JP2016524441A - 消費者電子デバイス用の電力回路 - Google Patents

Abstract

電子デバイスに給電するために使用される電力を提供するための電気回路が、本明細書に記述される。電気回路は、電力源からの交流（ＡＣ）入力電力を受容し、直流（ＤＣ）出力電力を電子デバイスに送達するための、電力源に電気的に連結された電力変換回路を含む。電力変換回路は、変圧器及び該変圧器の一次側に連結されており、電力源から変圧器の一次側に電力を送達するスイッチングデバイスを含む。コントローラが、電位センサ及びスイッチングデバイスに連結されており、電位センサからの感知された電圧レベルを受容し、制御信号をスイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節する。【選択図】図１

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１３年７月１０日に出願された米国仮特許出願第６１／８４４，７８４号、２０１３年６月２８日に出願された米国仮特許出願第６１／８４１，０７９号、及び２０１３年６月１４日に出願された米国仮特許出願第６１／８３５，４３８号の利益を主張するものである。これらは全て、全ての目的に対して参照によりその全体が本明細書に組み込まれる。

本発明は、全般的に電力回路に関し、より具体的には、消費者電子デバイスを充電するために使用される電力を供給するための電力回路に関する。

エネルギー危機には、電流負荷を低減する需要側応答が求められている。エネルギー危機は、世界的な問題である。例えば、米国エネルギー省は、平均して２０１５年までに、米国内の平均需要を供給するための電力が不足すると予測している。

制御可能なオフェンダーのうちの一つに、「バンパイア負荷」がある。「壁いぼ電力」または「待機電力」とも呼ばれるこの電気の無駄は、米国エネルギー省（ＤＯＥ）によれば、毎年１０００億ｋＷを超え、１００億ドルを超える無駄なエネルギーコストがかかると概算されている。バンパイア負荷を生じさせるものとしては、携帯電話の充電器、ラップトップの充電器、ノードブックの充電器、計算機の充電器、小型電気機器、及び他のバッテリ駆動の消費者デバイスが挙げられる。

米国エネルギー省は、２００８年に、以下のことを述べた。

「多くの電気機器は、スイッチをオフにするときに少量の電力を引き出し続ける。これらの「ファントム」負荷は、ＶＣＲ、テレビ、ステレオ、コンピュータ及び台所用電気機器等の、電気を使用する大抵の電気機器において生じる。これは、電気機器への全ての電力を遮断するために、電気機器のプラグを抜くか、またはパワーストリップを使用したパワーストリップスイッチを使用することによって回避することができる。」

米国エネルギー省によれば、次のタイプのデバイスは、待機電力を消費する。
１．電圧変換用の変圧器（携帯電話、ラップトップ及びノートパッド、計算機、並びに壁充電器を使用する他のバッテリ駆動デバイスを含む）。
２．スイッチをオフにした壁いぼ電力供給によって給電するデバイス（それらの全てが壁充電器を有し、完全に充電されたバッテリを有するか、または実際にデバイスから切断されている携帯電話、ラップトップ及びノートパッド、計算機、バッテリ駆動のドリル及び工具を含む）。
３．ウォームアップ遅延を伴わずにユーザのアクションに対して即座に反応する「インスタントオン」機能を有する多くのデバイス。
４．リモートコントロールによって起動することができる待機モードの電子及び電気デバイス。例えば、いくつかの空調装置、テレビ受像機等のオーディオビジュアル機器。
５．スイッチがオフのときであっても、例えば電気駆動式のタイマーによっていくつかの機能を実行することができる電子及び電気デバイス。大抵の最新コンピュータは、待機電力を消費することによって、（ウェイクオンＬＡＮ等によって）リモートにおいて、または指定された時間に起動することができる。これらの機能は、必要でないときでさえも常時有効になっており、（場合によっては背面にあるスイッチによって）主要部から切断することによって電力を節約することができる。ただしこの節約は、そのような機能を必要としない場合に限られる。
６．無停電電源供給（ＵＰＳ）。

これらは全て、携帯電話、ラップトップまたは類似のデバイスが完全に充電されているときであっても電流が依然として流れ続けるが、何も達成せず、電気を無駄にしている。大抵の最近製造されたデバイス及び電気機器は、毎日一日中電流を引き出し続け、使用者に金銭的コストがかかり、世界的なエネルギー危機を増加させている。

米国標準技術局（ＮＩＳＴ）（米国商務省の部門）は、２０１０年のＢｕｉｌｄｉｎｇｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｓｕｂｃｏｍｍｉｔｔｅｅを通して、「プラグ負荷」の低減についてその目標を提示し、以下のように述べた。

「総消費に対するプラグ負荷の影響は、極めて重大である。プラグ負荷は、商業建築物の場合、総エネルギー使用の３５％、住居の場合は２５％、学校の場合は１０％であると概算される。

プラグ負荷を低下させるための状況としては、
１）より効率的なプラグ差し込み式デバイス及び電気機器、
２）未使用の電気機器をオフにし、変圧器及び他の小型であるが常時オンの電気機器からの「バンパイア」負荷を低減させる自動スイッチングデバイス、または
３）保有者の態度を改めること、が挙げられる。

実質的に全ての最新の電子機器に起こる問題の一つに、電力供給源が外部または組み込み型の「電力モジュール」であるかどうかにかかわらず、エネルギー効率が悪いことがある。これにはいくつかの原因があり、そのうちの一つは、マイケルファラデーが変圧器を発明した１８３１年にまでさかのぼる。変圧器は、アナログデバイスとして、各特定の巻線に対してのみしか電力出力を生成できないために、本質的に非効率的である。このため、二つの電力出力が必要である場合、二次巻線が二つ必要となる。さらに、多くの場合、一般的な最新の外部電力供給源を生成するために、変圧器とともに動作する必要がある５０個を超える部品及び部分がある。この数は、内部または組み込み型の電力モジュールでは少しだけ少なくなる。電力供給源の中の多数の部品は、電力損が異なる種々の部品の中を、周囲をかつそこを通って電流が進む必要があるために、本質的に非効率的であり、回路配線さえも、エネルギーの無駄を生じさせる抵抗損失を引き起こす。

さらに、変圧器が機能する様式は、磁場の生成及び崩壊を伴う。磁場の生成または崩壊によって全ての電子を「取り戻す」ことができず、流出する電子は、多くの場合、熱を発生する。これが、携帯電話、ラップトップ及びタブレットの充電器に触れると温かく、または熱く感じる理由である。これは、全ての消費者電化製品が熱を生じる主な理由でもあり、エネルギーまたは電気を無駄にするだけでなく、他の関連する電子部品の加熱を通じて最終的には磨滅を招く。

現在の電子機器に見られる別の非効率性は、異なる部品を動作させるための多数の内部電力供給源が必要であることである。例えば、現代世界では、電力モジュールのＭＯＳＦＥＴが、回路の中の「現実世界」のインターフェースのますます重要な部品になってきている。

ＭＯＳＦＥＴは、スイッチング、モーターまたはソレノイドの駆動、変圧器の接続、及び数多くの他の機能を可能にする。その対極にあるのは、マイクロプロセッサである。マイクロプロセッサは、５ボルト、３．３ボルト、２．７ボルト、さらには１．５ボルトであってもよい、安定した、低減された動作電圧及び電流を特徴とする。大抵のシステムにおいて、ＭＯＳＦＥＴ及びマイクロプロセッサは、回路を動作させるために、ともにまたは組み合わせて使用される。しかしながら、ほとんどの場合、マイクロプロセッサ及びＭＯＳＦＥＴのためのドライバは、異なる電圧で動作し、このため回路内に多数の電力供給源が必要となる。

標準的なＭＯＳＦＥＴは、それを成功裏にオン／オフするために、約１５ボルトの振幅を送達することができるドライバを必要とする。オンにする場合、実際には、レール電圧を超えるドライバ電圧を有効にすることが必要となる。この目的のために、チャージポンプ技術を使用した特殊ドライバが考案された。ＭＯＳＦＥＴドライバの他の主な機能は、入力駆動要件を低減し、最新のＣＭＯＳプロセッサの出力駆動能力と適合可能にすることである。

このＭＯＳＦＥＴまたはドライバの配設は、充電器のような最外部の電力供給源によく見られ、実際には、三つの別個の電力供給源が必要となる。必要とされる第一の電力供給源は、主電力レールであり、通常、ＭＯＳＦＥＴに供給される１００ＶＡＣ〜３００ＶＡＣの範囲の電圧で構成される。必要とされる第二の電力供給源は、ＭＯＳＦＥＴドライバに必要であり、１５ボルト（または、それ以上）である。最後に、マイクロプロセッサには、それらの多くの異なる電圧のために、別の絶縁された電力供給源が必要となる。

電流の非効率性及びエネルギーの無駄のよい実施例は、一般的なテレビに見られ、これは、画面、バックライト、主回路基板、並びに音声及び補助基板を動作させるために、４〜６個もの異なる電力供給モジュールを必要とする。この現在のシステムは、必要とされる各電力供給源に多数の変圧器及び数十個の部品を必要とする。変圧器及び部品（ＭＯＳＦＥＴを含む）は、それらの倍化される非効率性によって熱を増大させ、それが、テレビの背面に触れると常に熱い理由の一つである。加えて、種々の電力出力に必要とされる変圧器が多くなるのに伴い、より多くの部品が必要となり、エネルギーを無駄にするより多くの原因が生じる。

