CN102742138A - Ac-dc转换器和ac-dc转换方法 - Google Patents

Ac-dc转换器和ac-dc转换方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于转换由功率传输绕组提供的AC输入的AC-DC转换器和AC-DC转换方法，该AC-DC转换器包括整流装置，用于将所述AC输入整流为经整流的输出，及控制装置，用于基于参考信号与电压反馈信号之间的比较来控制所述整流装置，所述电压反馈信号基于经整流的输出，所述AC-DC转换方法包括：将所述AC输入整流为经整流的输出，及基于所述参考信号与所述电压反馈信号之间的比较来控制所述整流，所述电压反馈信号基于经整流的输出。

Description

AC-DC转换器和AC-DC转换方法
技术领域
本发明涉及AC-DC转换器和AC-DC转换方法。本发明将在无线功率传输情境中描述，特别是其中功率传输线圈作为无线地接收能量的能量接收线圈来运行，例如，为了给便携式电子器件所包括的电池充电。然而，应当理解的是本发明并不仅限于该特殊用途。
背景技术
传统的AC-DC功率开关电源由AC-DC功率转换级（stage）和用于输出电压调节的DC-DC功率转换组成。它们的输出滤波器通常由形成输出电压滤波器的电感和电容组成。具有电隔离的传统AC-DC转换器的原理图如图1所示。它由两个级组成：AC-DC功率级和DC-DC功率转换级。
对于许多电源中所需的电隔离的输出电压，电隔离通常使用隔离变压器来实现。DC-DC功率转换器通常由逆变桥（inverter bridge）（由DC电压从AC-DC功率级提供）、隔离变压器、整流器和包括电感和电容的输出滤波器组成。一般来说，需要来自变压器“次端（secondary side）”的电压反馈，并且由变压器“主端（primary side）”上的逆变器执行用于输出电压调节的控制动作。注意到这个传统的途径需要输出滤波器Lout和Cout来过滤开关电压纹波是很重要的。
为了减少二极管整流器中的传导损失，能够使用同步整流。同步整流已在开关模式电源技术中使用。具有低导通电阻的功率MOSFET替代二极管使同步整流器能够具有比二极管更少的传导损耗。这已经在计算机产品的开关模式电源中所采用，该计算机产品具有在低电压和高电流传导情况下（例如，在100A情况下3.3V DC）运行的中央处理单元（CPU）。在传统的开关模式电源应用中，闭环输出电压控制是重要的特征，因为电源的输出电压必须控制在严格的公差内。
在现存的同步整流技术中，输出电压调节首先从系统主端被控制。图2显示了使用同步整流器的DC-DC功率转换器的典型示意图，该同步整流器基于题目为“Synchronous Rectification in High-Performance Power ConverterDesign”，作者为Robert Selders Jr的美国国家半导体设计文章，并可在以下网址获得：http://www.national.com/appinfo/power/files/national_power_designer112.pdf。
在这个具有隔离的基于二极管的整流器的传统DC-DC转换器中，输出电压由主端上的驱动电路控制。经由隔离的装置（means），使用次级反馈来控制主电路（primary circuit）中的开关动作以调节输出DC电压。
如图3所示，图2中的二极管能够由具有低导通电阻的功率MOSFET来替代。与图2中的电路相似，输出电压控制在主电路上执行，该主电路具有通过隔离装置提供的次级反馈。另外，需要输出电感Lout。
原则上，如果采用自驱动的栅极（gate）驱动设计，那么能够忽略次级栅极控制器。自驱动同步整流器利用了次级绕组中感应电压的极性。这种自驱动同步整流器如图4所示，相应的控制方案如图5所示。尽管事实上能够忽略次级栅极驱动，但是仍然由主电路来控制输出电压调节。
在这两种情况下，不考虑使用二极管或MOSFET，同步整流器仅提供AC-DC整流。输出电压调节由主电路中的开关动作控制。
当在无线传输系统中使用时，传统方法的问题总结如下：
（a）需要两个功率级，即没有变压器隔离的AC-DC和DC-DC。这增加了电路的成本和尺寸，且对于嵌入如移动电话尤其是具有微小设计的移动电话的便携设备来说是不具吸引力的。
（b）输出电压调节由在隔离变压器的“主端”上的逆变器开关动作来控制，这意味着需要隔离的反馈机制，这将导致增加的成本。
（c）需要输出电感Lout。这增加了功率损耗并降低了次电路（secondarycircuit）的能量效率，导致：便携设备中的热量问题，其典型地没有通风设备；电池中的安全问题是由于高温升高；并且整体系统效率的降低。
如果需要输出电压调节，而没有来自变压器的主电路的控制，那么一个解决方法是使用如图6所示的具有电压控制的DC-DC转换器。在次级绕组中感应的AC电压被首先整流，然后DC-DC转换器将使整流的电压变成调节的DC电压。然而，这种方法：
（a）是2级方法；
（b）需要DC-DC转换器，例如，如上所述的DC-DC转换器；以及
（c）需要输出电感。
这三个因素增加了次级模块的成本和尺寸并降低了系统的整体能量效率。
本发明的目的在于克服或改善现有技术的至少一个方面的不足，或提供有用的替代。
发明内容
在第一方面中本发明提供了用于转换功率传输绕组提供的AC输入的AC-DC转换器，该AC-DC转换器包括：整流装置，用于将所述AC输入整流为经整流的输出；以及控制装置，用于基于参考信号与电压反馈信号之间的比较来控制所述整流装置，所述电压反馈信号基于所述经整流的输出。
优选地，所述整流装置包括同步整流器。更优选地，所述整流装置包括自驱动同步整流器。
优选地，所述控制装置使用迟滞（hysteresis）控制来控制所述整流装置。
优选地，所述AC-DC转换器包括比较装置，用于为所述控制装置提供比较，所述比较装置比较所述电压反馈信号与迟滞公差，该迟滞公差由所述参考信号之上的较高迟滞带和所述参考信号之下的较低迟滞带定义。
优选地，当所述电压反馈信号超过所述较高迟滞带时，所述控制装置禁止所述经整流的输出。并且优选地，当所述电压反馈信号降至低于所述较低迟滞带时，所述控制装置启动所述经整流的输出。
优选地，所述AC-DC转换器包括主比较器，该主比较器用于为所述控制装置提供比较。优选地，所述主比较器具有不倒相输入和倒相输入，向所述不倒相输入提供所述电压反馈信号并向所述倒相输入提供所述参考信号。在一个实施方式中，所述参考信号是齐纳二极管的电压。
优选地，所述AC-DC转换器包括电压反馈装置，用于采样所述经整流的输出并提供所述电压反馈信号。优选地，所述电压反馈装置包括连接至所述经整流的输出的电压反馈电路。优选地，所述电压反馈电路连接在输出电容之前。优选地，所述电压反馈电路包括电阻分压器（resistive potentialdivider）。
优选地，所述整流装置包括两个主开关。优选地，至少一个主开关具有低导通电阻。优选地，至少一个主开关包括功率MOSFET。优选地，至少一个主开关能够包括N型MOSFET或P型MOSFET或者包括N型MOSFET和P型MOSFET二者。在一些实施方式中，至少一个主开关包括一对背靠背连接的开关组件以形成双向开关。
优选地，所述控制装置包括用于驱动一个主开关的第一驱动器和用于驱动另一主开关的第二驱动器，当所述电压反馈信号在所述参考信号之上第一预定值时，所述第一和第二驱动器禁止所述经整流的输出，并且当所述电压反馈信号在所述参考信号之下第二预定值时，允许所述整流装置作为自驱动整流器来操作以启动所述经整流的输出。
优选地，所述第一和第二驱动器通过保持两个主开关都导通来禁止所述经整流的输出。更优选地，当两个主开关都导通时，所述主开关形成闭合回路的一部分，所述AC输入的电流在所述闭合回路中流通从而禁止所述经整流的输出。优选地，所述第一和第二驱动器通过允许所述主开关作为自驱动整流器的一部分进行打开和关闭来允许整流装置作为自驱动整流器的一部分来操作。
在第一实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个包括两个驱动开关。
优选地，所述控制装置包括第三驱动器，用于接收所述参考信号和所述电压反馈信号之间的比较，并用于基于所述比较来驱动所述第一和第二驱动器。优选地，所述第三驱动器包括两个驱动开关。优选地，所述第一、第二和第三驱动器通过求和点来驱动所述主开关。
优选地，所述整流装置经由电抗阻抗从所述功率传输绕组接收所述AC输入，所述电抗阻抗由漏电感构成，所述功率传输绕组与输入电容串联，所述AC-DC转换器包括阻抗电容，该阻抗电容用阻抗电容开关跨接所述电抗阻抗，其中当所述主开关导通时所述阻抗电容开关打开，从而就将所述阻抗电容跨接所述电抗阻抗。
