KR20160019114A - 소비자 전자 디바이스용 전력 회로 - Google Patents

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KR20160019114A
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power
transformer
circuit
controller
switching device
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KR1020167001047A
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미카엘 에이치 프리맨
로버트 다이터
밋첼 씨. 프리맨
사티쉬 필라이
다니엘 세가라
Original Assignee
어드벤스트 차징 테크놀로지스, 엘엘씨
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Abstract

전자 디바이스의 전력 공급에 사용하기 위한 전력 제공용 전기 회로가 여기서 설명된다. 전기 회로는, 전원에 전기적으로 연결되어, 상기 전원으로부터 교류(AC) 입력 전력을 수신하기 위한, 그리고 전자 디바이스에 직류(DC) 출력 전력을 전달하기 위한, 전력 컨버터 회로를 포함한다. 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 전원으로부터 상기 변압기의 주 측에 전력을 전달한다. 컨트롤러가 전압 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 전압 센서로부터 감지된 전압 레벨을 수신하고, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송한다.

Description

소비자 전자 디바이스용 전력 회로 {POWER CIRCUIT FOR CONSUMER ELECTRONIC DEVICES}
관련 출원의 상호참조
본 출원은 2013년 7월 10일 출원된 미국특허가출원 제61/844,784호의 우선권을 주장하고, 2013년 6월 28일 출원된 미국특허가출원 제61/841,079호의 우선권을 주장하며, 2013년 6월 14일 출원된 미국특허가출원 제61/835,438호의 우선권을 주장하고, 그 내용 전체는 모든 용도로 본 발명에 포함된다.
발명의 분야
본 발명은 일반적으로 전력 회로에 관한 것이고, 특히, 소비자 전자 디바이스의 충전에 사용하기 위한 전력을 제공하기 위한 전력 회로에 관한 것이다.
에너지 위기는 전류 부하를 낮추는 수요측 응답을 요구한다. 에너지 위기는 전세계적인 문제다. 예를 들어, 미국 에너지국은 2015년까지 미국내 평균 수요를 충족시킬 만큼 전력이 충분하지 않을 것임을 예상하고 있다.
제어가능한 오펜더 중 하나는 "뱀파이어 부하"(Vampire Loads)다. "월 워트 파워"(Walll Wort Power) 또는 "대기 전력"(Standby Power)으로도 불리는 이러한 폐전기는 매년 천억kW 이상으로 미국 에너지국(DOE)에 의해 추정되고 있고, 100억 달러 이상의 비용에 달한다.
미국 에너지국은 2008년에 "많은 기기들이 전원을 껐을 때 소량의 전력을 계속 소모하고 있다. 이러한 "뱀파이어" 부하는 VCR, 텔레비전, 스테레오 음악 기기, 컴퓨터, 및 주방 기기와 같은 전기를 이용하는 대부분의 기기에서 나타난다. 이는 기기의 플러그를 뽑음으로써, 또는 파워 스트립을 이용하되 파워 스트립의 전원을 켜서 기기로의 모든 전력을 차단함으로써 방지할 수 있다"고 언급하였다.
미국 에너지국에 따르면, 다음의 유형의 디바이스들이 대기전력을 소모한다:
1. 전압 변환용 변압기(셀 폰, 랩 탑 및 노트패드, 벽체 충전기를 사용하는 칼큘레이터 및 기타 배터리 전력형 디바이스를 포함).
2. 전원 꺼진 월 워트 전력 공급식 디바이스(셀 폰, 랩 탑 및 노트패드, 칼큘레이터, 배터리 전력형 드릴 및 툴 - 모두 벽체 충전기를 갖고, 배터리를 완전히 충전시켰거나 디바이스로부터 실제로 분리되어 있음).
3. 웜-업 지연없이 사용자 액션에 즉각적으로 응답하는 "인스턴트-온" 기능을 가진 많은 디바이스.
4. 텔레비전 수상기와 같은 시청 장비, 일부 공조기와 같은 원격 제어에 의해 깨어날 수 있는(즉, 작동될 수 있는) 대기 모드의 전자 및 전기 디바이스.
5. 가령, 전력 공급받는 타이머를 이용하여, 전원이 꺼질 때에도 일부 기능을 수행할 수 있는 전자 및 전기 디바이스. 대부분의 현대 컴퓨터는 대기 전력을 소모하여, (Wake on LAN, 등에 의해) 원격으로, 또는 지정된 시간에, 작동될 수 있다. 이러한 기능들은 필요하지 않을 경우에도 항상 가동되며, 기능이 필요치 않을 경우에만, (종종 후면의 스위치에 의해) 메인으로부터 분리시킴으로써 전력을 절감할 수 있다.
6. 무정전 전력 공급원(UPS)
이 모두는 셀 폰, 랩 탑, 또는 유사 디바이스가 완전히 충전되어 있을 때에도, 전류가 여전히 흐르고 있으며, 그러나 아무것도 않으면서 전기를 소모하고 있음을 의미한다. 가장 최근에 제조된 디바이스 및 기기들은 종일, 매일, 전류를 계속 소모하고 있고, 비용을 치르게 하며, 전세계적인 에너지 위기에 기여한다.
국립 표준 및 기술 연구소(The National Institute of Standards and Technology: NIST)(미국 상무부 소속부서)는 2010년의 Buildings Technology Research and Development Subcommittee를 통해 "플러그 부하"(plug loads)를 감소시키기 위한 목적을 다음과 같이 발표하였다:
"전체 소비량에 대한 플러그 부하의 영향은 상당하다. 상업용 건물의 경우에, 플러그 부하는 총 에너지 이용의 35%, 주거용의 경우 25%, 그리고 학교의 경우 10%로 추정된다.
플러그 부하를 감소시키기 위한 기회는 다음을 포함한다:
1) 더 효율적인 플러그 디바이스 및 기기
2) 사용하지 않는 기기를 끄고 변압기 및 다른 소형의 그러나 항상 온 상태의 기기로부터 "기생" 부하를 감소시키는, 자동화된 스위칭 디바이스, 또는,
3) 점유자 거동 수정".
실질적으로 모든 현대 전자기기에 의해 경험되는 문제점들 중 한가지는 전력 공급원이, 외부 또는 임베디드 "전력 모듈"이던지 간에, 에너지 효율적이지 않다는 점이다. 이는 여러가지 이유로 사실인데, 그 중 한가지는 Michael Faraday가 변압기를 발명한 1831년으로 거슬러 올라간다. 변압기는 본디 비효율적인데, 왜냐하면, 아날로그 디바이스로서, 각각의 지정 권선에 대한 하나의 파워 출력만을 생성하기 때문이다. 따라서, 2개의 전력 출력이 필요할 경우, 2개의 보조 권선이 필요하다. 더욱이, 공통의 현대 외부 전력 공급원을 생성하기 위해 변압기와 공조할 필요가 있는 부품 및 부품 요소가 종종 50개가 넘는다. 전력 공급원의 많은 부품들은 원래 비효율적인데, 왜냐하면, 전류가 다양한 부품들 내로, 주위로, 그리고 통해 흘러야만 하고, 각각은 서로 다른 전력 손실 계수(power dissipation factors)를 가지며, 회로 트레이스도 폐에너지를 생성하는 저항성 손실을 야기하기 때문이다.
더욱이, 변압기가 작동하는 방식은 자기장을 생성하고 붕괴한다. 모든 전자들이 자기장 생성/소멸에 의해 "리캡처"될 수 없기 때문에, 탈출하는 전자들이 종종 열로 이를 행하며, 이는 셀 폰, 랩 탑 및 태블릿 충전기가 만질 때 뜨겁거나 따뜻하게 느껴지는 이유다. 모든 소비자 전자 장치가 열을 생성하는 주된 이유이기도 하며, 이는 에너지/전기를 낭비할 뿐 아니라, 다른 관련된 전자 부품의 발열을 통해 궁극적으로 마멸을 일으킨다.
전류 전자 장치에서 발견되는 다른 비효율성은 서로 다른 부품들을 구동시키기 위해 복수의 내부 전력 공급원이 필요하다는 점이다. 예를 들어, 현대 세계의 전력 모듈에서, MOSFET이 회로 내 "현실 세계" 인터페이스에서 더욱 더 중요한 부품이 되고 있다.
MOSFET은 스위칭, 모터/솔레노이드 구동, 변압기 인터페이싱, 및 다른 기능들의 호스트를 실현한다. 스펙트럼의 다른 단부에는 마이크로프로세서가 위치한다. 마이크로프로세서는 5볼트, 3.3볼트, 2.7볼트, 또는 심지어 1.5볼트일 수 있는 정상 감소 작동 전압 및 전류의 특징을 가진다. 대부분의 시스템에서 MOSFET 및 마이크로프로세서는 회로를 작동시키기 위해 함께 또는 조합하여 사용된다. 그러나, 대부분 마이크로프로세서 및 MOSFET 용 드라이버는 서로 다른 전압에서 작동하여, 하나의 회로 내에 복수의 전력 공급원이 필요해지게 된다.
표준 MOSFET은 성공적으로 턴-온 및 턴-오프를 행하기 위해 15볼트 스윙 수준에서 전달될 수 있는 드라이버를 필요로한다. 턴-온의 경우에, 드라이버 전압이 효과적이기 위해서 레일 전력을 넘어야한다는 요건이 실제 존재한다. 충전 펌프 기술을 이용하는 전용 드라이버가 이 용도로 고안되었다. MOSFET 드라이버의 다른 주 기능은 현대 CMOS 프로세스의 출력 구동 기능과 양립하게 하는 감소 입력 구동 요건을 갖는 것이다.
충전기처럼, 대부분의 외부 전력 공급원에 공통인 MOSFET/드라이버 배열은 실제로 개별적인 3개의 전력 공급원을 요구한다. 필요한 제 1 전력 공급원은 메인 파워 레일이며, MOSFET에 공급되는 100VAC 내지 300VAC 범위의 전압으로 일반적으로 구성된다. 필요한 제 2 전력 공급원은 MOSFET 드라이버에 의해 요구되는 15볼트(또는 그 이상)다. 마지막으로, 마이크로프로세서는 이들의 서로 다른 많은 가변 전압들에 대해 다른 분리된 전력 공급원을 필요로한다.
전류 비효율성 및 에너지 낭비의 좋은 예는 통상적이 텔레비전에서 발견되며, 텔레비전은 화면, 백라이트, 메인 회로 보드, 및 사운드 및 보조 보드를 구동하기 위해 4개 내지 6개 정도의 서로 다른 전력 공급 모듈을 필요로한다. 이러한 전류 시스템은 필요한 각각의 전력 공급원에 대해 복수의 변압기 및 수십개의 부품들을 필요로한다. 변압기 및 부품(MOSFET 포함)들은 그 복제된 비효율성을 통해 열을 증폭시키고, 이는 텔레비전 후면이 항상 뜨거운 이유 중 하나다. 추가적으로, 다양한 전력 출력을 위해 필요한 변압기가 많을수록, 더 많은 부품들이 필요하고 더 많은 에너지 낭비 원인이 생성된다.
