JP3575305B2 - 電力供給装置、その制御方法、携帯型電子機器および電子時計 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発電された交流電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、無発電状態等でのリーク電流を極めて低く抑えた電力供給装置、その制御方法、携帯型電子機器および電子時計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
腕時計装置のような小型携帯型の電子機器にあっては、発電機を内蔵すれば、いつでも動作させることができ、また、煩わしい電池の交換作業を不要とすることができる。ここで、発電機によって発電される電力が交流であれば、一般に、整流回路としてダイオードブリッジ回路が用いることが考えられる。しかし、ダイオードブリッジ回路では、ダイオード２個分の電圧降下による損失が発生するので、小型携帯型の電子機器に用いられる発電機、すなわち、小振幅の交流電圧を発電する発電機の整流には適さない。
【０００３】
そこで、４個のダイオードのうち、２個のダイオードをトランジスタに置換した整流回路が提案されている。図１１は、そのような整流回路を用いた電源供給装置の構成を示す回路図である。なお、この装置では、高位側電圧Ｖｄｄを基準電位ＧＮＤとしている。この図に示されるように、発電機１００の一方の端子ＡＧ１はダイオードＤ１を介して、また、他方の端子ＡＧ２はダイオードＤ２を介して、それぞれ電源の高位側電圧Ｖｄｄに接続されている。さらに、端子ＡＧ１は、Ｎチャネル電界効果型のトランジスタ１２１を介して、また、端子ＡＧ２は、同型のトランジスタ１２２を介して、それぞれ電源の低位側電圧Ｖｓｓに接続されている。そして、トランジスタ１２１のゲートはコンパレータ２０２の出力端子に、トランジスタ１２２のゲートはコンパレータ２０１の出力端子に、端子ＡＧ１に、それぞれ接続されている。コンパレータ２０１は高位側電圧Ｖｄｄと端子ＡＧ１の電圧を比較し、コンパレータ２０２は高位側電圧Ｖｄｄと端子ＡＧ２の電圧を比較する。
【０００４】
大容量コンデンサ１４０は整流された電流を充電するものである。小型の携帯機器にあっては、発電機１００も小型のものとなるのでその起電圧は小さい。このため、大容量コンデンサ１４０に充電された電圧では、電子回路やモータといった負荷を正常に動作させたり駆動できない場合がある。昇圧回路３００は、このために設けられたものであり、大容量コンデンサ１４０の充電電圧を昇圧して、昇圧された電圧を補助コンデンサ１６０に充電している。詳細には、昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓと基準電位たる高位側電圧Ｖｄｄとの線間電圧（絶対値）で示される電源電圧が回路各部の動作可能な電圧下限値（もしくはその近傍値）に低下すると、昇圧倍数を１段階上げる一方、電圧上限値（もしくはその近傍値）に上昇すると昇圧倍数を１段階下げる。
また、処理部６００は補助コンデンサ１６０から給電を受けて動作するものであり、例えば、モータや計時回路が該当する。
【０００５】
このような構成において、端子ＡＧ１の電圧レベルが、発電によって高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０１の出力電圧がハイレベル（Ｖｄｄ）となるから、トランジスタ１２２がオンする。これにより、電流は、端子ＡＧ１→ダイオードＤ１→コンデンサ１４０→トランジスタ１２２→端子ＡＧ２という閉ルートで流れる。この結果、コンデンサ１４０が充電される。
一方、端子ＡＧ２の電圧レベルが、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０２の出力電圧がハイレベル（Ｖｄｄ）となるから、トランジスタ１２１がオンする。これにより、電流は、端子ＡＧ２→ダイオードＤ２→コンデンサ１４０→トランジスタ１２１→端子ＡＧ１という閉ルートで流れる。この結果、コンデンサ１４０が充電される。
【０００６】
ここで、コンパレータ２０１および２０２は、トランジスタ１２１および１２２のオン・オフを制御するための制御手段として機能するが、それらの正電源入力端子は高位側電圧Ｖｄｄに接続され、一方、それらの負電源入力端子は低位側電圧Ｖｓｓに接続されている。負電源を昇圧前の低位側電圧Ｖｓｓ’ではなく、昇圧後の低位側電圧Ｖｓｓから給電するようにしたのは、大容量コンデンサ１４０の充電が不十分な場合であっても、低位側電圧Ｖｓｓは動作可能電圧の範囲内に維持されるので、コンパレータ２０１、２０２によるトランジスタ１２１、１２２の制御が可能となって、小振幅の交流電圧を整流することが可能となるからである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓの電圧レベルに基づいて昇圧の段階を切り換えるので、補助コンデンサ１６０の電圧と大容量コンデンサ１４０の電圧との関係によっては、昇圧倍率が１倍の場合がある。このような状態において、処理部６００で大きな電力が消費されると、低位側電圧Ｖｓｓが上昇する。例えば、モータによって電子時計の時計針を駆動する場合である。
すると、昇圧回路３００は、大容量コンデンサ１４０から補助コンデンサ１６０に向けて電流を流し、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとを一致させるように動作する。しかし、現実には、昇圧回路３００、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０には内部抵抗が存在するので、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとが一致するまでには遅延時間がある。
例えば、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に、処理部６００のモータを駆動したとすると、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとは図１１に示すように変化する。すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間は、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる。
【０００８】
｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる期間において、発電機１００が無発電状態の場合や、その起電圧が小振幅である場合には、トランジスタ１２１、１２２の各ゲートには、電圧Ｖｓｓが供給される。しかしながら、トランジスタ１２１、１２２のソース電圧はＶｓｓ’であるから、トランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間には電圧｜Ｖｓｓ’｜−｜Ｖｓｓ｜が印加されることになる。したがって、トランジスタ１２１、１２２は完全にオフにはならず、若干オン気味となる。一方、ダイオードＤ１、Ｄ２のオフ抵抗値は、トランジスタ１２１、１２２のオフ抵抗値と比較して小さい。
したがって、ダイオードＤ１、Ｄ２には、実際にはリーク電流、すなわち、逆方向に微小電流が流れ、リーク電流がトランジスタ１２１、１２２を流れることになる。このため、せっかく大容量コンデンサ１４０に充電した電力が放電されてしまい、無駄に電力が消費されるという事態を招くことになった。
特に、小型携帯型の電子機器にあっては、その消費電流が数百ｎＡ程度という極めて低い値が要求されるものもあるため、数十ｎＡ程度といわれるダイオードリーク電流の影響は無視することができない。
【０００９】
本発明は、上述した問題に鑑みてなされものであり、その目的とするところは、発電された交流起電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、無発電状態の場合や起電圧が小振幅である場合でのリーク電流を極めて低く抑えた電力供給装置、電力供給方法、および、この装置を用いた携帯型電子機器、ならびに、電子時計を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明にかかる電力供給装置にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段とを備え、前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備えることを特徴とする。
この発明によれば、トランジスタ毎に変換手段が設けられ、第１および第２の制御信号のレベルを変換して第１および第２のトランジスタに供給することができる。ここで、第１および第２のトランジスタがオフするためには、制御入力端子の電圧と第１電源ラインの電圧が一致する必要があるが、変換後の制御信号の電圧は、第１電圧と第２電圧となるので、第３電圧が第２電圧と異なるものであっても第１および第２のトランジスタを確実にオフすることができる。これにより、リーク電流による無駄な電力の消費が抑えられる結果、より低消費電力化を図ることが可能となる。
【００１２】
なお、このような構成は、第１電源ラインが第２電源ラインよりも高位となる場合にも、第１電源ラインが第２電源ラインよりも低位となる場合にも、それぞれ対応可能であるため、基準電位は、第１電源ラインとなる場合もあるし、第２電源ラインとなる場合もあるし、第１および第２の電源ラインのいずれでもない場合もある。
【００１４】
より具体的には、前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、前記第２の制御手段は、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成すればよい。
第１の整流手段に順方向電流が流れる場合には、一方の端子→第１の整流手段→第１電源ライン→（負荷）→第２電源ライン→第２のトランジスタ→他方の端子という閉ルートで流れる一方、第２の整流手段に順方向電流が流れる場合には、他方の端子→第２の整流手段→第１電源ライン→（負荷）→第２電源ライン→第１のトランジスタ→一方の端子という閉ルートで流れるので、全波整流が行われることとなる。
【００１５】
また、この発明の電力供給装置は、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段とを備え、前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備えることを特徴とするものであってもよい。
より具体的には、前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、前記第２の制御手段は、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成すればよい。
【００１６】
また、この発明の電力供給装置は、前記第１電源ラインと前記第２電源ラインとの間に接続される第１の蓄電器と、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとの間に接続される第２の蓄電器と、前記第１の蓄電器の端子間電圧を昇圧して、前記第２の蓄電器に昇圧した電圧を給電する昇圧手段とを備えるものであってもよい。この場合には、第１の蓄電器に充電された電圧を昇圧することができるので、第１の蓄電器の電圧が低い場合であっても、高い電圧を第２の蓄電器に蓄電することが可能である。
