CN1701497A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

为了既提供具有同步整流电路的复合谐振变换器的高功率转换效率，又通过简化电路而降低电路规模和成本，在复合谐振变换器的次级侧提供了绕组电压检测系统的同步整流电路，通过将绝缘变换器变压器(PIT)的间隙长度设置为约1.5mm，将耦合系数降低到大约0.8，并且初级绕组(N1)和次级绕组(N2A和N2B)的匝数被设置使得次级绕组每匝(T)的感应电压是2V/T。从而，由于绝缘变换器变压器(PIT)的磁芯处的磁通密度降低到特定值或更低，因此即使在大负载条件下，次级侧的经整流电流也可处于连续模式中。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及被提供作为各种电子装置中的电源的开关电源电路。

背景技术

利用例如诸如反激变换器和正激变换器之类的变换器的开关电源电路是广泛公知的。这些开关变换器在开关操作中形成矩形波形，因此在抑制开关噪声方面存在限制。同样已知的是，由于它们的操作特性，在改善电源变换效率方面存在限制。

因此，使用谐振变换器的各种开关电源电路(例如参见日本专利申请早期公开No.平11-332233)已经被提出并付诸实际使用。因为谐振变换器在开关操作中形成正弦波形，所以谐振变换器可以容易地提供高的电源变换效率，并达到低噪声。谐振变换器具有另一个优点：能够由相对少量的部分形成。

图24是示出了具有谐振变换器的传统开关电源电路的示例的电路图。在图中所示的电源电路中，部分电压谐振电路与外部激励型电流谐振变换器相结合。

在该图所示的电源电路中，对商用交流电源AC提供全波整流和平滑电路，其包括桥式整流电路Di和一个平滑电容器Ci。作为桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的全波整流操作的结果，在平滑电容器Ci两端获得了经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)。该经整流和平滑的电压Ei具有与交流输入电压VAC相等的电平。

被提供了直流输入电压并对直流输入电压进行开关操作的电流谐振变换器具有通过半桥耦合彼此连接的两个MOS-FET开关器件Q1和Q2，如图所示。由体二极管形成的阻尼二极管DD1和DD2在图中所示的方向中分别在开关器件Q1和Q2的漏极与源极之间与开关器件Q1和Q2并联连接。

部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极与源极之间与开关器件Q2并联连接。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。于是，获得了部分电压谐振操作，其中仅当开关器件Q1和Q2关断时才发生电压谐振。

该电源电路配备有例如由通用IC形成的振荡和驱动电路2，用于对开关器件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2具有振荡电路和驱动电路。振荡电路和驱动电路向开关器件Q1和Q2的栅极施加所需频率的驱动信号(栅极电压)。从而，开关器件Q1和Q2执行开关操作，使得以所需的开关频率交替地导通/关断。

绝缘变换器变压器(isolated converter transformer)PIT被提供用于将开关器件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。经由初级侧的并联谐振电容器C1的串联连接，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端被连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的结点(开关输出点)，由此传递开关输出。

初级绕组N1的另一端被连接到初级侧的地。

串联谐振电容器C1的电容和包含初级绕组N1的绝缘变换器变压器PIT的漏电感L1形成初级侧串联谐振电路，用于将初级侧的开关变换器的操作变换为电流谐振型操作。

根据上述描述，该图中所示的初级侧开关变换器通过初级侧串联谐振电路(L1-C1)获得了电流谐振型操作，通过上述部分电压谐振电路(Cp//L1)获得了部分电压谐振操作。

也就是说，该图中所示的电源电路采用了这样的形式，其中用于使初级侧开关变换器成为谐振变换器的谐振电路结合了另一个谐振电路。在本说明书中，这样的开关变换器将被称作复合谐振变换器。

虽然没有参考图形进行描述，但是绝缘变换器变压器PIT具有通过将由铁氧体材料制成的E形磁芯(core)彼此组合而形成的E-E形磁芯。绝缘变换器变压器PIT具有彼此分开的初级侧绕组部分和次级侧绕组部分。初级绕组N1和下面将描述的次级绕组(N2A和N2B)围绕E-E形磁芯的中心磁芯柱(magnetic leg)缠绕。

通过提供中心抽头而被分开的两个次级绕组N2A和N2B被缠绕作为绝缘变换器变压器PIT的次级绕组。在次级绕组N2A和N2B中感应了与被传递到初级绕组N1的开关输出相对应的交流电压。

在这种情况中，次级绕组N2A和N2B的中心抽头被连接到次级侧的地。包括整流二极管D01和D02以及平滑电容器C0的全波整流电路被连接到次级绕组N2A和N2B，如图所示。从而，获得了作为平滑电容器C0两端电压的次级侧直流输出电压E0。次级侧直流输出电压E0被提供给未在图中示出的负载侧，并且从分支点输入给下面将描述的控制电路1作为检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供与次级侧直流输出电压E0的电平变化相对应的检测输出。振荡和驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得根据控制电路1所提供的检测输出，改变开关频率。这样改变开关器件Q1和Q2的开关频率稳定了次级侧直流输出电压的电平。

图25示出了当具有该图中所示的电路配置的电源电路满足低电压和高电流的负载条件时的操作波形。图25所示的操作波形是当在交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝125W的条件下进行测量时获得的。该情况中的低电压和高电流条件是这样的条件：次级侧直流输出电压Eo＝5V，并且作为初级侧开关变换器开关电流的初级侧串联谐振电流Io＝25A。

在获得图25所示的操作波形的实验结果中，如下选择电源电路的条件、部分、元件等。

首先，次级绕组N2A和N2B以及初级绕组N1的匝数被设置为使得次级侧绕组的每T(匝)感应的电压电平是5V/T。具体地说，次级绕组N2A＝N2B＝1T，初级绕组N1＝30T。

其次，在绝缘变换器变压器PIT的E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成大约1.0 mm的间隙。从而，在初级绕组N1与次级绕组N2A和N2B之间获得大约0.85的耦合系数。

选择初级侧串联谐振电容器C1＝0.068μF，部分电压谐振电容器Cp＝330pF。选择50A/40V肖特基二极管作为整流二极管Do1和Do2。

图25的波形图中的开关器件Q2两端的电压V1对应于开关器件Q2的导通/关断状态。具体地说，电压V1是矩形波，在开关器件Q2导通的时段T2期间电平为零，在开关器件Q2关断的时段T1期间被箝位在预定电平。流过开关器件Q2//阻尼二极管DD2的开关电流IDS2具有这样的波形：在时段T2期间，开关电流IDS2流过阻尼二极管DD2，并因而在导通时刻是负极性，然后被反相，以正极性流过开关器件Q2的漏极和源极，并且在关断的时段T1期间，开关电流IDS2处于零水平。

开关器件Q1执行开关操作，使得与开关器件Q2交替地导通/关断。因此，流过开关器件Q1//阻尼二极管DD1的开关电流IDS1具有相对于开关电流IDS2相移180°的波形。

流过在开关器件Q1和Q2的开关输出点与初级侧的地之间连接的初级侧串联谐振电路(C1-L1)的初级侧串联谐振电流Io是如下波形分量合成得到的波形：作为初级侧串联谐振电路(C1-L1)的谐振电流的正弦波形分量，以及由初级绕组N1的激励电感产生的锯齿波分量，该波形对应于开关电流IDS1和开关电流IDS2的合成波形。

该情况中的负载功率Po＝125W的条件是这样的条件：与作为图24所示电源电路所满足的负载条件的最大值接近的大负载。在电源电路所处理的负载功率范围内的大负载的条件下，次级侧的经整流电流处在不连续模式中。

具体地说，如图25所示，在次级绕组N2A处出现的次级绕组电压V2仅在初级侧串联谐振电流Io以正弦波形式流动的时段期间，具有被箝位在预定的绝对值电平处的波形，并且在由激励电感产生的锯齿波分量(作为在初级侧串联谐振电流Io以正弦波形式流动的时段之间的初级侧串联谐振电流Io)流动的间隔期间，电平为零。在次级绕组N2B处出现通过将次级绕组电压V2反相得到的波形。

因此，流过整流二极管Do1的经整流电流I1和流过整流二极管Do2的经整流电流I2分别仅在时段DON1和DON2中流动，在这些时段期间，初级侧串联谐振电流Io以正弦波形式流动。在其他时段中，经整流电流I1和I2都不流动。也就是说，次级侧经整流电流不连续地流入平滑电容器。

由肖特基二极管形成的整流二极管Do1和Do2的正向电压降是0.6V。在上述次级侧的操作中，由于经整流电流I1和I2具有35安培的相当高的水平，如图所示，所以这些整流二极管器件的传导损耗是显著的，从而，功率损耗增加。作为实际测量的结果，当直流输入电压(经整流和平滑的电压Ei)＝130V时，DC到DC的电源变换效率只有大约86％。

作为一种用于降低次级侧经整流电流的传导损耗的技术，已知一种同步整流电路，其通过具有低导通电阻的MOS-FET进行整流。图26示出了使用绕组电压检测系统的这样的同步整流电路的配置示例。

顺带提及，图26只示出了绝缘变换器变压器PIT的次级侧的配置。初级侧的配置与图24中的相同。采用开关频率控制系统作为恒压控制系统，其根据次级侧直流输出电压Eo的电平，可变地控制初级侧开关变换器的开关频率。

采用图26中所示的次级侧配置的电源电路也满足与图24的情况相同的条件，即低电压和高电流(VAC＝100V，负载功率Po＝125W，Eo＝5V，并且Io＝25A)。

同样在该情况中，作为次级绕组的具有相同匝数的次级绕组N2A和N2B的每个的一端被连接到中心抽头。但是，中心抽头的输出端被连接到平滑电容器Co的正极接线端。次级绕组N2A的另一端经由N沟道MOS-FET Q3的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。类似地，次级绕组N2B的另一端经由N沟道MOS-FET Q4的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。也就是说，在这种情况中，MOS-FET Q3和Q4在负极侧串联地插入在各自的次级绕组N2A和N2B的经整流电流路径中。体二极管DD3和DD4分别被连接到MOS-FET Q3和Q4的漏极和源极。

通过在次级绕组N2B和MOS-FET Q4的漏极间的结点与MOS-FETQ3的栅极之间连接栅极电阻Rg1，并且在MOS-FET Q3的栅极与次级侧的地之间连接电阻R11，形成用于驱动MOS-FET Q3的驱动电路。

类似地，通过在次级绕组N2A和MOS-FET Q3的漏极间的结点与MOS-FET Q4的栅极之间连接栅极电阻Rg2，并且在MOS-FET Q4的栅极与次级侧的地之间连接电阻R12，形成用于驱动MOS-FET Q4的驱动电路。

当对MOS-FET的栅极施加导通电压时，MOS-FET的漏极与源极之间的区域变为等同于纯电阻器，使得电流可双向流动。当使MOS-FET担当次级侧整流器件时，电流仅需要在对平滑电容器Co的正极接线端充电的方向上流动。如果电流在相反方向上流动，则放电电流从平滑电容器Co流向绝缘变换器变压器PIT侧，使得功率不能高效地传递到负载侧。并且，逆电流引起MOS-FET的发热、噪声等等，并在初级侧引入开关损耗。

上述驱动电路是用于基于次级绕组的电压检测，对MOS-FET Q3和Q4进行开关驱动，使得电流仅在对平滑电容器Co的正极接线端充电的方向上(即，从漏极到源极)流动的电路。

图27的波形图示出了当负载功率Po＝125W时，采用图26所示的次级侧配置(初级侧配置与图24中的相同)的电源电路的操作。如上所述，在该情况中，负载功率Po＝125W是相当于最大负载的条件。

在该图中，开关器件Q2两端的电压V1和在次级绕组N2A和N2B两端获得的相应的次级绕组电压V2在时序上与图24中的类似。顺带提及，图27中所示的次级绕组电压V2具有从次级绕组N2A与栅极电阻Rg2之间的结点看去的极性。从次级绕组N2B与栅极电阻Rg1之间的结点看去，次级绕组电压V2具有相反的极性。

在具有该图中所示极性的次级绕组电压V2被箝位在负极性的预定电平的时段到达的时刻，用于驱动MOS-FET Q4的驱动电路进行操作，以向MOS-FET Q4的栅极施加由栅极电阻Rg2和电阻R12设置的电平的导通电压。

类似地，在与该图中所示的极性相反的次级绕组电压(V2)被箝位在负极性的预定电平的时段到达达到的时刻，用于驱动MOS-FET Q3的驱动电路(栅极电阻Rg1和电阻R11)进行操作，以向MOS-FET Q3的栅极施加导通电压。

