JP2011188632A - 絶縁型スイッチング電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】パルストランス、ドライブトランス、フォトカプラを用いることによる問題を回避し、低コスト且つ高機能なスイッチング電源装置を構成する。
【解決手段】スイッチング電源装置１０１は、ＰＦＣコンバータ４１、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１、それらを制御する１次側ディジタル制御回路１５、及び２次側ディジタル制御回路１６を備えている。２次側ディジタル制御回路１６は出力電圧検出回路１２の検出電圧に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１のスイッチング素子Ｑ１のオン時間データを１次側ディジタル制御回路１５へ送信する。これに応じて、１次側ディジタル制御回路１５は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間を制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、１次−２次間の絶縁が必要なスイッチング電源装置において、制御回路にＤＳＰ等のディジタル制御回路を用いた絶縁型スイッチング電源装置に関するものである。
商用電源を入力とするスイッチング電源装置では、安全上の理由から、トランスの１次−２次間の絶縁が義務付けられている。２次側の出力電圧や出力電流を制御する場合、それらを検出して１次側にフィードバックし、１次側のスイッチング回路を制御することになるが、このフィードバック回路にも１次−２次間の絶縁が求められる。（特許文献１参照）
また、近年１次側のスイッチを制御する制御回路にマイクロプロセッサやＤＳＰといったディジタル制御回路を用いた「ディジタル制御電源」が注目されている。通常、１次側のスイッチ回路を制御するためのディジタル制御回路は、１次側に配置するのが一般的であるが、入力電圧が高い場合は、高耐圧の半導体デバイスで製造されたディジタル制御回路を使うか、トランスに別巻線を設けてディジタル制御回路用の駆動電圧を生成する必要がある。また、ディジタル制御回路のメリットである通信機能を利用するためには、２次側（負荷側）に配置したいという要望がある。すなわち、負荷回路や外部機器との間で通信して、各種情報の送受信を行う際、ディジタル制御回路が２次側に配置されている方が好都合である。
ここで特許文献１に示されている絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を図１に示す。
図１において、トランスＴ１は１次巻線Ｎ１および２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２を備えていて、１次巻線Ｎ１には、ブリッジ接続した４つのスイッチング素子ＱＡ，ＱＢ，ＱＣ，ＱＤからなるスイッチング回路ＳＷおよびインダクタＬ１が接続されている。入力電源１とスイッチング回路との間にはコモンモードチョークコイルＣＨとバイパスコンデンサＣ１〜Ｃ６からなるフィルタ回路およびカレントトランスＣＴが設けられている。カレントトランスＣＴの２次側には抵抗Ｒ３および整流ダイオードＤ３が接続されていて、１次側に流れる電流が電圧信号として取り出される。
スイッチング回路ＳＷの４つのスイッチング素子ＱＡ〜ＱＤには駆動回路１１が接続されている。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ２１，Ｎ２２には整流ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ２およびキャパシタＣ７からなる整流平滑回路が設けられている。この整流平滑回路から出力端子Ｔ２１，Ｔ２２に出力電圧が出力される。この出力端子Ｔ２１−Ｔ２２間には負荷回路２が接続される。また、出力端子Ｔ２１−Ｔ２２の間には抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる出力電圧検出回路が設けられている。
ディジタル制御回路１０はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成され、２次側に設けられている。このディジタル制御回路１０はスイッチング回路ＳＷに対する制御パルス信号をパルストランスＴ２に出力する。これにより、駆動回路１１はパルストランスＴ２を介して上記制御パルス信号を入力し、スイッチング回路ＳＷの各スイッチング素子ＱＡ〜ＱＤを駆動する。
駆動回路１１はパルストランスＴ２の立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングを基に、それを位相制御してスイッチング素子９Ａ，９Ｄの組と９Ｂ，９Ｃの組を交互にオン／オフする。
国際公開第２００９／０１１３７４号パンフレット
図１に示されているように、ディジタル制御回路を２次側に配置して、１次側のスイッチング回路を制御しようとする場合、パルストランスＴ２を用いることで、トランスの小型化が可能である。しかし、一般にパルストランスはインダクタンス値が小さいため、パルス波形のエッジ部分の信号しか伝送できない。そのため、タイミング信号のみを伝送することになり、タイミング信号を受けて実際にスイッチ回路を駆動する信号を生成する駆動回路を１次側に設ける必要がある。この駆動回路を省こうとすると、パルス状の駆動信号そのものを２次側から１次側に伝送する必要が生じ、インダクタンス値の大きなトランス（ドライブトランス）が必要となって小型化ができない。また、フォトカプラ等の絶縁素子を用いると、応答性の悪化や経時劣化の問題がある。
