CN1277750A - 电力供给装置、电力供给方法、携带式电子装置和电子钟表 - Google Patents

电力供给装置、电力供给方法、携带式电子装置和电子钟表 Download PDF

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Abstract

配有与供给交流电压的一个端子和高电位侧电压连接的第1二极管,与供给交流电压的另一个端子和高电位侧电压连接的第2二极管,被连接在一个端子和低电位侧电压之间的晶体管,以及被连接在另一个端子和低电位侧之间的第二晶体管,由于比较器在第1二极管中不流过正方向电流的情况下截止第2晶体管,比较器在第2二极管中不流过正方向电流的情况下截止第1晶体管,所以高效率地整流发电的交流电动势,进行电力供给,同时可以将无发电状态情况和电动势为小振幅情况下的泄漏电流抑制得很低。

Description

电力供给装置、电力供给方法、携带式 电子装置和电子钟表
技术领域
本发明涉及电力供给装置、电力供给方法和使用该装置的携带式电子装置以及电子钟表，特别涉及高效率地整流发电的交流电力，供给电力，并抑制无发电状态等下的泄漏电流的技术。
背景技术
作为手表装置那样的小型携带式电子装置，如果内装发电机，那么任何时候都能工作，此外，不必进行麻烦的电池更换作业。其中，如果利用发电机发电的电力为交流电，那么作为整流电路，一般可考虑使用二极管电桥电路。但是，由于产生因两个二极管部分的电压降所造成的损失，所以二极管电桥电路不适合在小型携带式电子装置中使用的发电机即发电小振幅交流电压的发电机的整流。
因此，提出在四个二极管中将两个二极管替换成晶体管的整流电路。
在这样的结构中，发电机第一端子的电压电平如果因发电超过对应的第1晶体管的阈值电压，那么由于该第1晶体管导通，所以电流沿第一端子→第1二极管→电容器→第1晶体管→第二端子的闭环流动。结果，使电容器充电。
另一方面，发电机第二端子的电压电平如果超过对应的第2晶体管的阈值电压，那么由于该第2晶体管导通，所以电流沿第二端子→第2二极管→电容器→第2晶体管→第一端子的闭环流动。结果，使电容器充电。
因此，由于在发电机的两端子之间产生的交流电力被全波整流，并且由于全波整流时的电压降产生的损失用一个二极管可以解决，所以即使在发电机0发电小振幅的交流电压的情况下，利用充电的电容器或利用整流的电流仍然可以直接驱动负荷。
但是，在第1和第2二极管中，实际上流动泄漏电流，即在相反方向上流动微小的电流。因此，在发电机不发电状态的情况下和其电动势为小振幅的情况下，由于发电机的两端子电压与基准电位偏移，所以第1或第2晶体管未完全截止。
因此，在这种情况中的发电机的端子电压稳定在由泄漏电流造成的二极管电阻部分和晶体管未完全截止而产生的电阻部分确定的分压比的电平上。而且，由于该稳定的电平，晶体管有一些导通迹象，所以就会导致好不容易充电的电容器的电力被放电，电力被白白消耗的情况。
特别是，作为小型携带式电子装置，由于要求其消耗电流为几百nA左右的极低的值，所以就不能忽视几十nA左右的二极管泄漏电流的影响。
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种高效率整流发电的交流电动势，并作为电力供给，同时将无发电状态情况下和电动势为小振幅情况下的泄漏电流抑制得极低的电力供给装置，电力供给方法和使用该装置的携带式电子装置，以及电子钟表。
发明的公开
本发明的第一形态是基于第一和第二电源线路供给电力的电力供给装置，其特征在于包括：第一整流单元，与供给交流电压的一个端子和所述第一电源线路连接；第二整流单元，与供给所述交流电压的另一个端子和所述第一电源线路连接；第一开关装置，被连接在所述一个端子和所述第二电源线路之间；第二开关装置，被连接在所述另一个端子和所述第二电源线路之间；和控制单元，如果在所述第一整流单元中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关单元使其截止，而如果在所述第二整流单元中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关单元使其截止。
而且，本发明第一形态的特征在于，所述第一整流单元和第二整流单元分别为二极管。
而且，本发明第一形态的特征在于，作为所述第一整流装置的二极管，其泄漏电流比所述第一开关装置处于截止状态情况下的泄漏电流大，作为所述第二整流装置的二极管，其泄漏电流比所述第二开关装置处于截止状态情况下的泄漏电流大。
此外，本发明第一形态的特征在于，作为所述第一和第二整流单元的二极管用P型或N型衬底使其集成化，所述第一电源线路在用所述N型衬底集成化的情况下有比所述第二电源线路高的电位，而在用所述P型衬底集成化的情况下有比所述第二电源线路低的电位。
此外，本发明的第一形态的特征在于，所述第一和第二开关单元分别是场效应晶体管。
而且，本发明的第一形态的特征在于，利用作为所述第一开关单元的场效应晶体管的寄生二极管、作为所述第二开关单元的场效应晶体管的寄生二极管、所述第一整流单元和所述第二整流单元构成电桥电路。
此外，本发明的第一形态所述控制单元的特征在于，包括：第一控制单元，如果在所述第一整流单元中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关单元使其截止；第二控制单元，如果在所述第二整流单元中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关单元使其截止。
此外，本发明第一形态的所述控制单元的特征在于，通过比较基于所述一个端子的电压电平和基于所述第一电源线路的电压电平，判别在所述第一整流单元中是否流动正方向电流，通过比较基于所述另一个端子的电压电平和基于所述第一电源线路的电压电平，判别在所述第二整流单元中是否流动正方向电流。
