CN105393183A - 用于消费电子设备的功率电路 - Google Patents

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Abstract

本文描述一种用于提供电力以供用于为电子设备供电的电学电路。所述电学电路包括功率转换器电路，所述功率转换器电路电耦接至电源，以从所述电源接收交流(AC)输入功率并向电子设备递送直流(DC)输出功率。所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的开关设备，以从所述电源向所述变压器的初级侧递送功率。控制器耦接至电压传感器和所述开关设备，以从所述电压传感器接收所感测的电压电平并向所述开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。

Description

用于消费电子设备的功率电路
相关申请的交叉引用
本申请要求2013年7月10日提交的美国临时专利申请序列号61/844,784的权益，要求2013年6月28日提交的美国临时专利申请序列号61/841,079的权益，并且要求2013年6月14日提交的美国临时专利申请序列号61/835,438的权益，所有这些专利申请的全部内容出于所有目的以引用方式整体并入本文。
发明领域
本发明大体上涉及电力电路，并且更具体地涉及用于提供电力以供用于为消费电子设备充电的电力电路。
发明背景
能量危机要求满足对那种较低电流负载的需求。能量危机正在我们的世界上发生。例如，美国能源部(U.S.DepartmentofEnergy)预测，到2015年，平均来说，将没有足够电力来满足美国平均需求。
造成这种情况的可控因素之一是"吸血鬼负载(VampireLoad)。这种电力(也称为“壁式功率”或“备用功率”)浪费据美国能源部(DOE)估计每年将浪费超过1000亿kW能量，相当于浪费了1百亿美元。吸血鬼负载生产者包括蜂窝电话充电器、膝上型计算机充电器、笔记本充电器、计算器充电器、小型用具、以及其他由电池供电的消费设备。
在2008年，美国能源部称：
“许多用具即使在切断后也会一直汲取小量功率。在大多数的用电用具(诸如VCR、电视机、音响、计算机、以及厨房用具)中，都会出现这些“幻影”负载。这种情况可以通过拔去用具插头或使用电源板并使用电源板上的开关来切断通向用具的所有功率而避免。”
根据美国能源部的说法，以下类型设备消耗备用功率：
1.用于电压转换的变压器。(包括使用壁式充电器的蜂窝电话、膝上型计算机和平板电脑、计算器或其他由电池供电的设备)。
2.为已切断的设备供电的壁式电源。(包括蜂窝电话、膝上型计算机和平板电脑、计算器、由电池供电的钻和工具，所有这些均具有壁式充电器并且已对电池进行完全充电或实际与设备断开连接)。
3.具有立即响应用户动作而无暖机延迟的“即时打开”功能的许多设备。
4.可由远程控件来唤醒的处于待机模式的电子设备和电学设备，例如，一些空调、视听设备(诸如电视机接收器)
5.例如利用通电的定时器能够实行一些功能(甚至在切断时)的电子设备和电学设备。大多数现代计算机消耗备用功率，从而允许它们被远程唤醒(通过LAN唤醒等等)或在指定时间唤醒。这些功能即使不需要也始终保持启用；可通过与干线断开连接(有时通过背面开关)节省功率，但这仅在不需要该功能时才可。
6.不间断式电源(UPS)
所有这些就意味着即使当蜂窝电话、膝上型计算机或相似的设备完全充电时，电流仍会流动，但无任何作用并且浪费电力。最近制造的设备和用具全天、每天一直汲取电流，并且带来财务负担，而且加剧世界性的能量危机。
国家标准和技术局(NationalInstituteofStandardsandTechnology；NIST)(美国商务部的分支机构)借由其在2010年召开的建筑技术研究和开发小组委员会(BuildingsTechnologyResearchandDevelopmentSubcommittee)表明其目标是减少“插头负载”，他们表明：
“插头负载对总体消耗的影响相当显著。对于商用建筑，插头负载据估计为总能量消费的35％，对于住宅，插头负载据估计为总能量消费的25％，并且对于学校，插头负载据估计为总能量消费的10％。
使插头负载降低的方式包括：
1)更有效的插入的设备和用具，
2)关闭未使用的用具并减少来自变压器和其他小型但始终打开的用具的“吸血鬼”负载的自动开关设备，或者
3)纠正居住者的行为。”
所有现代电子器件实际将经历的问题之一在于电源(无论外部“功率模块”还是埋置“功率模块”)是不够节能的。这会由于若干原因而真实存在，原因之一要追溯到1831年迈克尔·法拉第(MichaelFaraday)发明了变压器。变压器本就是低效的，因为作为模拟设备，它们仅可针对每个特定绕组产生一个功率输出。因此，如果必需两个功率输出，那么必需两个次级绕组。此外，通常必须存在50个以上零件和件与变压器一起作用以便形成常见现代外部电源，该数量仅在具有内部或埋置功率模块的情况下得到一定程度的减小。电源中的零件数量是固有低效的，因为电流必须沿着、围绕各种零件行进并且穿过各种零件，每个零件具有不同功率耗散系数；并且甚至电路迹线也导致电阻损耗，从而造成能量浪费。
另外，变压器工作的方式是形成和消散磁场。由于所有电子无法通过磁场形成/消散来被“再次捕获”，因此，所逸散的那些电子通常表现为热量，这是蜂窝电话、膝上型计算机以及平板型计算机充电器摸起来感觉是温暖或滚烫的原因。这也是所有消费电子器件产生热量(这不仅会浪费能量/电力，还会导致因其他相关联的电子零件加热造成的耗损)的主因。
当前电子器件中出现的另一低效之处在于需要多个内部电源来使不同零件运行。例如，在现代社会中，已变成为“真实世界”越来越重要的零件的功率模块MOSFET对接在电路系统中。
MOSFET实现开关、电机/螺线管驱动、变压器对接和许多其他功能。另一方面则是微处理器。微处理器的特征为可为5伏特、3.3伏特、2.7伏特或甚至1.5伏特的稳定减少的操作电压和操作电流。在大多数的系统中，MOSFET以及微处理器一起或组合来用于进行电路系统工作。然而，用于MOSFET的微处理器和驱动器常常在不同电压下操作，从而导致在电路内需要多个电源。
标准MOSFET需要可递送约15伏特摆幅的驱动器，以便成功打开和关闭该MOSFET。在打开情况下，实际需要驱动器的电压超过有效的轨功率。为此，已设计出使用电荷泵技术的专业性驱动器。除了主要功能之外，MOSFET驱动器将会需要减少输入驱动，使其可与现代CMOS处理器的输出驱动能力相容。
常见于大多数的外部电源(像充电器)的这种MOSFET/驱动器布置实际需要三个单独电源。所需第一电源是主电源轨，其通常由供应至MOSFET的范围在100VAC至300VAC范围内的电压组成。所需第二电源是MOSFET驱动器所需要的15伏特(或更高)。最后，微处理器需要另一隔离电源来为它们提供许多不同且变化的电压。
电流低效和能量浪费的情况在典型的电视机中得到充分印证，该电视机需要多达4至6个不同电源模块以使屏幕、背光、主电路板以及声音和辅助板运行。这种当前系统针对每个所需电源需要多个变压器和许多零件。变压器和零件(包括MOSFET)通过它们的重复低效活动而热量倍增，这是电视机的背面始终摸起来滚烫的原因。另外，各种功率输出需要的变压器越多，需要的零件就越多，并且就越容易造成能量浪费。
除了热量问题之外，基于多个变压器的电源通常均需要使40至60个零件运行，从而典型基于变压器的电视机电源模块会需要大量零件，这增加了成本以及总体部件大小，同时降低了可靠性。随着纳入许多零件，系统电阻增加，这导致了能量作为热量浪费。
