JP3903911B2 - 電力供給装置および携帯型電子機器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技術分野】
本発明は、腕装着型などの携帯型電子機器に収納可能な、回転錘の運動を用いて身体の運動エネルギーを交流に変換可能なタイプなどの発電装置を備えた電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
腕時計装置のような小型で携帯に適した電子機器において、発電装置を内蔵することによって電池の交換をなくし、あるいは電池自体を無くすことができる携帯型の電子機器が考案され、実用化されている。図１１に、その一例として発電装置１を内蔵した腕時計装置１０の概略構成を示してある。この携帯型電子機器（腕時計装置）１０においては、腕時計装置のケース内で旋回運動を行う回転錘１３と、回転錘１３の回転運動を電磁発電機に伝達する輪列機構１１と、電磁発電機１２を構成するロータ１４およびステータ１５を備えており、２極磁化されたディスク状のロータ１４が回転するとステータ１５の出力用コイル１６に起電力が発生し、交流出力が取り出せるようになっている。さらに、この携帯型電子機器の電力供給装置２０は、発電装置１から出力された交流を整流して大容量コンデンサ５と処理装置９に供給できる整流回路２４を備えており、その出力側には、充電装置である大容量コンデンサ５と、処理装置９が接続されている。従って、電力供給装置２０に接続された処理装置９は、発電装置１の電力、あるいは、大容量コンデンサ５が放電した電力によって搭載している計時機能７などを稼働することができる。このため、この携帯型の電子機器は、電池がなくても処理装置９を継続して動作させることができ、何時でも何処でも処理装置を使え、さらに、電池の廃棄などに伴う問題も除くことができる電子機器である。
【０００３】
図１１に示した電子機器においては、内蔵された発電装置１から供給される電力は交流電力なので、電力供給装置２０の整流回路２４によって整流された後に大容量コンデンサ５に充電され、また、ＩＣなどを備えた処理装置９の作動電力となる。図１１に示した電力供給装置２０においては、２つのダイオード２５および２６を用いて半波整流した電力を補助コンデンサ２７に一時的に充電して昇圧整流を行える整流回路２４を用いている。これらのダイオード２５および２６としてはシリコンダイオードが用いられており、図１２に示すように順方向の電流Ｉｆに対して０．５〜０．６Ｖ程度の順方向電圧Ｖfがある。このため、発電装置１から供給された電力Ｗ0を整流回路２４によって整流して得られる電力Ｗ1は、整流回路２４を構成するダイオードの順方向電圧Ｖfの損失があるので次のようになる。
【０００４】
Ｗ1 ＝ ηｃ × Ｗ0 ・・・（１）
ηｃ ＝ Ｖ1 ／（Ｖ1 ＋２×Ｖf ）・・・（２）
ここでηｃ は充電時の整流効率、Ｖ1は整流回路からの出力電圧であり、図１１に示した回路においては大容量コンデンサ５の充電電圧に対応する。
【０００５】
腕時計装置などの携帯型の電子機器の処理装置９の作動電圧は、消費電力を低減するためにＩＣなどが低電圧駆動化が進んでおり、例えば、０．９〜１．０Ｖ程度でスタートさせることが可能である。従って、大容量コンデンサ５の電圧は１．５〜２Ｖ程度に選択されており、これに対し０．５〜０．６Ｖ程度の順方向電圧Ｖfを考慮すると整流効率ηｃは、０．６程度の値となってしまう。従って、整流効率ηｃを向上するためには順方向電圧Ｖfは低いことが望ましい。
【０００６】
また、携帯型の電子機器に内蔵可能な発電装置としては、回転錘を用いて体などの動きを捉えてロータを回転して交流電力に変換する装置、ゼンマイを用いてエネルギーを蓄積して交流電力に変換する装置、圧電素子を体の動きなどによって振動させて交流電力を得る装置、熱電素子あるいは太陽電池を用いて直流電力を得る装置などがある。これらの内、交流電力が得られる発電装置においては、身体などの動きから発電用に得られる運動エネルギーが小さく、また、携帯型の電子機器に内蔵するために発電装置自体も非常に小型化されているので起電圧は小さく、さらに、身体の動きなどによって大きく変動し、常に電力が得られるものでもない。このため、整流回路の入力電圧は低く、順方向電圧Ｖfに近い電圧で変動し、最大でも順方向電圧Ｖfの数倍に達するにすぎない。従って、順方向電圧Ｖfを下げることにより、給電効率は大幅に改善される。
【０００７】
太陽電池など直流電力を発生する発電装置を用いた電力供給装置においても、照度などによって起電圧が大きく変動することは同様である。従って、逆流阻止用のダイオードの順方向電圧Ｖfを下げることにより、照度が低く起電圧の小さな状態でも、発電された電力を有効に利用することができる。このように、近年開発が進んでいる、携帯型電子機器に内蔵可能な発電装置から電力を有効に利用するためには、その供給回路で使用されている順方向電圧Ｖfを下げることが重要な課題である。
【０００８】
そこで、本発明においては、ダイオードに代わり、順方向電圧Ｖfを低くできる１方向性ユニットを採用することにより、携帯型電子機器用の電力供給装置の整流効率ηｃを大幅に向上し、給電効率の高い電力供給装置を提供することを目的としている。そして、このような高効率の発電装置を処理装置と共に搭載することにより、電池の交換なく、いつでも何処でも使用できる携帯型電子機器を提供することを目的としている。
【０００９】
【発明の開示】
このため、本発明の携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置においては、携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置であって、発電装置と、この発電装置からの電力を少なくとも１つの１方向性ユニットを介して充電装置または処理装置に供給する供給部とを有し、
前記１方向性ユニットは、ダイオードと、このダイオードに並列に接続されたバイパススイッチと、前記ダイオードの入力端と出力端の電圧を比較することにより前記ダイオードの順方向電圧を検出し、その検出結果に応じて前記バイパススイッチをオンする制御部とを備え、前記制御部は、前記ダイオードの順方向電圧を定期的にサンプリング検出し、前記前記バイパススイッチがオフのとき前記ダイオードの順方向電圧が検出されたならば前記バイパススイッチをオンすることを特徴とする。
この１方向性ユニットにおいては、ダイオードの順方向に電流が流れて順方向電圧が発生するとバイパススイッチがオンになるので順方向電圧による損失を防止できる。また、電流の流れる方向がダイオードの逆方向となる場合は、順方向電圧とは逆極性の電圧が発生するので、バイパススイッチはオンにならず、ダイオードによって逆流を防止できる。
【００１０】
このような１方向性ユニットとして利用し易いものでは、電界効果型トランジスタがあり、バイパススイッチとして電界効果型トランジスタが機能し、ダイオードとしてバイパススイッチの寄生ダイオードが機能する。
【００１１】
さらに、腕時計装置に採用される太陽電池あるいは回転錘を有する発電システムのようなユーザの周囲のエネルギーを捉えて発電を行う発電装置を用いている場合は、発電装置が継続して動作することは少ない。このため、充電済の大容量キャパシタから供給された電圧あるいは昇圧回路によって昇圧された発電装置の出力電圧より高い電圧で制御できるようにすることが望ましい。発電装置の出力電圧より高い電圧で制御可能にすることにより、発電初期あるいは末期の出力電圧が低い状態でもスイツチング動作を高速で確実に行うことができるので、整流効率をさらに高めることができる。
【００１２】
このような１方向性ユニットは、バイパススイッチをオンすることによって、順方向電圧は低下してしまうのでバイパススイッチをオフするために異なった方法で電流の方向を検出することが望ましい。例えば、制御部がバイパススイッチをオンした後、所定の時間経過後にバイパススイッチをオフすることにより、順方向電圧の有無が検出（サンプリング）でき、電流の方向が判断できる。従って、定期的に順方向電圧の有無を検出し、順方向電圧がある場合は再びバイパススイッチをオンすることにより順方向電圧の損失を低減でき、また、電流の逆流も防止できる。
【００１３】
また、制御部にダイオードの両端の電圧を比較する比較手段としてコンパレータを設け、バイパススイッチがオンしている間は、バイパススイッチによる電圧降下を検出して電流の方向を検出することも可能である。また、コンパレータで検出可能な電圧降下を発生させるために、バイパススイッチに直列に微小抵抗を接続しておくことも可能である。このように、ダイオードに順方向電圧が生じたか否かによってバイパススイッチを制御する１方向性ユニットを採用することにより、発電装置とのインタフェースを増やさずに発電装置の発電状態に基づき１方向性ユニットの制御を行うことができる。従って、発電装置自体に起電圧検出用のコイルなどは不要なので、発電装置の構成を複雑にせずに、また、発電装置とのインタフェースを増やすことなく、順方向電圧による損失を除く制御を行うことが可能である。
【００１４】
さらに、バイパススイッチを制御する電力が得られない状態において１方向性ユニットとしての性能を発揮させるためには、バイパススイッチとしてはエンハンスメント形の電界効果型トランジスタを採用することが望ましい。エンハンスメント形を採用することにより、ゲート電圧が印加されないときはバイパススイッチがオフとなるのでダイオードを用いて１方向性ユニットとしての逆流を防止する機能を果たすことができる。
【００１５】
発電装置から交流電力が供給される場合は、電力供給装置の供給部において、交流電力を整流するためにこのような１方向性ユニットを用いてダイオードの順方向電圧による損失を低減できる。特に、携帯型電子機器に内蔵可能な発電装置の起電圧は低く、ダイオードの順方向電圧に近いので、整流効率を大幅に向上することが可能であり、給電効率の高い電力供給装置を提供できる。
【００１６】
供給部において、全波整流を行う場合は、ダイオードに代わり、４つの１方向性ユニットを用いても良いが、発電装置に接続された第１および第２の入力端子と、充電装置または処理装置に接続された第１および第２の出力端子に対し、第１および第２の入力端子と第１の出力端子の間に第１および第２の１方向性ユニットを並列に接続し、第１および第２の入力端子と第２の出力端子の間に第１および第２の電界効果型トランジスタを並列に接続することができる。そして、第１および第２の１方向性ユニットとして、第１導電型の電界効果型トランジスタを採用する。これに対し、第１および第２の電界効果型トランジスタは第２導電型を採用して第１の電界効果型トランジスタのゲート入力には第２の入力端子の電圧を印加し、第２の電界効果型トランジスタのゲート入力には第１の入力端子の電圧を印加する。これにより、第１および第２の入力端子の電圧変化で１方向性ユニットと共に第１および第２の電界効果トランジスタもオンオフするので、順方向電圧による損失がなくし、給電効率を大幅に向上できる。
【００１７】
第２導電型の第１および第２の電界効果型トランジスタのゲート入力に、インバータなどの駆動要素を接続することにより、電界効果型トランジスタがオンするタイミングの精度を上げるが可能である。また、第１および第２の１方向性ユニットの制御部として、それぞれの１方向性ユニットに順方向電圧を一括して判断できるように、第１および第２の入力端子の電圧と第１の出力端子の電圧を比較する３入力コンパレータを設けることも可能であり、コンパレータの総数を削減できる。これにより、電力供給回路を実現する半導体装置の消費電力を低減できる。また、回路が簡略化されるので半導体装置の面積が小さくなり、低コスト化される。