在第二实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个包括驱动器二极管和三个驱动器开关。
优选地，所述第一和第二驱动器中的每个直接接收所述参考信号和所述电压反馈信号之间的比较。优选地，所述控制装置包括具有辅助电容的辅助低功率二极管电桥以向所述第一和第二驱动器提供DC功率。
在第三实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个包括两个驱动器开关和两个驱动器比较器。优选地，所述驱动器比较器中的一个按逻辑或门操作。
优选地，所述控制装置包括在所述AC输入的返回路径中的复位开关以使当所述经整流的输出被禁止时，关闭所述复位开关，减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
优选地，所述控制装置包括在所述AC输入的返回路径中的第三驱动器，该第三驱动器为自偏压以使所述复位开关正常关闭，并且当所述经整流的输出被禁止时，所述第三驱动器关闭所述复位开关，从而减少由连续流通的电流造成的能量损耗。优选地，所述第三驱动器包括三个驱动开关。
优选地，AC-DC转换器形成通过所述功率传输绕组无线地接收功率的无线功率接收机的一部分。优选地，所述无线功率接收机为便携式电子器件。优选地，所述功率传输绕组为位于变压器一端的变压器绕组，并且所述控制装置位于所述变压器相同的一端。优选地，所述控制装置电耦合至所述整流装置。且优选地，所述AC-DC转换器为单级AC-DC转换器。
在第二方面中，本发明提供了一种转换由功率传输绕组提供的AC输入的方法，该方法包括：将所述AC输入整流为经整流的输出；以及基于参考信号与电压反馈信号之间的比较来控制所述整流，所述电压反馈信号基于所述经整流的输出。
优选地，同步整流器用于将所述AC输入整流为所述经整流的输出。更优选地，自驱动同步整流器用于将所述AC输入整流为所述经整流的输出。
优选地，迟滞控制用于控制所述整流。
优选地，所述方法包括比较所述电压反馈信号与迟滞公差，该迟滞公差由所述参考信号之上的较高迟滞带和所述参考信号之下的较低迟滞带定义。
优选地，控制所述整流包括当所述电压反馈信号超过所述较高迟滞带时禁止所述经整流的输出。且优选地，控制所述整流包括当所述电压反馈信号降至低于所述较低迟滞带时启动所述经整流的输出。
优选地，主比较器用于比较所述电压反馈信号与所述参考信号。优选地，所述主比较器装备有不倒相输入和倒相输入，以及所述方法包括向所述不倒相输入提供所述电压反馈信号并且向所述倒相输入提供所述参考信号。在一个实施方式中，齐纳二极管的电压用于提供所述参考信号。
优选地，所述方法包括采样所述经整流的输出以提供所述电压反馈信号。优选地，连接至所述经整流的输出的电压反馈电路用于采样所述经整流的输出。优选地，在输出电容之前连接所述电压反馈电路。优选地，所述电压反馈电路装备有电阻分压器。
优选地，两个主开关用于将所述AC输入整流为所述经整流的输出。优选地，至少一个主开关装备有低导通电阻。优选地，至少一个主开关装备有功率MOSFET。至少一个主开关装备有N型MOSFET或P型MOSFET或N型MOSFET和P型MOSFET二者。在一些实施方式中，至少一个主开关装备有一对背靠背连接的开关组件以形成双向开关。
优选地，控制所述整流包括用第一驱动器驱动一个主开关和用第二驱动器驱动另一主开关，当所述电压反馈信号在所述参考信号之上第一预定值时，所述第一和第二驱动器禁止所述经整流的输出，并且当所述电压反馈信号在所述参考信号之下第二预定值时，允许所述主开关作为自驱动整流器来操作以启动所述经整流的输出。
优选地，所述第一和第二驱动器通过保持两个主开关都导通来禁止所述经整流的输出。更优选地，当两个主开关都导通时，所述主开关形成闭合回路的一部分，所述AC输入的电流在所述闭合回路中流通从而禁止所述经整流的输出。优选地，所述第一和第二驱动器允许所述主开关打开和关闭以作为自驱动整流器的一部分来操作。
在第一实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个驱动器装备有两个驱动开关。
优选地，控制所述整流包括用第三驱动器接收所述参考信号和所述电压反馈信号之间的比较，并且用所述第三驱动器基于所述比较来驱动所述第一和第二驱动器。优选地，所述第三驱动器装备有两个驱动开关。优选地，所述第一、第二和第三驱动器通过求和点来驱动所述主开关。
优选地，经由电抗从所述功率传输绕组装备有所述AC输入，所述电抗阻抗由漏电感构成，所述功率传输绕组与输入电容串联，所述方法包括提供用与阻抗电容开关跨接所述电抗阻抗的阻抗电容，在主开关导通时打开所述阻抗电容开关，从而将所述阻抗电容跨接所述电抗阻抗。
在第二实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个驱动器装备有驱动器二极管和三个驱动器开关。
优选地，所述第一和第二驱动器中的每个直接接收所述参考信号和所述电压反馈信号之间的比较。优选地，所述方法包括具有辅助电容的辅助低功率二极管电桥以向所述第一和第二驱动器提供DC功率。
在第三实施方式中，所述第一和第二驱动器中的每个装备有两个驱动器开关和两个驱动器比较器。优选地，所述驱动器比较器中的一个按逻辑或门操作。
优选地，控制所述整流包括在所述AC输入的返回路径中装备复位开关以使当所述经整流的输出被禁止时，关闭所述复位开关，以减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
优选地，控制所述整流包括在所述AC输入的返回路径中装备第三驱动器，该第三驱动器为自偏压以使所述复位开关正常关闭，并且当所述经整流的输出被禁止时，所述第三驱动器关闭所述复位开关，从而减少由连续流通的电流造成的能量损耗。优选地，所述第三驱动器装备有三个驱动开关。
优选地，所述方法包括通过所述功率传输绕组无线地接收功率，其中所述功率传输绕组作为无线功率接收机的一部分来装备。优选地，所述无线功率接收机作为便携式电子器件来装备。优选地，所述功率传输绕组作为位于变压器一端的变压器绕组来装备，并且其中所述整流用位于所述变压器相同的一端的控制装置来控制。优选地，用整流装置将所述AC输入整流为所述经整流的输出，并且用控制装置控制所述整流，所述控制装置电耦合至所述整流装置。且优选地，所述AC输入以单级转换为所述经整流的输出。
附图说明
根据本发明的最佳模式优选的实施方式将参考相应的附图仅通过示例的方式描述，其中：
图1是具有电性隔离的输出电压调节的AC-DC功率转换器的示意图；
图2是具有基于二极管的同步输出整流的DC-DC隔离的功率转换器的示意图；
图3是具有基于MOSFET的同步输出整流的DC-DC隔离的功率转换器的示意图；
图4是具有基于自驱动MOSFET的同步输出整流的DC-DC隔离的功率转换器的示意图；
图5是具有基于MOSFET的同步输出整流的隔离的功率转换器的控制方案的示意图；
图6是在次端具有电压控制的次电路的示意图；
图7是根据本发明实施方式的AC-DC转换器的示意图，所述AC-DC转换器使用用于输出电压调节的迟滞控制而不使用主电路控制；
图8是显示由根据本发明的实施方式的AC-DC转换器利用的继电式（bang-bang）控制方案的性能的一系列曲线图；
图9是根据本发明的另一实施方式的AC-DC转换器的示意图；
图10是进一步详细显示图9的AC-DC转换器的示意图；
图11是图9的AC-DC转换器的修改版的示意图；
图12是根据本发明的又一实施方式的AC-DC转换器的示意图；
图13是进一步详细显示图12的AC-DC转换器的示意图；
图14是根据本发明的进一步实施方式的AC-DC转换器的示意图；以及
图15是进一步详细显示图14的AC-DC转换器的示意图。
具体实施方式
参考附图，提供了用于转换由功率传输绕组3提供的AC输入2的AC-DC转换器1。AC-DC转换器1包括用于将AC输入2整流为经整流的输出5的整流装置4，以及用于基于参考信号7与电压反馈信号8之间的比较来控制整流装置4的控制装置6，电压反馈信号基于经整流的输出5。
这样，AC输入2在单级中转换为经整流的输出5，AC-DC转换器1因成为单级AC-DC转换器。此外，电源传输绕组3是位于变压器10的一端9的变压器绕组，并且控制装置6位于变压器10的相同的一端9。控制装置6电耦合至整流装置4。
整流装置4包括同步整流器11，该同步整流器11在本实施方式中是自驱动同步整流器。控制装置6使用迟滞控制来控制整流装置4。特别地，具有用于向控制装置6提供比较的比较装置12，比较装置12比较电压反馈信号8与由参考信号7之上的较高迟滞带和参考信号7之下的较低迟滞带所定义的迟滞公差。当电压反馈信号8超过较高迟滞带时，控制装置6禁止经整流的输出5；当电压反馈信号8降至低于较低迟滞带时，控制装置6启动经整流的输出5。