また、ＤＳＰ等のディジタル制御回路で制御されるスイッチング電源装置においては、商用電源を入力とした電力容量の大きい電源装置の場合、高調波電流規制をクリアするためにＰＦＣ（力率改善）コンバータの搭載が事実上必須となる。ＰＦＣコンバータを備えたＤＣ−ＤＣコンバータを構成する場合、１つのディジタル制御回路でＰＦＣコンバータの制御とＤＣ−ＤＣコンバータの制御を行おうとすると、そのディジタル制御回路に高い高速処理性能が要求される、という別の問題もある。
そこで、この発明の目的は、ディジタル制御回路を採用する利点を維持しながら、部品点数が少なく低コスト且つ高機能な絶縁型スイッチング電源装置を提供することにある。
本発明の絶縁型スイッチング電源装置は、
商用電源電圧が入力される電圧入力部と、
前記電圧入力部から入力される商用電源電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の次段に接続された、インダクタと、スイッチング素子と、整流素子とを含む少なくとも１つの昇圧コンバータ回路と、
前記昇圧コンバータ回路の後段に接続される平滑回路と、
前記商用電源から入力される入力電流が前記商用電源電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
を含むＰＦＣコンバータと、
絶縁された少なくとも１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記平滑回路から前記１次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑する２次側整流平滑回路と、
前記２次側整流平滑回路によって得られる電圧を出力する電圧出力部と、
前記２次側整流平滑回路の出力電圧を検出する２次側出力電圧検出手段と、
前記トランスの１次側に配置され、前記整流スイッチング回路又は前記スイッチング回路の少なくとも一方のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する１次側ディジタル制御回路と、
前記トランスの２次側に配置され、前記２次側出力電圧検出手段によって検出された信号が入力され、前記スイッチング回路を制御するための帰還信号を生成する帰還制御手段を有する２次側ディジタル制御回路と、
前記１次側ディジタル制御回路と前記２次側ディジタル制御回路との間で絶縁状態を保ってシリアル通信を行う信号絶縁伝達手段と、
を備える。
また、本発明のスイッチング電源装置は、
商用電源電圧が入力される電圧入力部と、
スイッチング素子と整流素子の直列回路からなる第１の整流回路が、インダクタを介して前記電圧入力部の第１の端子に接続され、
スイッチング素子と整流素子の直列回路からなる第２の整流回路が前記電圧入力部の第２の端子に接続され、
前記第１及び第２の整流回路のスイッチング素子側端子同士、及び整流素子側端子同士が接続され、その後段に接続される平滑回路と、
前記商用電源から入力される入力電流が前記商用電源電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
を含むブリッジレスＰＦＣコンバータと、
絶縁された少なくとも１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
前記平滑回路から前記１次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
前記２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑する２次側整流平滑回路と、
前記２次側整流平滑回路によって得られる電圧を出力する電圧出力部と、
前記２次側整流平滑回路の出力電圧を検出する２次側出力電圧検出手段と、
前記トランスの１次側に配置され、前記整流スイッチング回路又は前記スイッチング回路の少なくとも一方のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する１次側ディジタル制御回路と、
前記トランスの２次側に配置され、前記２次側出力電圧検出手段によって検出された信号が入力され、前記スイッチング回路を制御するための帰還信号を生成する帰還制御手段を有する２次側ディジタル制御回路と、
前記１次側ディジタル制御回路と前記２次側ディジタル制御回路との間で絶縁状態を保ってシリアル通信を行う信号絶縁伝達手段と、
を備える。
本発明は、１次側と２次側の両方にディジタル制御回路を配置し、２つのディジタル制御回路間のシリアル通信のみを絶縁を介して伝送するように構成することで、１次−２次間の絶縁を介した信号伝送をディジタル信号のみにし、複雑な制御であってもシンプルな回路構成で実現できる。
また、１次−２次間の絶縁を要するフィードバック経路をまとめることができる。すなわち、２つのディジタル制御回路間でシリアルバス通信を行えるので、制御対象が複数あっても、基本的に１つの信号路で通信できる。
例えば、１次側ディジタル制御回路は２次側ディジタル制御回路からの出力と基準信号との誤差信号を受けて、１次側のスイッチ回路を制御するための演算・信号生成を行い、２次側ディジタル制御回路は出力の検出、誤差信号の出力、負荷との通信等を行う、というように処理分担が可能となり、低機能・低コストのＤＳＰが使用可能となる。
１次−２次間の絶縁を介した信号伝送はディジタル信号であるため、信号伝送の線形性が要求されない。すなわち、パルストランスやディジタルアイソレータなどを使うことができる。
