JPH10111371A - 電力供給装置、発電装置、電子機器、電力供給方法および電力供給装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 発電装置などから入力された交流電力を整流
して供給する電力供給装置において、整流用のダイオー
ドの順方向電圧の損失を防止でき、出力電力の大きな電
力供給装置を提供する。 【解決手段】 整流回路２３および２４でそれぞれの交
流成分を半波整流して第１および第２のコンデンサ２７
および２８に充電する。そして、転送用コンデンサ２９
によって第２のコンデンサ２８に充電された電力を、出
力端２２に接続された第１のコンデンサ２７に転送す
る。これにより、交流の双方の成分を半波整流と同様に
ダイオードの順方向電圧による損失の少ない高い効率で
整流することができ、さらに、全波整流と同様に双方の
交流成分の電力を整流できるので、より大きな電力を効
率良く出力することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、回転錘によって電
磁発電機を回転駆動して発電したり、圧電素子を振動さ
せて発電を行うなどの交流発電装置の出力を用いて計時
装置などの処理装置を稼動できる電子機器、発電装置お
よび電力供給装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】腕時計装置のような小型で携帯に適した
電子機器において、発電装置を内蔵することによって電
池の交換をなくし、あるいは電池自体を無くすことがで
きる携帯型の電子機器が考案され、実用化されている。
図１３に、その一例として発電装置１を内蔵した腕時計
装置１０の概略構成を示してある。この携帯型電子機器
（腕時計装置）１０においては、腕時計装置のケース内
で旋回運動を行う回転錘１３と、回転錘１３の回転運動
を電磁発電機に伝達する輪列機構１８と、電磁発電機１
２を構成するロータ１４およびステータ１５を備えてお
り、２極磁化されたディスク状のロータ１４が回転する
とステータ１５の出力用コイル１９に起電力が発生し、
交流出力が取り出せるようになっている。さらに、この
携帯型電子機器１０は、発電装置１から出力された交流
を整流し、その電力を大容量コンデンサ５に蓄える電力
供給装置２０と、この電力供給装置２０からの電力によ
って動作する処理装置６を備えている。従って、電池が
なくても処理装置６を継続して動作させることができ、
何時でも何処でも処理装置を使え、さらに、電池の廃棄
などに伴う問題も除くことができる電子機器である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】この電池機器の発電装
置１から供給される電力は交流電力であるので、大容量
コンデンサ５に充電し、また、ＩＣなどを備えた処理装
置６の作動電力とするためには整流して直流電力に変換
する必要がある。このため、電力供給装置２０は複数の
ダイオード３をブリッジに接続した全波整流を行う整流
回路２を備えている。これらのダイオード３としてシリ
コンダイオードが用いられていると、図１４に示すよう
に順方向の電流Ｉｆに対して０．５〜０．６Ｖ程度の順
方向電圧Ｖｆが発生する。このため、発電装置１から供
給された電力Ｗ１を整流回路２によって整流して得られ
る出力電力Ｗ２は、整流回路２を構成するダイオードの
順方向電圧Ｖｆの損失を考慮すると次のようになる。

【０００４】 Ｗ２ ＝ ηｃ× Ｗ１ ・・・（１） ηｃ ＝ Ｖ２／（Ｖ２＋２×Ｖｆ） ・・・（２） ここでηｃは充電時の整流効率、Ｖ２は出力電圧であ
り、図１３に示した回路においては大容量コンデンサ５
の充電電圧に対応する。

【０００５】処理装置６の作動電圧は、ＩＣなどの低電
圧駆動化が進んでいるため、例えば、０．９〜１．０Ｖ
程度でスタートさせることが可能である。従って、大容
量コンデンサ５の電圧は１．５〜２Ｖ程度に選択されて
おり、これに対し０．５〜０．６Ｖ程度の順方向電圧Ｖ
ｆを考慮すると整流効率ηｃは、０．６あるいはそれ以
下の値となってしまう。従って、整流効率ηｃを向上す
るためには順方向電圧Ｖｆを低減することが望ましい。

【０００６】これに対し、半波整流であれば１つのダイ
オードで整流回路を構成できる。従って、順方向電圧Ｖ
ｆによる損失は小さくなり、上記と同程度の順方向電圧
Ｖｆを備えたダイオードを用いた場合は０．７あるいは
それ以上の整流効率ηｃを得ることができる。しかしな
がら、半波整流の場合は、交流電力の２成分のうち、一
方の成分しか直流電力として得ることができない。この
ため、電力供給装置から出力できる電力は減少してしま
う。従って、電力供給装置から出力できる電力が減少し
てしまう。

【０００７】そこで、本発明においては、整流効率が高
く、さらに、大きな出力電力も得られる電力供給装置を
提供することを目的としている。また、入力端に供給さ
れた電力を高い効率で整流して出力端に提供できるモー
ドに加え、出力端に接続された処理装置の稼働可能な電
圧に合わせて昇圧整流できるモードも備えた電力供給装
置およびその制御方法を提供することも目的としてい
る。さらに、出力端の電圧が上昇した場合でも、より大
きな電力を出力できるモードを選択できる電力供給装置
およびその制御方法を提供することを目的としている。
さらに、本発明の電力供給装置を用いて発電機からの電
力を効率良く出力できる発電装置を提供することを目的
としている。特に、携帯型などの小型で安定した出力が
得られない発電機からの電力を効率良く整流し、安定し
た電力として出力できる電力供給装置および発電装置を
提供することを目的としている。そして、このような高
効率の発電装置を処理装置と共に搭載することにより、
電池の交換なく、いつでも何処でも使用できる携帯に適
した電子機器を提供することを目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明においては、半波
整流を行ってその電力を蓄電する手段を２つ設け、交流
電力の２つの交流成分のそれぞれを半波整流し、それら
を合成することによってダイオードの順方向電圧による
損失を低減し、さらに、全波整流より効率良く電力を出
力できるようにしている。すなわち、本発明の電力供給
装置は、交流電力が入力される入力端と、交流電力の第
１の交流成分を半波整流して第１の蓄電手段に充電する
第１の整流手段と、交流電力の第２の交流成分を半波整
流して第２の蓄電手段に充電する第２の整流手段と、第
１および第２の蓄電手段の少なくとも一方に接続された
出力端とを有することを特徴としている。本発明の電力
供給装置においては、交流電力の第１の交流成分を半波
整流して第１の蓄電手段に充電し、第２の交流成分を半
波整流して第２の蓄電手段に充電し、第１および第２の
蓄電手段に蓄積された電力を出力することができる。第
１および第２の蓄電手段のそれぞれには１つのダイオー
ドを通して半波整流された電力が充電されるので、ダイ
オードの順方向電圧による損失は全波整流のほぼ半分程
度に低減される。また、第１および第２の蓄電手段に交
流電力の第１および第２の交流成分のそれぞれが半波整
流されて充電されるので、第１および第２の蓄電手段に
蓄積された電力を出力することにより、交流電力の双方
の成分を整流して出力することができ、全波整流より大
きな電力を効率良く出力することができる。

【０００９】交流電力の周波数に合わせてスイッチング
を行い、それぞれの交流成分を半波整流して１つの蓄電
手段に充電することも可能である。しかしながら、ユー
ザーの動きや自然界の運動エネルギーなどによって発電
を行う発電装置では、周波数が一定にならないのでスイ
ッチング制御が困難である。また、周波数が高いとスイ
ッチングによる損失も大きくなる。これに対し、本発明
の電力供給装置および電力供給方法においては、それぞ
れの交流成分を第１および第２の蓄電手段に充電するよ
うにしているので、交流の周波数に合わせたスイッチン
グ操作を行わずに双方の交流成分を半波整流して蓄電手
段に蓄えることができる。従って、周波数に伴った制御
は不要であり、電力供給装置を簡易な構成で安価に小型
化できる。また、スイッチングによる損失が少ないので
効率良く交流電力を蓄電手段に充電することができる。

【００１０】第１および第２の蓄電手段にそれぞれ充電
された電力を出力端から供給するには、適当なタイミン
グで一方の蓄電手段、例えば第２の蓄電手段の電力を第
１の蓄電手段に転送し、第１の蓄電手段にいったん充電
した後に出力端から出力する方法や、第１および第２の
蓄電手段に対し適当なタイミングで出力端を接続し、そ
れぞれの蓄電手段に充電された電力を出力する方法があ
る。第２の蓄電手段の電力を第１の蓄電手段に転送する
には、出力端と接続された第１の蓄電手段に対し第２の
蓄電手段から電荷を転送する補助蓄電手段を用いること
ができる。第１の蓄電手段からの電荷の流出を防止する
ためには、第２の蓄電手段の充電電圧が第１の蓄電手段
の充電電圧より高いときに補助蓄電手段の接続を切り替
えることにより電力を転送可能とする接続手段を用いる
ことが望ましい。この電力供給装置においては、第１の
蓄電手段が主な蓄電手段になるので、第１の蓄電手段の
容量を第２の蓄電手段の容量より大きくしておくことが
望ましい。

【００１１】また、出力端に接続された第１の蓄電手段
に対し、第２の蓄電手段の充電電圧が第１の蓄電手段の
充電電圧より高くなったときに第２の蓄電手段を入力端
から切り離して第１の蓄電手段と並列に接続する接続手
段を設けることにより、第２の蓄電手段の電力を第１の
蓄電手段に転送することができる。この場合も、第１の
蓄電手段が主な蓄電手段となるので、第１の蓄電手段の
容量を第２の蓄電手段の容量より大きくしておくことが
望ましい。

【００１２】さらに、第１および第２の蓄電手段の充電
電圧の高い方から電力を出力するには、第１および第２
の蓄電手段の充電電圧の高い方に出力端を接続する接続
手段を設けておくことが望ましい。また、第１および第
２の蓄電手段に接続を切り替える際の電力変動を防止す
るためには、出力端と並列に接続された補助蓄電手段を
設け、さらに、接続手段と補助蓄電手段を抵抗成分を介
して接続しておくことが望ましい。