발열 문제에 추가하여, 복수의 변압기 기반 전력 공급원 모두는 통상적으로 40개 내지 60개의 부품들을 동작시킬 것을 요구하여, 전형적인 변압기 기반 텔레비전 전력 공급 모듈에 대해 수십 개의 부품들을 필요로하며, 이는 신뢰도를 감소시키면서 비용 및 총 구성요소 크기를 증가시킨다. 다수의 부품으로 인해, 시스템 저항이 증가하고, 폐에너지가 열로 나타난다.
본 발명은 레일 소스로부터 전기 돌입 전류를 더 우수하게 제어할 수 있고 효율성을 더 높일 수 있도록, 앞서 식별된 문제점들 중 하나 이상을 목표로 한다.
본 발명의 일 형태에서, 애플리케이션의 충전에 사용하기 위한 전력 제공용 및/또는 전자 디바이스를 위한 일정 공급 회로에 전력 공급용 전기 회로가 제공된다. 상기 전기 회로는, 전원에 전기적으로 연결되어, 상기 전원으로부터 교류(AC) 입력 전력을 수신하기 위한, 그리고 전자 디바이스에 직류(DC) 출력 전력을 전달하기 위한, 전력 컨버터 회로를 포함한다. 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 전원으로부터 상기 변압기의 주 측에 전력을 전달한다. 전압 센서가 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 전력의 전압 레벨을 감지한다. 컨트롤러가 상기 전압 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 전압 센서로부터 감지된 전압 레벨을 수신하고, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송한다.
본 발명의 다른 형태에서, 애플리케이션의 충전에 사용하기 위한 전력 제공용 및/또는 전자 디바이스에 대한 일정 공급 회로의 전력 공급용 전기 회로가 제공된다. 상기 전기 회로는, 전원에 전기적으로 연결되어, 상기 전원으로부터 교류(AC) 입력 전력을 수신하기 위한, 그리고 전자 디바이스에 직류(DC) 출력 전력을 전달하기 위한 전력 컨버터 회로를 포함한다. 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 전원으로부터 상기 변압기에 전력을 전달한다. 홀 효과 센서가 상기 변압기 주 측에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 자기장을 감지한다. 컨트롤러가 상기 홀 효과 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 홀 효과 센서로부터 감지된 자기장을 수신하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송하도록, 구성된다. 상기 제어 신호는 감지되는 자기장의 함수로 결정된다.
본 발명의 또 다른 형태에서, 애플리케이션의 충전에 사용하기 위한 전력 제공용 및/또는 전자 디바이스에 대한 일정 공급 회로의 전력 공급용 전기 회로가 제공된다. 상기 전기 회로는, 전원에 연결되어, 상기 전원으로부터 AC 입력 전력을 수신하고, 상기 AC 입력 전력을 DC 입력 전력으로 변환하기 위한 정류기 회로를 포함한다. 의사-공진 회로가 상기 정류기 회로에 연결된다. 의사-공진 회로는 제 1 스위칭 디바이스, 다이오드, 인덕터, 및 커패시터를 포함할 수 있다. 제 1 스위칭 디바이스는 MOSFET을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 의사-공진 회로는 인덕터 및/또는 다이오드를 포함하지 않는다. 전력 컨버터 회로가 상기 의사-공진 회로에 연결되어, 상기 의사-공진 회로로부터 DC 입력 전력 신호를 수신하고, 감소 전압 레벨을 가진 DC 출력 전력을 전달한다. 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 제 2 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 의사-공진 회로로부터 상기 변압기에 전력을 전달한다. 동기식 정류기 회로가 상기 변압기에 연결되고, 상기 변압기의 보조 측에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스와, 상기 동기식 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력을 변형시키도록 상기 동기식 스위칭 디바이스에 스위치 제어 신호를 송신하기 위한 동기식 정류기 컨트롤러를 포함한다. 상기 전기 회로는, 브리지 정류기를 대신하여 상기 변압기의 주 측에 연결되는 동기식 정류기 회로를 더 포함한다. 전압 센서가 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 전력의 전압 레벨을 감지한다. 컨트롤러가 상기 전압 센서에 연결되어, 상기 전압 센서로부터 감지되는 전압 레벨을 수신하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 제 1 및 제 2 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송하도록, 구성된다. 일 실시예에서, 컨트롤러의 특징들이, 전형적인 아날로그-디지털 통신 변환을 이용하는 상태 머신에서처럼 디지털 성분에서의 칩 상의 펌웨어 내에 놓일 수 있다. MOSFET 및 대응 드라이버들 중 하나 이상이 단일 칩 상에 형성될 수 있다.
전기 회로는 소비자 디바이스가 충전을 완료하였을 때를, 및/또는, 전력 회로로부터 분리될 때를 결정하도록 구성되는, 그리고, 전력 회로 및/또는 전자 디바이스로의 전력 공급을 차단하도록 전력 회로를 작동시키는, 뱀파이어 부하 시스템을 또한 포함한다.
발명의 다른 형태에서, 동일 칩 상에 아날로그 및 디지털 구성요소들을 포함하는 전력 회로가 반도체 칩 상에 형성된다. 311V SoI BCD와 같은 프로세스가 반도체용으로 사용될 수 있고, 이는 마이크로컨트롤러, 타이머/쿼츠, PID 컨트롤러 및 PWM 컨트롤러, MOSFET, 및 대응 드라이버들 중 하나의 다이 상에 집적될 수 있다.
본 발명의 다른 장점은 첨부 도면과 연계하여 살펴볼 때 다음의 상세한 서렴을 참조하여 더 쉽게 이해될 것이다.
도 1은 소비자 전자 디바이스에 전력을 제공하는데 사용하기 위한 전력 회로의 블록도이고,
도 2-4는 본 발명의 실시예에 따라, 도 1에 도시되는 전력 회로의 개략도이며,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 1에 도시되는 전력 회로의 다른 블록도이고,
도 6-8은 본 발명의 실시예에 따라, 도 5에 도시되는 전력 회로의 개략도이며,
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 1에 도시되는 전력 회로의 다른 블록도이고,
도 10-14는 본 발명의 실시예에 따라, 도 9에 도시되는 전력 회로의 개략도이며,
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 1에 도시되는 전력 회로의 다른 블록도이고,
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 15에 도시되는 전력 회로의 다른 블록도이며,
도 17-19는 본 발명의 실시예에 따라, 도 15 및 16에 도시되는 전력 회로의 개략도이고,
도 20-24는 도 17에 도시되는 전력 회로와 관련된 전압 플롯의 그래프이며,
도 25는 도 17에 도시되는 전력 회로와 관련된 효율 대 부하의 그래프이고,
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 1에 도시되는 전력 회로의 다른 블록도이며,
도 27-41은 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 26에 도시되는 전력 회로와 함께 사용될 수 있는 BiDFET 회로의 개략도이고,
도 42는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 27-41에 도시되는 전력 회로와 함께 사용될 수 있는 양방향 전계 효과 트랜지스터(BiDFET)의 개략도이며,
도 43 및 44는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 26-42에 도시되는 양방향 전계 효과 트랜지스터의 전력 출력의 그래프이고,
도 45는 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 26-42에 도시되는 전력 회로를 제조하기 위한 프로세스의 블록도다.
대응하는 참조 문자는 도면 전체에 걸쳐 대응 부분들을 표시한다.
도면을 참조하여 작동시, 본 발명은 AC 주 공급원(통상적으로 120VAC(미국) 내지 264VAC(EU/아시아)으로부터 소비자 전자 디바이스에 DC 전압 출력 전력을 제공하는 전력 회로를 제공함으로써 알려진 전력 전달 시스템의 단점 중 적어도 일부를 극복한다. 전력 회로는 전자 저장 디바이스 및/또는 전력 소비자 전자 제품에 전력을 제공하도록 구성된다. 전력 회로는 출력 전력의 전압 레벨을 요망 전력 규격 내로 조정하기 위해 스위칭 디바이스의 듀티 사이클을 조정하도록, 변압기의 주 측에 연결되는 스위칭 디바이스와, 스위칭 디바이스에 연결되는 컨트롤러를 포함하는 전력 컨버터 회로를 포함한다. 추가적으로, 컨트롤러는 변압기의 주 측에 연결되는, 예를 들어, MOSFET과 같은, 스위칭 디바이스를 제공함으로써, 필터 커패시터의 크기가 알려진 전기 회로에 비해 감소될 수 있고, 또는 제거될 수 있다.
전력 회로는 전자 디바이스를 충전 및/또는 전력공급할 때 스위칭 및 변압기 손실 감소를 돕고 전력 전달 효율을 증가시키도록 변압기 보조 측의 동기식 정류 및 유사-공진 프론트 엔드를 또한 포함한다. 추가적으로, 전력 회로는 소비자 디바이스가 충전을 완료하였을 때 및/또는 전력 회로로부터 분리될 때를 결정하도록 구성되는, 그리고, 전력 회로 및/또는 전자 디바이스에 대한 전력의 공급을 차단하도록 전력 회로를 작동시키는, 뱀파이어 부하 시스템을 포함한다. 이러한 폐전기와 관련하여 전자 디바이스에 의해 소모되는 대기 전력, 월 워트 전력, 및/또는 뱀파이어 부하의 발생을 감소시키고 알려진 전력 회로에 비해 더 큰 레벨의 효율을 포함하는 전력 회로를 제공함으로써, 소비자 전자 디바이스의 충전 및/또는 작동에 사용되는 전기의 양이 크게 감소하고, 따라서, 소비자 전자 제품의 작동 비용이 절감된다.
본 발명의 선택된 실시예가 이제 도면을 참조하여 설명될 것이다. 본 발명의 실시예에 대한 다음의 설명이 단지 예시 용도로 제공되며, 첨부 청구범위 및 그 등가물에 의해 규정되는 발명을 제한하고자 하는 용도가 아니다.
도 1은 소비자 전자 디바이스에 전력을 제공하는데 이용하기 위한 전력 회로(10)의 블록도다. 도 2-4는 전력 회로(10)의 도식적 도면이다. 도시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전력원(12)으로부터 전력을 수신하도록, 그리고, 예를 들어, 셀 폰, 스마트폰, 태블릿 컴퓨터, 랩 탑, 및/또는 임의의 적절한 전자 디바이스를 포함하는, 그러나 이에 제한되지 않는, 휴대용 소비자 전자 디바이스와 같은, 전자 디바이스(14)에 전력을 전달하도록, 구성된다. 추가적으로, 전력 회로(10)는 예를 들어, 이동 전화/랩 탑/태블릿 전력 저장 배터리와 같은, 전자 저장 디바이스의 충전에 사용하기 위한 전력을 전달할 수 있다. 일 실시예에서, 전력 회로(10)는 AC 주 공급원(통상적으로 120VAC(미국) 내지 264VAC(EU/아시아)으로부터 저전압 DC 출력(통상적으로 5VDC)을 제공하도록 설계된 AC-DC 공급원을 포함할 수 있다. 아래 설명되는 바와 같이 이러한 시스템들은 다음을 포함하는, 메인 서브시스템들로 구성된다:
[1] 전처리(preprocessing): 통상적으로 전파(full wave) 다이오드 브리지 및 필터 커패시터를 이용하여 AC 입력 전압을 DC 전압으로 변환.