此外，本发明第一形态的特征在于，第一电源线路有比所述第二电源线路高的电位，控制单元根据一个端子的电压电平是否超过第一电源线路电平与某个预定电压电平相加所获得的电压电平来判别在第一整流单元中是否流动正方向电流，根据另一个端子的电压电平是否超过第一电源线路电平与某个预定电压电平相加所获得的电压电平来判别在第二整流单元中是否流动正方向电流。
此外，本发明第一形态的特征在于，第一电源线路有比第二电源线路低的电位，控制单元根据一个端子的电压电平是否低于从第一电源线路的电平减去某个预定电压电平所获得的电压电平来判别在第一整流单元中是否流动正方向电流，根据另一个端子的电压电平是否低于从第一电源线路的电平减去某个预定电压电平所获得的电压电平来判别在第二整流单元中是否流动正方向电流。
而且，本发明第一形态的控制单元的特征在于，偏置所述预定电压电平。
而且，本发明第一形态的预定电压电平的特征在于，是与对应的整流单元的正方向电压相当的电压。
此外，本发明第一形态的特征在于，至少第一开关单元、第二开关单元和控制单元被形成在一个半导体衬底上。
此外，本发明第一形态的特征在于，配有对通过第一电源线路和第二电源线路供给的电力进行蓄电的蓄电单元，由蓄电单元对控制单元供给电源。
此外，本发明第一形态的特征在于，配有对通过第一电源线路和第二电源线路供给的电力进行蓄电的蓄电单元，升压蓄电单元的输出电压，将升压后的电力作为所述控制单元的电源进行供给。
而且，本发明第一形态的特征在于，第一电源线路被设定为基准电位。
而且，本发明第一形态的特征在于，配有产生应该供给交流电压的交流电力的交流发电单元。
此外，本发明第二形态是根据第一和第二电源线路供给电力的电力供给方法，此方法中备有：第一整流单元，与供给交流电压的一个端子和第一电源线路连接；第二整流单元，与供电所述交流电压的另一个端子和第一电源线路连接；第一开关单元，被连接在一个端子和第二电源线路之间；和第二开关单元，被连接在另一个端子和第二电源线路之间，其特征在于，如果在第一整流单元中不流过正方向电流，那么控制第二开关单元使其截止，而如果在第二整流单元中不流过正方向电流，那么控制第一开关单元使其截止。
此外，本发明的第三形态的特征在于，包括：发电单元，在一个端子和另一个端子之间产生交流电压；第一整流单元，与一个端子和第一电源线路连接；第二整流单元，与另一个端子和第一电源线路连接；第一开关单元，被连接在一个端子和第二电源线路之间；第二开关单元，被连接在另一个端子和第二电源线路之间；控制单元，如果在第一整流单元中不流过正方向电流，那么控制第二开关单元使其截止，而如果在第二整流单元中不流过正方向电流，那么控制第一开关单元使其截止；和处理单元，利用基于第一和第二电源线路供给的电力，实施预定的处理。
此外，本发明的第四形态的特征在于，包括：发电单元，在一个端子和另一个端子之间产生交流电压；第一整流单元，与一个端子和第一电源线路连接；第二整流单元，与另一个端子和第一电源线路连接；第一开关单元，被连接在一个端子和第二电源线路之间；第二开关单元，被连接在另一个端子和第二电源线路之间；控制单元，如果在第一整流单元中不流过正方向电流，那么控制第二开关单元使其截止，而如果在第二整流单元中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止；和计时单元，利用基于第一和第二电源线路供给的电力计时时间。
附图的简单说明
图1是表示本发明第一实施例的电力供给装置的结构的电路图。
图2是表示第一实施例的比较器一例的电路图。
图3是说明第一实施例的电力供给装置工作的时序图。
图4(a)和图4(b)是分别说明第一实施例的电力供给装置的工作的流程图。
图5是表示本发明第二实施例的电力供给装置的结构的电路图。
图6是表示第二实施例的比较器一例的电路图。
图7(a)和图7(b)是分别说明第二实施例的电力供给装置的工作的流程图。
图8是表示本发明第三实施例的电力供给装置的结构的电路图。
图9是在N型衬底上形成二极管情况下的剖面图。
图10是表示二极管D1、D2变为寄生双极晶体管情况的电路图。
图11是表示采用本发明实施例的电力供给装置的电子钟表的示意性结构的图。
图12是表示该电子钟表结构的方框图。
图13是升降压电路的结构说明图。
图14是升降压电路的工作的说明图。
图15是表示一般的电力供给装置的结构的电路图。
实施发明的最佳形态
以下，参照附图说明实施本发明的实施形态。
[1]一般的电源供给电路结构
首先，在说明本发明的优选实施例之前，为了深化对本发明的理解，说明配有整流电路的电源供给装置，该整流电路将构成具有整流电路功能的二极管电桥电路的四个二极管中的两个二极管替换成晶体管。
图15表示使用整流电路的电力供给装置的电路结构，该整流电路将构成二极管电桥电路的四个二极管中的两个二极管替换成晶体管。
如图15所示，发电机100的一个端子AG1通过二极管D1与电源的高电位侧电压Vdd连接，另一个端子AG2通过二极管D2与电源的高电位侧电压Vdd连接。而且，端子AG1通过N沟道场效应型晶体管121与电源的低电位侧电压Vss连接，此外，端子AG2通过相同类型的晶体管122与电源的低电位侧电压Vss连接。而且，晶体管121的栅极与端子AG2连接，晶体管122的栅极与端子AG1连接。
再有，电容器140充电整流过的电流，负荷150是以该电容器作为电源执行该电子装置中各种处理的负荷。
在这样的结构中，端子AG1的电压电平如果因发电超过晶体管122的阈值电压，那么由于晶体管122导通，所以电流按端子AG1→二极管D1→电容器140→晶体管122→端子AG2的闭环流动。其结果，使电容器140充电。
另一方面，端子AG2的电压电平如果超过晶体管121的阈值电压，那么由于晶体管121导通，所以电流按端子AG2→二极管D2→电容器140→晶体管121→端子AG1的闭环流动。其结果，使电容器140充电。
因此，由于端子AG1、AG2之间产生的交流电力被全波整流，所以因全波整流时电压降造成的损失仅用一个二极管就解决了。
其结果，即使在发电机100发生小振幅交流电压的情况下，利用被充电的电容器140或利用整流过的电流，可以直接驱动负荷150。