在本实施方式中，比较装置12为主比较器13的形式。主比较器13具有非反相输入14和反相输入15，向非反相输入提供电压反馈信号8并向反相输入提供参考信号7。在这个具体的实施方式中，参考信号7是齐纳（zener）二极管16两端的电压。
还有用于采样经整流的输出5并提供电压反馈信号8的电压反馈装置17。具体地，电压反馈装置17包括连接至经整流的输出5的电压反馈电路18。在本实施方式中，在输出电容19之前连接电压反馈电路18，电压反馈电路18包括电阻分压器20。
整流装置4包括两个主开关21和22。控制装置6包括用于驱动一个主开关21的第一驱动器23和用于驱动另一主开关22的第二驱动器24。当电压反馈信号8在参考信号7之上第一预定值时，第一和第二驱动器23和24禁止经整流的输出5，并且当电压反馈信号8在参考信号7之下第二预定值时，允许整流装置4作为自驱动整流器操作以启动经整流的输出5。
第一和第二驱动器23和24通过同时维持主开关21和22处于打开位置使经整流的输出5禁止。特别地，当主开关同时打开时，主开关21和22形成部分闭环电路，AC输入2的电流在闭环电路中流通，因此使经整流的输出5禁止。第一和第二驱动器23和24通过允许主开关21和22作为自驱动整流器的一部分进行打开和关闭来允许整流装置4作为自驱动整流器进行操作。
因此，本发明的实施方式涉及新颖的概念及相关的电路和控制方案，以用于具有同步整流器的电磁耦合的单级自驱动AC-DC转换器，所述同步整流器具有输出电压调节功能，而不用使用输出电感也不使用DC-DC转换器。
更具体地，对于电磁耦合的次电路，本发明的实施方式涉及输出DC电压的带-带（band-band）或迟滞控制，其中本发明的AC-DC转换器中包含的同步整流器应该提供自驱动开关和输出电压调节，而不使用输出滤波器电感。基本的实施方式基于如上所述的实施方式，以及使用电压反馈装置17、比较装置12和次电路中的期望的电压参考7来形成控制装置6，以确保输出电压在某公差内调节至期望的DC电压水平的方式，将整流装置4的功率流控制到输出电容19。
图7显示了该基本实施方式。功率传输绕组3为以磁耦合设备的次级绕组的形式，其在该实施方式中是变压器10。次级绕组3通过电抗阻抗X以同步整流电路的形式被供给到整流装置4。阻抗X能够由杂散（stray）或与输入电容25串联的次级绕组3的漏电感组成，该输入电容25用于阻抗匹配以获得最大功率传输和高效率。
如上所述，在由控制装置6控制的同步整流器4中的功率流启动和禁止机制调节输出电压。同步整流器4在一端9，也就是变压器的次端，即控制装置位于的相同的一端9，以便控制同步整流器4，而没有来自主端34的控制，并且也没有输出电感。这样，同步整流器4和控制装置6形成次电路的一部分。
电阻分压器20形式的电压反馈电路18用于提供电压反馈信号8以与参考信号7进行比较。在该实施方式中，参考信号7是齐纳二极管16两端的电压，但是在其他实施方式中，信号可以从其他装置获得。该参考电压7通常是期望的输出电压电平Vo的缩小比例的版本。
主比较器13具有带有较高迟滞带和较低迟滞带的迟滞公差。较高带与较低带之间的差值是公差ΔV。如果电压反馈信号8超过参考电压7电平Vo＋ΔV/2（即达到较高带），那么主比较器13将禁止功率流从自驱动同步整流器4到输出过滤电容19。输出电容19的电压也是AC-DC转换器1的输出电压。当功率流被禁止时，输出电容19将会通过负载放电，因此输出电压Vout将会减小。
当Vout减少至较低迟滞带（即，Vo－ΔV/2）时，主比较器13将会改变状态来启动功率流，这样输出电容19的电压将会增加。这种继电式控制策略允许这个次电路自我调节输出电压，而没有使用来自变压器10的主电路的控制。这个继电式的操作或迟滞控制在图8中的次电路的相关波形的帮助下显示。
实施方式能够应用于通用AC-DC功率转换并特别适用于无线能量传输系统的能量接收模块（次级模块），例如对于便携式电子设备负载的无线电池充电系统。如果通过松散耦合（loosely coupled）变压器的使用应用于无线能量传输，那么输出电压调节通过整流装置4来执行，例如上文描述的自驱动同步整流器，并且由控制装置6控制，这些都是在无线能量传输系统的次端9上。
这是本实施方式中的情况，其中AC-DC转换器1形成无线功率接收机的一部分，该无线功率接收机通过功率传输绕组3无线地接收功率。无线功率接收机是便携式电子设备，如移动手电话或笔记本电脑。
这样，整流装置4和控制装置6都是便携式电子设备中的次电路或能量接收模块的一部分，也就是无线能量传输系统的次端9，并且控制装置6在次端9控制整流装置4，而没有从主电路或无线充电电路来控制，也就是无线能量传输系统的主端34。无线充电电路能够是例如无线充电板的一部分。
在未来的无线能量传输系统中，例如包括无线电池充电板、次级模块的无限能量传输系统可以由不同的制造商基于如国际无线功率联盟（http://www.wirelesspowerconsortium.com）的国际组织所同意的某些共同协议来设计。这意味着主电路不用精确地为了特定次级负载而设计。在这种情况下，由次电路提供输出电压调节是必要的。当次级绕组经由电磁耦合接收能量的同时，次电路也需要调节其输出DC电压，以便保护例如移动电话的便携电子负载内的剩余充电电路和电池。本发明的实施方式提供了新的解决方法来满足系统次端的自驱动同步整流器的输出电压调节需求，而没有来自主端的直接控制。
本发明的三个具体的实施方式将在下文详细描述。除非其他指明，在不同的实施方式中使用相同数字代表相同或等同的特征。
实施方式1
图9、图10和图11显示了次级AC-DC桥式整流电路4。比较两个二极管D1和D2与两个主开关21（在图9、10和11中也标注为“Q1”）和22（在图9、10和11中也标注为“Q2”）（Q1和Q2能够是N型MOSFET）的普通全桥通过一些输入阻抗（其能够是次级绕组的杂散电感或感应电容阻抗）由具有电压V1（其能够是变压器次级绕组中的感应电压）的AC输入2来反馈。两个主开关21（Q1）和22（Q2）属于具有低导通电阻（如MOSFET）的类型，并且为了开关控制并且还为了减少传导损耗的目的而在电桥的较低部分而被有意地使用以代替两个普通二极管。AC功率传递至输出负载R8，同时，能够调节滤波电容19（Cout）来获得恒定DC输出5（Vout）。应该注意到，当系统通电时，即使在该电路已准备好起作用前，二极管D1和D2，及Q1和Q2的实体二极管已提供二极管整流器。因此，在自驱动同步整流器4已准备好起作用前，固有的二极管整流功能已存在。
对于该自驱动同步整流器4的一个简单控制方法是使用迟滞控制机制。由两个电阻器R6和R7形成的反馈电路18用于检测（sense）输出电压并将其提供到主迟滞比较器13（U1）的非反相输入中。然后采样电压8能够与在主比较器13的反相输入处预先定义的电压参考7（Vref）进行比较。该参考电压7能够从齐纳二极管或其他等同装置的稳态电压中获得。当采样的电压信号8高于参考电压7迟滞电压带（代表某个小的公差）时，主比较器13的输出将会升“高”。当采样电压信号8低于参考电压7迟滞电压带时，主比较器13的输出将会降“低”。那意味着，当输出电压高于预期值时，主比较器13将会升高，反之亦然。小迟滞带（公差）的引入是为了当反馈电压8非常接近参考电压7时避免主比较器13的输出的不想要的振动。
在图9、图10和图11中有三个驱动器。一个驱动器23（在图9、10和11中也标注为“驱动器1”）由Q3和Q4形成，用于根据在点B检测到的开关电压来驱动主开关21（Q1）开或关。另一驱动器24（在图9、10和11中也标注为“驱动器2”）由Q5和Q6形成，用于根据在点A检测到的开关电压来驱动主开关22（Q2）开或关。因此，设计驱动器23和24以形成自驱动栅极驱动系统6，该自驱动栅极驱动系统6根据到同步整流器4的AC电压输入2来控制同步整流器4以使同步整流器能够代替二极管整流器。
设计第三驱动器26（在图9、10和11中也标注为“驱动器3”）用于从同步整流器4到输出电容19的功率流的控制。Q1和Q2的栅极有意由三个电阻器R1、R2和R3在求和点27处连接以同时接收来自三个驱动器23、24和26的驱动信号。当由Q7和Q8形成的第三驱动器26在电路中不起作用时，通过R3的第三驱动器26的输出将会在线性操作域中加偏压于（bias）Q1和Q2大约2伏特。在点A和点B的AC输入开关信号将驱动主开关Q1和Q2。因此，全桥D1、D2、Q1和Q2将在桥式电路的较低部分起到自驱动同步整流器的作用。不使用第三驱动器26，同步整流器4就没有输出调节能力。