【００１３】これら第１および第２の蓄電手段は、第１
および第２の整流手段によって充電されている状態で
は、相互に直列に接続された状態となる。従って、各々
の蓄電手段の充電電圧を計測することが難しい。そこ
で、本発明においては、接続手段に、第１の蓄電手段の
第１の充電電圧と、第１および第２の蓄電手段が直列に
接続された合成電圧を抵抗分割して得られた第２の充電
電圧とを比較する比較手段を設けることにより、第１お
よび第２の充電電圧を比較するのと等価の結果が得られ
るようにしている。均等な２つの抵抗を用いて合成電圧
を分割すれば、第１および第２の充電電圧を直に比較す
るのと等しい結果が得られ、また、不均等に抵抗分割す
ることにより、バイアスを設けた比較結果が得られる。
第２の蓄電手段から第１の蓄電手段に電荷を転送する場
合は、バイアスを設けた方が電荷の転送効率が高く、ま
た、転送頻度を低減できる。また、第１および第２の蓄
電手段に対し出力端を切り替えて接続する場合も、バイ
アスを設けた方が接続の切替頻度を低減できる。

【００１４】さらに、本発明の電力供給装置は、第１お
よび第２の蓄電手段を備えているので、第１および第２
の蓄電手段の少なくともいずれかに出力端を並列に接続
する第１のモード、いわゆるＷ（ダブル）半波整流モー
ドと、第１および第２の蓄電手段を出力端に対し直列に
接続する第２のモード、いわゆる昇圧整流モードとを実
現可能な接続手段を設けることが可能である。この接続
手段によって、入力端の電圧（入力電圧）が所定の値よ
り低いときに第２のモードを選択して、処理装置を稼働
できる高い電圧の出力を得ることができる。また、出力
端の電圧（出力電圧）が所定の値を越えて昇圧整流の方
が電力を出力できる場合は、第２のモードを選択するよ
うにすることができる。

【００１５】このような電力供給装置の制御は、次のよ
うなステップを備えた制御方法によって実現可能であ
り、マイコンなどを用いて電力供給回路の制御を行う場
合は次のステップを備えたソフトウェアを格納したＲＯ
Ｍなどのコンピュータに読み取り可能な媒体によって提
供することができる。

【００１６】１．第１および第２の蓄電手段の少なくと
もいずれかに出力端を並列に接続する第１のステップ。

【００１７】２．第１および第２の蓄電手段を出力端に
直列に接続する第２のステップ。

【００１８】そして、入力端の電圧が所定の値より低い
ときに第２のステップを選択することにより入力端の電
圧が小さなときでも昇圧することにより処理装置を早く
起動することができる。また、出力端の電圧が所定の値
より高いときに第２のステップを選択することにより、
出力端に接続された充電装置の電圧が高くなったときで
も大きな電力を供給することができる。

【００１９】本発明の電力供給装置の入力端に、回転型
や振動型などの交流電力を供給可能な発電手段を接続す
ることにより、整流効率が高く、出力電力の大きな発電
装置を提供することができる。従って、本発明の電力供
給装置を採用することにより、その出力端に接続された
処理装置に対し効率良く安定した電力を供給することが
できる。このため、処理装置と共に本発明の発電装置を
搭載することにより、何時でも何処でも計時装置などの
処理装置の機能を発揮させられる携帯に適した電子機器
を提供できる。

【００２０】

【発明の実施の形態】

〔第１の実施の形態〕以下に図面を参照して本発明をさ
らに詳しく説明する。図１に本発明に係る発電装置を備
えた腕時計装置などの電子機器の概要を示してある。本
例の電子機器１０は、発電装置１と、この発電装置１か
ら入力された交流電力を整流して計時処理などの処理装
置６に供給する電力供給装置２０を備えている。処理装
置６は、時計部を駆動したりアラーム処理を行うなどの
計時処理の他にラジオ、ページャあるいパソコンなどの
機能を備えているものであってももちろん良い。また、
発電装置１は、先に図１３に基づき説明したような回転
錘の運動エネルギーを電気エネルギーに変換可能な回転
型の電磁発電機を備えた発電装置や、圧電素子を振動し
て発電を行う発電装置などの交流電力を供給可能な装置
を接続することができる。これらの発電装置１、電力供
給装置２０および処理装置６などは平面的に重なる様に
配置されており、電子機器全体の小型化が図られてい
る。

【００２１】本例の電力供給装置２０は、入力端２１に
入力された発電装置１からの交流電力を整流して出力端
２２から処理装置６に供給するために、第１および第２
の整流回路２３および２４を備えている。それぞれの整
流回路２３および２４は、半波整流を行うダイオード２
５および２６と、このダイオード２５および２６で整流
された電力を蓄積する第１および第２のコンデンサ２７
および２８を備えている。第１の整流回路２３のダイオ
ード２５は、接地された電位Ｖｄｄの側の入力端子２１
ａから第１のコンデンア２７を介して他方の端子２１ｂ
に向かって電流の流れる方向が順方向となるように接続
されている。従って、第１のコンデンサ２７には、電圧
Ｖｄｄよりマイナス側の第１の交流成分が半波整流さ
れ、充電される。一方、第２の整流回路２４のダイオー
ド２６は、反対側の端子２１ｂから第２のコンデンサ２
８を介して接地側の端子２１ａに電流が流れる方向が順
方向となっており、第２のコンデンサ２８には、電圧Ｖ
ｄｄよりプラス側の第２の交流成分が半波整流され充電
される。本例の電力供給装置２０においては、第１およ
び第２の整流回路２３および２４のダイオード２５およ
び２６が接地電位Ｖｄｄの側の入力端子２１ａに接続さ
れている。このため、それぞれの整流回路２３および２
４の第１および第２のコンデンサ２７および２８におい
ては、第１のコンデンサ２７のマイナス極側と、第２の
コンデンサのプラス極側が入力端子２１ｂの側に共に接
続される。もちろん、ダイオード２５および２６の接続
位置は本例に限定されることはなく、ダイオード２５お
よび２６を入力端子２１ｂの側に接続しても良く、ある
いは、ダイオード２５および２６をそれぞれの別の入力
端子２１ａあるいは２１ｂの側に接続しても良い。

【００２２】本例の電力供給装置２０は、上記のような
第１および第２の整流回路２３および２４を備えている
ので、交流電力の第１および第２の交流成分がダイオー
ド２５あるいは２６によってそれぞれ整流され、コンデ
ンサ２７および２８に充電される。従って、各々のコン
デンサ２７および２８に充電される電力は１つのダイオ
ード２５あるいは２６によって整流された電力なので、
ダイオード２５あるいは２６による順方向電圧Ｖｆの損
失は図１３に示した全波整流のほぼ半分に低減でき、整
流効率ηｃを向上できる。さらに、通常の半波整流では
第１あるいは第２の交流成分の一方の電力のみが出力さ
れるのに対し、本例の電力供給回路２０はコンデンサ２
７および２８に第１および第２の交流成分が整流された
電力を蓄積することができる。従って、本例の電力供給
装置２０は、これらのコンデンサ２７および２８の電力
を出力端２２から出力することにより、第１および第２
の交流成分の双方の電力を処理装置６に供給することが
可能であり、全波整流より大きな電力を効率良く供給す
ることができる。なお、本例の腕時計装置１０は、高電
圧側Ｖｄｄが接地されて基準電圧となっている。このた
め、以下においては、出力電圧として低電圧側を参照
し、電圧値は簡単のため全て絶対値で示すこととする。

【００２３】本例の電力供給装置２０は、第１のコンデ
ンサ２７と並列に出力端２２を接続し、第２のコンデン
サ２８に充電された電力を第１のコンデンサ２７に転送
することにより、第１および第２のコンデンサ２７およ
び２８に充電された電力を出力できるようにしている。
このため、本例の電力供給装置２０は、第２のコンデン
サ２８から第１のコンデンサ２７に電力を転送する転送
用コンデンサ２９と、この転送コンデンサ２９の接続切
り替えを行う接続回路３０を備えている。接続回路３０
は、転送コンデンサ２９の接続を切り替えるためのスイ
ッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１およびＳＷ２２と、
予め設定された周期で複数のパルス信号φｃ１、φａお
よびφｂを出力する制御回路３１と、これらのパルス信
号によってスイッチＳＷ１１〜ＳＷ２２を制御する制御
信号φ１およびφ２を生成する接続切替回路３２と、第
１および第２のコンデンサ２７および２８の充電電圧Ｖ
ｓ１およびＶｓ２を比較する比較回路３３を備えてい
る。

【００２４】本例の比較回路３３は、第１のコンデンサ
２７の充電電圧Ｖｓ１と、第２のコンデンサ２８の充電
電圧Ｖｓ２を比較するコンパレータ３４を備えており、
その出力信号φｖが接続切替回路３２の制御信号として
供給されるようになっている。このコンパレータ３４の
反転入力には充電電圧Ｖｓ１が入力され、非反転入力に
第１および第２のコンデンサ２７および２８の両端の電
圧を抵抗Ｒ１およびＲ２によって分割した電圧が入力さ
れている。上述したように、本例の電力供給装置２０に
おいては、第１および第２のコンデンサ２７および２８
が直列な状態で接続されており、第２のコンデンサ２８
の充電電圧Ｖｓ２を直に計測するためには複雑な回路が
必要となる。そこで、本例においては、充電電圧Ｖｓ１
およびＶｓ２の平均電圧を充電電圧Ｖｓ１と比較するこ
とにより、充電電圧Ｖｓ２およびＶｓ１を直に比較した
のと同じ結果が得られるようにしている。また、この方
法によると、充電電圧Ｖｓ１およびＶｓ２の和を抵抗分
割する抵抗Ｒ１およびＲ２の値に差を設けることによ
り、充電電圧Ｖｓ１およびＶｓ２を比較する際に適当な
バイアスを設定することが可能である。従って、充電電
圧Ｖｓ２が充電電圧Ｖｓ１より適当に高くなった後に転
送コンデンサ２９の切替動作を開始することにより、転
送コンデンサ２９から電荷が効率良く第１のコンデンサ
２７に転送できるようにすることができる。