但是，在二极管D1、D2中，如图15中虚线箭头所示，实际上流动泄漏电流IL，即在相反方向上流过微小电流。
更具体地说，从高电位侧电源(Vdd)向低电位侧电源(Vss)通过二极管D1和晶体管121流过泄漏电流IL，或者从高电位侧电源(Vdd)向低电位侧电源(Vss)通过二极管D2和晶体管122流过泄漏电流IL。
因此，在发电机100不发电状态的情况和其电动势为小振幅的情况下，由于端子AG1、AG2的电压与基准电位偏移，所以晶体管121、122不能完全截止。
因此，这种情况下的端子AG1(AG2)的电压稳定在由泄漏电流造成的二极管D1(D2)的电阻部分与晶体管121(122)未完全截止所产生的电阻部分确定的分压比的电平上。而且，因该稳定的电平，晶体管121、122会有一些导通的迹象，从而导致好不容易对电容器140充电的电力会被放电，电力被白白消耗的情况。
[2]第一实施例
[2.1]第一实施例的结构
图1是表示本发明第一实施例的电力供给装置的结构的电路图。
如图1所示，在利用发电机100供给交流电压的一个端子AG1和另一个端子AG2分别通过二极管D1、D2与电源的高电位侧电压Vdd连接方面，本实施例的电力供给装置与图15所示的一般电力供给装置的结构相同。
但是，在端子AG1与电源的低电位侧电压Vss连接的晶体管121根据由倒相器123反向的比较器202的比较结果而被导通截止控制方面，第一实施例的电力供给装置与上述一般的电力供给装置不同。
此外，在端子AG2与低电位侧电压Vss连接的晶体管122根据由倒相器124反向的比较器201的比较结果而被导通截止控制方面，第一实施例的电力供给装置与上述一般的电力供给装置不同。
在这种情况下，比较器201具有判别在二极管D1中正方向电流是否流动的功能。
但是，在第一实施例中，正方向电流流过二极管D1的情况是这样的情况，即端子AG1的电压比起仅按二极管D1的正方向电压使高电位侧电压Vdd为高电位侧上的电平的电压为更高的电位。
因此，在第一实施例中，利用电平位移器251，按仅与二极管D1的正方向电压相当的电压Voffset1使高电位侧电压Vdd电平位移到高电位侧，该电平位移的电压被提供给比较器201的正输入端(+)。
而且，在第一实施例中，在结构上端子AG1的电压提供给比较器201的负输入端(-)。
因此，在二极管D1中流过正方向电流的情况下，比较器201的输出信号变为‘L’电平。
此外，在二极管D1中不流过正方向电流的情况下，比较器201的输出信号变为‘H’电平。
同样地，比较器202具有判别在二极管D2中是否流过正方向电流的功能，在第一实施例中，在二极管D2中流过正方向电流的情况是这样的情况，即端子AG2的电压比起仅按二极管D2的正方向电压使高电位侧电压Vdd为高电位侧上的电平的电压为更高的电位。
因此，在第一实施例中，在结构上利用电平位移器252，按仅与二极管D2的正方向电压相当的电压Voffset2，使高电位侧电压Vdd电平位移到高电位侧，该电平位移的电压被提供给比较器202的正输入端(+)。
而且，在第一实施例中，在结构上端子AG2的电压被提供给比较器202的负输入端(-)。
因此，在二极管D2中流过正方向电流的情况下，比较器202的输出信号变为‘L’电平。
此外，在二极管D2中不流过正方向电流的情况下，比较器202的输出信号变为‘H’电平。
在第一实施例中，电平位移器251、252被分别设置在比较器201、202的正输入端(+)侧，但也可以设置在负输入端(-)侧。
更具体地说，在将电平位移器251、252设置在负输入端(-)侧的情况下，仅按与二极管D1的正方向电压相当的电压Voffset3使端子AG1的电压位移到低电位侧，该位移的电压被提供给比较器201的负输入端(-)。此外，仅按与二极管D2的正方向电压相当的电压Voffset4使端子AG2的电压位移到低电位侧，该位移的电压被提供给比较器202的负输入端(-)。
关键在于比较器201、202只要在结构上能够考虑二极管D1、D2的正方向电压，判别正方向电流是否流过就足够了。因此，不仅可以构成为使供给比较器201、202各输入端电压中的一个电压电平位移，而且也可以构成为使这两个电压电平位移。
此外，通常如果二极管D1、D2为相同类型，那么由于其正方向电压大致相同，所以只要满足Voffset1＝Voffset2(Voffset3＝Voffset4)就够了。但是，如果在重视整流性能等的情况下，那么最好使二极管D1、D2的特性一致，单独设定Voffset1(Voffset3)、Voffset2(Voffset4)。
此外，在图1所示的情况中，电平位移器251、252相对于各自的比较器201、202采用外部电路的方式，但也可以采用将电平位移器251内装在比较器201中，将电平位移器252内装在比较器202中的结构。而且，也可以集成构成晶体管121、122与电平位移器251、252。如按这种集成化，那么可以极大地有助于小型化。
其中，参照图2说明比较器201、202的一例。
在这种情况下，由于比较器201和比较器202有相同的结构，所以以比较器201为主进行说明。
如图2所示，比较器201(202)配有一对负荷晶体管211、212、一对输入晶体管213、214、输出晶体管215和恒流源216、217。
在比较器201的结构要素中，负荷晶体管211、212和输出晶体管215为P沟道场效应型，而输入晶体管213、214为N沟道场效应型。
而且，输入晶体管213、214的各栅极分别为比较器201(202)的负输入端(-)、正输入端(+)，输出晶体管215的漏极为输出端OUT。
在这样的比较器201结构中，由于负荷晶体管211、212作为电流镜电路，所以流入该负荷晶体管211、212中的各电流值彼此相等。
因此，流入输入晶体管213、214栅极的电流(电压)差被放大，其差出现在端子A上，由于在中途接受该差的负荷晶体管211、212仅接受相同的电流值，所以该差电流(电压)被依次极大地放大，流入晶体管215的栅极。