[2] 변환/스위칭: 다양한 기법들 중 하나를 이용하여 높은 입력 전압을 훨씬 낮은 출력 전압으로 변환함. 이는 주로 DC로부터 AC로 전압을 취함.
[3] 정류: AC를 DC로 재변환.
[4] 후처리(Post processing)/출력: 변환 프로세스의 출력을 변형. 이 출력은 통상적으로 DC 출력 전압으로 변화되어야 하는 AC 전압임.
전력 회로(10)는 전세계적으로 가용한 종래의 AC 주 전원으로부터 저전압 배터리 충전 및 다른 전력 공급 서비스용으로 설계된 우수한 전력 공급원을 생성하기 위해 이러한 서브시스템들의 고유 조합을 또한 포함할 수 있다.
이러한 변환 프로세스는 전처리 및 후처리 서브시스템들이 둘러싸는 중앙 서브시스템이다. 이러한 서브시스템들은 다음의 토폴로지 중 하나로 구성될 수 있다:
[1] 푸시-풀
[2] ￡UK(창시자의 이름을 땀: Slobodan ￡UK)
[3] SEPIC (Single-Single-ended primary-inductor converter)
[4] 버크
[5] 플라이백
이러한 서브시스템들은 완전하게 기능하는 전력 공급원의 전달에 사용되는 다양한 전처리 및 후처리 방법과 함께 아래에서 설명될 것이다.
도시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전력원(12)으로부터 제 1 유형의 입력 전력을 수신하도록, 그리고, 전기 디바이스(14)에 더 바람직한 유형의 출력 전력을 전달하도록, 구성된다. 일 실시예에서, 전력원(12)은 전력 그리드로부터 수신되는 교류 전류(AC) 입력 전력을 포함할 수 있다. 예를 들어, 전력원(12)은 주어진 주파수에서, 가령, 60헤르쯔의 주파수에서 120볼트(북미 표준) 또는 50Hz의 주파수에서 220-240볼트(유럽 표준)로 전달되는 AC 입력 전력을 포함할 수 있다. 추가적으로, 전력 회로(10)는 전세계적 범위의 주 전력을 수용하도록 50 또는 60 헤르쯔에서 약 85 내지 300볼트 사이 범위 내의 입력 전압을 가진 입력 전력을 수신하도록 구성될 수 있다. 도시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 AC 입력 전력을 더욱 바람직한 직류 전류(DC) 출력 전력으로 변환하도록 구성된다. 예를 들어, 일 실시예에서, 전력 회로(10)는 DC 출력 전력을, 5볼트 직류 전류(VDC)와 같은 요망되는 전압으로 전달하도록 구성된다. 예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 제 1 전압 레벨의 AC 전력 신호를 가진, 그리고, 제 1 전압 레벨 미만의 제 2 전압 레벨의 DC 전력 신호를 가진 출력 전력 신호를 전달하는, 전력원으로부터 입력 전력을 수신하도록 구성된다. 예를 들어, 일 실시예에서, 전력 회로(10)는 60 헤르쯔의 주파수에서 120볼트 AC의 입력 전력을 수신하도록 그리고 5볼트 DC의 출력 전력을 전달하도록 구성된다.
예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전원(12)에 연결되는 정류기 회로(16)와, 정류기 회로(16)에 전기적으로 연결되는 전력 컨버터 회로(18)와, 전력 컨버터 회로(18)에 연결되어 전력 컨버터 회로(18)로부터 전자 디바이스(14)로 전력을 전달하기 위한 출력부(20)와, 요망되는 전력 신호로 출력부(20)에 전력을 전달하도록 전력 컨버터 회로(18)를 작동시키기 위한 제어 요소(22)를 포함한다.
일 실시예에서, 정류기 회로(16)는 전원(12)으로부터 수신되는 AC 입력 전력으로부터 변형 AC 전력 신호를 생성하도록 구성된다. 전력 컨버터 회로(18)는 정류기 회로(16)로부터 입력 전압 레벨의 변형 AC 전력 신호를 수신하도록, 그리고, 입력 전압 레벨 미만의 출력 전압 레벨의 DC 출력 전력 신호를 발생시키도록, 구성된다. 더 구체적으로, 정류기 회로(16)는 전원(12)으로부터 입력 전압 레벨의 AC 입력 전력 신호를 수신하고, 변형 AC 전력 신호를 발생시킨다. 제어 요소(22)는 전력 컨버터 회로(18)를 작동시켜서 입력 전압 레벨을 감소시키고, 수신되는 변형 AC 전력 신호로부터 요망되는 출력 전압 레벨의 DC 출력 전력 신호를 발생시킨다.
출력부(20)는 전력 회로(10)로부터 전자 디바이스(14)까지 전력 전달을 돕기 위해 전력 회로(10)에 전자 디바이스(14)를 전기적으로 연결하도록 구성되는 범용 시리얼 버스(USB) 포트와 같은, 적절한 전력 커넥터 또는 포트를 포함한다.
정류기 회로(16)는 전원(12)으로부터 AC 입력 전력을 수신하도록, 그리고, 전력 컨버터 회로(18)에 DC 입력 전력을 전달하도록 구성된다. 예시되는 실시예에서, 정류기 회로(16)는 AC 입력 전력 신호로부터 DC 전력 신호를 생성하기 위해 전원(12)의 하이측 및 로우측에 연결되는 제 1 및 제 2 입력 단자를 가진 전파(full wave) 브리지 정류기(24)에 배열되는 복수의 다이오드를 포함한다. 일 실시예에서, 정류기 회로(16)는 전파 브리지 정류기(24)에 연결되는 필터 커패시터(26)를 또한 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 정류기 회로(16)는 하프-브리지 정류기(도시되지 않음)를 포함할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 정류기 회로(16)는 필터 커패시터(26)를 포함하지 않는다.
예시되는 실시예에서, 전력 컨버터 회로(18)는 정류기 회로(16)로부터 DC 입력 전력을 수신하고, DC 출력 전력을 출력부(20)를 통해 전자 디바이스(14)에 전달한다. 일 실시예에서, 전력 회로(10)는 정류기 회로(16)를 포함하지 않으며, 전력 컨버터 회로(18)는 전원(12)에 연결되어 전원(12)으로부터 AC 입력 전력을 수신하고, DC 출력 전력을 전자 디바이스(14)에 전달한다.
도 2를 참조하면, 일 실시예에서, 전력 컨버터 회로(18)는 변형 ￡uk 컨버터(28)를 포함한다. DC-DC 변환에 사용되는, 잘 알려져 있는 비-분리 및 분리 ￡uk 컨버터에 반해, 변형 ￡uk 컨버터(28)는 예를 들어, 요망 전류에서 5V까지 감소하는 레일 전압을 이용하여 AC-DC 변환용으로 구성된다. 변형 ￡uk 컨버터(28)는 고주파수 변압기(30)와, 변압기(30)의 주 측에 연결되는 스위칭 디바이스(32)를 포함한다. 예시되는 실시예에서, 스위칭 디바이스(32)는 인덕터(34)와, 변압기(30)의 상부 측 상의 주 전계-효과 트랜지스터(FET)(36)와, 주 에너지-저장 구성요소로 커패시터(38)를 포함한다. 일 실시예에서, FET(36)는 금속-옥사이드-반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)일 수 있다. 추가적으로, FET(36)는 N-채널 MOSFET 및/또는 P-채널 MOSFET을 포함할 수 있다. 변형 ￡uk 컨버터(28)는 변압기(30)의 보조 측에 연결되는 비동기식 정류 회로(40)를 또한 포함한다. 비동기식 정류 회로(40)는 커패시터, 다이오드, 및 인덕터를 포함할 수 있다.
예시되는 실시예에서, 제어 요소(22)는 주 FET(36)에 연결되는 컨트롤러(42)와, 변압기(30)에 의해 발생되는 전력의 출력 전압 레벨을 감지하기 위해 변압기(30)에 연결되는 감지 회로(44)를 포함한다. 일 실시예에서, 감지 회로(44)는 다이오드, 커패시터, 및 저항기를 포함한다. 컨트롤러(42)는 감지 회로(44)로부터 감지 전압을 수신하도록, 그리고, 제어 신호를 스위칭 디바이스(32)에 송신하도록 구성되어, 전력 컨버터 회로(18)로부터 전자 디바이스(14)로 전달되는 출력 전력의 전압 레벨을 조정하도록 스위칭 디바이스(32)를 작동시킨다. 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 전압 센서로부터 감지된 전압 레벨을 수신하도록, 그리고, 전자 디바이스(14)에 전달되는 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 스위칭 디바이스(32)에 제어 신호를 송신하도록, 프로그래밍되는 마이크로프로세서를 포함한다. 컨트롤러(42)는 출력 전력 신호의 전압 레벨을 조정하기 위해 스위칭 디바이스(32)를 작동시키도록 펄스-폭 변조(PWM) 프로세스를 또한 구현할 수 있다.
예시되는 실시예에서, 변형 ￡uk 컨버터(28) 제어는 스위칭 디바이스(32)에 포함된 주 FET를 구동하기 위해 컨트롤러(42)에 의해 사용되는 Vout/Vin = 듀티 사이클/(주기 - 듀티 사이클) 로 식별된다. 더욱이, 컨트롤러(42)는 출력 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성된다. 감지 회로(44)는, 출력 전압이 너무 낮을 경우 컨트롤러(42)가 FET(36) 및 제어 신호의 듀티 사이클을 증가시키도록, 컨트롤러(42)에 피드백을 제공한다. 역으로, 전압이 너무 높을 경우 듀티 사이클이 감소한다. 변형 ￡uk 컨버터(28)의 다른 장점은 출력 및 입력 전압 간의 관계가 D/(1-D) 이고, 이때, D는 듀티 사이클이다. 주어진 변압기(30)의 경우, 출력 전압은 다이얼-에이-전압(Dial-A-Voltage) 특징이 적용될 수 있도록 요구되는 바에 따라 증가 또는 감소할 수 있다. 또한, 듀티 사이클과 관련하여 입력 대 출력 전압의 관계 때문에, 출력 전압이 조정가능하다.
도 3을 참조하면, 일 실시예에서, 전력 컨버터 회로(18)는 변형 SEPIC 컨버터(46)를 포함한다. 알려진 SEPIC 컨버터는 DC-DC 정류용으로 사용된다고 알려져 있다. 알려진 SEPIC 컨버터에 반해, 변형 SEPIC 컨버터(46)는 AD-DC 변환용으로 구성된다. 변형 SEPIC 컨버터(46)는 입력에서보다 크거나, 작거나, 또는 동일한 출력에서의 전위(전압)을 제공하는 작동 방법을 실현하도록 구성된다.
예시되는 실시예에서, 변형 SEPIC 컨버터(46)는 고주파수 변압기(30)와, 변압기(30)의 주 측에 연결되는 스위칭 디바이스(32)를 포함한다. 스위칭 디바이스(32)는 인덕터(34)와, 변압기(30)의 상부 측 상에 주 FET(36)와, 커패시터(38)를 포함한다. 변형 SEPIC 컨버터(46)는 변압기(30)의 보조 측에 연결되는 다이오드를 포함하는 비동기식 정류 회로(40)를 또한 포함한다. 변형 SEPIC 컨버터(46)는 레일 (주) 전력을 이용하여 AC-DC 변환하도록, 그리고, 10 내지 12A와 같은, 요망 전류에서 5V와 같은 요망 전압으로 하향 변환시키도록, 작동된다.