【００２５】本例の比較回路３３は、さらに、コンデン
サ２７および２８の両端に電圧をサンプリングする回路
をオンオフできるスイッチＳＷ４１と、第１のコンデン
サ２７の出力電圧をコンパレータ３４の作動電源として
供給する回路をオンオフできるスイッチＳＷ４２を備え
ている。これらのスイッチＳＷ４１およびＳＷ４２は、
定期的に短時間、高レベルとなるサンプリング信号φｃ
１によってオンされるようになっており、比較回路３３
で消費される電力を必要最小限にできるようにしてい
る。

【００２６】本例の接続切替回路３２は、比較回路３３
のコンパレータ出力φｖおよびパルス信号φａおよびφ
ｂから、転送コンデンサ２９を第１のコンデンサ２７の
側に接続するためのスイッチＳＷ１１およびＳＷ１２を
制御する制御信号φ１と、転送コンデンサ２９を第２の
コンデンサ２８の側に接続するためのスイッチＳＷ２１
およびＳＷ２２を制御する制御信号φ２が生成される。
本例の接続切替回路３２は、Ｄタイプフリップフロップ
（Ｄ−ＦＦ）３５と、この非反転出力Ｑによってパルス
信号φｂを制御信号φ２として出力するアンドゲート３
６と、反転出力Ｑ（バー）あるいはパルス信号φａを制
御信号φ１として出力するオアゲート３７を備えてい
る。Ｄ−ＦＦ３５のデータ入力Ｄにはコンパレータ出力
φｖが入力されており、クロック入力ＣＬにはサンプリ
ング信号φｃ１が入力されている。コンパレータ出力φ
ｖは、第２のコンデンサ２８の充電電圧Ｖｓ２が第１の
コンデンサ２７の充電電圧Ｖｓ１より大きくなると高レ
ベルになる。従って、サンプリング時に充電電圧Ｖｓ２
が充電電圧Ｖｓ１より大きくなると、アンドゲート３６
がオンしパルス信号φｂが制御信号φ２として供給され
る。これと共に、オアゲート３７に入力されている反転
出力Ｑ（バー）が低レベルとなるので高レベルに維持さ
れていた制御信号φ１がパルス信号φａによって制御さ
れる。

【００２７】本例の電力供給回路２０の動作を図２に示
したフローチャートおよび図３に示したタイミングチャ
ートに基づき説明する。本例の電力供給回路２０におい
ては、図２のフローチャートに示すように、ステップＳ
Ｔ１において、比較回路３３によって第１のコンデンサ
２７の充電電圧Ｖｓ１および第２のコンデンサ２８の充
電電圧Ｖｓ２とが比較され、充電電圧Ｖｓ２が充電電圧
Ｖｓ１より高くなると、ステップＳＴ２において転送コ
ンデンサ２９を用いて第２のコンデンサ２８の電力が第
１のコンデンサ２７に転送される。一方、充電電力Ｖｓ
２が充電電力Ｖｓ１に達しない場合は、ステップＳＴ３
において転送は行われず、第１および第２のコンデンサ
２７および２８は、それぞれの整流回路２３および２４
によって充電される。ステップＳＴ１において充電電圧
Ｖｓ２およびＶｓ１の比較する際は、上述したように、
バイアスを設けて、効率良く転送ができる程度まで充電
電圧Ｖ２が上昇した後に転送を行うようにしても良い。

【００２８】このように、本例の電力供給装置２０にお
いては、第１のコンデンサ２７が出力端２２に接続され
ており、このコンデンサ２７に第２のコンデンサ２８の
電力を転送するようにしている。従って、第１および第
２のコンデンサ２７および２８に容量の等しいコンデン
サを採用する必要はなく、第１のコンデンサ２７はメイ
ンコンデンサとして容量の大きなものを採用し、第２の
コンデンサ２８は、サブコンデンサとして容量の小さな
ものを採用することができる。第２のコンデンサ２８の
容量が小さければ充電電圧Ｖｓ２は上昇しやすく、効率
良く電力を転送することができる。また、第１のコンデ
ンサ２７の容量が大きければ、転送用コンデンサ２９が
接続されても充電電圧Ｖｓ１の変動は少なく、出力端２
２に安定した電圧を供給できる。また、転送用コンデン
サ２９の電圧に対して充電電圧Ｖｓ１が上昇しないので
転送効率も高く保てる。

【００２９】このような制御を実現するために、本例の
電力供給装置２０においては、図３のタイミングチャー
トに示したような制御信号が用意されている。パルス信
号φａおよびφｂは、いずれか一方がオフの間に他方が
オンになる転送コンデンサの接続切り替え用のパルス信
号であり、同時にオンすることがないようになってい
る。パルス信号φｃ１は、サンプリング用の信号であ
り、定期的に高レベルになる。メインコンデンサである
第１のコンデンサ２７に多少の電力が残った状態で時刻
ｔ１に発電装置１が発電を開始すると、第１および第２
の整流回路２３および２４によってそれぞれの交流成分
が整流してコンデンサ２７および２８に充電される。第
２のコンデンサ２８の容量は第１のコンデンサ２７に対
して小さくしてあるので充電電圧Ｖｓ２の方が急激に上
昇する。

【００３０】時刻ｔ２にサンプリング信号φｃ１がオン
になったときは、充電電圧Ｖｓ２がＶｓ１に達していな
いので、比較回路３３のコンパレータ出力φｖは低レベ
ルに保持されたままとなる。従って、接続切替回路３２
においては、アンドゲート３６はオフ状態であり制御信
号φ２は低レベルである。一方、オアゲート３７から高
レベルの制御信号φ１が出力される。従って、転送用コ
ンデンサ２９は、第１のコンデンサ２７の側に接続され
た状態で保持され、第２のコンデンサ２８からの電力の
転送は行われない。もちろん、制御信号φ１およびφ２
を反転させ、転送用コンデンサ２９を第２のコンデンサ
２８の側に接続したまま保持しても良い。

【００３１】時刻ｔ３に次のサンプリング信号φｃ１が
供給され、このときに充電電圧Ｖｓ２がＶｓ１を越えて
いると、コンパレータ出力φｖは高レベルとなる。従っ
て、Ｄ−ＦＦ３５はクロック入力ＣＬに入力されている
サンプリング信号φｃ１によってコンパレータ出力φｖ
をラッチし、時刻ｔ４に非反転出力Ｑが高レベルとなり
反転出力Ｑ（バー）が低レベルとなる。これによってオ
アゲート３７からはパルス信号φａが制御信号φ１とし
て出力され、制御信号φ１は低レベルになる。このた
め、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２はオフとなり、転
送用コンデンサ２９は、第１のコンデンサ２７から切り
離される。一方、アンドゲートも時刻ｔ４にオープン
し、時刻ｔ５にパルス信号φｂが現れて制御信号φ２が
高レベルになる。従って、スイッチＳＷ２１およびＳＷ
２２はオンとなり、転送用コンデンサ２９が第２のコン
デンサ２８に接続される。第２のコンデンサ２８の充電
電圧Ｖｓ２は転送用コンデンサ２９の電圧Ｖｓ１より高
いので第２のコンデンサ２８によって転送用コンデンサ
２９が充電される。時刻ｔ６にパルス信号φｂが低レベ
ルになると制御信号φ２も低レベルになりスイッチＳＷ
２１およびＳＷ２２がオフとなる。従って、転送用コン
デンサ２９は第２のコンデンサ２８からきりはなされ
る。さらに、時刻ｔ７にパルス信号φａが高レベルにな
るので、これによって制御信号φ１が高レベルになる。
従って、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２がオンし、転
送用コンデンサ２９が第１のコンデンサ２７の側に接続
される。転送用コンデンサ２９は、第２のコンデンサ２
８によって電圧Ｖｓ２まで充電されているので、第１の
コンデンサ２７の側に接続されることによって転送用コ
ンデンサ２９の電荷が第１のコンデンサ２７に転送され
る。このような操作を繰り返すことにより、第２のコン
デンサ２８の電荷を第１のコンデンサ２７に転送するこ
とができる。

【００３２】時刻ｔ８に次のサンプリング信号φｃ１が
出力される。この段階でも充電電圧Ｖｓ２がＶｓ１より
高いのでコンパレータ出力φｖは高レベルとなり、Ｄ−
ＦＦ３５にラッチされる。出力信号φｖは高レベルであ
るのでＤ−ＦＦ３５の出力は変化しない。従って、転送
用コンデンサ２９を用いた電力の転送が引き続き行われ
る。時刻ｔ９のサンプリング信号φｃ１によって充電電
圧Ｖｓ１およびＶｓ２がサンプリングされたときに充電
電圧Ｖｓ２が充電電圧Ｖｓ１を下回っていると、コンパ
レータ出力φｖは低レベルとなる。従って、Ｄ−ＦＦ３
５はサンプリング信号φｃ１によってこれをラッチし、
時刻ｔ１０に出力が反転する。これによって、アンドゲ
ート３６は閉じ、オアゲート３７からは高レベルの信号
が出力される。従って、転送用コンデンサ２９は、第１
のコンデンサ２８の側に接続された状態に保持され、電
力の転送は終了する。

【００３３】このように、本例の電力供給装置２０にお
いては、２つの交流成分の双方が半波整流され、その電
力がそれぞれ別のコンデンサ２７および２８に充電され
る。従って、整流用のダイオードの順方向電圧の損失は
全波整流のほぼ半分まで低減することができる。また、
整流用のダイオードの順方向電圧を低減できるので、順
方向電圧が多少高くとも逆リーク電流が小さく漏れ損失
を抑えることができるシリコンダイオードを整流素子と
して採用することができ、この点でも損失の少ない電力
供給装置２０を提供できる。