熱の問題に加えて、多数の変圧器に基づく電力供給源は、その全てが、一般的に、４０〜６０個の部品を動作させる必要があり、一般的な変圧器に基づくテレビの電力供給モジュールには数十個の部品が必要であり、コスト及び全体的な構成要素のサイズを増大させ、その上、信頼性を減少させる。部品の多様性によって、最終的に熱として無駄なエネルギーになるシステム抵抗が増大する。

本発明は、前述の問題のうちの一つ以上を対象とし、より優れた効率を提供し、レール源からの電気的な流入電流に対するより多くの制御を生じさせることを目的としている。

本発明の一態様において、充電用途で使用される電力を電子デバイスに提供し、かつ／または電子デバイスのための一定の供給回路に給電するための電気回路が提供される。電気回路は、電力源からの交流（ＡＣ）入力電力を受容し、直流（ＤＣ）出力電力を電子デバイスに送達するための、電力源に電気的に連結された電力変換回路を含む。電力変換回路は、変圧器及び該変圧器の一次側に連結されており、電力源から変圧器の一次側に電力を送達するスイッチングデバイスを含む。電位センサが、変圧器の一次側に連結されており、変圧器によって生成された電力の電圧レベルを感知する。コントローラが、電位センサ及びスイッチングデバイスに連結されており、電位センサからの感知された電圧レベルを受容し、制御信号をスイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節する。

本発明の別の態様において、充電用途で使用される電力を電子デバイスに提供し、かつ／または電子デバイスのための一定の供給回路に給電するための電気回路が提供される。電気回路は、電力源からの交流（ＡＣ）入力電力を受容し、直流（ＤＣ）出力電力を電子デバイスに送達するための、電力源に電気的に連結された電力変換回路を含む。電力変換回路は、変圧器及び該変圧器の一次側に連結されており、電力源から変圧器に電力を送達するスイッチングデバイスを含む。ホール効果センサが、変圧器の一次側に連結されており、変圧器によって生成された磁場を感知する。コントローラが、ホール効果センサ及びスイッチングデバイスに連結されており、ホール効果センサからの感知した磁場を受容し、制御信号をスイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節するように構成される。制御信号は、感知した磁場の関数として決定される。

本発明のさらなる態様において、充電用途で使用される電力を電子デバイスに提供し、かつ／または電子デバイスのための一定の供給回路に給電するための電気回路が提供される。電気回路は、電力源に連結されており、電力源からＡＣ入力電力を受容し、ＡＣ入力電力をＤＣ入力電力に変換するための整流器回路を含む。擬似共振回路が、整流器回路に連結されている。擬似共振回路は、第一のスイッチングデバイス、インダクタ及びコンデンサを含むことができる。第一のスイッチングデバイスは、ＭＯＳＦＥＴを含むことができる。一実施形態において、擬似共振回路は、インダクタ及び／またはダイオードを含まない。別の実施形態において、擬似共振回路は、第一のスイッチングデバイスを含まない。電力変換回路が、擬似共振回路に連結されており、擬似共振回路からＤＣ入力電力信号を受容し、低下した電圧レベルを有するＤＣ出力電力を送達する。電力変換回路は、変圧器及び該変圧器の一次側に連結されており、擬似共振回路から変圧器に電力を送達する第二のスイッチングデバイスを含む。同期整流器回路が、変圧器に連結されており、変圧器の二次側に連結された同期スイッチングデバイス、及び同期整流コントローラを含む。この同期整流コントローラは、同期スイッチングデバイスに連結されており、スイッチ制御信号を同期スイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される出力電力を修正する。電気回路は、ブリッジ整流器の代わりに、変圧器の一次側に連結された同期整流器回路も含むことができる。電位センサが、変圧器の一次側に連結されており、変圧器によって生成された電力の電圧レベルを感知する。コントローラが、電位センサに連結されており、電位センサからの感知された電圧レベルを受容し、制御信号を第一及び第二のスイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節するように構成される。一実施形態において、コントローラの特徴は、一般的なアナログ・デジタル通信変換を使用する状態機械のようなデジタルコンポーネント等の、チップ上のファームウェアにおけるものであってもよい。ＭＯＳＦＥＴ及び対応するドライバの一つ以上は、単一チップにおいて形成することができる。

電気回路は、消費者デバイスが充電を終了したとき及び／または電力回路から切断されたときを判定し、電力回路及び／または電子デバイスへの電力の供給を切断するように電力回路を動作させるように構成されたバンパイア負荷システムも含む。

本発明の別の態様において、電力回路は、同一チップ上にアナログ及びデジタルコンポーネントを含む半導体チップ上に形成される。３１１ＶのＳｏＩ ＢＣＤのような過程を半導体に使用して、マイクロコントローラ、タイマーまたはクォーツ、ＰＩＤコントローラ及びＰＷＭコントローラ、ＭＯＳＦＥＴ並びに対応するドライバを、一つのダイ上に統合することができる。

本発明の他の利点は、添付図面と併せて考慮したときに以下の詳細な説明を参照することによってよりよく理解されるように、容易に認識されるであろう。

電力を消費者電子デバイスに提供するために使用される電力回路のブロック図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の別のブロック図である。 本発明の実施形態による、図５に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図５に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図５に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の別のブロック図である。 本発明の実施形態による、図９に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図９に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図９に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図９に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図９に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の別のブロック図である。 本発明の実施形態による、図１５に示す電力回路の別のブロックである。 本発明の実施形態による、図１５及び図１６に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１５及び図１６に示す電力回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図１５及び図１６に示す電力回路の概略図である。 図１７に示す電力回路に関連する電圧プロットのグラフ表現である。 図１７に示す電力回路に関連する電圧プロットのグラフ表現である。 図１７に示す電力回路に関連する電圧プロットのグラフ表現である。 図１７に示す電力回路に関連する電圧プロットのグラフ表現である。 図１７に示す電力回路に関連する電圧プロットのグラフ表現である。 図１７に示す電力回路に関連する効率対負荷のグラフ表現である。 本発明の実施形態による、図１に示す電力回路の別のブロック図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６に示す電力回路とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路の概略図である。 本発明の実施形態による、図２７〜図４１に示す電力回路とともに使用できる双方向電界効果トランジスタ（ＢｉＤＦＥＴ）の概略図である。 本発明の実施形態による、図２６〜図４２に示す双方向電界効果トランジスタの電力出力のグラフの実例である。 本発明の実施形態による、図２６〜図４２に示す双方向電界効果トランジスタの電力出力のグラフの実例である。 本発明の実施形態による、図２６〜図４２に示す電力回路を製造するための過程のブロック図である。

図面全体を通して、対応する参照符号は、対応する部品を示す。

図面を参照するように、本発明は、動作中、ＡＣ幹線供給源（一般的に、１２０ＶＡＣ（米国）〜２６４ＶＡＣ（欧州／アジア））からＤＣ電圧の出力電力を消費者電子デバイスに提供する電力回路を提供することによって、既知の電力供給システムの不利点の少なくともいくつかを克服する。電力回路は、電子記憶装置を充電し、かつ／または消費者電子製品に給電するための電力を供給するように構成される。電力回路は電力変換回路を含み、この電力変換回路は、変圧器の一次側に接続されたスイッチングデバイス、及びスイッチングデバイスに連結されたコントローラを含む。このコントローラは、スイッチングデバイスのデューティサイクルを調節することによって、出力電力の電圧レベルを所望の電力仕様内に調節する。加えて、コントローラは、スイッチングデバイスの周波数を調節することによって出力電力の電圧レベルを調節することができる。変圧器の一次側に接続された、例えばＭＯＳＦＥＴ等のスイッチングデバイスを提供することによって、既知の電気回路よりもフィルタコンデンサのサイズを縮小するか、またはそれを取り除くことができる。

電力回路は、電子デバイスを充電及び／またはそれに給電するときの、スイッチング及び変圧器損失の軽減を促進し、電力伝達の効率を増大するための、擬似共振フロントエンド、及び二次変圧器の同期整流も含むことができる。加えて、電力回路は、消費者デバイスが充電を終了したとき及び／または電力回路から切断されたときを判定し、電力回路及び／または電子デバイスへの電力の供給を切断するように電力回路を動作させるように構成されたバンパイア負荷システムを含む。既知の電力回路よりも効率レベルがより大きく、かつ電気の無駄として電子デバイスによって引き出されるバンパイア負荷、壁いぼ電力及び／または待機電力の発生を減少する電力回路を提供することによって、消費者電子デバイスを充電及び／または動作するために使用される電気量を著しく減少し、それ故に、消費者電子製品の動作コストが減少する。

本発明の選択された実施形態をここで図面を参照して説明する。本発明の実施形態の以下の記述が、説明のためのみに提供され、添付の特許請求の範囲及びそれらの均等物によって定義されるような本発明を限定するためのものではないことが、本開示から当業者に明らかである。

図１は、電力を消費者電子デバイスに提供するために使用される電力回路１０のブロック図である。図２〜図４は、電力回路１０の概略図である。例示される実施形態において、電力回路１０は、電力源１２から電力を受容し、電力を電子デバイス１４に送達するように構成される。電子デバイス１４は、例えば、これらに限定されないが、携帯電話、スマートフォン、タブレットコンピュータ、ラップトップ及び／または任意の適切な電子デバイスを含む携帯用消費者電子デバイス等である。加えて、電力回路１０は、例えば、携帯電話機、ラップトップまたはタブレット蓄電バッテリ等の電子記憶装置を充電するために使用される電力を送達することができる。一実施形態において、電力回路１０は、ＡＣ幹線供給源（一般的に、１２０ＶＡＣ（米国）〜２６４ＶＡＣ（欧州／アジア））から低電圧ＤＣ出力（一般的に、５ＶＤＣ）を提供するように設計されたＡＣ−ＤＣ供給を含むことができる。これらのシステムは、後述するように、主なサブシステムからなり、以下を含む。