【００１８】
また、直流電力を供給する発電装置を有する電力供給装置においても、逆流防止のために、上記の１方向性ユニットを採用することによりダイオードの順方向電圧による損失を低減できる。すなわち、上述した１方向性ユニットを採用することにより発電時には、ダイオードの順方向電圧による損失を防止できる。また、発電されていないときは、あるいは起電力が充電装置よりも低くなったときに発電装置への逆流も防止できる。
【００１９】
このように、本発明の電力供給装置は、腕装着型の電子機器などの携帯型の電子機器に内蔵可能なものであり、電磁発電機あるいは圧電素子などを用いた交流電力を出力する発電装置や、太陽電池や熱電素子など直流電力を出力する発電装置を有するものであり、これらの発電装置からの電力を損失少なく充電装置や処理装置に供給することができる。これらの発電装置は、ユーザーの体の動きや振動などを捉えて発電を行ったり、太陽光や温度差などの自然界の不連続なエネルギーを電気エネルギーに変換できる携帯可能なものであるが、継続して電力が得られるものではなく、起電力あるいは電流密度が小さい。従って、本発明の電力供給装置は、発電装置の起電力にほぼ匹敵すダイオードの順方向電圧による損失を防いで整流、あるいは、逆流を防止し、充電装置や処理装置に給電できるので、携帯型電子機器の電力供給装置として非常に有用である。従って、本発明の電力供給装置を用いることにより、計時機能などを備えた処理装置を搭載した腕装着型などの本格的な携帯型の電子機器で、何時でも何処でも計時機能などの処理機能を発揮可能な電子機器を提供できる。
【００２０】
【発明を実施するための最良の形態】
〔第１の実施の形態〕
以下に図面を参照して本発明をさらに詳しく説明する。図１に本発明に係る発電装置を備えた電子機器の概要を示してある。本例の電子機器１０の電力供給装置２０は、図１１に基づき説明したような腕時計装置などに収納可能で、交流電力を供給可能な発電装置１と、この発電装置１から入力された電力を整流して計時装置などの処理装置９に供給する整流回路２４を備えている。本例の電力供給装置２０の第１の出力端２２および第２の出力端２３には、充電装置である大容量コンデンサ５および処理装置９がそれぞれ接続されて、処理装置９は、上述したような計時機能を搭載したものに加え、あるいはラジオ、ページャあるいはパソコンなどの機能を備えているものなどであってももちろん良い。
【００２１】
本例の電力供給装置２０の整流回路２４は、補助コンデンサ２７と、２つの１方向性ユニット３０および３１を備えており、昇圧整流ができるようになっている。なお、本例の腕時計装置１０は、高電圧側Ｖddが接地されて基準電圧となっている。このため、以下においては、出力電圧として低電圧側Ｖssを参照し、電圧値は簡単のため全て絶対値で示すこととする。
【００２２】
本例の整流回路２４に用いられている１方向性ユニット３０および３１は、それぞれｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２とｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３３を備えており、これらのＭＯＳＦＥＴ３２および３３の寄生ダイオード３４および３５を１方向に電流を流すためのダイオードとして用いている。また、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３のソース（Ｓ）およびドレイン（Ｄ）の電圧を検出し、ゲート（Ｇ ）に制御信号を供給する制御回路３６ および３７ をそれぞれの１方向性ユニット３０および３１は備えている。
【００２３】
まず、１方向性ユニット３０は、発電装置１に補助コンデンサ２７を並列に接続できるようになっており、そのダイオード３４によって交流電力を半波整流して補助コンデンサ２７ に充電するために用いられる。本例の回路では、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２のソース側３２Ｓが接地されているＶdd側に接続され、ドレイン側３２Ｄが補助コンデンサ２７の側に接続されている。このため、ドレイン３２Ｄからソース３２Ｓに向かって順方向となる寄生ダイオード３４を半波整流用に使用することができ、発電装置１のＭss側の発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddより高く（プラス方向に）なったときに補助コンデンサ２７を充電できるようになっている。
【００２４】
以下に、図２に示したタイミングチャートも参照しながら本例の整流回路２４における各１方向性ユニット３０および３１の構成および動作を説明する。まず、１方向性ユニット３０を構成するＭＯＳＦＥＴ３２を制御する制御回路３６は、ソース側３２Ｓの電圧Ｖ3とドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2とを比較するコンパレータ４１と、このコンパレータ４１の出力を反転してＭＯＳＦＥＴ３２のゲート３２Ｇに印加するインバータ４５ を備えている。コンパレータ４１の反転入力４２にはソース側の電圧Ｖ3が入力され、非反転入力４３にはドレイン側の電圧Ｖ2が入力されている。ダイオード３４の順方向となるドレイン側３２Ｄからソース側３２Ｓに電流が流れると、ダイオード３４には順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ドレイン側の電圧Ｖ２ がソース側の電圧Ｖ3より高くなり、コンパレータ４１の出力４４から高レベルの信号が出力される。この高レベルの信号はインバータ４５によって反転して低レベルまたはマイナス電位の信号としてゲート電極３２Ｇに印加される。これにより、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２はオンとなり、寄生ダイオード３４をバイパスしてＭＯＳＦＥＴ３２に形成されたチャンネルを通して電流が流れる。従って、ダイオード３４の順方向電圧Ｖfによる電圧降下はなくなるので、ソース側の電圧Ｖ3はドレイン側の電圧Ｖ2近くまで上昇し、順方向電圧Ｖfによる損失を低減することができる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ３２に形成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソース側の電圧Ｖ3はドレイン側の電圧Ｖ2より低く保持される。本例のコンパレータ４１はこの程度の電位差を検出できる程度の精度を備えており、ＭＯＳＦＥＴ３２にドレイン３２Ｄからソース３２Ｓに電流が流れている間はＭＯＳＦＥＴ３２をオンした状態を保持することができる。
【００２５】
あるいは、コンパレータ４１に検出電圧ヒステリシスを持たせ、ダイオード３４に順方向電流が流れ順方向電圧Ｖfが発生して非反転入力４３と反転入力４２に一定レベル以上の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４に高レベル信号が出力され、この一定レベルの電位差よりも小さい所定の電位差あるいは負の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４が低レベルの信号に切り替わるようにコンパレータ４１を構成することも可能である。このようにＭＯＳＦＥＴ３２をオン／オフさせる検出電圧に差（ヒステリシス）を持たせることにより、ＭＯＳＦＥＴ３２をよりチャンネル電圧降下の小さなスイッチ、さらには、電圧降下の全くない理想的なスイッチで構成することが可能であり、より以上の整流効果の向上を図ることができる。
【００２６】
図２のタイミングチャートを参照すると、発電装置１の無負荷時の発生電圧Ｖ0’が時刻ｔ１１に高レベル、すなわち、接地電位Ｖddに対しＶssの側が高くなると、ダイオード３４に電流が流れてダイオードの順方向電圧による電圧降下が生ずる。これによりＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧（Ｖ2−Ｖ3）はドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2の方が高くなり、時刻ｔ１２にコンパレータ４１によって検出されるとコンパレータ４１の出力４４が高レベルになる。従って、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２がオンになり、１方向性ユニット３０の両端の電圧（Ｖ2−Ｖ3）はダイオードの順方向電圧Ｖfに達することはなく、図示してあるようにＭＯＳＦＥＴ３２のチャンネルによる数１０ｍＶ程度の微小な電圧降下が発生する程度となる。１方向性ユニット３０に電流が流れるので、補助コンデンサ２７は充電され、その両端の電圧（Ｖ0−Ｖ2）は徐々に上昇する。
【００２７】
時刻ｔ１３に、発電装置１の交流電力Ｖ0’が減少に転ずると、ピーク電圧Ｖcまで充電された補助コンデンサ２７から電荷が放出され始める。補助コンデンサ２７からの放電が始まると、ドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2がソース側３２Ｓの電圧Ｖ3よりも低くなるのでコンパレータ４１の出力は低レベルになる。このため、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲート電極３２Ｇにはインバータ４５によって反転された高レベルの信号が供給され、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２はオフとなる。また、ソース側の電圧Ｖ3がドレイン側の電圧Ｖ2よりも高くなるとダイオード３４においても逆方向の電圧となる。このため、ダイオード３４を通しても電流は流れない。従って、１方向性ユニット３０はオフとなり、補助コンデンサ２７からの放電は阻止され、時刻ｔ１３以降においては、ＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧としては発電装置の発生電圧Ｖ0’と電圧Ｖcとの和（極性が反対となる場合は差）が現れる。
【００２８】
時刻ｔ１４に交流電力Ｖ0’の位相が変わって発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddよりも低く（マイナス側に）なると、補助コンデンサ２７は１方向性ユニット３１によって直列に接続されるようになる。本例の整流回路２４に用いられている他の１方向性ユニット３１は、発電装置１に補助コンデンサ２７を直列に接続できるようになっており、そのダイオード３５によって交流電力を半波整流し、さらに補助コンデンサ２７に充電された電圧を加えて出力端２２および２３に供給できるようになっている。従って、本例の電力供給装置２０によって、発電装置１で発電された交流電力は２倍昇圧された直流電力として出力端２２に接続された大容量コンデンサ５および出力端２３に接続された処理回路９に供給される。
【００２９】