这样，正极性的经整流电流I1和I2分别在如图所示的时段DON1和DON2中流过MOS-FET Q3和Q4。经整流电流I1和I2与图24中的电路的情况(图25的波形图中的经整流电流I1和I2)一样，是35安培。但是，MOS-FET Q3和Q4具有低的导通电阻，因此，相比于由肖特基二极管形成的整流二极管Do1和Do2，经整流电流的传导损耗可以被大大降低。另外，从驱动电路仅由电阻性元件形成的事实可以理解，该绕组电压检测系统具有这样的优点：驱动电路系统配置简单。

但是，在对应于图27的大负载的情形中(负载功率Po＝125W)，这种电源电路中的次级侧经整流电流也处在不连续模式中。这通过图27中的时段DON1和DON2之间的不连续性表示出来。

在不连续模式中，即使当作为经整流电流I1和I2的用于对平滑电容器Co充电的电流变为零水平时，电流也在相同的方向中流过绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1。这表明在上述图25的波形图中，在除了时段DON1和DON2之外的时段中，流动了极性与前一时刻相同的作为初级侧串联谐振电流Io的由初级绕组N1的激励电感产生的锯齿波电流分量。因此，实际上，次级绕组N2A和N2B中所感应的电压的极性没有被反转，同时，MOS-FET Q3和Q4维持导通状态，而没有被完全关断。因此，在除了如图所示的时段DON1和DON2之外的时段中，在相反方向中流动了作为经整流电流I1和I2的电流。在除了时段DON1和DON2之外的时段中的相反方向中的经整流电流I1和I2引起了无效功率。由于在这些时段中的经整流电流I1和I2具有8安培的相对高的水平，因此该无效功率的量相应地大。

因此，当同步整流电路采用绕组电压检测系统，同时降低经整流电流的传导损耗时，由于出现上述无效功率，所以难以有效地提高总的电源变换效率。

图28的波形图示出了在小负载条件下采用图26所示的次级侧配置的电源电路的操作。

由于利用了如上所述的图24所示的电源电路的配置，图26所示的电源电路实际上通过控制开关频率来进行恒压控制。当次级侧直流输出电压在小负载条件下增加时，电源电路操作以增加开关频率，来降低次级侧直流输出电压，从而，次级侧直流输出电压被稳定。

在这样的小负载情形中，次级侧绕组电压V2在基本上与开关器件Q2两端的电压V1相同的时刻被反相，如图28所示。相应地，次级侧经整流电流I1和I2流动，使得连续地对平滑电容器Co充电，而在时段DON1和DON2之间没有不连续的时段。也就是说，获得了连续模式。在这种情况中，没有如图27所示的在大负载操作中在相反方向上流动经整流电流I1和I2的时段，从而相应地没有产生无效功率。

因此，具有以使用绕组电压检测系统的同步整流电路来代替次级侧整流电流系统所得到的配置的电源电路仍然具有这样的问题：在大负载时，电源变换效率降低。

作为用于解决出现由如图27所示的在相反方向中的经整流电流引起的无效功率的问题的一种技术，已知一种使用经整流电流检测系统的同步整流电路。该经整流电流检测系统是这样一种技术：其在用于对平滑电容器Co充电的经整流电流变为零水平之前，关断MOS-FET。

图29示出了使用这种经整流电流检测系统的同步整流电流的配置示例。顺带提及，为了简化描述，该图示出了用于半波整流的配置。

在该经整流电流检测系统中，电流互感器TR被提供用于检测流过次级绕组N2的电流。电流互感器的初级绕组Na被连接到次级绕组N2的端部和MOS-FET Q4的漏极。MOS-FET Q4的源极被连接到平滑电容器Co的负极接线端。电流互感器的次级绕组Nb与电阻Ra并联连接，并且与二极管Da和Db并联连接，使得二极管Da和Db的正向电压的方向彼此相反，从而形成并联电路。此外，并联电路与比较器20相连。参考电压Vref被输入到比较器20的反相输入端。参考电压Vref与比较器反相输入端之间的结点被连接到在并联电路中二极管Da的阳极同二极管Db的阴极相连的一侧的端部。比较器20的正相输入端与在并联电路中二极管Da的阴极同二极管Db的阳极相连的一侧的端部相连接。

在这种情况中，比较器20的输出通过缓冲器21被放大，然后施加到MOS-FET Q4的栅极。

图30示出了具有图29所示配置的电路的操作。

当次级绕组N2中所感应的电压变得高于平滑电容器Co两端的电压(Eo)时，经整流电流Id首先开始在从MOS-FET Q4的体二极管的阳极到阴极的方向上流动，使得对平滑电容器Co充电。由于经整流电流Id流过电流互感器的初级绕组Na，所以在电流互感器的次级绕组Nb中感应了与流过初级绕组Na的经整流电流Id相对应的电压Vnb。比较器20将电压Vnb与参考电压Vref相比较。当电压Vnd超过参考电压Vref时，比较器20输出H电平。该H电平输出从缓冲器21提供给MOS-FET Q4的栅极作为导通电压，以导通MOS-FET Q4。这样，经整流电流Id从MOS-FET Q4的漏极流向源极。图30示出了以正极性流动的经整流电流Id。

然后，由于经整流电流Id随着时间的流逝而降低，并且电压Vnb相应地变得低于参考电压Vref，所以比较器20使输出翻转。翻转后的输出经由缓冲器21被输出，以对MOS-FET Q4的栅极电容放电，从而关断MOS-FET Q4。顺带提及，在该时间点，剩余的经整流电流Id在短时间内经由体二极管DD4流动。

利用这样的操作，MOS-FET Q4在经整流电流Id变为零水平之前被关断。因此，没有发生如图27所示的在经整流电流不连续时段期间在相反方向上通过MOS-FET的电流流动，使得没有产生无效功率，并且相应地提高了电源变换效率。

例如，得到的测量结果表明，在与图25、图27等相同的条件下，当图24所示的电源电路的次级侧的配置是同步整流电路时，DC到DC电源变换效率被提高到大约90％，其中该同步整流电路使用电路基于图29所示配置的用于全波整流的经整流电流检测系统。

但是，从图29可以理解，上述经整流电流检测系统的同步整流电路需要对一个MOS-FET至少有一个电流互感器组件，并且需要用于通过电流互感器的输出来驱动MOS-FET的相对复杂的驱动电路系统。这使得电路配置变复杂，导致生产效率降低、成本增加、电路板尺寸增加等等缺点。

具体地说，当利用图24所示的初级侧开关变换器作为基础，在次级侧配备经整流电流检测系统的同步整流电路时，需要在次级侧形成双波整流电路。因此，对于MOS-FET Q3和Q4，需要上述的两个电流互感器和两个驱动电路系统，因此加重了上述问题。

因此，绕组电压检测系统和经整流电流检测系统处于利弊权衡的关系中，其中，绕组电压检测系统由于无效功率所以在电源变换效率方面是有缺点的，但是它能够使得电路配置简单，而经整流电流检测系统由于不产生无效功率所以在电源变换效率方面是有优点的，但是它使得电路配置复杂。

发明内容

因此，对于具有同步整流电路的电源电路，需要这样的配置：它尽可能简单，并且解决了无效功率所造成的损耗增加的问题。

鉴于上述问题，根据本发明的开关电源电路如下组成。

开关电源电路包括：利用开关器件形成的开关单元，用于进行开关操作，以中断被输入给开关单元的直流输入电压；和驱动单元，用于对开关器件进行开关驱动。

开关电源电路还包括绝缘变换器变压器，用于将开关单元的开关输出从初级侧传递到次级侧，绝缘变换器变压器至少含有被缠绕在绝缘变换器变压器中的初级绕组和次级绕组。

开关电源电路还包括：初级侧谐振电容器，其连接到初级侧的预定部分，以形成初级侧谐振电路，用于至少利用绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和初级侧谐振电容器的电容，将开关单元的操作变换为谐振型操作；初级侧部分电压谐振电路，用于在形成开关单元的开关器件被关断的时段期间，进行部分电压谐振操作，初级侧部分电压谐振电路由部分谐振电容器的电容和绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量形成，其中部分谐振电容器与形成开关单元的开关器件中的至少一个并联连接；和同步整流电路，用于通过对在绝缘变换器变压器的次级绕组中所感应的交流电压进行整流操作，并利用经整流电流对次级侧平滑电容器充电，提供作为次级侧平滑电容器两端电压的次级侧直流输出电压。

同步整流电路包括：第一场效应晶体管，其插入在次级绕组的一个端部与次级侧平滑电容器的负极接线端之间；和第二场效应晶体管，其插入在次级绕组的另一个端部与次级侧平滑电容器的负极接线端之间。

同步整流电路还包括：第一驱动电路，用于通过电阻性元件，检测与第一场效应晶体管使经整流电流流动的半波时段相对应的次级绕组电压，并输出用于导通第一场效应晶体管的栅极电压；和第二驱动电路，用于通过电阻性元件，检测与第二场效应晶体管使经整流电流流动的半波时段相对应的次级绕组电压，并输出用于导通第二场效应晶体管的栅极电压。

此外，绝缘变换器变压器的磁通密度被设置为预定值或者更低，使得作为整流操作的结果而流过同步整流电路的次级侧经整流电流处于连续模式中，而与连接到次级侧直流输出电压上的负载条件的变化无关。具有上述配置的开关电源电路采用作为初级侧开关变换器的复合谐振变换器的配置，其中部分电压谐振电路结合了谐振变换器，并在次级侧具有绕组电压检测系统的同步整流电路。

此外，由于绝缘变换器变压器的磁通密度被设置为预定值或者更低，使得次级侧经整流电流总是处于连续模式，而与负载变化无关。连续模式中的次级侧经整流电流防止了在次级侧经整流电流的不连续时段期间，由于在相反方向上流过场效应晶体管的电流引起的无效功率，该无效功率是使用绕组电压检测系统的同步整流电路中的一个问题。

附图说明

图1是示出了根据本发明第一实施例的开关电源电路的配置示例的电路图；

图2是示出了第一实施例中的绝缘变换器变压器的结构示例的示图；

图3是示出了在大负载时图1所示的电源电路的操作的波形图；

图4是示出了在小负载时图1所示的电源电路的操作的波形图；

图5是示出了开关频率、初级侧串联谐振电流水平以及AC到DC电源变换效率相对于图1所示电源电路的负载变化的特性的示图；

图6是图示了可以在图1所示电源电路的基础上形成的电源电路的配置的电路图；

图7A是示出了图6所示的电源电路中的绝缘变换器变压器结构示例的示图；

图7B是示出了图6所示的电源电路中的绝缘变换器变压器结构示例的示图；

图8是示出了在大负载时图6所示的电源电路的操作的波形图；

图9是示出了在小负载时图6所示的电源电路的操作的波形图；

图10是图示了可以在图1所示电源电路的基础上形成的电源电路的另一种配置的电路图；

图11是示出了用作根据本发明第二和第三实施例的开关电源电路中的绝缘变换器变压器次级绕组线材的绞合线(litz wire)的结构示例的示图；

图12是在解释根据第二实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图13是在解释根据第一实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图14是在解释根据第一实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的缠绕状态时的辅助示图；

图15是示出了作为根据本发明第二、第三和第四实施例的开关电源电路的一种配置，在图6的配置基础上的次级侧配置的电路图；

图16是示出了作为根据本发明第二、第三和第四实施例的开关电源电路的一种配置，在图10的配置基础上的次级侧配置的电路图；

图17是在解释根据第三实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图18是在解释根据第三实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图19是在解释根据第三实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的缠绕状态时的辅助示图；

图20是示出了用于根据本发明第四实施例的开关电源电路中的绝缘变换器变压器次级绕组线材的膜状导体的结构示例的示图；

图21是在解释根据第四实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图22是在解释根据第四实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的结构示例时的辅助示图；

图23是在解释根据第四实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器次级绕组的缠绕状态时的辅助示图；