一旦迟滞控制机制适当时，桥式电路能够起到自调节AC-DC转换器的作用。特别地，具有两个模式：功率流禁止和功率流启动。这些模式在下文进一步描述。
功率流禁止：当反馈电压信号8高于预期值时，主比较器13（U1）升高。U1的高输出驱动第三驱动器26的Q7至饱和（即，至完全打开）。主开关Q1和Q2的栅极电压都升高并在桥式电路的较低部分处完全打开两个主开关。输入2（V1）、输入阻抗、Q1和Q2将形成闭环电路。输入电流将在该环路中流通（没有传输至输出来为输出电容19充电并因此增加了输出电压5）直到主开关Q1和Q2关闭。当Q1和Q2都打开且输入电流在该环路中流通时，这就是图8中的有效“禁止”期间。在该“禁止”期间功率流禁止传输到输出电容19。在该功率流禁止期间，如果没有负载对输出电容19放电，那么电容电压将会维持恒定。如果输出电容19被接入负载，那么输出电容将通过负载放电并因此输出电压将如图8所示降低，如图8所示。这种情况将持续直到输出电压降低至较低迟滞电压带，其中反馈电压8低于参考电压7。
功率流使能：当反馈电压8低于参考电压7时，接着，输入功能够再次传输至输出电容19。在这种情况下，主比较器13（U1）的输出变“低”。第三驱动器26将不会影响其他两个驱动器23和24的正常自驱动功能并因此主开关Q1和Q2将根据前面描述的正常自驱动机制打开或关闭。在该功率流启动期间，输入电流将对输出电容19充电且输出电压将提高直到达到较高迟滞电压带。
因为迟滞电压带较小，所以功率流禁止和启动机制确保输出电压5在严格的公差内调节至期望的电平。因为来自同步整流器4的功率流是电流源的形式，所以能够使用电流源直接向电容19充电，而不使用额外的输出滤波电感。对于无线充电系统，该特征是可接受的，因为次级模块的输出中的电压纹波能够相对较大，因为在电池组内部将具有电池充电控制以用于电池充电的进一步控制，如初始恒定电流充电的控制及随后的恒定电压充电的控制。
功率流禁止（即Q1和Q2都打开）和启动机制在本发明中是主要因素以确定或调节将进入输出负载的输入功率的量。该控制信号源于主比较器13（U1）的输出。迟滞控制是一个应用示例。能够利用这种禁止和启动机制的其他控制方法也能够使用。在图9和图10显示的示例中，输入电流在环路中流通并被阻止传输至输出为输出电容19充电。
应该注意到，图7中的阻抗X能够由漏电感和串联的输入电容25组成以形成串联谐振电路，该串联谐振电路根据变压器的操作频率来设计。如果两个主开关Q1和Q2一起打开以形成闭合电流环路，那么可能存在谐振情况，其可导致环路中的高电流。为了避免该高电流问题，一种解决方法是将电路修改成包含具有不同电容如阻抗电容28（在图11中也标注为“A1”）的可选路径。当Q1和Q2都打开时，通过使用阻抗电容开关29（S1）跨接阻抗X来插入阻抗电容A1，等效阻抗的谐振频率将改变并将环路电流限制至较低值。
实施方式2
图12和图13显示了具有处于整流器较高部分的开关的次级AC-DC自驱动同步整流器4。由两个二极管D1和D1及两个主开关21和22（在图12和图13中也分别标注为“Q1”和“Q2”）组成的全桥同步整流器4通过阻抗网络（能够是次级绕组的漏电感或感应-电容（inductive-capacitive）阻抗）由AC输入2的电压（可以是变压器的次级绕组中的感应电压）供给。在整流器中，为了开关控制的目的而使用在电桥较高部分的主开关21（Q1）和22（Q2）代替整流器中传统的二极管。为了形成图12显示的双向开关，每个Q1和Q2由以背靠背方式连接的一对P型MOSFET形成。当每个开关对的普通栅极驱动撤销时（即双向开关的关闭状态），开关对的体二极管（bodydiodes）之一将总是阻止电流从输出负载流回至输入。能够调节AC功率流到输出电容19（Cout）和负载R13以在严格的公差内获得恒定DC输出5（Vout）。功率流控制方法能够采用类似于实施方式1的迟滞控制。使用由R14和R15形成的反馈电路18以将输出电压信息检测并供给主比较器13（U1）的非反相输入。然后，检测的反馈电压信号8与电压参考7（Vref）在主比较器13的反相输入处比较。参考电压7代表预期输出电压电平。当反馈电压信号8高于参考电压7时，主比较器13的输出将升高，反之亦然。
不同于具有三个驱动器的实施方式1，在如图12和图13显示的本实施方式中有两个驱动器23和24（在图12和13中也分别标注为“驱动器1”和“驱动器2”），因为主比较器13（U1）的输出分别通过电阻R17和R18直接连接至两个驱动器23和24的基级驱动上。图13中，具有辅助电容31（C1）的辅助低功率二极管电桥30用于为两个驱动器23和24提供DC电压。由Q3至Q5、R3至R6和D9形成的一个驱动器23用于根据主比较器13（U1）的输出电压来驱动主开关21（Q1）打开或关闭，还用于在点B的开关电压。由Q6至Q8、R7至R12和D10形成的另一驱动器24用于根据主比较器13（U1）的输出电压来驱动另一主开关22（Q2）打开或关闭，还用于在点A的开关电压。
功率流禁止和功率流启动的两种模式进一步描述如下。
功率流禁止：当输出电压8（Vout）高于或低于参考电压7（Vref）时迟滞控制发生。当反馈电压8（代表实际输出电压）高于参考电压7（代表期望电压）时，主比较器13（U1）生成高信号。该高电压将通过R17和R18打开Q5和Q8。Q5和Q8将轮流禁止Q4和Q7。Q3和Q6的基极与辅助功率的高电压相关联（分别通过R1和R7），其由图13中具有辅助电容31（C1）的辅助低功率二极管桥电路30发展而来。Q3和Q6的基极电流将它们饱和并打开。因此，Q1和Q2的栅极处于高状态。当它们是P型MOSFET时，开关Q1和Q2处于关闭状态。因为当输出电压高于参考电压7时，主开关Q1和Q2都被打开，所以输出电容19（Cout）从同步整流器4切断并因此禁止来自同步整流器的功率流。在该功率流禁止期间，如果没有对输出电容19放电的负载，那么电容电压将维持恒定。如图8所示，如果输出电容19是带负载的，那么输出电容将通过负载放电且因此输出电压5将降低。这种情况将持续直到输出电压5降低至较低迟滞电压带，其中，反馈电压8变得低于参考电压7。
功率流使能：当反馈电压8低于参考电压7时，那么输入功率能够再次被传输至输出电容19。在这种情况下，主比较器13（U1）的输出变成“低”，意味着在这种条件下，Q5和Q8的控制不受U1的影响。现在Q5是由在点B的电压通过电阻R19来控制，而Q7是由在点A的电压通过电阻R20来控制。主比较器13（U1）将不影响驱动器23和24的正常自驱动功能且因此主开关Q1和Q2将根据先前描述的正常自驱动机制来打开和关闭。在该功率流启动期间，输入电流将向输出电容19充电且输出电压5将提高，直到其达到较高迟滞电压带。
因为迟滞电压带较小，所以功率流禁止和启动机制确保输出电压5在严格的公差内调节至期望的电平。因为来自同步整流器4的功率流是电流源的形式，所以能够使用电流源直接向输出电容19充电，而不使用额外的输出滤波电感。对于无线充电系统，该特征是可接受的，因为在次级模块输出端的电压纹波能够相对大的，因为在电池组内部将具有电池充电控制以用于电池充电的进一步控制，如初始恒定电流充电的控制及随后恒定电压充电的控制。
实施方式3
图14和图15显示了另一次级AC-DC桥式整流电路4。不同于其中主开关21和22的自驱动机制依赖整流器电桥的点A和B处的电压的实施方式1和2，在该方法中主开关21和22使用“电流-控制”方法。包括两个二极管D1和D2和能够为N型MOSFET的两个主开关21和22（在图14和15中还标注为“M1”和“M2”）的同步整流器电桥由具有电压V1的AC输入2经由电抗阻抗来供给，该电抗阻抗典型地由次级绕组3的杂散阻抗和串联输入电容25组成。为了开关控制和传导损耗减少的目的，有意使用M1和M2在电桥的较低部分来代替两个普通二极管。第三开关32（在图14和15中还标注为“M3”）出现在AC输入2的返回路径中。传递至具有输出过滤电容19（Cout）的输出负载R8的AC功率能够被调节以实现恒定的DC输出5（Vout）。
控制方法采用迟滞控制机制。图15中，使用由R2和R3形成的反馈电路18来检测输出电压5并将其供给到的主比较器13（U3）的非反相输入中。然后采样的电压8与在主比较器13（U3）的反相输入端预先定义的电压参考7（V2）进行比较。当采样的电压信号8高于参考电压7时，主比较器13（U3）的输出将升高。当采样的电压信号8低于参考电压7时，主比较器13（U3）的输出将降低。那意味着当输出电压5高于期望值时，主比较器13也会升高。当输出电压5低于期望值时，主比较器降低。