其结果，如果作为正输入端(+)的晶体管214的栅极电流(电压)即使稍微超过作为负输入端(-)的晶体管213的栅极电流(电压)，那么作为比较器201输出端OUT的晶体管215的漏极电压就会在高电位侧电压Vdd上很大地摆动。此外，如果晶体管214的栅极电流(电压)未超过作为负输入端(-)的晶体管213的栅极电流(电压)，那么相反地也会在低电位侧电压Vss上很大地摆动。
按照这样的比较器201(202)，由于晶体管211、212被作为有源负荷使用，所以除了恒流源216、217以外，不用一个电阻也可以。因此，非常有利于集成化的情况。
但是，比较器201、202具有利用位移器251、252输入位移后的电压的结构，但这种结构也可以使图2中的输入晶体管213、214的阈值电压Vth不同。
更具体地说，如果负输入端(-)侧的晶体管213的阈值电压Vth比正输入端(+)侧的晶体管214的阈值电压小，那么可以实现与图1中电平位移器251、252相同的作用效果。
在这种情况下，为了使输入晶体管213、214的阈值电压Vth不同，可以采用改变晶体管尺寸和杂质注入等处理方法。
[2.2]第一实施例的工作
下面，参照图3说明第一实施例的电力供给装置的工作。
[2.2.1]端子AG1的电压与电压(Vdd+Voffset1)相比为高电位的情况
如图3所示，在端子AG1的电压与仅按电压Voffset1使高电位侧电压Vdd位移到高电位侧的电压(Vdd+Voffset1)相比为高电位的情况下，就是说，在二极管D1中流过正方向电流的情况下，比较器201的输出变为‘L’电平。因此，倒相器124的输出变为‘H’电平，晶体管122导通。因此，在这种情况下，电流按端子AG1→二极管D1→电容器140→晶体管122→端子AG2的闭环流动，使电容器140充电。
[2.2.2]端子AG2的电压与电压(Vdd+Voffset2)相比为高电位的情况
相反地，在端子AG2的电压与仅按电压Voffset2使高电位侧电压Vdd位移到高电位侧的电压(Vdd+Voffset2)相比为高电位的情况下，就是说，在二极管D2中流过正方向电流的情况下，比较器202的输出变为‘L’电平。因此，倒相器123的输出变为‘H’电平，晶体管121导通。因此，在这种情况下，电流按端子AG2→二极管D2→电容器140→晶体管121→端子AG1的闭环流动，使电容器140充电。
[2.2.3]端子AG1的电压与电压(Vdd+Voffset1)相比为低电位的情况和端子AG2的电压与电压(Vdd+Voffset2)相比为低电位的情况
另一方面，在端子AG1的电压与电压(Vdd+Voffset1)相比为低电位的情况和端子AG2的电压与电压(Vdd+Voffset2)相比为低电位的情况下，就是说，在二极管D1、D2的任何一个中都不流过正方向电流的情况下，比较器201、202的输出都变为‘H’电平。因此，倒相器123、124的输出分别变为‘L’电平，晶体管121、122就会完全截止。因此，在这种情况下，由于经由电容器140的闭环被断路，所以电容器140不充电，也没有因整流电路产生的放电。
此外，在发电机100处于不发电状态的情况下，端子AG1、AG2的电压利用二极管D1、D2的泄漏电流稳定在作为基准电压的Vdd，在这种情况下，同样由于经由电容器140的闭环被断路，所以也没有因整流电路产生的放电。
[2.2.4]整体工作
如果参照图4所示的流程图说明这种工作，那么比较器201根据其负输入端(-)的电压是否大于高电位侧电压Vdd+比较器的偏置电压的绝对值来判别二极管D1中是否流过正方向电流(步骤Sa1)。
如果步骤Sa1中的判别结果为‘是’，那么使晶体管122导通(步骤Sa2)。
另一方面，如果步骤Sa1中的判别结果为‘否’，那么就重复执行使晶体管122截止(步骤Sa3)的操作。同样地，比较器202根据其负输入端(-)的电压是否超过高电位侧电压Vdd+比较器的偏置电压来判别二极管D2中是否流过正方向电流(步骤Sb1)。
如果步骤Sb1中的判别结果为‘是’，那么使晶体管121导通(步骤Sb2)。
另一方面，如果步骤Sb1中的判别结果为‘否’，那么就重复执行使晶体管121截止(步骤Sb3)的操作。
这样，在本实施例的电力供给装置中，在二极管D1、D2中不流过正方向电流的情况下，由于晶体管122、121完全截止，所以电流不从端子AG1、AG2向低电位电压Vss方向流动。
另一方面，场效应型的晶体管121、122截止时的泄漏电流与二极管的泄漏电流相比非常小。因此，按照第一实施例的电力供给装置，可以将在不发电状态的情况和电动势为小振幅情况下的泄漏电流抑制得非常低。
此外，由于晶体管121、122的源极与低电位侧电压Vss连接，其漏极与比电压Vss高的电位侧连接，所以晶体管121、122的寄生二极管D3、D4在图1中虚线所示的方向上产生。因此，即使在由于第一次起动时等电容器140的蓄电不充分等的原因使比较器201、202未工作的情况下，也可以从晶体管121、122的源极向漏极方向流动电流。
因此，即使发电机100的发电电压为小振幅，利用由该寄生二极管D3、D4、二极管D1、D2构成的二极管电桥的整流，也可以使电容器140充电。
在这种情况下，如果在寄生二极管D3、D4中流过充电电流，那么寄生晶体管变为导通状态，存在引起作为CMOS LSI中特有的闭锁现象的危险。但是，利用保护间隔和沟道分离等集成电路技术，可以充分防止这种闭锁。
[2.3]第一实施例的变形例
而且，一般地，采用金属/半导体接合的肖特基二极管与采用PN结的二极管相比，从正方向切换成反方向的时间延迟短，并且由于其正方向电压也小，所以其整流效率大。
相反，由于肖特基二极管的泄漏电流大，所以不适用于小型携带式电子装置中的电力供给装置的整流电路。
但是，在第一实施例的电力供给装置中，在二极管D1、D2中不流过正方向电流的情况下，晶体管122、121被完全截止，包括电容器140的闭环被断路。
因此，在二极管D1、D2中，完全可以采用泄漏电流大的肖特基二极管。
其结果，可以提高整流效率。