【００３４】また、交流成分の双方がそれぞれ別のコン
デンサ２７および２８に充電されるようになっているの
で、交流成分によってスイッチを切り替える必要はな
く、スイッチング操作なしでそれぞれの交流成分をコン
デンサに蓄積することができる。さらに、本例の電力供
給装置２０は、交流電力の周波数が変動してもその電力
をコンデンサ２７および２８に充電することができる。
このため、携帯型の電子機器に搭載され、安定した周波
数が得られない交流発電機からの電力であっても効率よ
く整流しコンデンサに充電することができる。このよう
に、本例の電力供給装置２０においては、周波数に関係
なく交流を効率良く整流することができ、また、スイッ
チングなどによる電力の損失も防止することができるの
で、入力端２１に供給された交流電力を効率良くコンデ
ンサ２７および２８に蓄積することができる。このよう
な２つの交流成分の双方を別個に半波整流して個別のコ
ンデンサに充電する整流方法を以下においてはＷ（ダブ
ル）半波整流と呼ぶことにする。

【００３５】本例の電力供給装置２０においては、さら
に、第２のコンデンサ２８に充電された電力を第１のコ
ンデンサ２７に転送用コンデンサ２９を介して転送でき
るようにしている。従って、第１および第２のコンデン
サ２７および２８に充電された電力を出力端２２から出
力することができる。このため、本例の電力供給装置２
０を用いることにより、全波整流より大きな電力を高い
効率で出力することが可能であり、発電装置１と組み合
わせることにより給電効率の高い発電装置を提供するこ
とができる。また、本例の電力供給装置２０は、入力さ
れた交流電力を効率良く出力端の処理装置６に提供でき
ると共に、第１のコンデンサ２７を充電し、発電装置１
から電力が供給されないときは第１のコンデンサ２７が
放電した電力で処理装置を稼働させることができる。さ
らに、処理装置６で消費され、第１のコンデンサ２７の
電圧が低下したときは、転送用コンデンサ２９を用いて
第２のコンデンサ２８の側からも処理装置６あるいは第
１のコンデンサ２７に電力を供給することも可能であ
る。従って、回転錘などを用いてユーザあるいは自然界
の運動エネルギーを電気エネルギーに変換できる発電装
置１を提供できる。さらに、本例の電力供給装置２０お
よび処理装置６を搭載することにより、いつでも何処で
も機能を発揮できる携帯に適した電子機器１０を提供す
ることができる。

【００３６】〔第２の実施の形態〕図４に、本発明に係
る異なった電力供給装置２０を搭載した電子機器１０の
概要を示してある。本例の電子機器１０は、電力供給装
置２０の出力端２２に、さらに大きな電力を蓄積できる
大容量コンデンサ９を接続してあり、その出力電圧を電
圧制御装置８によって昇圧あるいは降圧して処理回路６
に供給できるようになっている。従って、出力端２２の
出力電圧Ｖ２が所定の値Ｖ０以上であれば、その電圧Ｖ
０を電圧制御装置８で昇圧して稼働可能な電圧で処理装
置６に供給することが可能であり、発電装置１の起電圧
が低いときでも処理装置６をスタートできるようにして
いる。さらに、本例の電子機器１０は、大容量コンデン
サ９が未充電の際でも電圧制御装置８に所定の電圧を供
給できるように大容量コンデンサ９と直列にスタートア
ップ用のダイオード７ａと、このダイオード７ａをバイ
パスするスイッチ７ｂが接続されている。このバイパス
スイッチ７ｂは大容量コンデンサ９の充電電圧と電圧制
御装置８に入力される電圧を監視する制御回路７ｃによ
って制御されており、大容量コンデンサ９の充電電圧が
所定の値に達するまではダイオード７ａの順方向電圧に
よってスタート用の電圧Ｖ０を確保し、大容量コンデン
サ９の充電電圧が高くなればダイオード７ａをスイッチ
７ｂによってバイパスしてダイオード７ａの順方向電圧
による損失なく充電された電力を処理装置６に供給でき
るようにしている。大容量コンデンサ９を充電しながら
処理装置が起動するためのスタートアップシステムは、
抵抗や容量などの回路素子を用いて構成することができ
る。

【００３７】また、電圧制御装置８は、降圧機能も備え
ているので、大容量コンデンサ９が充電されて電圧が高
くなれば、電圧制御装置８によって降圧して処理装置６
に電力を供給し、大容量コンデンサ９の電力が無駄に消
費されるのを防止できるようにしている。また、降圧す
ることにより大容量コンデンサ９の充電電圧の上限を高
くすることが可能であり、大容量コンデンサ９に蓄積可
能な電力を増加することができる。

【００３８】本例の電力供給装置２０は、上記の例と同
様に、第１の整流回路２３と第２の整流回路２４を備え
ており、第２のコンデンサ２８に蓄積された電力を第１
のコンデンサ２７に転送するために転送用コンデンサ２
９を用いている。このため、上述した電力供給装置と共
通する部分については同じ符号を付して説明を省略す
る。本例の接続回路３０は、転送用コンデンサ２９の接
続を切り替えるスイッチＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１
およびＳＷ２２に加え、第１のコンデンサ２７および第
２のコンデンサ２８を出力端２２に対し直列および並列
に切り替えて接続するスイッチＳＷ３１を備えている。
さらに、転送用コンデンサ２９を切り替えるためのスイ
ッチＳＷ１２およびＳＷ２２を同時にオンすることによ
り、第１および第２のコンデンサ２７および２８を出力
端２２に直列に接続できるようにしている。

【００３９】本例の接続回路３０は、第１および第２の
コンデンサ２７および２８の接続切り替えを制御回路３
１から出力されたスタート信号φｓによって行えるよう
になっている。このため、制御回路３１には入力端２１
の入力電圧Ｖ１と、出力端２２の出力電圧Ｖ２が入力さ
れている。接続回路３０は、スタート信号φｓによって
それぞれのスイッチＳＷ１１〜ＳＷ３１に供給される信
号を切り替える直並切替回路４０を備えている。本例の
直並切替回路４０は、パルス信号φａをスイッチＳＷ１
１およびＳＷ１２に制御信号φ１として供給するための
オアゲート４１と、パルス信号φｂをスイッチＳＷ２１
の制御信号φ２１として供給するためのアンドゲート４
２と、パルス信号φｂをスイッチＳＷ２２の制御信号φ
２２として供給するためのオアドゲート４３と、スター
ト信号φｓを反転してスイッチＳＷ３１の制御信号φ３
として出力するためのインバータ４４を備えている。こ
れらのオアゲート４１および４３にはスタート信号φｓ
が入力されており、また、アンドゲート４２には反転し
たスタート信号φｓが入力されている。従って、直並切
替回路４０からは、スタート信号φｓが高レベルのとき
は、高レベルの制御信号φ１およびφ２２と、低レベル
の制御信号φ２１およびφ３が出力される。このため、
第１および第２のコンデンサ２７および２８は出力端２
２に対し直列に接続され、入力端２１に入力された電圧
が２倍に昇圧されて出力端２２から出力される。従っ
て、本例の電力供給装置２０は、スタート信号φｓが高
レベルのときは昇圧整流を行って、その電力を出力端２
２から大容量コンデンサ９に供給することができる。

【００４０】一方、スタート信号φｓが低レベルのとき
は、制御信号φ３が高レベルになるのでスイッチＳＷ３
１がオンとなる。このため、第１および第２のコンデン
サ２７および２８が出力端２２に対し並列に接続され
る。さらに、制御信号φ１としてパルス信号φａが出力
され、制御信号φ２１およびφ２２としてパルス信号φ
ｂが出力される。このため、上記の電力供給装置２０と
同様に第２のコンデンサ２８から第１のコンデンサ２７
に電力が転送される。従って、本例の電力供給装置２０
においては、スタート信号φｓが低レベルのときはＷ半
波整流を行って、その電力を出力端２２から大容量コン
デンサ８に供給することができる。

【００４１】図５および図６に、Ｗ半波整流を行った場
合の出力電力Ｗｄと、昇圧整流を行った場合の出力電力
Ｗｕを出力端の電圧Ｖ２に対して示してある。また、全
波整流を行った場合の出力電力Ｗａと、半波整流を行っ
た場合の出力電力Ｗｈも合わせて示してある。図５は、
発電装置１の動きの大きく電磁発電機１２を駆動する回
転錘１３の旋回角が大きな場合に得られる出力電力の変
化を示し、図６は、発電装置１の動きの小さく回転錘１
３の旋回角が小さな場合に得られる出力電力の変化を示
してある。図５および図６から判るように、Ｗ半波整流
によって得られる電力Ｗｄは、全波整流によって得られ
る電力Ｗａおよび半波整流によって得られる電力Ｗｈよ
り全領域で大きくなっている。従って、本例の電力供給
装置２０を採用してＷ半波整流を行うことにより、発電
装置１から供給された電力を効率良く整流し、大きな出
力電力を得ることができる。

【００４２】一方、昇圧整流によって得られる電力Ｗｕ
と比較すると、動きの大きな場合および小さな場合にお
いて、所定の電圧を越えると昇圧整流を行った方が高い
出力を得られることが判る。出力電力が大きくなると２
次側の充電装置が充電されて出力電圧Ｖ２が高くなるの
で、これに対してさらに電力を効率良く供給するために
は整流後に得られる電圧が高い方が望ましいためであ
る。すなわち、昇圧整流を行う場合は、整流回路内で直
列に接続される個々のコンデンサの充電電圧が低くなる
ので充電効率が高くなり、出力電圧が高くなるとダイオ
ードの順方向電圧による損失を差し引いても出力電力を
大きくできるからである。従って、本例においては、大
容量コンデンサ９の充電電圧があるレベルを越えてさら
に充電を行う場合は、電力供給装置２０において昇圧整
流を行うことが適していることが判る。