图14和图15中存在三个驱动器。使用由U1、U4、Q3和Q4形成的一个驱动器23（在图14和15中还标注为“驱动器1”）根据在检测电阻R6处检测的电压来驱动M1以使开关打开或关闭。该检测方法能够通过检测开关MOSFET（M1）的内电阻的电压降来操作。使用由U2、U5、Q5和Q6形成的另一驱动器24（在图14和15中还标注为“驱动器2”）根据在检测电阻R7处检测的电压来驱动M2以使开关打开或关闭。而且，该检测方法能够通过检测开关MOSFET M2的内电阻的电压降来操作。当它们的电流反向时（模拟二极管的二极管-反向-恢复行为的关闭机制），M1和M2将关闭。这能够在驱动器比较器U1和U2的帮助下实现。当M1或M2中的电流在检测电阻（对于M1的R6和对于M2的R7）检测的负极流动时，驱动器比较器（对于M1的U1和对于M2的U2）的反相输入比非反相输入的电压更正（positive）。U1或U2的输出将降低。这导致了M1或M2的关闭。否则，M1和M2正常打开以用于携带任意前进的电流。
主迟滞比较器13（U3）的输出向U4和U5的逻辑或门的输入供给驱动信号，有意将U4和U5的逻辑或门在它们的输入之一连接在一起。因此，来自输出反馈电压8的检测信号和流经开关MOSFET M1和M2的电流都将确定开关MOSFET打开的时间。
功率流禁止和功率流启动的两种模式进一步描述如下。
功率流禁止：当输出反馈信号8高于参考电压7时，主比较器13（U3）的输出升高。通过U4和U5，M1和M2将会同时打开，导致点A和B被短路在一起以在次级绕组3和它的的串联阻抗中形成闭合电流环路。
打开的时间越长，它将传递至输出端的功率越少。当驱动器比较器U1的输出较低时，在AC输入2的返回路径中，由Q1、Q2和Q7形成的第三驱动器33（在图14和15中也标注为“驱动器3”）具有切断电流流动的功能且，当主比较器U3的输出较高时也是如此。主比较器U3的高输出意味着输出电压8高于阈值电压7（V2）。通过增加主MOSFET M1和M2二者的打开的时间，更少的功率将传递至负载。然而，随着来自输入2（V1）的持续电流，M1和M2将引起不必要的能量损耗。开关MOSFET形式的第三开关32（M3）如果处于关闭状态则能够帮助减少能量损耗，但是在开关MOSFET M1的电流处于相反方向（零电流穿过）的一瞬间——驱动器比较器U1处于低状态时，必须关闭。然后，Q7将关联开关MOSFET M3至关闭状态。当输入电流持续流到输出负载时，这将避免任何电流瞬变。在正常的打开状态中，开关MOSFET M3由Q1和Q2驱动，它们都具有来自通过D3输入的辅助供应。电阻R5使Q1偏置，并且M3正常连接输入和负载。
功率流启动：当反馈电压8低于参考电压7时，那么输入功率能够再次传输至输出电容19。在这种情况中，主比较器13（U3）的输出变“低”。第三驱动器33以开关M3是正常处于闭合条件下的方式自偏。在该条件下，将不影响其他两个驱动器23和24的正常自驱动功能，并因此主开关M1和M2将根据先前描述的正常自驱动机制打开或关闭。在该功率流启动期间，输入电流将向输出电容19充电，且输出电压5将升高直到达到较高迟滞电压带。
本发明还提供了由功率传送绕组提供的转换AC输入的方法的另一方面。该方法的一个宽泛的实施方式包括将AC输入2整流为经整流的输出5，并以参考信号7与电压反馈信号8之间的比较为基础控制整流，该电压反馈信号基于经整流的输出5。应当理解的是先前的描述还描述了本方法的其他实施方式
有益地，本发明为“单级”AC-DC功率转换器提供了解决方案：
（a）具有输出电压调节；
（b）对于变压器次端的同步整流器具有自驱动功能；
（c）没有来自变压器主端的电压控制；
（d）没有额外的DC-DC转换器；以及
（e）没有输出电感。
基于功率流启动/禁止控制信号，从本发明的AC-DC转换器的整流装置到输出电容流动的功功率以一种方式被控制，以使输出DC电压在严格的公差内保持期望的电压电平。
虽然本发明已经参考具体示例进行描述，但本领域技术人员将理解本发明可以以许多其他形式体现。并且本领域技术人员也将理解所描述的各个示例的特征能够以其他组合而结合。

Claims (82)

1.一种用于转换由功率传输绕组提供的AC输入的AC-DC转换器，该AC-DC转换器包括：
整流装置，用于将所述AC输入整流为经整流的输出；以及
控制装置，用于基于参考信号与电压反馈信号之间的比较来控制所述整流装置，所述电压反馈信号基于所述经整流的输出。
2.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述整流装置包括同步整流器。
3.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述整流装置包括自驱动同步整流器。
4.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置使用迟滞控制来控制所述整流装置。
5.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，该AC-DC转换器包括比较装置，该比较装置用于为所述控制装置提供所述比较，所述比较装置对所述电压反馈信号与迟滞公差进行比较，该迟滞公差由所述参考信号之上的较高迟滞带和所述参考信号之下的较低迟滞带定义。
6.根据权利要求5所述的AC-DC转换器，其中，当所述电压反馈信号超过所述较高迟滞带时，所述控制装置禁止所述经整流的输出。
7.根据权利要求5所述的AC-DC转换器，其中，当所述电压反馈信号降至所述较低迟滞带之下时，所述控制装置启动所述经整流的输出。
8.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，该AC-DC转换器包括用于为所述控制装置提供所述比较的主比较器。
9.根据权利要求8所述的AC-DC转换器，其中，所述主比较器具有不倒相输入和倒相输入，所述电压反馈信号被提供至所述不倒相输入，而所述参考信号被提供至所述倒相输入。
10.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述参考信号是齐纳二极管上的电压。
11.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，该AC-DC转换器包括电压反馈装置，该电压反馈装置用于采样所述经整流的输出并提供所述电压反馈信号。
12.根据权利要求11所述的AC-DC转换器，其中，所述电压反馈装置包括连接至所述经整流的输出的电压反馈电路。
13.根据权利要求12所述的AC-DC转换器，其中，所述电压反馈电路连接在输出电容之前。
14.根据权利要求12所述的AC-DC转换器，其中，所述电压反馈电路包括电阻分压器。
15.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述整流装置包括两个主开关。
16.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，至少一个主开关具有低导通电阻。
17.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，至少一个主开关包括功率MOSFET。
18.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，至少一个主开关包括N型MOSFET。
19.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，至少一个主开关包括P型MOSFET。
20.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，至少一个主开关包括一对背靠背连接的开关组件以形成双向开关。
21.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，所述整流装置经由电抗阻抗从所述功率传输绕组接收所述AC输入，所述电抗阻抗由漏电感构成，所述功率传输绕组与输入电容串联，所述AC-DC转换器包括阻抗电容，该阻抗电容以阻抗电容开关跨接所述电抗阻抗，其中当所述主开关导通时，所述阻抗电容开关开启，从而使得所述阻抗电容跨接所述电抗阻抗。
22.根据权利要求15所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置包括用于驱动一个主开关的第一驱动器和用于驱动另一主开关的第二驱动器，当所述电压反馈信号超出所述参考信号第一预定值时，所述第一和第二驱动器禁止所述经整流的输出，并且当所述电压反馈信号低于所述参考信号第二预定值时，允许所述整流装置作为自驱动整流器来操作以启动所述经整流的输出。