제어 요소(22)는 스위칭 디바이스(32)에 연결되는 컨트롤러(42)와, 변압기(30)에 의해 발생되는 전력의 출력 전압 레벨을 감지하기 위한 감지 회로(44)를 포함한다. 변형 SEPIC 컨버터(46)의 출력은 제어 트랜지스터의 듀티 사이클에 의해 제어된다. 제어는 Vout/Vin = 듀티 사이클 / (주기 - 듀티 사이클) 에 의해 실현된다. 주 FET(36)는 전자 디바이스(14)에 전달되는 출력 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 변형 SEPIC 컨버터(46)에서 컨트롤러(42)에 의해 구동된다. 추가적으로, 감지 회로(44)는 변압기(30)의 출력 전압을 조정하기 위해 주 FET(36)에 전송되는 제어 신호의 듀티 사이클을 컨트롤러로 하여금 조정시키도록, 컨트롤러(42)에 피드백을 제공한다. 예를 들어, 감지되는 출력 전압이 너무 낮을 경우, 컨트롤러(42)는 출력 전압 레벨을 증가시키도록 제어 신호의 듀티 사이클을 증가시킨다. 역으로, 전압이 너무 높을 경우 듀티 사이클이 감소한다.
변형 SEPIC 컨버터(46)의 경우, 변형 SEPIC 컨버터(46) 내 주 FET Q1을 통한 전류는 입력 전류와 출력 전류의 합과 대략 동일하다. 변형 SEPIC 컨버터(46)는 변형 ￡uk 컨버터(28)와 유사한 최소 스위치를 포함하지만, MOSFET Q1을 통한 전류가 감소한다. 이는 다이오드 D3가 위치하는 방식으로 보조 부하 전류가 Q1을 통해 흐르지 못하게 되기 때문이다. 이는 MOSFET Q1의 I2R 열 손실을 감소시킨다.
일 실시예에서, 도 14에 도시되는 바와 같이, 전력 컨버터 회로(18)는 변형 벅 컨버터(47)를 포함할 수 있다.
도 4를 참조하면, 일 실시예에서, 전력 컨버터 회로(18)는 변형 푸시-풀 컨버터(48)를 포함할 수 있다. 알려진 푸시-풀 변환 토폴로지는 당 분야에 잘 알려져 있고, DC-DC 변환용으로 배타적으로 사용된다. 알려진 푸시-풀 토폴로지에 반해, 변형 푸시-풀 컨버터(48)는 10 내지 12와트를 생산할 수 있도록, 레일 전압으로부터 5V까지 떨어지는 AC-DC 변환용으로 구성된다. 일 실시예에서, 변형 푸시-풀 컨버터(48)는 고주파수 변압기(30)를 포함한다. 추가저으로, 변압기(30)의 주 측은 센터 탭에 부착된, 정류된 고전압으로 중앙 태핑된다(center tapped). 추가적으로, 변형 푸시-풀 컨버터(48)는 서로에 대해 180도 위상차로 배열되는 한 쌍의 FET(36)를 포함하는, 그리고, 변압기(30)의 주 권선의 각각각의 측을 통해 전류를 교대로 당기는(따라서 푸시-풀의 명칭을 갖는), 스위칭 디바이스(32)를 포함한다. 자속이 푸시 풀에 따라 방향을 전환하기 때문에, 보조 측 상의 전압이 또한 방향을 전환할 것이다. 따라서, 센터 태핑된 보조 측이 사용된다 - 왜냐하면, 자속이 일 방향으로 흐르고 있을 때 보조 측 상부 절반이 양성일 것이기 때문이다. 마찬가지로, 자속이 역전될 때, 하측은 양의 전압을 생성할 것이다. 변형 푸시-풀 컨버터(48)는 변압기(30)의 보조측에 연결되는 한 쌍의 다이오 D1, D3를 포함하는 비동기식 정류 회로(40)를 또한 포함할 수 있다. 다이오드는 변압기로부터 전기의 역류를 방지하기 위한 클램핑 메커니즘으로 구성되고, 낮은 에너지 손실과 함께, 높은 차단 기능으로 인해, 수퍼 장벽 다이오드를 포함할 수 있다.
변형 푸시-풀 컨버터(48)는 서로 반대 시기에 PWM 프로세스에 의해 낮게 풀-되도록 구성되는 주 변압기의 어느 한 측 상에 FET(36)를 포함한다. 컨트롤러(42)는 다음과 같이 전력 회로(10)를 제공하도록 변형 푸시-풀 컨버터(48)를 작동시키기 위해 FET(36) 각각에 제어 신호를 송신한다: 주 변압기의 어느 한 측 상의 FET(36)가 서로 반대 시기에 PWM 프로세스에 의해 낮게 풀-된다. 출력 전압이 소정 임계치 미만으로 떨어질 때, 제 1 FET Q1은 고정 시간 동안 턴-온될 것이고, 그 후 턴-오프될 것이다. 그 다음, 지정 불감 시간 이후, 제 2 FET Q2가 고정 시간 동안 턴-온되고, 그 후 턴-오프될 것이다. 제 2 FET Q2가 턴-오프된 후, 시스템은 출력 전압을 소정의 임계치 아래로 떨어뜨리도록 부하에 충분한 에너지를 전달하기 위해 필요한 시간 또는 요망되는 출력 전류에 대해 상대적으로 휴지 시간(rest time)에 들어간다(전류가 높을수록 휴지 시간이 감소하고, 출력 전류가 낮을수록 휴지 시간이 길다). 프로세스는 아래에서 설명되는 보조측 전압이 임계치 미만으로 감소할 때 반복될 것이다. 추가적으로, 컨트롤러(42)는 전력 컨버터 회로(18)로부터 전자 디바이스(14)로 전달되는 출력 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 감지 회로(44)로부터 감지 전압을 수신하고, FET(36) 각각에 제어 신호를 송신한다.
일 실시예에서, 도 4에 도시되는 바와 같이, 감지 회로(44)는 전력 컨버터 회로(18)로부터 전자 디바이스(14)에 전달되는 출력 전력 신호의 전압 레벨 및/또는 전류 레벨을 감지하기 위해 보조 변압기 및/또는 비동기식 정류 회로(40)에 연결되는 센서(50)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 센서(50)는 출력 전력과 연관된 전력 특성을 나타내는 신호를 송신하기 위해 컨트롤러(42)에 연결되는 저항기를 포함한다. 컨트롤러(42)는 수신 신호의 함수로 출력 전력의 전압 레벨을 결정하도록 구성될 수 있다. 다른 실시예에서, 컨트롤러(42)는 감지 신호의 함수로 전자 디바이스(14)의 전류 흐름(current draw)을 결정할 수 있다. 더욱이, 컨트롤러(42)는 감지되는 전력 특성의 함수로 전력 컨버터 회로(18)로 전송되는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성될 수 있다.
일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 감지 회로(44)로부터 수신되는 신호의 함수로 전자 디바이스(14)로부터 초기 전류 흐름을 검출하도록, 그리고, 전자 디바이스(14)에 출력 전력을 전달하기 위해 전력 회로(10)의 작동을 포함하는 충전 사이클을 이에 반응하여 개시하도록, 구성될 수 있다. 추가적으로, 컨트롤러(42)는 충전 사이클 중 전자 디바이스(14)에 의해 사용되는 전류의 레벨을 모니터링할 수 있고, 전자 디바이스에 의해 사용되는 전류의 모니터링되는 레벨이 전류 임계 레벨과 다른지 여부를 검출한다. 컨트롤러(42)는 감지 회로(44)로부터 수신되는 신호의 함수로 전자 디바이스(14)에 전달되는 전력의 전압 레벨을 또한 결정할 수 있고, 전자 디바이스에 전달되는 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 전력 회로(10)에 제어 신호를 송신할 수 있다. 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 전자 디바이스에 전달되는 전력의 전압 레벨을 조정하기 위해 전력 회로(10)에 전송되는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정할 수 있다. 더욱이, 컨트롤러(42)는 지정된 전압 범위 내에서 모니터링되는 전압 레벨을 유지하도록, 제어 신호의 듀티 사이클을 조정할 수 있다.
일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 가변 주파수인 제어 신호를 발생시킨다. 제어 신호의 주파수는 요망 출력 전력을 전달하도록 변형된다. 스위칭 디바이스(32)는 제어 요소(22)로부터 제어 신호를 수신하고, 정류기 회로(16)의 DC 전압 출력을 교류 전력 신호로 변환한다. 교류 전력 신호의 주파수는 제어 신호에 따른다. 더욱이, 제어 요소(22)로부터 제어 신호의 주파수는 교류 전력 신호의 주파수를 제어한다. 감지된 전압 및 전달되는 전류에 기초하여, 제어 요소(22)는 전력 회로(10)의 출력을 정밀 조정 및 더욱 정확하게 제어하도록 제어 신호의 주파수를 변형할 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 출력 전력 신호를 모니터링하고, 스위칭 디바이스(32)로의 제어 신호를 조정하여, 규격 내에서 전력 출력을 유지시킨다. 컨트롤러(42)는 서로 다른 출력 부하 조건, 구성요소 허용공차, 서로 다른 작동점에서의 구성요소 파라미터 변화, 및 온도로 인한 구성요소 변화를 보정할 수 있는 관련 제어 프로그램을 또한 포함할 수 있다. 제어 프로그램은 여러 작동 파라미터를 또한 모니터링하여, 작동 범위를 벗어나거나 안전하지 않은 조건이 검출될 경우 스위칭 디바이스를 턴-오프시킬 수 있고, 이는 출력으로부터 전력을 제거한다.
일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 연결된 배터리로부터의 인출을 마이크로프로세서 내 로직을 통해 컨트롤러(42)로 하여금 인지시키는, 그리고, 상기 배터리로부터의 램프 업 인출을 분석하여 (셀 폰 충전의 경우) 1A, 또는, 태블릿과 같은 디바이스의 경우 최대 2.4A까지, 또는, 노트북 또는 랩 탑 충전의 경우 최대 9.2A까지 전달하는, 소프트웨어를 포함하며, 본 발명은 이를 교번하여 또는 동시에 수행할 수 있다. 일 실시예에서, 수용가능한 입력 전압은 전세계적으로 85V의 낮은 값으로부터 300V의 높은값까지 범위를 가질 수 있다. 출력 전압은 디바이스에 따라 좌우되지만, 5V 내지 19V가 가능하다.
예시되는 실시예에서, 감지 회로(44)는 컨트롤러(42)와 센서(50) 사이에 연결되는 전기 분리 디바이스(52)를 포함한다. 전기 분리 디바이스(52)는 트랜지스터, 옵토 트랜지스터, 옵토 트라이액, 및/또는 임의의 적절한 전기 분리 디바이스를 포함할 수 있지만, 이에 제한되지 않는다.