图24是示出了传统电源电路配置的电路图；

图25是示出了在大负载时图24所示的电源电路的操作的波形图；

图26是示出了当图24所示的电源电路具有绕组电压检测系统的同步整流电路时的次级侧配置的电路图；

图27是示出了当采用图26所示的次级侧配置时在大负载时的操作的波形图；

图28是示出了当采用图26所示的次级侧配置时在小负载时的操作的波形图；

图29是示出了使用经整流电流检测系统的同步整流电路的基本配置示例的电路图；以及

图30是示出了图29所示的同步整流电路的操作的波形图。

具体实施方式

图1示出了作为用于实施本发明的最佳方式(以后称为实施例)的第一实施例的开关电源电路的配置示例。

该图中所示的电源电路具有通过将外部激励型和半桥耦合型的电流谐振变换器与部分电压谐振电路相结合而形成的基本配置。

在该图所示的电源电路中，通过作为整流电路部分Di的桥式整流电路和一个平滑电容器Ci形成的全波整流和平滑电路被连接到商用交流电源AC。全波整流和平滑电路被商用交流电源AC供电，并对该商用交流电源AC进行全波整流操作，从而在平滑电容器Ci两端获得经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)。在该情况中，经整流和平滑的电压Ei具有与交流输入电压VAC相等的电平。

被提供了直流输入电压并对直流输入电压进行开关(中断)操作的电流谐振变换器具有开关电路，该开关电路通过将两个MOS-FET开关器件Q1和Q2以半桥耦合方式彼此连接而形成，如图所示。阻尼二极管DD1和DD2分别在开关器件Q1和Q2的漏极与源极之间与开关器件Q1和Q2并联连接。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别被连接到开关器件Q1的源极和漏极。类似地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别被连接到开关器件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1和DD2分别是开关器件Q1-和Q2所具有的体二极管。

部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极与源极之间与开关器件Q2并联连接。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。于是，获得了部分电压谐振操作，其中仅当开关器件Q1和Q2关断时才发生电压谐振。

该电源电路配备有振荡和驱动电路2，用于对开关器件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2具有振荡电路和驱动电路。例如，通用IC可以被用作振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2中的振荡电路和驱动电路向开关器件Q1和Q2的栅极施加所需频率的驱动信号(栅极电压)。从而，开关器件Q1和Q2执行开关操作，使得以所需的开关频率交替地导通/关断。

绝缘变换器变压器PIT被提供用于将开关器件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。

经由初级侧的并联谐振电容器C1的串联连接，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一个端部被连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的结点(开关输出点)，由此传递开关输出。

初级绕组N1的另一端部被连接到初级侧的地。

通过后面所描述的结构，在绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1处，绝缘变换器变压器PIT产生所需的漏电感L1。串联谐振电容器C1的电容和漏电感L1形成初级侧串联谐振电路，用于将初级侧的开关变换器的操作变换为电流谐振型操作。

根据上述描述，该图中所示的初级侧开关变换器通过初级侧串联谐振电路(L1-C1)获得了电流谐振型操作，通过上述部分电压谐振电路(Cp//L1)获得了部分电压谐振操作。

也就是说，该图中所示的电源电路具有复合谐振变换器结构，其中用于使初级侧开关变换器成为谐振变换器的谐振电路结合了另一个谐振电路。

在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组中感应了与被传递到初级绕组N1的开关输出成正比的交流电压。作为该情况中的次级绕组，提供了通过提供中心抽头而被分开的两个次级绕组N2A和N2B。在该情况中，次级绕组N2A和N2B具有相同的预定匝数。次级绕组N2A和N2B配备有具有作为整流器件的N沟道MOS-FET Q3和Q4的同步整流电路。MOS-FET Q3和Q4例如具有为其选择的低耐受电压沟道结构，以获得低的导通电阻。

与每个次级绕组N2A和N2B的一个端部相连的中心抽头的输出端被连接到平滑电容器Co的正极接线端。次级绕组N2A的另一端部经由MOS-FET Q3的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。类似地，次级绕组N2B的另一端部经由MOS-FET Q4的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。

在这种形式的连接中，MOS-FET Q3被插入在整个次级绕组N2的一个端部(形成次级绕组N2A的一侧)与平滑电容器Co的负极接线端之间，MOS-FET Q4被插入在次级绕组N2的另一个端部(形成次级绕组N2B的一侧)与平滑电容器Co的负极接线端之间。

这样，与各自的包括次级绕组N2A和N2B的经整流电流路径串联地插入了MOS-FET Q3和Q4。

体二极管DD3和DD4分别被连接到MOS-FET Q3和Q4的漏极和源极。

通过在次级绕组N2B和MOS-FET Q4的漏极间的结点与MOS-FETQ3的栅极之间连接栅极电阻Rg1，并且在MOS-FET Q3的栅极与次级侧的地之间连接电阻R11，形成用于驱动MOS-FET Q3的驱动电路。

类似地，通过在次级绕组N2A和MOS-FET Q3的漏极间的结点与MOS-FET Q4的栅极之间连接栅极电阻Rg2，并且在MOS-FET Q4的栅极与次级侧的地之间连接电阻R12，形成用于驱动MOS-FET Q4的驱动电路。

当对MOS-FET的栅极施加导通电压时，MOS-FET的漏极与源极之间的区域变为等同于纯电阻器，使得电流可双向流动。当使MOS-FET担当次级侧整流器件时，电流仅需要在对平滑电容器Co的正极接线端充电的方向上流动。如果电流在相反方向上流动，则放电电流从平滑电容器Co流向绝缘变换器变压器PIT侧，使得功率不能高效地传递到负载侧。并且，逆电流引起MOS-FET的发热、噪声等等，并在初级侧引入开关损耗。

上述驱动电路是这样的电路：其用于基于次级绕组的电压检测，对MOS-FET Q3和Q4进行开关驱动，使得电流仅在对平滑电容器Co的正极接线端充电的方向上(即，从漏极到源极)流动。也就是说，该情况中的同步整流电路采用这样的电路结构：其中通过绕组电压检测系统，与经整流电流同步地进行MOS-FET Q3和Q4的导通/关断驱动。

通过具有上述电路配置的同步整流电路，获得利用通过双波整流所得到的经整流电流对平滑电容器Co充电的操作。从而，获得了作为平滑电容器Co两端电压的次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo被提供给未在图中示出的负载侧，并且从分支点输入给下面将描述的控制电路1作为检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供与次级侧直流输出电压Eo的电平变化相对应的检测输出。振荡和驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得根据控制电路1所提供的检测输出，改变开关频率。改变开关器件Q1和Q2的开关频率会使得从绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1传递到次级绕组N2A和N2B侧的功率变化，从而稳定次级侧直流输出电压Eo的电平。

例如，响应于朝向大负载的趋势和次级侧直流输出电压Eo的降低，开关频率受控增大，从而提高次级侧直流输出电压Eo。另一方面，响应于朝向小负载的趋势和次级侧直流输出电压Eo的增加，开关频率受控降低，从而降低次级侧直流输出电压Eo。

第一实施例满足在该图中所示的电源电路的电路配置下的低电压和高电流的负载条件。该情况中的低电压和高电流条件是这样的条件：次级侧直流输出电压Eo＝5V，并且作为初级侧开关变换器开关电流的初级侧串联谐振电流Io＝25A。

假设这样的条件：如下选择和形成图1中所示的电源电路的必要部分。

首先，绝缘变换器变压器PIT采用图2中所示的结构。

如该图所示，绝缘变换器变压器PIT具有如下形成的E-E形磁芯：通过将由铁氧体(ferrite)材料制成的E形磁芯CR1和CR2彼此组合使得磁芯CR1的磁芯柱与磁芯CR2的磁芯柱相对。

绝缘变换器变压器PIT还具有由树脂形成的线轴(bobbin)B，线轴B例如具有初级侧绕组部分和次级侧绕组部分被分开使得彼此独立的形式。初级绕组N1围绕线轴B的一个缠绕部分缠绕。次级绕组(N2A和N2B)围绕线轴B的另一个缠绕部分缠绕。如此被缠绕了初级侧绕组和次级侧绕组的线轴B被装到E-E形磁芯(CR1和CR2)上。从而，初级侧绕组和次级侧绕组在不同的缠绕区中围绕E-E形磁芯的中心磁芯柱缠绕。如此获得绝缘变换器变压器PIT的整体结构。该情况中的E-E形磁芯的大小例如是EER-35。

如图所示，在E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成例如具有大约1.5mm隙宽的间隙G。耦合系数k例如是k＝0.8或更小，以提供弱耦合状态。也就是说，该耦合状态比作为传统示例的图24中所示的电源电路的绝缘变换器变压器PIT还弱。顺带提及，可以通过使得E形磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E形磁芯CR1和CR2的两个外磁芯柱来形成间隙G。

另外，初级绕组N1和次级绕组N2A和N2B的绕数(匝数)被设置使得次级侧绕组的每T(匝)感应的电压电平比图24中所示的电源电路小。例如通过设置初级绕组N1＝60T并且次级绕组N2A＝N2B＝6T，次级侧绕组的每T(匝)感应的电压电平是2V/T或者更低。

利用这样的绝缘变换器变压器PIT以及如此设置的初级绕组N1和次级绕组(N2A和N2B)的绕数，降低了绝缘变换器变压器PIT的磁芯处的磁通密度，从而相比于图24所示的电源电路，增加了绝缘变换器变压器PIT处的漏电感。

此外，对于初级侧串连谐振电容器C1，选择0.033μF。此外，对于形成次级侧同步整流电路的MOS-FET Q3和Q4，选择30A/20V，并且MOS-FET Q3和Q4和导通电阻是5mΩ。

图3和图4示出了图1所示的如此形成的电源电路的操作中的波形。图3示出了当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝125W时的操作。图4示出了当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝25W时的操作。在图1所示的电源电路所处理的负载功率的范围内，负载功率Po＝125W代表大负载条件，负载功率Po＝25W代表小负载条件。

图3的波形图中的开关器件Q2两端的电压V1对应于开关器件Q2的导通/关断状态。具体地说，电压V1是矩形波，在开关器件Q2导通的时段T2期间电平为零，在开关器件Q2关断的时段T1期间被箝位在预定电平。流过开关器件Q2//阻尼二极管DD2的开关电流IDS2具有这样的波形：在时段T2期间，开关电流IDS2流过阻尼二极管DD2，并因而在导通时刻是负极性，然后被反相，以正极性流过开关器件Q2的漏极和源极，并且在关断的时段T1期间，开关电流IDS2处于零水平。

开关器件Q1执行开关操作，使得与开关器件Q2交替地导通/关断。因此，流过开关器件Q1//阻尼二极管DD1的开关电流IDS1具有相对于开关电流IDS2相移180°的波形。并且，虽然未在图中示出，开关器件Q1两端的电压具有相对于开关器件Q2两端的电压V1相移180°的波形。

流过在开关器件Q1和Q2的开关输出点与初级侧的地之间连接的初级侧串联谐振电路(C1-L1)的初级侧串联谐振电流Io是开关电流IDS1和开关电流IDS2的合成。因此，初级侧串联谐振电流Io具有如图所示的正弦波形。该波形与图24中所示的传统电源电路的初级侧串联谐振电流Io的波形(见图25)之间的比较表明，本实施例的初级侧串联谐振电流Io几乎不含有由初级绕组N1的激励电感产生的锯齿波分量。这是因为由绝缘变换器变压器PIT的耦合系数所得到的弱耦合状态增大了初级绕组N1的漏电感L1，相应地，初级绕组N1的激励电感被相对降低。

在获得了这样的初级侧串联谐振电流Io的波形的情况下，次级绕组N2A和N2B的电压V2具有这样的波形：响应于初级侧串联谐振电流Io正极性/负极性的反转，电压V2被类似地反相，并且被箝位在与次级侧直流输出电压Eo相对应的绝对值电平。

从与图25中所示的电压V2的比较中可以理解，图3中所示的电压V2具有向正极性/负极性反转的波形，而没有插入零电平间隔。

在采用电压检测系统的次级侧同步整流电路中，分别含有电阻Rg1和R11以及电阻Rg2和R12的驱动电路检测电压V2，然后分别向MOS-FETQ3和Q4输出处于导通电平的栅极电压。从而，在MOS-FET Q3和Q4的栅极和源极之间产生的栅极-源极电压VGS3和VGS4具有分别与电压V2的正极性和负极性的脉冲时段相对应的导通电压电平。

在栅极-源极电压VGS3升高到正极性的DON1时段期间，MOS-FETQ3被导通以利用经整流电流I1对平滑电容器Co充电。类似地，在栅极-源极电压VGS4升高到正极性的DON2时段期间，MOS-FET Q4被导通以利用经整流电流I2对平滑电容器Co充电。