23.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器通过保持所述主开关都导通来禁止所述经整流的输出。
24.根据权利要求23所述的AC-DC转换器，其中，当所述主开关都导通时，所述主开关形成闭合回路的一部分，所述AC输入的电流在所述闭合回路中流通从而禁止所述经整流的输出。
25.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器通过允许所述主开关作为自驱动整流器的一部分进行开启和关闭来允许所述整流装置作为自驱动整流器操作。
26.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器的每一者包括两个驱动开关。
27.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置包括第三驱动器，该第三驱动器用于接收所述参考信号与所述电压反馈信号之间的比较，并用于基于所述比较来驱动所述第一和第二驱动器。
28.根据权利要求27所述的AC-DC转换器，其中，所述第三驱动器包括两个驱动开关。
29.根据权利要求27所述的AC-DC转换器，其中，所述第一、第二和第三驱动器通过求和点来驱动所述主开关。
30.根据权利要求27所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器的每一者包括驱动器二极管和三个驱动器开关。
31.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器的每一者直接接收所述参考信号与所述电压反馈信号之间的比较。
32.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置包括具有辅助电容的辅助低功率二极管电桥以向所述第一和第二驱动器提供DC功率。
33.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述第一和第二驱动器的每一者包括两个驱动器开关和两个驱动器比较器。
34.根据权利要求22所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置包括在所述AC输入的返回路径中的复位开关以使当所述经整流的输出被禁止时，关闭所述复位开关，以减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
35.根据权利要求34所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置包括在所述AC输入的返回路径中的第三驱动器，该第三驱动器为自偏压以使所述复位开关正常关闭，并且当所述经整流的输出被禁止时，所述第三驱动器关闭所述复位开关，从而减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
36.根据权利要求35所述的AC-DC转换器，其中，所述第三驱动器包括三个驱动器开关。
37.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，该AC-DC转换器形成通过所述功率传输绕组无线地接收功率的无线功率接收机的一部分。
38.根据权利要求37所述的AC-DC转换器，其中，所述无线功率接收机为便携式电子器件。
39.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述功率传输绕组为位于变压器一端的变压器绕组，并且所述控制装置位于所述变压器的相同的那一端。
40.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述控制装置电耦合至所述整流装置。
41.根据权利要求1所述的AC-DC转换器，其中，所述AC-DC转换器为单级AC-DC转换器。
42.一种转换由功率传输绕组提供的AC输入的方法，该方法包括：
将所述AC输入整流为经整流的输出；以及
基于参考信号与电压反馈信号之间的比较来控制所述整流，所述电压反馈信号基于所述经整流的输出。
43.根据权利要求42所述的方法，其中，使用同步整流器来将所述AC输入整流为所述经整流的输出。
44.根据权利要求42所述的方法，其中，使用自驱动同步整流器来将所述AC输入整流为所述经整流的输出。
45.根据权利要求42所述的方法，其中，使用迟滞控制来控制所述整流。
46.根据权利要求42所述的方法，该方法包括对所述电压反馈信号与迟滞公差进行比较，该迟滞公差由所述参考信号之上的较高迟滞带和所述参考信号之下的较低迟滞带定义。
47.根据权利要求46所述的方法，其中，控制所述整流包括当所述电压反馈信号超过所述较高迟滞带时，禁止所述经整流的输出。
48.根据权利要求46所述的方法，其中，控制所述整流包括当所述电压反馈信号降至所述较低迟滞带之下时，启动所述经整流的输出。
49.根据权利要求42所述的方法，其中，使用主比较器来比较所述电压反馈信号与所述参考信号。
50.根据权利要求49所述的方法，其中，所述主比较器装备有不倒相输入和倒相输入，以及所述方法包括向所述不倒相输入提供所述电压反馈信号，而向所述倒相输入提供所述参考信号。
51.根据权利要求42所述的方法，其中，使用齐纳二极管上的电压来提供所述参考信号。
52.根据权利要求42所述的方法，该方法包括采样所述经整流的输出以提供所述电压反馈信号。
53.根据权利要求52所述的方法，其中，使用连接至所述经整流的输出的电压反馈电路来采样所述经整流的输出。
54.根据权利要求53所述的方法，其中，所述电压反馈电路连接在输出电容之前。
55.根据权利要求53所述的方法，其中，所述电压反馈电路装备有电阻分压器。
56.根据权利要求42所述的方法，其中，使用两个主开关来将所述AC输入整流为所述经整流的输出。
57.根据权利要求56所述的方法，其中，至少一个主开关装备有低导通电阻。
58.根据权利要求56所述的方法，其中，至少一个主开关装备有功率MOSFET。
59.根据权利要求56所述的方法，其中，至少一个主开关装备有N型MOSFET。
60.根据权利要求56所述的方法，其中，至少一个主开关装备有P型MOSFET。
61.根据权利要求56所述的方法，其中，至少一个主开关装备有一对背靠背连接的开关组件以形成双向开关。
62.根据权利要求56所述的方法，其中，所述AC输入经由电抗阻抗从所述功率传输绕组提供，所述电抗阻抗由漏电感构成，所述功率传输绕组与输入电容串联，该方法包括提供以阻抗电容开关跨接所述电抗阻抗的阻抗电容，在所述主开关导通时开启所述阻抗电容开关，从而使得所述阻抗电容跨接所述电抗阻抗。
63.根据权利要求56所述的方法，其中，控制所述整流包括用第一驱动器驱动一个主开关和用第二驱动器驱动另一主开关，当所述电压反馈信号超出所述参考信号第一预定值时，所述第一和第二驱动器禁止所述经整流的输出，并且当所述电压反馈信号低于所述参考信号第二预定值时，允许所述主开关作为自驱动整流器来操作以启动所述经整流的输出。
64.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器通过保持所述主开关都导通来禁止所述经整流的输出。
65.根据权利要求64所述的方法，其中，当所述主开关都导通时，所述主开关形成闭合回路的一部分，所述AC输入的电流在所述闭合回路中流通从而禁止所述经整流的输出。
66.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器允许所述主开关开启和关闭以作为自驱动整流器的一部分来操作。
67.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器的每一者装备有两个驱动开关。
68.根据权利要求63所述的方法，其中，控制所述整流包括用第三驱动器接收所述参考信号与所述电压反馈信号之间的比较，并且用所述第三驱动器基于所述比较来驱动所述第一和第二驱动器。
69.根据权利要求68所述的方法，其中，所述第三驱动器装备有两个驱动开关。
70.根据权利要求68所述的方法，其中，所述第一、第二和第三驱动器通过求和点来驱动所述主开关。
71.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器的每一者装备有驱动器二极管和三个驱动器开关。
72.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器的每一者直接接收所述参考信号与所述电压反馈信号之间的比较。