【００４３】また、入力端２１の入力電圧Ｖ１が低い場
合は、大容量コンデンサ９に直列に接続されているスタ
ートアップ用のダイオード７ａの順方向電圧を利用して
処理装置６が起動するのに必要な電圧Ｖ０以上の電圧を
電圧制御装置８に供給することができる。従って、電力
供給装置２０の側で電圧Ｖ０以上に昇圧して出力端２２
から供給することにより早期に処理装置６を起動でき
る。このため、本例の電力供給装置２０においては、図
７にフローチャートで示すように、入力電圧Ｖ１が低い
ときは昇圧整流を行い、入力電圧Ｖ１が高くなるとＷ半
波整流に移行し、さらに、出力電圧Ｖ２が高くなると再
び昇圧整流に移行するようにしている。まず、ステップ
ＳＴ１１において、入力電圧Ｖ１を第１の基準電圧Ｖ０
１と比較する。この第１の基準電圧Ｖ０１は、出力電圧
Ｖ２として電圧制御装置８の最小電圧Ｖ０を確保できる
電圧である。従って、入力電圧Ｖ１が第１の基準電圧Ｖ
０１より低いときは、出力電圧を高くするためにステッ
プＳＴ１３に移行し、スタート信号φｓを高レベルにし
て昇圧整流を行う。一方、入力電圧Ｖ１が第１の基準電
圧Ｖ０１以上の場合は、さらに、ステップＳＴ１２にお
いて、出力電圧Ｖ２を第２の基準電圧Ｖ０２と比較す
る。第２の基準電圧Ｖ０２は、図５および６で示したよ
うに、出力電圧Ｖ２に対しより大きな出力電力Ｗ２を出
力するために整流方法をＷ半波整流から昇圧整流に切り
替える基準電圧である。この基準電圧Ｖ０２は発電装置
１の動きの大小によって最適な値は異なるが本例におい
ては平均的な電圧をとって基準電圧Ｖ０２としている。
ステップＳＴ１２において、出力電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ
０２以上であれば、再びステップＳＴ１３において昇圧
整流を行う。また、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ０１を越
えており、出力電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ０２に達していな
ければ、ステップＳＴ１４において、効率よく電力を整
流して出力できるＷ半波整流を行う。このようなＷ半波
整流を行うモード（モード１）と、昇圧整流を行うモー
ド（モード２）を切り替える制御は、論理回路や、マイ
クロプログラムなどで制御されるマイクロプロセッサな
どの制御機構を制御回路３１に用意することにより実現
できる。また、制御用のプログラムは、ＲＯＭなどの制
御機構に読み取り可能な媒体に収納して提供することが
できる。さらに、基準電圧Ｖ０１あるいはＶ０２の値
は、ＲＯＭなどに設定されたデータを書き換えることで
調整することが可能であり、電子機器の用途あるいは固
体差などを加味して決定することができる。

【００４４】図８に、本例の電力供給装置２０の制御回
路３１から供給されるパルス信号と、これらのパルス信
号から直並切替回路４０によって生成される制御信号を
示してある。発電装置１が発電を開始した当初の時刻ｔ
１１においては、発電装置１から得られる入力電圧Ｖ１
は低い。このため、スタート信号φｓは高レベルとなっ
ており、直並切替回路４０からは高レベルの制御信号φ
１およびφ２２と、低レベルの制御信号φ２１およびφ
３が供給され、第１および第２のコンデンサ２７および
２８が直列に接続される。従って、電力供給装置２０
は、昇圧整流を行う回路構成となり、入力電圧Ｖ１が約
２倍に昇圧されて出力される。このため、入力電圧Ｖ１
に対し高い出力電圧Ｖ２を出力できるので、入力電圧Ｖ
１が低くても電圧制御装置８に対し高い電圧、例えば、
基準電圧Ｖ０を越える電圧を供給することが可能であ
り、処理装置６を稼働状態（即スタート状態）にするこ
とができる。しかしながら、第１および第２のコンデン
サ２７および２８が直列に接続された昇圧整流では、ダ
イオード２５および２６の双方の順方向電圧による損失
が発生するので、整流効率は図１３に基づき説明した従
来の電圧制御装置と同程度になってしまう。

【００４５】時刻ｔ１２に、入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ
０１を越えると、制御回路３１から供給されるスタート
信号φｓが低レベルになる。従って、制御信号φ３は高
レベルになってスイッチＳＷ３１がオンする。これによ
って、第１のコンデンサ２７が出力端２２に対し並列に
接続され、第２のコンデンサ２８は、転送用コンデンサ
２９を介して電力を転送するＷ半波整流のモードに移行
する。直並切替回路４０からは、パルス信号φａが制御
信号φ１として出力され、パルス信号φｂが制御信号φ
２１およびφ２２として出力される。従って、上記の図
３に基づき説明したのと同じ手順で第２のコンデンサ２
８から転送用コンデンサ２９を介して第１のコンデンサ
２７に電力が転送される。

【００４６】Ｗ半波整流によって出力端２２から大容量
コンデンサ９に電力が供給されて充電が進むと時刻ｔ１
３に充電電圧が基準電圧Ｖ０２を越えるようになる。上
述したように、本例の電力供給装置２０は、この時点で
スタート信号φｓを再び高レベルにして昇圧整流を開始
する。これによって、大容量コンデンサ９の電圧に対し
適当な出力電圧Ｖ２を確保できるので、電圧の上昇した
大容量コンデンサ９に対しさらに効率良く充電を行うこ
とができる。

【００４７】このように、本例の電力供給装置２０にお
いては、交流電力を整流して効率良く供給できるＷ半波
整流に加え、Ｗ半波整流を行う第１および第２の整流回
路２３および２４を用いて昇圧整流を行えるようにして
いる。Ｗ半波整流を行うと、図５および図６に示したよ
うに全波あるいは半波整流を行った場合よりも高い出力
を得ることが可能である。特に、処理装置に給電する場
合や、充電が進んでいない大容量コンデンサなどの充電
装置に給電する場合においては、昇圧整流よりも大きな
電力を供給することができる。さらに、本例の電力供給
装置２０は、昇圧整流も可能なので、入力電圧が低いと
きは昇圧して出力電圧を確保し、また、出力電圧が高く
なったときも昇圧整流に切り替えて、広い出力電圧範囲
にわたって発電装置１から大きな電力を出力することが
できる。このため、上記の例と同様に、本例の電力供給
装置２０を介して発電装置１からの電力を供給すること
により、効率よく給電できる発電装置を構成することが
可能であり、また、処理装置６と共に搭載することによ
り、いつでも何処でも機能を発揮できる携帯に適した電
子機器１０を提供することができる。

【００４８】〔第３の実施の形態〕図９に、本発明に係
る異なった電力供給装置２０を搭載した電子機器１０の
概要を示してある。本例の電子機器１０は、電力供給装
置２０の入力端２１に図１３に示した発電装置と同様の
発電装置１が接続されており、出力端２２に計時機能な
どを備えた処理装置６が接続されている。電力供給装置
２０は、第１の整流回路２３と第２の整流回路２４を備
え、第１および第２のコンデンサ２７および２８にそれ
ぞれの交流成分を蓄積可能となっており、上記の電力供
給装置と同様にＷ半波整流を行えるようになっている。
従って、上述した例の電力供給装置と共通する部分につ
いては、同じ符号を付して説明を省略する。

【００４９】本例の電力供給装置２０は、第１および第
２のコンデンサ２７および２８に蓄積された電力を一方
のコンデンサに転送する代わりに、出力端２２を充電電
圧の高くなったコンデンサの側に接続して、その電力を
出力できるようにしている。このため、本例の電力供給
装置２０は、出力端２２の接続を切り替える接続回路３
０を備えている。本例の接続回路３０は、出力端２２の
接続を切り替える機能を備えており、そのためのスイッ
チＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２としては、
図１あるいは図４に基づき説明した、それぞれのコンデ
ンサ２７あるいは２８に転送用コンデンサを切り替えて
接続するスイッチの配置をそのまま使用することができ
る。また、本例の電力供給装置２０は、第１および第２
のコンデンサ２７および２８を出力端２２に対し直列に
接続して昇圧整流が可能なようにも構成されており、そ
のために図４で説明したものと同様のスイッチＳＷ３１
が配置されている。

【００５０】これらのスイッチＳＷ１１〜ＳＷ３１を制
御するために、本例の接続回路３０は、幾つかのパルス
信号を出力する制御回路３１と、第１のコンデンサの充
電電圧Ｖｓ１と第２のコンデンサの充電電圧Ｖｓ２を比
較する比較回路３３と、出力端２２の接続を切り替える
接続切替回路３２と、さらに、第１および第２のコンデ
ンサ２７および２８の直列および並列の接続切替を行う
直並切替回路４０を備えている。本例の制御回路３１に
は、入力電圧Ｖ１が入力されており、この値に基づき、
図７に示したようなロジックで第１および第２のコンデ
ンサ２７および２８の接続を制御するスタート信号φｓ
が出力される。さらに制御回路３１からは、サンプリン
グのタイミングを指示する第１のクロック信号φｃ１
と、この第１のクロック信号φｃ１の組み合わせてスイ
ッチの操作用の制御信号を生成するための第２のクロッ
ク信号φｃ２が出力され、比較回路３３および接続切替
回路３２に供給されている。

【００５１】本例の比較回路３３は、図１に基づき説明
した回路と同様であり、第１のコンデンサ２７の充電電
圧Ｖｓ１を、抵抗分割して求められた第２のコンデンサ
２８の充電電圧Ｖｓ２と比較し、その結果が、コンパレ
ータ３４の出力信号φｖとして得られるようになってい
る。本例の比較回路３３においては、コンパレータ３４
の作動電源が出力端２２と同じポイントから、すなわ
ち、第１または第２のコンデンサ２７または２８の出力
側から得られており、安定した電源でコンパレータ３４
が作動するようになっている。