[3]第二实施例
[3.1]第二实施例的结构
下面，参照图5说明本发明第二实施例的电力供给装置的结构。
在上述第一实施例中，具有将二极管D1、D2和比较器201、202分别与高电位侧电压Vdd连接，而将晶体管与低电位侧电压Vss连接的结构。
与此不同，与第一实施例相反，第二实施例的电力供给装置具有将二极管D1、D2和比较器201、202分别与低电位侧电压Vss连接，而将晶体管与低电位侧电压Vss连接的结构。
但是，在本实施例中，在二极管D1中不流过正方向电流的情况下，使端子AG2和高电位侧电压Vdd断路的晶体管126为P沟道型，同样地，在二极管D2中不流过正方向电流的情况下，使端子AG1和高电位侧电压Vdd断路的晶体管125也为P沟道型。
而且，在二极管D1中流过正方向电流的情况是这样的情况，即端子AG1的电压比起仅按与二极管D1的正方向电压相当的电压Voffset1使低电位侧电压Vss位移到低位侧的电压为更低电位。因此，与第一实施例不同，电平位移器253仅按电压Voffset1电平位移到比低电位侧电压Vss更低电位侧。
而且，在二极管D1中流过正方向电流的情况下，比较器203的输出信号为‘H’电平，使晶体管126导通。此外，在二极管D1中不流过正方向电流的情况下，比较器203的输出信号为‘L’电平，会使晶体管126完全截止。
同样地，由于在二极管D2中流过正方向电流的情况是这样的情况，即端子AG2的电压比起仅按与二极管D2的正方向电压相当的电压Voffset2使低电位侧电压Vss位移到低电位侧的电压为更低电位，所以电平位移器254仅按电压Voffset 2位移到比低电位侧电压Vss更低电位侧。
而且，在二极管D2中流过正方向电流的情况下，比较器204的输出信号为‘H’电平，使晶体管125导通。此外，在二极管D2中不流过正方向电流的情况下，比较器204的输出信号为‘L’电平，会使晶体管125完全截止。
[3.1.1]比较器的结构
其中，参照图6说明与低电位侧电压Vss连接的比较器203、204的一例。
如图6所示，比较器203(204)由一对负荷晶体管231、232、一对输入晶体管233、234、输出晶体管235和恒流源236、237构成。其中，负荷晶体管231、232和输出晶体管235为N沟道场效应型，而输入晶体管233、234为P沟道场效应型。而且，输入晶体管233、234的各栅极分别为比较器203(204)的负输入端(-)、正输入端(+)，而输出晶体管235的源极成为输出端OUT。
于是，比较器203(204)按与高电位侧电压Vdd连接的比较器201(202)(参照图2)完全相反的极性来构成。
[3.2.1]工作
其中，参照图7说明比较器的工作。
图7表示比较器的工作流程图。
比较器203根据其负输入端(-)的电压按绝对值是否小于低电位侧电压Vss-比较器的偏置电压来判别二极管D1中是否流过正方向电流(步骤Sa11)。
如果步骤Sa11中的判别结果为‘是’，那么使晶体管126导通(步骤Sa12)。
另一方面，如果步骤Sa11中的判别结果为‘否’，那么就重复执行使晶体管126截止(步骤Sa13)的操作。同样地，比较器204根据其负输入端(-)的电压是否超过低电位侧电压Vss-比较器的偏置电压来判别二极管D2中是否流过正方向电流(步骤Sb11)。
如果步骤Sb11中的判别结果为‘是’，那么使晶体管125导通(步骤Sb12)。
另一方面，如果步骤Sb11中的判别结果为‘否’，那么就重复执行使晶体管125截止(步骤Sb13)的操作。
这样，在第二实施例的电力供给装置中，在二极管D1、D2中不流过正方向电流的情况下，由于晶体管126、125完全截止，所以电流不从端子AG1、AG2向低电位电压Vss方向流动。
另一方面，场效应型的晶体管125、126截止时的泄漏电流与二极管的泄漏电流相比非常小。因此，按照第二实施例的电力供给装置，在与第一实施例情况相同的无发电状态的情况和电动势为小振幅的情况下，可以将泄漏电流抑制得极低。
此外，由于晶体管125、126的源极与低电位侧电压Vss连接，其漏极与比电压Vss高的电位侧连接，所以晶体管125、126的寄生二极管D3、D4在图5中虚线所示的方向上产生。因此，即使在因第一次起动等电容器140的蓄电不充分等原因使比较器203、204不工作的情况下，也可以从晶体管125、126的源极向漏极方向流动电流。
因此，即使发电机100的发电电压为小振幅，利用由其寄生二极管D3、D4、二极管D1、D2构成的二极管电桥的整流，也可以使电容器140充电。
在这种情况下，如果在寄生二极管D3、D4中流过充电电流，那么寄生晶体管变为导通状态，存在引起作为CMOS LSI中特有的闭锁现象的危险。但是，利用保护带和沟道分离等集成电路技术，可以充分防止这种闭锁。
第二实施例的其它操作与第一实施例相同。因此，其效果也与第一实施例完全相同。
[4]第三实施例
[4.1]第三实施例的结构
下面，参照图8说明本发明第三实施例的电力供给装置的结构。
在上述第一实施例中，具有利用倒相器123、124分别使比较器201、202各输出反向的结构。
与此不同，第三实施例的电力供给装置通过转换比较器的输入，具有不采用倒相器123、124的结构。
就是说，在图8中的比较器205的正输入端(+)上，供给端子AG1的电压，而在其负输入端(-)上供给利用电平位移器251使高电位侧电压Vdd仅按电压Voffset1位移到高电位侧的电压。
因此，在二极管D1中流过正方向电流的情况下，比较器205的输出信号为‘L’电平，使晶体管122导通。
此外，在二极管D1中不流过正方向电流的情况下，比较器205的输出信号为‘H’电平，使晶体管122完全截止。
同样地，在比较器206的正输入端(+)上供给端子AG2的电压。
此外，在比较器206的负输入端(-)上，供给利用电平位移器252使高电位侧电压Vdd仅按电压Voffset2位移到高电位侧的电压。
因此，比较器206在二极管D2中流过正方向电流的情况下其输出信号为‘L’电平，使晶体管121导通，而在二极管D1中不流过正方向电流的情况下其输出信号为‘H’电平，使晶体管121完全截止。