这表明了获得了作为整流操作的双波整流操作，其中在次级绕组电压V2为正或负的每个时段期间，平滑电容器Co都被充电。

如上所述，次级绕组电压V2被反相为正极性/负极性，而没有插入零电平间隔。相应地，栅极-源极电压VGS3和VGS4为作为导通电压的正极性的时段彼此连续，从而经整流电流I1和I2流动为用于对平滑电容器Co充电的连续充电电流。

也就是说，即使当开关频率被控制以在大负载时被降低，本实施例也获得了次级侧经整流电流的连续模式。顺带提及，例如，该情况中的经整流电流I1和I2是30安培，比图25中所示的传统经整流电流小。这是因为相比于传统情况，例如对应于相同的开关频率，经整流电流的传导时段被延长了。

至此，从说明中可以理解，因为通过设置隙宽以提供弱耦合状态，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数被降低到大约0.8，并且初级绕组N1和次级绕组N2A和N2B的绕数(匝数)被设置使得次级绕组的每匝感应的电压电平被降低到例如大约2V/T，从而在绝缘变换器变压器PIT的磁芯处的磁通密度被降低到所需值或者更低，所以即使在大负载条件下也获得了连续模式。

如传统示例中所描述的，由于同步整流电路使用具有低导通电阻和低耐受电压的MOS-FET作为整流器件，因此相比于使用二极管器件作为整流器件的情况，该同步整流电路可以降低传导损耗。

但是，当次级侧经整流电流在同步整流电路采用绕组电压检测系统的情况中以不连续模式流动时，即使在用于对平滑电容器Co充电的充电电流的零水平时，MOS-FET也维持导通状态，并且电流在相反方向中流动，引起无效功率。

当要消除该无效功率时，采用使用经整流电流检测系统的同步整流电路。但是，经整流电流检测系统要求含有电流互感器和比较器等的驱动电路系统，因此产生了复杂的大规模电路配置。

另一方面，在本实施例中，由于即使在大负载的时候，次级侧经整流电流也处在连续模式中，因此使用电压检测系统的该同步整流电路没有引起在上述电流不连续时段期间的无效功率。

因此，本实施例对同步整流电路使用电压检测系统，以通过简单的电路配置来抑制电路规模的增加，并进一步避免了成本增加。此外，本实施例解决了由于在电流不连续的时段期间的无效功率所引起的电压变换效率降低的问题。

图4示出了在低负载(Po＝25W)时与图3相同的部分的操作。

至此，从说明中可以理解，图1所示的电源电路通过控制开关频率来执行恒压控制，以便稳定次级侧直流输出电压Eo。当次级侧直流输出电压在小负载条件下增大时，执行恒压控制以增加开关频率，从而降低次级侧直流输出电压，由此稳定次级侧直流输出电压Eo。

在这样的小负载情形中，次级侧绕组电压V2基本上在与图中所示的开关器件Q2两端的电压V1相同的时刻反相。因此，次级侧经整流电流I1和I2流动使得连续地对平滑电容器Co充电，而在时段DON1和DON2之间没有不连续的时段。也就是说，获得了连续模式。

图5示出了AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)、初级侧串联谐振电流水平Io和开关频率fs相对于负载功率变化的特性，作为具有至此所描述的配置的图1所示的电源电路与作为传统示例的图24的电源电路之间的对比。图1的电源电路的特性由实线表示，图24的电源电路的特性由虚线表示。

首先，根据图5，在图1和图24的两个电路中，开关频率都被改变以使得随着负载功率的增加而减小，表明两个电路都通过控制开关频率进行稳定操作。

在负载功率Po＝0W到125W的范围上，图1所示电路的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)比图24所示的电源电路高。在图24所示的电路中，在负载功率Po＝125W时，ηAC→DC＝85.3％，并且在Po＝25W时，ηAC→DC＝77.5％，而在图1所示的电路中，在负载功率Po＝125 W时，ηAC→DC＝89.5％，并且在Po＝25 W时，ηAC→DC＝90.5％。也就是说，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)在负载功率Po＝125W时提高了4.2个百分点，在Po＝25W时提高了13个百分点。相应的交流输入功率在负载功率Po＝125W时降低6.9W，在Po＝25W时降低了4.7W。

在负载功率Po＝0W到125W的范围上，图1中所示电路的如图5所示的初级侧串联谐振电流Io的水平比图24所示的电路低，这一事实也表明了电源变换效率中的这种改进。

图5所示的电源变换效率的特性等同于结合图24所示的初级侧配置，在次级侧采用使用经整流电流检测系统的同步整流电路的情况。但是，如上所述，图1所示的电源电路对同步整流电路的配置采用绕组电压检测系统，因此，图1所示的电源电路的电路配置更简单。

接着，图6示出了在图1所示电源电路配置的基础上，满足甚至更大负载的配置的示例。

顺带提及，在图6中，已经参考图1描述过的部分由相同的参考标号表示，将省略对其的描述。

首先，在该图所示的电源电路中，通过滤波电容器CL、CL和用于商用交流电源AC的共模扼流圈CMC形成噪声滤波器。

在该情况中，在噪声滤波器后级中提供了倍压整流电路，该倍压整流电路由两个平滑电容器Ci1和Ci2以及整流电路单元Di形成，其中整流电路单元Di含有整流二极管DA和整流二极管DB。倍压整流电路生成经整流和平滑的电压Ei(直流输入电压)作为平滑电容器Ci1和Ci2两端的电压，其电平等于交流输入电压VAC的两倍。

如上所述，该图中所示的电源电路满足比图1所示电路更大的负载的条件。

在更大负载条件或者要求相对高的负载电流的条件下，流过在初级侧开关变换器侧的电路的电流水平也增大了。这增大了开关损耗等，并且因此降低了电源变换效率。

因此，图6的电路采用倍压整流电路作为用于产生直流输入电压的整流电路系统。从而，可以将流过初级侧开关变换器的电流水平降低到如下情况的大约1/2：由如图1所示的全波整流提供其电平与交流输入电压VAC相等的经整流和平滑的电压Ei。也就是说，从而降低了由初级侧开关变换器所产生的开关损耗。

并且在该情况中，被提供了直流输入电压并对直流输入电压进行开关(中断)操作的电流谐振变换器具有开关电路，该开关电路通过将两个MOS-FET开关器件Q1和Q2以半桥耦合方式彼此连接而形成。

并且在该情况中，部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极与源极之间与开关器件Q2并联连接。电源电路还配备有振荡和驱动电路2，用于对开关器件Q1和Q2进行开关驱动。

并且在该情况中，初级侧串联谐振电容器C1与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1串联连接。这样采用了复合谐振变换器的配置。

在该情况中，如图所示地缠绕三个绕组，即次级绕组N2A、次级绕组N2B和次级绕组N2C，作为绝缘变换器变压器PIT的次级绕组。

通过提供中心抽头，次级绕组N2A、N2B和N2C中的每个被分为两个绕组部分，如图所示。在该情况中，包含次级绕组N2A的缠绕开端的端部的绕组部分是绕组部分N2A1，包含次级绕组N2A的缠绕末端的端部的绕组部分是绕组部分N2A2。包含次级绕组N2B的缠绕开端的端部的绕组部分是绕组部分N2B1，包含次级绕组N2B的缠绕末端的端部的绕组部分是绕组部分N2B2。包含次级绕组N2C的缠绕开端的端部的绕组部分是绕组部分N2C1，包含次级绕组N2C的缠绕末端的端部的绕组部分是绕组部分N2C2。

次级绕组N2A、N2B和N2C中的绕组部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的每个具有相同的预定匝数。

对次级绕组N2A、N2B和N2C提供了由MOS-FET Q3和Q4形成的同步整流电路。

在该情况中，每个次级绕组N2A、N2B和N2C的中心抽头输出端被连接到平滑电容器Co的正极接线端。

在该情况中，每个次级绕组N2A、N2B和N2C的缠绕末端的端部经由电感器Ld1以及MOS-FET Q3的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。

在该情况中，每个次级绕组N2A、N2B和N2C的缠绕开端的端部经由电感器Ld2以及MOS-FET Q4的漏极和源极被连接到次级侧的地(平滑电容器Co的负极接线端侧)。

在这种形式的连接中，MOS-FET Q3和MOS-FET Q4分别被插入在每个次级绕组N2A、N2B和N2C的一个端部与平滑电容器Co的负极接线端之间，和每个次级绕组N2A、N2B和N2C的另一个端部与平滑电容器Co的负极接线端之间。

MOS-FET Q4串联插入在含有次级绕组N2A、N2B和N2C的绕组部分N2A1、N2B1和N2C1的经整流电流路径中。MOS-FET Q3串联插入在含有次级绕组N2A、N2B和N2C的绕组部分N2A2、N2B2和N2C2的经整流电流路径中。

在该情况中，在含有绕组部分N2A1、N2B1和N2C1的经整流电流路径中，电感器Ld2串联插入在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕开端端部与MOS-FET Q4的漏极之间。类似地，在含有绕组部分N2A2、N2B2和N2C2的经整流电流路径中，电感器Ld1串联插入在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕末端端部与MOS-FET Q3的漏极之间。

通过在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕开端端部与MOS-FETQ3的栅极之间连接栅极电阻Rg1，形成用于驱动MOS-FET Q3的驱动电路。类似地，通过在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕末端端部与MOS-FET Q4的栅极之间连接栅极电阻Rg2，形成用于驱动MOS-FET Q4的驱动电路。

这样，在绕组部分N2A1、绕组部分N2B1和绕组部分N2C1的每个中所感应的交流电压通过栅极电阻Rg1被检测，并被允许传导到MOS-FETQ3。并且，在绕组部分N2A2、绕组部分N2B2和绕组部分N2C2的每个中所感应的交流电压通过栅极电阻Rg1被检测，并被允许传导到MOS-FET Q4。

因此，同样在该情况中，驱动电路对MOS-FET Q3和Q4进行开关驱动，使得只流动在对平滑电容器Co的正极接线端充电的方向上的电流。

和图1中的情况一样，通过具有上述配置的次级侧同步整流电路，获得了利用通过双波整流得到的经整流电流对平滑电容器Co充电的操作。

顺带提及，在该情况中，在图中所示的方向中，分别与形成用于MOS-FET Q3和Q4的驱动电路系统的栅极电阻Rg1和Rg2并联地连接了肖特基二极管Dg1和肖特基二极管Dg2。如下所述，这些肖特基二极管Dg1和Dg2形成了一个路径，用于在MOS-FET Q3和Q4关断时对MOS-FET Q3和Q4的栅极输入电容的累积电荷放电。

此外，在该情况中，齐纳二极管Dz1和齐纳二极管Dz2插入在MOS-FET Q3的栅极与源极之间，如图所示。类似地，齐纳二极管Dz3和齐纳二极管Dz4插入在MOS-FET Q4的栅极与源极之间。这些齐纳二极管形成了用于MOS-FET Q3和Q4的过压保护电路。

与MOS-FET Q3和Q4的耐受电压电平相对应的电势被选择作为这种齐纳二极管Dz的齐纳电势(击穿电势)。因此，响应于MOS-FET Q3和Q4的栅极-源极电势增大到高于耐受电压电平，齐纳二极管Dz导电以保护MOS-FET Q3和Q4。

例如，在该情况中，选择齐纳电势＝±20 V的齐纳二极管作为齐纳二极管Dz。此外，例如，齐纳二极管Dz1和Dz2以及齐纳二极管Dz3和Dz4被提供使得分别与MOS-FET Q3和Q4包含在一起。

如上所述，图6所示的电源电路具有电感器Ld1，其中电感器Ld1插入在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕末端端部与MOS-FET Q3的漏极之间。类似地，图6所示的电源电路具有电感器Ld2，其中电感器Ld1插入在次级绕组N2A、N2B和N2C的每个缠绕开端端部与MOS-FETQ4的漏极之间。

图6中的这些电感器Ld1和Ld2具有相对低的电感，例如将其设置为1.0μH或者更低。

顺带提及，为了获得低的电感，考虑使用磁珠(bead core)作为电感器Ld1和Ld2，所述磁珠例如通过将铁氧体材料的磁性材料和非晶体磁性材料等形成为管状来获得。例如，当作为MOS-FET Q3和Q4的漏极接线端的引线被提供使得穿过这样的磁珠时，可以省去在印刷电路板上用于安装电感器Ld1和Ld2这样的部件的空间。

或者，可以在印刷电路板上形成螺旋形状的将被连线到MOS-FET Q3和Q4的漏电极上的铜箔图案，并通过螺旋形状获得电感器Ld1和Ld2的低电感。这提供了这样的优点：能够在制造印刷线路板的同时形成电感器Ld。