また、前記第１および第２の整流手段は、それぞれダイオードであることが好ましく、前記第１および第２のトランジスタは、それぞれ電界効果型トランジスタであることが好ましい。電界効果型トランジスタはオフ抵抗値が非常に大きいので、リーク電流が殆ど発生しないという利点がある。
【００１７】
また、この発明の電力供給装置は、前記第１のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第２のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第１の整流手段と、前記第２の整流手段とによってブリッジ回路が構成されるものであってもよい。この場合には、第１電源ラインと第２電源ラインとの電位差がほとんどなく、第１および第２のトランジスタが動作不能の場合であっても、ブリッジ回路によって充電を行うことができる。
【００１８】
また、この発明の電力供給装置は、交流電力を発電して起電圧を前記一方の端子および前記他方の端子にそれぞれ給電する交流発電手段を備えるものであってもよい。
【００１９】
また、この発明にかかる電力供給装置の制御方法にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える電力供給装置の制御方法であって、前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。
また、別の制御方法にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える電力供給装置の制御方法であって、前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。
【００２０】
また、この発明にかかる携帯型電子機器にあっては、前記電力供給装置を備え、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、所定の処理を実行する処理手段を具備することを特徴とする。携帯型電子機器としては、例えば、液晶テレビ、ビデオテープレコーダ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話、ＰＤＡ、電卓などが該当する。
また、この発明にかかる電子時計にあっては、前記電力供給装置を備え、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、時刻を計時する計時手段を備することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［１．第１実施形態］
［１−１：第１実施形態の全体構成］
図１は、本発明の第１実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
この図に示されるように、本実施形態にかかる電力供給装置は、発電機１００によって交流電圧が給電される一方の端子ＡＧ１および他方の端子ＡＧ２が、それぞれダイオードＤ１、Ｄ２を介して電源の高位側電圧Ｖｄｄに接続される点において、図１１に示された従来例と同様である。しかし、本実施形態にかかる電力供給装置は、レベルシフタ１２３および１２４を備える点、制御回路２００を備える点において、従来例と相違している。
【００２２】
まず、制御回路２００は、端子ＡＧ１の電圧および端子ＡＧ２の電圧を、高位側電圧Ｖｄｄまたは低位側電圧Ｖｓｓと比較し、その比較結果に基づいて、トランジスタ１２１、１２２を制御する第１の制御信号ＣＴＬ１および第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する回路である。また、制御回路２００は低位側電圧Ｖｓｓと高位側電圧Ｖｄｄとによって給電をうけているので、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２はローレベルで電圧Ｖｓｓとなり、ハイレベルで電圧Ｖｄｄとなる。なお、制御回路２００には各種の態様があるが、この点については後述する。
【００２３】
次に、レベルシフタ１２３（１２４）は、例えば、図２に示すように２個のインバータを直列接続して構成される。初段のインバータ１２３ａは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ１とトランジスタＮ１を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２３ａの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓとなる。
【００２４】
次に、次段のインバータ１２３ｂは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との間にトランジスタＰ２とトランジスタＮ２を直列に接続したものである。インバータ１２３ｂの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓ’となる。このため、レベルシフタ１２３（１２４）によって、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換されることになる。
【００２５】
したがって、トランジスタ１２１および１２２のゲートには、ハイレベルで電圧Ｖｄｄが、ローレベルで電圧Ｖｓｓ’が給電される。すなわち、トランジスタ１２１および１２２をオフする場合にはゲートに電圧Ｖｓｓ’が印加されるから、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳを０Ｖにすることができ、完全にトランジスタ１２１および１２２をオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００２６】
なお、図示の例では、レベルシフタ１２３、１２４は、それぞれ制御回路２００に対して外部回路となっているが、制御回路２００に内蔵する構成、さらに、トランジスタ１２１、１２２とともに集積化する構成としても良い。このように集積化すれば、小型化に大いに寄与することが可能となる。
【００２７】
また、トランジスタ１２１、１２２の寄生ダイオードＤ３、Ｄ４は、図１において波線で示される方向で発生する。このため、第１回目の起動時など、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０の蓄電が不十分である等の理由によって制御回路２００が動作しない場合であっても、電流を流すことは可能となる。したがって、発電機１００の発電された電圧が小振幅であっても、その寄生ダイオードＤ３、Ｄ４、ダイオードＤ１、Ｄ２からなるダイオードブリッジの整流によって、コンデンサ１４０を充電することが可能となる。
【００２８】
なお、寄生ダイオードＤ３、Ｄ４に充電電流が流れると、寄生トランジスタが導通してラッチアップを引き起こすおそれがある。ラッチアップは、ＣＭＯＳ ＬＳＩに特有の現象であるが、ガードバンドや、トレンチ分離などの集積回路技術によって防止することは十分可能である。
【００２９】
さて、一般に、金属／半導体の接合を用いたショットキーダイオードは、ＰＮ接合を用いたダイオードよりも、順方向から逆方向に切り換わる時間の遅れが少なく、かつ、その順方向電圧も小さいので、その整流効率が大きいとされるが、反面、そのリーク電流が大きいので、小型携帯電子機器における電力供給装置の整流回路に適用するのは不向きであった。これに対し、本実施形態にかかる電力供給装置にあっては、ダイオードＤ１、Ｄ２に順方向電流が流れない場合には、トランジスタ１２２、１２１が完全にオフされて、コンデンサ１４０を含む閉ルートが遮断されるので、ダイオードＤ１、Ｄ２に、リーク電流が大きいショットキーダイオードを適用するのも十分に可能となる。そして、ショットキーダイオードを適用すれば、整流効率を高めることも可能となる。
【００３０】
［１−２：制御回路の態様］
次に、制御回路２００の態様について説明する。まず、第１の態様は、端子ＡＧ１、ＡＧ２の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとを比較して制御信号を生成するものである。図３は、第１の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の回路図である。
【００３１】
この図において、上述した制御回路２００は、コンパレータ２０１、２０２に相当する。コンパレータ２０１の負入力端子は高電位側電圧Ｖｄｄに接続されており、その正入力端子は端子ＡＧ１に接続されており、コンパレータ２０１の出力信号が第１の制御信号ＣＴＬ１となる。一方、コンパレータ２０２の負入力端子は高位側電圧Ｖｄｄに接続されており、その正入力端子は端子ＡＧ２に接続されており、コンパレータ２０２の出力信号が第２の制御信号ＣＴＬ２となる。この場合、端子ＡＧ２の電圧が高位側電圧Ｖｄｄを上回ると第１の制御信号ＣＴＬ１がハイレベルとなり、一方、端子ＡＧ１の電圧が高位側電圧Ｖｄｄを上回ると第２の制御信号ＣＴＬ２がハイレベルとなる。
【００３２】
換言すれば、コンパレータ２０２は、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２１をオンするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成し、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２１をオフするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成する。また、コンパレータ２０１は、一方の端子ＡＧ１の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２２をオンするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成し、一方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２２をオフするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する。
【００３３】
ここで、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２は、レベルシフタ１２３、１２４を介してトランジスタ１２１、１２２に供給されるので、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換されることになる。したがって、トランジスタ１２１および１２２を確実にオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００３４】
次に、制御回路２００の第２の態様について説明する。第２の態様は、端子ＡＧ１、ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｄｄとを比較して制御信号を生成するものである。図４は、第２の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の回路図である。
【００３５】
この図において、上述した制御回路２００は、コンパレータ２０３、２０４に相当する。コンパレータ２０３の正入力端子は低位側電圧Ｖｓｓ’に接続されており、その負入力端子は端子ＡＧ１に接続されており、コンパレータ２０３の出力信号が第１の制御信号ＣＴＬ１となる。一方、コンパレータ２０４の正入力端子は低位側電圧Ｖｓｓ’に接続されており、その負入力端子は端子ＡＧ２に接続されており、コンパレータ２０４の出力信号が第２の制御信号ＣＴＬ２となる。