本例の整流回路２４においては、第２の１方向性ユニット３１はｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３３が採用されており、ＭＯＳＦＥＴ３３のソース側３３Ｓが出力端２２および２３の側に接続され、ドレイン側３３Ｄが補助コンデンサ２７の側に接続されている。このため、ソース３３Ｓからドレイン３３Ｄに向かって順方向となる寄生ダイオード３５を半波整流用に使用することができ、発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddより低くなったときに補助コンデンサ２７に充電された電力に加えて発電装置１で発電された電力を出力端２２および２３に供給することができる。
【００３０】
このＭＯＳＦＥＴ３３を制御する制御回路３７は、ソース側３３Ｓの電圧Ｖ1とドレイン側３３Ｄの電圧Ｖ2とを比較するコンパレータ４１を備えており、このコンパレータ４１の出力４４がＭＯＳＦＥＴ３３のゲート３３Ｇに印加されるようになっている。コンパレータ４１の反転入力４２にはドレイン側の電圧Ｖ2が入力され、非反転入力４３にはソース側の電圧Ｖ1が入力されている。ダイオード３５の順方向となるソース側３３Ｓからドレイン側３３Ｄに電流が流れると、ダイオード３５には順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ソース側の電圧Ｖ1がドレイン側の電圧Ｖ2より高くなり、コンパレータ４１の出力４４から高レベルの信号が出力される。この高レベルの信号がゲート電極３３Ｇに印加されるのでｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３３はオンとなり、寄生ダイオード３５をバイパスしてＭＯＳＦＥＴ３３に形成されたチャンネルを通して電流が流れる。従って、ダイオード３５の順方向電圧Ｖfにより電圧降下はなくなるので、ソース側の電圧Ｖ1はドレイン側の電圧Ｖ2近くまで降下し、順方向電圧Ｖfによる損失を低減することができる。この１方向性ユニット３１においても、ＭＯＳＦＥＴ３３に形成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソース側の電圧Ｖ1はドレイン側の電圧Ｖ2より高く保持され、この電位差が本例のコンパレータ４１によって検出され、ソース３３Ｓからドレイン３３Ｄに電流が流れている間はＭＯＳＦＥＴ３３はオンとなる。
【００３１】
この１方向性ユニット３１においても、コンパレータ４１に検出電圧ヒステリシスを持たせ、ダイオード３５に順方向電流が流れ順方向電圧Ｖfが発生して非反転入力４３と反転有力４２に一定レベル以上の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４に高レベル信号が出力され、この一定レベルの電位差よりも小さい所定の電位差あるいは負の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４が低レベルの信号に切り替わるようにコンパレータ４１を構成することも可能である。このようにＭＯＳＦＥＴ３３をオン／オフさせる検出電圧に差（ヒステリシス）を持たせることにより、ＭＯＳＦＥＴ３３もチャンネル電圧降下の小さなスイッチ、さらには、電圧降下の全くない理想的なスイッチで構成することが可能であり、より以上の整流効果の向上を図ることができる。
【００３２】
図２に示したタイミングチャートを参照して１方向性ユニット３３の動きを整理する。時刻ｔ１４に発電装置の発生電圧Ｖ0’の位相が変わって接地電位Ｖddよりも低くなり、時刻ｔ１５にＭＯＳＦＥＴ３３の両端の電圧（Ｖ1−Ｖ2）がプラスになる、すなわち、補助コンデンサ２７の電圧Ｖcと発生電圧Ｖ0’の和が大容量コンデンサの充電電圧Ｖsc以上（−側であるので絶対値で）になると、ダイオード３５に電流が流れる。従って、ＭＯＳＦＥＴ３３の両端に順方向電圧が発生し、時刻ｔ１６にコンパレータ４１によって検出される。この結果、ＭＯＳＦＥＴ３３がオンし、ＭＯＳＦＥＴ３３の両端の電圧降下は順方向電圧Ｖfまでは達せず、チャンネルによる電圧降下程度におさまる。このような１方向性ユニット３３による電圧降下が非常に小さな状況で大容量コンデンサ５の充電が行われる。
【００３３】
時刻ｔ１７に発生電圧Ｖ0’がピークを越えて補助コンデンサ２７の電圧Ｖcとの和が大容量コンデンサ５の充電電圧Ｖsc以下になると（ＭＯＳＦＥＴ３３のチャンネルによる電圧降下を含めた値であるが）、大容量コンデンサ５の充電電圧Ｖscの方が高くなるので大容量コンデンサ５から放電が始まる。
【００３４】
大容量コンデンサ５から放電が始まると、上述したように、ソース側３３Ｓの電圧Ｖ１がドレイン側３３Ｄの電圧Ｖ2よりも低くなるのでコンパレータ４１の出力４４は低レベルに反転する。従って、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ３３はオフとなりダイオード３５においても逆方向の電圧のなるので１方向性ユニット３３によって大容量コンデンサ５からの放電は阻止される。
【００３５】
そして、発電装置１から供給された交流電力の位相が変わって発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddよりも高くなると、補助コンデンサ２７が先に説明した他方の１方向性ユニット３０によって発電装置１に対し並列に接続され、補助コンデンサ２７の充電が行われる。この間、１方向性ユニット３１は、ドレイン側の電圧Ｖ2がソース側の電圧Ｖ1より小さいとき（電圧としてはＶ2がＶ1より高くなる）は電流が流れない。従って、発電装置１からの入力があっても、大容量コンデンサ５ の充電電圧Ｖscより発生電圧Ｖ0が小さい場合は電流が流れず、大容量コンデンサ５に充電された電荷が放電されてしまうのを保護している。また、本例のＭＯＳＦＥＴ３２および３３は、エンハンスメント形が採用されており、ゲート３２Ｇおよび３３Ｇに電圧が印加されない場合は、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３はオフ状態となり、ダイオード３４および３５の機能が活かされるようになっている。大容量コンデンサ５ に電圧がなく、制御回路３６および３７が動作しない場合であっても、ダイオード３４および３５によって整流回路２４が構成され、発電装置１の電力を整流して大容量コンデンサ５や処理装置９に供給することができる。
【００３６】
このように、本例の１方向性ユニット３０および３１は、逆方向の電流を阻止できると共に、順方向の電流に対しては順方向の電圧損失をＭＯＳＦＥＴ３２および３３のオン抵抗による損失程度まで低減することができる。従って、１方向性ユニット３０によって補助コンデンサ２７を発生電圧Ｖ0近くまで充電することができ、また、１方向性ユニット３１によって整流後の電圧として補助コンデンサ２７に充電された電圧も加えて発生電圧Ｖ0のほぼ２倍に近い電圧を出力端２２および２３に供給することができる。このため、先に式（２）で示した整流効率ηｃを大幅に向上することができる。一方、１方向性ユニット３０および３１の逆方向に電流が流れたときは、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３がオフとなるので、ダイオード３４および３５によって逆流を阻止することができる。従って、漏れ損失を小さくすることができる。この漏れ損失は、一方向性ユニットを用いることにより、ＭＯＳＦＥＴの逆リーク電流程度、すなわち、１ｎＡ以下というほとんど無視できるようなレベルにすることが可能であり、これは特に腕時計のように消費電流が数１００ｎＡというローパワーのシステムでは非常に効果が大きい。このように、本発明の１方向性ユニットによって整流回路２４が構成された電力供給装置２０においては、発電された電力を損失がほとんど発生しないように出力端２２および２３に供給することができる。このため、給電効率が高く損失の少ない電力供給装置を提供することができ、回転錘の運動から得られた電気エネルギーを効率良く計時装置などの処理回路９に供給し、その機能を稼働させることができる。また、出力端２２に接続された大容量コンデンサ５ に供給して大容量コンデンサ５を充電し、発電装置１が発電できなくなったときでも大容量コンデンサ５の電力によって処理装置９ を継続して稼働できる。このように本発明により、携帯に適した小型の電子機器を提供することができる。
【００３７】
〔第２の実施の形態〕
図３に、本発明の異なった例として、直流電源である太陽電池２によって計時装置などの処理装置９を動作できる電子機器１０の概要を示してある。この電子機器１０は、太陽電池２からの直流電力を充電装置である大容量コンデンサ５および処理装置９に供給する電力供給装置２０を備えている。電力供給装置２０は、大容量コンデンサ５に接続された第１の出力端２２と、処理装置９に接続された第２の出力端２３とを備えている。第２の出力端２３には、第１の出力端２２、すなわち大容量コンデンサ５に対し、スタートアップ用の抵抗２８が直列に接続され、この抵抗２８と並列にバイパススイッチ５１が接続されている。従って、大容量コンデンサ５の充電レベルが低いときは、大容量コンデンサ５で主に電力が消費されてしまうのを防止するためにスタートアップ用の抵抗２８によって処理装置９に接続された出力端２３に十分な電圧が発生するようになっている。また、大容量コンデンサ５にある程度の電圧が発生すると、スタートアップ用の抵抗２８をバイパススイッチ５１によってバイパスし、効率良く大容量コンデンサ５を充電できるようになっている。
【００３８】
本例の処理装置９には、作動電圧の安定化などのために補助コンデンサ８が並列に接続されている。また、電力供給装置２０は太陽電池２と並列に短絡用のスイッチ５２が接続されており、太陽電池２の発生電圧Ｖ0が高くなりすぎて処理装置９や大容量コンデンサ５に悪影響を与えるレベルに達すると太陽電池２からの入力を短絡し、出力電圧Ｖ1が高く成りすぎないようにしている。このような制御を行うために電力供給装置２０は制御回路３７を備えており、この制御回路３７によって発生電圧Ｖ0および大容量コンデンサ５の出力端２３の側の出力電圧Ｖ1が監視され、短絡用スイッチ５２およびバイパス用スイッチ５１を操作できるようにしている。
【００３９】
この電力供給装置２０においては、不連続な光エネルギーを電力に変換する太陽電池２の出力が低下すると大容量コンデンサ５が放電した電力が出力端２２から出力端２３に供給され、処理装置９ が駆動される。この際、大容量コンデンサ５から太陽電池２に電流が流れると、電力が浪費され、また、太陽電池２に損傷を与える恐れがある。このため、電力供給装置２０には大容量コンデンサ５から太陽電池２に対する逆流防止用の１方向性ユニット３１が設けられている。
【００４０】
本例の１方向性ユニット３１は、太陽電池２の起電圧Ｖ0が大容量コンデンサ５に接続された出力端２２の電圧Ｖ1よりも絶対値で大きいときに電流が流れるように接続されたダイオード３５と、このダイオード３５と並列に接続されたスイッチ３８とを備えており、このスイッチ３８が制御回路３７からの制御信号φ１によって操作されるようになっている。図４に、制御信号φ１の例を示してある。制御回路３７には、発生電圧Ｖ0と、出力端２２の出力電圧Ｖ1が導入されており、これらの電圧Ｖ0およびＶ1はダイオード３５の両端の電圧に相当する。まず、時刻ｔ１に、太陽電池２ が発電しておらず、また、大容量コンデンサ５に電荷が蓄積されていないときは発生電圧Ｖ0および出力電圧Ｖ1は０であり、その差も０となる。このため、制御信号φ１は低レベルに保持されておりスイッチ３８はオフとなっている。制御用の電源が確保できないときにオフとするためには、例えば、エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴなどの電界効果型トランジスタスイッチを用いることができる。