【００５２】接続切替回路３２は、コンパレータ出力信
号φｖをラッチし、その結果に基づき第１および第２の
クロック信号φｃ１およびφｃ２を組み合わせて出力端
２２の接続方法を切り替えられる信号φ１’およびφ
２’を生成できるようになっている。このため、２つの
Ｄ−ＦＦ３５ａおよび３５ｂが用いられている。Ｄ−Ｆ
Ｆ３５ａには、コンパレータ出力信号φｖがデータ入力
Ｄに接続され、第１のクロック信号φｃ１がクロック入
力ＣＬに接続されている。従って、クロック信号φｃ１
のタイミングで出力信号φｖの結果がラッチされて非反
転出力Ｑおよび反転出力Ｑ（バー）から出力される。第
２のＤ−ＦＦ３５ｂには、第１のＤ−ＦＦ３５ａの非反
転出力Ｑがデータ入力Ｄに接続され、さらに、第２のク
ロック信号φｃ２がクロック入力ＣＬに接続されてい
る。第２のクロック信号φｃ２は第１のクロック信号φ
ｃ１よりタイミングが遅れた信号であり、第２のＤ−Ｆ
Ｆ３５ｂの非反転出力Ｑおよび反転出力Ｑ（バー）から
は第１のＤ−ＦＦ３５ａの出力と同じ出力が遅延して出
力される。

【００５３】本例の接続切替回路３２は、さらに、第１
および第２のＤ−ＦＦ３５ａおよび３５ｂの非反転出力
Ｑのアンドをとって接続切替用の信号φ２’を出力する
アンドゲート３８ｂと、第１および第２のＤ−ＦＦ３５
ａおよび３５ｂの反転出力Ｑ（バー）のアンドをとって
接続切替用の信号φ１’を出力するアンドゲート３８ａ
を備えている。コンパレータ出力信号φｖは、第２のコ
ンデンサの充電電圧Ｖｓ２が第１のコンデンサの充電電
圧Ｖｓ１より高くなったときに高レベルになる。このた
め、本例の接続切替回路３２からは、充電電圧Ｖｓ２が
充電電圧Ｖｓ１より高くなると、クロック信号φｃ１の
タイミングで信号φ１’が低レベルになり、次にクロッ
ク信号φｃ２のタイミングで信号φ２’が高レベルにな
る。また、充電電圧Ｖｓ１が充電電圧Ｖｓ２より高くな
ると、逆に、クロック信号φｃ１のタイミングで信号φ
２’が低レベルになり、次にクロック信号φｃ２のタイ
ミングで信号φ１’が高レベルになる。従って、先に図
１または図４で説明した切替用のパルス信号φａおよび
φｂに対応した信号を比較結果である信号φｖによって
得ることができる。

【００５４】本例の直並切替回路４０は、図４に示した
回路と同一の構成が採用されており、信号φ１’をスイ
ッチＳＷ１１およびＳＷ１２に制御信号φ１として供給
するためのオアゲート４１と、信号φ２’をスイッチＳ
Ｗ２１の制御信号φ２１として供給するためのアンドゲ
ート４２と、信号φ２’をスイッチＳＷ２２の制御信号
φ２２として供給するためのオアドゲート４３と、さら
に、スタート信号φｓを反転してスイッチＳＷ３１の制
御信号φ３として出力するためのインバータ４４を備え
ている。これらのオアゲート４１および４３にスタート
信号φｓが入力されており、また、アンドゲート４２に
は反転したスタート信号φｓが入力されているのも同様
である。従って、本例の直並切替回路４０からは、スタ
ート信号φｓによって上述した例と同じ過程で制御信号
がそれぞれ出力される。

【００５５】図１０に、本例の電力供給装置２０におけ
るそれぞれの制御信号の様子をタイミングチャートを用
いて示してある。まず、時刻ｔ２１においては、入力電
圧Ｖ１が低く、いずれのコンデンサ２７および２８にも
十分な電力が蓄えられていない。従って、発電装置１が
発電するとすぐに処理装置６が稼働を開始できるような
即スタートモードになっており、スタート信号φｓが高
レベルになっている。このため、直並切替回路４０から
高レベルの制御信号φ１およびφ２２と、低レベルの制
御信号φ２１およびφ３が出力され、コンデンサ２７お
よび２８が直列に接続されて昇圧整流が行われる。従っ
て、出力電圧Ｖ２としては充電電圧Ｖｓ１およびＶｓ２
の和が得られ、処理装置６を稼働するために必要な電圧
を確保することができる。

【００５６】時刻ｔ２２に、発電装置１の起電圧が上昇
して入力電圧Ｖ１が基準電圧Ｖ０１を越えると、即スタ
ートモードが解除され、スタート信号φｓが低レベルに
なる。これによって、制御信号φ３が低レベルになって
スイッチＳＷ３１がオンし、Ｗ半波整流がスタートす
る。この段階では、第１および第２のコンデンサ２７お
よび２８の充電電圧Ｖｓ１およびＶｓ２がほぼ等しくな
っている。従って、本例においては、充電電圧Ｖｓ２を
求めるために抵抗分割するＲ１およびＲ２の比率に差を
持たせ、充電電圧Ｖｓ２にバイアスを設け、時刻ｔ２２
以前のサンプリング時におけるコンパレータ出力φｖを
低レベルとしている。このため、時刻ｔ２２において
は、信号φ１’が高レベル、φ２’が低レベルとなって
いる。これにより、制御信号φ１が高レベル、制御信号
φ２１およびφ２２が低レベルとなり、スイッチＳＷ１
１およびＳＷ１２がオンし、スイッチＳＷ２１およびＳ
Ｗ２２がオフとなる。従って、出力端２２は第１のコン
デンサ２７の側に接続され、第１のコンデンサ２７を介
して電力が出力される。一方、第２のコンデンサ２８
は、出力端２２から切り離されるので、一方の交流成分
が半波整流された電力で充電され、充電電力Ｖｓ２が上
昇する。

【００５７】時刻ｔ２３にサンプリング用のクロック信
号φｃ１が高レベルになると、比較回路３３によって充
電電圧Ｖｓ１とＶｓ２が比較される。第２のコンデンサ
２８の充電電圧Ｖｓ２が第１のコンデンサ２７の充電電
圧Ｖｓ１より大きくなっていると、コンパレータ出力φ
ｖは高レベルになる。従って、Ｄ−ＦＦ３５ａがクロッ
ク信号φｃ１の立ち下がり（時刻ｔ２４）でこれをラッ
チし、出力ＱおよびＱ（バー）が反転する。これによ
り、信号φ１’が低レベルになり、直並切替回路４０か
ら出力される制御信号φ１が低レベルになる。従って、
出力端２２が第１および第２のコンデンサ２７および２
８の両方から切り離された状態になる。

【００５８】時刻ｔ２５に第２のクロック信号φｃ２が
オンになると、その立ち下がりでＤ−ＦＦ３５ｂが前段
のＤ−ＦＦ３５ａの出力がラッチされる。この結果、信
号φ２’が高レベルになり、直並切替回路４０を通して
高レベルの制御信号φ２１およびφ２２が出力される。
従って、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２がオンにな
り、出力端２２は第２のコンデンサ２８の側に接続され
る。従って、出力端２２からは第２のコンデンサ２８を
介して電力が供給される。第１のコンデンサ２７は出力
端２２から切り離されるので、一方の交流成分を半波整
流した電力によって充電され、充電電力Ｖｓ１が上昇す
る。次のサンプリングのタイミングの時刻ｔ２６には、
充電電圧Ｖｓ１とＶｓ２との大小関係が代わっていない
ので、コンパレータ出力φｖは高レベルとなり、これを
ラッチして上記と同様の制御信号φ１およびφ２１、φ
２２が継続して出力される。

【００５９】時刻ｔ２７の次のサンプリングタイミング
において、第１のコンデンサ２７の充電電圧Ｖｓ１が第
２のコンデンサ２８の充電電圧Ｖｓ２以上になっている
と、コンパレータ出力φｖは、低レベルのままとなる。
従って、時刻ｔ２８にＤ−ＦＦ３５ａがコンパレータ出
力φｖをラッチして出力ＱおよびＱ（バー）が反転す
る。このため、制御信号φ２１およびφ２２は低レベル
になり、スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２がオフとなっ
て出力端２２は第２のコンデンサ２８から切り離され
る。そして、時刻ｔ２９に、第２のクロック信号φｃ２
が高レベルになるとこれによってＤ−ＦＦ３５ｂが前段
のＤ−ＦＦ３５ａの出力をラッチし、出力ＱおよびＱ
（バー）が反転する。このため、制御信号φ１が高レベ
ルになり、スイッチＳＷ１１およびＳＷ１２がオンとな
って出力端２２は充電電圧Ｖｓ１が上昇した第１のコン
デンサ２７の側に接続される。

【００６０】このようにして、本例の電力供給装置２０
においては、それぞれに半波整流された電力が充電され
ている第１および第２のコンデンサ２７および２８の電
圧の高い方に出力端２２を切り替えて接続し、それぞれ
のコンデンサ２７および２８に蓄電された電力を出力端
２２から処理装置６に供給できるようにしている。ま
た、図１０に示したタイミングチャートでも判るよう
に、充電電圧の高くなったコンデンサの側から充電電圧
の低いコンデンサに向かって電流が流れてしまわないよ
うに、出力端２２を各コンデンサ２７および２８からい
ったん切り離してから他方のコンデンサに接続するよう
にしている。従って、この間に継続して処理装置６に電
力を供給できるように出力端２２に補助コンデンサ４９
を並列に接続し、この補助コンデンサ４９から処理装置
６に電力を供給できるようにしている。また、この補助
コンデンサ４９に電荷が一時的に蓄えられるので、電圧
が低下したコンデンサから電圧の高いコンデンサに切り
替えられる際の電圧差を緩和する能力も備えている。さ
らに、本例の電力供給装置２０においては、出力端２２
に直列に抵抗４８を接続してあり、これによっても電圧
の急激な変動を緩和し、安定した電力を処理装置６に給
電できるようにしている。また、本例の電力供給装置２
０においては、第１および第２のコンデンサ２７および
２８は回路的に等価であり、それぞれの容量を大きく
し、電力供給装置２０のトータルの充電容量を大きくす
ることも可能である。もちろん、いずれか一方のコンデ
ンサの容量を小さくしておくことも可能である。