本发明的目标在于以上所提出的问题中的一个或多个，以便实现更佳效率并且对来自轨源的涌入电流提供更多控制。
发明概述
在本发明的一个方面中，提供一种用于提供电力以用于充电应用和/或为电子设备的恒压供电电路供电的电学电路。所述电学电路包括功率转换器电路，所述功率转换器电路电耦接至电源，以从所述电源接收交流(AC)输入功率并向电子设备递送直流(DC)输出功率。所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的开关设备，以从所述电源向所述变压器的初级侧递送功率。电压传感器被耦接至所述变压器的所述初级侧，以感测由所述变压器产生的功率的电压电平。控制器耦接至所述电压传感器和所述开关设备，以从所述电压传感器接收所感测的电压电平并向所述开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。
在本发明的另一方面中，提供一种用于提供电力以用于充电应用和/或为电子设备的恒压供电电路供电的电学电路。所述电学电路包括功率转换器电路，所述功率转换器电路电耦接至电源，以从所述电源接收交流(AC)输入功率并向电子设备递送直流(DC)输出功率。所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的开关设备，以从所述电源向所述变压器递送功率。霍尔效应传感器被耦接至所述变压器初级侧，以感测由所述变压器产生的磁场。控制器被耦接至所述霍尔效应传感器和所述开关设备，并且被配置来从所述霍尔效应传感器接收所感测的磁场并向所述开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。所述控制信号根据所感测的磁场确定。
在本发明的另一方面中，提供一种用于提供电力以用于充电应用和/或为电子设备的恒压供电电路供电的电学电路。所述电学电路包括整流器电路，所述整流器电路被耦接至电源，以从所述电源接收AC输入功率并且将所述AC输入功率转换成DC输入功率。准谐振式电路被耦接至所述整流器电路。所述准谐振式电路可以包括第一开关设备、电感器和电容器。所述第一开关设备可以包括MOSFET。在一个实施方案中，所述准谐振式电路并不包括电感器和/或二极管。在另一实施方案中，所述准谐振式电路并不包括所述第一开关设备。功率转换器电路被耦接至所述准谐振式电路，以从所述准谐振式电路接收所述DC输入功率信号并且递送具有减少的电压电平的DC输出功率。所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的第二开关设备，以从所述准谐振式电路向所述变压器递送功率。同步整流器电路被耦接至所述变压器，并且包括：同步开关设备，所述同步开关设备被耦接至所述变压器的次级侧；以及同步整流器控制器，所述同步整流器控制器被耦接至所述同步开关设备，以向所述同步开关设备传输开关控制信号以便修改递送至所述电子设备的所述输出功率。所述电学电路还可包括替代桥式整流器耦接至所述变压器的所述初级侧的同步整流器电路。电压传感器被耦接至所述变压器的所述初级侧，以感测由所述变压器产生的功率的电压电平。控制器被耦接至所述电压传感器，并且被配置来从所述电压传感器接收所感测的电压电平并向所述第一开关设备和所述第二开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。在一个实施方案中，所述控制器的特征结构可以在芯片上的固件中，诸如在数字部件中，就像在使用典型的模拟至数字通信转换的状态机中。所述MOSFET的一个或多个以及对应的驱动器可以形成在单个芯片上。
所述电学电路还包括了吸血鬼负载系统，所述吸血鬼负载系统被配置来确定消费设备何时已经完成充电和/或与所述功率电路断开连接，并且操作所述功率电路断开对所述功率电路和/或所述电子设备的供电。
在本发明的另一方面中，所述功率电路是形成于在同一芯片上包括模拟和数字部件的半导体芯片上。像311VSoIBCD的工艺可用于半导体，这可允许微控制器、定时器/石英表、PID控制器和PWM控制器、MOSFET以及对应的驱动器在一个裸片上集成。
附图简述
通过结合附图参考以下具体实施方式，将容易地了解本发明的其他优点，同时将更好地理解这些其他优点，在附图中：
图1是用于向消费电子设备提供电力的功率电路的框图；
图2至图4是根据本发明的各实施方案的图1所示功率电路的示意图；
图5是根据本发明的各实施方案的图1所示功率电路的另一框图；
图6至图8是根据本发明的各实施方案的图5所示功率电路的示意图；
图9是根据本发明的实施方案的图1所示功率电路的另一框图；
图10至图14是根据本发明的各实施方案的图9所示功率电路的示意图；
图15是根据本发明的实施方案的图1所示功率电路的另一框图；
图16是根据本发明的实施方案的图15所示功率电路的另一框图；
图17至图19是根据本发明的各实施方案的图15和图16所示功率电路的示意图；
图20至图24是与图17所示功率电路相关联的电压图的图形表示；
图25是与图17所示功率电路相关联的效率对负载的图形表示；
图26是根据本发明的实施方案的图1所示功率电路的另一框图；
图27至图41是根据本发明的实施方案的可与图26所示功率电路一起使用的BiDFET电路的示意图；
图42是根据本发明的实施方案的可与图27至图41所示功率电路一起使用的双向场效应晶体管(BiDFET)的示意图；
图43和图44是根据本发明的实施方案的图26至图42所示双向场效应晶体管的功率输出的图形图示；以及
图45是根据本发明的实施方案的用于制造图26至图42所示功率电路的过程的框图。
在全部附图中，对应参考符号指示对应部分。
具体实施方式
参考附图并且在操作中，通过提供一种从AC干线电源(通常120VAC(美国)至264VAC[欧洲/亚洲])向消费电子设备提供DC电压输出功率的功率电路，本发明克服了已知功率递送系统的缺点的至少一些。功率电路被配置来提供电力以为电子存储设备和/或功率消费电子产品充电。功率电路包括功率转换器电路，所述功率转换器电路包括：开关设备，所述开关设备被连接至变压器的初级侧；以及控制器，所述控制器被耦接至所述开关设备，以便调节所述开关设备的占空比来将输出功率的电压电平调节至所需功率规格。另外，控制器可调节开关设备的频率以调节输出功率的电压电平。通过提供连接至变压器的初级侧的开关设备(例如像MOSFET)，滤波器电容器大小可相较于已知电学电路是减小的，或将滤波器电容器移除。
功率电路还可包括准谐振式前端、以及变压器次级的同步整流，以便在为电子设备充电和/或供电时促成减少开关和变压器损耗并且增加功率传送效率。另外，功率电路包括吸血鬼负载系统，所述吸血鬼负载系统被配置来确定消费设备何时已经完成充电和/或与功率电路断开连接，并且操作功率电路断开对功率电路和/或电子设备的供电。通过提供包括比已知功率电路更大的效率级别并减少出现吸血鬼负载、壁式(wallwort)功率和/或备用功率被电子设备汲取的这种电力浪费的功率电路，用于为消费电子设备充电和/或操作消费电子设备的电量显著减少，由此减少消费电子产品操作成本。
现将参考附图解释本发明的所选实施方案。本领域的技术人员将会从本公开清楚，以下对本发明的实施方案的描述仅仅出于说明目的提供，而非为了限制如由随附权利要求书及其等效物限定的本发明。
图1是用于向消费电子设备提供电力的功率电路10的框图。图2至图4是功率电路10的示意图。在所示实施方案中，功率电路10被配置来从电源12接收功率并向电子设备14(例如像便携式消费电子设备，包括但不限于蜂窝电话、智能电话、平板型计算机、膝上型计算机和/或任何合适电子设备)递送功率。另外，功率电路10可以递送功率以用于为电子存储设备(例如像移动电话/膝上型计算机/平板型计算机蓄电电池)充电。在一个实施方案中，功率电路10可以包括设计用于从AC干线电源(通常120VAC(美国)至264VAC(欧洲/亚洲))提供低压DC输出(通常5VDC)的AC至DC供应。这些如下所述系统是由以下主要的子系统构成，包括：