일 실시예에서, 제어 요소(22)는 전자 디바이스가 충전에 의해 및/또는 전력 회로(10)에 부착되어 전력을 공급받는지 여부를 결정하기 위해, 전자 디바이스(14)의 전류 인출을 모니터링하도록, 및/또는 전자 디바이스(14)에 전달되는 출력 전력을 모니터링하도록 구성되는 뱀파이어 부하 서브시스템(54)을 포함할 수 있다. 뱀파이어 부하 서브시스템(54)은 고전류 작동 중 효율을 증가시킬 수 있는 동기식 스위치 매트릭스를 포함하는, 그리고, 따라서 크게 감소된 아이들링 전력에 대한 기회를 제공하는, 고전압 서브시스템에서 동기식 스위칭을 포함할 수 있다. 작동 중, 컨트롤러(42)는 디바이스가 충전되고 있거나 전력 회로(10)에 부착되어 있는지 여부를 결정하기 위해 출력 전력을 모니터링할 수 있고, 전자 디바이스(14)가 더 이상 충전되지 않음을 결정하면, 전력원(12)으로부터 전력 회로(10)를 차단시킬 수 있다.
예를 들어, 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 전자 디바이스(14)에 의해 인출되는 전류를 표시하는 감지 회로(44)로부터 신호를 수신하도록, 그리고, 수신 신호의 함수로 전기 디바이스로부터 초기 전류 인출을 검출하도록, 그리고, 이에 따라 충전 사이클을 개시하고 이에 따라 전력 회로(10)를 통해 전자 디바이스(14)에 출력 전력을 전달하도록, 구성된다. 컨트롤러(42)는 충전 사이클 중 전자 디바이스(14)에 의해 인출되는 전류의 레벨을 또한 모니터링할 수 있고, 전기 디바이스에 의해 인출되는 전류의 모니터링되는 레벨이 전류의 임계 레벨 미만인지 여부를 검출하며, 이에 따라, 전자 디바이스(14)로의 전력을 차단하도록 전력 회로(10)를 작동시킨다. 컨트롤러(42)는 전류의 모니터링되는 레벨이 임계 전류 레벨 미만인 경우 전력 회로로부터 전자 디바이스(14)가 차단됨을 또한 결정할 수 있다. 일 실시예에서, 제어 및 모니터용 전력은 온-보드 커패시터 및 타이머에 저장되어, 회로를 주기적으로 웨이크-업시킬 수 있고, 시스템을 파워-업시킬 수 있으며, 시스템을 파워-업 상태로 유지시킬 지를 결정할 수 있다. 이러한 듀티 사이클은 평균 휴지 전력(디바이스가 충전되고 있지 않을 때 낭비되는 전력)을 상당히 감소시킨다.
일 실시예에서, 뱀파이어 부하 서브시스템(54)은 출력 공급 커패시터(55)에서 유지되는 충전 레벨을 결정할 수 있고, 출력 공급 커패시터(55)에서 유지되는 충전 레벨의 함수로 전력 회로(10)에 의해 전력을 공급받는, 및/또는, 전력 회로(10)에 의해 충전되는, 전력 회로에 전자 디바이스(14)가 연결되어 있는지 여부를 결정할 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 감지 회로(44)는 출력 공급 커패시터(55) 양단의 전압을 감지할 수 있고, 감지 전압이 임계 전압과 다를 경우 전자 디바이스(14)에 공급되는 전력을 차단할 수 있다. 뱀파이어 부하 서브시스템(54)은 감지 전압이 임계 전압과 다른지 여부를 결정하도록, 그리고, 전력 컨버터 회로를 작동시켜서 전자 디바이스로의 전력을 차단시키도록, 구성된다. 예를 들어, 일 실시예에서, 뱀파이어 부하 서브시스템(54)은 감지 전압이 임계 전압, 가령, 5V, 미만인지 여부를 결정하고, 이에 따라, 전자 디바이스(14)가 전력 회로(10)에 의해 전력을 공급받고 있는지 및/또는 전력 회로(10)에 의해 충전되고 있는지를 결정한다. 추가적으로, 감지된 부하가 임계 전압 레벨보다 크거나 같을 경우, 뱀파이어 부하 서브시스템(54)은 전자 디바이스(14)가 전력 회로로부터 전력을 인출하고 있지 않다고 결정하고 이에 따라 전자 디바이스(14)로의 전력 전달을 차단시키도록 전력 회로(10)를 작동시킨다.
컨트롤러(42) 및 감지 회로(44)는 충전 디바이스로부터 전류의 인출을 계속적으로 모니터링한다. 충전 사이클 개시로부터 전류 인출 분석에 사용하기 위한 표가 컨트롤러(42)에 형성된다. 충전 사이클 중 컨트롤러(42)는 감지 회로(44)를 통해 전자 디바이스(14)에 의해 소모되는 전류 인출을 계속 모니터링하고, 이러한 인출을 분석하여, 인출이 완전 충전 디바이스로 인해 약해지기 시작할 때를 보고한다. 컨트롤러(42)는 충전 디바이스가 완전 충전에 접근함에 따라 전류가 감소할 때를 또한 감지할 수 있다. 충전 디바이스로 전류의 초기 분출로부터 전체 충전 사이클을 통해, 컨트롤러(42)는 충전 디바이스가 완전히 또는 거의 완전히 충전될 때(그래서 전류 인출이 0에 접근할 때)를 결정하고, 돌입 공급으로부터 전력을 셧-오프시키고 이러한 돌입 원으로부터 전력 인출 및 충전을 셧-다운시킨다. 컨트롤러(42)는 전류 인출을 감지함으로써 전력 회로(10)에 디바이스가 연결될 때를 또한 검출할 수 있다. 전류 인출이 없을 때 언제라도, 컨트롤러(42)는 전력 회로(10)를 셧-오프시키도록 작동하여, 충전 디바이스가 여전히 벽체 콘센트에 꼽혀있으나 전화가 부착되지 않은 상태일 때 통상적으로 존재하는 전기 낭비 진행을 방지할 수 있다.
예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 컨트롤러(42)에 스타트-업 전력을 제공하기 위해 제어 요소(22)에 연결되는 스타트-업 회로(56)를 포함한다. 고전압 다이오드 브리지는 뱀파이어 부하 서브시스템(54)을 배치하기 위한 잠재력이 큰 기회다 - 왜냐하면, 다이오드 브리지가 패시브하기 때문이다. 전력이 오프이고 그 후 턴-온될 때(전력 공급이 소켓에 플러그인될 때), 브리지가 시스템 내로 전력 전도를 자동적으로 개시한다. 라인 인터페이스에서 동기식 스위치 구조를 가질 때의 주 문제점은 닭-달걀 문제다. 스위치는 능동적으로 제어되어야 한다. 능동식 제어는 전력을 필요로 하지만, 스위치가 능동적으로 턴-온되기 까지 전력이 가용하지 않을 수 있다. 스타트-업 회로(56)는 스타트-업 문제를 도울 수 있고, 모니터 및 스위치 매트릭스 컨트롤러를 기능시키기 위해 컨트롤러(42)에 딱 충분한 전력을 제공하도록 구성되는, 별도의, 극히 간단한, 저전력 레귤레이터 회로를 포함할 수 있다. 간단하지만, 이러한 레귤레이터는 별로 효율적이지 않을 것이다. 그러나, 이는 초저전력용의 크기일 것이고, 따라서, 어떤 비효율성이 상대적으로 중요하지 않을 것이며, 주 전력 공급 체인 및 마이크로프로세서가 온-라인 상태이면 차단(턴-오프)될 것이고, 따라서 에너지 손실이 감소할 것이다.
제어 요소(22)는 회로의 분리된 주 및 보조 모니터 및 스위치 컨트롤러부를 또한 포함할 수 있다. 보조 측은 전력 공급이 플러그인되었을 때마다 연속적으로 전력 공급받는 측일 것이다. 주 측은 충전 중 시스템의 효율을 최대화시킬 것이다. 그 성능은 보조 측의 성능에 비해 우수할 필요가 있고, 그 용도는 유닛이 처음 플러그인될 때 작동하는 것뿐이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 회로(10)의 다른 블록도다. 도 6-8은 전력 회로(10)의 개략도다.
도시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전자 디바이스(14)에 전달되는 출력 전력 신호의 정류에 사용하기 위해 전력 컨버터 회로(18)에 연결되는 동기식 정류 회로(60)를 포함한다. 동기식 정류 회로(60)는 동기식 스위칭 디바이스(62)에 연결되는 동기식 제어 디바이스(64)와 보조 변압기에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스(62)를 포함한다. 동기식 제어 디바이스(64)는 컨트롤러(42)에 연결되고, 컨트롤러(42)로부터 동기화 제어 신호를 수신하도록, 그리고 변압기(30)로부터 수신한 출력 신호의 정류를 위해 동기식 제어 디바이스(64)를 작동시키고자 수신 동기화 제어 신호의 함수로 스위치 제어 신호를 발생시키도록, 구성된다. 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 전자 디바이스(14)에 전달되는 출력 전력의 전압 레벨 및/또는 감지된 변압기 전압 레벨의 함수로 트랜지스터 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성된다. 예시되는 실시예에서, 동기식 정류 회로(60)는 동기식 제어 디바이스(64)와 컨트롤러(42) 사이에 연결되는 전기 분리 디바이스(52)를 포함한다.
일 실시예에서, 동기식 스위칭 디바이스(62)는 변압기(30)의 보조 측에 연결되는 FET(36)를 포함할 수 있다. 동기식 제어 디바이스(64)는 FET(36)에 연결되어, 변압기(30)로부터 전자 디바이스(14)로 전달되는 전력 출력 신호를 정류시킨다. 예를 들어, 도 6에 도시되는 바와 같이, 전력 회로(10)는 변형 ￡uk 컨버터(28)를 포함할 수 있고, 이때, 동기식 정류 회로(60)는 보조 변압기에 연결되는 동기식 FET(36)를 포함한다. 추가적으로, 도 7에 도시되는 바와 같이, 전력 회로(10)는 변형 SEPIC 컨버터(46)를 포함할 수 있고, 동기식 정류 회로(60)는 보조 변압기에 연결되는 동기식 FET(36)를 포함한다.
다른 실시예에서, 도 8에 도시되는 바와 같이, 동기식 스위칭 디바이스(62)는 변압기(30)의 보조측에 연결되는 한 쌍의 동기식 FET(36)를 포함한다. 예를 들어, 전력 회로(10)는 변형 푸시-풀 컨버터(48)를 포함할 수 있고, 동기식 정류 회로(60)는 DC 출력을 생성하는 일 방향으로만 출력으로부터의 전류가 흐르도록, 보조 권선의 각각의 절반으로부터 흐름을 제어하도록 보조 변압기 상의 한 쌍의 동기식 FET(36)를 포함한다. 동기식 FET는 FET 간의 전압이 컨버터의 출력으로 전류를 흐르게 할 때 컨트롤러에 의해 턴-온되고, 다시 컨버터를 통해 전류가 흐르는 것을 차단하도록 턴-오프되어, 전류가 변압기로 역류하는 것을 방지한다. 변형 푸시-풀 컨버터(48)(도 8에 도시됨)에서, FET는 다이오드를 대체하고, FET의 Ron 특징이 다이오드보다 낮은 전력 손실을 제공하기 때문에 효율이 증가한다.
