルシフ夕 2 5 1によって 高位側電圧 V d dが電圧 Voffsetlだけ高位側にレベルシフ卜された電圧が供給され ている。

このため、 コンパレー夕 2 0 5は、 ダイオード D 1に順方向電流が流れる場合に、 その出力信号を 「L」 レベルとして、 トランジスタ 1 2 2をオンとする。

また、 コンパレー夕 2 0 5は、 ダイオード D 1に順方向電流が流れない場合に、 その出力信号を 「H」 レベルとして、 トランジスタ 1 2 2を完全にオフすることと なる。

同様に、 コンパレー夕 2 0 6の正入力端 （+ ) には、 端子 A G 2の電圧が供給さ れる。

また、 コンパレータ 2 0 6の負入力端 （一） には、 レベルシフ夕 2 5 2によって 高位側電圧 V d dが電圧 Voffset2だけ高位側にレベルシフトされた電圧が供給され ている。

このため、 コンパレ一夕 2 0 6は、 ダイオード D 2に順方向電流が流れる場合に、 その出力信号を 「L」 レベルとして、 トランジスタ 121をオンとする一方、 ダイ. オード D 1に順方向電流が流れない場合に、 その出力信号を 「H」 レベルとして、 トランジスタ 121を完全にオフすることとなる。

このような第 3実施形態によれば、 インバー夕を不要とするので、 その分、 構成 を簡略化することが可能となる。

なお、 同様に、 第 2実施形態においても、 コンパレータ 203、 204の入力を 入れ替えることによってィンバ一夕 123、 124を用いない構成とすることが可 能である。 [5] ダイオード D 1、 D 2の集積化

上述した各実施形態にあっては、 トランジスタ 121、 122 ( 125、 126) 、 コンパレー夕 201、 202 ( 203、 204あるいは 205、 206) 、 レベル シフ夕 251、 252 (253、 254) を、 ィンバ一夕 123、 124 (第 3実 施形態を除く） とともに集積化することが可能である。 ここで、 さらに、 ダイォ一 ド D l、 D 2も併せて集積化すれば、 回路規模の縮小や、 コストダウン等を図るこ とも可倉 ¾となる。

しかし、 ダイオード D l、 D 2も集積化する場合には、 条件によって整流が正常 に動作しないという不都合も考えられる。 そこで、 この不都合について検討するこ ととする。

集積化する際の基板が N型である場合、 一般に、 ダイオードは、 図 9に示される ように構成されるため、 その順方向電流が①で示される方向に流れる。

しかし、 N型の基板まで含めて考えると、 図に示されるような NPN型のバイポ —ラトランジス夕が寄生的に構成されてしまう。 そして、 順方向電流が①で示され る方向に流れると、 この電流がトリガとなって、 寄生的なバイポーラトランジスタ がオンとなってしまうおそれがある。

ここで、 ダイオード D l、 D 2を低位側電圧 Vs sに接続する場合に、 N型基板 を用いてダイオード D l、 D 2を集積化すると、 図 10に示されるように、 ダイォ —ド D 1、 D 2が寄生的な NPN型のバイポーラトランジスタとなってしまう場合 がある。 このような場合に、 順方向電流が①の方向で流れると、 コレクタ電流が②で示さ れる方向に流れるので、 高位側電圧 V d dと端子 A G 1または A G 2とが短絡状態 となって、 整流が正常に動作しなくなってしまう、 という不都合が生じる可能性が ある。

したがって、 N型基板で集積化する場合には、 寄生的な N P N型のバイポーラト ランジス夕が構成されないように、 図 1に示される第 1実施形態のようにダイォー ド D 1、 D 2を高位側電圧 V d dに接続する構成とするのが望ましいと考えられる。 反対に、 P型基板で集積化する場合には、 寄生的な P N P型のバイポーラ卜ラン ジス夕が構成されないように、 図 5に示される第 2実施形態のようにダイォード D I s D 2を低位側電圧 V s sに接続する構成するのが望ましいと考えられる。