特許文献１に示されている絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な構成を示す図である。 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。 スイッチング電源装置１０１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩDとスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号ＶGSの波形図である。 信号絶縁伝達手段１４の回路図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。 スイッチング電源装置１０２のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩDとスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号ＶGSの波形図である。 第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。 第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４の回路図である。 第５の実施形態に係るスイッチング電源装置１０５の一部の回路図である。
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置（以下、単に「スイッチング電源装置」という。）１０１の回路図である。スイッチング電源装置１０１はＰＦＣコンバータ４１、ＤＣ−ＤＣコンバータ５１、それらを制御する１次側ディジタル制御回路１５、及び２次側ディジタル制御回路１６を備えている。
スイッチング電源装置１０１の電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には商用電源ＣＰが接続される。また、スイッチング電源装置１０１の電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には負荷６０が接続される。
ダイオードブリッジＢ１にて入力電圧を全波整流し、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ０、ダイオードＤ１は昇圧コンバータ回路を構成している。コンデンサＣ１は、整流平滑回路の出力を平滑する平滑回路を構成している。この昇圧コンバータ回路と平滑回路とによってＰＦＣコンバータ４１が構成されている。スイッチング素子Ｑ０は、インダクタＬ１に流れる電流の尖頭値或いは平均値が正弦波状になるように制御され、その結果、高調波電流を抑制し、力率を改善する効果を奏する。
トランスＴ１の１次巻線に、スイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｑ１が直列に接続されている。このスイッチング素子Ｑ１は、トランスＴ１の１次巻線に印加される電圧をスイッチングする。トランスＴ１の２次巻線と電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２との間には、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２による２次側整流平滑回路が構成されている。２次側整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑する。電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２に接続されている２次側出力電圧検出回路１２は電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２への出力電圧を検出する。
スイッチング素子Ｑ１、トランスＴ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２によってフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ５１が構成されている。
１次側ディジタル制御回路１５は、トランスＴ１の１次側に配置され、前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する。
２次側ディジタル制御回路１６は、トランスＴ１の２次側に配置され、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号を入力し、その電圧が既定値を保つように、１次側ディジタル制御回路１５へ、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｄに関する情報（帰還信号）を伝送する。この手段が本発明に係る「帰還制御手段」に相当する。これに基づいて、１次側ディジタル制御回路１５はスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｄを定める。
１次側ディジタル制御回路１５と２次側ディジタル制御回路１６とは、信号絶縁伝達手段１４を介してシリアル通信される。
図３は、図２に示したスイッチング電源装置１０１のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩDとスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号ＶGSの波形図である。ゲート制御信号ＶGSがハイレベルであるときがスイッチング素子Ｑ１のオン時間である。スイッチング電源装置１０１の２次側ディジタル制御回路１６からディジタル制御回路１５へオン時間Ｄに関する情報、すなわちディジタル制御回路１５がスイッチング素子Ｑ１のオン時間をＤにするためのディジタル値、が送信される。