【００６１】このように、本例の電力供給装置２０は、
上述した電力供給装置と同様にＷ半波整流が可能であ
り、各コンデンサ２７および２８にはダイオードの順方
向電圧による損失が少ない電力が充電されるので整流効
率を高くできる。そして、それぞれのコンデンサ２７お
よび２８に交流の各成分の電力が充電され、その電力を
出力端２２から処理装置６に供給することができるの
で、全波整流より高い電力を出力することが可能にな
る。このため、本例の電力供給装置２０を用いることに
より、上記の例と同様に給電効率の高い発電装置を提供
することができ、また、生活のエネルギーや自然エネル
ギーを効率良く電力に変換していつでも何処でも機能を
発揮できる電子機器を提供することができる。

【００６２】〔第４の実施の形態〕図１１に、本発明に
係る異なった電力供給装置２０を搭載した電子機器１０
の概要を示してある。本例の電子機器１０も電力供給装
置２０の入力端２１に図１３に示した発電装置と同様の
発電装置１が接続されており、出力端２２に計時機能な
どを備えた処理装置６が接続されている。また、本例の
電力供給装置２０も第１の整流回路２３と第２の整流回
路２４を備えており、第１および第２のコンデンサ２７
および２８にそれぞれの交流成分を蓄積可能となってい
る。従って、上記の電力供給装置と同様にＷ半波整流を
行うことができる。なお、上述した例の電力供給装置な
どと共通する部分については、同じ符号を付して説明を
省略する。

【００６３】本例の電力供給装置２０は、第１のコンデ
ンサ２７に出力端２２が接続されており、第１のコンデ
ンサ２７に対し第２のコンデンサ２８を並列に繋いで第
２のコンデンサ２８に充電された電力を第１のコンデン
サ２７に転送できるようにしている。このため、本例の
電力供給装置２０は、第２のコンデンサ２８を第２の整
流回路２４から切り離し、第１のコンデンサ２７と並列
に接続可能な接続回路３０を備えている。本例の接続回
路３０は、上述した例の接続回路とほぼ同様であり、第
２のコンデンサ２８を第１のコンデンサ２７の側に接続
するためのスイッチＳＷ１１およびＳＷ１２と、第２の
コンデンサ２８を第２の整流回路２４に接続するための
スイッチＳＷ２１およびＳＷ２２と、これらのスイッチ
を制御するためのクロック信号を出力する制御回路３１
と、スイッチを制御するための制御信号φ１およびφ２
を生成する接続切替回路３２と、第１および第２のコン
デンサ２７および２８の充電電圧Ｖｓ１およびＶｓ２を
比較する比較回路３３を備えている。比較回路３３の構
成は、上述した例と同様であり、比較した結果はコンパ
レータ出力φｖで接続切替回路３２に供給される。

【００６４】本例の接続切替回路３２は、コンパレータ
出力φｖをクロック信号φｃ1 でラッチし、リセット入
力に接続されている第２のクロック信号φｃ２でリセッ
トされるまで出力信号ＱおよびＱ（バー）を出力するＤ
−ＦＦ３５によって構成されている。そして、Ｄ−ＦＦ
３５の非反転出力Ｑが制御信号φ１としてスイッチＳＷ
１１およびＳＷ１２に供給されており、反転出力Ｑ（バ
ー）が制御信号φ２としてスイッチＳＷ２１およびＳＷ
２２に供給されている。従って、図１２にタイミングチ
ャートを用いて示すように、時刻ｔ３１にクロック信号
φｃ１でサンプリングされたときに、第２のコンデンサ
２８の充電電圧Ｖｓ２が第１のコンデンサ２７の充電電
圧Ｖｓ１よりも高くなっていれば、高レベルのコンパレ
ータ出力φｖが出力される。これにより、時刻ｔ３２に
クロック信号φｃ１の立ち下がりでＤ−ＦＦ３５が信号
φｖがラッチされ、高レベルの制御信号φ１と低レベル
の制御信号φ２が出力される。このため、スイッチＳＷ
１１およびＳＷ１２がオンし、ＳＷ２１およびＳＷ２２
がオフする。従って、第２のコンデンサ２８が第１のコ
ンデンサ２７に並列に接続される。このとき、第２のコ
ンデンサ２８の充電電圧Ｖｓ２の方が第１のコンデンサ
２７の充電電圧Ｖｓ１より高くなっているので第２のコ
ンデンサ２８から第１のコンデンサ２７の側に電荷が転
送される。時刻ｔ３３に第２のクロック信号φｃ２が入
力されて立ち下がると、Ｄ−ＦＦ３５はリセットされ、
制御信号φ１は低レベルに、また、制御信号φ２は高レ
ベルになる。従って、第２のコンデンサ２８は第２の整
流回路２４の側に接続され、Ｗ半波整流が開始される。
このように本例の電力供給装置２０においても、上述し
た例と同様にダイオードによる順方向電圧の損失の影響
を低減することが可能であり、高い整流効率で交流電力
を第１および第２のコンデンサ２７および２８に蓄える
ことができる。そして、それぞれのコンデンサ２７およ
び２８に蓄えられた電力を上述したように第１のコンデ
ンサ２７に転送することにより出力端２２から処理装置
６に供給することができる。

【００６５】本例の電力供給装置２０においては、第２
のコンデンサ２８自体を整流回路から切り離して第１の
コンデンサ２７と接続できるようにしてあるので、転送
用のコンデンサは不要である。また、出力端２２は第１
のコンデンサ２７に接続されたままにしてあるので出力
端２２の側にも補助コンデンサを設ける必要がない。従
って、簡易で安価な構成でＷ半波整流が可能であり、そ
れぞれのコンデンサ２７および２８に充電された電力を
出力端２２から処理装置６に供給できる小型の電子機器
１０を実現することができる。しかしながら、本例の電
力供給装置２０においては、第２のコンデンサ２８を直
に回路切替して第１のコンデンサの側に接続している。
従って、第２のコンデンサ２８が第１のコンデンサ２７
に充電している間は、第２の整流回路２４で整流された
電力を蓄えることができず、出力電力は若干低下する。
このため、本例の電力供給装置２０においては、第２の
クロックφｃ２によって強制的に第２のコンデンサ２８
の接続を第２の整流回路２４の側に戻し、整流された電
力を第２のコンデンサ２８で蓄えられるようにしてい
る。従って、第２のコンデンサ２８から第１のコンデン
サ２７へは短時間に電荷を転送することが望ましく、そ
のためには、第２のコンデンサの充電電圧Ｖｓ２を第１
のコンデンサの充電電圧Ｖｓ１に対し十分高くしておく
ことが望ましい。そこで、本例の電力供給装置２０にお
いては、第２のコンデンサ２８の容量を第１のコンデン
サ２７に対し十分に小さくし、電力の転送速度を速くで
きるようにしている。また、第１のコンデンサ２７が本
例の電力供給装置２０においてはメインのコンデンサに
なるので処理装置６に対し継続して電力を供給するため
に十分な容量を備えていることが望ましい。

【００６６】以上に説明したように、本発明の電力供給
装置は、圧電素子を用いた振動型の発電装置や、図１３
に示したロータおよびステータを備えた回転型の電磁式
の発電装置などから供給された交流電力を効率良く整流
することが可能であり、さらに、交流電力の双方の成分
を整流して出力することが可能である。従って、発電装
置が発電した電力を少ない損失で処理装置や大容量コン
デンサなどの充電装置に供給することができる。このた
め、処理装置と共に本発明の電力供給装置あるいは発電
装置を搭載することにより、ユーザの動きなどを捉えて
発電を行い安定した起電力が得られない電子機器におい
ても、発電装置から供給された電力を有効に活用するこ
とができる。従って、電池なしで様々な環境下において
長時間、継続して処理装置を稼働させることが可能な電
子機器を提供することができる。本発明の電子機器は、
上記で説明した腕時計装置に限定されることなく、その
他の携帯型、あるいは車両搭載型などの電子機器として
利用でき、何時でも何処でも処理装置の機能を発揮でき
る電子機器を実現することができる。例えば、本発明は
上記の例で説明した時計機能を備えた電子機器に加え、
ページャー、電話機、無線機、補聴器、万歩計、電卓、
電子手帳などの情報端末、ＩＣカード、ラジオ受信機な
どの電力を消費して動作する様々な処理装置と共に搭載
し電子機器を構成することが可能である。

【００６７】なお、本発明が上述した幾つかの回路例に
限定されないことはもちろんである。例えば、それぞれ
の例で説明した接続回路は、その他の例においても適用
することができ、電力供給装置が搭載される電子機器の
用途や目的、あるいは処理装置の機能などに応じて適当
に組み合わせることが可能である。さらに、同等の機能
を有する他の回路あるいはプログラム制御などを採用す
ることももちろん可能である。また、各スイッチとして
バイポーラあるいあユニポーラのトランジスタスイッチ
を用いることも可能であり、電力供給装置をＩＣ化して
提供したり、あるいは処理装置と共に同一の半導体基板
に搭載するなど様々なバリエーションが可能である。