この場合、端子ＡＧ１の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると第１の制御信号ＣＴＬ１がハイレベルとなり、一方、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると第２の制御信号ＣＴＬ２がハイレベルとなる。
【００３６】
コンパレータ２０３は、一方の端子ＡＧ１の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２１をオンするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成し、一方の端子ＡＧ１の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２１をオフするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成する。また、コンパレータ２０４は、他方の端子ＡＧ２の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２２をオンするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成し、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２２をオフするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する。
【００３７】
ここで、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２は、レベルシフタ１２３、１２４を介してトランジスタ１２１、１２２に供給されるので、第１の態様と同様に第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換され、これにより、トランジスタ１２１および１２２を確実にオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００３８】
［１−３：第１実施形態の動作］
次に、本実施形態にかかる電力供給装置の動作について、図５を参照して説明する。なお、この例では、上述した第１の態様にかかる制御回路を使用するものとし（図３参照）、昇圧回路３００は、昇圧倍率が１倍で動作しているものとする。また、時刻ｔ１以前において発電機１００は発電状態にあり、時刻ｔ１において発電状態から非発電状態に移行するものとする。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３において、処理部６００によって、大電力が消費されるものとする。
【００３９】
この図に示されるように、端子ＡＧ１の電圧が、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０１の出力信号がハイレベルとなる。この出力信号はレベルシフタ１２４を介してトランジスタ１２２のゲートに供給される。これにより、トランジスタ１２２がオンする。この後、端子ＡＧ１の電圧がさらに上昇して、高位側電圧ＶｄｄよりダイオードＤ１の降下電圧Ｖｆだけ高位側の電圧Ｖｄｄ＋Ｖｆに達すると、ダイオードＤ１がオンする。この場合、電流は、端子ＡＧ１→ダイオードＤ１→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１２２→端子ＡＧ２という第１の閉ルートで流れて、大容量コンデンサ１４０が充電されることとなる。
【００４０】
逆に、端子ＡＧ２の電圧が、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０２の出力信号がハイレベルとなる。この出力信号はレベルシフタ１２３を介してトランジスタ１２１のゲートに供給される。これにより、トランジスタ１２１がオンする。この後、端子ＡＧ２の電圧がさらに上昇して、高位側電圧ＶｄｄよりダイオードＤ２の降下電圧Ｖｆだけ高位側の電圧Ｖｄｄ＋Ｖｆに達すると、ダイオードＤ２がオンする。この場合、電流は、端子ＡＧ２→ダイオードＤ２→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１２１→端子ＡＧ１という第２の閉ルートで流れて、大容量コンデンサ１４０が充電されることとなる。
なお、第１または第２の閉ルートによって大容量コンデンサ１４０が充電されるので、各閉ルートが形成される期間において、低位側電圧Ｖｓｓ’は下降することになる。このため、当該期間において、トランジスタ１２１および１２２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、上昇する。
【００４１】
次に、時刻ｔ２以降の動作について説明する。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において、処理部６００が補助コンデンサ１６０からの給電を受けて大電力を消費すると、補助コンデンサ１６０から電流が流れ出るので、その端子間電圧が小さくなり、低位側電圧Ｖｓｓが上昇する。昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓと低位側電圧Ｖｓｓ’とを一致させるように動作するから、大容量コンデンサ１４０から補助コンデンサ１６０に向けて電流が流れ込むことになる。しかし、現実には、昇圧回路３００、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０には内部抵抗が存在するので、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとが一致するまでには遅延時間がある。
【００４２】
このため、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間にあっては、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる。従来の電力供給装置においては、当該期間においてトランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間に電圧｜Ｖｓｓ’｜−｜Ｖｓｓ｜が印加されるため、トランジスタ１２１、１２２が若干オン気味となり、リーク電流が流れた。しかしながら、この例にあっては、レベルシフタ１２３および１２４によって、ローレベルの電圧をＶｓｓからＶｓｓ’に変換しているから、当該期間において、トランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは０Ｖとなる。このため、トランジスタ１２１、１２２を完全にオフさせることができ、リーク電流によって、大容量コンデンサ１４０にせっかく充電された電力を無駄にすることがない。
【００４３】
［２．第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態にかかる電力供給装置の構成について図６を参照して説明する。
上述した第１実施形態にあっては、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンパレータ２０１、２０２を高位側電圧Ｖｄｄに、トランジスタ１２１、１２２およびレベルシフタ１２３、１２４を低位側電圧Ｖｓｓ’に、それぞれ接続する構成としたが、第２実施形態にかかる電力供給装置は、第１実施形態とは逆に、ダイオードＤ１、Ｄ２を低位側電圧Ｖｓｓに、トランジスタを高位側電圧Ｖｄｄ’に、それぞれ接続する構成としたたものである。
【００４４】
ただし、本実施形態にあっては、ダイオードＤ１に順方向電流が流れない場合に端子ＡＧ２と高位側電圧Ｖｄｄ’とを遮断するトランジスタ１２６はＰチャネル型となり、同様に、ダイオードＤ２に順方向電流が流れない場合に端子ＡＧ１と高位側電圧Ｖｄｄ’とを遮断するトランジスタ１２５もＰチャネル型となる。また、基準電位ＧＮＤは低位側電圧Ｖｓｓに取られており、昇圧回路３００は高位側電圧Ｖｄｄ’と低位側電圧Ｖｓｓとの間の電圧を必要に応じて昇圧し、低位側電圧Ｖｓｓを基準電位として昇圧された高位側電圧Ｖｄｄを発生するようになっている。
【００４５】
この例のレベルシフタ１２７（１２８）は、例えば、図７に示すように２個のインバータを直列接続して構成される。初段のインバータ１２７ａは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ１とトランジスタＮ１を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２７ａの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓとなる。次に、次段のインバータ１２７ｂは、高位側電圧Ｖｄｄ’と低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ２とトランジスタＮ２を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２７ｂの出力電圧はハイレベルがＶｄｄ’でローレベルがＶｓｓとなる。このため、レベルシフタ１２７（１２８）によって、コンパレータ２０４（２０３）の出力電圧がＶｄｄからＶｄｄ’変換されることになる。
【００４６】
したがって、トランジスタ１２５および１２６のゲートには、ハイレベルで電圧Ｖｄｄ’が、ローレベルで電圧Ｖｓｓが給電される。すなわち、トランジスタ１２５および１２６をオフする場合にはゲートに電圧Ｖｄｄ’が印加されるから、ゲート・ソース間電圧を０Ｖにすることができ、完全にトランジスタ１２５および１２６をオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｄｄ’｜＞｜Ｖｄｄ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００４７】
なお、この例では、コンパレータ２０３（２０４）をトランジスタ１２６（１２５）が接続される高位側電圧Ｖｄｄ’とは逆の低位側電圧Ｖｓｓと接続したが、図８に示すように高位側電圧Ｖｄｄ’に接続されるコンパレータ２０１（２０２）を用いて構成してもよいことは勿論である。
【００４８】
［３．第３実施形態］
上述した第１および第２実施形態にかかる電力供給装置は、いずれも発電機１００の起電圧を全波整流し、整流された電流によって大容量コンデンサ１４０を充電するものであった。これに対して、第３実施形態は、半波整流に第１および第２実施形態で説明したレベルシフトを適用したものである。
【００４９】
図９は、第３実施形態にかかる電力供給装置の回路図である。この図に示すように、コンパレータ２０５の正入力端子には低位側電圧Ｖｓｓ’が供給され、その負入力端子には端子ＡＧ２の電圧が供給されるようになっている。したがって、コンパレータ２０５の出力信号は、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回るとハイレベルとなり、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を上回るとローレベルとなり、制御信号ＣＴＬとして出力される。コンパレータ２０５は高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓによって給電をうけているから、制御信号ＣＴＬはハイレベルで高位側電圧Ｖｄｄとなり、ローレベルで低位側電圧Ｖｓｓ’となる。
【００５０】