按照这样的第三实施例，由于不需要倒相器，所以可以简化该部分结构。
再有，同样地，在第二实施例中，通过转换比较器203、204的输入，可以具有不使用倒相器123、124的结构。
[5]二极管D1、D2的集成化
在上述各实施例中，可以将晶体管121、122(125、126)、比较器201、202(203、204或205、206)、电平位移器251、252(253、254)与倒相器123、124(第三实施例除外)一起集成化。其中，如果二极管D1、D2也同时集成化，那么还可以实现电路规模的缩小和成本的降低等。
但是，在二极管D1、D2也进行集成化的情况下，还要考虑根据条件不适合整流正常操作的情况。因此，下面研讨这种不适合的情况。
在集成化时的衬底为N型的情况下，一般来说，由于二极管具有图9所示的结构，所以其正方向电流在①所示的方向上流动。
但是，如果考虑包括N型衬底的情况，那么会具有图中所示那样的NPN型的双极晶体管的寄生结构。而且，如果正方向电流在①所示的方向上流动，那么该电流成为触发器，寄生的双极晶体管就有导通的危险。
其中，在二极管D1、D2与低电位侧电压Vss连接的情况下，如果使用N型衬底将二极管D1、D2集成化，那么如图10所示，存在二极管D1、D2会成为寄生的NPN型双极晶体管的情况。
在这种情况下，如果正方向电流按①的方向流动，那么由于集电极电流按②所示的方向流动，所以高电位侧电压Vdd与端子AG1或AG2变成短路状态，有可能产生整流不能正常工作的不适合情况。
因此，在用N型衬底集成化的情况下，为了不构成寄生的NPN型双极晶体管，一般认为期望具有将图1所示的第一实施例那样的二极管D1、D2与高电位侧电压Vdd连接的结构。
相反地，在用P型衬底集成化的情况下，为了不构成寄生的PNP型双极晶体管，一般认为期望具有将图5所示的第二实施例那样的二极管D1、D2与低电位侧电压Vss连接的结构。
[6]电子钟表
下面说明作为采用本发明电力供给装置的电子装置一例的电子钟表(手表)。
[6.1]电子钟表的大致结构
图11是表示该电子钟表大致结构的图。
如图11所示，适合手表的发电机100配有缠绕线圈110的定子112和二极磁化的圆盘状的转子114，如果佩带手表的用户摆动手，那么旋转锤116就旋转运动，该运动利用齿轮机构118使转子114旋转。因此，利用这样的发电机100，通过旋转锤116的旋转，在位于线圈110两端的端子AG1、AG2之间就会产生交流电力。
而且，利用发电机100发电的交流电力通过充电电路400被全波整流，使电容器160充电，同时供给处理部分600。
处理部分600是利用在电容器160中充电的电力或利用电力供给装置500经全波整流的电力驱动手表装置151的部分。手表装置151由晶体振荡器、计数器电路、步进电机等构成，用计数器电路分频由晶体振荡器产生的时钟信号，根据该分频的结果计时时间，同时驱动步进电机，就可显示时间等。
[6.2]电子钟表的电气结构
图12是表示该电子钟表电气结构的方框图。
如图12所示，该电子钟表使用上述第一实施例的电力供给装置。而且，该电子钟表的电力供给装置500配有升降压电路300。
该升降压电路300根据需要升压电容器140的充电电压，对电容器160充电，作为电源供给作为该电子钟表负荷的处理部分600、倒相器123、124、比较器201、202等各部分电路。详细地说，如果用低电位侧电压Vss和作为基准电位的高电位侧电压Vdd的线间电压(绝对值)表示的电源电压下降至电路各部分可工作的电压下限值(或其附近值)，那么升降压电路300将升压倍数提高一个等级。此外，如果上升至电压上限值(或其附近值)，那么升降压电路300将升压倍数降低一个等级。
这里，详细说明升降压电路300。
如图13所示，升降压电路300包括一个端子与电容器140的高电位侧端子连接的开关SW1，一个端子与开关SW1的另一个端子连接而另一个端子与高容量二次电源48的低电位侧端子连接的开关SW2，一个端子与开关SW1和开关SW2的连接点连接的电容器300a，一个端子与电容器300a的另一个端子连接而另一个端子与电容器140的低电位侧端子连接的开关SW3，一个端子与电容器160的低电位侧端子连接而另一个端子与电容器300a和开关SW3的连接点连接的开关SW4，一个端子与电容器140的高电位侧端子和电容器160的高电位侧端子的连接点连接的开关SW11，一个端子与开关SW11的另一个端子连接而另一个端子与电容器140的低电位侧端子连接的开关SW12，一个端子与开关SW11和开关SW12的连接点连接的电容器300b，一个端子与电容器300b的另一个端子连接而另一个端子与开关SW12和电容器140的低电位侧端子的连接点连接的开关SW13，一个端子与电容器300b和开关SW13的连接点连接而另一个端子与电容器160的低电位侧端子连接的开关SW14，以及一个端子与开关SW11和开关SW12的连接点连接而另一个端子与电容器300a和开关SW3的连接点连接的开关SW21。
这种情况下，作为升降压电路300的周边电路，设有检测电源电压的电压检测电路，以及根据电压检测电路的检测结果控制升降压工作的控制电路。
而且，控制电路根据电压检测电路的电源电压检测结果进行升降压倍率的更换控制。
而且，升降压电路300根据由外部基准时钟生成电路生成的升降压时钟CKUD进行工作。
参照图14，以3倍升压时为例说明该升降压电路300的工作。
升降压电路300根据由外部输入的升降压时钟CKUD进行工作，在3倍升压时，如图14所示，在第一升压时钟时序(并行连接时序)中，开关SW1导通，开关SW2截止，开关SW3导通，开关SW4截止，开关SW11导通，开关SW12截止，开关SW13导通，开关SW14截止，开关SW21截止。
这种情况下，升降压电路300从电容器140对电容器300a和电容器300b供给电源，电容器300a和电容器300b的电压就会被充电至大致与电容器140的电压相等。