[1.]处理，通常使用全波二极管桥以及滤波器电容器将AC输入电压转换成DC电压。
[2.]转换/切换，使用各种方案中的一种将高输入电压转换成低得多的输出电压。通常，这使电压从DC转变为AC。
[3.]整流，将AC再次转换为DC。
[4.]后处理/输出，修改该转换过程的输出。这个输出通常为必须变为DC输出电压的AC电压。
功率电路10还可包括这些子系统的独特组合，用以产生设计用于从全世界通用的常规AC干线源进行低压电池充电以及其他电力供应服务的优越电力供应。
转换过程是中央子系统，预处理和后处理子系统环绕在中央子系统周围。这些子系统可包括以下拓扑中的一个：
[1.]推挽
[2.](以其发明人Slobodan命名)
[3.]SEPIC(单端初级电感器转换器)
[4.]降压(Buck)
[5.]反激
在下文中，这些子系统将连同用于递送全面地运作的电力供应的预处理和后处理方法一起进行描述。
在所示实施方案中，功率电路10被配置来从电源12接收第一类型输入功率并向电子设备14递送更需要类型的输出功率。在一个实施方案中，电源12可以包括从电网接收的交流(AC)输入功率。例如，电源12可以包括以给定电压(例如，在60赫兹频率下120伏特(北美标准)，或者在50赫兹频率下220至240伏特(欧洲标准))递送的AC输入功率。另外，功率电路10可被配置来接收在50或60赫兹下具有在约85伏特至300伏特的范围内的输入电压的输入功率，以便接受世界范围内存在的干线功率。在所示实施方案中，功率电路10被配置来将AC输入功率转换成更需要的直流(DC)输出功率。例如，在一个实施方案中，功率电路10被配置来以所需电压(诸如5伏特直流(VDC))来递送DC输出功率。在所示实施方案中，功率电路10被配置来从电源接收具有在第一电压电平下的AC功率信号的输入功率并且递送具有在小于第一电压电平的第二电压电平下的DC功率信号的输出功率信号。例如，在一个实施方案中，功率电路10被配置来接收在60赫兹频率下处于120伏特AC的输入功率并且以5伏特DC递送输出功率。
在所示实施方案中，功率电路10包括：整流器电路16，所述整流器电路被耦接至电源12；功率转换器电路18，所述功率转换器电路电耦接至整流器电路16；输出区段20，所述输出区段被耦接至功率转换器电路18以将功率从功率转换器电路18递送至电子设备14；以及控制元件22，所述控制元件用于操作功率转换器电路18以在所需功率信号下向输出区段20递送功率。
在一个实施方案中，整流器电路16被配置来从接收自电源12的AC输入功率产生修正AC功率信号。功率转换器电路18被配置来从整流器电路16接收处于输入电压电平的修正AC功率信号，并且产生处于小于输入电压电平的输出电压电平的DC输出功率信号。更确切地，整流器电路16从电源12接收处于输入电压电平的AC输入功率信号，并且产生修正AC功率信号。控制元件22操作功率转换器电路18减少输入电压电平，并且从接收到的修正AC功率信号产生处于所需输出电压电平的DC输出功率信号。
输出区段20包括适当的功率连接器或端口，诸如通用串行总线(USB)端口，其被配置来将电子设备14电耦接至功率电路10，以便促成从功率电路10向电子设备14递送功率。
整流器电路16被配置来从电源12接收AC输入功率并向功率转换器电路18递送DC输入功率。在所示实施方案中，整流器电路16包括多个二极管，它们被布置在具有耦接至电源12的高侧和低侧的第一输入端子和第二输入端子的全波桥式整流器24中，以从AC输入功率信号产生DC功率信号。在一个实施方案中，整流器电路16还可包括滤波器电容器26，所述滤波器电容器被耦接至全波桥式整流器24。在另一实施方案中，整流器电路16可包括半桥式整流器(未示出)。在又一实施方案中，整流器电路16并不包括滤波器电容器26。
在所示实施方案中，功率转换器电路18从整流器电路16接收DC输入功率并经由输出区段20向电子设备14递送DC输出功率。在一个实施方案中，功率电路10并不包括整流器电路16，并且功率转换器电路18被耦接至电源12，以从电源12接收AC输入功率并向电子设备14递送DC输出功率。
参考图2，在一个实施方案中，功率转换器电路18包括改型转换器28。比起用于DC-DC转换的已知非隔离式和隔离式转换器，改型转换器28被配置用于使用在所需电流下降低至例如5V的轨电压进行AC-DC转换。改型转换器28包括高频变压器30以及耦接至变压器30的初级侧的开关设备32。在所示实施方案中，开关设备32包括电感器34、位于变压器30的顶侧的主要场效应晶体管(FET)36以及作为主要储能部件的电容器38。在一个实施方案中，FET36可为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。另外，FET36可以包括N沟道MOSFET和/或P沟道MOSFET。改型转换器28还包括连接至变压器30的次级侧的异步整流电路40。异步整流电路40可以包括电容器、二极管和电感器。
在所示实施方案中，控制元件22包括：控制器42，所述控制器被耦接至主要FET36；以及感测电路44，所述感测电路被耦接至变压器30，以感测由变压器30产生的功率的输出电压电平。在一个实施方案中，感测电路44包括二极管、电容器和电阻器。控制器42被配置来从感测电路44接收所感测的电压，并向开关设备32传输控制信号以操作开关设备32来调节从功率转换器电路18递送至电子设备14的输出功率的电压电平。在一个实施方案中，控制器42包括微处理器，所述微处理器被编程为从电压传感器接收所感测的电压电平并向开关设备32传输控制信号以调节递送至电子设备14的功率的电压电平。控制器42还可实现脉宽调制(PWM)过程，以操作开关设备32来调节输出功率信号的电压电平。
在所示实施方案中，改型转换器28控制被标识为V输出/V输 入＝占空比/(周期–占空比)，其由控制器42用来驱动开关设备32中包括的主要FET。此外，控制器42被配置来调节控制信号的占空比，以便对输出功率的电压电平进行调节。感测电路44会向控制器42提供反馈，使得如果输出电压过低，那么控制器42增加控制信号以及FET36的占空比。相反，如果电压过高，那么就减少占空比。改型转换器28的另一优点是输出电压和输入电压之间的关系是D/(l-D)，其中D是占空比。对于给定的变压器30，输出电压可按需要来增加或减少，使得可以施加刻度盘电压(Dial-A-Voltage)特征。另外，由于输入至输出电压相对于占空比的关系，因此输出电压可以是可调节的。
参考图3，在一个实施方案中，功率转换器电路18包括改型SEPIC转换器46。已知SEPIC转换器已知用于DC-DC整流。比起已知SEPIC转换器，改型SEPIC转换器46被配置用于AD-DC转换。改型SEPIC转换器46被配置来实现使得其输出端处的电势(电压)大于、小于或等于其输入端处的电势的操作方法。
在所示实施方案中，改型SEPIC转换器46包括高频变压器30以及耦接至变压器30的初级侧的开关设备32。开关设备32包括电感器34、位于变压器30的顶侧的主要FET36、以及电容器38。改型SEPIC转换器46还包括了异步整流电路40，所述异步整流电路包括连接至变压器30的次级侧的二极管。改型SEPIC转换器46被操作来使用轨(主要)功率将AC转换成DC并且将其转换成在所需电流(诸如10A至12A)下降低至所需电压(诸如5V)。