【００６８】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明の電力供
給装置は、交流電力のそれぞれの成分を半波整流してい
ったんコンデンサなどの蓄電手段に充電し、転送用のコ
ンデンサを用いたり、あるいは、コンデンサを直に接続
することにより一方の蓄電手段に電力を集めて蓄電手段
の電力を出力端から出力できるようにしている。あるい
は、出力端の接続をそれぞれの蓄電手段に切り替えて電
力を出力できるようにしている。従って、ダイオードの
順方向電圧Ｖｆによる損失は半波整流程度に低減するこ
とができ、高い整流効率が得られる。これと共に、全波
整流と同様に双方の交流成分を整流して出力することが
できる。このため、本発明により、整流効率が高く、全
波整流以上の電力を出力可能な電力供給装置を提供する
ことができる。従って、本発明の電力供給装置を用いて
腕時計装置などに内蔵される小型の発電装置からの電力
を効率良く充電装置に充電でき、また、処理装置に供給
することができる。さらに、本発明の発電装置を処理装
置や充電装置と共に搭載することにより、様々な環境下
で継続して処理装置を稼働できる携帯型に適した電子機
器を提供することができ、電池の有無などに係わらず、
何時でも、どこでも処理装置の機能を十分に発揮させら
れる電子機器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電力供給装置
を備えた電子機器の概略構成を示す図である。

【図２】図１に示す電力供給装置の制御方法を示すフロ
ーチャートである。

【図３】図１に示す電力供給装置を構成するスイッチを
操作する制御信号などを示すタイミングチャートであ
る。

【図４】本発明の第２の実施の形態に係る電力供給装置
を備えた電子機器の概略構成を示す図である。

【図５】図４に示す電力供給装置から出力可能な電力を
出力電圧に対して示すグラフであり、他の整流方法と共
に示してある。

【図６】図４に示す電力供給装置から出力可能な電力を
出力電圧に対して示すグラフであり、発電装置の回転錘
の旋回角が小さなときに出力可能な電力を示す図であ
る。

【図７】図４に示す電力供給装置の制御方法を示すフロ
ーチャートである。

【図８】図４に示す電力供給装置を構成するスイッチを
操作する制御信号などを示すタイミングチャートであ
る。

【図９】本発明の第３の実施の形態に係る電力供給装置
を備えた電子機器の概略構成を示す図である。

【図１０】図９に示す電力供給装置を構成するスイッチ
を操作する制御信号などを示すタイミングチャートであ
る。

【図１１】本発明の第４の実施の形態に係る電力供給装
置を備えた電子機器の概略構成を示す図である。

【図１２】図１１に示す電力供給装置を構成するスイッ
チを操作する制御信号などを示すタイミングチャートで
ある。

【図１３】従来の発電装置を備えた腕時計装置の概略構
成を示す図であり、ロータおよびステータを備えた電磁
式の回転型の発電装置を備えたものを示す図である。

【図１４】ダイオードの順方向電圧の特性を示すグラフ
である。

【符号の説明】

１・・発電装置 ５・・大容量コンデンサ ６・・処理装置 ７ａ・・スタートアップ用ダイオード ７ｂ・・バイパススイッチ ７ｃ・・スタートアップ用の制御回路 １０・・携帯用電子機器 １２・・電磁発電機 １３・・回転錘 ２０・・電力供給装置 ２１・・入力端 ２２・・出力端 ２３・・第１の整流回路 ２４・・第２の整流回路 ２５・・第１のダイオード ２６・・第２のダイオード ２７・・第１のコンデンサ ２８・・第２のコンデンサ ２９・・転送用コンデンサ ３０・・接続回路 ３１・・制御回路 ３２・・接続切替回路 ３３・・比較回路 ３４・・コンパレータ ３５・・フリップフロップ ４０・・直並切替回路 ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ２１、ＳＷ２２、ＳＷ３１・
・コンデンサの接続切り替え用スイッチ Ｖｓ１、Ｖｓ２・・コンデンサの充電電圧 Ｒ１、Ｒ２・・充電電圧検出用の抵抗

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電力が入力される入力端と、 前記交流電力の第１の交流成分を半波整流して第１の蓄
   電手段に充電する第１の整流手段と、 前記交流電力の第２の交流成分を半波整流して第２の蓄
   電手段に充電する第２の整流手段と、 前記第１および第２の蓄電手段の少なくとも一方に接続
   された出力端とを有することを特徴とする電力供給装
   置。
2. 【請求項２】 請求項１において、前記出力端は前記第
   １の蓄電手段に接続されており、前記第２の蓄電手段か
   ら前記第１の蓄電手段に電荷を転送する補助蓄電手段を
   有することを特徴とする電力供給装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、前記第２の蓄電手段
   の充電電圧が前記第１の蓄電手段の充電電圧より高いと
   きに前記補助蓄電手段の接続を切り替えることにより電
   力を転送可能とする接続手段を有することを特徴とする
   電力供給装置。
4. 【請求項４】 請求項２において、前記第１の蓄電手段
   の容量が前記第２の蓄電手段の容量より大きいことを特
   徴とする電力供給装置。
5. 【請求項５】 請求項１において、前記出力端は前記第
   １の蓄電手段に接続されており、前記第２の蓄電手段の
   充電電圧が前記第１の蓄電手段の充電電圧より高くなっ
   たときに前記第２の蓄電手段を前記入力端から切り離し
   て前記第１の蓄電手段と並列に接続する接続手段を有す
   ることを特徴とする電力供給装置。
6. 【請求項６】 請求項５において、前記第１の蓄電手段
   の容量が前記第２の蓄電手段の容量より大きいことを特
   徴とする電力供給装置。
7. 【請求項７】 請求項１において、前記第１および第２
   の蓄電手段の充電電圧の高い方に前記出力端を接続する
   接続手段を有することを特徴とする電力供給装置。
8. 【請求項８】 請求項７において、前記出力端と並列に
   接続された補助蓄電手段を有することを特徴とする電力
   供給装置。
9. 【請求項９】 請求項７において、前記接続手段と前記
   補助蓄電手段が抵抗成分を介して接続されていることを
   特徴とする電力供給装置。
10. 【請求項１０】 請求項３、５または７のいずれかにお
    いて、前記接続手段は、前記第１の蓄電手段の第１の充
    電電圧と、前記第１および第２の蓄電手段が直列に接続
    された合成電圧を抵抗分割して得られた第２の充電電圧
    とを比較する比較手段を備えていることを特徴とする電
    力供給装置。
11. 【請求項１１】 請求項１０において、前記第２の充電
    電圧は、前記合成電圧を不均等に分割して得られた電圧
    であることを特徴とする電力供給装置。
12. 【請求項１２】 請求項１において、前記第１および第
    ２の蓄電手段の少なくともいずれかに前記出力端を並列
    に接続する第１のモードと、前記第１および第２の蓄電
    手段を前記出力端に対し直列に接続する第２のモードと
    を備えた接続手段を有することを特徴とする電力供給装
    置。
13. 【請求項１３】 請求項１２において、前記接続手段
    は、前記入力端の電圧が所定の値より低いときに前記第
    ２のモードを選択することを特徴とする電力供給装置。
14. 【請求項１４】 請求項１２において、前記接続手段
    は、前記出力端の電圧が所定の値より高いときに前記第
    ２のモードを選択することを特徴とする電力供給装置。
15. 【請求項１５】 請求項１に記載の電力供給装置と、 前記入力端に前記交流電力を供給可能な発電手段とを有
    することを特徴とする発電装置。
16. 【請求項１６】 請求項１に記載の電力供給装置と、 前記入力端に前記交流電力を供給可能な発電手段と、 前記出力端からの直流電力によって動作する処理装置と
    を有することを特徴とする電子機器。
17. 【請求項１７】 交流電力の第１の交流成分を半波整流
    して第１の蓄電手段に充電し、前記交流電力の第２の交
    流成分を半波整流して第２の蓄電手段に充電し、前記第
    １および第２の蓄電手段に蓄積された電力を出力するこ
    とを特徴とする電力供給方法。
18. 【請求項１８】 請求項１７において、前記第２の蓄電
    手段から前記第１の蓄電手段に補助蓄電手段で電荷を転
    送し、前記第１の蓄電手段から電力を出力することを特
    徴とする電力供給方法。
19. 【請求項１９】 請求項１８において、前記第２の蓄電
    手段の充電電圧が前記第１の蓄電手段の充電電圧より高
    いときに前記補助蓄電手段の接続を切り替えて電力を転
    送することを特徴とする電力供給方法。
20. 【請求項２０】 請求項１７において、前記第２の蓄電
    手段の充電電圧が前記第１の蓄電手段の充電電圧より高
    くなったときに前記第２の蓄電手段を前記交流電力から
    切り離して前記第１の蓄電手段と並列に接続し、前記第
    １の蓄電手段から電力を出力することを特徴とする電力
    供給方法。
21. 【請求項２１】 請求項１７において、前記第１および
    第２の蓄電手段の充電電圧の高い方から電力を出力する
    ことを特徴とする電力供給方法。
22. 【請求項２２】 入力された交流電力の第１の交流成分
    を半波整流して第１の蓄電手段に充電し、第２の交流成
    分を半波整流して第２の蓄電手段に充電し、前記第１お
    よび第２の蓄電手段に蓄えられた電力を出力端に供給す
    る電力供給装置の制御方法であって、次のステップを有
    することを特徴とする電力供給装置の制御方法。 １．前記第１および第２の蓄電手段の少なくともいずれ
    かに前記出力端を並列に接続する第１のステップ。 ２．前記第１および第２の蓄電手段を前記出力端に直列
    に接続する第２のステップ。
23. 【請求項２３】 請求項２２において、前記入力端の電
    圧が所定の値より低いときに前記第２のステップを選択
    することを特徴とする電力供給装置の制御方法。
24. 【請求項２４】 請求項２２において、前記出力端の電
    圧が所定の値より高いときに前記第２のステップを選択
    することを特徴とする電力供給装置の制御方法。