图6的电路也满足低电压和高电流条件。该情况中的低电压和高电流条件是这样的条件：次级侧直流电压Eo＝5V，并且作为次级侧开关变换器开关电流的初级侧串联谐振电流Io＝30A。

假设这样的条件：如下选择和形成图6中所示的电源电路的必要部分。

首先，绝缘变换器变压器PIT采用图7A和图7B中所示的结构。

图7A是绝缘变换器变压器PIT的横截面示图。如图7A所示，在该情况中，绝缘变换器变压器PIT具有在图2所示结构的基础上的围绕次级侧绕组部分缠绕的次级绕组N2A、N2B和N2C。

此外，同样在该情况中，在E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成例如具有大约1.5mm隙宽的间隙G。因此，同样在该情况中，耦合系数k是k＝0.8或更小，以提供弱耦合状态。

图7B示出了绝缘变换器变压器PIT中围绕线轴B缠绕的绕组的截面。

如图7B所示，初级绕组N1围绕线轴B的一个缠绕部分缠绕。该情况中的初级绕组N1通过粗绕(rough winding)例如以80 T的匝数缠绕。

次级绕组N2A、N2B和N2C按照绕组部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的顺序，如图所示地从内侧向外侧围绕线轴B的另一个缠绕部分以预定匝数缠绕。

在该情况中，例如如图11所示的绞合线10被选择作为次级绕组N2的每个绕组部分的线材。具体地说，如图11所示的通过将多股单元线10a捆扎和绞曲在一起而形成的绞合线被用作图11所示的绞合线10，其中单元线10a是由已经使用聚氨酯覆层进行了绝缘包覆处理的铜线形成的。如所公知的，被选择作为用于次级绕组线材的绞合线具有这样的优点：能够降低例如当高频整流电流流过每个次级绕组时出现的所谓的集肤效应(skin effect)。

在该情况中，如图7B所示，由这样的绞合线形成的绕组部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2通过粗绕围绕线轴B的相同轴线缠绕。

在该情况中，N2A1＝N2A2＝N2B1＝N2B2＝N2C1＝N2C2＝3T(匝)。在该情况中，通过将一束100股图11所示的线径X＝0.1mφ的单元线10a绞曲在一起而形成的绞合线被用作上述绞合线。例如，这样的绞合线的线径d＝1.0mφ，横截面面积s＝0.785mm²。

同样在图6所示的电路中，初级绕组N1和次级绕组(N2A、N2B和N2C)的绕数被如上所述地设置，使得次级侧绕组的每T(匝)感应的电压电平比图24中所示的电源电路小。也就是说，例如通过如上所述地设置初级绕组N1＝80T并且次级绕组N2A＝N2B＝N2C＝6T(N2A1＝N2A2＝N2B1＝N2B2＝N2C1＝N2C2＝3T)，次级侧绕组的每T(匝)感应的电压电平被降低到2V/T或者更低。

也就是说，同样在该情况中，通过如上所述地将隙宽设置为大约1.5mm所获得的k＝0.8或更低的耦合系数，提供了弱耦合状态，并且次级侧绕组的每匝感应的电压电平被降低到2V/T或者更低，从而降低了磁通密度。

图8和图9示出了图6所示电源电路的操作中的波形。图8示出了当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝125W时的操作。图9示出了当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝25W时的操作。在图6所示的电源电路所处理的负载功率的范围内，负载功率Po＝125W代表大负载条件，负载功率Po＝25W代表小负载条件。

同样在该情况中，图8的波形图中的开关器件Q2两端的电压V1对应于开关器件Q2的导通/关断状态。具体地说，电压V1是矩形波，在开关器件Q2导通的时段T2期间电平为零，在开关器件Q2关断的时段T1期间被箝位在预定电平。流过开关器件Q2//阻尼二极管DD2的开关电流IDS2具有这样的波形：开关电流IDS2流过阻尼二极管DD2，并因而在导通时刻是负极性，然后被反相，以正极性流过开关器件Q2的漏极和源极，并且在关断的时段T1期间，开关电流IDS2处于零水平。

在该情况中流过初级侧串联谐振电路(C1-L1)的初级侧串联谐振电流Io具有如图所示的正弦波形。这同样是因为在图6的电路中，由绝缘变换器变压器PIT的耦合系数所得到的弱耦合状态增大了初级绕组N1的漏电感L1，相应地，初级绕组N1的激励电感被相对降低。

在获得了这样的初级侧串联谐振电流Io的波形的情况下，在次级绕组N2C的绕组部分N2C2处得到的电压V2具有这样的波形：与初级侧串联谐振电流Io的周期对应，并且被箝位在与次级侧直流输出电压Eo相对应的绝对值电平。

顺带提及，虽然电压V2被示出为在绕组部分N2C2处获得的电势，但是在次级绕组N2B中的绕组部分N2B2和次级绕组N2A中的绕组部分N2A2处也出现具有类似波形的电势。同样在该情况中，在绕组部分N2A1、绕组部分N2B1和绕组部分N2C1处出现与电压V2类似的电势。

电压V2具有在初级侧串联谐振电流Io变为零水平的时刻变为零电平的波形。也就是说，在该情况中，电压V2的过零时刻与初级侧串联谐振电流Io的过零时刻一致(见图中的时刻t1、t2和t3)。

在采用电压检测系统的次级侧同步整流电路中，含有电阻Rg2的驱动电路检测电压V2(在绕组部分N2A2、N2B2和N2C2处出现的电压)，然后向MOS-FET Q4输出处于导通电平的栅极电压。

在该情况中，电压V2具有这样的波形：在时刻t1达到正极性的峰值电平，然后在时刻t2变为零电平，如图所示。在电压V2被维持在不低于与对MOS-FET Q4的栅极-源极电压所设置的预定电平相对应的电平的时段(图中的从t1到td1的时段)期间，在MOS-FET Q4的栅极和源极之间所产生的栅极-源极电压VGS4提供了导通电压。也就是说，从t1到td1的时段是MOS-FET Q4的导通时段DON2。

从时段DON2结束的时刻td1到时刻t2的时段是MOS-FET Q4的停滞时间(dead time)。在从时刻td1到时刻t2的停滞时间期间，经整流电流经由MOS-FET Q4的体二极管DD4流动。这也由在从时刻td1到时刻t2的时段期间图中所示的栅极-源极电压VGS4的电势表示出来。

从而，在图中所示的从时刻t1到时刻t2的时段上，经整流电流I4经由MOS-FET Q4流动。也就是说，经整流电流I4的零水平时刻与在时刻t1和t2处的初级侧串联谐振电流Io的零水平时刻一致，从而，经整流电流I4与初级侧串联谐振电流连续。

类似地，包含电阻Rg1的驱动电路检测在绕组部分N2A1、N2B1和N2C1处出现的电压，其电压类似于电压V2，然后向MOS-FET Q3输出处于导通电平的栅极电压。

也就是说，在该情况中，在绕组部分N2A1、N2B1和N2C1侧出现的电压V2被维持在不低于与栅极-源极电势的预定电平相对应的电平的时段(图中的从t2到td2的时段)期间，在MOS-FET Q3的栅极和源极之间所产生的栅极-源极电压VGS3提供了导通电压。因此，从t2到td2的时段是MOS-FET Q3的导通时段DON1。

类似地，从时段DON1结束的时刻td2到时刻t3的时段是MOS-FETQ3的停滞时间。在从时刻td2到时刻t3的停滞时间期间，经整流电流经由MOS-FET Q3的体二极管DD3流动。

从而，在从时刻t2到时刻t3(这些时刻是初级侧串联谐振电流Io的过零点)的时段上，经整流电流I3经由MOS-FET Q3流动，如图所示。因而，经整流电流I3与初级侧串联谐振电流Io连续地流动。

用于对平滑电容器充电的充电电流Ic以图中所示的波形流动，该波形是经整流电流I3和I4的合成。这样，获得了作为整流操作的双波整流操作，其中在次级绕组N2A、N2B和N2C处出现的电压V2为正和负的每个时段期间，平滑电容器Co都被充电。

如上所述，经整流电流I3和经整流电流I4与初级侧串联谐振电流Io连续地流动。因此，用于对平滑电容器Co充电的充电电流Ic也连续地流动。

因此可以理解，即使当开关频率被控制以在大负载时被降低，图6的电路也获得了次级侧经整流电流的连续模式。

因为如参考图7所描述的通过设置隙宽以提供弱耦合状态，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数被降低到大约0.8，并且初级绕组N1和次级绕组N2A和N2B的绕数(匝数)被设置使得次级绕组的每匝感应的电压电平被降低到例如大约2V/T，从而在绝缘变换器变压器PIT的磁芯处的磁通密度被降低到所需值或者更低，所以在该情况中，在大负载条件下也获得了连续模式。

同样，图8示出了在该情况中，作为经整流电流I3和I4，没有流动在相反方向中的电流。

具体地说，在传统示例中，作为经整流电流，流动了大约8安培的反向电流，引起功率损耗。另外，从上述图4的结果可以理解，图1的电路相比于传统示例，降低了这样的反向电流，但是没有完全防止反向电流。而另一方面，在图6的电路中，作为经整流电流，没有流动这样的反向电流。

在该情况中，由于在相应的经整流电流路径中插入了电感器Ld1和Ld2，如图6所示，因此在经整流电流I3和I4中没有出现相反方向的电流。

具体地说，当经整流电流流动时，如此被插入在经整流电流路径中的电感器产生了反电动势。利用如此产生的反电动势，在MOS-FET Q3和Q4关断时刻出现的反向电流被抑制了。

如先前所描述的，图6的电路中的这些电感器Ld1和Ld2具有相对低的被设置为1.0μH或更低的电感。因此，可以防止在经整流电流I3和I4中出现反向电流。

顺带提及，在图8中，分别在MOS-FET Q3和Q4关断的时刻出现负电势作为栅极-源极电压VGS3和VGS4。这是因为如先前所描述的，在次级绕组与MOS-FET Q3和Q4的栅极之间分别与栅极电阻Rg1和Rg2并联地插入了肖特基二极管Dg1和Dg2。

如此插入的肖特基二极管Dg1和Dg2允许MOS-FET Q3和Q4的栅极输入电容(Ciss)的累积电荷在MOS-FET Q3和Q4关断的时刻以经由这些肖特基二极管Dg1和Dg2被吸取的方式被放电。

具体地说，在该情况中，栅极输入电容的电荷通过从肖特基二极管Dg(Dg1和Dg2)经由次级绕组N2到平滑电容器Co的路径被放电。通过如此对输入电容的电荷放电，可以降低在MOS-FET Q3和Q4关断时的电压降落时间。

当可以如此降低在MOS-FET Q3和Q4关断时的电压降落时间时，这些MOS-FET Q3和Q4被可靠地关断以提供更好的开关特性。

图9示出了图6的电路在小负载(Po＝25W)时的操作。同样在该情况中，在开关频率被控制使得高到与小负载相对应的情形中，如图所示，在基本上与开关器件Q2两端的电压V1相同的时刻获得次级侧绕组电源V2。相应地，次级侧充电电流Ic(经整流电流I3和I4)流动，使得连续地对平滑电容器Co充电，而没有不连续的时段，如图所示。因此可以理解，图6的电源电路在小负载时也处于连续模式中。

通过对绝缘变换器变压器PIT提供弱耦合状态，并降低次级绕组的每匝感应的电压电平，从而将磁通密度降低到所需的值或者更小，即使在大负载时，图6所示的开关电源电路也可以被设置在连续模式中。

因此，可以降低在如传统示例的不连续模式中出现的反向电流，从而降低无效功率。此外，如上所述，图6的电路具有被插入在各自的经整流电流路径中的电感器Ld1和Ld2，以防止在经整流电流中出现反向电流。也就是说，通过这些电感器Ld1和Ld2，进一步降低了无效功率。如此降低无效功率提高了AC到DC电源变换效率。

顺带提及，根据实验得到的结果，作为图6的电源电路的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W时，ηAC→DC＝约88％。

这代表着相对于作为传统示例的图24所示电路的ηAC→DC＝约82％(当交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝100W时)的情况，提高了大约6个百分点。

图6的电路的电源变换效率特性等同于结合图24所示的初级侧配置，在次级侧采用使用经整流电流检测系统的同步整流电路的情况(见图29)。具体地说，虽然如上所述，当采用图29的经整流电流检测系统时的AC到DC电源变换效率是ηAC→DC＝约90％，但是本示例中ηAC→DC＝88％，大体上与采用图29的经整流电流检测系统时的AC到DC电源变换效率相同。