２次側ディジタル制御回路１６は、ＡＤコンバータ１６１、加算器１６２、演算部１６３、通信回路１６４を備えている。但し、これらはアナログ回路やワイヤードロジック回路で構成されている訳ではなく、ＤＳＰ (Digital Signal Processor)で構成されている。
ＡＤコンバータ１６１は、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号をディジタル値に変換する。加算器１６２は基準電圧の値Ｖｒｅｆとの誤差ｅを算出する。演算部１６３は、誤差ｅを基に、誤差ｅが減少するに要するオン時間データＤを求め、所定の位相補償を行う。位相補償の量は帰還動作が安定で且つ応答性を高く保つように定める。通信回路１６４は、信号絶縁伝達手段１４を介して絶縁状態でデータＤを１次側ディジタル制御回路１５へシリアルに送る。
１次側ディジタル制御回路１５は、カウンタ１５４及びコンパレータ１５３によるＰＷＭ生成モジュール１５２と、通信回路１５１と、を備えている。但し、これらはアナログ回路やワイヤードロジック回路で構成されている訳ではなく、ＤＳＰ (Digital Signal Processor)で構成されている。
通信回路１５１は、前記データＤを受ける。コンパレータ１５３はデータＤとカウンタ１５４の値とを大小比較し、データＤの値がカウンタ１５４の値より低い間はハイレベルの信号を出力する。カウンタ１５４の値は鋸歯状波状に変化する。
したがって、ＰＷＭ生成モジュール１５２は、データＤの値がＰＷＭ変調して、それをゲート制御信号ＶGSとして出力することになる。
ここで、信号絶縁伝達手段１４の構成を図４に示す。この例では、信号絶縁伝達手段１４は、マイクロコイルが絶縁体層を挟んで対向するように作られたトランス１４２と、ドライバ回路１４１とレシーバ回路１４３とで構成されるディジタルアイソレータである。これらの回路は半導体プロセスによってチップ上に構成される。ドライバ回路１４１は、入力される二値信号の立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとで数の異なったパルス信号に変換する。レシーバ回路１４３は、パルス数に応じて立ち上がりエッジと立ち下りをエッジ復元して、二値信号を出力する。
このようなディジタルアイソレータは、フォトカプラやパルストランスに比べて実装基板上の占有面積が非常に小さく、消費電力も非常に少なくて済み、高速データ伝送も可能である。そのため、小型・低コスト・応答性の高い絶縁型スイッチング電源装置が構成できる。
《第２の実施形態》
図５は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。スイッチング電源装置１０２はＰＦＣコンバータ４２、ＤＣ−ＤＣコンバータ５２、それらを制御する１次側ディジタル制御回路１５、及び２次側ディジタル制御回路１６を備えている。
スイッチング電源装置１０２の電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には商用電源ＣＰが接続される、スイッチング電源装置１０２の電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には負荷６０が接続される。
ダイオードブリッジＢ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ０、ダイオードＤ１は整流スイッチング回路を構成している。コンデンサＣ１は、整流平滑回路の出力を平滑する平滑回路を構成している。この整流スイッチング回路と平滑回路とによってＰＦＣコンバータ４２が構成されている。
トランスＴ１の１次巻線に、スイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング回路電流検出用の抵抗Ｒ１が直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線と電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２との間には、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２による２次側整流平滑回路が構成されている。
スイッチング素子Ｑ１、トランスＴ１、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、コンデンサＣ２によってフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ５２が構成されている。
１次側ディジタル制御回路１５は、トランスＴ１の１次側に配置され、前記スイッチング回路のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する。
２次側ディジタル制御回路１６は、トランスＴ１の２次側に配置され、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号を入力し、その電圧が既定値を保つように、１次側ディジタル制御回路１５へ、スイッチング素子Ｑ１のピーク電流ＩPに関する情報を伝送する。これに基づいて、１次側ディジタル制御回路１５はスイッチング素子Ｑ１のオン時間をＤに定める。
１次側ディジタル制御回路１５と２次側ディジタル制御回路１６とは、信号絶縁伝達手段１４を介して通信される。
図６は、図５に示したスイッチング電源装置１０２のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流ＩDとスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号ＶGSの波形図である。ゲート制御信号ＶGSがハイレベルであるときがスイッチング素子Ｑ１のオン時間である。スイッチング電源装置１０２の２次側ディジタル制御回路１６からディジタル制御回路１５へピーク電流ＩPに関する情報、すなわちディジタル制御回路１５がスイッチング素子Ｑ１のピーク電流をＩPにするためのディジタル値、が送信される。