일 실시예에서, 도 14에 도시되는 바와 같이, 전력 회로(10)는 전파 브리지 정류 회로(24) 대신에, 또는 이에 추가하여, 변압기(30)의 주 측에 연결되는 동기식 정류 회로(60)를 포함한다. 주 측 동기식 정류 회로(60)는 4개의 동기식 FET(36)를 포함하는 동기식 스위칭 디바이스(62)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 동기식 스위칭 디바이스(62)는 단일 동기식 FET(36), 한 쌍의 동기식 FET(36), 또는, 변압기 주 측에 연결되는 임의의 적절한 개수의 FET(36)를 포함할 수 있다. 동기식 정류 회로(60)를 포함하는 정류 회로(16)를 제공함으로써, 필터 커패시터(26)의 크기는 알려진 전기 회로에 비해 감소할 수 있고, 또는 필터 커패시터(26)가 전력 회로(10)로부터 제거될 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따라, 전력 회로(10)의 다른 블록도다. 도 10-14는 전력 회로(10)의 개략도다. 예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전력 컨버터 회로(18)에 연결되는 의사-공진 회로(66)를 포함한다. 의사-공진 회로(66)는 컨트롤러(42)에 연결되는 스위칭 디바이스(68)와, 스위칭 디바이스(68)에 연결되는 다이오드(70)와, 다이오드(70)에 연결되는 인덕터(72)와, 인덕터(72)에 연결되는 커패시터(74)를 포함한다. 일 실시예에서, 스위칭 디바이스(68)는 FET(36)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 의사-공진 회로(66)는 인덕터(72) 및/또는 다이오드(70)를 포함하지 않는다. 다른 실시예에서, 의사-공진 회로(66)는 스위칭 디바이스(68)를 포함하지 않는다.
예시되는 실시예에서, 컨트롤러(42)는 감지되는 변압기 전압의 함수로 변압기(30)의 제로 크로싱을 결정하도록 구성되고, 그리고, 변압기(30)가 제로 크로싱에 접근함에 따라 변압기(30)의 주 측에 입력 전력을 전달하도록 스위칭 디바이스(68)를 작동시키도록 구성된다. 추가적으로, 컨트롤러(42)는 충전 사이클 중 전자 디바이스(14)에 의해 인출되는 전류의 레벨을 또한 모니터링할 수 있고, 전자 디바이스에 의해 인출되는 전류의 모니터링되는 레벨이 임계 전류 레벨보다 낮은 지를 검출하며, 이에 따라, 전자 디바이스(14)로의 전력을 차단하도록 전력 회로(10)를 작동시킨다. 일 실시예에서, 컨트롤러(42)는 스위칭 디바이스(32)에 포함된 하나 이상의 FET(36), 의사-공진 회로(66), 및/또는 동기식 스위칭 디바이스(62)를 작동시켜서, 전력 공급원(12) 및/또는 전자 디바이스(14)로부터 전력을 차단시킬 수 있다.
도 10-14에 도시되는 바와 같이, 변형 ￡uk 컨버터(28), 변형 SEPIC 컨버터(46), 변형 벅 컨버터(47), 및/또는 변형 푸시-풀 컨버터(48) 각각은 의사-공진 회로(66)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 의사-공진 회로(66)는 통과 전류가 "제로" 또는 이와 유사할 때 주 스위칭 요소를 완전히 전환시킬 수 있도록 프론트 엔드 상에 위치하는 FET, 다이오드, 및 LC 회로를 포함할 수 있다. 의사-공진 회로(66)의 FET는 스위칭 손실 감소를 위해 전력 컨버터 회로(18)에 포함된 주 FET를 제로 전류에서 스위칭시키도록 발진을 제공한다. 선형 전력 공급과 달리, 의사-공진 회로(66)는 저-소산(low-dissipation), 풀-온(full-on) 및 풀-오프(full-off) 상태 사이에서 계속적으로 전환하는, 그리고, 고-소산 전이에서는 시간을 서의 보내지 않는 - 따라서 에너지 낭비를 최소화 시키는 - 스위칭-모드 공급의 패스 트랜지스터를 이용하는 변동부(regulation)를 포함한다. 이상적인 경우에, 스위치-모드 전력 공급은 어떤 전력도 소실하지 않는다. 온-오프 시간의 비를 변화시킴으로써 전압 변동이 실현된다. 이와 같이 높은 전력 변환 효율은 스위치-모드 전력 공급의 중요한 장점이다. 스위치-모드 전력 공급원은 또한, 작은 변압기 크기 및 중량으로 인해 선형 공급원보다 실질적으로 작고 가벼울 수 있다.
도 13 및 14를 참조하면, 일 실시예에서, 제어 요소(22)는 변압기(30) 내에서 발생되고 있는 자기장을 감지하기 위해 변압기(30)에 연결된 하나 이상의 홀 효과 센서(76)를 포함한다. 홀 효과 센서(76)는 작동 중 변압기에 의해 생성되고 있는 자기장을 직접 감지함으로써 변압기(30)의 제로 크로싱 결정을 돕는다. 일 실시예에서, 제어 요소(22)는 변압기(30)의 주 측에 연결되는 주측 홀 효과 센서(76)를 포함한다. 주 측 홀 효과 센서(76)는 변압기(30)가 "제로-크로싱" 근처에 있을 대의 결정에 사용하고자 컨트롤러(42)에 신호를 전송하기 위해 컨트롤러(42)에 연결된다. 다른 실시예에서, 제어 요소(22)는 변압기(30)의 보조 측에 연결되는, 그리고, 변압기(30)가 "제로-크로싱"에 도달하는 시간의 결정에 사용하고자 변압기 자기장을 표시하는 신호를 전송하기 위해 동기식 제어 디바이스(64)에 연결되는, 보조 측 홀 효과 센서(76)를 포함한다.
도 15 및 16은 본 발명의 일 실시예에 따라, 전력 회로(10)의 추가적인 블록도다. 도 17-19는 전력 회로(10)의 개략도다. 예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 브리지 정류기(80), 에너지 웰 무-변압기 컨버터(82), 및 고효율 벅 컨버터(84)를 포함한다. 브리지 정류기(80)는 AC 입력 전력을 수신하여, DC 입력 전력을 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)에 전달한다. 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)는 소정 전압 레벨로 DC 입력 전력을 수신하여 더 낮은 전압 레벨의 DC 출력 전력을 전자 디바이(14)에 전달하기 위해 벅 컨버터(84)에 전달한다. 일 실시예에서, 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)는 전력을 제 1 전압 레벨로 벅 컨버터(84)에 전달하고, 벅 컨버터(84)는 제 1 전압 레벨보다 낮은 제 2 전압 레벨로 DC 출력 전력을 전자 디바이스(14)에 전달한다. 예를 들어, 도 18에 도시되는 바와 같이, 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)는 약 311 VDC와 같은 입력 전압 Vin으로 입력 전력을 수신할 수 있고, 약 25 VDC와 같은 출력 전압 Vout으로 출력 전력을 전달할 수 있다. 벅 컨버터(84)는 25 VDC로 출력 전력을 수신할 수 있고, 약 5 VDC의 출력 전압으로 전자 디바이스(14)에 출력 전력을 전달할 수 있다.
예시되는 실시예에서, 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)는 입력 전력 신호의 전압 감소에 사용하기 위해 복수의 전압 감소 에너지 웰(86)을 포함하는 변형 디킨슨 충전 펌프를 포함한다. 각각의 에너지 웰(86)은 저전압으로부터 고전압까지(즉, 0.10V, 1V, 5V, 등) 임의의 전압 분할로 서로 다른 전압 범위로 설정되는 하나 이상의 커패시터(88)를 포함한다. 예를 들어, MOSFET과 같은 스위칭 디바이스(90)가 에너지 웰(86)에 연결된다. 일 실시예에서, 스위치 디바이스(90)는 1/N의 전압 스윙, VDS 및/또는 2N 전압 스윙에 견디도록 구성될 수 있다. 예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 전력 회로(10) 작동을 돕기 위해 하이 측 컨트롤러(92)와 로우 측 컨트롤러(96)를 또한 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)는 에너지 웰(86)의 하나 이상의 스택 및/또는 스테이지에 연결되는 부동 게이트 드라이브(96)를 또한 포함할 수 있다. 추가적으로, 부동 게이트 드라이브(96)는 제 1 세트(98)의 MOSFET 및 다이오드와, 교차-커플링 컨버터를 통해 연결되는 제 2 세트(100)의 MOSFET 및 다이오드를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 도 16에 도시되는 바와 같이, 전력 회로(10)는 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)에 연결되는 고효율 동기식 정류기(102)를 포함할 수 있다. 추가적으로, 전력 회로(10)는 동기식 정류기(102)의 제어에 사용하기 위한 하이측 스마트 컨트롤러(104)와, 벅 컨버터(84)의 작동 제어에 사용하기 위한 로우측 스마트 컨트롤러(106)를 또한 포함할 수 있다.
도 20-24는 에너지 웰 무변압기 컨버터(82)를 포함하는 전력 회로(10)와 연관된 전압 플롯의 그래프다. 도 25는 도 17에 도시되는 전력 회로(10)에 관한 효율 대 부하의 그래프다. 도 20-25에 도시되는 예시적 플롯은 다음의 파라미터 하에 전력 회로(10)의 시뮬레이션 중 발생되었다: clkperiod = 3.5e-007; clkcycles = 50000; switchRon = 1; ci = le-006; Vin = 311; and lout = 1.2A.
도 26은 본 발명의 일 실시예에 따라 양방향 전계 효과 트랜지스터(BiDFET) 회로(120)를 포함하는 전력 컨버터 회로(18)를 포함하는 전력 회로(10)의 다른 블록도다. 도 27-41은 전력 회로(10)와 함께 사용될 수 있는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 42는 BiDFET 회로(120)와 함께 사용될 수 있는 BiDFET 회로(122)의 개략도다. 예시되는 실시예에서, BiDFET 회로(120)는 변압기(124)에 연결되는 하나 이상의 BiDFET(122)를 포함한다. 일 실시예에서, 변압기(124)는 하이-엔드 탭(126), 중앙 탭(128), 로우-엔드 탭(130)을 포함한다. 전력 회로(10)는 하이-엔드 탭(126), 중앙 탭(128), 및 로우-엔드 탭(130) 각각에 연결되는 3개의 BiDFET(122)를 또한 포함할 수 있다. 변압기(124)는 중앙 태핑되어, 개별 구성요소로 또는 단일 IC에 집적된 형태로 3개의 BiDFET(122)를 이용하여 240/260 VAC로부터의 변환이 (변압기 상의 상부 탭을 이용하여) 이루어질 수 있고, 110/120 VAC로부터의 변환이 변압기 상의 중앙 탭을 이용함으로써 이루어질 수 있다. 도 28 및 29에 도시되는 바와 같이, BiDFET(122) 중 하나는 "공통" BiDFET이고, 다른 2개의 BiDFET(122)는 각각 110AC 및 240AC로부터 입력을 수신하도록 구성된다. 전력 회로(10)는 가변 전압 레벨의 입력 전력을 수신하도록 BiDFET(122)를 작동시키도록 구성된다. 예를 들어, 전력 회로(10)는 중앙 탭(128) 상에 위치하는 110 VAC BiDFET(122)와, 하이-엔드 탭(126)의 240 VAC BiDFET(122)와, 변압기(124)의 로우-엔드 탭(130) 상의 공통 BiDFET(122) 또는 접지부를 포함할 수 있다. 이에 따라, 전력 회로(10)는 어느 주 전압(110VAC/240VAC)이 선택되는지 여부에 관계없이 동일 전류에서 하나의 출력 전압 레벨(즉, 6VAC)을 가진 DC 출력 전력 신호를 발생시킬 수 있다. 다른 실시예에서, BiDFET 회로(120)는 중앙 탭(128) 및 하이-엔드 탭(126)에 연결되는 (도 27에 도시되는) 2개의 BiDFET(122)를 포함할 수 있다. 추가적으로, BiDFET(122)는 예를 들어, 도 15 및 16에 도시되는 전력 회로(10)와 같은, 무변압기 회로와 함께 또한 사용될 수 있다.