[ 6 ] 電子時計

次に、 本発明の電力供給装置を適用した電子機器の一例たる電子時計 （腕時計） について説明する。

[ 6 . 1 ] 電子時計の概略構成

図 1 1は、 この電子時計の概略構成を示す図である。

図 1 1に示されるように、 腕時計に好適な発電機 1 0 0は、 コイル 1 1 0が卷回 されたステ一夕 1 1 2と、 2極磁化されたディスク状の口一夕 1 1 4とを備えてお り、 腕時計を装着したユーザが手を振ると、 回転錘 1 1 6が旋回運動し、 当該運動 が輪列機構 1 1 8によってロー夕 1 1 4を回転させる構成となっている。 したがつ て、 このような発電機 1 0 0によれば、 回転錘 1 1 6の旋回によってコイル 1 1 0 の両端に位置する端子 A G 1、 A G 2の間には交流電力が発生することとなる。 そして、 発電機 1 0 0によって発電された交流電力は、 充電回路 4 0 0によって 全波整流されて、 コンデンサ 1 6 0に充電されるとともに、 処理部 6 0 0に供給さ れる。

処理部 6 0 0は、 コンデンサ 1 6 0に充電された電力、 または、 電力供給装置 5 0 0によって全波整流された電力によって時計装置 1 5 1を駆動するものである。 時計装置 1 5 1は、 水晶発振器や、 カウン夕回路、 ステッピングモー夕などから構 成されており、 水晶発振器によって生成されるクロック信号をカウン夕回路で分周 し、 この分周結果に基づいて時刻を計時するとともに、 ステッピングモ一夕を駆動 して、 時刻等を表示するようになっている。

[6. 2] 電子時計の電気的構成

図 12は、 この電子時計の電気的構成を示すブロック図である。

図 12に示されるように、 この電子時計は、 上記第 1実施形態にかかる電力供給 装置を用いている。 さらに、 この電子時計の電力供給装置 500は、 昇降圧回路 3 00を備えている。

この昇降圧回路 300は、 コンデンサ 140の充電電圧を必要に応じて昇圧して コンデンサ 160に充電し、 この電子時計の負荷である処理部 600、 インバー夕 123、 124、 コンパレー夕 201、 202等の回路各部に電源として供給する ものである。 詳細には、 昇降圧回路 300は、 低位側電圧 Vs sと基準電位たる高 位側電圧 Vddとの線間電圧 （絶対値） で示される電源電圧が回路各部の動作可能 な電圧下限値 （もしくはその近傍値） に低下すると、 昇圧倍数を 1段階上げる。 ま た、 昇降圧回路 300は、 電圧上限値 （もしくはその近傍値） に上昇すると昇圧倍 数を 1段階下げる。

ここで、 昇降圧回路 300について詳細に説明する。

昇降圧回路 300は、 図 13に示すように、 コンデンサ 140の高電位側端子に 一方の端子が接続されたスィッチ SW1と、 スイ チ SW1の他方の端子に一方の 端子が接続され、 他方の端子が高容量 2次電源 48の低電位側端子に接続されたス イッチ SW2と、 スィッチ SW 1とスィッチ SW2との接続点に一方の端子が接続 されたコンデンサ 300 aと、 コンデンサ 300 aの他方の端子に一方の端子が接 続され、 他方の端子がコンデンサ 140の低電位側端子に接続されたスィツチ SW 3と、 一方の端子がコンデンサ 160の低電位側端子に接続され、 他方の端子がコ ンデンサ 300 aとスィツチ SW3との接続点に接続されたスィヅチ SW4と、 コ ンデンサ 140の高電位側端子とコンデンサ 160の高電位側端子との接続点に一 方の端子が接続されたスイッチ SW1 1と、 スィッチ SW1 1の他方の端子に一方 の端子が接続され、 他方の端子がコンデンサ 140の低電位側端子に接続されたス ィツチ SW 12と、 スィツチ SW 1 1とスィヅチ SW 12との接続点に一方の端子 が接続されたコンデンサ 300 bと、 コンデンサ 300 bの他方の端子に一方の端 子が接続され、 スィッチ SW 12とコンデンサ 140の低電位側端子との接続点に. 他方の端子が接続されたスィツチ SW 13と、 一方の端子がコンデンサ 300 bと スィッチ SW13との接続点に接続され、 他方の端子がコンデンサ 160の低電位 側端子に接続されたスィツチ SW 14と、 スィツチ SW 1 1とスィツチ SW 12と の接続点に一方の端子が接続され、 コンデンサ 300 aとスィッチ SW3との接続 点に他方の端子が接続されたスィツチ SW21と、 を備えて構成されている。