２次側ディジタル制御回路１６は、ＡＤコンバータ１６１、加算器１６２、演算部１６３、通信回路１６４を備えている。図２に示した２次側ディジタル制御回路１６と異なり、演算部１６３は誤差ｅを基に、誤差ｅが減少するに要するピーク電流ＩPを求め、所定の位相補償を行う。位相補償の量は帰還動作が安定で且つ応答性を高く保つように定める。
１次側ディジタル制御回路１５は、通信回路１５１、ＤＡコンバータ１５５、コンパレータ１５６、クロック発生器１５７、及びフリップフロップ１５８を備えている。
通信回路１５１は、前記データＩPを受ける。ＤＡコンバータ１５５はそれをアナログ電圧信号に変換する。コンパレータ１５６は、電流検出抵抗Ｒ１により検出されたドレイン電流ＩDの検出値とピーク電流データＩPに相当する電圧との大小比較を行う。ドレイン電流ＩDの検出値がピーク電流データＩPに相当する電圧値を超えたとき、フリップフロップ１５８がリセットされる。また、フリップフロップ１５８はクロック発生器１５７からのクロック信号でセットされる。
したがって、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩDのピーク電流がＩPに達した時にスイッチング素子Ｑ１がターンオフして、Ｑ１のオン時間が制御されることになる。
《第３の実施形態》
図７は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。スイッチング電源装置１０３はＰＦＣコンバータ４３、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３、それらを制御する１次側ディジタル制御回路１５、及び２次側ディジタル制御回路１６を備えている。
スイッチング電源装置１０３の電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には商用電源ＣＰが接続される、スイッチング電源装置１０３の電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には負荷６０が接続される。
スイッチング素子Ｑ０には、インダクタ電流検出用の抵抗Ｒ０が接続されている。ダイオードブリッジＢ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ０、ダイオードＤ１、及びコンデンサＣ１によってＰＦＣコンバータ４３が構成されている。
トランスＴ１の１次巻線に、スイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｑ１が直列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線と電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２との間には、ダイオードＤ２、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２による２次側整流平滑回路が構成されている。
スイッチング素子Ｑ１、トランスＴ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２によってフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータ５３が構成されている。
２次側ディジタル制御回路１６には、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号が入力される。ディジタル制御回路１６は、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号の電圧が既定値を保つように、１次側ディジタル制御回路１５へ、スイッチング素子Ｑ１のオン時間に関する情報を伝送する。これに基づいて、ディジタル制御回路１５はスイッチング素子Ｑ１のオン時間を定める。
また、２次側ディジタル制御回路１６は、１次側ディジタル制御回路１５から入力電圧（平均値）、ＰＦＣコンバータの出力電圧、インダクタＬ１に流れる電流、又はスイッチング素子Ｑ０に流れる電流のうち少なくとも１つを負荷回路６０へ送信する手段を有する。負荷回路６０はこれらの情報を基にして所定の処理を行う。
１次側ディジタル制御回路１５には、ダイオードブリッジＢ１の後段で入力電圧（瞬時電圧）を検出する入力電圧検出回路１１の信号が入力される。また、ディジタル制御回路１５には、スイッチング素子Ｑ０のオン時に流れるドレイン電流の検出信号が入力される。１次側ディジタル制御回路１５は、電流０の期間が無い電流連続モードであれば、電流の最大値と最小値の中間値を平均電流として求める。電流０の期間が生じる場合には、近似的な補正を行うことによってインダクタ電流の平均値を求める。
そして、インダクタ電流の平均値波形がダイオードブリッジＢ１の出力電圧と相似形となるように、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を制御する。
また、１次側ディジタル制御回路１５は、２次側ディジタル制御回路１６からのデータに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ５３のスイッチング素子Ｑ１の制御を行う。