接着，在第二升压时钟时序(串联连接时序)中，开关SW1截止，开关SW2导通，开关SW3截止，开关SW4截止，开关SW11截止，开关SW12截止，开关SW13截止，开关SW14导通，开关SW21导通。
在这种情况下，升降压电路300使电容器140、电容器300a和电容器300b串联连接，按电容器140电压的3倍电压使电容器160充电，从而实现3倍升压。
同样，可以实现2倍升压、1.5倍升压、不升压(1倍升压)、1/2倍降压。
由于设有这样的升降压电路300，所以在电容器140的充电不充分的情况下，电源电压Vss也可以被维持在可工作的电压范围内。
因此，可以利用比较器201、202进行晶体管121、122的控制，可以整流小振幅的交流电压。
此外，由于供给晶体管121、121的栅极电压的倒相器123、124的驱动能力也被提高，所以晶体管121、122的导通电阻下降，可以提高整流效率。
而且，在电容器140的蓄电不充分的情况下，即使在通过升压比较器201、202也不工作的情况下，利用由寄生二极管D3、D4、二极管D1、D2构成的二极管电桥的整流，而能使电容器140充电这一点达到上述那样的情况。
此外，在该电子钟表中，采用上述第一实施例的电力供给装置的理由如下。就是说，在该电子钟表中，为了使基准电位成为高电位侧电压Vdd，作为电压Vss，在达到例如-1.5V时，如果升降压电路300的最高升压倍数为3倍，那么作为电压Vss’至少必须达到-0.5V。其中，作为电子钟表的电力供给装置，如果采用第二实施例的电力供给装置，那么在比较器203(204)的输入端上施加-0.5V的Vss’(图5中被电平位移)。
但是，在适用于钟表的晶体管中，由于其阈值电压Vth为0.6V左右，所以恒流源236(参照图6)变为非饱和状态。因此，由于电流未充分流动，所以不会进行正常的比较工作。此与不同，在第一实施例的电力供给装置中，由于在比较器的输入端上施加作为基准电位的高电位侧电压Vdd(圈1中被电平位移)，所以可以期望电路稳定。
相反地，在上述电子钟表中，在基准电位为低电位侧电压Vss的情况下，一般认为期望采用第二实施例的电力供给装置。
[7]实施例的变形例
[7.1]第一变形例
在上述第一、第二、第三实施例和电子钟表中，晶体管121、122、125、126为N沟道或P沟道场效应型，但也可以使用NPN型或PNP型的双极晶体管。但是，在双极晶体管中，由于发射极/集电极间的饱和电压一般为0.3V左右，所以在发电机100的电动势小的情况下，如上所述，期望采用场效应型晶体管。
[7.2]第二变形例
在上述第一、第二、第三实施例和电子钟表中，进行电力充电的主体为电容器140，但如果可充分进行电力蓄电，那么例如二次电池也可以。
[7.3]第三变形例
此外，作为发电机100，除了图10所示的发电机之外，例如利用发条等的复原力产生旋转运动，通过该旋转运动产生电动势的类型，和对压电体施加由外部或自激产生的振动和位移，利用其压电效应产生电力的类型都可以。只要是发生交流电力的发电机，其形式并不重要。
[7.4]第四变形例
而且，作为采用上述实施例的电力供给装置的电子装置，除了上述电子钟表之外，作为例子可列举出液晶电视、磁带录象机、笔记本型个人计算机、携带电话、PDA(个人数字助手：个人信息终端)、台式计算机等，只要是消耗电力的电子装置，对于任何装置来说都适用。而且，在这样的电子装置中，由于不使用一次电池，用由发电机供给的电力可以使电子电路系统和机械装置系统操作，所以可以在任何时候任何地方使用，而不必进行麻烦的电池更换，而且也不产生电池废弃带来的问题。
[7.5]第五变形例
在以上说明中，说明了配有发电机的结构，但即使未配置发电机的携带装置，如果具有从外部的交流电源(例如，商用电源)供给电力，使用上述实施例的整流电路进行整流，在蓄电装置(电容器、二次电池等)中可蓄存电力的结构，那么仍可采用。
在这种情况下，也可抑制未进行整流情况下泄漏电流造成的不必要的电力消耗，可以进一步实现低消耗电力。
[8]实施例的效果
按照以上说明的本实施例，在第一整流单元中不流过正方向电流的情况下，利用控制单元使第二开关单元截止，而在第二整流单元中不流过正方向电流的情况下，利用控制单元使第一开关单元截止。
因此，在第一和第二整流单元都不流过正方向电流的情况下，即未进行整流的情况下，由于第一和第二开关单元被截止，上述任何一个闭环也被断开，所以因第一整流单元和第二整流单元的泄漏电流造成的不必要的电力消耗被抑制，可以实现更低的消耗电力。
此外，按照本实施例，由于包括第一整流单元和第二整流单元的各部分的集成化容易，所以可以实现电路规模的缩小。因此，即使空间限制严的手表等电子装置，也可以有效地灵活利用空间。而且，因各部分的集成化，可以实现制造成本的降低。

Claims (20)

1.一种基于第一和第二电源线路供给电力的电力供给装置，其特征在于包括：
第一整流装置，与供给交流电压的一个端子和所述第一电源线路连接，
第二整流装置，与供给所述交流电压的另一个端子和所述第一电源线路连接，
第一开关装置，被连接在所述一个端子和所述第二电源线路之间，
第二开关装置，被连接在所述另一个端子和所述第二电源线路之间，和
控制装置，如果在所述第一整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关装置使其截止，而如果在所述第二整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止。
2.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述第一整流装置和第二整流装置分别为二极管。
3.如权利要求2所述的电力供给装置，其特征在于，作为所述第一整流装置的二极管，其泄漏电流比所述第一开关装置处于截止状态情况下的泄漏电流大，作为所述第二整流装置的二极管，其泄漏电流比所述第二开关装置处于截止状态情况下的泄漏电流大。
4.如权利要求2所述的电力供给装置，其特征在于，作为所述第一和第二整流装置的二极管用P型或N型衬底使其集成化，