控制元件22包括：控制器42，所述控制器被耦接至开关设备32；以及感测电路44，所述感测电路用于感测变压器30产生的功率的输出电压电平。改型SEPIC转换器46的输出由控制用晶体管的占空比控制。控制通过V输出/V输入＝占空比/(周期–占空比)完成。主要FET36是由改型SEPIC转换器46中的控制器42驱动，以调节递送至电子设备14的输出功率的电压电平。另外，感测电路44向控制器42提供反馈以使得控制器42能够调节传输至主要FET36的控制信号的占空比，从而对变压器30的输出电压进行调节。例如，如果所感测的输出电压过低，那么控制器42增加控制信号的占空比，以便增加输出电压电平。相反，如果电压过高，那么就减少占空比。
对于改型SEPIC转换器46，通过改型SEPIC转换器46中的主要FETQ1的电流近似等于输入电流和输出电流的总和。改型SEPIC转换器46包括类似于改型转换器28的最少开关，但是通过MOSFETQ1的电流减少。这是因为次级负载电流被以放置二极管D3的方式阻止而无法流过Q1。这减少了MOSFETQl中的I2R热量损失。
在一个实施方案中，如图14所示，功率转换器电路18可以包括改型降压式转换器47。
参考图4，在一个实施方案中，功率转换器电路18包括改型推挽式转换器48。已知推挽转换拓扑在行业中已知，并专用于DC-DC转换。比起已知推挽拓扑，改型推挽式转换器48被配置用于能够产生10瓦特至12瓦特的从轨电压降至5V的AC-DC转换。在一个实施方案中，改型推挽式转换器48包括高频变压器30。另外，变压器30的初级侧以附加至中心抽头的整流的高电压进行中心抽头。另外，改型推挽式转换器48包括开关设备32，所述开关设备包括相对于彼此180度异相布置的一对FET36，并且交替拉动电流穿过变压器30的初级绕组的每侧(因此称为推挽)。由于磁通量利用了推挽切换方向，因此次级上的电压也将切换方向。因此，使用中心抽头次级，这是因为当通量在一个方向上流动时，次级的上半部将是正的。同样，当通量反向时，下侧将会产生正压。改型推挽式转换器48还可包括异步整流电路40，所述异步整流电路包括连接至变压器30的次级侧的一对二极管D1、D3。这两个二极管被配置为夹紧机构，用以防止电力从变压器回流，并且也可包括超势垒二极管，这种超势垒二极管由于其阻断能力高而使能量损耗较低。
改型推挽式转换器48包括在变压器初级的每侧上FET36，这些FET被配置来通过PWM过程在相反时间上拉低。控制器42会向每个FET36传输控制信号，以操作改型推挽式转换器48来如下控制功率电路10：在变压器初级的每侧上的FET36将会通过PWM过程在相反时间上拉低。当输出电压落在某个阈值之下时，第一FETQ1将会打开长达一段固定时间，并且随后关闭。接着，在预先确定死区时间后，第二FETQ2将会打开长达一段固定时间，并且随后关闭。在第二FETQ2关闭后，系统进入与向负载传送足够能量以致使输出电压降至某个阈值之下的所需输出电流或所需时间相关的停机时间(电流越高，停机时间越短，并且输出电流越低，停机时间越长)。过程将会在次级侧电压减少至低于阈值时重复。另外，控制器42从感测电路44接收所感测的电压，并向每个FET36传输控制信号以调节从功率转换器电路18递送至电子设备14的输出功率的电压电平。
在一个实施方案中，如图4所示，感测电路44可以包括传感器50，所述传感器被连接至异步整流电路40和/或变压器次级以感测从功率转换器电路18递送至电子设备14的输出功率信号的电压电平和/或电流电平。在一个实施方案中，传感器50包括电阻器，所述电阻器被耦接至用以传输指示与输出功率相关联的功率特性的信号的控制器42。控制器42可被配置来根据所接收的信号确定该输出功率的电压电平。在另一实施方案中，控制器42可以根据所感测的信号确定电子设备14的电流汲取。此外，控制器42可被配置来根据所感测的功率特性调节传输至功率转换器电路18的控制信号的占空比。
在一个实施方案中，控制器42可被配置来根据从感测电路44接收的信号检测从电子设备14汲取的初始电流，并且响应性地发起充电循环，包括操作功率电路10来向电子设备14递送输出功率。另外，控制器42可以监视充电循环期间电子设备14汲取的电流的电平，并且检测电子设备汲取的电流的所监视的电平是否不同于电流阈值电平。控制器42还可根据从感测电路44接收的信号确定递送至电子设备14的功率的电压电平，并向功率电路10传输控制信号以调节递送至电学设备的功率的电压电平。在一个实施方案中，控制器42可以调节传输至功率电路10的控制信号的占空比，以调节递送至电学设备的功率的电压电平。此外，控制器42可以调节控制信号的占空比，以将所监视的电压电平维持在预定电压范围内。
在一个实施方案中，控制器42产生控制信号，该控制信号是可变频率。控制信号的频率被修改以递送所需输出功率。开关设备32从控制元件22接收控制信号，并且将整流器电路16的DC电压输出转换成交流功率信号。交流功率信号的频率会响应于控制信号。此外，来自控制元件22的控制信号的频率控制交流功率信号的频率。基于所感测的电压以及所递送的电流，控制元件22可以修改控制信号的频率以微调并更准确地控制功率电路10的输出。例如，在一个实施方案中，控制器42监视输出功率信号并且调节至开关设备32的控制信号以将功率输出保持在规范内。控制器42还可包括相关联的控制程序，这个控制程序可以补偿不同输出负载条件、部件公差、不同操作点的部件参数变化以及因温度造成的部件改变。控制程序还会监视若干操作参数，以便在检测到了不安全或操作范围外的条件时关闭开关设备，这会切断来自输出端的功率。
在一个实施方案中，控制器42包括软件，用以使得控制器42能够通过其在微处理器中的逻辑识别来自所连接电池的汲取电力并且分析来自该电池的升高汲取电力，且随后为像平板型计算机的设备提供1A或至多2.4A(以用于为蜂窝电话充电)；或发送至多9.2A以用于为笔记本或膝上型计算机充电，本发明可交替地或同时执行这些操作。在一个实施方案中，在世界范围内，可接受的输入电压可在从较低85V至较高300V的范围内。输出电压是依赖设备的，但是5V至19V是可能的。
在所示实施方案中，感测电路44包括电气隔离设备52，所述电气隔离设备连接在控制器42与传感器50之间。电气隔离设备52可以包括但不限于晶体管、光电晶体管、光电三端可控硅器件(optotriac)和/或任何合适电气隔离设备。
在一个实施方案中，控制元件22可以包括吸血鬼负载子系统54，所述吸血鬼负载子系统被配置来监视递送至电子设备14的输出功率和/或监视电子设备14的电流汲取，以便确定电子设备是否是由功率电路10供电、充电和/或被附接至这个功率电路。吸血鬼负载子系统54可以在高电压子系统处包括同步开关，所述高电压子系统包括同步开关矩阵，所述同步开关矩阵可以在高电流操作期间增加效率并且还为显著减少空闲功率提供机会。操作期间，控制器42可以监视输出功率以便确定设备是否正被充电或附接至功率电路10，并且在确定电子设备14不再充电时将功率电路10与电源12断开连接。
例如，在一个实施方案中，控制器42被配置来从感测电路44接收指示由电子设备14汲取电流的信号，根据所接收的信号检测从电学设备汲取的初始电流，并且响应性地发起充电循环并且响应性地经由功率电路10来向电子设备14递送输出功率。控制器42还可监视充电循环期间电子设备14汲取的电流的电平，检测电子设备汲取的电流的所监视的电平是否小于电流阈值电平，并且响应性地操作功率电路10以断开通向电子设备14的功率。控制器42还可确定如果所监视的电流电平小于电流阈值电平，那么将电子设备14与功率电路断开连接。在一个实施方案中，用于控制和监视的功率将存储在板上电容器和定时器中，这将允许电路周期性地唤醒、启动系统并且确定是否保持系统启动。此占空比将会导致平均静态功率(在无设备被充电时所浪费的功率)显著减少。