さらに、１次側ディジタル制御回路１５は、入力電圧検出回路１１の信号が入力して、入力電圧の平均値を求めて、その情報を２次側ディジタル制御回路１６へ送る。１次側ディジタル制御回路１５は、必要に応じてＰＦＣコンバータ４３の出力電圧を検出して、その情報を２次側ディジタル制御回路１６へ送る。また、必要に応じて、インダクタＬ１に流れる電流を直接検出して、または演算により検出して、その情報を２次側ディジタル制御回路１６へ送る。
このように１次側ディジタル制御回路１５はＰＦＣコンバータ４３のスイッチング制御とＤＣ−ＤＣコンバータ５３のスイッチング制御の両方を行うことによって、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３のスイッチング制御のための回路を個別に設ける必要がなくなり、全体の回路構成が簡素化できる。また、１次側ディジタル制御回路１５はＰＦＣコンバータ４３と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３の両方の状態を把握しているので、ＰＦＣコンバータ４３の動作と絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ５３の動作とを容易に連係させることができ、機能性の高いスイッチング電源装置が構成できる。
《第４の実施形態》
図８は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４の回路図である。スイッチング電源装置１０４はＰＦＣコンバータ４４、ＤＣ−ＤＣコンバータ５４、それらを制御する１次側ディジタル制御回路１５、及び２次側ディジタル制御回路１６を備えている。
スイッチング電源装置１０４の電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には商用電源ＣＰが接続される、スイッチング電源装置１０４の電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には負荷６０が接続される。
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２にはカレントトランスＴ１１，Ｔ１２がそれぞれ接続されている。ダイオードブリッジＢ１、インダクタＬ１１，Ｌ１２、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、及びコンデンサＣ１によって２フェーズ型のインターリーブ方式ＰＦＣコンバータ４４が構成されている。
トランスＴ１の１次巻線に、スイッチング回路を構成するスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２及びダイオードＤ２１，Ｄ２２が接続されている。トランスＴ１の２次巻線と電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２との間には、同期整流素子Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５，Ｑ２６、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２による２次側整流平滑回路が構成されている。
スイッチング素子Ｑ１、トランスＴ１、同期整流素子Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５，Ｑ２６、インダクタＬ２、及びコンデンサＣ２によってフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータ５４が構成されている。
２次側ディジタル制御回路１６には、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号が入力される。また、ディジタル制御回路１６は、１次側ディジタル制御回路１５と絶縁状態で通信する手段以外に、他のスイッチング電源装置等の外部装置と通信する手段を備えている。
２次側ディジタル制御回路１６は、１次側ディジタル制御回路１５からのデータに応じて同期整流のタイミングを検出し、ＤＣ−ＤＣコンバータ５４の２次側の同期整流素子Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５，Ｑ２６を制御する。
ディジタル制御回路１６は、２次側出力電圧検出回路１２により検出された電圧信号の電圧が既定値を保つように、また、外部装置との関係で定まる条件を満足するように、ＰＦＣコンバータ４４及びＤＣ−ＤＣコンバータ５４を制御するためのデータを１次側ディジタル制御回路１５へ伝送する。
１次側ディジタル制御回路１５には、入力電圧検出回路１１の信号、ＰＦＣコンバータ４４の出力電圧検出回路１３の信号が入力される。また、ディジタル制御回路１５には、カレントトランスＴ１１，Ｔ１２からの検出信号が入力される。これらの入力信号に応じてディジタル制御回路１５はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を制御し、ＰＦＣコンバータ４４を２フェーズ型ＰＦＣコンバータとして動作させる。
また、ディジタル制御回路１５には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５４のスイッチング素子Ｑ２１に流れる電流を検出するカレントトランスＴ２１からの信号が入力される。ディジタル制御回路１５はＤＣ−ＤＣコンバータ５４のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２を制御してＤＣ−ＤＣコンバータ５４の１次側を制御する。なお、ハイサイドドライバ１８はハイサイド側のスイッチング素子Ｑ２２に対するゲート電圧を生成する。