この場合において、 昇降圧回路 300の周辺回路としては、 電源電圧を検出する 電圧検出回路と、 電圧検出回路の検出結果に基づいて昇降圧動作を制御する制御回 路が設けられている。

そして、 制御回路は、 電圧検出回路の電源電圧検出結果に基づいて昇降圧倍率の 切替制御を行っている。

そして、 昇降圧回路 300は、 外部の基準クロック生成回路で作成された昇降圧 クロヅク CKUDに基づいて動作している。

この昇降圧回路 300の動作について、 図 14を参照して、 3倍昇圧時を例とし て説明する。

昇降圧回路 300は、 外部より入力された昇降圧クロック CKUDに基づいて動作 しており、 3倍昇圧時には、 図 14に示すように、 第 1の昇圧クロヅクタイ ミング (パラレル接続タイミング） においては、 スィッチ SW1をオン、 スィヅチ SW2 をオフ、 スィッチ SW3をオン、 スィッチ SW4をオフ、 スィッチ SWl 1をオン、 スィッチ SW12をオフ、 スィッチ SW13をオン、 スィッチ SW14をオフ、 ス ィツチ SW21をオフとする。

この場合において、 昇降圧回路 3 ΰ θは、 コンデンサ 300 aおよびコンデンサ 300 bにコンデンサ 140から電源が供給され、 コンデンサ 300 aおよびコン デンサ 300 bの電圧がコンデンサ 140の電圧とほぼ等しくなるまで充電がなさ れることとなる。

次に第 2の昇圧クロックタイミング （シリアル接続タイミング） においては、 ス イッチ SW1をオフ、 スィッチ SW2をオン、 スィッチ SW3をオフ、 スィッチ S W4をオフ、 スィッチ SW1 1をオフ、 スィッチ SW12をオフ、 スィッチ SW 1 3をオフ、 スィッチ SW14をオン、 スィッチ SW2 1をオンとする。 この場合において、 昇降圧回路 300は、 コンデンサ 140、 コンデンサ 300. aおよびコンデンサ 300 bはシリアルに接続されて、 コンデンサ 140の電圧の 3倍の電圧でコンデンサ 160が充電され、 3倍昇圧が実現されることとなる。

同様にして、 2倍昇圧、 1. 5倍昇圧、 昇圧なし （1倍昇圧） 、 1/2倍降圧を 実現することができる。

このような昇降圧回路 300を設けているため、 コンデンサ 140の充電が不十 分な場合であっても、 電源電圧 Vs sは動作可能電圧の範囲内に維持される。

従って、 コンパレー夕 201、 202によるトランジスタ 121、 122の制御 が可能となって、 小振幅の交流電圧を整流することが可能となる。

また、 トランジスタ 121、 121のゲート電圧を供給するインバー夕 123、 124の駆動能力も高められるので、 トランジスタ 121、 122のオン抵抗が低 下して整流効率を高めることも可能となる。

さらに、 コンデンサ 140の蓄電が不十分で場合であって、 昇圧によってもコン パレ一夕 201、 202が動作しない場合であっても、 寄生ダイオード D 3、 D4、 ダイオード D l、 D 2からなるダイオードブリッジの整流によって、 コンデンサ 1 40を充電することが可能な点は上述した通りである。