［１．］前処理。通常は、全波ダイオードブリッジ及びフィルタコンデンサを使用して、ＡＣ入力電圧をＤＣ電圧に変換する。

［２．］変換／スイッチング。種々のスキームのうちの一つを使用して、高い入力電圧を非常に低い出力電圧に変換する。多くの場合、これは、ＤＣからＡＣに電圧を降圧する。

［３．］整流。ＡＣをＤＣに再変換する。

［４．］後処理／出力。変換過程の出力を修正する。この出力は、通常、ＤＣ出力電圧に変化させなければならないＡＣ電圧である。

電力回路１０は、世界中で利用可能な従来のＡＣ幹線供給源からの低電圧バッテリの充電及び他の電力供給サービスのために設計された優れた電力供給源を生成するための、これらのサブシステムの独特な組み合わせも含むことができる。

変換過程は、前処理及び後処理サブシステムが含まれる中央サブシステムである。これらのサブシステムは、下記のトポロジのうちの一つからなることができる。
［１．］プッシュプル
［２．］Cｕｋ（その発案者であるＳｌｏｂｏｄａｎ Cｕｋにちなんで命名された）
［３．］ＳＥＰＩＣ（シングルエンド・プライマリ・インダクタ・コンバータ）
［４．］バック
［５．］フライバック

これらのサブシステムは、完全に機能する電力供給源を送達するために利用される、種々の前処理及び後処理方法とともに後述される。

例示される実施形態において、電力回路１０は、電力源１２から第一のタイプの入力電力を受容し、より望ましいタイプの出力電力を電子デバイス１４に送達するように構成される。一実施形態において、電力源１２は、電力網から受容される交流（ＡＣ）入力電力を含むことができる。例えば、電力源１２は、１２０ボルト等の所与の電圧及び６０ヘルツ（北米標準）の周波数、または５０Ｈｚの周波数（欧州標準）における２２０〜２４０ボルトにおいて送達されるＡＣ入力電力を含むことができる。加えて、電力回路１０は、幹線電力の世界的な範囲に対応するように、５０または６０ヘルツのいずれにおいても約８５ボルト〜３００ボルトの範囲内の入力電圧を有する入力電力を受容するように構成できる。例示される実施形態において、電力回路１０は、ＡＣ入力電力をより望ましい直流（ＤＣ）出力電力に変換するように構成される。例えば、一実施形態において、電力回路１０は、５ボルトの直流（ＶＤＣ）等の所望の電圧におけるＤＣ出力電力を送達するように構成される。例示される実施形態において、電力回路１０は、電力源から、第一の電圧レベルのＡＣ電力信号を有する入力電力を受容し、第一の電圧レベル未満である第二の電圧レベルのＤＣ電力信号を有する出力電力信号を送達するように構成される。例えば、一実施形態において、電力回路１０は、６０ヘルツの周波数における１２０ボルトＡＣにおける入力電力を受容し、５ボルトＤＣにおける出力電力を送達するように構成される。

例示される実施形態において、電力回路１０は、電力源１２に連結された整流器回路１６、整流器回路１６に電気的に連結された電力変換回路１８、電力変換回路１８に連結されており、電力変換回路１８からの電力を電子デバイス１４に送達する出力セクション２０、及び電力を所望の電力信号において出力セクション２０に送達するように電力変換回路１８を動作させる制御要素２２を含む。

一実施形態において、整流器回路１６は、電力源１２から受容されるＡＣ入力電力から、修正したＡＣ電力信号を発生するように構成される。電力変換回路１８は、整流器回路１６から入力電圧レベルの修正したＡＣ電力信号を受容し、入力電圧レベル未満である出力電圧レベルのＤＣ出力電力信号を発生するように構成される。より具体的には、整流器回路１６は、電力源１２から入力電圧レベルのＡＣ入力電力信号を受容し、修正したＡＣ電力信号を発生する。制御要素２２は、電力変換回路１８を動作させて、入力電圧レベルを低減し、そして、受容した修正したＡＣ電力信号から所望の出力電圧レベルのＤＣ出力電力信号を発生する。

出力セクション２０は、電子デバイス１４と電力回路１０とを電気的に連結して、電力回路１０から電子デバイス１４への電力の送達を促進するように構成された適切な電力コネクタまたはユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）ポート等のポートを含む。

整流器回路１６は、電力源１２からＡＣ入力電力を受容し、ＤＣ入力電力を電力変換回路１８に送達するように構成される。例示される実施形態において、整流器回路１６は、ＡＣ入力電力信号からＤＣ電力信号を生成するための、電力源１２の高圧側及び低圧側に連結された第一及び第二の入力ターミナルを有する全波ブリッジ整流器２４内に配設された複数のダイオードを含む。一実施形態において、整流器回路１６は、全波ブリッジ整流器２４に連結されたフィルタコンデンサ２６も含むことができる。別の実施形態において、整流器回路１６は、半波ブリッジ整流器（図示せず）を含むことができる。なおも別の実施形態では、整流器回路１６は、フィルタコンデンサ２６を含まなくてもよい。

例示される実施形態において、電力変換回路１８は、整流器回路１６からＤＣ入力電力を受容し、出力セクション２０を通してＤＣ出力電力を電子デバイス１４に送達する。一実施形態において、電力回路１０は、整流器回路１６を含まず、電力変換回路１８が、電力源１２に連結し、電力源１２からＡＣ入力電力を受容し、ＤＣ出力電力を電子デバイス１４に送達する。

図２を参照するように、一実施形態において、電力変換回路１８は、修正したCｕｋコンバータ２８を含む。ＤＣ−ＤＣ変換に使用される既知の非絶縁及び絶縁Cｕｋコンバータとは対照的に、修正したCｕｋコンバータ２８は、例えば所望の電流の５Ｖまで低減されるレール電圧を使用して、ＡＣ−ＤＣ変換を行うように構成される。修正したCｕｋコンバータ２８は、高周波変圧器３０及び変圧器３０の一次側に連結されたスイッチングデバイス３２を含む。例示される実施形態において、スイッチングデバイス３２は、インダクタ３４、変圧器３０の表面側に位置する主電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）３６、及び主エネルギー貯蔵構成要素としてのコンデンサ３８を含む。一実施形態において、ＦＥＴ３６は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。加えて、ＦＥＴ３６は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ及び／またはＰ型ＭＯＳＦＥＴを含むことができる。修正したCｕｋコンバータ２８は、変圧器３０の二次側に接続された非同期整流回路４０も含む。非同期整流回路４０は、コンデンサ、ダイオード及びインダクタを含むことができる。

例示される実施形態において、制御要素２２は、主ＦＥＴ３６に連結されたコントローラ４２、及び変圧器３０に連結されており、変圧器３０によって生成された電力の出力電圧レベルを感知する感知回路４４を含む。一実施形態において、感知回路４４は、ダイオード、コンデンサ及び抵抗器を含む。コントローラ４２は、感知回路４４からの感知電圧を受容し、制御信号をスイッチングデバイス３２に送信してスイッチングデバイス３２を動作させることによって、電力変換回路１８から電子デバイス１４に送達される出力電力の電圧レベルを調節するように構成される。一実施形態において、コントローラ４２は、電位センサからの感知された電圧レベルを受容し、制御信号をスイッチングデバイス３２に送信することによって、電子デバイス１４に送達される電力の電圧レベルを調節するようにプログラムされたマイクロプロセッサを含む。コントローラ４２は、出力電力の電圧レベル信号を調節するようにスイッチングデバイス３２を動作させるためのパルス幅変調（ＰＷＭ）過程も実施することができる。

例示される実施形態において、修正したCｕｋコンバータ２８の制御は、Ｖ_ｏｕｔ／Ｖ_ｉｎ＝デューティサイクル／（周期−デューティサイクル）として識別される。コントローラ４２がこれを使用して、スイッチングデバイス３２に含まれる主ＦＥＴを駆動する。さらに、コントローラ４２は、制御信号のデューティサイクルを調節することによって、出力電力の電圧レベルを調節するように構成される。感知回路４４が、フィードバックをコントローラ４２に提供し、よって、出力電圧が低過ぎる場合には、コントローラ４２は、制御信号及びＦＥＴ３６のデューティサイクルを増加させる。逆に、電圧が高過ぎる場合には、デューティサイクルを減少させる。修正したCｕｋコンバータ２８の別の利点は、出力電圧と入力電圧との関係がＤ／（１−Ｄ）であることであり、式中、Ｄは、デューティサイクルである。所与の変圧器３０について、出力電圧は、必要に応じて増加または減少することができ、よって、Ｄｉａｌ−Ａ−Ｖｏｌｔａｇｅ特徴を適用することができる。また、デューティサイクルに関する入力電圧と出力電圧との関係のため、出力電圧を調整することができる。

図３を参照するように、一実施形態において、電力変換回路１８は、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６を含む。既知のＳＥＰＩＣコンバータは、ＤＣ−ＤＣ整流に使用されることが公知となっている。既知のＳＥＰＩＣコンバータとは対照的に、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、ＡＤ−ＤＣ変換のために構成される。修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、その出力の電位（電圧）が、その入力よりも大きく、小さく、またはそれに等しくなるように提供する動作方法を可能にするように構成される。