次に、レベルシフタ１３２は、上述したレベルシフタ１２３および１２４と同様に構成されている（図２参照）。これにより、制御信号ＣＴＬのローレベルは、電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’に変換される。また、トランジスタ１３１はＮチャンネルの電界効果型で構成されており、そのゲート・ソース間電圧ＶＧＳがハイレベルになるとオンとなり、一方、電圧ＶＧＳがローレベルになるとオフとなる。
【００５１】
以上の構成において、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると、トランジスタ１３１がオンとなり、電流が、端子ＡＧ１→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１３１→端子ＡＧ２の閉ルートを流れ、これにより、大容量コンデンサ１４０が充電される。
一方、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を上回ると、制御信号ＣＴＬのレベルは低位側電圧Ｖｓｓとなるが、レベルシフタ１３２によって電圧変換が行われるため、トランジスタ１３１のゲートには電圧Ｖｓｓが供給される。したがって、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、トランジスタ１３１のＶＧＳを０Ｖにすることができるので、トランジスタ１３１を完全にオフすることができる。この結果、トランジスタ１３１のリーク電流を無くすことができ、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００５２】
［４．第４実施形態］
次に、本発明の電力供給装置を適用した電子機器の一例たる電子時計（腕時計）について説明する。
図１０は、この電子時計の概略構成を示す図である。充電回路４００は、第１〜第３実施形態で説明した電力供給装置において、補助コンデンサ１６０と処理部６００を除いて構成されている。この図に示されるように、腕時計に好適な発電機１００は、コイル１１０が巻回されたステータ１１２と、２極磁化されたディスク状のロータ１１４とを備えており、腕時計を装着したユーザが手を振ると、回転錘１１６が旋回運動し、当該運動が輪列機構１１８によってロータ１１４を回転させる構成となっている。したがって、このような発電機１００によれば、回転錘１１６の旋回によってコイル１１０の両端に位置する端子ＡＧ１、ＡＧ２の間には交流電力が発生することとなる。
そして、発電機１００によって発電された交流電力は、充電回路４００によって全波整流されるとともに昇圧されて、補助コンデンサ１６０に充電される。
処理部６００は、補助コンデンサ１６０に充電された電力、または、電力供給回路５００によって全波整流された電力によって時計装置１５１を駆動するものである。時計装置１５１は、水晶発振器や、カウンタ回路、ステッピングモータなどから構成されており、水晶発振器によって生成されるクロック信号をカウンタ回路で分周し、この分周結果に基づいて時刻を計時するとともに、ステッピングモータを駆動して、時刻等を表示するようになっている。
この例によれば、ステッピングモータの駆動時などにおいて、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜、あるいは｜Ｖｄｄ’｜＞｜Ｖｄｄ｜となったとしても、リーク電流が流れることがないので、電子時計の継続使用時間を大幅に長時間化することが可能である。
【００５３】
［５．変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に述べる各種の変形が可能である。
（１）第１〜第４実施形態にあっては、トランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１３１をＮチャネルあるいはＰチャネル電界効果型としたが、ＮＰＮ型あるいはＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いても良い。ただし、バイポーラトランジスタにあっては、エミッタ／コレクタ間の飽和電圧が通常０．３Ｖ程度であるので、発電機１００の起電圧が小さい場合には、上述のように電界効果型とするのが望ましい。
【００５４】
（２）第１〜第４実施形態にあっては、電力を充電する主体を大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０としたが、電力を蓄電することが可能であれば十分であり、例えば、二次電池であっても良い。
また、発電機１００としては、図１０に示されるもののほか、例えば、ゼンマイなどの復元力により回転運動を発生させて、この回転運動によって起電力を発生させるタイプや、圧電体に対して外部あるいは自励による振動や変位を加えて、その圧電効果によって電力を発生させるタイプなどであっても良い。要は、交流電力を発電するものであれば、その形式は問われない。
【００５５】
（３）さらに、上記実施形態にかかる電力供給装置が適用される電子機器としては、上記電子時計のほか、液晶テレビや、ビデオテープレコーダ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ：個人情報端末）、電卓などが例として挙げられ、要は、電力を消費する電子機器であれば、いかなるものに対しても適用可能である。そして、このような電子機器においては、コンデンサや二次電池などの蓄電素子がなくても、電子回路系や機構系を稼働させることができるので、いつでもどこでも使用することができるとともに、煩わしい電池の交換を不要にでき、さらに、電池の廃棄に伴う問題も生じることもない。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、第１および第２の制御信号のレベルを変換して第１および第２のトランジスタに供給するから、変換後の制御信号を、第１電圧と第２電圧で振れるものとすることができ、第３電圧が第２電圧と異なるものであっても第１および第２のトランジスタを確実にオフすることができる。これにより、リーク電流による無駄な電力の消費が抑えられる結果、より低消費電力化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図２】同実施形態におけるレベルシフタの一例を示す回路図である。
【図３】同実施形態において第１の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図４】同実施形態において第２の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図５】同実施形態にかかる電力供給装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図７】同実施形態におけるレベルシフタの一例を示す回路図である。
【図８】同実施形態の変形例にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第３実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第４実施形態にかかる電子時計の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来の電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図１２】従来の電力供給装置の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
Ｄ１，Ｄ２……ダイオード（第１、第２の整流手段）、
１２１，１２２……トランジスタ（第１、第２のトランジスタ）、
１２３、１２４……レベルシフタ（変換手段、第１、第２の変換手段）
２０１，２０２……コンパレータ（第１、第２の制御手段）、
１４０……大容量コンデンサ（第１の蓄電器）、
１５１……時計回路（計時手段）、
１６０……補助コンデンサ（第２の蓄電器）
３００……昇圧回路（昇圧手段）、
６００……処理部（処理手段）
【発明の属する技術分野】
本発明は、発電された交流電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、無発電状態等でのリーク電流を極めて低く抑えた電力供給装置、その制御方法、携帯型電子機器および電子時計に関する。
【０００２】
【従来の技術】
腕時計装置のような小型携帯型の電子機器にあっては、発電機を内蔵すれば、いつでも動作させることができ、また、煩わしい電池の交換作業を不要とすることができる。ここで、発電機によって発電される電力が交流であれば、一般に、整流回路としてダイオードブリッジ回路が用いることが考えられる。しかし、ダイオードブリッジ回路では、ダイオード２個分の電圧降下による損失が発生するので、小型携帯型の電子機器に用いられる発電機、すなわち、小振幅の交流電圧を発電する発電機の整流には適さない。
【０００３】
そこで、４個のダイオードのうち、２個のダイオードをトランジスタに置換した整流回路が提案されている。図１１は、そのような整流回路を用いた電源供給装置の構成を示す回路図である。なお、この装置では、高位側電圧Ｖｄｄを基準電位ＧＮＤとしている。この図に示されるように、発電機１００の一方の端子ＡＧ１はダイオードＤ１を介して、また、他方の端子ＡＧ２はダイオードＤ２を介して、それぞれ電源の高位側電圧Ｖｄｄに接続されている。さらに、端子ＡＧ１は、Ｎチャネル電界効果型のトランジスタ１２１を介して、また、端子ＡＧ２は、同型のトランジスタ１２２を介して、それぞれ電源の低位側電圧Ｖｓｓに接続されている。そして、トランジスタ１２１のゲートはコンパレータ２０２の出力端子に、トランジスタ１２２のゲートはコンパレータ２０１の出力端子に、端子ＡＧ１に、それぞれ接続されている。コンパレータ２０１は高位側電圧Ｖｄｄと端子ＡＧ１の電圧を比較し、コンパレータ２０２は高位側電圧Ｖｄｄと端子ＡＧ２の電圧を比較する。
【０００４】
大容量コンデンサ１４０は整流された電流を充電するものである。小型の携帯機器にあっては、発電機１００も小型のものとなるのでその起電圧は小さい。このため、大容量コンデンサ１４０に充電された電圧では、電子回路やモータといった負荷を正常に動作させたり駆動できない場合がある。昇圧回路３００は、このために設けられたものであり、大容量コンデンサ１４０の充電電圧を昇圧して、昇圧された電圧を補助コンデンサ１６０に充電している。詳細には、昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓと基準電位たる高位側電圧Ｖｄｄとの線間電圧（絶対値）で示される電源電圧が回路各部の動作可能な電圧下限値（もしくはその近傍値）に低下すると、昇圧倍数を１段階上げる一方、電圧上限値（もしくはその近傍値）に上昇すると昇圧倍数を１段階下げる。
また、処理部６００は補助コンデンサ１６０から給電を受けて動作するものであり、例えば、モータや計時回路が該当する。
【０００５】
このような構成において、端子ＡＧ１の電圧レベルが、発電によって高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０１の出力電圧がハイレベル（Ｖｄｄ）となるから、トランジスタ１２２がオンする。これにより、電流は、端子ＡＧ１→ダイオードＤ１→コンデンサ１４０→トランジスタ１２２→端子ＡＧ２という閉ルートで流れる。この結果、コンデンサ１４０が充電される。
一方、端子ＡＧ２の電圧レベルが、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０２の出力電圧がハイレベル（Ｖｄｄ）となるから、トランジスタ１２１がオンする。これにより、電流は、端子ＡＧ２→ダイオードＤ２→コンデンサ１４０→トランジスタ１２１→端子ＡＧ１という閉ルートで流れる。この結果、コンデンサ１４０が充電される。