１次側ディジタル制御回路１５は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のオン／オフタイミングを２次側ディジタル制御回路１６へ与える。また、入力電圧検出回路１１の信号に基づいて、商用電源ＣＰが停電（瞬時停電）になったことを検出すれば、停電になったことを表す情報（停電情報）を２次側ディジタル制御回路１６へ送る。
２次側ディジタル制御回路１６は、停電情報を受けて、同期整流素子Ｑ２３に代えてＱ２５，Ｑ２６を利用する。すなわちトランスＴ１の２次側のタップを切り替える。このことより、負荷への供給電圧の低下を抑制する。なお、同期整流素子Ｑ２６に対して逆向きの同期整流素子Ｑ２５を直列接続することによって、同期整流素子Ｑ２３のオン時に同期整流素子Ｑ２６のボディダイオードを通して還流電流が流れるのを防止している。
ディジタル制御回路１５と１６との通信は、信号絶縁伝達手段１４ａ，１４ｂ，１４ｃを介して行われる。これらは、例えば１４ａはクロック信号用、１４ｂは１次側から２次側への信号伝達用、１４ｃは２次側から１次側への信号伝達用である。
このように、１次側ディジタル制御回路１５でＰＦＣコンバータ４４の制御とＤＣ−ＤＣコンバータ５４の１次側のスイッチング制御を行い、２次側ディジタル制御回路５４で同期整流制御を行うようにしてもよい。
《第５の実施形態》
図９は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置１０５の一部の回路図である。スイッチング電源装置１０５はＰＦＣコンバータ４５、及びＰＦＣコンバータ４５を制御する１次側ディジタル制御回路１５を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータとそれを制御する２次側ディジタル制御回路の構成は、既に幾つかの実施形態で示したとおりである。
ＰＦＣコンバータ４５の入力段には、商用電源電圧を全波整流するダイオードブリッジが設けられていない。
二つのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と二つのダイオードＤ１１，Ｄ１２とのブリッジ回路で整流スイッチング回路が構成されている。スイッチング素子Ｑ１１とダイオードＤ１１との接続点と商用電源の第１の入力端Ｐ１１との間にインダクタＬ１が挿入されている。そして、整流スイッチング回路の後段に、平滑回路を構成するコンデンサＣ１が設けられている。
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２には電流検出抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２がそれぞれ直列接続されている。電流検出抵抗Ｒｓ１，Ｒｓ２の検出電圧は、ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２を介して１次側ディジタル制御回路１５へ入力される。
前記整流スイッチング回路と前記平滑回路とによってＰＦＣコンバータ４５が構成されている。１次側ディジタル制御回路１５は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を制御してＰＦＣコンバータ４５をＰＦＣコンバータとして動作させる。
このように、ダイオードブリッジを設けない、ブリッジレスＰＦＣコンバータを構成してもよい。
Ｂ１…ダイオードブリッジ
ＣＰ…商用電源
Ｌ１，Ｌ２…インダクタ
Ｌ１１，Ｌ１２…インダクタ
Ｐ１１，Ｐ１２…電圧入力部
Ｐ２１，Ｐ２２…電圧出力部
Ｑ０…スイッチング素子
Ｑ１…スイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２…スイッチング素子
Ｑ２１，Ｑ２２…スイッチング素子
Ｑ２３，Ｑ２４，Ｑ２５，Ｑ２６…同期整流素子
Ｔ１…トランス
Ｔ１１，Ｔ１２…カレントトランス
Ｔ２１…カレントトランス
１１…入力電圧検出回路
１２…２次側出力電圧検出回路
１３…ＰＦＣコンバータ出力電圧検出回路
１４…信号絶縁伝達手段
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…信号絶縁伝達手段
１５…１次側ディジタル制御回路
１６…２次側ディジタル制御回路
１８…ハイサイドドライバ
４１〜４５…ＰＦＣコンバータ
５１〜５４…ＤＣ−ＤＣコンバータ
６０…負荷回路
１０１〜１０５…スイッチング電源装置
１４１…ドライバ回路
１４２…トランス
１４３…レシーバ回路

Claims (9)

  1. 商用電源電圧が入力される電圧入力部と、
    前記電圧入力部から入力される商用電源電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路の次段に接続された、インダクタと、スイッチング素子と、整流素子とを含む少なくとも１つの昇圧コンバータ回路と、
    前記昇圧コンバータ回路の後段に接続される平滑回路と、
    前記商用電源から入力される入力電流が前記商用電源電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
    を含むＰＦＣコンバータと、
    絶縁された少なくとも１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
    前記平滑回路から前記１次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
    前記２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑する２次側整流平滑回路と、
    前記２次側整流平滑回路によって得られる電圧を出力する電圧出力部と、