在一个实施方案中，吸血鬼负载子系统54可以确定保存在输出供应电容器55中的电荷的电平，并且根据保存在输出供应电容器55中的电荷的电平确定电子设备14是否被连接至功率电路、通过功率电路10充电和/或由功率电路10来供电。例如，在一个实施方案中，感测电路44可以感测跨输出供应电容器55两端的电压，并且如果所感测的电压不同于阈值电压，那么断开供应至电子设备14的功率。吸血鬼负载子系统54被配置来确定所感测的电压是否不同于阈值电压电平并且操作功率转换器电路来断开至电子设备的功率。例如，在一个实施方案中，吸血鬼负载子系统54确定所感测的电压是否小于阈值电压(例如，5伏特)，并且响应性地确定电子设备14是由功率电路10充电和/或通过功率电路10供电。另外，如果所感测的负载大于、或等于阈值电压电平，吸血鬼负载子系统54可以响应性地确定电子设备14未从功率电路汲取功率并且响应性地操作功率电路10断开至电子设备14的功率递送。
控制器42以及感测电路44继续监视从充电设备的电流汲取。从发起充电循环起，在控制器42中形成表以用于分析电流汲取。充电循环期间，控制器42经由感测电路44继续监视由电子设备14消耗的电流汲取并且分析这种汲取，然后在汲取电流开始因充满电的设备而衰减时报告。控制器42还可感测电流随着充电设备接近满电何时减少。从电流通过整个充电循环初始涌出充电设备起，控制器42确定充电设备何时被充满电或几乎被充满电(并且电流汲取何时接近为零)，并且关断来自其涌入供源的功率并且停止从涌入源充电以及功率汲取。控制器42还可通过感测电流汲取检测设备何时被连接至功率电路10。在无电流汲取的任何时间上，控制器42操作功率电路10关断，从而避免在充电设备仍插在壁式插座中但未附接有电话时通常会存在的正发生的电力浪费。
在所示实施方案中，功率电路10包括启动电路56，所述启动电路被连接至控制元件22，以向控制器42提供启动功率。高电压二极管桥是放置吸血鬼负载子系统54的潜在重要机遇，因为二极管桥是被动的。当功率断开并且随后接通时(当电源插入插座时)，桥开始自动将功率传输到系统中。关于在线路接口处具有同步开关配置的主要问题是因果问题(chicken-eggproblem)。开关必须得到主动控制。主动控制需要功率，但是功率可能不可提供，直到开关主动关闭。启动电路56可能促成启动问题并且可以包括单独极简单的低功率稳压器电路，所述低功率稳压器电路被配置来将刚好足够功率提供至控制器42，以便监视矩阵控制器并且开关矩阵控制器来运行。简单来说，此稳压器将会是不太节能的。然而，它将调整大小以便实现非常低的功率，并且因此任何低效将是相对不重要的，并且一旦主电源链以及微处理器运行，它将断开连接(关闭)，这进一步减少能量损耗。
控制元件22还可包括单独初级和次级监视器以及电路系统的开关控制器段。次级将会是无论电源何时插入都会持续供电的那级。初级将最大化在充电期间的系统效率。初级性能可能需要优于次级性能(其目的仅仅是在单元首先插入时操作)。
图5是根据本发明的实施方案的功率电路10的另一框图。图6至图8是功率电路10的示意图。在所示实施方案中，功率电路10包括同步整流电路60，所述同步整流电路被连接至功率转换器电路18，以用于对递送至电子设备14的输出功率信号进行整流。同步整流电路60包括耦接至变压器次级的同步开关设备62以及耦接至同步开关设备62的同步控制设备64。同步控制设备64被连接至控制器42，并配置成从控制器42接收同步控制信号并且根据所接收的同步控制信号产生开关控制信号以操作同步控制设备64来整流从变压器30接收的输出信号。在一个实施方案中，控制器42被配置来根据所感测的变压器电压电平和/或递送至电子设备14的输出功率的电压电平调节晶体管控制信号的占空比。在所示实施方案中，同步整流电路60包括电气隔离设备52，所述电气隔离设备连接在同步控制设备64与控制器42之间。
在一个实施方案中，同步开关设备62可以包括FET36，所述FET被连接至变压器30的次级侧。同步控制设备64被耦接至FET36，以整流从变压器30递送至电子设备14的功率输出信号。例如，如图6所示，功率电路10可以包括具有同步整流电路60的改型转换器28，所述同步整流电路包括连接至变压器次级的同步FET36。另外，如图7所示，功率电路10可以包括具有同步整流电路60的改型SEPIC转换器46，所述同步整流电路包括连接至变压器次级的同步FET36。
在另一实施方案中，如图8所示，同步开关设备62可以包括一对同步FET36，这对FET被连接至变压器30的次级侧。例如，功率电路10可以包括具有同步整流电路60的改型推挽式转换器48，所述同步整流电路包括在变压器次级上的一对同步FET36以控制来自次级绕组的每一半的流，使得来自输出端的电流仅仅单向流动，以便产生DC输出。同步FET在跨FET上的电压将会允许电流流入转换器输出端时由控制器打开，并关闭以阻止电流回流过转换器，从而防止电流回流至变压器。在改型推挽式转换器48(图8所示)中，FET会替代二极管，并且由于FET的R接通特征结构提供比二极管低的功率损耗来提供提高的效率。
在一个实施方案中，如图14所示，功率电路10包括同步整流电路60，替代全波桥式整流电路24或除其之外，所述同步整流电路被连接至变压器30的初级侧。该初级侧同步整流电路60可以包括同步开关设备62，所述同步开关设备包括四个同步FET36。在一个实施方案中，同步开关设备62可以包括单个同步FET36、一对同步FET36、或连接至变压器初级侧的任何合适数量的FET36。通过提供包括同步整流电路60的整流电路16，滤波器电容器26的大小可相较于已知电学电路减少，或该滤波器电容器26可从功率电路10移除。
图9是根据本发明的实施方案的功率电路10的另一框图。图10至图14是功率电路10的示意图。在所示实施方案中，功率电路10包括准谐振式电路66，所述准谐振式电路被耦接至功率转换器电路18。准谐振式电路66包括：开关设备68，所述开关设备被耦接至控制器42；二极管70，所述二极管被耦接至开关设备68；电感器72，所述电感器被耦接至二极管70；以及电容器74，所述电容器被耦接至电感器72。在一个实施方案中，开关设备68可以包括FET36。在一个实施方案中，准谐振式电路66并不包括电感器72和/或二极管70。在另一实施方案中，准谐振式电路66并不包括开关设备68。
在所示实施方案中，控制器42被配置来根据所感测的变压器电压来确定变压器30的过零，并且在变压器30接近过零时，操作开关设备68来向变压器30的初级侧递送输入功率。另外，控制器42还可监视充电循环期间电子设备14汲取的电流的电平，检测电子设备汲取的电流的所监视的电平是否小于电流阈值电平，并且响应性地操作功率电路10以断开通向电子设备14的功率。在一个实施方案中，控制器42可以操作开关设备32、准谐振式电路66和/或同步开关设备62中包括的一个或多个FET36，以断开来自电源12和/或电子设备14的功率。
如图10至图14所示，改型转换器28、改型SEPIC转换器46、改型降压式转换器47和/或改型推挽式转换器48中的每个均可包括准谐振式电路66。在一个实施方案中，准谐振式电路66可以包括放在前端处的FET、二极管和LC电路，以便允许主要开关元件在通过它们的电流为“零”或类似情况时完全打开。准谐振式电路66中的FET提供振荡以允许功率转换器电路18中包括的主要FET在零电流时开关，从而减少开关损耗。不像线性电源那样，准谐振式电路66包括使用持续在低耗散、全开以及全关状态之间进行切换的开关模式电源的传输晶体管的稳压装置，并且花费极少时间进行高度耗散跃迁(transition)，这最小化能量浪费。在理想情况下，开关模式电源不会耗散功率。电压调节通过改变通断时间比率实现。相比之下，线性电源通过持续耗散在传输晶体管中的功率调节输出电压。这种更高功率转换效率是开关模式电源的重要优点。由于变压器大小和重量更小，开关模式电源还可显著比线性电源更小和更轻。