도 42를 참조하면, 예시되는 실시예에서, 각각의 BiDFET(122)는 병렬로 나란히 연결되는 2개의 전계 효과 트랜지스터(FET)(132)를 포함한다. 일 실시예에서, BiDFET(122)는 각자의 드레인에 하나 이상의 다이오드(134)를 포함한다. FET(132)는 120 VAC 또는 240 VAC 환경에서 작동하도록 설계된 유닛용으로 650 볼트와 같은 적절한 항복 전압의 함수로 선택된다. 다이오드(134)는 FET(132)와 동일한 항복 전압을 갖도록 선택된다. 추가적으로, 다이오드(134)는 각각의 FET(132)의 각자의 드레인에 연결되고, 드레인 대신에 소스에 연결될 수 있다. 다이오드(134)는 BiDFET(122) 정상 작동 전압의 반대인 AC 입력 하프 사이클을 통해 존재할 수 있는 높은 역전압으로부터 대응하는 FET(132)를 보호하도록 구성된다. 일 실시예에서, BiDFET(122)는 반대 방향을 나란히 가리키는 2개의 MOSFET을 포함할 수 있고, BiDFET(122)의 각각의 절반은 드레인과 직렬로 순방향 바이어스 다이오드를 가진다. 다이오드의 포인트는, BiDFET(122)에 포함되지 않을 경우, 높은 레벨의 역전압이 존재할 때 BiDFET(122)를 보호하는 것이다. 다른 실시예에서, BiDFET(122)는 하나의 옵토 트라이액 및/또는 2개의 SCR을 나란히 포함할 수 있다. 옵토 트라이액은 신호 주파수를 변경시키도록, 고속에서 스위칭하도록, 그리고 "턴-오프"하도록, 구성될 수 있다. 다른 실시예에서, BiDFET 회로(120)는 컴패니언 BiDFET(122)의 소스로부터 떨어진 다른 다이오드(134)와 함께 BiDFET 중 하나에 부착된 하나의 다이오드(134)를 포함하는 조합 BiDFET의 레이아웃을 포함할 수 있다.
예시되는 실시예에서, BiDFET(122)는 트라이액이 사용될 수 있는 전력 회로(10) 내 임의의 위치에 통상적으로 사용되도록 구성되며, BiDFET(122)가 턴-오프될 수 있다는 장점이 추가된다. 따라서, BiDFET(122)는 트라이액이 가진 2개의 단점을 가지지 않는다. BiDFET(122)는 높은 작동 주파수로 스위칭할 수 있고, 한번 턴-온되면 인가 전압이 0으로 감소할 때에만 턴-오프될 수 있는 트라이액과는 달리, 턴-오프될 수 있다.
도 29는 멀티-탭 변압기를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 30은 BiDFET를 포함하는 BiDFET(120)의 개략도로서, FET 소스는 AC 메인, 비동기식 보조 측, 및 보조측에 참조되는 PWM 컨트롤러에 연결된다. 도 31은 변압기로부터 전류를 차단하는 FET를 갖는 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 32는 단일 측 스위칭과 함께 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 33은 변압기 소스가 변압기, 비동기식 보조측, 그리고 보조 측에 참조되는 PWM 컨트롤러에 연결되는, BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 34는 변압기에 연결되는 FET 소스와 비동기식 보조측에 참조되는 PWM 컨트롤러를 가진, BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 35는 변압기에 연결되는 FET 소스, 비동기식 보조측, 및 주측에 참조되는 PWM 컨트롤러를 가진 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 36은 변압기에 연결된 FET 소스, 비동기식 보조측, 및 주 측에 참조되는 PWM 컨트롤러를 가진 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 37은 AC 전원으로부터의 전류를 차단하는 FET를 가진, 비동기식 BiDFET를 구비한 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 38은 AC 메인에 연결된 FET 소스, 동기식 보조측, 및 주 측에 참조되는 PWM 컨트롤러를 가진 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 39는 변압기로부터 전류를 차단하는 FET를 가진 동기식 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 40은 동기식 보조측에 참조되는 PWM 컨트롤러 및 AC 메인에 연결되는 FET 소스를 가진 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다. 도 41은 주 측에 참조되는 PWM 컨트롤러, 비동기식 보조측, 및 AC 메인에 연결되는 FET 소스를 가진 BiDFET를 포함하는 BiDFET 회로(120)의 개략도다.
일 실시예에서, BiDFET(122)는 다이오드를 포함하지 않으며, (파의 나머지 반파에 대해서도 마찬가지로) 변압기(124)의 로우 측 상에 다이오드(134)(도 30 및 도 31에 도시됨)와, 변압기(124)의 하이 측 상의 전류에 반대하는 'N' 채널 FET(132)를 포함한다. 도 30 및 31에 도시되는 바와 같이, 작동 중, 양의 반파 중, FET Q1은 스위칭 주파수에서 토글되고, FET Q2는 온 상태이며 순방향 바이어스 다이오드로 작용한다. 추가적으로, 역방향 바이어스된 FET는 순방향 바이어스된 보디 다이오드 때문에 턴-오프될 수 없으나, 심지어 거꾸로 흐르는 전류로도 턴-온될 수 있다. 따라서, FET가 턴-온되면, 결과는 다이오드와 병렬로 매우 작은 저항기여서, Rds(on)이 다이오드의 유효 저항보다 낮기만 하다면 다이오드 강하가 효과적으로 제거되어, 효율이 개선된다. 다른 실시예에서, 효율 증가를 위해, D1 및 D2가 동기식 FET로 대체된다(도 33에 도시됨).
작동 중 도 43 및 44를 참조하면, BiDFET 회로(120)는 훨씬 더 높은 주파수에서 작동함으로써 저주파수(50-60 사이클) AC 전압을 훨씬 더 작은 세그먼트로 "잘게 나누도록"(chop up) 구성된다. 예를 들어, 작동 중, 입력 AC 전력 신호가 스위치 손실이 이와 같이 빠른 초핑 속도를 보장할 만큼 충분히 낮을 경우 약 50 내지 60 Khz와 동일한, 또는 최대 1Mhz 또는 그 이상으로 훨씬 더 미세한 조각들로 나누어질 수 있다. 더 높은 BiDFET 스위칭 속도는 더 작은 부분들 그러나 더 높은 스위칭 손실을 도출한다. 추가적으로, BiDFET 회로(120)의 작동은 BiDFET 회로(120)의 Ron 특징을 이용하여 효율적 주파수로 작동하도록 최적화될 수 있다.
도 43은 BiDFET가 사인파의 양의 부분 및 음의 부분 모두를 초핑함을 보여주는 BiDFET 회로(120)에 의해 발생된 "초핑된" 주파수 파를 도시한다. 추가적으로, 제어 요소(22)는 최고 전압에서 폭좁은 "촙"과, 제로 포인트 크로싱에 가까운 "두꺼운 부분" - AC 파형에 최소 에너지가 존재 - 을 BiDFET로 하여금 발생시키게 하는 PWM 프로토콜을 포함한다. 이는 사인파의 양의 부분 및 음의 부분 모두에 대해 이러한 초핑에 내재된 맥동 효과(pulsating effect)를 최소화시킨다.
예시되는 실시예에서, 전력 회로(10)는 50/60 사인파의 양의 부분 및 음의 부분을 모두 슬라이싱하는, 제어 요소(22)로부터 PWM 신호에 의해 작동되는 고속 AC 스위치를 포함한다. 그러나, AC 파형에 최소 에너지가 존재는 임의의 특정 주파수로 제한되지 않으며, 정확한 컨트롤러 속도에서 임의의 주어진 주파수를 관리할 수 있다. 추가적으로, 일 실시예에서, BiDFET(122)는 고속 트라이액(역시 AC 스위치이지만 비교적 저속으로 작동함)과 유사하게 작동할 수 있다. BiDFET(122)는 약 50Kz-1MHz 사이 및/또는 1MHz보다 큰 범위 내의 스위칭 속도를 포함하는 고속 스위처다.
도 27-41을 참조하면, 예시되는 실시예에서, 2개의 BiDFET(122)는 전파 브리지 정류기(24) 및 대형 필터 커패시터(26) 대신에 AC 메인 입력을 직접 제어하고 있다. 이는 초기 유입부 카운트를 감소시키고, 관례적으로 회로의 분리된(저전력) 측에 대한 AC/DC 변환을 연기시킨다 - 따라서, 회로의 저전압 측부 상의 정류 및 감소된 부분 카운트를 통해 에너지 절감이 이루어진다. 추가적으로, (제로 크로싱에서의 낮은 전류로 인한) 진실한 "연속" 전류가 존재하지 않음에도 불구하고, 전력 회로(10)는 에너지를 저장하는 하나 이상의 최종 출력 공급 커패시터(55)를 포함한다. 이러한 최종 커패시터(55)는 요망되는 일정 출력 전류를 위해 AC 사이클 간에 충분한 전류를 홀딩할 크기를 갖고, 제로 크로싱에서 낮은 에너지로 인해 임의의 전류 감소를 추가로 최소화시키거나 소거한다.
전력 회로(10)는 한번에 하나의 BiDFET가 슬라이싱된 사이클 상에서 구동되기 때문에, 그리고, 사이클이 존재하지 않을 때 에너지 손실없이 다른 하나는 단지 "바람에 휘날리기" 때문에, 단순화된 드라이버 회로를 또한 포함한다. 예를 들어, 작동 중, AC 가 양의 값일 때, BiDFET의 하나의 절반(상부 FET)를 모두 거칠 것이고, AC가 음의 값으로 바뀌면 BiDFET의 다른 절반(하부 FET)을 거칠 것이다. 추가적으로, "연속적"이지 않은 출력에서의 AC는 문제가 안된다 - 왜냐하면 커패시터 및/또는 수퍼 커패시터가 보조 측 상에 위치할 것이고, 이는 출력 전압에 대해 알맞은 크기를 가질 때, 요구되는 전력 출력을 위해 일정한 DC를 유지할 것이기 때문이다. 완전한 시스템에서, 이는 이러한 피드백 루프와, 전류 감지 루프가 BiDFET 시스템을 제어할 수 있기 때문에 장점을 가지며, 따라서, 느린 PWM 스위칭 대기 전력으로 작동할 것이고, 따라서, 부하 감소(거의 완전 충전된) 부하의 감소 및/또는 부하 없음에 대한 고에너지 효율을 가능하게 한다(부하/연결 감지 및 지속을 위해 일시적 "웨이크-업").