【００４１】
次に、時刻ｔ２に太陽電池２が発電を開始すると発生電圧Ｖ0が増加（マイナス側に）する。従って、ダイオード３５に電流が流れ、順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ダイオード３５の他方の端の電圧Ｖ1は発生電圧Ｖ0よりもプラス側に小さくなる。制御回路３７は、この電位差を検出して時刻ｔ３に制御信号φ１を高レベルにしてスイッチ３８をオンする。この結果、太陽電池２からの電力はダイオード３５をバイパスして流れ、順方向電圧Ｖfの損失なしに大容量コンデンサ５および処理回路９に供給される。
【００４２】
バイパススイッチ３８をオンするとダイオード３５により順方向電圧Ｖfの影響がなくなるので、電圧Ｖ1とＶ0との差はほとんどなくなる。もちろん、スイッチ３８による電圧降下があるので、上記の例のようにこの電圧降下を検出してバイパススイッチ３８を制御しても良い。本例においては、バイパススイッチ３８をオンしてから所定の時間経過した時刻ｔ４にいったんバイパススイッチ３８をオフする。バイパススイッチ３８をオフしたときにダイオード３５ による順方向電圧Ｖfが検出されると、時刻ｔ５に再びバイパススイッチ３８ をオンする。このように、本例の１方向性ユニット３１においては、定期的にバイパススイッチ３８をオフして順方向電圧Ｖfをサンプリングすることによりダイオード３５に流れる電流の方向を検出できるようにしている。従って、定期的にダイオード３５の順方向電圧Ｖfが太陽電池２と大容量コンデンサ５の間に発生するので充電効率は損なわれる。しかしながら、スイッチ３８をオンしている間は、順方向電圧Ｖfの影響を除くことができる。このため、従来の電圧供給装置においては、常に順方向電圧Ｖfの損失が発生していたのに比較すると電圧供給装置２０の給電効率を大幅に高めることができる。
【００４３】
時刻ｔ９に太陽電池２が発電を停止すると、電圧Ｖ1とＶ0の差は逆転し、電圧Ｖ0の絶対値が小さくなる。これによって制御信号φ1は低レベルになりスイッチ３８はオフとなる。電圧Ｖ1からＶ0を差し引いた値がマイナスになるとダイオード３５にも逆方向になるので電流は流れない。従って、本例の１方向性ユニット３１を通しては電流が流れず、大容量コンデンサ５から太陽電池２の側に電力は逆流せず、出力端２３を介して処理装置９に大容量コンデンサ５の電力が供給され、処理装置９が継続して稼働する。
【００４４】
このように、本例の電力供給装置２０においても、本発明の１方向性ユニット３１を逆流阻止のために用いることにより、ダイオードの順方向電圧Ｖfによる損失を防止でき効率良く電力を転送できる。また、電力を大容量コンデンサ５は処理装置９に供給する際に順方向電圧Ｖfによる損失を除くことができるので、順方向電圧Ｖfの大きな素子を採用することが可能であり、逆リーク電流が小さく漏れ損失を低減できるシリコンダイオードを逆流防止用素子３５として採用することができる。
【００４５】
また、本例においては抵抗２８、スイッチ５１、コンデンサ８およびスイッチ５２の作用および効果を中心に説明したが、これらの構成を上述した第１の実施の形態に適用し、同等の作用および効果を得ることももちろん可能である。さらに、本例において１方向性ユニット３１のバイパススイッチ３８を定期的にオフすることによりダイオードに流れる電流の方向を検出しているが、第１ の実施の形態のＭＯＳＦＥＴ３２および３３においても同等のことが可能である。そして、このような方法によりサンプリング的にダイオード３４および３５に流れる電流の方向を検出することにより、チャンネルによる電圧降下のない理想的なＭＯＳＦＥＴを用いて整流回路を構成することができ、さらに効率よく電力を供給することができる。また、サンプリング的に電流方向あるいは電圧方向を検出することによりコンパレータ４１の動作もサンプリング的（離散的）で良いので、制御回路の消費電力を低減することができ、このような点も含めてさらに給電効率を高めることができる。
【００４６】
以上に説明したように、本発明にかかる電力供給装置は、ダイオードに発生する順方向電圧を検出してダイオードをバイパスするスイッチをオンし順方向電圧の損失の発生を防止できる。従って、交流電力を整流する整流回路における損失や、逆流防止素子における損失を大幅に低減することが可能であり、順方向電圧による損失なく入力端から出力端に電力を転送できる。また、本発明の１方向性ユニットは、逆方向に電圧がかかるとスイッチがオフし、ダイオードによって逆流を防止できるようになっているので、従来と同様に出力端から入力端への逆流も阻止することができ、大容量コンデンサや処理装置の補助コンデンサにいったん蓄積された電力が浪費されるのを防止できる。
【００４７】
従って、本発明の電力供給装置の入力端に、太陽電池あるいは熱電素子などの直流を出力する発電装置、あるいは電磁発電機や振動タイプの熱電素子を用いた交流を出力する発電装置を接続することにより、ダイオードの順方向電圧による損失がなく、また、漏れ損失も少ない給電効率の高い発電装置を提供することができる。このため、本発明の発電装置によって、エネルギー密度の小さな太陽電池や熱電素子、あるいはユーザーの動きを捉えて発電を行う回転錘を用いた発電機などからの電力を処理装置や充電装置に効率良く供給でき、携帯に適した発電装置を提供できる。さらに、本発明の１方向性ユニットは、ダイオードとスイッチの組み合わせ、あるいはＭＯＳＦＥＴなどの電界効果型トランジスタスイッチとその寄生ダイオードといった非常に簡易で小型化可能なユニットであり、この点でも携帯型の発電装置に適している。また、計時機能などを備えた処理装置と共に本発明の電力供給装置あるいは発電装置を搭載することにより、携帯型で自己発電型の電子機器を提供することが可能であり、大容量コンデンサなどの充電装置を併用することにより、様々な環境下において長時間、維続して処理装置を稼働させることが可能な電子機器を提供することができる。本発明の電子機器は、腕時計やその他の携帯型、あるいは車両搭載型などとして実現することが可能であり、上記の例で説明した時計機能を備えた電子機器に限定されるものではなく、ページャー、電話機、無線機、補聴器、万歩計（登録商標）、電卓、電子手帳などの情報端末、ＩＣカード、ラジオ受信機などの電力を消費して動作する様々な処理装置を組み込むことができることはもちろんである。
【００４８】
また、本発明が上述した各電子装置１０の回路例に限定されないことはもちろんである。例えば、図１に示した交流電源の整流回路の１方向性ユニットとして図３に示した逆流阻止用の１方向性ユニットを用いることも可能であり、その逆ももちろん可能である。また、整流回路は上述した昇圧整流回路の他に、ブリッジ型に１方向性ユニットを組み合わせて全波整流を行う回路や、１方向性ユニットを用いて半波整流を行う回路などであっても良いことは勿論である。また、昇圧整流においても、上記の２倍昇圧に限らず、３倍以上の昇圧回路を用いることももちろん可能である。また、ダイオードをバイパスするスイッチとして電界効果型トランジスタといったユニポーラトランジスタの他にバイポーラトランジスタスイッチを用いることも可能であり、電力供給装置をＩＣ化して提供したり、あるいは処理装置と共に同一の半導体基板に搭載するなど様々なバリエーションが可能である。
【００４９】
〔第３の実施の形態〕
図５に、発電装置１からの交流電力を１方向性ユニット３０を用いて全波整流して処理装置９および充電装置５に供給可能な電力供給装置２０の例を示してある。上述したように、４つの１方向性ユニットをブリッジに組み立て全波整流することも可能であるが、本例の電力供給装置２０においては、コンパレータ４１を備えた１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂとでブリッジを構成して全波整流を行うようにしている。従って、本例の整流回路２４においては、１方向性ユニット３０は２つで良く、コンパレータ４１を２つ設ければ良いので、回路が簡略化され、整流回路２４を搭載した半導体装置（ＡＳＩＣ）を小型にでき、いっそう低コストで携帯型の電子機器に搭載しやすい電力供給装置２０を実現できる。
【００５０】
本例の整流回路２４においては、ブリッジを形成するために、発電装置１に接続された入力端子ＡＧ１およびＡＧ２と、充電装置５および処理装置９に接続される一方の出力端子Ｏ1との間に２つの１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂが並列に接続されており、入力端子ＡＧ1およびＡＧ2と他方の出力端子Ｏ2との間に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが並列に接続されている。１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂは、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３２および制御用のコンパレータ４１をそれぞれ備えており、これらの詳しい構成は上述した１方向性ユニットと同じであるので以下では説明は省略する。これに対し、出力端子Ｏ2との間に並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂは、ｎチャンネル型であり、ドレイン側６０Ｄが発電装置側の入力端子ＡＧ1およびＡＧ2にそれぞれ接続され、ソース側６０Ｓが出力端子Ｏ2に接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６０ａのゲート端子６０Ｇは入力端子ＡＧ2に接続され、ＭＯＳＦＥＴ６０ｂのゲート端子６０Ｇは入力端子ＡＧ1に接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのゲート側６０Ｇは、インバータ６１と、これを駆動するＭＯＳＦＥＴ６２およびプルアップ用の抵抗６３とからなる駆動要素を介してそれぞれの入力端子ＡＧ2およびＡＧ1に接続されている。これらの駆動要素を発電装置側ＡＧ1およびＡＧ2の電圧で駆動し、さらに、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを制御できるので、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂに影響を与えずにオンオフのタイミング調整が可能である。すなわち、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値を任意に変えることにより、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが動くタイミングを任意に選択することができる。整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのゲート側６０Ｇに発電装置側の電圧を直に供給しても良いが、タイミングを調整するために閾値を変えると、ドライブ能力が低下し、あるいは、リーク電流が増えるなどパフォーマンスが低下する。これに対し、駆動要素を設けると、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのパフォーマンスに影響を与えずにタイミング調整が可能である。