参考图13和图14，在一个实施方案中，控制元件22包括一个或多个霍尔效应传感器76，所述霍尔效应传感器被耦接至变压器30，以便感测变压器30内产生的磁场。霍尔效应传感器76通过直接感测在操作期间由变压器30生成的磁场来促成确定变压器30的过零。在一个实施方案中，控制元件22包括耦接至变压器30的初级侧的初级侧霍尔效应传感器76。初级侧霍尔效应传感器76被连接至控制器42，以向控制器42传输信号，用以确定变压器30何时接近“过零”。在另一实施方案中，控制元件22包括耦接至变压器30的次级侧的次级侧霍尔效应传感器76，并连接至同步控制设备64，以便传输指示变压器磁场的信号，用以确定变压器30到达“过零”的时间。
图15和图16是根据本发明的实施方案的功率电路10的另外框图。图17至图19是功率电路10的示意图。在所示实施方案中，功率电路10包括桥式整流器80、能阱无变压器式转换器82以及高效降压式转换器84。桥式整流器80接收AC输入功率并向能阱无变压器式转换器82递送DC输入功率。能阱无变压器式转换器82接收处于某个电压电平的DC输入功率，并向降压式转换器84递送处于更低电压电平的DC输出功率，以递送至电子设备14。在一个实施方案中，能阱无变压器式转换器82在第一电压电平下来向降压式转换器84递送功率，并且降压式转换器84在小于第一电压电平的第二电压电平下来向电子设备14递送DC输出功率。例如，如图18所示，能阱无变压器式转换器82可以在输入电压(即，等于约311VDC的V输入)下接收输入功率，并且在输出电压(即，等于约25VDC的V输出)下递送输出功率。降压式转换器84可以接收处于25VDC的输出功率并在约5VDC的输出电压下向电子设备14递送输出功率。
在所示实施方案中，能阱无变压器式转换器82包括改型迪克森(Dickson)电荷泵，所述改型迪克森电荷泵包括多个降压能阱86以用于使输入功率信号电压降低。每个能阱86包括一个或多个电容器88，这些电容器88设置在任何分压中的不同电压范围内，从极小到较大(即，0.10V、1V、5V等等)。开关设备90(例如像MOSFET)被连接至能阱86。在一个实施方案中，开关设备90可被配置来承受电压摆幅的1/N、VDS和/或2/N电压摆幅。在所示实施方案中，功率电路10还可包括高侧控制器92和低侧控制器96以促成操作功率电路10。
在一个实施方案中，能阱无变压器式转换器82还可包括浮动栅驱动器96，所述浮动栅驱动器被连接至能阱86的一个或多个层叠和/或分级。另外，浮动栅驱动器96可以包括经由交叉耦接的转换器连接的第一组98的MOSFET和二极管与第二组100的MOSFET和二极管。
在一个实施方案中，如图16所示，功率电路10可以包括高效同步整流器102，所述高效同步整流器被连接至能阱无变压器式转换器82。另外，功率电路10还可包括用于控制同步整流器102的高侧智能控制器104以及用于控制降压式转换器84的操作的低侧智能控制器106。
图20至图24是与包括能阱无变压器式转换器82的功率电路10相关联的电压图的图形表示。图25是与图17所示功率电路10相关联的效率对负载的图形表示。图20至图25中示出的例示图是在模拟功率电路10期间在以下参数下产生：时钟周期＝3.5e-007；时钟循环＝50000；开关R接通＝1；ci＝le-006；V输入＝311；并且I输出＝1.2A。
图26是根据本发明的实施方案的功率电路10的另一框图，所述功率电路包括功率转换器电路18，所述功率转换器电路包括双向场效应晶体管(BiDFET)电路120。图27至图41是可与功率电路10一起使用的BiDFET电路120的示意图。图42是可与BiDFET电路120一起使用的BiDFET122的示意图。在所示实施方案中，BiDFET电路120包括连接至变压器124的一个或多个BiDFET122。在一个实施方案中，变压器124包括高端抽头126、中心抽头128以及低端抽头130。功率电路10还可包括三个BiDFET122，所述BiDFET被连接至高端抽头126、中心抽头128以及低端抽头130中的每个。变压器124是中心抽头的，使得在三个BiDFET122作为单独部件或构建为集成到单个IC中的情况下，允许可从任一240/260VAC的转换(使用在变压器上的顶部抽头)，并且从110/120VAC的转换可以通过利用在变压器上的中心抽头进行。如图28和图29所示，BiDFET122之一是“公共”BiDFET并且另外两个BiDFET122被配置来分别从110AC和240AC两者接收输入。功率电路10被配置来操作BiDFET122以接收处于不同电压电平的输入功率。例如，功率电路10可以包括放在中心抽头128上的110VACBiDFET122、处于高端抽头126处的240VACBiDFET122、以及处于变压器124的低端抽头130上的公共BiDFET122或在该低端抽头上接地。这使功率电路10产生在相同电流下具有某个输出电压电平(即，6VAC)的DC输出功率信号，不管选择何种干线电压(110VAC/240VAC)都是如此。在另一实施方案中，BiDFET电路120可以包括连接至中心抽头128和高端抽头126的两个BiDFET122(在图27中示出)。另外，BiDFET122还可以与无变压器电路(例如像图15和图16所示功率电路10)一起使用。
参考图42，在所示实施方案中，每个BiDFET122包括以背对背方式来并联连接的两个场效应晶体管(FET)132。在一个实施方案中，BiDFET122包括在它们相应漏极中包括一个或多个二极管134。FET132根据合适击穿电压(诸如650伏特)选择用于设计成在120VAC或240VAC环境中操作的单元。二极管134被选择为与FET132具有相同击穿电压。另外，二极管134被连接至每个FET132的相应漏极，并且可以替代漏极连接至源极。二极管134被配置来保护对应FET132免受高反向电压，所述高反向电压可为经由AC输入半循环现存的，其与BiDFET122正常操作电压相反。在一个实施方案中，BiDFET122可以包括背对背定位在相反方向上的两个MOSFET，其中BiDFET122的每一半具有与漏极串联的正向偏压的二极管。如果未并入BiDFET122中，二极管重点用以在存在高电平的反向电压时保护BiDFET122。在另一实施方案中，BiDFET122可以包括光电三端可控硅器件和/或两个背对背的SCR。该光电三端可控硅器件可被配置来改变信号频率、在高速下开关，并且“关闭”。在另一实施方案中，BiDFET电路120可以包括组合BiDFET布局，所述组合BiDFET布局包括附接至其中一个BiDFET的漏极的一个二极管134，而另一二极管134偏离附属BiDFET122的源极放置。
在所示实施方案中，BiDFET122被配置来通常用于可使用三端可控硅器件的功率电路10内的任何位置，其中附加优点在于BiDFET122可被关闭。因此，BiDFET122并不具有三端可控硅器件具有的两个缺点。BiDFET122可以在高操作频率下开关并且可以关闭，而不像三端可控硅器件那样，一旦打开，仅可在施加电压降低至零时关闭。