但是，图6所示的电源电路对同步整流电流配置采用绕组电压检测系统，因此，使得图6所示的电源电路的电路配置更简单。

接着，图10示出了在图1所示电路配置的基础上，满足更大负载条件的另一种配置示例。

顺带提及，图10仅示出了次级侧的配置。初级侧的配置与图6中的等同，并且因此将省略对其的描述。同样，在图10中，已经参考图6被描述过的部分由相同的参考标号表示，并将省略对其的描述。

同样，在图10所示的电路中，三个绕组，即次级绕组N2A、N2B和N2C，被缠绕作为绝缘变换器变压器PIT的次级绕组。但是，在该情况中没有对次级绕组N2提供中心抽头，并且省去了在图6的电路中被提供使得被插入在各自经整流电流路径中的电感器Ld1和Ld2。

在图10所示的电路的情况中，每个次级绕组N2A、N2B和N2C的缠绕末端处的端部被连接到MOS-FET Q3的漏极。MOS-FET Q3的漏极经由图中所示的电感器Lo1连接到平滑电容器Co的正极接线端。

在该情况中，每个次级绕组N2A、N2B和N2C的缠绕开端处的端部被连接到MOS-FET Q4的漏极。MOS-FET Q4的漏极经由电感器Lo2连接到平滑电容器Co的正极接线端。

平滑电容器Co的负极接线端被连接到MOS-FET Q3和MOS-FET Q4的各自的源极之间的结点。此外，次级侧的地被连接到在源极间的结点与平滑电容器Co的负极接线端之间的结点。

同样，在该情况中，以这种形式的连接，MOS-FET Q3和MOS-FETQ4被插入在每个次级绕组N2A、N2B和N2C的一个端部与平滑电容器Co的负极接线端之间，以及每个次级绕组N2A、N2B和N2C的另一个端部与平滑电容器Co的负极接线端之间。

根据上述的次级侧同步整流电路的配置，响应于MOS-FET Q3在次级侧所感应的交流电压的半个周期中导通，经整流电流流过如下路径：从每个次级绕组N2(N2A、N2B和N2C)，经过电感器Lo2、平滑电容器Co和MOS-FET Q3，到每个次级绕组N2。在该情况中，经整流电流分流，还流过从MOS-FET Q3经由电感器Lo1到平滑电容器Co的环路。

在MOS-FET Q3关断并且MOS-FET Q4导通的另外半个周期中，经整流电流流过如下路径：从每个次级绕组N2(N2A、N2B和N2C)，经过电感器Lo1、平滑电容器Co和MOS-FET Q4，到每个次级绕组N2。同样在该情况中，经整流电流分流，还流过从MOS-FET Q4经由电感器Lo2到平滑电容器Co的环路。

因此，图10所示电路的次级侧整流电路获得了这样的操作：其中，在次级绕组N2A、N2B和N2C的交流电压处于一种极性的期间，MOS-FET Q3被驱动导通以进行整流并对平滑电容器Co充电，并且在次级绕组N2A、N2B和N2C的交流电压处于另一种极性的期间，MOS-FET Q4被驱动导通以进行整流并对平滑电容器Co充电。也就是说，同样在该情况中获得同步整流电路的双波整流操作。

从上述经整流电流路径中可以理解，在次级绕组N2A、N2B和N2C中所感应的交流电压的正极性/负极性的时段期间，次级侧的经整流电流分流并流过含有电感器Lo1的环路和含有电感器Lo2的环路。此外，经整流电流分流并在另一个路径中流到次级绕组N2A、N2B和N2C。因此，流到次级绕组N2A、N2B和N2C的经整流电流(次级绕组电流)的量被降低到相对于流到平滑电容器Co作为充电电流的经整流电流的量的预定比例。也就是说，通过图10所示的次级侧配置，获得了所谓的倍流整流电路的操作。

如上所述，图10所示的电路具有被插入在次级侧经整流电流路径中的电感器Lo1和电感器Lo2。

如上述图6的情况中所插入的电感器Ld一样，图10的电路中所提供的这些电感器Lo1和Lo2具有相对低的被设置为1.0μH或更低的电感。同样在该情况中，这样的电感器Lo1和Lo2产生了抑制经整流电流的反向电流的效果，其效果与图6中的电感器Ld1和Ld2等同。

此外，在该情况中，这些电感器Lo1和Lo2被连接到平滑电容器Co的正极接线端。因此，可以抑制在次级侧直流输出电压Eo中出现的高频分量(脉动波纹)。也就是说，电感器Lo1和Lo2的阻抗分量(交流电阻)可以降低在次级侧直流输出电压Eo上叠加的高频分量。

通过对绝缘变换器变压器PIT提供弱耦合状态，并降低次级绕组的每匝感应的电压电平，从而将磁通密度降低到所需的值或者更小，即使在大负载时，图10的电路也可以被设置在连续模式中，

同样在该情况中，通过如上所述地在经整流电流路径中插入电感器Lo1和Lo2，可以防止经整流电流的反向电流，从而进一步降低无效功率。

至此所描述的图6和图10的电源电路具有彼此并联连接被缠绕在绝缘变换器变压器PIT的次级侧的多个次级绕组N2。

相比于如图1所示电路中的只缠绕一个次级绕组N2的情况，这样的彼此并联连接并缠绕的多个次级绕组具有能够降低次级绕组N2的无效功率的优点。也就是说，在图1的电路和图6的电路之间的对比中，当次级绕组N2整体具有相等的匝数时，在彼此并联缠绕的多个次级绕组N2的情况中，相比于缠绕一个次级绕组N2的情况，可以降低每个次级绕组N2的直流电阻值，相应地，次级绕组N2整体的无效功率可以被降低。

为了降低这样的次级绕组N2的无效功率，图6所示的电源电路例如具有多个次级绕组N2，它们按照如图7B所示的绕组部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的顺序，各自围绕绝缘变换器变压器PIT的线轴B的缠绕部分的相同的轴线，以相同的匝数(3T)通过粗绕缠绕。

虽然没有参考图形进行描述，但是图10所示电路的次级绕组按照次级绕组N2A、N2B和N2C的顺序，各自围绕线轴B的缠绕部分的相同的轴线，以相同的匝数(该情况中是6T)通过粗绕缠绕。

但是，当次级绕组N2的每个绕组部分围绕线轴B的缠绕部分的相同轴线以相同的匝数如此缠绕时，外侧缠绕的绕组部分具有比内侧缠绕的绕组部分更长的长度。

具体地说，例如在图6的电路情况中的次级绕组整体中，包含次级绕组N2A的缠绕开端处的端部的绕组部分N2A1具有最短的长度，其后的绕组部分N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的长度需要按照该顺序增加。

因此，由于在外侧缠绕的绕组部分需要具有较长的长度，因此在次级绕组中，在外侧缠绕的绕组具有较高的直流电阻值。

根据实验，关于图6的电路中的绕组部分的直流电阻值，绕组部分N2A1＝4.8mΩ，绕组部分N2A2＝5.3mΩ，绕组部分N2B1＝5.8mΩ，绕组部分N2B2＝6.3mΩ，绕组部分N2C1＝6.8mΩ，并且绕组部分N2C2＝7.3mΩ。

令Ro1是在次级绕组N2中彼此并联的一组绕组部分N2A1、N2B1和N2C1的合成直流电阻，并且令Ro2是类似地在次级绕组N2中彼此并联的一组绕组部分N2A2、N2B2和N2C2的合成直流电阻。

根据1/Ro1＝1/4.8+1/5.8+1/6.8，合成直流电阻Ro1的值大约是1.9mΩ。

根据1/Ro2＝1/5.3+1/6.3+1/7.3，合成直流电阻Ro2的值大约是2.1mΩ。

这样的直流电阻引起绝缘变换器变压器PIT的次级绕组中的相应的功率损耗。例如，当在图6的电路中，在低电压和高电流条件下，30A的经整流电流流过次级绕组时，该情况中次级绕组中的功率损耗大约是1.8W，这是由下式得出的：

30²×(1.9+2.1)×10^-3/2

另外，在具有图6和图10所示配置的开关电源电路中，与初级侧的开关输出相对应的相对高频率的经整流电流流过绝缘变换器变压器PIT的次级绕组。

已知流过次级绕组的高频电流在被用作次级绕组线材的绞合线中引起涡流损耗。此外，伴随这样的涡流损耗，每个绕组部分的发热增大。

一种用于抑制这种涡流损耗的已知方法是降低形成绞合线的每条单元线的线径。也就是说，减小绞合线的每条单元线的线径，并相应地增加单元线的数量。

但是，对绞合线使用大量的细单元线具有如下问题。

通常，在次级绕组的每个绕组部分围绕绝缘变换器变压器PIT进行实际缠绕时，例如，作为绕组部分的绞合线内部的每条单元线的覆层被剥去以露出内部铜线，并且一束这样的铜线例如围绕绝缘变换器变压器PIT的相应的引脚端子缠绕，然后被焊接到引脚端子上。图6和图10的电路中的每个绕组部分通过这样的方法被装到绝缘变换器变压器PIT上。

在单元线被这样捆扎和围绕引脚端子缠绕的情况中，当如上所述地减小单元线的直径，增加单元线的数量时，相应地变得难于围绕引脚端子缠绕绞合线。

例如，如上所述，部分地考虑到制造绝缘变换器变压器PIT时的上述问题，图6和图10的电路使用由一束100股线径X＝0.1mφ的单元线10a形成的绞合线。也就是说，在制造该情况中的绝缘变换器变压器PIT时，当考虑工作效率和经济时，如上所述的100股线径X＝0.1mφ的单元线10a是一个极限。已经认为使用由具有比线径X＝0.1mφ更小的线径的单元线形成的绞合线在实践中接近于不可能。

由于该原因，通过减小图6和图10中的单元线10a的线径来降低涡流损耗是相当困难的。

相应地，作为本发明的第二实施例，利用以如图6和图10所示的连接作为基本配置的形式的电路，如下面所描述地形成绝缘变换器变压器PIT的次级绕组(每个绕组部分)。

顺带提及，用于下面的描述的图11到图14示出了在对如图6所示的次级绕组提供有中心抽头的配置的基础上，绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的形成。

首先，第一实施例也使用如图11所示的绞合线作为用于绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的线材。

通过将250股线径X＝0.06mφ的单元线10a绞曲在一起而形成的绞合线被用作该情况中的绞合线10。本实施例所使用的绞合线10例如具有线径d＝0.95mφ，横截面面积s＝0.7065mm²。

然后，如图12所示，准备两组四条这样的绞合线10。一组中的四条绞合线10具有如图所示的均一长度Y1。另一组中的四条绞合线10具有具有比长度Y1更长的均一长度Y2。例如，在该情况中，长度Y1和Y2被设置为Y1＝20cm，Y2＝22cm，使得对应于线轴的尺寸。

利用如图所示的彼此平行并且彼此对齐的具有均一长度Y1的四条绞合线10，对已对齐的绞合线10的两端进行预焊11。从而，形成具有长度Y1的四条绞合线10的第一绞合线带(litz wire band)12。

同样，利用类似地彼此平行对齐的具有另一均一长度Y2的四条绞合线10，对已对齐的绞合线10的两端进行预焊11。从而，形成具有长度Y2的四条绞合线10的第二绞合线带13。

顺带提及，在该情况中，例如通过将绞合线带的每个端部浸在浸焊层中达所需时间，就足以进行预焊11。

这样形成的长度Y1的第一绞合线带12被用作次级绕组N21的线材，该次级绕组N21对应于图6所示的绝缘变换器变压器的次级绕组中从缠绕开端的端部到中心抽头的绕组部分(绕组部分N2A1、N2B1和N2C1)。

另一长度Y2的第二绞合线带13被用作次级绕组N22的线材，该次级绕组N22对应于图6所示的绝缘变换器变压器PIT的次级绕组中从缠绕末端的端部到中心抽头的绕组部分(绕组部分N2A2、N2B2和N2C2)。

顺带提及，四条绞合线10彼此对齐作为第二绞合线带12(次级绕组N21)和第二绞合线带13(次级绕组N22)，目的在于在获得与例如图6所示的电路等同的操作中，获得次级绕组整体的相等的总横截面面积(导体部分)。