73.根据权利要求63所述的方法，该方法包括装备具有辅助电容的辅助低功率二极管电桥以向所述第一和第二驱动器提供DC功率。
74.根据权利要求63所述的方法，其中，所述第一和第二驱动器的每一者装备有两个驱动器开关和两个驱动器比较器。
75.根据权利要求63所述的方法，其中，控制所述整流包括在所述AC输入的返回路径中装备复位开关以使当所述经整流的输出被禁止时，关闭所述复位开关，以减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
76.根据权利要求75所述的方法，其中，控制所述整流包括在所述AC输入的返回路径中装备第三驱动器，该第三驱动器为自偏压以使所述复位开关正常关闭，并且当所述经整流的输出被禁止时，所述第三驱动器关闭所述复位开关，从而减少由连续流通的电流造成的能量损耗。
77.根据权利要求76所述的方法，其中，所述第三驱动器装备有三个驱动器开关。
78.根据权利要求42所述的方法，该方法包括通过所述功率传输绕组无线地接收功率，其中所述功率传输绕组作为无线功率接收机的一部分来装备。
79.根据权利要求78所述的方法，其中，所述无线功率接收机作为便携式电子器件来装备。
80.根据权利要求42所述的方法，其中，所述功率传输绕组作为位于变压器一端的变压器绕组来装备，并且其中所述整流以位于所述变压器的相同的那一端的控制装置来控制。
81.根据权利要求42所述的方法，其中，用整流装置将所述AC输入整流为所述经整流的输出，并且用控制装置来控制所述整流，该控制装置电耦合至所述整流装置。
82.根据权利要求42所述的方法，其中，所述AC输入以单级转换为所述经整流的输出。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106218414A (zh) * 2016-08-26 2016-12-14 北京公共交通控股（集团）有限公司 无轨电车车载用电设备的供电装置及供电方法
CN108092420A (zh) * 2016-11-21 2018-05-29 宁波微鹅电子科技有限公司 一种电能接收端的控制方法及无线电能传输装置
US10523036B2 (en) 2016-12-14 2019-12-31 Shenzhen Yichong Wireless Power Technology Co. Ltd Resonant wireless charging system and method for electric toothbrush

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5622363B2 (ja) * 2009-03-16 2014-11-12 株式会社東芝 電子機器システム
US8634218B2 (en) * 2009-10-06 2014-01-21 Power Integrations, Inc. Monolithic AC/DC converter for generating DC supply voltage
US8310845B2 (en) 2010-02-10 2012-11-13 Power Integrations, Inc. Power supply circuit with a control terminal for different functional modes of operation
US8913409B2 (en) * 2010-02-12 2014-12-16 City University Of Hong Kong Self-driven AC-DC synchronous rectifier for power applications
US8908400B2 (en) * 2010-12-29 2014-12-09 National Semiconductor Corporation Voltage multiplication in a wireless receiver
US20130032854A1 (en) * 2011-08-01 2013-02-07 Lui Chao-Cheng Rectirier
US9088222B2 (en) * 2011-11-17 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier
US9729081B1 (en) * 2012-01-13 2017-08-08 Maxim Integrated Products, Inc. Powered device having semi-active bridge
US9455621B2 (en) 2013-08-28 2016-09-27 Power Integrations, Inc. Controller IC with zero-crossing detector and capacitor discharge switching element
CN104426246B (zh) 2013-09-04 2019-04-19 恩智浦美国有限公司 具有宽输入电压范围的无线电力发射器及其操作方法
US10170937B2 (en) 2015-07-24 2019-01-01 Qualcomm Incorporated Devices, systems, and methods for adjusting output power using synchronous rectifier control
US9667154B2 (en) * 2015-09-18 2017-05-30 Power Integrations, Inc. Demand-controlled, low standby power linear shunt regulator
US9602009B1 (en) 2015-12-08 2017-03-21 Power Integrations, Inc. Low voltage, closed loop controlled energy storage circuit
US9629218B1 (en) 2015-12-28 2017-04-18 Power Integrations, Inc. Thermal protection for LED bleeder in fault condition
EP3513489A1 (en) 2016-09-15 2019-07-24 Power Integrations, Inc. Power converter controller with stability compensation
CN107359676B (zh) * 2017-09-04 2023-04-11 广州泓淮能源科技有限公司 一种蓄电池在线充放电控制及容量核对系统和方法
US10298118B1 (en) 2018-05-14 2019-05-21 Haier Us Appliance Solutions, Inc. Systems and methods for self-driven active rectification
CN113036830B (zh) * 2019-12-25 2023-09-26 圣邦微电子（北京）股份有限公司 基于无线充电的检测控制电路及控制方法

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1168118A (en) * 1967-06-13 1969-10-22 Westinghouse Brake & Signal Improvements Relating to Electrical Regulator Circuits
US3908159A (en) * 1974-06-03 1975-09-23 Quasar Electronics Corp Regulated power supply with start-up and protective circuits
US5637413A (en) * 1995-10-16 1997-06-10 Motorola, Inc. Overvoltage disconnect circuit for lithium ion batteries
CN1277750A (zh) * 1998-09-17 2000-12-20 精工爱普生株式会社 电力供给装置、电力供给方法、携带式电子装置和电子钟表