また、 この電子時計において、 上記第 1実施形態にかかる電力供給装置を適用し た理由は、' 次の通りである。 すなわち、 この電子時計においては、 基準電位を高位 側電圧 Vddとしているため、 電圧 Vs sとして例えば- 1.5Vを得るには、 昇降圧 回路 300の最高昇圧倍数が 3倍であれば、 少なくとも、 電圧 Vs s' として- 0.5 Vが必要となる。 ここで、 電子時計の電力供給装置として、 第 2実施形態にかかる 電力供給装置を適用すると、 コンパレ一夕 203 (204) の入力端には、 Vss， として- 0.5Vが （図 5にあってはレベルシフトされて） 印加される。

しかしながら、 時計用に適用されるトランジスタでは、 そのしきい値電圧 Vt h は 0.6V程度であるため、 定電流源 236 (図 6参照） が非飽和状態となる。 このた め、 電流が十分に流れないため、 正常な比較動作が行われなくなってしまう。 こ れに対して第 1実施形態にかかる電力供給装置では、 コンパレー夕の入力端には基 準電位たる高位側電圧 Vddが （図 1にあってはレベルシフトされて） 印加される ため、 回路的に安定であり、 望ましいと言えるからである。 反対に、 上述した電子時計において、 基準電位を低位側電圧 Vs sとする場合に は、 第 2実施形態にかかる電力供給装置を適用するのが望ましいと考えられる。

[7] 実施形態の変形例

[7. 1] 第 1変形例

上記第 1、 第 2、 第 3実施形態および電子時計にあっては、 トランジスタ 12 Is 122、 125、 126を Nチャネルあるいは Pチャネル電界効果型としたが、 N PN型あるいは PNP型のバイポ一ラトランジス夕を用いても良い。 ただし、 バイ ポーラトランジスタにあっては、 ェミツ夕/コレクタ間の飽和電圧が通常 0.3V程度 であるので、 発電機 100の起電圧が小さい場合には、 上述のように電界効果型と するのが望ましい。

[7. 2] 第 2変形例

上記第 1、 第 2、 第 3実施形態および電子時計にあっては、 電力を充電する主体 をコンデンサ 140としたが、 電力を蓄電することが可能であれば十分であり、 例 えば、 二次電池であっても良い。

[7. 3] 第 3変形例

また、 発電機 100としては、 図 10に示されるもののほか、 例えば、 ゼンマイ などの復元力により回転運動を発生させて、 この回転運動によって起電力を発生さ せるタイプや、 圧電体に対して外部あるいは自励による振動や変位を加えて、 その 圧電効果によって電力を発生させるタイプなどであっても良い。 要は、 交流電力を 発電するものであれば、 その形式は問われない。

[7. 4] 第 4変形例

さらに、 上記実施形態にかかる電力供給装置が適用される電子機器としては、 上 記電子時計のほか、 液晶テレビや、 ビデオテープレコーダ、 ノート型パーソナルコ ンビュー夕、 携帯電話、 PDA (Personal Digital Assistanし '個人情報端末） 、 電卓などが例として挙げられ、 要は、 電力を消費する電子機器であれば、 いかなる ものに対しても適用可能である。 そして、 このような電子機器においては、 一次電 池を使わず、 発電機から供給される電力で、 電子回路系や機構系を稼働させること ができるので、 いつでもどこでも使用することができるとともに、 煩わしい電池の 交換を不要にでき、 さらに、 電池の廃棄に伴う問題も生じることもない。

[ 7 . 5 ] 第 5変形例

以上の説明においては、 発電機を備える構成について説明したが、 発電機を備え ない携帯機器であっても、 外部の交流電源 （例えば、 商用電源） から電力を供給さ れ、 上記実施形態の整流回路を用いて整流を行い、 蓄電装置 （コンデンサ、 二次電 池等） に電力を蓄える構成を有するものであれば、 適用が可能である。

この場合においても、 整流が行われていない場合におけるリーク電流による無駄 な電力の消費が抑えられ、 より低消費電力化を図ることが可能となる。 [ 8 ] 実施形態の効果

以上説明したように本実施形態によれば、 第 1の整流ュニットに順方向電流が流 れない場合には制御ユニットによって第 2のスイッチングュニヅ 卜がオフされ、 第 2の整流ュニッ卜に順方向電流が流れない場合には制御ュニットによって第 1のス ィツチングュニッ卜がオフされる。