【００５１】
図６に示したタイミングチャートに基づき、本例の電力供給装置２０の整流回路２４の動作を説明する。発電装置１ において発電が開始され、入力端子ＡＧ1の電位が低電位Ｖscから高電位Ｖddに上昇し、時刻ｔ２１に駆動要素のＭＯＳＦＥＴ６２の閾値に達すると、ＭＯＳＦＥＴ６２がオンする。このため、インバータ６１の出力が低電位から高電位に変わり、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂがオンする。さらに入力端子ＡＧ1の電圧が上昇し、充電装置５の充電電圧Ｖdd以上になると１方向性ユニット３０ａで順方向電圧が発生する。これによって、時刻ｔ２２に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が所定の値になると、コンパレータ４１の出力が低電位に変わりＭＯＳＦＥＴ３２がオンし、１方向性ユニット３０ａが順方向電圧による損失なく導通する。従って、発電装置１からの電力が充電装置５ または処理装置９に供給される。発電装置１の起電圧が反転しはじめると、時刻ｔ２３に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が低下し、コンパレータ４１の出力が高レベルに変わってＭＯＳＦＥＴ３２がオフする。さらに、入力端子ＡＧ1の電圧が低下すると、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値以下となり、時刻ｔ２４に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂもオフになる。このため、１方向性ユニット３０ａの寄生ダイオード３４およびＭＯＳＦＥＴ６０ｂの寄生ダイオード６５により逆方向の電流は流れなくなる。
【００５２】
発電装置１の起電圧が反転した場合も同様であり、入力端子ＡＧ2の電圧が上昇して時刻ｔ２５に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオンになり、時刻ｔ２６に１方向性ユニット３０ｂが順方向電圧の損失なく導通する。従って、発電装置１から高効率で充電装置５および処理装置９に電力が供給される。一方、入力端子ＡＧ2の電圧が降下して時刻ｔ２７に１方向性ユニット３０ｂがオフになり、時刻ｔ２８に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオフになる。これにより、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａに逆方向の電流は流れなくなる。このようにして全波整流が行われ、本例のブリッジを用いて全波整流を行う際も１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、さらにＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが導通したときのダイオードの順方向電圧による損失を阻止できる。携帯型の電子機器に収納可能な発電装置１の起電圧はシリコンダイオードの順方向電圧以下から数倍程度であるので、上記の実施の形態と同様に、シリコンダイオードの順方向電圧による損失を除くことにより非常に整流効率が高く給電効率の高い電力供給装置を提供できる。
【００５３】
なお、プルアップ抵抗６３に代わり、適当な定電流発生回路を高電圧側ＶddとＮ チャンネルＭＯＳＦＥＴ６２のドレイン側との間に接続しても良い。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６２は、定常状態で非発電時はオフであり、抵抗６３およびＭＯＳＦＥＴ６２を介して電流は流れないようになっている。これは定電流発生回路を用いた場合でも同様である。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６２とプルアップ抵抗６３という駆動要素のかわりに、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるＣＭＯＳインバータ回路を使用しても良い。この場合においても安定状態で非発電時はオフであり、電流は流れない。さらに、入力端子ＡＧ1と電源電圧Ｖsc、および入力端子ＡＧ2と電源電圧Ｖscとの間にプルダウン抵抗を入れることにより、非発電時の定常状態での入力端子ＡＧ1およびＡＧ2の電位の安定化を図ることも可能である。
【００５４】
図７に、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを用いて全波整流を行う整流回路２４を備えた電力供給装置２０の異なった例を示してある。本例の腕時計装置１０は、キャパシタ５から放電される電圧Ｖscを昇圧し、電源電圧Ｖssとして処理装置９を動作できる昇圧回路７０を備えている。このような昇圧回路７０は、複数のコンデンサを切り換えて２段、３段あるいはそれ以上の昇圧が可能な回路などを用いて実現することができる。もちろん、この昇圧回路７０はキャパシタ５の電圧Ｖscを昇圧せずに電源電圧Ｖssとして供給することも可能である。
【００５５】
さらに、本例の電力供給装置２０は、昇圧回路７０で昇圧可能になった電源電圧Ｖssの供給をうける電源端子２９を備えており、電源電圧Ｖssが１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂの制御回路、すなわち、コンパレータ４１とインバータ６１の動作電源として使用されるようになっている。従って、キャパシタ（大容量コンデンサ）５が充電途中のとき、あるいはキャパシタ５が放電して電圧Ｖscが降下している状態でも、電圧Ｖscを数倍に昇圧した電源電圧Ｖssによって１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを制御することができる。従って、充電初期あるいは放電末期などのキャパシタ５の電圧Ｖscが低い状態でも、スイッチを構成するこれらのＭＯＳＦＥＴを駆動するのに十分な電圧を確保できるので、スイッチング動作を高速で確実に行うことができ、効率良く整流することが可能となる。このため、充電初期あるいは放電末期の整流損失を低減することができる。例えば、高電位Ｖddに対し電圧Ｖscが−０．５Ｖ程度と小さいときに、例えば、３倍昇圧した−１．５Ｖ程度の電源電圧Ｖssを確保することができ、この電源電圧Ｖssによって１方向性ユニット３０ａのＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２を駆動することができる。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドライブ能力はゲート電圧の２乗で増加するので、昇圧された電力を用いて制御することにより、ほぼ９倍のドライブ能力を発揮させ、効率良く整流を行うことができる。
【００５６】
図８に、さらに上記と異なった電力供給装置２０の例を示してある。本例の電力供給装置２０は、全波整流を行う整流回路２４の低電位側（Ｖsc側）にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３３を用いた１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂが接続され、高電位側（Ｖdd側）に整流用ＭＯＳＦＥＴとしてＰチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂが接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ８０ａのゲート端子８０Ｇは入力端子ＡＧ2の電圧によって動作し、ＭＯＳＦＥＴ８０ｂのゲート端子は反対側の入力端子ＡＧ1の電圧によって動作するようになっている。ＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂのゲート側８０Ｇは、インバータ８１と、これを駆動するＭＯＳＦＥＴ８２およびプルダウン用の抵抗８３とからなる駆動要素が設けられている。さらに、電源電圧Ｖssの受入れ端子２９が設けられており、電源電圧Ｖssで１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂを制御できるようになっている。これらの駆動要素の動作は、極性の相違を考慮すると、先に図７に基づき説明した回路と同様であるので、ここでは詳しい説明は省略する。
【００５７】
このように、１方向性ユニットおよびスイッチを構成するＭＯＳＦＥＴの極性を反転させて電力供給回路２０を構成することも可能である。また、本例ではＰチャンネルＭＯＳＦＥＴよりもドライブ能力の大きなＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いた１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂを採用しているので、１方向性ユニットを制御するコンパレータ４１の出力をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに合わせて小さくすることができる。従って、同じドライブ能力を達成するための１方向性ユニットを実現するためにチップ上に占める面積を小さくすることができ、消費電力も上記と比較し低減することが可能になる。
【００５８】
〔第４の実施の形態〕
図９に、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを用いて全波整流を行う整流回路２４を備えた電力供給装置２０の異なった例を示してある。本例においては、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂは、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３２の制御部としてオア回路４８をそれぞれ備えており、さらに、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂの共通の制御部として３入力のコンパレータ４７を備えている。
【００５９】
２つの１方向性ユニットに共通するコンパレータ４７の非反転入力４７ａは高電位Ｖddに接続されており、２つの反転入力４７ｂおよび４７ｃは発電装置１に繋がった入力端子ＡＧ1およびＡＧ2にそれぞれ接続されている。従って、コンパレータ４７の出力は入力端子ＡＧ1およびＡＧ2のいずれか一方の電位が高電位Ｖddより高くなると高電位から低電位に変化する。そして、各１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂにおいては、対応する整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂおよび６０ａの駆動用のインバータ６１の入力信号と３入力コンパレータ４７の出力信号をオア回路４８に入力し、両方の信号が低電位になったときにｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２をオンしてダイオードの順方向電圧による損失なく電力が供給できるようにしている。このように、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂを制御するコンパレータを共通化することにより、コンパレータの総数を削減できるので電力供給装置２０を構成する半導体装置（ＡＳＩＣ）をコンパクトにすることができ、携帯型の電子機器に収納し易くすると共に製造コストを下げることができる。さらに、コンパレータを削減できるのでコンパレータで消費される電力も削減することができる。コンパレータ１組当たりの消費電力は５０ｎＡ程度であるので、本例でコンパレータを２組から１組に削減することにより、５０ｎＡ程度の消費電力の改善を図ることができる。先にも説明したように、腕時計のような消費電力が数１００ｎＡ程度のローパワーのシステムにおいては、コンパレータを削減することによる消費電力の低減効果は非常に大きい。