【０００６】
ここで、コンパレータ２０１および２０２は、トランジスタ１２１および１２２のオン・オフを制御するための制御手段として機能するが、それらの正電源入力端子は高位側電圧Ｖｄｄに接続され、一方、それらの負電源入力端子は低位側電圧Ｖｓｓに接続されている。負電源を昇圧前の低位側電圧Ｖｓｓ’ではなく、昇圧後の低位側電圧Ｖｓｓから給電するようにしたのは、大容量コンデンサ１４０の充電が不十分な場合であっても、低位側電圧Ｖｓｓは動作可能電圧の範囲内に維持されるので、コンパレータ２０１、２０２によるトランジスタ１２１、１２２の制御が可能となって、小振幅の交流電圧を整流することが可能となるからである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓの電圧レベルに基づいて昇圧の段階を切り換えるので、補助コンデンサ１６０の電圧と大容量コンデンサ１４０の電圧との関係によっては、昇圧倍率が１倍の場合がある。このような状態において、処理部６００で大きな電力が消費されると、低位側電圧Ｖｓｓが上昇する。例えば、モータによって電子時計の時計針を駆動する場合である。
すると、昇圧回路３００は、大容量コンデンサ１４０から補助コンデンサ１６０に向けて電流を流し、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとを一致させるように動作する。しかし、現実には、昇圧回路３００、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０には内部抵抗が存在するので、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとが一致するまでには遅延時間がある。
例えば、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に、処理部６００のモータを駆動したとすると、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとは図１１に示すように変化する。すなわち、時刻ｔ１から時刻ｔ３までの期間は、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる。
【０００８】
｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる期間において、発電機１００が無発電状態の場合や、その起電圧が小振幅である場合には、トランジスタ１２１、１２２の各ゲートには、電圧Ｖｓｓが供給される。しかしながら、トランジスタ１２１、１２２のソース電圧はＶｓｓ’であるから、トランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間には電圧｜Ｖｓｓ’｜−｜Ｖｓｓ｜が印加されることになる。したがって、トランジスタ１２１、１２２は完全にオフにはならず、若干オン気味となる。一方、ダイオードＤ１、Ｄ２のオフ抵抗値は、トランジスタ１２１、１２２のオフ抵抗値と比較して小さい。
したがって、ダイオードＤ１、Ｄ２には、実際にはリーク電流、すなわち、逆方向に微小電流が流れ、リーク電流がトランジスタ１２１、１２２を流れることになる。このため、せっかく大容量コンデンサ１４０に充電した電力が放電されてしまい、無駄に電力が消費されるという事態を招くことになった。
特に、小型携帯型の電子機器にあっては、その消費電流が数百ｎＡ程度という極めて低い値が要求されるものもあるため、数十ｎＡ程度といわれるダイオードリーク電流の影響は無視することができない。
【０００９】
本発明は、上述した問題に鑑みてなされものであり、その目的とするところは、発電された交流起電力を効率良く整流して電力として供給するとともに、無発電状態の場合や起電圧が小振幅である場合でのリーク電流を極めて低く抑えた電力供給装置、電力供給方法、および、この装置を用いた携帯型電子機器、ならびに、電子時計を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明にかかる電力供給装置にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段とを備え、前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備えることを特徴とする。
この発明によれば、トランジスタ毎に変換手段が設けられ、第１および第２の制御信号のレベルを変換して第１および第２のトランジスタに供給することができる。ここで、第１および第２のトランジスタがオフするためには、制御入力端子の電圧と第１電源ラインの電圧が一致する必要があるが、変換後の制御信号の電圧は、第１電圧と第２電圧となるので、第３電圧が第２電圧と異なるものであっても第１および第２のトランジスタを確実にオフすることができる。これにより、リーク電流による無駄な電力の消費が抑えられる結果、より低消費電力化を図ることが可能となる。
【００１２】
なお、このような構成は、第１電源ラインが第２電源ラインよりも高位となる場合にも、第１電源ラインが第２電源ラインよりも低位となる場合にも、それぞれ対応可能であるため、基準電位は、第１電源ラインとなる場合もあるし、第２電源ラインとなる場合もあるし、第１および第２の電源ラインのいずれでもない場合もある。
【００１４】
より具体的には、前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、前記第２の制御手段は、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成すればよい。
第１の整流手段に順方向電流が流れる場合には、一方の端子→第１の整流手段→第１電源ライン→（負荷）→第２電源ライン→第２のトランジスタ→他方の端子という閉ルートで流れる一方、第２の整流手段に順方向電流が流れる場合には、他方の端子→第２の整流手段→第１電源ライン→（負荷）→第２電源ライン→第１のトランジスタ→一方の端子という閉ルートで流れるので、全波整流が行われることとなる。
【００１５】
また、この発明の電力供給装置は、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段とを備え、前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備えることを特徴とするものであってもよい。
より具体的には、前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、前記第２の制御手段は、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成すればよい。
【００１６】
また、この発明の電力供給装置は、前記第１電源ラインと前記第２電源ラインとの間に接続される第１の蓄電器と、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとの間に接続される第２の蓄電器と、前記第１の蓄電器の端子間電圧を昇圧して、前記第２の蓄電器に昇圧した電圧を給電する昇圧手段とを備えるものであってもよい。この場合には、第１の蓄電器に充電された電圧を昇圧することができるので、第１の蓄電器の電圧が低い場合であっても、高い電圧を第２の蓄電器に蓄電することが可能である。
また、前記第１および第２の整流手段は、それぞれダイオードであることが好ましく、前記第１および第２のトランジスタは、それぞれ電界効果型トランジスタであることが好ましい。電界効果型トランジスタはオフ抵抗値が非常に大きいので、リーク電流が殆ど発生しないという利点がある。
【００１７】
また、この発明の電力供給装置は、前記第１のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第２のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第１の整流手段と、前記第２の整流手段とによってブリッジ回路が構成されるものであってもよい。この場合には、第１電源ラインと第２電源ラインとの電位差がほとんどなく、第１および第２のトランジスタが動作不能の場合であっても、ブリッジ回路によって充電を行うことができる。
【００１８】
また、この発明の電力供給装置は、交流電力を発電して起電圧を前記一方の端子および前記他方の端子にそれぞれ給電する交流発電手段を備えるものであってもよい。
【００１９】
また、この発明にかかる電力供給装置の制御方法にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える電力供給装置の制御方法であって、前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。
また、別の制御方法にあっては、交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える電力供給装置の制御方法であって、前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給することを特徴とする。
【００２０】
また、この発明にかかる携帯型電子機器にあっては、前記電力供給装置を備え、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、所定の処理を実行する処理手段を具備することを特徴とする。携帯型電子機器としては、例えば、液晶テレビ、ビデオテープレコーダ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話、ＰＤＡ、電卓などが該当する。
また、この発明にかかる電子時計にあっては、前記電力供給装置を備え、前記第１の電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、時刻を計時する計時手段を備することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［１．第１実施形態］
［１−１：第１実施形態の全体構成］
図１は、本発明の第１実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
この図に示されるように、本実施形態にかかる電力供給装置は、発電機１００によって交流電圧が給電される一方の端子ＡＧ１および他方の端子ＡＧ２が、それぞれダイオードＤ１、Ｄ２を介して電源の高位側電圧Ｖｄｄに接続される点において、図１１に示された従来例と同様である。しかし、本実施形態にかかる電力供給装置は、レベルシフタ１２３および１２４を備える点、制御回路２００を備える点において、従来例と相違している。
【００２２】
まず、制御回路２００は、端子ＡＧ１の電圧および端子ＡＧ２の電圧を、高位側電圧Ｖｄｄまたは低位側電圧Ｖｓｓと比較し、その比較結果に基づいて、トランジスタ１２１、１２２を制御する第１の制御信号ＣＴＬ１および第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する回路である。また、制御回路２００は低位側電圧Ｖｓｓと高位側電圧Ｖｄｄとによって給電をうけているので、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２はローレベルで電圧Ｖｓｓとなり、ハイレベルで電圧Ｖｄｄとなる。なお、制御回路２００には各種の態様があるが、この点については後述する。
【００２３】