したがって、 第 1および第 2の整流ユニッ トのいずれにも順方向電流が流れない 場合、 すなわち、 整流が行われていない場合、 第 1および第 2のスイッチングュニ ヅ 卜はオフにされて、 上記いずれの閉ルートも遮断されるので、 第 1の整流ュニッ トおよび第 2の整流ュニッ卜のリーク電流による無駄な電力の消費が抑えられ、 よ り低消費電力化を図ることが可能となる。

また、 本実施形態によれば、 第 1の整流ユニットおよび第 2の整流ユニッ トを含 めた各部の集積化が容易であるため、 回路規模の縮小化を図ることが可能となる。 このため、 空間的制約の大きい腕時計などの電子機器にあっても、 スペースを有効 に活用することが可能となる。 さらに、 各部の集積化によって、 製造コストの低減 化を図ることも可能となる。

Claims

1 . 第 1および第 2の電源ラインに基づいて電力を供給する電力供給装置であつ て、

交流電圧が給電される一方の端子と前記第 1の電源ラインとに接続された第 1の 整流手段と、

前記交流電圧が給電される他口方の端子と前記第 1の電源ラインとに接続された第 盲

2の整流手段と、

前記一方の端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第

の- 1のスイッチング 手段と、

前記他方の端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスィツチング 囲

手段と、

前記第 1の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 2のスィヅチング手 段をオフに制御し、 前記第 2の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 1 のスィツチング手段をオフに制御する制御手段と

を具備することを特徴とする電力供給装置。

2 . 前記第 1の整流手段および第 2の整流手段は、 それぞれダイオードである ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

3 . 前記第 1の整流手段としてのダイオードは、 そのリーク電流が前記第 1のス ィツチング手段がオフ状態にある場合のリーク電流よりも大きく、 前記第 2の整流 手段としてのダイオードは、 そのリーク電流が前記第 2のスィッチング手段がォフ 状態にある場合のリーク電流よりも大きいことを特徴とする請求の範囲第 2項記載 の電力供給装置。

4 . 前記第 1および第 2の整流手段としてのダイオードは、 P型あるいは N型基 板で集積化されるものであり、

前記第 1の電源ラインは、 前記 N型基板で集積化される場合には前記第 2の電源 ラインよりも高位であり、 前記 P型基板で集積化される場合には前記第 2の鼋源ラ インよりも低位である

ことを特徴とする請求の範囲第 2項記載の電力供給装置。

5 . 前記第 1および第 2のスイッチング手段は、 それぞれ電界効果型トランジス. 夕であることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

6 . 前記第 1のスィッチング手段としての電界効果型トランジスタの寄生ダイォ —ドと、 前記第 2のスイッチング手段としての電界効果型トランジスタの寄生ダイ オードと、 前記第 1の整流手段と、 前記第 2の整流手段とによってブリッジ回路が 構成される

ことを特徴とする請求の範囲第 5項記載の電力供給装置。

7 . 前記制御手段は、

前記第 1の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 2のスィツチング手 段をオフに制御する第 1の制御手段と、

前記第 2の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 1のスィツチング手 段をオフに制御する第 2の制御手段と

を備えていることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

8 . 前記制御手段は、

前記一方の端子に基づく電圧レベルと、 前記第 1の電源ラインに基づく電圧レべ ルとを比較することによって、 前記第 1の整流手段に順方向電流が流れたか否かを 判別し、

前記他方の端子に基づく電圧レベルと、 前記第 1の電源ラインに基づく電圧レべ ルとを比較することによって、 前記第 2の整流手段に順方向電流が流れたか否かを 判別する

ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

9 . 前記第 1の電源ラインは前記第 2の電源ラインよりも高電位であって、 前 記制御手段は、 一方の端子の電圧レベルが、 第 1の電源ラインのレベルよりある所 定の電圧レベルを加算した電圧レベルを超えたか否かに基づいて第 1の整流手段に 順方向電流が流れたか否かを判別し、

他方の端子の電圧レベルが第 1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧レベル を加算した電圧レベルを超えたか否かに基づいて第 2の整流手段に順方向電流が流 れたか否かを判別することを特徴とする請求の範囲第 8項記載の電力供給装置。