也就是说，至此，从描述中可以理解，该情况中的绞合线10具有比图6所示的绞合线更小的横截面面积，从而相应地增加了所使用的绞合线10的数量。

在如图12所示地形成作为次级绕组N21的第一绞合线带12和作为次级绕组N22的第二绞合线带13之后，在第二实施例中，第一绞合线带12和第二绞合线带13如下面所描述的围绕绝缘变换器变压器PIT缠绕。

首先，如图13所示，引线14被焊接到已经对端部进行了预焊11的第一绞合线带12和第二绞合线带13的每个端部。

对于其每个端部已经焊接了引线14的第一绞合线带12和第二绞合线带13，首先将第一绞合线带12围绕绝缘变换器变压器PIT中的线轴B的次级侧缠绕部分，以预定匝数缠绕。然后，在如此缠绕的第一绞合线带12的外侧以预定匝数缠绕第二绞合线带13。

图14是示出了第二实施例中的绝缘变换器变压器PIT中绕组被缠绕的状态的横截面示图。

在该情况中，第一绞合线带12在保持四条绞合线10对齐的情况下如图所示地缠绕在线轴B的缠绕部分中。类似地，第二绞合线带13在保持四条绞合线10对齐的情况下如图所示地缠绕在线轴B的缠绕部分中。

在该情况中，第一绞合线带12(次级绕组N21)有三匝，如图所示。类似地，第二绞合线带13(次级绕组N22)有三匝，如图所示。

顺带提及，虽然没有参考附图进行描述，但是在该情况中，在第一绞合线带12如上所述地围绕线轴B缠绕的状态下，如图13所示的被焊接到第一绞合线带12的两个端部上的引线14和14围绕绝缘变换器变压器PIT的预定引脚端子缠绕，然后被焊接。同样，类似地被焊接到第二绞合线带13的两个端部上的引线14和14围绕预定引脚端子缠绕，然后被焊接。

根据第二实施例，获得了与例如图6所示的每个绕组部分在并联布置的状态中缠绕的状态相等同的状态。具体地说，通过缠绕第一绞合线带12，获得了与绕组部分N2A1、N2B1和N2C1彼此并联布置的状态相等同的状态。此外，通过缠绕第二绞合线带13，获得了与绕组部分N2A2、N2B2和N2C2彼此并联布置的状态相等同的状态。

从而，具有被缠绕作为次级绕组的第一绞合线带12和第二绞合线带13的第二实施例可以防止如上所述的在彼此并联的关系中的绕组部分之间的直流电阻值的差异。

当可以如此消除绕组部分之间的直流电阻值的差异，以使得在各个绞合线10中出现的直流电阻具有相等的值时，相比于图6的情况(次级绕组N2A和次级绕组N2B)，每个绕组(次级绕组N21和次级绕组N22)的合成直流电阻值可以被降低。

此外，在该情况中，由于作为该示例中的次级绕组的多条绞合线10在对齐的状态中围绕线轴B缠绕，如图14所示，因此相比于图6的电路中的绞合线10(绕组)的粗绕的情况(见图7B)，所缠绕的绞合线10之间的间隙可以被缩小。也就是说，在该情况中，由于相比于图6的电路，绕组可以以绕组之间被缩小的间隔而缠绕，因此所缠绕的绞合线10的长度可以被缩短。

相比于图6的电路，绞合线10(绕组)的长度缩短也降低了合成直流电阻的值。

根据实验得到的结果，作为第二实施例中的次级绕组的直流电阻值，由第一绞合线带12形成的次级绕组N21的合成直流电阻值是Ro21＝1.3mΩ，由第二绞合线带13形成的次级绕组N22的合成直流电阻值是Ro22＝1.4mΩ。也就是说，得到的结果表明，相比于图6的电路情况中的合成直流电阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流电阻值Ro21和Ro22被降低了。

作为降低次级绕组的直流电阻值的结果，当30A的经整流电流如在图6的电路中那样流动时，第二实施例的开关电源电路的次级绕组中出现的功率损耗是1.2W，这是由下式得出的：

30²×(1.3+1.4)×10^-3/2

这表示图6的电路情况中的1.8W的功率损耗被相当大地减小了。

如上所述，在第二实施例中，对第一绞合线带12和第二绞合线带13的两端都进行了预焊11，并且引线14被焊接到第一绞合线带12和第二绞合线带13的两端上。然后，每个如此被焊接的引线14围绕绝缘变换器变压器PIT的引脚端子缠绕，然后被焊接到引脚端子上。

这样，可以避免如图6和图10所示的将多股单元线10a捆扎在一条绞合线10中并围绕引脚端子缠绕所捆扎的单元线10a的过程。

当如此避免了捆扎单元线10a并围绕引脚端子缠绕所捆扎的单元线10a的过程时，不需要再限制绞合线10的单元线10a的数量和单元线10a的线径X。

因此，在第二实施例中，如上所述，可以选择单元线直径为0.06mφ的绞合线10作为绞合线10，该线径比图6和图10的电路情况中的单元线直径＝0.1mφ小。

通过如此降低绞合线10的单元线10a的线径，可以减小由高频经整流电流的流动引起的涡流损耗，并且抑制由于涡流损耗造成的次级绕组的发热。

因此，在根据第二实施例的电源电路中，通过以对齐状态缠绕次级绕组，降低了绝缘变换器变压器PIT的次级绕组中的功率损耗(铜损)，并且通过减小绞合线10的单元线10a的线径，进一步降低了涡流损耗，由此，相比于图6的电路，可以提高电源变换效率。

例如，如先前所示的，在交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W的条件下，图6的AC到DC电源变换效率是ηAC→DC＝约88％。而另一方面，得到的实验结果示出，在相同条件下，根据本实施例的电源电路的AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)是ηAC→DC＝约89.6％，表明比图6的电路提高了大约1.6个百分点。

并且，得到的结果表明，该情况中的交流输入功率相比于图6的电路被降低了3.0W。

此外，在该情况中，由于绞合线10以对齐的状态缠绕，因此绝缘变换器变压器PIT中所缠绕的次级绕组可以通过两组绕组而缠绕，而在图6的情况中，绝缘变换器变压器PIT中所缠绕的次级绕组通过被分开的三组绕组而缠绕。

上述根据第二实施例的开关电源电路的次级侧的配置被示出在图15的电路图中。如图15所示，根据第二实施例，可以通过缠绕作为次级绕组N21的一个绕组形成图6的情况中所缠绕的三个分开的绕组部分N2A1、N2B1和N2C1。类似地，可以通过缠绕作为次级绕组N22的一个绕组形成三个绕组部分N2A2、N2B2和N2C2。

由于绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的数量可以被减少为两个，因此该情况中的绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的数量可以从图6的情况中的九个减少到四个。

由于可以减少引脚端子的数量，因此可以减小板上用于安装绝缘变换器变压器PIT的面积。

如上所述的次级绕组数量的降低还减少了缠绕线材以连接各个绕组的部分的数量，从而带来了另一个优点：绝缘变换器变压器PIT的制造相应地变得更容易。

应当注意，虽然上面已经将主要在图6所示电源电路基础上的配置描述为根据第二实施例的开关电源电路，但是通过以参考12到图14所描述的类似方式形成次级绕组，当使用图10的电路作为基本配置时，也可以得到类似的效果。

顺带提及，在该情况中，如图12所示的一根绞合线带被形成为一个绕组，其中图10所示的次级绕组部分N2A、N2B和N2C彼此对齐。然后，在该情况中，该绞合线带围绕绝缘变换器变压器PIT的线轴B缠绕6T匝。

这样，在图10所示电路基础上的根据第二实施例的开关电源电路中，仅通过一个绕组形成了绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2，如图16的电路图所示。

同样在该情况中，可以使得在彼此并联的关系中的绕组之间的直流电阻相等。相应地，相比于图10的情况，次级绕组N2整体的合成直流电阻值可以被降低。

同样在该情况中，当作为次级绕组N2的绞合线带被预焊，并且通向绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的引线14被焊接到绞合线带上时，可以使用具有较小单元线直径X的绞合线10来降低涡流损耗。

此外，由于在该情况中，次级绕组N2的数量可用被缩减到一个，因此该情况中的绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的数量可以被缩减到两个，如图16的电路图所示。因此，相比于图10的电路，可以减小板上用于安装绝缘变换器变压器PIT的面积。

下面将参考图17到图19描述本发明的第三实施例。

同样在第三实施例中，基于图6和图10所示的电源电路的配置，只改变了绝缘变换器变压器PIT中的次级绕组的结构。同样在该情况中，图17到图19示出了在对图6所示的次级绕组提供有中心抽头的配置的基础上，绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的结构。

首先，同样在第三实施例中，如图11所示的绞合线10被用作次级绕组的线材。含有一束200股单元线直径X＝0.10mφ的单元线并且横截面面积s＝1.570mm2的绞合线被选择作为第三实施例中所使用的绞合线10。

在该情况中，准备通过交织三条这样的绞合线10而形成的平织线。

在第三实施例中，如图17所示，准备两根具有不同长度的平织线作为如上所述的通过交织三条绞合线10所形成的平织线。

在该情况中，如图所示的具有长度Y1的平织线将被称作第一平织线15，具有比长度Y1长的长度Y2的平织线将被称作第二平织线16。同样在该情况中，对如此形成的第一平织线15和第二平织线16的两端提供预焊11。

如图17所示，同样在第三实施例中，具有较短长度的第一平织线15被用作次级绕组N21的线材，该次级绕组N21对应于图6所示的绝缘变换器变压器的次级绕组中从缠绕开端的端部到中心抽头的绕组部分(绕组部分N2A1、N2B1和N2C1)。

具有较长长度的第二平织线16被用作次级绕组N22的线材，该次级绕组N22对应于从中心抽头到缠绕末端的端部的绕组部分(绕组部分N2A2、N2B2和N2C2)。

顺带提及，在该情况中，Y1＝25cm和Y2＝30cm分别被设置作为第一平织线15的长度Y1和第二平织线16的长度Y2。

同样在该情况中，第一平织线15和第二平织线16被设置使得次级绕组整体的总横截面面积(导体部分)等于图6的情况，以便获得与图6所示电路相等的操作。

此外，同样在第三实施例中，如图18所示，通向绝缘变换器变压器PIT的引线14被焊接到第一平织线15和第二平织线16的两个预焊端部上。

然后，其每个端部焊接有引线14的第一平织线15首先围绕绝缘变换器变压器PIT中的线轴B的次级侧缠绕部分，以预定匝数缠绕。此后，在如此缠绕的第一平织线15的外侧以预定匝数缠绕第二平织线16。

图19是示出了该情况中的绝缘变换器变压器PIT中绕组被缠绕的状态的横截面示图。如图所示，第一平织线15围绕线轴B的缠绕部分缠绕了三匝。然后，在如此缠绕的第一平织线15之后，第二平织线16类似地在第一平织线15的外侧缠绕三匝。

顺带提及，虽然没有参考附图进行描述，但是在该情况中，如上所述地被焊接到第一平织线15的两个端部上的引线14和14各自围绕绝缘变换器变压器PIT的预定引脚端子缠绕，然后被焊接。同样，类似地被焊接到第二平织线16的两个端部上的引线14和14各自围绕预定引脚端子缠绕，然后被焊接。

从而，作为绝缘变换器变压器PIT的次级绕组，作为次级绕组N21的第一平织线15缠绕在缠绕开端侧，作为次级绕组N22的第二平织线16缠绕在缠绕末端侧。

同样，利用第三实施例的结构，获得了与图6所示的绕组在彼此并联布置的状态中缠绕的状态相等同的状态。因而，可以防止绕组部分之间的直流电阻值的差异。也就是说，同样在该情况中，相比于图6的情况(次级绕组N2A和次级绕组N2B)，每个绕组(次级绕组N21和次级绕组N22)的合成直流电阻值可以被降低。

根据实验得到的结果，作为第三实施例中的次级绕组的直流电阻值，由第一平织线15形成的次级绕组N21的合成直流电阻值是Ro21＝0.9mΩ，由第二平织线16形成的次级绕组N22的合成直流电阻值是Ro22＝1.1mΩ。也就是说，同样在该情况中，得到的结果表明，相比于图6的电路情况中的合成直流电阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流电阻值Ro21和Ro22被降低了。

当30A的经整流电流如在图6的电路中那样流动时，该情况中的开关电源电路的次级绕组中出现的功率损耗是0.9W，这是由下式得出的：

30²×(0.9+1.1)×10^-3/2

第三实施例使用如参考图17所描述的通过交织多条绞合线10而形成的第一平织线15和第二平织线16，作为次级绕组的线材。因此，通过交织多条绞合线10，第三实施例降低了每条绞合线10中的涡流损耗。