次に、レベルシフタ１２３（１２４）は、例えば、図２に示すように２個のインバータを直列接続して構成される。初段のインバータ１２３ａは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ１とトランジスタＮ１を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２３ａの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓとなる。
【００２４】
次に、次段のインバータ１２３ｂは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との間にトランジスタＰ２とトランジスタＮ２を直列に接続したものである。インバータ１２３ｂの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓ’となる。このため、レベルシフタ１２３（１２４）によって、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換されることになる。
【００２５】
したがって、トランジスタ１２１および１２２のゲートには、ハイレベルで電圧Ｖｄｄが、ローレベルで電圧Ｖｓｓ’が給電される。すなわち、トランジスタ１２１および１２２をオフする場合にはゲートに電圧Ｖｓｓ’が印加されるから、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳを０Ｖにすることができ、完全にトランジスタ１２１および１２２をオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００２６】
なお、図示の例では、レベルシフタ１２３、１２４は、それぞれ制御回路２００に対して外部回路となっているが、制御回路２００に内蔵する構成、さらに、トランジスタ１２１、１２２とともに集積化する構成としても良い。このように集積化すれば、小型化に大いに寄与することが可能となる。
【００２７】
また、トランジスタ１２１、１２２の寄生ダイオードＤ３、Ｄ４は、図１において波線で示される方向で発生する。このため、第１回目の起動時など、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０の蓄電が不十分である等の理由によって制御回路２００が動作しない場合であっても、電流を流すことは可能となる。したがって、発電機１００の発電された電圧が小振幅であっても、その寄生ダイオードＤ３、Ｄ４、ダイオードＤ１、Ｄ２からなるダイオードブリッジの整流によって、コンデンサ１４０を充電することが可能となる。
【００２８】
なお、寄生ダイオードＤ３、Ｄ４に充電電流が流れると、寄生トランジスタが導通してラッチアップを引き起こすおそれがある。ラッチアップは、ＣＭＯＳ ＬＳＩに特有の現象であるが、ガードバンドや、トレンチ分離などの集積回路技術によって防止することは十分可能である。
【００２９】
さて、一般に、金属／半導体の接合を用いたショットキーダイオードは、ＰＮ接合を用いたダイオードよりも、順方向から逆方向に切り換わる時間の遅れが少なく、かつ、その順方向電圧も小さいので、その整流効率が大きいとされるが、反面、そのリーク電流が大きいので、小型携帯電子機器における電力供給装置の整流回路に適用するのは不向きであった。これに対し、本実施形態にかかる電力供給装置にあっては、ダイオードＤ１、Ｄ２に順方向電流が流れない場合には、トランジスタ１２２、１２１が完全にオフされて、コンデンサ１４０を含む閉ルートが遮断されるので、ダイオードＤ１、Ｄ２に、リーク電流が大きいショットキーダイオードを適用するのも十分に可能となる。そして、ショットキーダイオードを適用すれば、整流効率を高めることも可能となる。
【００３０】
［１−２：制御回路の態様］
次に、制御回路２００の態様について説明する。まず、第１の態様は、端子ＡＧ１、ＡＧ２の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとを比較して制御信号を生成するものである。図３は、第１の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の回路図である。
【００３１】
この図において、上述した制御回路２００は、コンパレータ２０１、２０２に相当する。コンパレータ２０１の負入力端子は高電位側電圧Ｖｄｄに接続されており、その正入力端子は端子ＡＧ１に接続されており、コンパレータ２０１の出力信号が第１の制御信号ＣＴＬ１となる。一方、コンパレータ２０２の負入力端子は高位側電圧Ｖｄｄに接続されており、その正入力端子は端子ＡＧ２に接続されており、コンパレータ２０２の出力信号が第２の制御信号ＣＴＬ２となる。この場合、端子ＡＧ２の電圧が高位側電圧Ｖｄｄを上回ると第１の制御信号ＣＴＬ１がハイレベルとなり、一方、端子ＡＧ１の電圧が高位側電圧Ｖｄｄを上回ると第２の制御信号ＣＴＬ２がハイレベルとなる。
【００３２】
換言すれば、コンパレータ２０２は、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２１をオンするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成し、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２１をオフするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成する。また、コンパレータ２０１は、一方の端子ＡＧ１の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２２をオンするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成し、一方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２２をオフするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する。
【００３３】
ここで、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２は、レベルシフタ１２３、１２４を介してトランジスタ１２１、１２２に供給されるので、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換されることになる。したがって、トランジスタ１２１および１２２を確実にオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００３４】
次に、制御回路２００の第２の態様について説明する。第２の態様は、端子ＡＧ１、ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｄｄとを比較して制御信号を生成するものである。図４は、第２の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の回路図である。
【００３５】
この図において、上述した制御回路２００は、コンパレータ２０３、２０４に相当する。コンパレータ２０３の正入力端子は低位側電圧Ｖｓｓ’に接続されており、その負入力端子は端子ＡＧ１に接続されており、コンパレータ２０３の出力信号が第１の制御信号ＣＴＬ１となる。一方、コンパレータ２０４の正入力端子は低位側電圧Ｖｓｓ’に接続されており、その負入力端子は端子ＡＧ２に接続されており、コンパレータ２０４の出力信号が第２の制御信号ＣＴＬ２となる。
この場合、端子ＡＧ１の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると第１の制御信号ＣＴＬ１がハイレベルとなり、一方、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると第２の制御信号ＣＴＬ２がハイレベルとなる。
【００３６】
コンパレータ２０３は、一方の端子ＡＧ１の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２１をオンするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成し、一方の端子ＡＧ１の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２１をオフするように第１の制御信号ＣＴＬ１を生成する。また、コンパレータ２０４は、他方の端子ＡＧ２の電圧と高位側電圧Ｖｄｄとの電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を上回ると、トランジスタ１２２をオンするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成し、他方の端子ＡＧ２の電圧と低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差が、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓ’との電位差を下回ると、トランジスタ１２２をオフするように第２の制御信号ＣＴＬ２を生成する。
【００３７】
ここで、第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２は、レベルシフタ１２３、１２４を介してトランジスタ１２１、１２２に供給されるので、第１の態様と同様に第１および第２の制御信号ＣＴＬ１，ＣＴＬ２のローレベルは電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’へ変換され、これにより、トランジスタ１２１および１２２を確実にオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００３８】
［１−３：第１実施形態の動作］
次に、本実施形態にかかる電力供給装置の動作について、図５を参照して説明する。なお、この例では、上述した第１の態様にかかる制御回路を使用するものとし（図３参照）、昇圧回路３００は、昇圧倍率が１倍で動作しているものとする。また、時刻ｔ１以前において発電機１００は発電状態にあり、時刻ｔ１において発電状態から非発電状態に移行するものとする。また、時刻ｔ２から時刻ｔ３において、処理部６００によって、大電力が消費されるものとする。
【００３９】
この図に示されるように、端子ＡＧ１の電圧が、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０１の出力信号がハイレベルとなる。この出力信号はレベルシフタ１２４を介してトランジスタ１２２のゲートに供給される。これにより、トランジスタ１２２がオンする。この後、端子ＡＧ１の電圧がさらに上昇して、高位側電圧ＶｄｄよりダイオードＤ１の降下電圧Ｖｆだけ高位側の電圧Ｖｄｄ＋Ｖｆに達すると、ダイオードＤ１がオンする。この場合、電流は、端子ＡＧ１→ダイオードＤ１→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１２２→端子ＡＧ２という第１の閉ルートで流れて、大容量コンデンサ１４０が充電されることとなる。
【００４０】
逆に、端子ＡＧ２の電圧が、高位側電圧Ｖｄｄを上回ると、コンパレータ２０２の出力信号がハイレベルとなる。この出力信号はレベルシフタ１２３を介してトランジスタ１２１のゲートに供給される。これにより、トランジスタ１２１がオンする。この後、端子ＡＧ２の電圧がさらに上昇して、高位側電圧ＶｄｄよりダイオードＤ２の降下電圧Ｖｆだけ高位側の電圧Ｖｄｄ＋Ｖｆに達すると、ダイオードＤ２がオンする。この場合、電流は、端子ＡＧ２→ダイオードＤ２→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１２１→端子ＡＧ１という第２の閉ルートで流れて、大容量コンデンサ１４０が充電されることとなる。