US20040109335A1 (en) * 2002-07-30 2004-06-10 Delta Electronics, Inc. Synchronous rectifier with burst mode control
CN101015114A (zh) * 2003-06-02 2007-08-08 磁应用股份有限公司 永磁交流发电机的控制器
CN101202502A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 郑再钦 交/直流转换稳压电路
CN101268605A (zh) * 2005-08-23 2008-09-17 弗里沃移动动力有限责任公司 用于逻辑电路部分的输入电路

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3152016B2 (ja) 1993-06-15 2001-04-03 富士電機株式会社 同期整流用パワーｍｏｓｆｅｔの制御装置
US5615097A (en) * 1994-09-20 1997-03-25 Astec International, Ltd. Transient over voltage protection circuit for electrical power converters
EP0741447A3 (en) * 1995-05-04 1997-04-16 At & T Corp Method and device for controlling a synchronous rectifier converter circuit
TW398087B (en) * 1997-07-22 2000-07-11 Sanyo Electric Co Pack cell
US6271712B1 (en) * 1999-04-07 2001-08-07 Semiconductor Components Industries Llc Synchronous rectifier and method of operation
FI109248B (fi) * 1999-07-19 2002-06-14 Nokia Corp Teholähde ja tasasuuntaajan oikosulkuvirran rajoitusjärjestely
JP4466798B2 (ja) 2000-05-26 2010-05-26 サンケン電気株式会社 直流−直流変換器
US6466462B2 (en) * 2000-10-31 2002-10-15 Yokogawa Electric Corporation DC/DC converter having a control circuit to reduce losses at light loads
EP1324479A1 (en) * 2001-12-28 2003-07-02 STMicroelectronics S.r.l. "Bipolar low voltage fast synchronous rectifier for mixed step-up/down architectures."
US6597587B1 (en) * 2002-04-02 2003-07-22 The University Of Hong Kong Current driven synchronous rectifier with energy recovery using hysterisis driver
US6788554B2 (en) * 2003-01-13 2004-09-07 Semtech Corporation Switched mode power converter having synchronous rectification and secondary side post regulation
US20050035795A1 (en) * 2003-07-08 2005-02-17 Liu Chi Fai Circuit for optimizing zener diode bias current
US7251146B2 (en) * 2003-07-24 2007-07-31 Sanken Electric Co., Ltd. Direct-current converter having active clamp circuit
JP5147321B2 (ja) * 2007-07-19 2013-02-20 パナソニック株式会社 半導体集積回路およびセンサ駆動／測定システム
US20090097291A1 (en) * 2007-08-16 2009-04-16 Bormann Ronald M Universal power supply for a laptop
US8008960B2 (en) * 2008-04-22 2011-08-30 Cisco Technology, Inc. Synchronous rectifier post regulator
US7911813B2 (en) * 2008-07-21 2011-03-22 System General Corp. Offline synchronous rectifying circuit with sense transistor for resonant switching power converter
CN101615846B (zh) * 2009-07-30 2011-09-28 旭丽电子(广州)有限公司 直流/直流转换装置与跳频控制模块及跳频控制方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1168118A (en) * 1967-06-13 1969-10-22 Westinghouse Brake & Signal Improvements Relating to Electrical Regulator Circuits
US3908159A (en) * 1974-06-03 1975-09-23 Quasar Electronics Corp Regulated power supply with start-up and protective circuits
US5637413A (en) * 1995-10-16 1997-06-10 Motorola, Inc. Overvoltage disconnect circuit for lithium ion batteries
CN1277750A (zh) * 1998-09-17 2000-12-20 精工爱普生株式会社 电力供给装置、电力供给方法、携带式电子装置和电子钟表
US20040109335A1 (en) * 2002-07-30 2004-06-10 Delta Electronics, Inc. Synchronous rectifier with burst mode control
CN101015114A (zh) * 2003-06-02 2007-08-08 磁应用股份有限公司 永磁交流发电机的控制器
CN101268605A (zh) * 2005-08-23 2008-09-17 弗里沃移动动力有限责任公司 用于逻辑电路部分的输入电路
CN101202502A (zh) * 2006-12-11 2008-06-18 郑再钦 交/直流转换稳压电路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106218414A (zh) * 2016-08-26 2016-12-14 北京公共交通控股（集团）有限公司 无轨电车车载用电设备的供电装置及供电方法
CN108092420A (zh) * 2016-11-21 2018-05-29 宁波微鹅电子科技有限公司 一种电能接收端的控制方法及无线电能传输装置
CN108092420B (zh) * 2016-11-21 2020-05-05 宁波微鹅电子科技有限公司 一种电能接收端的控制方法及无线电能传输装置
US10523036B2 (en) 2016-12-14 2019-12-31 Shenzhen Yichong Wireless Power Technology Co. Ltd Resonant wireless charging system and method for electric toothbrush

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