例示される実施形態において、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、高周波変圧器３０及び変圧器３０の一次側に連結されたスイッチングデバイス３２を含む。スイッチングデバイス３２は、インダクタ３４、変圧器３０の表面側に位置する主ＦＥＴ３６、及びコンデンサ３８を含む。修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、変圧器３０の二次側に接続されたダイオードを含む非同期整流回路４０も含む。修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、レール（幹線）電力を使用してＡＣをＤＣに変換し、そして、このＤＣを１０〜１２Ａ等の所望の電流の５Ｖ等の所望の電圧に変換するように動作する。

制御要素２２は、スイッチングデバイス３２に連結されたコントローラ４２、及び変圧器３０によって生成された電力の出力電圧レベルを感知する感知回路４４を含む。修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６の出力は、制御トランジスタのデューティサイクルによって制御される。制御は、Ｖ_ｏｕｔ／Ｖ_ｉｎ＝デューティサイクル／（周期−デューティサイクル）によって達成される。これは、主ＦＥＴ３６が、電子デバイス１４に送達される出力電力の電圧レベルを調節するように、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６におけるコントローラ４２によって駆動される方法である。加えて、感知回路４４が、フィードバックをコントローラ４２に提供し、これによってコントローラ４２は、主ＦＥＴ３６に送信される制御信号のデューティサイクルを調節することによって、変圧器３０の出力電圧を調節することができる。例えば、感知された出力電圧が低過ぎる場合は、コントローラ４２は、制御信号のデューティサイクルを増加させることによって出力電圧レベルを増加させる。逆に、その電圧が高過ぎる場合は、デューティサイクルを減少させる。

修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６について、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６における主ＦＥＴ Ｑ１を通る電流は、入力電流並びに出力電流の合計とほぼ等しい。修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６は、修正したCｕｋコンバータ２８に類似する最小限の切り替えを含むが、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を通る電流が低減される。この理由は、ダイオードＤ３が位置付けられる様式によって、二次負荷電流がＱ１を通って流れることを防止するからである。これは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１におけるＩ^２Ｒの加熱損失を低減させる。

一実施形態において、図１４に示すように、電力変換回路１８は、修正したバックコンバータ４７を含むことができる。

図４を参照するように、一実施形態において、電力変換回路１８は、修正したプッシュプルコンバータ４８を含むことができる。既知のプッシュプル変換トポロジは、当業界で公知であり、専らＤＣ−ＤＣ変換に使用される。既知のプッシュプルトポロジとは対照的に、修正したプッシュプルコンバータ４８は、１０〜１２ワットを生成することができる、レール電圧から５ＶへのＡＣ−ＤＣ変換を行うように構成される。一実施形態において、修正したプッシュプルコンバータ４８は、高周波数変圧器３０を含む。加えて、変圧器３０の一次側は、中央タップに取り付けられた整流された高電圧によって中央でタップされる。加えて、修正したプッシュプルコンバータ４８が含むスイッチングデバイス３２は、一対のＦＥＴ３６を含み、これらのＦＥＴは、互いに対して１８０度異なる位相で配設されており、変圧器３０の一次巻線の各側を通して電流を交互にプルする（したがって、プッシュプルと呼ばれる）。磁束がプッシュプルによって方向が切り替わるため、二次側の電圧も方向が切り替わる。故に、磁束が一方向に流れているときに、二次側の上半分が正であるため、中央タップされた二次側が使用される。同様に、磁束が逆になったときには、より低圧側が正電圧を生成する。修正したプッシュプルコンバータ４８は、変圧器３０の二次側に接続された一対のダイオードＤ１、Ｄ３を含む非同期整流回路４０も含むことができる。ダイオードは、変圧器からの電気の逆流を防止するためのクランプ機構として構成され、その高い阻止能力のために低エネルギー損失のスーパーバリアダイオードを含むことができる。

修正したプッシュプルコンバータ４８は、変圧器の一次側の両側にＦＥＴ３６を含み、これらのＦＥＴは、相対する時間にＰＷＭ過程によって低圧にプルされるように構成される。コントローラ４２は、制御信号をＦＥＴ３６の各々に送信することによって、以下の通りに電力回路１０を制御するように、修正したプッシュプルコンバータ４８を動作させる。変圧器の一次側の両側のＦＥＴ３６は、相対する時間でのＰＷＭ過程によってローにプルされる。出力電圧がある閾値未満に降下すると、第１のＦＥＴ Ｑ１が一定の時間オンになり、次いで、オフになる。次に、所定の不感時間の後に、第二のＦＥＴ Ｑ２が一定の時間オンになり、次いで、オフになる。第二のＦＥＴ Ｑ２のオフの後に、システムは、所望の出力電流に対する静止時間、または十分なエネルギーを負荷に転送するために必要とされる時間に入り、出力電圧をある閾値未満に低下させる（電流が高いほど、静止時間が短くなり、出力電流が低いほど、静止時間が長くなる）。二次側電圧がこの閾値未満に減少したときに、この過程を繰り返す。加えて、コントローラ４２は、感知回路４４からの感知電圧を受容し、制御信号をＦＥＴ３６の各々に送信することによって、電力変換回路１８から電子デバイス１４に送達される出力電力の電圧レベルを調節する。

一実施形態において、図４に示すように、感知回路４４は、非同期整流回路４０に接続されたセンサ５０、及び／または電力変換回路１８から電子デバイス１４に送達される出力電力信号の電圧レベル及び／または電流レベルを感知するための二次側変圧器を含むことができる。一実施形態において、センサ５０は、コントローラ４２に連結されており、出力電力に関連する電力特性を表す信号を送信するための抵抗器を含む。コントローラ４２は、受容した信号の関数として出力電力の電圧レベルを決定するように構成できる。別の実施形態において、コントローラ４２は、感知した信号の関数として電子デバイス１４の電流の引き出しを決定することができる。さらに、コントローラ４２は、感知された電力特性の関数として、電力変換回路１８に送信される制御信号のデューティサイクルを調節するように構成できる。

一実施形態において、コントローラ４２は、感知回路４４から受容した信号の関数として電子デバイス１４からの初期電流の引き出しを検出し、それに応答して、出力電力を電子デバイス１４に送達するように電力回路１０を動作させることを含む充電サイクルを開始するように構成できる。加えて、コントローラ４２は、充電サイクル中に電子デバイス１４によって引き出される電流レベルを監視し、電気デバイスによって引き出された監視した電流レベルが電流の閾値と異なるかどうかを検出することができる。コントローラ４２は、感知回路４４から受容される信号の関数として、電子デバイス１４に送達される電力の電圧レベルを決定し、制御信号を電力回路１０に送信することによって、電気デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節することもできる。一実施形態において、コントローラ４２は、電力回路１０に送信される制御信号のデューティサイクルを調節することによって、電気デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節することができる。さらに、コントローラ４２は、制御信号のデューティサイクルを調節することによって、監視した電圧レベルを所定の電圧範囲内に維持することができる。

一実施形態において、コントローラ４２は、可変周波数である制御信号を生成する。制御信号の周波数は、所望の出力電力を送達するように修正される。スイッチングデバイス３２は、制御要素２２から制御信号を受容し、整流器回路１６のＤＣ電圧出力を交流電力信号に変換する。交流電力信号の周波数は、制御信号に対応する。さらに、制御要素２２からの制御信号の周波数は、交流電力信号の周波数を制御する。感知電圧及び送達電流に基づいて、制御要素２２は、制御信号の周波数を修正して、電力回路１０の出力を微調整し、より正確に制御することができる。例えば、一実施形態において、コントローラ４２は、出力電力信号を監視し、スイッチングデバイス３２への制御信号を調整して、電力出力をその動作限界の範囲内に留めさせる。コントローラ４２は、異なる出力負荷条件、構成要素の許容値、異なる動作点での構成要素パラメータの変動、及び温度による構成要素の変化を補償することができる関連する制御プログラムも含むことができる。制御プログラムはまた、複数の動作パラメータを監視して、安全でないか、または動作範囲から外れた状態が検出された場合に、スイッチングデバイスをオフにし、出力から電力を除去する。

一実施形態において、コントローラ４２は、マイクロプロセッサの中のその論理を通して、接続されたときのバッテリからの引き出しを認識し、そのバッテリからの立ち上げ引き出しを解析し、次いで、１Ａ（携帯電話を充電する場合）、タブレットのようなデバイスの場合には２．４Ａ、またはノートブックもしくはラップトップを充電する場合には９．２Ａのいずれかを送ることをコントローラ４２が可能になるソフトウェアを含む。なお、本発明では、これらは交互にまたは同時に行うことができる。一実施形態において、許容可能な入力電圧は、世界中の８５Ｖの低電圧〜３００Ｖの高電圧の範囲とすることができる。出力電圧は、デバイス依存性ではあるが、５Ｖ〜１９Ｖが可能である。

例示される実施形態において、感知回路４４は、コントローラ４２とセンサ５０との間に接続された電気絶縁デバイス５２を含む。電気絶縁デバイス５２は、これらに限定されないが、トランジスタ、オプトトランジスタ、オプトトライアック及び／または任意の適切な電気絶縁デバイスを含むことができる。

一実施形態において、制御要素２２は、バンパイア負荷サブシステム５４を含み、これは、電子デバイス１４に送達される出力電力、及び／または電子デバイス１４の電流の引き出しを監視して、電子デバイスが、充電によって給電されているか、かつ／または電力回路１０に取り付けられているかどうかを判定するように構成することができる。バンパイア負荷サブシステム５４は、高電流動作中の効率を向上させ、アイドリング電力も大幅に減少させる可能性を提供できる同期スイッチマトリクスを含む高電圧サブシステムでの同期スイッチングを含むことができる。動作中、コントローラ４２は、出力電力を監視して、デバイスが充電されているのか、または電力回路１０に取り付けられているのかを判定し、電子デバイス１４がもはや充電されていないと判定した場合、電力回路１０を電力源１２から切断することができる。