所述第一电源线路在用所述N型衬底集成化的情况下有比所述第二电源线路高的电位，而在用所述P型衬底集成化的情况下有比所述第二电源线路低的电位。
5.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述第一和第二开关装置分别是场效应晶体管。
6.如权利要求5所述的电力供给装置，其特征在于，利用作为所述第一开关装置的场效应晶体管的寄生二极管、作为所述第二开关装置的场效应晶体管的寄生二极管、所述第一整流装置和所述第二整流装置构成电桥电路。
7.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制装置包括：
第一控制装置，如果在所述第一整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关装置使其截止，和
第二控制装置，如果在所述第二整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止。
8.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制装置通过比较基于所述一个端子上的电压电平和基于所述第一电源线路的电压电平，判别在所述第一整流装置中是否流动正方向电流，
通过比较基于所述另一个端子上的电压电平和基于所述第一电源线路的电压电平，判别在所述第二整流装置中是否流动正方向电流。
9.如权利要求8所述的电力供给装置，其特征在于，所述第一电源线路有比所述第二电源线路高的电位，所述控制装置根据一个端子的电压电平是否超过第一电源线路电平与某个预定电压电平相加的电压电平来判别在第一整流装置中是否流动正方向电流，
根据另一个端子的电压电平是否超过第一电源线路电平与某个预定电压电平相加的电压电平来判别在第二整流装置中是否流动正方向电流。
10.如权利要求8所述的电力供给装置，其特征在于，所述第一电源线路有比所述第二电源线路低的电位，所述控制装置根据一个端子的电压电平是否低于从第一电源线路的电平减去某个预定电压电平所获得的电压电平来判别在第一整流装置中是否流动正方向电流，
根据另一个端子的电压电平是否低于从第一电源线路的电平减去某个预定电压电平所获得的电压电平来判别在第二整流装置中是否流动正方向电流。
11.如权利要求9或10所述的电力供给装置，其特征在于，所述控制装置偏置所述预定电压电平。
12.如权利要求9至权利要求11中的任一项所述的电力供给装置，其特征在于，所述预定电压电平是与对应的整流装置的正方向电压相当的电压。
13.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，至少所述第一开关装置、所述第二开关装置和所述控制装置被形成在一个半导体衬底上。
14.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，配有对通过所述第一电源线路和所述第二电源线路供给的电力进行蓄电的蓄电装置，
由所述蓄电装置对所述控制装置供给电源。
15.如权利要求1所述的电力供给装置，其特征在于，配有对通过所述第一电源线路和所述第二电源线路供给的电力进行蓄电的蓄电装置，
升压所述蓄电装置的输出电压，将升压后的电力作为所述控制装置的电源进行供给。
16.如权利要求15所述的电力供给装置，其特征在于，所述第一电源线路被作为基准电位设定。
17.如权利要求1至权利要求16中的任一项所述的电力供给装置，其特征在于，配有发电应该供给所述交流电压的交流电力的交流发电装置。
18.一种电力供给方法，包括：
第一整流装置，与供给交流电压的一个端子和第一电源线路连接，
第二整流装置，与供给所述交流电压的另一个端子和所述第一电源线路连接，
第一开关装置，被连接在所述一个端子和所述第二电源线路之间，和
第二开关装置，被连接在所述另一个端子和所述第二电源线路之间，根据所述第一和第二电源线路供给电力，
所述方法的特征在于，如果在所述第一整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关装置使其截止，而如果在所述第二整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止。
19.一种携带式电子装置，其特征在于，包括：
发电装置，在一个端子和另一个端子之间产生交流电压，
第一整流装置，与所述一个端子和第一电源线路连接，
第二整流装置，与所述另一个端子和所述第一电源线路连接，
第一开关装置，被连接在所述一个端子和第二电源线路之间，
第二开关装置，被连接在所述另一个端子和所述第二电源线路之间，
控制装置，如果在所述第一整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关装置使其截止，而如果在所述第二整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止，和
处理装置，利用基于所述第一和第二电源线路供给的电力，实施预定的处理。
20.一种电子钟表，其特征在于，包括：
发电装置，在一个端子和另一个端子之间产生交流电压，
第一整流装置，与所述一个端子和第一电源线路连接，
第二整流装置，与所述另一个端子和所述第一电源线路连接，
第一开关装置，被连接在所述一个端子和第二电源线路之间，
第二开关装置，被连接在所述另一个端子和所述第二电源线路之间，
控制装置，如果在所述第一整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第二开关装置使其截止，而如果在所述第二整流装置中不流过正方向电流，那么控制所述第一开关装置使其截止，和
钟表装置，利用基于所述第一和第二电源线路供给的电力，计时时间。
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