なお、第１または第２の閉ルートによって大容量コンデンサ１４０が充電されるので、各閉ルートが形成される期間において、低位側電圧Ｖｓｓ’は下降することになる。このため、当該期間において、トランジスタ１２１および１２２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは、上昇する。
【００４１】
次に、時刻ｔ２以降の動作について説明する。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において、処理部６００が補助コンデンサ１６０からの給電を受けて大電力を消費すると、補助コンデンサ１６０から電流が流れ出るので、その端子間電圧が小さくなり、低位側電圧Ｖｓｓが上昇する。昇圧回路３００は、低位側電圧Ｖｓｓと低位側電圧Ｖｓｓ’とを一致させるように動作するから、大容量コンデンサ１４０から補助コンデンサ１６０に向けて電流が流れ込むことになる。しかし、現実には、昇圧回路３００、大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０には内部抵抗が存在するので、低位側電圧Ｖｓｓ’と低位側電圧Ｖｓｓとが一致するまでには遅延時間がある。
【００４２】
このため、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間にあっては、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となる。従来の電力供給装置においては、当該期間においてトランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間に電圧｜Ｖｓｓ’｜−｜Ｖｓｓ｜が印加されるため、トランジスタ１２１、１２２が若干オン気味となり、リーク電流が流れた。しかしながら、この例にあっては、レベルシフタ１２３および１２４によって、ローレベルの電圧をＶｓｓからＶｓｓ’に変換しているから、当該期間において、トランジスタ１２１、１２２のゲート・ソース間電圧ＶＧＳは０Ｖとなる。このため、トランジスタ１２１、１２２を完全にオフさせることができ、リーク電流によって、大容量コンデンサ１４０にせっかく充電された電力を無駄にすることがない。
【００４３】
［２．第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態にかかる電力供給装置の構成について図６を参照して説明する。
上述した第１実施形態にあっては、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンパレータ２０１、２０２を高位側電圧Ｖｄｄに、トランジスタ１２１、１２２およびレベルシフタ１２３、１２４を低位側電圧Ｖｓｓ’に、それぞれ接続する構成としたが、第２実施形態にかかる電力供給装置は、第１実施形態とは逆に、ダイオードＤ１、Ｄ２を低位側電圧Ｖｓｓに、トランジスタを高位側電圧Ｖｄｄ’に、それぞれ接続する構成としたたものである。
【００４４】
ただし、本実施形態にあっては、ダイオードＤ１に順方向電流が流れない場合に端子ＡＧ２と高位側電圧Ｖｄｄ’とを遮断するトランジスタ１２６はＰチャネル型となり、同様に、ダイオードＤ２に順方向電流が流れない場合に端子ＡＧ１と高位側電圧Ｖｄｄ’とを遮断するトランジスタ１２５もＰチャネル型となる。また、基準電位ＧＮＤは低位側電圧Ｖｓｓに取られており、昇圧回路３００は高位側電圧Ｖｄｄ’と低位側電圧Ｖｓｓとの間の電圧を必要に応じて昇圧し、低位側電圧Ｖｓｓを基準電位として昇圧された高位側電圧Ｖｄｄを発生するようになっている。
【００４５】
この例のレベルシフタ１２７（１２８）は、例えば、図７に示すように２個のインバータを直列接続して構成される。初段のインバータ１２７ａは、高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ１とトランジスタＮ１を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２７ａの出力電圧はハイレベルがＶｄｄでローレベルがＶｓｓとなる。次に、次段のインバータ１２７ｂは、高位側電圧Ｖｄｄ’と低位側電圧Ｖｓｓとの間にトランジスタＰ２とトランジスタＮ２を直列に接続したものである。したがって、インバータ１２７ｂの出力電圧はハイレベルがＶｄｄ’でローレベルがＶｓｓとなる。このため、レベルシフタ１２７（１２８）によって、コンパレータ２０４（２０３）の出力電圧がＶｄｄからＶｄｄ’変換されることになる。
【００４６】
したがって、トランジスタ１２５および１２６のゲートには、ハイレベルで電圧Ｖｄｄ’が、ローレベルで電圧Ｖｓｓが給電される。すなわち、トランジスタ１２５および１２６をオフする場合にはゲートに電圧Ｖｄｄ’が印加されるから、ゲート・ソース間電圧を０Ｖにすることができ、完全にトランジスタ１２５および１２６をオフさせることができる。この結果、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｄｄ’｜＞｜Ｖｄｄ｜となったとしても、ダイオードＤ１、Ｄ２を介してリーク電流が流れることがないので、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００４７】
なお、この例では、コンパレータ２０３（２０４）をトランジスタ１２６（１２５）が接続される高位側電圧Ｖｄｄ’とは逆の低位側電圧Ｖｓｓと接続したが、図８に示すように高位側電圧Ｖｄｄ’に接続されるコンパレータ２０１（２０２）を用いて構成してもよいことは勿論である。
【００４８】
［３．第３実施形態］
上述した第１および第２実施形態にかかる電力供給装置は、いずれも発電機１００の起電圧を全波整流し、整流された電流によって大容量コンデンサ１４０を充電するものであった。これに対して、第３実施形態は、半波整流に第１および第２実施形態で説明したレベルシフトを適用したものである。
【００４９】
図９は、第３実施形態にかかる電力供給装置の回路図である。この図に示すように、コンパレータ２０５の正入力端子には低位側電圧Ｖｓｓ’が供給され、その負入力端子には端子ＡＧ２の電圧が供給されるようになっている。したがって、コンパレータ２０５の出力信号は、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回るとハイレベルとなり、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を上回るとローレベルとなり、制御信号ＣＴＬとして出力される。コンパレータ２０５は高位側電圧Ｖｄｄと低位側電圧Ｖｓｓによって給電をうけているから、制御信号ＣＴＬはハイレベルで高位側電圧Ｖｄｄとなり、ローレベルで低位側電圧Ｖｓｓ’となる。
【００５０】
次に、レベルシフタ１３２は、上述したレベルシフタ１２３および１２４と同様に構成されている（図２参照）。これにより、制御信号ＣＴＬのローレベルは、電圧Ｖｓｓから電圧Ｖｓｓ’に変換される。また、トランジスタ１３１はＮチャンネルの電界効果型で構成されており、そのゲート・ソース間電圧ＶＧＳがハイレベルになるとオンとなり、一方、電圧ＶＧＳがローレベルになるとオフとなる。
【００５１】
以上の構成において、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を下回ると、トランジスタ１３１がオンとなり、電流が、端子ＡＧ１→大容量コンデンサ１４０→トランジスタ１３１→端子ＡＧ２の閉ルートを流れ、これにより、大容量コンデンサ１４０が充電される。
一方、端子ＡＧ２の電圧が低位側電圧Ｖｓｓ’を上回ると、制御信号ＣＴＬのレベルは低位側電圧Ｖｓｓとなるが、レベルシフタ１３２によって電圧変換が行われるため、トランジスタ１３１のゲートには電圧Ｖｓｓが供給される。したがって、処理部６００において大電力が消費され、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜となったとしても、トランジスタ１３１のＶＧＳを０Ｖにすることができるので、トランジスタ１３１を完全にオフすることができる。この結果、トランジスタ１３１のリーク電流を無くすことができ、電力供給装置の効率を向上させることができる。
【００５２】
［４．第４実施形態］
次に、本発明の電力供給装置を適用した電子機器の一例たる電子時計（腕時計）について説明する。
図１０は、この電子時計の概略構成を示す図である。充電回路４００は、第１〜第３実施形態で説明した電力供給装置において、補助コンデンサ１６０と処理部６００を除いて構成されている。この図に示されるように、腕時計に好適な発電機１００は、コイル１１０が巻回されたステータ１１２と、２極磁化されたディスク状のロータ１１４とを備えており、腕時計を装着したユーザが手を振ると、回転錘１１６が旋回運動し、当該運動が輪列機構１１８によってロータ１１４を回転させる構成となっている。したがって、このような発電機１００によれば、回転錘１１６の旋回によってコイル１１０の両端に位置する端子ＡＧ１、ＡＧ２の間には交流電力が発生することとなる。
そして、発電機１００によって発電された交流電力は、充電回路４００によって全波整流されるとともに昇圧されて、補助コンデンサ１６０に充電される。
処理部６００は、補助コンデンサ１６０に充電された電力、または、電力供給回路５００によって全波整流された電力によって時計装置１５１を駆動するものである。時計装置１５１は、水晶発振器や、カウンタ回路、ステッピングモータなどから構成されており、水晶発振器によって生成されるクロック信号をカウンタ回路で分周し、この分周結果に基づいて時刻を計時するとともに、ステッピングモータを駆動して、時刻等を表示するようになっている。
この例によれば、ステッピングモータの駆動時などにおいて、｜Ｖｓｓ’｜＞｜Ｖｓｓ｜、あるいは｜Ｖｄｄ’｜＞｜Ｖｄｄ｜となったとしても、リーク電流が流れることがないので、電子時計の継続使用時間を大幅に長時間化することが可能である。
【００５３】
［５．変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に述べる各種の変形が可能である。
（１）第１〜第４実施形態にあっては、トランジスタ１２１、１２２、１２５、１２６、１３１をＮチャネルあるいはＰチャネル電界効果型としたが、ＮＰＮ型あるいはＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを用いても良い。ただし、バイポーラトランジスタにあっては、エミッタ／コレクタ間の飽和電圧が通常０．３Ｖ程度であるので、発電機１００の起電圧が小さい場合には、上述のように電界効果型とするのが望ましい。
【００５４】
（２）第１〜第４実施形態にあっては、電力を充電する主体を大容量コンデンサ１４０および補助コンデンサ１６０としたが、電力を蓄電することが可能であれば十分であり、例えば、二次電池であっても良い。
また、発電機１００としては、図１０に示されるもののほか、例えば、ゼンマイなどの復元力により回転運動を発生させて、この回転運動によって起電力を発生させるタイプや、圧電体に対して外部あるいは自励による振動や変位を加えて、その圧電効果によって電力を発生させるタイプなどであっても良い。要は、交流電力を発電するものであれば、その形式は問われない。
【００５５】