例えば、一実施形態において、コントローラ４２は、電子デバイス１４によって引き出される電流を示す、感知回路４４からの信号を受容し、受容した信号の関数として、電気デバイスからの初期電流の引き出しを検出し、それに応答して充電サイクルを開始し、そしてそれに応答して、電力回路１０を通じて出力電力を電子デバイス１４に送達するように構成される。コントローラ４２はまた、充電サイクル中に電子デバイス１４によって引き出される電流レベルを監視し、電気デバイスによって引き出された監視した電流レベルが電流の閾値未満であるかどうかを検出し、それに応答して電子デバイス１４への電力を切断するように電力回路１０を動作させることもできる。コントローラ４２はまた、監視した電流レベルが電流の閾値未満である場合に、電子デバイス１４が電力回路から切断されていると判定することもできる。一実施形態において、制御及び監視のための電力は内蔵コンデンサに貯蔵され、タイマーが、回路を定期的にウェークアップし、システムの電力源を投入し、そして電力源を投入した状態を保つかどうかを判定することを可能にする。このデューティサイクルは、平均静止電力（いかなるデバイスも充電されていないときに無駄になる電力）の大幅な低減をもたらす。

一実施形態において、バンパイア負荷サブシステム５４は、出力供給コンデンサ５５に保持されている充電レベルを判定し、出力供給コンデンサ５５に保持されている充電レベルの関数として、電子デバイス１４が、電力回路に接続されているか、電力回路１０によって充電されているか、かつ／または電力回路１０によって給電されているかどうかを決定することができる。例えば、一実施形態において、感知回路４４は、出力供給コンデンサ５５にわたる電圧を感知し、感知電圧が閾値電圧と異なる場合に、電子デバイス１４に供給される電力を切断することができる。バンパイア負荷サブシステム５４は、感知電圧が閾値電圧レベルと異なるかどうかを判定し、電子デバイスへの電力を切断するように電力変換回路を動作させるように構成される。例えば、一実施形態において、バンパイア負荷サブシステム５４は、感知電圧が５ボルト等の閾値電圧未満であるかどうかを判定し、それに応答して、電子デバイス１４が、電力回路１０によって充電されているか、かつ／または電力回路１０によって給電されているかどうかを判定する。加えて、感知した負荷が閾値電圧レベル以上である場合には、バンパイア負荷サブシステム５４は、それに応答して、電子デバイス１４が電力回路から電力を引き出していないことを判定し、それに応答して、電子デバイス１４への電力の送達を切断するように電力回路１０を動作させることができる。

コントローラ４２及び感知回路４４は、充電デバイスからの電流の引き出しを継続的に監視する。充電サイクルの開始から、コントローラ４２の中にテーブルが形成され、電流の引き出しを解析する。充電サイクル中に、コントローラ４２は、感知回路４４を通して、電子デバイス１４によって消費されている電流の引き出しを監視し続ける。次いで、コントローラ４２は、その引き出しを解析し、デバイスが完全に充電されたために引き出しが減少し始めたときを報告する。コントローラ４２はまた、充電デバイスが満充電に近づくときの電流が減少したときを感知することもできる。充電サイクルの全体を通した充電デバイスに対する電流の初期流出から、コントローラ４２は、充電デバイスが完全にまたはほぼ完全に充電されたとき（及び、電流の引き出しがゼロに近づいたとき）を判定し、次いで、その流入供給からの電力を遮断し、流入源からの充電及び電力の引き出しを遮断する。コントローラ４２はまた、電流の引き出しを感知することによって、デバイスが電力回路１０に接続されたときを検出することもできる。いかなる電流も引き出されていないときにはいつでも、コントローラ４２は、電力回路１０を遮断して、継続的な電気の無駄を回避するが、この電気の無駄は、通常、充電デバイスが壁面コンセントに差し込まれたままであるが、いかなる電話も取り付けられていないときにも生じる。

例示される実施形態において、電力回路１０は、制御要素２２に接続されており、スタートアップ電力をコントローラ４２に提供するためのスタートアップ回路５６を含む。ダイオードブリッジは、受動的であるため、高電圧ダイオードブリッジは、バンパイア負荷サブシステム５４を配置する潜在的に重要な機会である。電力源がオフからオンにされたとき（電力供給源がソケットに差し込まれたとき）、ブリッジは、電力をシステムに自動的に伝導し始める。回線インターフェースで同期スイッチ構成を有することに関する主な争点は、どちらが先かという問題である。すなわち、スイッチは、能動的に制御されなければならない。能動的な制御には電力が必要であるが、スイッチが能動的にオンにされるまで電力が利用できない場合がある。スタートアップ回路５６は、スタートアップ問題を容易にし、コントローラ４２が監視するための、及びスイッチマトリクスコントローラを機能させるための電力を過不足なく提供するように構成された、別個の極めて単純な低電力レギュレータ回路を含むことができる。このレギュレータは、単純にするとあまり効率的ではなくなる。しかしながら、非常に低い電力に対してサイズ決定されるため、任意の非効率性が比較的に重要でなくなり、また、主電力供給源チェーン及びマイクロプロセッサがオンラインになると切断される（オフにされる）ため、エネルギー損失がさらに低減される。

制御要素２２は、回路の別個の一次側及び二次側の監視及び切り替えのコントローラセクションも含むことができる。二次側は、電力供給源が差し込まれたときにはいつでも連続的に給電される。一次側は、充電中のシステムの効率を最大にする。一次側の性能は、二次側の性能に勝ることが必要であり得、その目的は、ユニットが最初に差し込まれたときに動作することのみである。

図５は、本発明の実施形態による、電力回路１０の別のブロック図である。図６〜図８は、電力回路１０の概略図である。例示される実施形態において、電力回路１０は、電力変換回路１８に接続されており、電子デバイス１４に送達される出力電力信号を整流するために使用される同期整流回路６０を含む。同期整流回路６０は、変圧器の二次側に連結された同期スイッチングデバイス６２、及び同期スイッチングデバイス６２に連結された同期制御デバイス６４を含む。同期制御デバイス６４は、コントローラ４２に接続されており、コントローラ４２から同期制御信号を受容し、変圧器３０から受容した出力信号を整流するように同期制御デバイス６４を動作させるための、受容した同期制御信号の関数としてスイッチ制御信号を生成するように構成される。一実施形態において、コントローラ４２は、感知した変圧器の電圧レベル及び／または電子デバイス１４に送達される出力電力の電圧レベルの関数として、トランジスタ制御信号のデューティサイクルを調節するように構成される。例示される実施形態において、同期整流回路６０は、同期制御デバイス６４とコントローラ４２との間に接続された電気絶縁デバイス５２を含む。

一実施形態において、同期スイッチングデバイス６２は、変圧器３０の二次側に接続されたＦＥＴ３６を含むことができる。同期制御デバイス６４は、ＦＥＴ３６に連結されており、変圧器３０から電子デバイス１４に送達される電力出力信号を整流する。例えば、図６に示すように、電力回路１０は、二次側変圧器に接続された同期ＦＥＴ３６を含む同期整流回路６０を持つ修正したCｕｋコンバータ２８を含むことができる。加えて、図７に示すように、電力回路１０は、二次側変圧器に接続された同期ＦＥＴ３６を含む同期整流回路６０を持つ修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６を含むことができる。

別の実施形態において、図８に示すように、同期スイッチングデバイス６２は、変圧器３０の二次側に接続された一対の同期ＦＥＴ３６を含むことができる。例えば、電力回路１０は、二次巻線の各半分からの流れを制御することによって、出力からの電流を一方向にだけ流し、ＤＣ出力を生成する、二次側変圧器に位置する一対の同期ＦＥＴ３６を含む同期整流回路６０を持つ修正したプッシュプルコンバータ４８を含むことができる。同期ＦＥＴ（複数可）は、ＦＥＴにかかる電圧がコンバータの出力に電流が流れることを可能にしたときにコントローラによってオンにされ、また、電流がコンバータを通って逆に流れるのを阻止するためにオフにされ、電流が変圧器に逆流するのを防止する。修正したプッシュプルコンバータ４８（図８に示す）において、ＦＥＴ（複数可）は、ダイオードに代わり、また、ＦＥＴのＲ_ｏｎ機能がダイオードよりも電力損失が少ないため、効率を向上する。

一実施形態において、図１４に示すように、電力回路１０は、全波ブリッジ整流回路２４の代わりにまたはそれに加えて、変圧器３０の一次側に接続された同期整流回路６０を含む。一次側の同期整流回路６０は、四つの同期ＦＥＴ３６を含む同期スイッチングデバイス６２を含むことができる。一実施形態において、同期スイッチングデバイス６２は、変圧器の一次側に接続された、単一の同期ＦＥＴ３６、一対の同期ＦＥＴ３６または任意の適切な数のＦＥＴ３６を含むことができる。同期整流回路６０を含む整流回路１６を提供することによって、既知の電気回路よりもフィルタコンデンサ２６のサイズを縮小するか、またはフィルタコンデンサ２６を電力回路１０から取り除くことができる。

図９は、本発明の実施形態による、電力回路１０の別のブロック図である。図１０〜図１４は、電力回路１０の概略図である。例示される実施形態において、電力回路１０は、電力変換回路１８に連結された擬似共振回路６６を含む。擬似共振回路６６は、コントローラ４２に連結されたスイッチングデバイス６８、スイッチングデバイス６８に連結されたダイオード７０、ダイオード７０に連結されたインダクタ７２、及びインダクタ７２に連結されたコンデンサ７４を含む。一実施形態において、スイッチングデバイス６８は、ＦＥＴ３６を含むことができる。一実施形態において、擬似共振回路６６は、インダクタ７２及び／またはダイオード７０を含まない。別の実施形態において、擬似共振回路６６は、スイッチングデバイス６８を含まない。