图29是包括多抽头变压器的BiDFET电路120的示意图。图30是包括具有FET源极被连接至AC干线的BiDFET、异步次级以及以次级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图31是包括异步BiDFET的BiDFET电路120的示意图，其中FET阻断来自变压器的电流。图32是包括具有单侧开关的BiDFET的BiDFET电路120的示意图。图33是包括具有FET源极被连接至变压器的BiDFET、同步次级以及以次级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图34是包括具有FET源极被连接至变压器的BiDFET以及以异步次级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图35是包括具有FET源极被连接至变压器的BiDFET、同步次级以及以初级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图36是包括具有FET源极被连接至变压器的BiDFET、异步次级以及以初级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图37是具有异步BiDFET的BiDFET电路120的示意图，其中FET阻断来自AC电源的电流。图38是包括具有FET源极被连接至AC干线的BiDFET、同步次级以及以初级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图39是包括同步BiDFET的BiDFET电路120的示意图，其中FET阻断来自变压器的电流。图40是包括具有FET源极被连接至AC干线的BiDFET以及以同步次级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。图41是包括具有FET源被连接至AC干线的BiDFET、异步次级以及以初级为基准的PWM控制器的BiDFET电路120的示意图。
在一个实施方案中，BiDFET122不包括二极管，而包括与变压器124高侧上的电流相反的“N”沟道FET132以及变压器124低侧上的二极管134(在图30和图31中示出)。如图30和图31所示，在操作过程中，在波的正半部分中，FETQ1在开关频率下切换，并且FETQ2接通并且用作正向偏压的二极管。另外，反向偏压FET因为正向偏压的体二极管而无法关闭，但是其可甚至在电流回流情况下打开。因此，如果FET打开，那么结果就是与二极管相并联的极小的电阻器，使得只要RDS(接通)低于二极管的有效电阻，二极管压降也有效去除，从而提高效率。在另一实施方案中，为了增加效率，D1和D2用同步FET替代(如图33所示)。
参考图43和图44，在操作过程中，BiDFET电路120被配置来通过在高得多的频率下操作，将低频(50至60次循环)AC电压“斩波”成小得多的片段。例如，在操作过程中，如果开关损耗低至足以确保更快斩波速率，那么输入AC功率信号可以在等于约50至60Khz或高达1Mhz或更高的速率下斩波成更细片段。更高BiDFET开关速率导致产生更小部分，但会造成更高开关损耗。另外，BiDFET电路120的操作可使用BiDFET电路120的R接通特征结构优化成在有效频率下操作。
图43示出通过BiDFET电路120而产生的“斩波的”频率波，表明BiDFET会对正弦波的正负区段两者进行斩波。另外，控制元件22包括PWM协议，使得BiDFET产生在最高电压下窄的“斩波”并且在更接近过零点时产生“更丰满的(fatter)”斩波，在这种情况下，在AC波形中存在最少能量。这最小化正弦波的正负区段两者上的这些斩波中固有的脉冲效应。
在所示实施方案中，功率电路10包括高速AC开关，其由来自控制元件22的PWM信号操作来切割50/60正弦波的正负区段两者。然而，BiDFET并不限于任何特定频率，并且可以在正确的控制器速度下管理任何给定频率。另外，在一个实施方案中，BiDFET122可类似于快速三端可控硅器件来操作(其还会是AC开关但以相对低的速度操作)。BiDFET122是高速开关，包括在约50Kz至lMHz之间的范围内和/或大于1MHz的开关速度。
参考图27至图41，在所示实施方案中，两个BiDFET122替代全波桥式整流器24和较大滤波器电容器26来直接控制AC干线输入。按照常例，这减少了初始纳入零件数量并将AC/DC转换推延至电路系统的隔离(低功率)侧，从而通过减少零件数量实现节能以及在电路的更低压侧上的整流。另外，即使并不存在真正“连续”电流(由于在过零时的低电流)，功率电路10包括存储能量的一个或多个最终输出供源电容器55。这个最终电容器55的大小调整成在AC循环之间保存足够电流以便实现所需恒定输出电流，并进一步最小化或消除因过零时的较低能量造成的任何电流衰减。
功率电路10还包括了简化的驱动器电路，因为在分部分的循环中，每次驱动一个BiDFET，并且另一BiDFET在其循环不存在时只是“略微翻动(flapsinthebreeze)”而无能量损耗。例如，在操作过程中，当AC为正时，其将全都通过一半BiDFET(顶部FET)，当AC变为负时，其将通过另一半的BiDFET(底部FET)。另外，输出端处非“连续”的AC并非问题，因为电容器和/或超级电容器将放在次级上，当大小正好适于输出电压时，其将自行维持用于所需功率输出的恒定DC。在完整系统中，这由于反馈环路来说是优点，并且电流感测环路可以控制BiDFET系统，所述BiDFET系统将会利用缓慢PWM开关备用功率工作，由此允许在减小(几乎充满电的)负载和/或没有负载时实现高能效(瞬时“唤醒”以感测和维持负载/连接)。
图45是可用于制造如集成到混合封装中的图26至图42所示功率电路10的过程的框图。在所示实施方案中，BiDFET电路将包含其“控制器/驱动器”(裸片1)并且结合有光电耦合器以便允许通过任何外部控制达到某一逻辑电平并与BiDFET正控制的任何电压隔离。BCD工艺可用于此集成。控制器将通过裸片上的内部电源供电。在一个实施方案中，BiDFET可仅使用封装中的单个BiDFET裸片封装。
鉴于以上教示内容，本发明的许多修改以及变化是可能的。在随附权利要求书的范围内，本发明能够以除了确切所描述的那些之外的方式实践。
本说明书使用实例来公开本发明，其中包括最佳模式，并且还使本领域的任何技术人员能实践本发明，其中包括制造和使用任何装置或系统以及执行任何所涵盖的方法。本发明的专利保护范围由权利要求书限定，并可包括本领域的技术人员所想出的其他实例。本发明的其他方面以及特征可以通过了解附图、公开内容以及随附权利要求书来获得。在随附权利要求书的范围内，本发明能够以除了确切所描述的那些之外的方式实践。还应注意，虽然在随附权利要求书内列出的步骤和/或功能是按顺序列在其中，但是这些步骤和/或功能并不限于任何特定操作顺序。
尽管本发明的各种实施方案中的具体特征可能在一些附图中示出，而未在其他些附图中示出，但这仅是为了方便。根据本发明的原理，附图中的任何特征均可结合任何其他附图中的任何特征引用和/或要求权利保护。

Claims (20)

1.一种用于提供电力以供用于为电子设备供电的电学电路，其包括：
功率转换器电路，所述功率转换器电路电耦接至电源，以从所述电源接收交流(AC)输入功率并向电子设备递送直流(DC)输出功率，所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的开关设备，以从所述电源向所述变压器的初级侧递送功率；
电压传感器，所述电压传感器被耦接至所述变压器的所述初级侧，以感测由所述变压器产生的功率的电压电平；以及
控制器，所述控制器被耦接至所述电压传感器和所述开关设备，所述控制器被配置来从所述电压传感器接收所感测的电压电平并向所述开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。