1 0 . 前記第 1の電源ラインは前記第 2の電源ラインよりも低電位であって、 前記制御手段は、 一方の端子の電圧レベルが、 第 1の電源ラインのレベルよりあ. る所定の電圧レベルを減算した電圧レベル未満であるか否かに基づいて第 1の整流 手段に順方向電流が流れたか否かを判別し、

他方の端子の電圧レベルが第 1の電源ラインのレベルよりある所定の電圧レベル を減算した電圧レペル未満であるか否かに基づいて第 2の整流手段に順方向電流が 流れたか否かを判別することを特徴とする請求の範囲第 8項記載の電力供給装置。

1 1 . 前記制御手段は、 前記所定電圧レベルをオフセットすることを特徴とする 請求の範囲第 9項または第 1 0項記載の電力供給装置。

1 2 . 前記所定電圧レベルは、 対応する整流手段の順方向電圧に相当する電圧で あることを特徴とする請求の範囲第 9項ないし第 1 1項のいずれかに記載の電力供

1 3 . 少なくとも前記第 1のスイッチング手段、 前記第 2のスイッチング手段及 び前記制御手段は、 一つの半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求の 範囲第 1項記載の電力供給装置。

1 4 . 前記第 1の電源ライン及び前記第 2の電源ラインを介して供給された電力 を蓄電する蓄電手段を備え、

前記蓄電手段から前記制御手段に電源を供給することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

1 5 . 前記第 1の電源ライン及び前記第 2の電源ラィンを介して供給された電力 を蓄電する蓄電手段と、

前記蓄電手段の出力電圧を昇圧し、 昇圧後の電力を前記制御手段の電源として供 給することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の電力供給装置。

1 6 . 前記第 1の電源ラインは基準電位として設定されることを特徴とする請求 の範囲第 1 5項記載の電力供給装置。

1 7 . 前記交流電圧を給電すべく交流電力を発電する交流発電手段を備えたこと を特徴とする請求の範囲第 1項ないし第 1 6項のいずれかに記載の電力供給装置。

1 8 . 交流電圧が給電される一方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 1 の整流手段と、

前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流手段と、

前記一方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスィツチング手段 と、

前記他方の端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスイッチング 手段と

を備え、 前記第 1および第 2の電源ラインに基づいて電力を供給する電力供給方 法であって、

前記第 1の整流手段に順方向電流が流れてレ、なければ前記第 2のスイッチング手 段をオフに制御し、 前記第 2の整流手段に順方向電流が流れていなければ、 前記第 1のスイッチング手段をオフに制御する

ことを特徴とする電力供給方法。

1 9 . 一方の端子および他方の端子間に交流電圧を発生させる発電手段と、 前記一方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 1の整流手段と、

前記他方の端子と前記第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流手段と、 前記一方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスィツチング手段 と、

前記他方の端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスイッチング 手段と、

前記第 1の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 2のスィツチング手 段をオフに制御し、 前記第 2の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 1 のスィヅチング手段をオフに制御する制御手段と、

前記第 1および第 2の電源ラインに基づいて供給された電力によって、 所定の処 理を実行する処理手段と

を具備することを特徴とする携帯型電子機器。

2 0 . 一方の端子および他方の端子間に交流電圧を発生させる発電手段と、 前記一方の端子と第 1の電源ラインとに接続された第 1の整流手段と、

前記他方の端子と前記第 1の電源ラインとに接続された第 2の整流手段と、 前記一方の端子と第 2の電源ラインとの間に接続された第 1のスイッチング手段 と、 前記他方の端子と前記第 2の電源ラインとの間に接続された第 2のスィ 手段と、

前記第 1の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 2のスィツチング手 段をオフに制御し、 前記第 2の整流手段に順方向電流が流れていなければ前記第 1 のスィツチング手段をオフに制御する制御手段と、

前記第 1および第 2の電源ラインに基づいて供給された電力によって、 時刻を計 時する計時手段と

を具備することを特徴とする電子時計。