例示される実施形態において、コントローラ４２は、感知した変圧器の電圧の関数として変圧器３０のゼロ交差を判定し、変圧器３０がゼロ交差に近づいたときに、変圧器３０の一次側に入力電力を送達するようにスイッチングデバイス６８を動作させるように構成される。加えて、コントローラ４２はまた、充電サイクル中に電子デバイス１４によって引き出される電流レベルを監視し、電気デバイスによって引き出された監視した電流レベルが電流の閾値未満であるかどうかを検出し、それに応答して、電子デバイス１４への電力を切断するように電力回路１０を動作させることもできる。一実施形態において、コントローラ４２は、電力源１２及び／または電子デバイス１４からの電力を切断するように、スイッチングデバイス３２の中に含まれる一つ以上のＦＥＴ３６、擬似共振回路６６及び／または同期スイッチングデバイス６２を動作させることができる。

図１０〜図１４に示すように、修正したCｕｋコンバータ２８、修正したＳＥＰＩＣコンバータ４６、修正したバックコンバータ４７及び／または修正したプッシュプルコンバータ４８の各々は、擬似共振回路６６を含むことができる。一実施形態において、擬似共振回路６６は、ＦＥＴ、ダイオード及びＬＣ回路を含むことができる。これらは、フロントエンドに配置されて、主スイッチング素子を完全にターンする一方で、それらを流れる電流を「ゼロ」またはそれと同様にすることができる。擬似共振回路６６におけるＦＥＴは、発振を提供して、電力変換回路１８の中に含まれる主ＦＥＴ（複数可）をゼロ電流に切り替えて、スイッチング損失を低減させることができる。線形電力供給源と異なり、擬似共振回路６６は、低消散の全オン状態と全オフ状態との間を連続的に切り替えるスイッチングモード供給のパストランジスタを使用し、高消散への移行において殆ど時間を費やさず、無駄になるエネルギーを最小にする調節を含む。理想的には、スイッチモード電力供給源は、いかなる電力も消散させない。電圧調節は、オン時間とオフ時間との比率を変動させることによって達成される。対照的に、線形電力供給源は、パストランジスタの中の電力を継続的に消散させることによって出力電圧を調節する。このより高い電力変換効率は、スイッチモード電力供給源の重要な利点である。スイッチモード電力供給源はまた、より小さい変圧器のサイズ及び重量のために、線形供給よりも実質的に小さくかつ軽量にすることができる。

図１３及び図１４を参照するように、一実施形態において、制御要素２２は、変圧器３０に連結されており、変圧器３０内で発生する磁場を感知するための一つ以上のホール効果センサ７６を含む。ホール効果センサ７６は、動作中に変圧器３０によって生成された磁場を直接的に感知することによって、変圧器３０のゼロ交差の判定を促進する。一実施形態において、制御要素２２は、変圧器３０の一次側に連結された一次側ホール効果センサ７６を含む。一次側ホール効果センサ７６は、コントローラ４２に接続されており、変圧器３０が「ゼロ交差」に近づいたときを判定するために使用される信号をコントローラ４２に送信する。別の実施形態において、制御要素２２は、変圧器３０の二次側に連結されており、かつ同期制御デバイス６４に接続された二次側ホール効果センサ７６を含む。このホール効果センサ７６は、変圧器３０が「ゼロ交差」に到達した時を判定するために使用される変圧器の磁場を表す信号を送信する。

図１５及び図１６は、本発明の実施形態による、電力回路１０の追加のブロック図である。図１７〜図１９は、電力回路１０の概略図である。例示される実施形態において、電力回路１０は、ブリッジ整流器８０、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２、及び高効率バックコンバータ８４を含む。ブリッジ整流器８０は、ＡＣ入力電力を受容し、ＤＣ入力電力をエネルギー井戸無変圧器コンバータ８２に送達する。エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２は、電圧レベルのＤＣ入力電力を受容し、低電圧レベルのＤＣ出力電力を、電子デバイス１４に送達するためにバックコンバータ８４に送達する。一実施形態において、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２は、第一の電圧レベルの電力をバックコンバータ８４に送達し、そしてバックコンバータ８４が、第一の電圧レベル未満である第二の電圧レベルのＤＣ出力電力を電子デバイス１４に送達する。例えば、図１８に示すように、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２は、およそ３１１ＶＤＣに等しい入力電圧Ｖ_ｉｎの入力電力を受容し、およそ２５ＶＤＣに等しい出力電圧Ｖ_ｏｕｔの出力電力を送達することができる。バックコンバータ８４は、２５ＶＤＣの出力電力を受容し、およそ５ＶＤＣの出力電圧の出力電力を電子デバイス１４に送達することができる。

例示される実施形態において、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２は、入力電力信号の電圧を低減するために使用される複数の電圧低下エネルギー井戸８６を含む修正したディクソンチャージポンプを含む。各エネルギー井戸８６は、任意の電圧分割、極小電圧から大電圧（すなわち、０．１０Ｖ、１Ｖ、５Ｖ等）における異なる電圧範囲に設定される一つ以上のコンデンサ８８を含む。例えばＭＯＳＦＥＴ等のスイッチングデバイス９０が、エネルギー井戸８６に接続される。一実施形態において、スイッチングデバイス９０は、電圧振幅Ｖ_ＤＳの１／Ｎ、及び／または２／Ｎ電圧振幅に耐えるように構成することができる。例示される実施形態において、電力回路１０は、電力回路１０の動作を促進する高圧側コントローラ９２及び低圧側コントローラ９６も含むことができる。

一実施形態において、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２は、エネルギー井戸８６の一つ以上のスタック及び／またはステージに接続された浮遊ゲートドライブ９６も含むことができる。加えて、浮遊ゲートドライブ９６は、クロスカップリングコンバータによって接続された、ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの第一のセット９８、並びにＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの第二のセット１００を含むことができる。

一実施形態において、図１６に示すように、電力回路１０は、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２に接続された高効率同期整流器１０２を含むことができる。加えて、電力回路１０は、同期整流器１０２の制御に使用される高圧側スマートコントローラ１０４、及びバックコンバータ８４の動作を制御するために使用される低圧側スマートコントローラ１０６も含むことができる。

図２０〜図２４は、エネルギー井戸無変圧器コンバータ８２を含む電力回路１０に関連する電圧プロットのグラフ表現である。図２５は、図１７に示す電力回路１０に関連する効率対負荷のグラフ表現である。図２０〜図２５に示す実例のプロットは、以下のパラメータ下での電力回路１０のシミュレーション中に発生したものである。ｃｌｋｐｅｒｉｏｄ＝３．５ｅ−００７；ｃｌｋｃｙｃｌｅｓ＝５００００；ｓｗｉｔｃｈＲｏｎ＝１；ｃｉ＝１ｅ−００６；Ｖｉｎ＝３１１；及びIｏｕｔ＝１．２Ａ。

図２６は、本発明の実施形態による、双方向電界効果トランジスタ（ＢｉＤＦＥＴ）回路１２０を含む電力変換回路１８を含む電力回路１０の別のブロック図である。図２７〜図４１は、電力回路１０とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図４２は、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０とともに使用できるＢｉＤＦＥＴ１２２の概略図である。例示される実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０は、変圧器１２４に接続された一つ以上のＢｉＤＦＥＴ１２２を含む。一実施形態において、変圧器１２４は、上位タップ１２６、中央タップ１２８及び下位タップ１３０を含む。電力回路１０はまた、上位タップ１２６、中央タップ１２８及び下位タップ１３０のそれぞれに接続された３つのＢｉＤＦＥＴ１２２も含むことができる。変圧器１２４は、中央タップを有し、よって、３つのＢｉＤＦＥＴ１２２を別個の構成要素とするか、または単一のＩＣに統合したものとして構築することによって、（変圧器の最上位タップを使用して）２４０／２６０ＶＡＣからの変換を可能にし、また、変圧器の中央タップを利用することによって１１０／１２０ＶＡＣからの変換を行うことができる。図２８及び図２９に示すように、ＢｉＤＦＥＴ１２２の一つは、「共通の」ＢｉＤＦＥＴであり、他の二つのＢｉＤＦＥＴ１２２は、それぞれ、１１０ＡＣ及び２４０ＡＣからの入力を受容するように構成される。電力回路１０は、ＢｉＤＦＥＴ１２２が様々な電圧レベルの入力電力を受容するように動作させるように構成される。例えば、電力回路１０は、変圧器１２４の、中央タップ１２８に配置される１１０ＶＡＣのＢｉＤＦＥＴ１２２、上位タップ１２６の２４０ＶＡＣのＢｉＤＦＥＴ１２２、及び下位タップ１３０の共通のＢｉＤＦＥＴ１２２または接地を含むことができる。この構成は、電力回路１０が、どの幹線電圧（１１０ＶＡＣ／２４０ＶＡＣ）が選択されたかにかかわらず、同じ電流の出力電圧レベル（すなわち、６ＶＡＣ）を有するＤＣ出力電力信号を発生することを可能にする。別の実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０は、中央タップ１２８及び上位タップ１２６に接続された二つのＢｉＤＦＥＴ１２２（図２７に示す）を含むことができる。加えて、ＢｉＤＦＥＴ１２２はまた、例えば、図１５及び図１６に示すような電力回路１０等の無変圧器回路とともに使用できる。