    前記２次側整流平滑回路の出力電圧を検出する２次側出力電圧検出手段と、
    前記トランスの１次側に配置され、前記整流スイッチング回路又は前記スイッチング回路の少なくとも一方のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する１次側ディジタル制御回路と、
    前記トランスの２次側に配置され、前記２次側出力電圧検出手段によって検出された信号が入力され、前記スイッチング回路を制御するための帰還信号を生成する帰還制御手段を有する２次側ディジタル制御回路と、
    前記１次側ディジタル制御回路と前記２次側ディジタル制御回路との間で絶縁状態を保ってシリアル通信を行う信号絶縁伝達手段と、
    を備えた絶縁型スイッチング電源装置。
  2. 前記昇圧コンバータ回路はｎ（ｎは２以上の整数）個であり、各昇圧コンバータ回路が前記整流回路の後段に互いに並列に接続されていて、各昇圧コンバータ回路のスイッチング素子が、それぞれ３６０°／ｎの位相差をもってスイッチングされる、請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  3. 商用電源電圧が入力される電圧入力部と、
    スイッチング素子と整流素子の直列回路からなる第１の整流回路が、インダクタを介して前記電圧入力部の第１の端子に接続され、
    スイッチング素子と整流素子の直列回路からなる第２の整流回路が前記電圧入力部の第２の端子に接続され、
    前記第１及び第２の整流回路のスイッチング素子側端子同士、及び整流素子側端子同士が接続され、その後段に接続される平滑回路と、
    前記商用電源から入力される入力電流が前記商用電源電圧に対して相似形となるように前記第１及び第２のスイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、
    を含むブリッジレスＰＦＣコンバータと、
    絶縁された少なくとも１次巻線及び２次巻線を有するトランスと、
    前記平滑回路から前記１次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング回路と、
    前記２次巻線に生じる交流電圧を整流平滑する２次側整流平滑回路と、
    前記２次側整流平滑回路によって得られる電圧を出力する電圧出力部と、
    前記２次側整流平滑回路の出力電圧を検出する２次側出力電圧検出手段と、
    前記トランスの１次側に配置され、前記整流スイッチング回路又は前記スイッチング回路の少なくとも一方のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する１次側ディジタル制御回路と、
    前記トランスの２次側に配置され、前記２次側出力電圧検出手段によって検出された信号が入力され、前記スイッチング回路を制御するための帰還信号を生成する帰還制御手段を有する２次側ディジタル制御回路と、
    前記１次側ディジタル制御回路と前記２次側ディジタル制御回路との間で絶縁状態を保ってシリアル通信を行う信号絶縁伝達手段と、
    を備えた絶縁型スイッチング電源装置。
  4. 前記スイッチング回路に流れるスイッチング回路電流を検出するスイッチング回路電流検出回路を備え、
    前記スイッチング制御手段は、前記スイッチング回路電流検出回路により検出された電流と、前記２次側ディジタル制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング回路を制御する、請求項１乃至３の何れかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  5. 前記２次側ディジタル制御回路は、前記電圧出力部に接続される負荷回路との間で通信を行う負荷回路通信手段と、前記スイッチング回路の制御に必要な演算処理を行う手段と、を少なくとも有する、請求項１乃至４の何れかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  6. 前記２次側ディジタル制御回路は、前記入力電圧、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧、前記インダクタ電流、又は前記スイッチング回路電流のうち少なくとも１つを前記負荷回路に送信する手段を有する、請求項５に記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  7. 前記２次側整流平滑回路は同期整流素子を含む同期整流回路であり、
    前記２次側ディジタル制御回路は、前記同期整流素子のオン／オフ動作を制御するスイッチング制御手段を有する、請求項１乃至６の何れかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  8. 前記信号絶縁伝達手段は、二値信号の立ち上がりと立ち下がりを別のパルス信号に変換する手段と、このパルス信号を磁気的結合で伝達する手段と、前記パルス信号を二値信号に再変換する手段とで構成される、ディジタルアイソレータである、請求項１乃至７の何れかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  9. 前記１次側ディジタル制御回路及び前記２次側ディジタル制御回路は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている、請求項１乃至８の何れかに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
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