（３）さらに、上記実施形態にかかる電力供給装置が適用される電子機器としては、上記電子時計のほか、液晶テレビや、ビデオテープレコーダ、ノート型パーソナルコンピュータ、携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔ：個人情報端末）、電卓などが例として挙げられ、要は、電力を消費する電子機器であれば、いかなるものに対しても適用可能である。そして、このような電子機器においては、コンデンサや二次電池などの蓄電素子がなくても、電子回路系や機構系を稼働させることができるので、いつでもどこでも使用することができるとともに、煩わしい電池の交換を不要にでき、さらに、電池の廃棄に伴う問題も生じることもない。
【００５６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、第１および第２の制御信号のレベルを変換して第１および第２のトランジスタに供給するから、変換後の制御信号を、第１電圧と第２電圧で振れるものとすることができ、第３電圧が第２電圧と異なるものであっても第１および第２のトランジスタを確実にオフすることができる。これにより、リーク電流による無駄な電力の消費が抑えられる結果、より低消費電力化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図２】同実施形態におけるレベルシフタの一例を示す回路図である。
【図３】同実施形態において第１の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図４】同実施形態において第２の態様にかかる制御回路を適用した電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図５】同実施形態にかかる電力供給装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図７】同実施形態におけるレベルシフタの一例を示す回路図である。
【図８】同実施形態の変形例にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第３実施形態にかかる電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の第４実施形態にかかる電子時計の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来の電力供給装置の構成を示す回路図である。
【図１２】従来の電力供給装置の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
Ｄ１，Ｄ２……ダイオード（第１、第２の整流手段）、
１２１，１２２……トランジスタ（第１、第２のトランジスタ）、
１２３、１２４……レベルシフタ（変換手段、第１、第２の変換手段）
２０１，２０２……コンパレータ（第１、第２の制御手段）、
１４０……大容量コンデンサ（第１の蓄電器）、
１５１……時計回路（計時手段）、
１６０……補助コンデンサ（第２の蓄電器）
３００……昇圧回路（昇圧手段）、
６００……処理部（処理手段）
Claims (13)
- 交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、
前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、
前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、
前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、
前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段と
を備え、
前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える
ことを特徴とする電力供給装置。 - 前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、
前記第２の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。 - 交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、
前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、
前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１電圧と第３電源ラインの第３電圧で振れ、前記第１および第２のトランジスタを各々制御するための第１および第２の制御信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる各信号に変換して、前記第１および第２のトランジスタの各制御入力端子に各々供給する変換手段と、
前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、
前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第２の制御信号を生成する第２の制御手段と
を備え、
前記変換手段は、前記第１の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、前記第２の制御信号を前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段とを備える
ことを特徴とする電力供給装置。 - 前記第１の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第１のトランジスタをオンするように制御し、前記一方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第１のトランジスタをオフするように制御する前記第１の制御信号を生成し、
前記第２の制御手段は、前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を上回ると、前記第２のトランジスタをオンするように制御し、前記他方の端子電圧と前記第２電圧との電位差が前記第１電圧と前記第２電圧との電位差を下回ると、前記第２のトランジスタをオフするように制御する前記第２の制御信号を生成することを特徴とする請求項３に記載の電力供給装置。 - 前記第１電源ラインと前記第２電源ラインとの間に接続される第１の蓄電器と、
前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとの間に接続される第２の蓄電器と、
前記第１の蓄電器の端子間電圧を昇圧して、前記第２の蓄電器に昇圧した電圧を給電する昇圧手段と
を備えることを特徴とする請求項１または３に記載の電力供給装置。 - 前記第１および第２の整流手段は、それぞれダイオードであることを特徴とする請求項項１または３に記載の電力供給装置。
- 前記第１および第２のトランジスタは、それぞれ電界効果型トランジスタであることを特徴とする請求項１または３に記載の電力供給装置。
- 前記第１のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第２のトランジスタとしての電界効果型トランジスタの寄生ダイオードと、前記第１の整流手段と、前記第２の整流手段とによってブリッジ回路が構成される
ことを特徴とする請求項７に記載の電力供給装置。 - 交流電力を発電して起電圧を前記一方の端子および前記他方の端子にそれぞれ給電する交流発電手段を備えることを特徴とする請求項１または３に記載の電力供給装置。
- 交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、
前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、
前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、
前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、
前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、
前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信 号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段と
を備える電力供給装置の制御方法であって、
前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、
前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する
ことを特徴とする電力供給装置の制御方法。 - 交流電圧が給電される一方の端子と第１電圧を有する第１電源ラインとの間に接続された第１の整流手段と、
前記交流電圧が給電される他方の端子と前記第１電源ラインとの間に接続された第２の整流手段と、
前記一方の端子と第２電圧を有する第２電源ラインとの間に接続された第１のトランジスタと、
前記他方の端子と前記第２電源ラインとの間に接続された第２のトランジスタと、
前記第１電源ラインと第３電圧を有する第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記一方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第１のトランジスタを制御するための第１の制御信号を生成する第１の制御手段と、
前記第１電源ラインと前記第３電源ラインとから給電を受けるとともに、前記他方の端子電圧と前記第１電圧とに基づいて、前記第１電圧と前記第３電圧で振れ、前記第２のトランジスタを制御するための第２の制御信号を生成する第２の制御手段と、
前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する第１の変換手段と、
前記第１電圧と前記第３電圧で振れる信号を、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換して、前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する第２の変換手段と
を備える電力供給装置の制御方法であって、
前記第１の制御手段が前記第１の制御信号を生成すると、生成された第１の制御信号を、前記第１の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第１のトランジスタの制御入力端子に供給する一方、
前記第２の制御手段が前記第２の制御信号を生成すると、生成された第２の制御信号を、前記第２の変換手段が、前記第１電圧と前記第２電圧で振れる信号に変換し、変換した信号を前記第２のトランジスタの制御入力端子に供給する
ことを特徴とする電力供給装置の制御方法。 - 請求項５に記載の電力供給装置を備え、
前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、所定の処理を実行する処理手段を具備することを特徴とする携帯型電子機器。 - 請求項５に記載の電力供給装置を備え、
前記第１電源ラインと前記第３の電源ラインとから給電を受けて、時刻を計時する計時手段を備することを特徴とする電子時計。
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