也就是说，同样在如此将平织线用作次级绕组的线材的第三实施例中，可以减小由高频经整流电流的流动引起的涡流损耗，并且抑制由于涡流损耗造成的次级绕组的发热。

根据得到的实验结果，在交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W的条件下，根据第三实施例的电源电路的AC到DC电源变换效率是ηAC→DC＝91.0％。因此，在相同条件下，该情况中的AC到DC电源变换效率相比于图6的电路情况中的ηAC→DC＝约88％提高了大约3.0个百分点。

并且，得到的结果表明，该情况中的交流输入功率相比于图6的电路被降低了5.6W。

此外，同样在该情况中，由于绞合线10如第二实施例中那样以对齐的状态缠绕，因此绝缘变换器变压器PIT中所缠绕的次级绕组可以通过两个绕组而缠绕。也就是说，同样在该情况中，可以如图15所示的那样配置开关电源电路。同样，和前述第二实施例一样，绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的数量可以被缩减到四个。

如上所述，由于可以减少引脚端子的数量，因此可以减小板上用于安装绝缘变换器变压器PIT的面积。另外，绝缘变换器变压器PIT的制造变得更容易。

应当注意，虽然上面已经将主要在图6所示电源电路基础上的配置描述为根据第三实施例的开关电源电路，但是通过以参考17到图19所描述的类似方式形成次级绕组，当使用图10的电路作为基本配置时，也可以得到类似的效果。

下面将参考图20到图23描述本发明的第四实施例。

同样在第四实施例中，基于图6和图10所示的电源电路的配置，只改变了绝缘变换器变压器PIT中的次级绕组的结构。

同样在该情况中，图20到图23示出了在对图6的次级绕组提供有中心抽头的配置的基础上，绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的结构。

与前述第二和第三实施例不同，第四实施例使用如图20所示的铜箔膜17作为绝缘变换器变压器PIT的次级绕组的线材。

通过如图20所示地用绝缘膜17b覆盖铜箔板17a而形成的板状铜线被用作铜箔膜17。

顺带提及，绝缘膜17b例如可以是聚氨酯膜或者聚酯带。在该情况中，如图所示的铜箔膜17中的铜箔板17a的厚度Tt和宽度W是Tt＝0.075mm，W＝20mm。因此，在该情况中，铜箔膜17的横截面面积s(导体部分)是s＝1.50mm²。

在第四实施例中，准备如图21所示的八个具有不同长度的铜箔膜，作为这样的铜箔膜17。在该情况中，八个铜箔膜中的一个具有如图所示的长度Ya。例如，准备具有长度Ya、长度Ya+1mm、长度Ya+2mm和长度Ya+3mm的总共四个铜箔膜17，在这四个铜箔膜17中，当围绕线轴B缠绕时较接近外侧的铜箔膜17具有较长的长度。

此外，如图所示，在该情况中，准备例如具有比长度Ya+3mm更长的长度Yb以及长度Yb+1mm、Yb+2mm和Yb+3mm的四个铜箔膜17。

然后，如图所示，对总共八个铜箔膜17的每一个的两个端部都提供预焊11。

顺带提及，该情况中的长度Ya和Yb是Ya＝25cm，Yb＝30cm。

在准备了这样的铜箔膜17之后，每组四个铜箔膜17叠层，以分别形成第一层带(layer band)18和第二层带19，如图22所示。

在该情况中，通过将如图21所示的具有长度Ya、Ya+1mm、Ya+2mm和Ya+3mm的四个铜箔膜17以该顺序层叠形成第一层带18。通过将具有长度Yb、Yb+1mm、Yb+2mm和Yb+3mm的四个铜箔膜17以该顺序层叠形成第二层带19。

同样在该情况中，具有较短长度的第一层带18被用作次级绕组N21的线材，该次级绕组N21对应于图6所示的从缠绕开端的端部到中心抽头的绕组部分(绕组部分N2A1、N2B1和N2C1)。

具有较长长度的第二层带19被用作次级绕组N22的线材，该次级绕组N22对应于从中心抽头到缠绕末端的端部的绕组部分(绕组部分N2A2、N2B2和N2C2)。

顺带提及，同样在该情况中，通向绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的引线14被焊接到第一层带18和第二层带19的两个端部上。

同样，第一层带18和第二层带19的横截面面积(即，铜箔板17a的横截面面积)被设置使得次级绕组整体的总横截面面积(导体部分)等于图6的情况，以便获得与图6所示电路相等的操作。

然后，在该情况中，如图23的横截面示图所示，第一层带18首先围绕绝缘变换器变压器PIT的线轴B缠绕，使得第一层带18的平面如图所示地堆叠。并且，在如此缠绕的第一层带18的外侧，类似地缠绕第二层带19，使得第二层带19的平面堆叠。

同样在该情况中，第一层带18(次级绕组N21)和第二层带19(次级绕组N22)都被缠绕三匝。

同样，利用第四实施例的结构，获得了与图6所示的绕组在彼此并联布置的状态中缠绕的状态相等同的状态。因而，可以防止绕组部分之间的直流电阻值的差异。也就是说，同样在该情况中，相比于图6的情况(次级绕组N2A和次级绕组N2B)，每个绕组(次级绕组N21和次级绕组N22)的合成直流电阻值可以被降低。

根据实验得到的结果，作为第四实施例中的次级绕组的直流电阻值，由第一层带18形成的次级绕组N21的合成直流电阻值是Ro21＝0.75mΩ，由第二层带19形成的次级绕组N22的合成直流电阻值是Ro22＝0.9mΩ。也就是说，同样在该情况中，得到的结果表明，相比于图6的电路情况中的合成直流电阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流电阻值Ro21和Ro22被降低了。

当30A的经整流电流如在图6的电路中那样流动时，开关电源电路的次级绕组中出现的功率损耗是0.75W，这是由下式得出的：

30²×(0.75+0.9)×10^-3/2

在第四实施例中，铜箔膜17被用作次级绕组的线材，并且铜箔膜17中的铜箔板17a例如被设置为厚度Tt＝0.075mm。相比于图6的情况中的绞合线10的线径X＝0.10mφ，该数值是相当小的。

因此，相比于图6的情况，第四实施例大大降低了这样的铜箔膜17(铜箔板17a)中出现的涡流损耗，从而抑制了由于涡流损耗造成的次级绕组的发热。

根据得到的实验结果，在交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W的条件下，根据第四实施例的电源电路的AC到DC电源变换效率是ηAC→DC＝91.5％。因此，在相同条件下，根据第四实施例的电源电路的AC到DC电源变换效率相比于图6的电路情况中的ηAC→DC＝约88％提高了大约3.5个百分点。

并且，得到的结果表明，该情况中的交流输入功率相比于图6的电路被降低了6.5W。

此外，同样在该情况中，如前述第二实施例中那样，绝缘变换器变压器PIT中所缠绕的次级绕组可以通过两个绕组而缠绕。也就是说，同样在该情况中，可以如图15所示的那样配置开关电源电路。同样，和前述第二实施例一样，绝缘变换器变压器PIT的引脚端子的数量可以被缩减到四个。

由于可以如此减少引脚端子的数量，因此可以减小板上用于安装绝缘变换器变压器PIT的面积，并且绝缘变换器变压器PIT的制造变得更容易。

应当注意，当图10的电路被用作根据第四实施例的开关电源电路的基本配置时，通过以参考图20到图22所描述的类似方式形成次级绕组，也可以得到类似的效果。该情况中的电路图如图16所示。

应当注意，本发明并不限于至此所描述的电源电路的配置。

例如，基于本发明的使用绕组电压检测系统的同步整流电路的详细配置可以根据需要而改变。同样，例如对于初级侧开关变换器的开关器件，可以使用除了MOS-FET之外的其他器件，例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)，只要这些器件可用在外部激励系统中即可。另外，上述部分和元件的常量等也可根据实际条件等而改变。

此外，根据本发明的电源电路可以利用自激式电流谐振变换器来形成。在该情况中，例如，双极晶体管可以被选择作为开关器件。本发明还可应用于四个开关器件全桥耦合的电流谐振变换器。

实用性

从而，根据本发明，即使利用使用绕组电压检测系统的次级侧经整流电流，也不产生与次级侧经整流电流的不连续时段相对应的无效功率。因此，可以将电源变换效率提高到与提供使用经整流电流检测系统的同步整流电路时等同的水平。此外，由于同步整流电路自身的电路配置采用了绕组电压检测系统，因此可以使得配置比使用经整流电流检测系统的同步整流电路更简单。

也就是说，本发明同时在具有同步整流电路的复合谐振变换器中提供了高的电源变换效率，并且通过简化电路而降低了电路规模和成本。尤其是当在恒压和高电流条件下使用电源电路时，本发明很有益。

Claims (8)

1.一种开关电源电路，其特征在于包括：

利用开关器件形成的开关单元，用于进行开关操作，使得中断被输入给开关单元的直流输入电压；

驱动单元，用于对所述开关器件进行开关驱动；

绝缘变换器变压器，用于将所述开关单元的开关输出从初级侧传递到次级侧，所述绝缘变换器变压器至少含有被缠绕在绝缘变换器变压器中的初级绕组和次级绕组；

初级侧谐振电容器，所述初级侧谐振电容器连接到初级侧的预定部分，使得形成初级侧谐振电路，所述初级侧谐振电路用于至少利用所述绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和初级侧谐振电容器的电容，将所述开关单元的操作变换为谐振型操作；

初级侧部分电压谐振电路，用于在形成所述开关单元的开关器件被关断的时段期间，进行部分电压谐振操作，所述初级侧部分电压谐振电路由部分谐振电容器的电容和所述绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量形成，所述部分谐振电容器与形成所述开关单元的开关器件中的至少一个并联连接；和

同步整流电路，用于通过对在所述绝缘变换器变压器的次级绕组中所感应的交流电压进行整流操作，并利用经整流电流对次级侧平滑电容器充电，提供作为所述次级侧平滑电容器两端电压的次级侧直流输出电压；

其中，所述同步整流电路包括：

第一场效应晶体管，所述第一场效应晶体管插入在所述次级绕组的一个端部与所述次级侧平滑电容器的负极接线端之间；

第二场效应晶体管，所述第二场效应晶体管插入在所述次级绕组的另一个端部与所述次级侧平滑电容器的负极接线端之间；

第一驱动电路，用于通过电阻性元件，检测与所述第一场效应晶体管使经整流电流流动的半波时段相对应的次级绕组电压，并输出用于导通所述第一场效应晶体管的栅极电压；和

第二驱动电路，用于通过电阻性元件，检测与所述第二场效应晶体管使经整流电流流动的半波时段相对应的次级绕组电压，并输出用于导通所述第二场效应晶体管的栅极电压；并且

所述绝缘变换器变压器的磁通密度被设置为预定值或者更低，使得作为所述整流操作的结果而流过同步整流电路的次级侧经整流电流处于连续模式中，而与连接到所述次级侧直流输出电压上的负载条件的变化无关。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，

为了将所述绝缘变换器变压器的磁通密度设置为特定值或者更低，通过使得在绝缘变换器变压器中形成的间隙长度是预定值或者更大，将初级侧与次级侧之间的耦合系数设置为预定值或者更小。

3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，

为了将所述绝缘变换器变压器的磁通密度设置为特定值或者更低，设置所述初级绕组和所述次级绕组的匝数，使得所述次级绕组的每匝感应的电压电平是要求的值或者更低。

4.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括恒压控制单元，用于通过根据所述次级侧直流输出电压的电平可变地控制所述开关单元的开关频率，对所述次级侧直流输出电压进行恒压控制。

5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，

绞合线带被缠绕作为绝缘变换器变压器的次级绕组，所述绞合线带如下形成：对齐多条绞合线，并将所述多条绞合线形成为带状，所述绞合线具有线径小于要求值的单元线。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，

平织线被缠绕作为绝缘变换器变压器的次级绕组，所述平织线如下形成：将多条绞合线编织为平坦形状，所述绞合线具有线径小于要求值的单元线。

7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，

层叠膜带被缠绕作为绝缘变换器变压器的次级绕组，所述层叠膜带如下形成：将横截面面积小于要求值的多个膜状导体层叠起来，所述膜状导体被绝缘膜覆盖。

8.根据权利要求4、5或6所述的开关电源电路，其中，

所述绞合线带、所述平织线或者所述层叠膜带的两个端部都被预焊，然后每个端部被焊接到引线上。

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