2.根据权利要求1所述的电学电路，所述控制器被配置来调节传输至所述开关设备以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平的所述控制信号的占空比。
3.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括耦接至所述功率转换器电路的准谐振式电路，所述准谐振式电路包括耦接至所述控制器的开关设备，所述控制器被配置来根据所述所感测的变压器电压来确定所述变压器的过零并且操作所述开关设备在接近所述变压器过零时向所述变压器递送输入功率。
4.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括吸血鬼负载子系统，所述吸血鬼负载子系统被配置来确定所述所感测的电压是否不同于阈值电压电平并且操作所述功率转换器电路来断开至所述电子设备的功率。
5.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括启动电路，所述启动电路被连接至所述控制器以向所述控制器提供启动功率。
6.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括：
同步整流器电路，所述同步整流器电路被耦接至所述变压器，所述同步整流器电路包括：
同步开关设备，所述同步开关设备被耦接至所述变压器的次级侧；以及
同步控制设备，所述同步控制设备被耦接至所述同步开关设备以向所述同步开关设备传输开关控制信号，所述同步控制设备被耦接至所述控制器以从所述控制器接收同步控制信号并且根据所接收的同步控制信号产生所述开关控制信号。
7.根据权利要求6所述的电学电路，所述同步整流器电路还包括电气隔离设备，所述电气隔离设备被耦接在所述同步控制设备与所述控制器之间。
8.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括第二电压传感器，所述第二电压传感器被耦接至所述变压器的次级侧，以感测递送至所述电子设备的输出功率的电压电平并向所述控制器传输所感测的输出功率电压电平，所述控制器被配置来根据所述所感测的输出功率调节传输至所述开关设备的所述控制信号的占空比。
9.根据权利要求1所述的电学电路，其还包括连接至所述变压器的同步整流器电路，所述同步整流器电路包括耦接至所述变压器的所述初级侧的同步开关设备。
10.一种用于提供电力以供用于为电子设备供电的电学电路，其包括：
功率转换器电路，所述功率转换器电路电耦接至电源，以从所述电源接收交流(AC)输入功率并向电子设备递送直流(DC)输出功率，所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的第一开关设备，以从所述电源向所述变压器递送功率；
霍尔效应传感器，所述霍尔效应传感器被耦接至所述变压器，以感测由所述变压器产生的磁场；以及
控制器，所述控制器被耦接至所述霍尔效应传感器和所述开关设备，所述控制器被配置来从所述霍尔效应传感器接收所感测的磁场并向所述开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平，所述控制信号根据所述所感测的磁场确定。
11.根据权利要求10所述的电学电路，所述控制器被配置来调节传输至所述开关设备以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平的所述控制信号的占空比。
12.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括耦接至所述功率转换器电路的准谐振式电路，所述准谐振式电路包括耦接至所述控制器的第二开关设备，所述控制器被配置来根据所述所感测的磁场来确定所述变压器的过零并且操作所述开关设备在接近所述变压器过零时向所述变压器递送输入功率。
13.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括吸血鬼负载子系统，所述吸血鬼负载子系统被配置来确定所述所感测的电压是否不同于阈值电压电平并且操作所述功率转换器电路来断开至所述电子设备的功率。
14.根据权利要求13所述的电学电路，其还包括：
电压传感器，所述电压传感器被耦接至所述变压器的次级侧，以感测递送至所述电子设备的输出功率的电压电平并向所述控制器传输所感测的输出功率电压电平，所述控制器被配置来根据所述所感测的输出功率调节传输至所述第一开关设备的所述控制信号的占空比。
15.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括：
同步整流器电路，所述同步整流器电路被耦接至所述变压器，所述同步整流器电路包括：
同步开关设备，所述同步开关设备被耦接至所述变压器的次级侧；以及
同步整流器控制器，所述同步整流器控制器被耦接至所述同步开关设备，以向所述同步开关设备传输开关控制信号以便修改递送至所述电子设备的所述输出功率。
16.根据权利要求15所述的电学电路，所述同步整流器电路还包括：
第二霍尔效应传感器，所述第二霍尔效应传感器被耦接至所述次级侧以感测所述变压器的磁场，所述同步整流器控制器被配置来根据所感测的磁场产生所述开关控制信号。
17.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括电压传感器，所述电压传感器被耦接至所述变压器的次级侧，以感测递送至所述电子设备的输出功率的电压电平并向所述控制器传输所感测的输出功率电压电平，所述控制器被配置来根据所述所感测的输出功率调节传输至所述开关设备的所述控制信号的占空比。
18.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括启动电路，所述启动电路被连接至所述控制器以向所述控制器提供启动功率。
19.根据权利要求10所述的电学电路，其还包括连接至所述变压器的同步整流器电路，所述同步整流器电路包括耦接至所述变压器的所述初级侧的同步开关设备。
20.一种用于提供电力以供用于为电子设备充电的电学电路，其包括：
整流器电路，所述整流器电路被耦接至电源，以从所述电源接收AC输入功率并且将所述AC输入功率转换成DC输入功率；
准谐振式电路，所述准谐振式电路被耦接至整流器电路，所述准谐振式电路包括第一开关设备、二极管、电感器和电容器；
功率转换器电路，所述功率转换器电路被耦接至所述准谐振式电路，以从所述准谐振式电路接收所述DC输入功率信号并且递送具有减少的电压电平的DC输出功率，所述功率转换器电路包括变压器和耦接至所述变压器的初级侧的第二开关设备，以从准谐振式电路向所述变压器的所述变压器初级侧递送功率；
同步整流器电路，所述同步整流器电路被耦接至所述变压器，所述同步整流器电路包括：同步开关设备，所述同步开关设备被耦接至所述变压器的次级侧；以及同步整流器控制器，所述同步整流器控制器被耦接至所述同步开关设备，以向所述同步开关设备传输开关控制信号以便修改递送至所述电子设备的所述输出功率；
电压传感器，所述电压传感器被耦接至所述变压器的所述初级侧，以感测由所述变压器产生的功率的电压电平；以及
控制器，所述控制器被耦接至所述电压传感器和所述开关设备，所述控制器被配置来从所述电压传感器接收所感测的电压电平并向所述第一开关设备和所述第二开关设备传输控制信号以调节递送至所述电子设备的功率的电压电平。
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