【００６０】
なお、その他の構成について、図５に基づき説明した電力供給装置２０と共通するので説明を省略する。
【００６１】
図１０に示したタイミングチャートに基づき、本例の電力供給装置２０の整流回路２４の動作を説明する。発電装置１において発電が開始され、入力端子ＡＧ1の電位が低電位Ｖscから高電位Ｖddに上昇し、時刻ｔ３１に駆動要素のＭＯＳＦＥＴ６２の閾値に達すると、ＭＯＳＦＥＴ６２がオンする。このため、インバータ６１の入力側が高電位から低電位に変わり、出力側が低電位から高電位に変わって整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂがオンする。さらに入力端子ＡＧ1の電圧が上昇し、充電装置５の充電電圧Ｖdd以上になると１方向性ユニット３０ａで順方向電圧が発生する。従って、時刻ｔ３２に３入力コンパレータ４７の出力が低電位になり、１方向性ユニット３０ａのオア回路４８に入力されている両方の信号が低電位になるので、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２がオンする。これにより、１方向性ユニット３０ａがダイオードの順方向電圧による損失なく導通し、発電装置１からの電力が充電装置５または処理装置９に供給される。発電装置１の起電圧が反転しはじめると、時刻ｔ３３に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が低下し、共通のコンパレータ４７の出力が高レベルに変わってＭＯＳＦＥＴ３２がオフする。さらに、入力端子ＡＧ1の電圧が低下すると、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値以下となり、時刻ｔ３４に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂもオフになる。従って、１方向性ユニット３０ａの寄生ダイオード３４およびＭＯＳＦＥＴ６０ｂの寄生ダイオード６５により逆方向に電流は流れなくなる。
【００６２】
発電装置１の起電圧が反転すると、入力端子ＡＧ2の電圧が上昇して時刻ｔ３５に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオンになる。時刻ｔ３６に共通の３入力コンパレータ４７の出力が低電位となり、ＭＯＳＦＥＴ６０ａの側のインバータ６１の入力電圧が低電位となっているので、１方向性ユニット３０ｂのオア回路３８の出力が低電位となってＭＯＳＦＥＴ３２がオンする。このため、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａが順方向電圧の損失なく導通し、発電装置１から高効率で充電装置５および処理装置９に電力が供給される。入力端子ＡＧ2の電圧が降下すると時刻ｔ３７に１方向性ユニット３０ｂがオフになり、さらに、時刻ｔ３８に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオフになる。これにより、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａに逆方向の電流は流れなくなる。このようにして全波整流が行われ、ダイオードによる順方向電圧の損失がほぼない状態で電力供給が行われる。
【００６３】
発電装置１に回転錘を用いた腕装着型の電子機器において、上記のように１方向性ユニットを用いて整流回路を構成した電力供給装置と、シリコンダイオードよりＶfの小さなショットキーダイオードを用いて整流回路を構成した電力供給装置の充電電荷量の比較が行われている。その結果、１方向性ユニットを採用した電力供給装置の方が、回転錘の動きが大きい場合、すなわち、回転錘を垂直に立てて１８０度旋回させたときで１．３２倍、回転錘の動きの小さな場合、すなわち、回転錘を３０度に立てて９０度旋回させたときで１．７１倍の充電電荷量が得られている。この結果から、１方向性ユニットを採用することにより、整流効率が大幅に向上していることが判り、さらに、起電圧が小さいとき、すなわち、回転錘の動きが小さなときほど整流効率の改善率が高いことが判る。従って、本例の１方向性ユニットを用いた電力供給装置を採用した携帯型電子機器では、腕の小さな動きでも効率良く給電が行われ、充電能力の高い携帯型電子機器を提供できる。
【００６４】
なお、上記の例では、１方向性ユニットをｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで構成し整流用のＭＯＳＦＥＴをｎチャンネル型にしているが、これらと異なる導電型を用いて電力供給装置を構成することももちろん可能である。
【００６５】
以上に説明したように、本発明においては、携帯型の電子機器に収納可能な発電装置を備えた電力供給装置において、１方向性ユニットを用いて整流機能あるいは逆流阻止機能を実現し、給電効率の高い電力供給装置を実現している。特に、携帯型電子機器に収納可能な発電装置の起電力はダイオードの順方向電圧に近く、さらに、起電力が変動するのでダイオードの順方向電圧による損失を除いて電力を供給可能にするにより、携帯型電子機器の充電能力を飛躍的に高めることができる。従って、本発明の１方向性ユニットを採用した電力供給装置によって、環境条件によって発電能力が大きく変動する太陽電池や熱電素子、あるいはユーザの動きを回転錘などを用いて捉えて交流発電を行う電磁発電機あるいは熱電素子などを用いた発電装置の電力供給能力を大幅に向上でき、携帯型電子機器の充電装置を充電し、また、処理装置を稼働するために十分な電力を供給することができる。このため、本発明により、様々な環境下で継続して処理装置を稼働できる携帯型に適した電子機器を提供することができ、電池の有無などに係わらず、何時でもどこでも処理装置の機能を十分に発揮させられる電子機器を提供することができる。
【００６６】
本発明の電力供給装置は、携帯型電子機器用に適したものであり、腕装着型などの身体に装着し、その動きなどを捉えて自動的に発電を行い、電池を用いずに、あるいは電池の補助電源として電子機器を稼働させることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 １方向性ユニットを採用した、本発明に係る電力供給装置および電子機器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示す整流回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】 １方向性ユニットを備えた、上記と異なる本発明に係る電力供給装置および電子機器の概略を示すブロック図である。
【図４】 図３に示す１方向性ユニットのスイッチを操作する制御信号を示すタイミングチャートである。
【図５】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の概略を示すブロック図である。
【図６】 図５に示す電力供給装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の異なる例を示すブロック図である。
【図８】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の異なる例を示すブロック図である。
【図９】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器のさらに異なる例を示すブロック図である。
【図１０】 図９に示す電力供給装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１１】 従来の電子機器の例を示すブロック図である。
【図１２】 ダイオードの順方向電圧の特性を示すグラフである。
【技術分野】
本発明は、腕装着型などの携帯型電子機器に収納可能な、回転錘の運動を用いて身体の運動エネルギーを交流に変換可能なタイプなどの発電装置を備えた電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
腕時計装置のような小型で携帯に適した電子機器において、発電装置を内蔵することによって電池の交換をなくし、あるいは電池自体を無くすことができる携帯型の電子機器が考案され、実用化されている。図１１に、その一例として発電装置１を内蔵した腕時計装置１０の概略構成を示してある。この携帯型電子機器（腕時計装置）１０においては、腕時計装置のケース内で旋回運動を行う回転錘１３と、回転錘１３の回転運動を電磁発電機に伝達する輪列機構１１と、電磁発電機１２を構成するロータ１４およびステータ１５を備えており、２極磁化されたディスク状のロータ１４が回転するとステータ１５の出力用コイル１６に起電力が発生し、交流出力が取り出せるようになっている。さらに、この携帯型電子機器の電力供給装置２０は、発電装置１から出力された交流を整流して大容量コンデンサ５と処理装置９に供給できる整流回路２４を備えており、その出力側には、充電装置である大容量コンデンサ５と、処理装置９が接続されている。従って、電力供給装置２０に接続された処理装置９は、発電装置１の電力、あるいは、大容量コンデンサ５が放電した電力によって搭載している計時機能７などを稼働することができる。このため、この携帯型の電子機器は、電池がなくても処理装置９を継続して動作させることができ、何時でも何処でも処理装置を使え、さらに、電池の廃棄などに伴う問題も除くことができる電子機器である。
【０００３】
図１１に示した電子機器においては、内蔵された発電装置１から供給される電力は交流電力なので、電力供給装置２０の整流回路２４によって整流された後に大容量コンデンサ５に充電され、また、ＩＣなどを備えた処理装置９の作動電力となる。図１１に示した電力供給装置２０においては、２つのダイオード２５および２６を用いて半波整流した電力を補助コンデンサ２７に一時的に充電して昇圧整流を行える整流回路２４を用いている。これらのダイオード２５および２６としてはシリコンダイオードが用いられており、図１２に示すように順方向の電流Ｉｆに対して０．５〜０．６Ｖ程度の順方向電圧Ｖfがある。このため、発電装置１から供給された電力Ｗ0を整流回路２４によって整流して得られる電力Ｗ1は、整流回路２４を構成するダイオードの順方向電圧Ｖfの損失があるので次のようになる。
【０００４】
Ｗ1 ＝ ηｃ × Ｗ0 ・・・（１）
ηｃ ＝ Ｖ1 ／（Ｖ1 ＋２×Ｖf ）・・・（２）
ここでηｃ は充電時の整流効率、Ｖ1は整流回路からの出力電圧であり、図１１に示した回路においては大容量コンデンサ５の充電電圧に対応する。
【０００５】