図４２を参照するように、例示される実施形態において、各ＢｉＤＦＥＴ１２２は、背中あわせに並列に接続された二つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１３２を含む。一実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、一つ以上のダイオード１３４をそれらのそれぞれのドレインに含む。ＦＥＴ１３２は、１２０ＶＡＣまたは２４０ＶＡＣ環境で動作するように設計されたユニットのために、６５０ボルト等の適切な破壊電圧の関数として選択される。ダイオード１３４は、ＦＥＴ１３２と同じ破壊電圧で選択される。加えて、ダイオード１３４は、各ＦＥＴ１３２のそれぞれのドレインに接続され、また、ドレインの代わりにソースに接続することもできる。ダイオード１３４は、ＢｉＤＦＥＴ１２２の通常の動作電圧と逆であるＡＣ入力の半周期によって生じ得る高い逆電圧から対応するＦＥＴ１３２を保護するように構成される。一実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、反対向きに背中合わせの二つのＭＯＳＦＥＴを含むことができ、ＢｉＤＦＥＴ１２２の各半分は、ドレインと直列の順方向バイアスダイオードを有する。ダイオードの先端部は、ＢｉＤＦＥＴ１２２に組み込まれない場合には、高レベルの逆電圧が存在するときにＢｉＤＦＥＴ１２２を保護する。別の実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、オプトトライアック及び／または二つのＳＣＲを背中合わせに含むことができる。オプトトライアックは、信号波長を変動させ、高速で切り替え、そして「オフ」にされるように構成することができる。別の実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０は、ＢｉＤＦＥＴのドレインの一つに取り付けられた一つのダイオード１３４を含む、組み合わせのＢｉＤＦＥＴの配置を含むことができ、もう一つのダイオード１３４が、対になるＢｉＤＦＥＴ１２２のソースから外れて配置されてもよい。

例示される実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、通常、トライアックを使用できる電力回路１０内の任意の場所で使用されるように構成され、ＢｉＤＦＥＴ１２２をオフにすることができるという付加的な利点を有する。したがって、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、トライアックが持つ二つの欠点を有さない。ＢｉＤＦＥＴ１２２は、高い動作周波数で切り替えることができ、また、トライアックとは異なってオフにできるが、このトライアックは、オンにされると、印加電圧がゼロまで低減されたときだけしかオフにすることができない。

図２９は、マルチタップ変圧器を含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３０は、主ＡＣに接続されたＦＥＴソース、非同期二次及び二次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３１は、変圧器からの電流を阻止するＦＥＴを有する非同期ＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３２は、片側スイッチングを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３３は、変圧器に接続されたＦＥＴソース、同期二次及び二次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３４は、変圧器に接続されたＦＥＴソース、及び非同期二次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３５は、変圧器に接続されたＦＥＴソース、同期二次及び一次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３６は、変圧器に接続されたＦＥＴソース、非同期二次及び一次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３７は、ＡＣ源からの電流を阻止するＦＥＴを有する非同期ＢｉＤＦＥＴを有するＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３８は、主ＡＣに接続されたＦＥＴソース、同期二次及び一次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図３９は、変圧器からの電流を阻止するＦＥＴを有する同期ＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図４０は、主ＡＣに接続されたＦＥＴソース、及び同期二次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。図４１は、主ＡＣに接続されたＦＥＴソース、非同期二次及び一次に参照されるＰＷＭコントローラを有するＢｉＤＦＥＴを含むＢｉＤＦＥＴ回路１２０の概略図である。

一実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、ダイオードを含まず、電流に対抗する変圧器１２４の高圧側の「Ｎ」チャネルＦＥＴ１３２、及び変圧器１２４の低圧側の（及び、同様に波形のもう一方の半分に対する）ダイオード１３４（図３０及び図３１に示す）を含む。図３０及び図３１に示すように、動作中に、波形の正の半分の間、ＦＥＴ Ｑ１がスイッチング周波数でトグルされ、ＦＥＴ Ｑ２がオンにされ、順方向バイアスダイオードとして機能する。加えて、逆方向バイアスＦＥＴは、順方向バイアスボディダイオードのためオフにすることはできないが、さらに電流が逆に流れることによってオンにすることができる。よって、ＦＥＴがオンにされた場合、ダイオードと並列な非常に小さい抵抗器となり、よって、Ｒ_{ＤＳ（ＯＮ）}がダイオードの実効抵抗よりも低い限り、ダイオードの電圧降下も効果的に除去され、効率を向上させる。別の実施形態において、効率向上のために、（図３３に示すように）Ｄ１及びＤ２は、同期ＦＥＴと置き換えられる。

図４３及び図４４を参照するように、動作中に、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０は、遥かに高い周波数で動作することによって、低周波数（５０〜６０サイクル）のＡＣ電圧をより小さいセグメントに「チョップする」ように構成される。例えば、動作中に、入力ＡＣ電力信号は、およそ５０〜６０ｋＨｚに等しい速度で遥かに細かい部分にチョップする、または切り替え損失がそのようなより速いチョップ速度を保証するのに十分低ければ、最高１ＭＨｚ以上でチョップすることができる。より高いＢｉＤＦＥＴスイッチング速度は、より小さい部分となるがより高いスイッチング損失をもたらす。加えて、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０の動作は、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０のＲ_ｏｎ機能を使用して、効率的な周波数で動作するように最適化することができる。

図４３は、ＢｉＤＦＥＴが正弦波の正及び負の双方のセグメントをチョップすることを示す、ＢｉＤＦＥＴ回路１２０によって発生する「チョップされた」周波数波形を例示する。加えて、制御要素２２は、ＢｉＤＦＥＴが最高電圧で幅の狭い「チョップ」及びＡＣ波形の中に最小のエネルギーが存在するゼロ点の交差点により近い「広幅」を発生することを可能にするＰＷＭプロトコルを含む。これは、正弦波の正及び負の双方のセグメント上のこれらのチョップに固有の脈動効果を最小にする。

例示される実施形態において、電力回路１０は、５０／６０の正弦波の正及び負の双方のセグメントをスライスする制御要素２２からのＰＷＭ信号によって動作する高速のＡＣスイッチを含む。しかしながら、ＢｉＤＦＥＴは、任意の特定の周波数に限定されず、正確なコントローラ速度で任意の所与の周波数を管理することができる。加えて、一実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ１２２は、高速トライアック（同じくＡＣスイッチであるが、比較的低い速度で動作する）と同様に動作することができる。ＢｉＤＦＥＴ１２２は、およそ５０ｋＨｚ〜１ＭＨｚの範囲の及び／または１ＭＨｚを超えるスイッチング速度を含む高速スイッチャである。

図２７〜図４１を参照すると、例示される実施形態において、二つのＢｉＤＦＥＴ１２２が、全波ブリッジ整流器２４及び大型フィルタコンデンサ２６の代わりに、ＡＣ幹線の入力を直接制御している。これは、初期に取り入れる部品数を減少させ、ＡＣ／ＤＣ変換を回路の絶縁（低電力）側に任せ、慣例的に、部品数の減少及び回路の低電圧側の整流によってエネルギーの節約がもたらされる。加えて、（ゼロクロスオーバーの低電流のため）真の「連続する」電流がない場合でさえも、電力回路１０は、エネルギーを貯蔵する一つ以上の最終出力供給コンデンサ５５を含む。この最終コンデンサ５５は、所望される一定の出力電流のために、ＡＣサイクル間に十分な電流を保持するようにサイズ決定され、さらに、ゼロ交差でのより低いエネルギーにより、任意の電流の減少を最小にするか、または排除する。

電力回路１０はまた、一方のＢｉＤＦＥＴがスライスされるサイクルに対して同時に駆動され、また、他方のそれが、そのサイクルが存在しないときにエネルギー損失を伴わず、ただ「風にはためく」だけのため、簡略化されたドライバ回路も含む。例えば、動作中に、ＡＣが正であるときには、全てが片方のＢｉＤＦＥＴ（上位ＦＥＴ（複数可））を経由し、ＡＣが負に変わったときには、他方のＢｉＤＦＥＴ（下位ＦＥＴ（複数可））を経由する。加えて、コンデンサ及び／またはスーパーコンデンサが二次側に配置され、出力電圧に適してサイズ決定されたときに、必要とされる電力出力に対してそれ自体がＤＣを一定に維持するため、出力が「連続的」でないＡＣが問題とはならない。完全なシステムにおいて、これは、フィードバックループとしての利点であり、電流感知ループは、ＢｉＤＦＥＴシステムを制御することができ、スローＰＷＭスイッチング待機電力で機能し、それ故に、負荷の減少（ほぼ完全に充電される）及び／または無負荷（負荷／接続を感知し、維持するための瞬間的な「ウェークアップ」）に対する高いエネルギー効率を可能にする。

図４５は、ハイブリッドパッケージに統合されるように、図２６〜図４２に示す電力回路１０を製造するために使用できる過程のブロック図である。例示される実施形態において、ＢｉＤＦＥＴ回路は、その「コントローラ／ドライバ」（ダイ１）を含み、また、任意の外部制御が論理レベルであり、ＢｉＤＦＥＴが制御している電圧のいずれかから絶縁されることを可能にするために、オプトカプラを組み込む。この統合には、ＢＣＤ過程を使用することができる。コントローラは、ダイ上の内部電力供給源によって給電される。一実施形態において、ＢｉＤＦＥＴは、パッケージの中の単一のＢｉＤＦＥＴダイだけを使用してパッケージ化することができる。