도 45는 하이브리드 패키지로 통합된, 도 26-42에 도시되는 전력 회로(10) 제조에 사용될 수 있는 프로세스의 블록도다. 예시되는 실시예에서, BiDFET 회로는 "컨트롤러/드라이버"(다이 1)를 지닐 것이고, 옵토 커플러를 포함시켜서 외부 제어를 하나의 로직 레벨이게 하고, BiDFET가 제어하고 있는 전압들 중 임의의 전압으로부터 분리시키게 한다. BCD 프로세스는 이러한 통합을 위해 사용될 수 있다. 컨트롤러는 다이 상의 내부 전력 공급원에 의해 전력을 공급받을 수 있다. 일 실시예에서, BiDFET는 패키지 내 단일 BiDFET만을 이용하여 패키징될 수 있다.
본 발명의 많은 변형 및 변형예가 위 설명에 비추어 가능하다. 발명은 첨부 청구범위에의 범위 내에서 구체적으로 설명되는 것 외에도 실시될 수 있다.
이러한 서면 설명은 예를 이용하여 최적 모드를 포함한 발명을 개시할 수 있고, 임의의 디바이스 또는 시스템의 제조 및 이용과, 임의의 채택된 방법의 수행을 포함한, 발명을 당 업자가 실시할 수 있게 한다. 발명의 특허가능한 범위는 청구범위에 의해 규정되고, 당 업자에게 나타나는 다른 예들을 포함할 수 있다. 발명의 다른 형태 및 특징은 도면, 상세한 설명, 및 첨부 청구범위의 연구로부터 얻을 수 있다. 발명은 첨부 청구범위의 범위 내에서 구체적으로 설명되는 것과 달리 실시될 수 있다. 또한, 여기서 나열되는 단계 및/또는 기능들의 순서에도 불구하고, 첨부 청구범위 내에 나열되는 단계 및/또는 기능들은 임의의 특정한 작동 순서로 제한되지 않는다.
발명의 다양한 실시예의 구체적 특징들이 일부 도면에 도시되고 다른 도면에는 도시되지 않지만, 이는 편의상 이유일 뿐이다. 발명의 원리에 따르면, 도면의 임의의 특징부는 어느 다른 도면의 특징부와 조합하여 참조 및/또는 청구될 수 있다.

Claims (20)

  1. 전자 디바이스의 전력 공급에 사용하기 위한 전력 제공용 전기 회로에 있어서,
    전원에 전기적으로 연결되어, 상기 전원으로부터 교류(AC) 입력 전력을 수신하기 위한, 그리고 전자 디바이스에 직류(DC) 출력 전력을 전달하기 위한 전력 컨버터 회로 - 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 전원으로부터 상기 변압기의 주 측에 전력을 전달함 - 와,
    상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 전력의 전압 레벨을 감지하는 전압 센서와,
    상기 전압 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되는 컨트롤러 - 상기 컨트롤러는 상기 전압 센서로부터 감지된 전압 레벨을 수신하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송하도록, 구성됨 - 를 포함하는
    전기 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 전송되고 있는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성되는
    전기 회로.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 컨버터 회로에 연결되는 의사-공진 회로를 더 포함하며,
    상기 의사-공진 회로는 상기 컨트롤러에 연결되는 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 컨트롤러는 감지되는 변압기 전압의 함수로 상기 변압기의 제로 크로싱을 결정하도록 구성되고, 상기 변압기의 제로 크로싱 근처에서 상기 변압기에 입력 전력을 전달하도록 상기 스위칭 디바이스를 작동시키도록 구성되는
    전기 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    감지되는 전압이 임계 전압 레벨과 다른지를 결정하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스로의 전력을 차단시키도록 상기 전력 컨버터 회로를 작동시키도록, 구성되는 뱀파이어 부하 서브시스템을 더 포함하는
    전기 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 컨트롤러에 연결되어, 상기 컨트롤러에 스타트-업 전력을 제공하는 스타트-업 회로를 더 포함하는
    전기 회로.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 변압기에 연결되는 동기식 정류기 회로를 더 포함하며, 상기 동기식 정류기 회로는,
    상기 변압기의 보조 측에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스와,
    상기 동기식 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 동기식 스위칭 디바이스에 스위치 제어 신호를 송신하기 위한 동기식 제어 디바이스 - 상기 동기식 제어 디바이스는 상기 컨트롤러에 연결되어 상기 컨트롤러로부터 동기화 제어 신호를 수신하고, 수신되는 동기화 제어 신호의 함수로 상기 스위치 제어 신호를 발생시킴 - 를 더 포함하는
    전기 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 동기식 정류기 회로는 상기 동기식 제어 디바이스와 상기 컨트롤러 사이에 연결되는 전기 분리 디바이스를 더 포함하는
    전기 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 변압기의 보조 측에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력의 전압 레벨을 감지하고, 감지된 출력 전력 전압 레벨을 상기 컨트롤러에 전송하는, 제 2 전압 센서를 더 포함하며,
    상기 컨트롤러는 감지되는 출력 전력의 함수로 상기 스위칭 디바이스에 송신되고 있는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성되는
    전기 회로.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 변압기에 연결되는 동기식 정류기 회로를 더 포함하며, 상기 동기식 정류기 회로는 상기 변압기의 주 측에 연결되는
    전기 회로.
  10. 전자 디바이스의 전력 공급에 사용하기 위한 전력 제공용 전기 회로에 있어서,
    전원에 전기적으로 연결되어, 상기 전원으로부터 교류(AC) 입력 전력을 수신하기 위한, 그리고 전자 디바이스에 직류(DC) 출력 전력을 전달하기 위한 전력 컨버터 회로 - 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 제 1 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 제 1 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 전원으로부터 상기 변압기에 전력을 전달함 - 와,
    상기 변압기에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 자기장을 감지하기 위한 홀 효과 센서와,
    상기 홀 효과 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되는 컨트롤러 - 상기 컨트롤러는 상기 홀 효과 센서로부터 감지된 자기장을 수신하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송하도록, 구성되며, 상기 제어 신호는 감지되는 자기장의 함수로 결정됨 - 를 포함하는
    전기 회로.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 스위칭 디바이스에 전송되고 있는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정시키도록 구성되는
    전기 회로.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 전력 컨버터 회로에 연결되는 의사-공진 회로를 더 포함하며,
    상기 의사-공진 회로는 상기 컨트롤러에 연결되는 제 2 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 컨트롤러는 감지되는 자기장의 함수로 상기 변압기의 제로 크로싱을 결정하도록 구성되고, 상기 변압기의 제로 크로싱 근처에서 상기 변압기에 입력 전력을 전달하도록 상기 스위칭 디바이스를 작동시키도록 구성되는
    전기 회로.
  13. 제 10 항에 있어서,
    감지되는 전압이 임계 전압 레벨과 다른지를 결정하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스로의 전력을 차단하도록 상기 전력 컨버터 회로를 작동시키도록, 구성되는 뱀파이어 부하 서브시스템을 더 포함하는
    전기 회로.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 변압기의 보조 측에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력의 전압 레벨을 감지하고, 감지되는 출력 전력 전압 레벨을 상기 컨트롤러에 전송하는 전압 센서 - 상기 컨트롤러는 감지되는 출력 전력의 함수로 상기 제 1 스위칭 디바이스에 전송되고 있는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성됨 - 를 더 포함하는
    전기 회로.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 변압기에 연결되는 동기식 정류기 회로를 더 포함하며, 상기 동기식 정류기 회로는,
    상기 변압기의 보조 측에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스와,
    상기 동기식 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력을 변형하도록 상기 동기식 스위칭 디바이스에 스위치 제어 신호를 전송하는 동기식 정류기 컨트롤러를 포함하는
    전기 회로.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 동기식 정류기 회로는,
    상기 보조 측에 연결되어, 상기 변압기의 자기장을 감지하는 제 2 홀 효과 센서를 더 포함하며,
    상기 동기식 정류기 컨트롤러는 감지되는 자기장의 함수로 상기 스위치 제어 신호를 발생시키도록 구성되는
    전기 회로.
  17. 제 10 항에 있어서,
    상기 변압기의 보조 측에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력의 전압 레벨을 감지하고, 감지되는 출력 전력 전압 레벨을 상기 컨트롤러에 전달하는 전압 센서를 더 포함하며,
    상기 컨트롤러는 감지되는 출력 전력의 함수로 상기 스위칭 디바이스에 전송되고 있는 제어 신호의 듀티 사이클을 조정하도록 구성되는
    전기 회로.
  18. 제 10 항에 있어서,
    상기 컨트롤러에 연결되어, 상기 컨트롤러에 스타트-업 전력을 제공하는 스타트-업 회로를 더 포함하는
    전기 회로.
  19. 제 10 항에 있어서,
    상기 변압기에 연결되는 동기식 정류기 회로를 더 포함하며,
    상기 동기식 정류기 회로는 상기 변압기의 주 측에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스를 포함하는
    전기 회로.
  20. 전자 디바이스의 충전에 사용하기 위한 전력 제공용 전기 회로에 있어서,
    전원에 연결되어, 상기 전원으로부터 AC 입력 전력을 수신하고, 상기 AC 입력 전력을 DC 입력 전력으로 변환하기 위한 정류기 회로와,
    상기 정류기 회로에 연결되고, 제 1 스위칭 디바이스, 다이오드, 인덕터, 및 커패시터를 포함하는 의사-공진 회로와,
    상기 의사-공진 회로에 전기적으로 연결되어, 상기 의사-공진 회로로부터 DC 입력 전력 신호를 수신하기 위한, 그리고 감소 전압 레벨을 가진 DC 출력 전력을 전달하기 위한 전력 컨버터 회로 - 상기 전력 컨버터 회로는 변압기 및 제 2 스위칭 디바이스를 포함하고, 상기 제 2 스위칭 디바이스는 상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 의사-공진 회로로부터 상기 변압기의 변압기 주 측에 전력을 전달함 - 와,
    상기 변압기에 연결되는 동기식 정류기 회로 - 상기 동기식 정류기 회로는 상기 변압기의 보조 측에 연결되는 동기식 스위칭 디바이스와, 상기 동기식 스위칭 디바이스에 연결되어, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 출력 전력을 변형시키도록 상기 동기식 스위칭 디바이스에 스위치 제어 신호를 송신하기 위한 동기식 정류기 컨트롤러를 포함함 - 와,
    상기 변압기의 주 측에 연결되어, 상기 변압기에 의해 발생되는 전력의 전압 레벨을 감지하는 전압 센서와,
    상기 전압 센서 및 스위칭 디바이스에 연결되는 컨트롤러 - 상기 컨트롤러는 상기 전압 센서로부터 감지된 전압 레벨을 수신하도록, 그리고, 상기 전자 디바이스에 전달되고 있는 전력의 전압 레벨을 조정하고자 상기 제 1 및 제 2 스위칭 디바이스에 제어 신호를 전송하도록, 구성됨 - 를 포함하는
    전기 회로.

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