腕時計装置などの携帯型の電子機器の処理装置９の作動電圧は、消費電力を低減するためにＩＣなどが低電圧駆動化が進んでおり、例えば、０．９〜１．０Ｖ程度でスタートさせることが可能である。従って、大容量コンデンサ５の電圧は１．５〜２Ｖ程度に選択されており、これに対し０．５〜０．６Ｖ程度の順方向電圧Ｖfを考慮すると整流効率ηｃは、０．６程度の値となってしまう。従って、整流効率ηｃを向上するためには順方向電圧Ｖfは低いことが望ましい。
【０００６】
また、携帯型の電子機器に内蔵可能な発電装置としては、回転錘を用いて体などの動きを捉えてロータを回転して交流電力に変換する装置、ゼンマイを用いてエネルギーを蓄積して交流電力に変換する装置、圧電素子を体の動きなどによって振動させて交流電力を得る装置、熱電素子あるいは太陽電池を用いて直流電力を得る装置などがある。これらの内、交流電力が得られる発電装置においては、身体などの動きから発電用に得られる運動エネルギーが小さく、また、携帯型の電子機器に内蔵するために発電装置自体も非常に小型化されているので起電圧は小さく、さらに、身体の動きなどによって大きく変動し、常に電力が得られるものでもない。このため、整流回路の入力電圧は低く、順方向電圧Ｖfに近い電圧で変動し、最大でも順方向電圧Ｖfの数倍に達するにすぎない。従って、順方向電圧Ｖfを下げることにより、給電効率は大幅に改善される。
【０００７】
太陽電池など直流電力を発生する発電装置を用いた電力供給装置においても、照度などによって起電圧が大きく変動することは同様である。従って、逆流阻止用のダイオードの順方向電圧Ｖfを下げることにより、照度が低く起電圧の小さな状態でも、発電された電力を有効に利用することができる。このように、近年開発が進んでいる、携帯型電子機器に内蔵可能な発電装置から電力を有効に利用するためには、その供給回路で使用されている順方向電圧Ｖfを下げることが重要な課題である。
【０００８】
そこで、本発明においては、ダイオードに代わり、順方向電圧Ｖfを低くできる１方向性ユニットを採用することにより、携帯型電子機器用の電力供給装置の整流効率ηｃを大幅に向上し、給電効率の高い電力供給装置を提供することを目的としている。そして、このような高効率の発電装置を処理装置と共に搭載することにより、電池の交換なく、いつでも何処でも使用できる携帯型電子機器を提供することを目的としている。
【０００９】
【発明の開示】
このため、本発明の携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置においては、携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置であって、発電装置と、この発電装置からの電力を少なくとも１つの１方向性ユニットを介して充電装置または処理装置に供給する供給部とを有し、
前記１方向性ユニットは、ダイオードと、このダイオードに並列に接続されたバイパススイッチと、前記ダイオードの入力端と出力端の電圧を比較することにより前記ダイオードの順方向電圧を検出し、その検出結果に応じて前記バイパススイッチをオンする制御部とを備え、前記制御部は、前記ダイオードの順方向電圧を定期的にサンプリング検出し、前記前記バイパススイッチがオフのとき前記ダイオードの順方向電圧が検出されたならば前記バイパススイッチをオンすることを特徴とする。
この１方向性ユニットにおいては、ダイオードの順方向に電流が流れて順方向電圧が発生するとバイパススイッチがオンになるので順方向電圧による損失を防止できる。また、電流の流れる方向がダイオードの逆方向となる場合は、順方向電圧とは逆極性の電圧が発生するので、バイパススイッチはオンにならず、ダイオードによって逆流を防止できる。
【００１０】
このような１方向性ユニットとして利用し易いものでは、電界効果型トランジスタがあり、バイパススイッチとして電界効果型トランジスタが機能し、ダイオードとしてバイパススイッチの寄生ダイオードが機能する。
【００１１】
さらに、腕時計装置に採用される太陽電池あるいは回転錘を有する発電システムのようなユーザの周囲のエネルギーを捉えて発電を行う発電装置を用いている場合は、発電装置が継続して動作することは少ない。このため、充電済の大容量キャパシタから供給された電圧あるいは昇圧回路によって昇圧された発電装置の出力電圧より高い電圧で制御できるようにすることが望ましい。発電装置の出力電圧より高い電圧で制御可能にすることにより、発電初期あるいは末期の出力電圧が低い状態でもスイツチング動作を高速で確実に行うことができるので、整流効率をさらに高めることができる。
【００１２】
このような１方向性ユニットは、バイパススイッチをオンすることによって、順方向電圧は低下してしまうのでバイパススイッチをオフするために異なった方法で電流の方向を検出することが望ましい。例えば、制御部がバイパススイッチをオンした後、所定の時間経過後にバイパススイッチをオフすることにより、順方向電圧の有無が検出（サンプリング）でき、電流の方向が判断できる。従って、定期的に順方向電圧の有無を検出し、順方向電圧がある場合は再びバイパススイッチをオンすることにより順方向電圧の損失を低減でき、また、電流の逆流も防止できる。
【００１３】
また、制御部にダイオードの両端の電圧を比較する比較手段としてコンパレータを設け、バイパススイッチがオンしている間は、バイパススイッチによる電圧降下を検出して電流の方向を検出することも可能である。また、コンパレータで検出可能な電圧降下を発生させるために、バイパススイッチに直列に微小抵抗を接続しておくことも可能である。このように、ダイオードに順方向電圧が生じたか否かによってバイパススイッチを制御する１方向性ユニットを採用することにより、発電装置とのインタフェースを増やさずに発電装置の発電状態に基づき１方向性ユニットの制御を行うことができる。従って、発電装置自体に起電圧検出用のコイルなどは不要なので、発電装置の構成を複雑にせずに、また、発電装置とのインタフェースを増やすことなく、順方向電圧による損失を除く制御を行うことが可能である。
【００１４】
さらに、バイパススイッチを制御する電力が得られない状態において１方向性ユニットとしての性能を発揮させるためには、バイパススイッチとしてはエンハンスメント形の電界効果型トランジスタを採用することが望ましい。エンハンスメント形を採用することにより、ゲート電圧が印加されないときはバイパススイッチがオフとなるのでダイオードを用いて１方向性ユニットとしての逆流を防止する機能を果たすことができる。
【００１５】
発電装置から交流電力が供給される場合は、電力供給装置の供給部において、交流電力を整流するためにこのような１方向性ユニットを用いてダイオードの順方向電圧による損失を低減できる。特に、携帯型電子機器に内蔵可能な発電装置の起電圧は低く、ダイオードの順方向電圧に近いので、整流効率を大幅に向上することが可能であり、給電効率の高い電力供給装置を提供できる。
【００１６】
供給部において、全波整流を行う場合は、ダイオードに代わり、４つの１方向性ユニットを用いても良いが、発電装置に接続された第１および第２の入力端子と、充電装置または処理装置に接続された第１および第２の出力端子に対し、第１および第２の入力端子と第１の出力端子の間に第１および第２の１方向性ユニットを並列に接続し、第１および第２の入力端子と第２の出力端子の間に第１および第２の電界効果型トランジスタを並列に接続することができる。そして、第１および第２の１方向性ユニットとして、第１導電型の電界効果型トランジスタを採用する。これに対し、第１および第２の電界効果型トランジスタは第２導電型を採用して第１の電界効果型トランジスタのゲート入力には第２の入力端子の電圧を印加し、第２の電界効果型トランジスタのゲート入力には第１の入力端子の電圧を印加する。これにより、第１および第２の入力端子の電圧変化で１方向性ユニットと共に第１および第２の電界効果トランジスタもオンオフするので、順方向電圧による損失がなくし、給電効率を大幅に向上できる。
【００１７】
第２導電型の第１および第２の電界効果型トランジスタのゲート入力に、インバータなどの駆動要素を接続することにより、電界効果型トランジスタがオンするタイミングの精度を上げるが可能である。また、第１および第２の１方向性ユニットの制御部として、それぞれの１方向性ユニットに順方向電圧を一括して判断できるように、第１および第２の入力端子の電圧と第１の出力端子の電圧を比較する３入力コンパレータを設けることも可能であり、コンパレータの総数を削減できる。これにより、電力供給回路を実現する半導体装置の消費電力を低減できる。また、回路が簡略化されるので半導体装置の面積が小さくなり、低コスト化される。
【００１８】
また、直流電力を供給する発電装置を有する電力供給装置においても、逆流防止のために、上記の１方向性ユニットを採用することによりダイオードの順方向電圧による損失を低減できる。すなわち、上述した１方向性ユニットを採用することにより発電時には、ダイオードの順方向電圧による損失を防止できる。また、発電されていないときは、あるいは起電力が充電装置よりも低くなったときに発電装置への逆流も防止できる。
【００１９】
このように、本発明の電力供給装置は、腕装着型の電子機器などの携帯型の電子機器に内蔵可能なものであり、電磁発電機あるいは圧電素子などを用いた交流電力を出力する発電装置や、太陽電池や熱電素子など直流電力を出力する発電装置を有するものであり、これらの発電装置からの電力を損失少なく充電装置や処理装置に供給することができる。これらの発電装置は、ユーザーの体の動きや振動などを捉えて発電を行ったり、太陽光や温度差などの自然界の不連続なエネルギーを電気エネルギーに変換できる携帯可能なものであるが、継続して電力が得られるものではなく、起電力あるいは電流密度が小さい。従って、本発明の電力供給装置は、発電装置の起電力にほぼ匹敵すダイオードの順方向電圧による損失を防いで整流、あるいは、逆流を防止し、充電装置や処理装置に給電できるので、携帯型電子機器の電力供給装置として非常に有用である。従って、本発明の電力供給装置を用いることにより、計時機能などを備えた処理装置を搭載した腕装着型などの本格的な携帯型の電子機器で、何時でも何処でも計時機能などの処理機能を発揮可能な電子機器を提供できる。
【００２０】
【発明を実施するための最良の形態】
〔第１の実施の形態〕
以下に図面を参照して本発明をさらに詳しく説明する。図１に本発明に係る発電装置を備えた電子機器の概要を示してある。本例の電子機器１０の電力供給装置２０は、図１１に基づき説明したような腕時計装置などに収納可能で、交流電力を供給可能な発電装置１と、この発電装置１から入力された電力を整流して計時装置などの処理装置９に供給する整流回路２４を備えている。本例の電力供給装置２０の第１の出力端２２および第２の出力端２３には、充電装置である大容量コンデンサ５および処理装置９がそれぞれ接続されて、処理装置９は、上述したような計時機能を搭載したものに加え、あるいはラジオ、ページャあるいはパソコンなどの機能を備えているものなどであってももちろん良い。
【００２１】
本例の電力供給装置２０の整流回路２４は、補助コンデンサ２７と、２つの１方向性ユニット３０および３１を備えており、昇圧整流ができるようになっている。なお、本例の腕時計装置１０は、高電圧側Ｖddが接地されて基準電圧となっている。このため、以下においては、出力電圧として低電圧側Ｖssを参照し、電圧値は簡単のため全て絶対値で示すこととする。
【００２２】