前述の教示を考慮して、本発明の多くの修正及び変更が可能である。本発明は、添付の特許請求の範囲内で具体的に説明されたもの以外でも実践することができる。

本明細書は実施例を使用し、この実施例は、最良の様式を含む本発明を開示し、また、任意のデバイスまたはシステムを作製及び使用すること並びに任意の組み込まれた方法を行うことを含む、任意の当業者が本発明を実践することも可能にする。本発明の特許可能な範囲は、特許請求の範囲によって定義され、当業者が想到する他の実施例を含むことができる。本発明の他の態様及び特徴は、図面、開示及び添付の特許請求の範囲の検討から得ることができる。本発明は、添付の特許請求の範囲内で具体的に説明されたもの以外でも実践することができる。また、添付の特許請求の範囲内で列挙されるステップ及び／または機能は、本明細書に列挙されるステップ及び／または機能の順序にかかわらず、任意の特定の動作順序に限定されないことにも留意されたい。

本発明の種々の実施形態の特定の特徴は、いくつかの図面で示され、他の図面では示されていない場合があるが、これは便宜上のことに過ぎない。本発明の原理に従って、図面の任意の特徴は、任意の他の図面の任意の特徴との組み合わせで参照及び／または主張される可能性がある。

Claims (20)

1. 電力源からの交流（ＡＣ）入力電力を受容し、直流（ＤＣ）出力電力を電子デバイスに送達するための、前記電力源に電気的に連結された電力変換回路であって、変圧器及び前記変圧器の一次側に連結されており、前記電力源から前記変圧器の一次側に電力を送達するスイッチングデバイスを含む前記電力変換回路と、
   前記変圧器の前記一次側に連結されており、前記変圧器によって生成された電力の電圧レベルを感知する電位センサと、
   前記電位センサ及び前記スイッチングデバイスに連結されており、前記電位センサからの前記感知された電圧レベルを受容し、制御信号を前記スイッチングデバイスに送信することによって、前記電子デバイスに送達される前記電力の電圧レベルを調節するように構成されたコントローラと、
   を備えた、電子デバイスに給電するために使用される電力を提供するための電気回路。
2. 前記コントローラが、前記スイッチングデバイスに送信される前記制御信号のデューティサイクルを調節することによって、前記電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節するように構成された、請求項１記載の電気回路。
3. 前記電力変換回路に連結された擬似共振回路をさらに備えており、前記擬似共振回路が、前記コントローラに連結されたスイッチングデバイスを含み、前記コントローラが、前記感知した変圧器の電圧の関数として前記変圧器のゼロ交差を判定し、前記変圧器がゼロ交差に近づいたときに、前記変圧器に入力電力を送達するように前記スイッチングデバイスを動作させるように構成された、請求項１記載の電気回路。
4. 感知電圧が閾値電圧レベルと異なるかどうかを判定し、前記電子デバイスへの電力を切断するように前記電力変換回路を動作させるように構成されたバンパイア負荷サブシステムをさらに備えた、請求項１記載の電気回路。
5. 前記コントローラに接続されており、スタートアップ電力を前記コントローラに提供するためのスタートアップ回路をさらに備えた、請求項１記載の電気回路。
6. 前記変圧器に連結された同期整流器回路をさらに備えており、前記同期整流器回路が、
   前記変圧器の二次側に連結された同期スイッチングデバイスと、
   前記同期スイッチングデバイスに連結されており、スイッチ制御信号を前記同期スイッチングデバイスに送信する同期制御デバイスと、
   を備えており、前記同期制御デバイスが、前記コントローラに連結されており、前記コントローラから同期制御信号を受容し、前記受容した同期制御信号の関数として前記スイッチ制御信号を生成する、請求項１記載の電気回路。
7. 前記同期整流器回路が、前記同期制御デバイスと前記コントローラとの間に連結された電気絶縁デバイスをさらに備えた、請求項６記載の電気回路。
8. 前記変圧器の二次側に連結されており、前記電子デバイスに送達される出力電力の電圧レベルを感知し、前記感知した出力電力の電圧レベルを前記コントローラに送信する第二の電位センサをさらに備えており、前記コントローラが、前記感知した出力電力の関数として、前記スイッチングデバイスに送信される前記制御信号のデューティサイクルを調節するように構成された、請求項１記載の電気回路。
9. 前記変圧器に接続された同期整流器回路をさらに備えており、前記同期整流器回路が、前記変圧器の前記一次側に連結された同期スイッチングデバイスを備えた、請求項１記載の電気回路。
10. 電力源からの交流（ＡＣ）入力電力を受容し、直流（ＤＣ）出力電力を電子デバイスに送達するための、前記電力源に電気的に連結された電力変換回路であって、変圧器及び前記変圧器の一次側に連結されており、前記電力源から前記変圧器に電力を送達する第一のスイッチングデバイスを含む前記電力変換回路と、
    前記変圧器に連結されており、前記変圧器によって生成された磁場を感知するホール効果センサと、
    前記ホール効果センサ及び前記スイッチングデバイスに連結されたコントローラと、
    を備えており、前記コントローラが、前記ホール効果センサからの前記感知した磁場を受容し、制御信号を前記スイッチングデバイスに送信することによって、前記電子デバイスに送達される前記電力の電圧レベルを調節するように構成されており、前記制御信号が前記感知した磁場の関数として決定された、電子デバイスに給電するために使用される電力を提供するための電気回路。
11. 前記コントローラが、前記スイッチングデバイスに送信される前記制御信号のデューティサイクルを調節することによって、前記電子デバイスに送達される電力の電圧レベルを調節するように構成された、請求項１０記載の電気回路。
12. 前記電力変換回路に連結された擬似共振回路をさらに備えており、前記擬似共振回路が、前記コントローラに連結された第二のスイッチングデバイスを含み、前記コントローラが、前記感知した磁場の関数として前記変圧器のゼロ交差を判定し、前記変圧器がゼロ交差に近づいたときに、前記変圧器に入力電力を送達するように前記スイッチングデバイスを動作させるように構成された、請求項１０記載の電気回路。
13. 感知電圧が閾値電圧レベルと異なるかどうかを判定し、前記電子デバイスへの電力を切断するように前記電力変換回路を動作させるように構成されたバンパイア負荷サブシステムをさらに備えた、請求項１０記載の電気回路。
14. 前記変圧器の二次側に連結されており、前記電子デバイスに送達される出力電力の電圧レベルを感知し、前記感知した出力電力の電圧レベルを前記コントローラに送信する電位センサをさらに備えており、前記コントローラが、前記感知した出力電力の関数として、前記第一のスイッチングデバイスに送信される前記制御信号のデューティサイクルを調節するように構成された、請求項１３記載の電気回路。
15. 前記変圧器に連結された同期整流器回路をさらに備えており、前記同期整流器回路が、
    前記変圧器の二次側に連結された同期スイッチングデバイスと、
    前記同期スイッチングデバイスに連結されており、スイッチ制御信号を前記同期スイッチングデバイスに送信することによって、前記電子デバイスに送達される前記出力電力を修正する同期整流コントローラと、
    を備えた、請求項１０記載の電気回路。
16. 前記同期整流器回路が、前記二次側に連結されており、前記変圧器の磁場を感知する第二のホール効果センサをさらに備えており、前記同期整流コントローラが、前記感知した磁場の関数として前記スイッチ制御信号を生成するように構成された、請求項１５記載の電気回路。
17. 前記変圧器の二次側に連結されており、前記電子デバイスに送達される出力電力の電圧レベルを感知し、前記感知した出力電力の電圧レベルを前記コントローラに送信する電位センサをさらに備えており、前記コントローラが、前記感知した出力電力の関数として、前記スイッチングデバイスに送信される前記制御信号のデューティサイクルを調節するように構成された、請求項１０記載の電気回路。
18. 前記コントローラに接続されており、スタートアップ電力を前記コントローラに提供するためのスタートアップ回路をさらに備えた、請求項１０記載の電気回路。
19. 前記変圧器に接続された同期整流器回路をさらに備えており、前記同期整流器回路が、前記変圧器の前記一次側に連結された同期スイッチングデバイスを備えた、請求項１０記載の電気回路。
20. 電力源に連結されており、前記電力源からＡＣ入力電力を受容し、前記ＡＣ入力電力をＤＣ入力電力に変換するための整流器回路と、
    整流器回路に連結されており、第一のスイッチングデバイス、ダイオード、インダクタ及びコンデンサを含む擬似共振回路と、
    前記擬似共振回路に連結されており、前記擬似共振回路からＤＣ入力電力信号を受容し、低下した電圧レベルを有するＤＣ出力電力を送達する電力変換回路であって、変圧器及び前記変圧器の一次側に連結されており、前記擬似共振回路から前記変圧器の前記一次側に電力を送達する第二のスイッチングデバイスを含む前記電力変換回路と、
    前記変圧器に連結された同期整流器回路であって、前記変圧器の二次側に連結された同期スイッチングデバイス、及び前記同期スイッチングデバイスに連結されており、スイッチ制御信号を前記同期スイッチングデバイスに送信することによって、電子デバイスに送達される前記出力電力を修正する同期整流コントローラを含む前記同期整流器回路と、
    前記変圧器の前記一次側に連結されており、前記変圧器によって生成された電力の電圧レベルを感知する電位センサと、
    前記電位センサ及び前記スイッチングデバイスに連結されており、前記電位センサからの前記感知された電圧レベルを受容し、制御信号を前記第一及び前記第二のスイッチングデバイスに送信することによって、前記電子デバイスに送達される前記電力の電圧レベルを調節するように構成されたコントローラと、
    を備えた、電子デバイスを充電するために使用される電力を提供するための電気回路。

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