本例の整流回路２４に用いられている１方向性ユニット３０および３１は、それぞれｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２とｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３３を備えており、これらのＭＯＳＦＥＴ３２および３３の寄生ダイオード３４および３５を１方向に電流を流すためのダイオードとして用いている。また、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３のソース（Ｓ）およびドレイン（Ｄ）の電圧を検出し、ゲート（Ｇ ）に制御信号を供給する制御回路３６ および３７ をそれぞれの１方向性ユニット３０および３１は備えている。
【００２３】
まず、１方向性ユニット３０は、発電装置１に補助コンデンサ２７を並列に接続できるようになっており、そのダイオード３４によって交流電力を半波整流して補助コンデンサ２７ に充電するために用いられる。本例の回路では、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２のソース側３２Ｓが接地されているＶdd側に接続され、ドレイン側３２Ｄが補助コンデンサ２７の側に接続されている。このため、ドレイン３２Ｄからソース３２Ｓに向かって順方向となる寄生ダイオード３４を半波整流用に使用することができ、発電装置１のＭss側の発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddより高く（プラス方向に）なったときに補助コンデンサ２７を充電できるようになっている。
【００２４】
以下に、図２に示したタイミングチャートも参照しながら本例の整流回路２４における各１方向性ユニット３０および３１の構成および動作を説明する。まず、１方向性ユニット３０を構成するＭＯＳＦＥＴ３２を制御する制御回路３６は、ソース側３２Ｓの電圧Ｖ3とドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2とを比較するコンパレータ４１と、このコンパレータ４１の出力を反転してＭＯＳＦＥＴ３２のゲート３２Ｇに印加するインバータ４５ を備えている。コンパレータ４１の反転入力４２にはソース側の電圧Ｖ3が入力され、非反転入力４３にはドレイン側の電圧Ｖ2が入力されている。ダイオード３４の順方向となるドレイン側３２Ｄからソース側３２Ｓに電流が流れると、ダイオード３４には順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ドレイン側の電圧Ｖ２ がソース側の電圧Ｖ3より高くなり、コンパレータ４１の出力４４から高レベルの信号が出力される。この高レベルの信号はインバータ４５によって反転して低レベルまたはマイナス電位の信号としてゲート電極３２Ｇに印加される。これにより、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２はオンとなり、寄生ダイオード３４をバイパスしてＭＯＳＦＥＴ３２に形成されたチャンネルを通して電流が流れる。従って、ダイオード３４の順方向電圧Ｖfによる電圧降下はなくなるので、ソース側の電圧Ｖ3はドレイン側の電圧Ｖ2近くまで上昇し、順方向電圧Ｖfによる損失を低減することができる。しかし、ＭＯＳＦＥＴ３２に形成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソース側の電圧Ｖ3はドレイン側の電圧Ｖ2より低く保持される。本例のコンパレータ４１はこの程度の電位差を検出できる程度の精度を備えており、ＭＯＳＦＥＴ３２にドレイン３２Ｄからソース３２Ｓに電流が流れている間はＭＯＳＦＥＴ３２をオンした状態を保持することができる。
【００２５】
あるいは、コンパレータ４１に検出電圧ヒステリシスを持たせ、ダイオード３４に順方向電流が流れ順方向電圧Ｖfが発生して非反転入力４３と反転入力４２に一定レベル以上の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４に高レベル信号が出力され、この一定レベルの電位差よりも小さい所定の電位差あるいは負の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４が低レベルの信号に切り替わるようにコンパレータ４１を構成することも可能である。このようにＭＯＳＦＥＴ３２をオン／オフさせる検出電圧に差（ヒステリシス）を持たせることにより、ＭＯＳＦＥＴ３２をよりチャンネル電圧降下の小さなスイッチ、さらには、電圧降下の全くない理想的なスイッチで構成することが可能であり、より以上の整流効果の向上を図ることができる。
【００２６】
図２のタイミングチャートを参照すると、発電装置１の無負荷時の発生電圧Ｖ0’が時刻ｔ１１に高レベル、すなわち、接地電位Ｖddに対しＶssの側が高くなると、ダイオード３４に電流が流れてダイオードの順方向電圧による電圧降下が生ずる。これによりＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧（Ｖ2−Ｖ3）はドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2の方が高くなり、時刻ｔ１２にコンパレータ４１によって検出されるとコンパレータ４１の出力４４が高レベルになる。従って、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２がオンになり、１方向性ユニット３０の両端の電圧（Ｖ2−Ｖ3）はダイオードの順方向電圧Ｖfに達することはなく、図示してあるようにＭＯＳＦＥＴ３２のチャンネルによる数１０ｍＶ程度の微小な電圧降下が発生する程度となる。１方向性ユニット３０に電流が流れるので、補助コンデンサ２７は充電され、その両端の電圧（Ｖ0−Ｖ2）は徐々に上昇する。
【００２７】
時刻ｔ１３に、発電装置１の交流電力Ｖ0’が減少に転ずると、ピーク電圧Ｖcまで充電された補助コンデンサ２７から電荷が放出され始める。補助コンデンサ２７からの放電が始まると、ドレイン側３２Ｄの電圧Ｖ2がソース側３２Ｓの電圧Ｖ3よりも低くなるのでコンパレータ４１の出力は低レベルになる。このため、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴのゲート電極３２Ｇにはインバータ４５によって反転された高レベルの信号が供給され、ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２はオフとなる。また、ソース側の電圧Ｖ3がドレイン側の電圧Ｖ2よりも高くなるとダイオード３４においても逆方向の電圧となる。このため、ダイオード３４を通しても電流は流れない。従って、１方向性ユニット３０はオフとなり、補助コンデンサ２７からの放電は阻止され、時刻ｔ１３以降においては、ＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧としては発電装置の発生電圧Ｖ0’と電圧Ｖcとの和（極性が反対となる場合は差）が現れる。
【００２８】
時刻ｔ１４に交流電力Ｖ0’の位相が変わって発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddよりも低く（マイナス側に）なると、補助コンデンサ２７は１方向性ユニット３１によって直列に接続されるようになる。本例の整流回路２４に用いられている他の１方向性ユニット３１は、発電装置１に補助コンデンサ２７を直列に接続できるようになっており、そのダイオード３５によって交流電力を半波整流し、さらに補助コンデンサ２７に充電された電圧を加えて出力端２２および２３に供給できるようになっている。従って、本例の電力供給装置２０によって、発電装置１で発電された交流電力は２倍昇圧された直流電力として出力端２２に接続された大容量コンデンサ５および出力端２３に接続された処理回路９に供給される。
【００２９】
本例の整流回路２４においては、第２の１方向性ユニット３１はｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３３が採用されており、ＭＯＳＦＥＴ３３のソース側３３Ｓが出力端２２および２３の側に接続され、ドレイン側３３Ｄが補助コンデンサ２７の側に接続されている。このため、ソース３３Ｓからドレイン３３Ｄに向かって順方向となる寄生ダイオード３５を半波整流用に使用することができ、発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddより低くなったときに補助コンデンサ２７に充電された電力に加えて発電装置１で発電された電力を出力端２２および２３に供給することができる。
【００３０】
このＭＯＳＦＥＴ３３を制御する制御回路３７は、ソース側３３Ｓの電圧Ｖ1とドレイン側３３Ｄの電圧Ｖ2とを比較するコンパレータ４１を備えており、このコンパレータ４１の出力４４がＭＯＳＦＥＴ３３のゲート３３Ｇに印加されるようになっている。コンパレータ４１の反転入力４２にはドレイン側の電圧Ｖ2が入力され、非反転入力４３にはソース側の電圧Ｖ1が入力されている。ダイオード３５の順方向となるソース側３３Ｓからドレイン側３３Ｄに電流が流れると、ダイオード３５には順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ソース側の電圧Ｖ1がドレイン側の電圧Ｖ2より高くなり、コンパレータ４１の出力４４から高レベルの信号が出力される。この高レベルの信号がゲート電極３３Ｇに印加されるのでｎチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３３はオンとなり、寄生ダイオード３５をバイパスしてＭＯＳＦＥＴ３３に形成されたチャンネルを通して電流が流れる。従って、ダイオード３５の順方向電圧Ｖfにより電圧降下はなくなるので、ソース側の電圧Ｖ1はドレイン側の電圧Ｖ2近くまで降下し、順方向電圧Ｖfによる損失を低減することができる。この１方向性ユニット３１においても、ＭＯＳＦＥＴ３３に形成されたチャンネルによる電圧降下があるので、ソース側の電圧Ｖ1はドレイン側の電圧Ｖ2より高く保持され、この電位差が本例のコンパレータ４１によって検出され、ソース３３Ｓからドレイン３３Ｄに電流が流れている間はＭＯＳＦＥＴ３３はオンとなる。
【００３１】
この１方向性ユニット３１においても、コンパレータ４１に検出電圧ヒステリシスを持たせ、ダイオード３５に順方向電流が流れ順方向電圧Ｖfが発生して非反転入力４３と反転有力４２に一定レベル以上の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４に高レベル信号が出力され、この一定レベルの電位差よりも小さい所定の電位差あるいは負の電位差が生じたときにコンパレータ４１の出力４４が低レベルの信号に切り替わるようにコンパレータ４１を構成することも可能である。このようにＭＯＳＦＥＴ３３をオン／オフさせる検出電圧に差（ヒステリシス）を持たせることにより、ＭＯＳＦＥＴ３３もチャンネル電圧降下の小さなスイッチ、さらには、電圧降下の全くない理想的なスイッチで構成することが可能であり、より以上の整流効果の向上を図ることができる。
【００３２】
図２に示したタイミングチャートを参照して１方向性ユニット３３の動きを整理する。時刻ｔ１４に発電装置の発生電圧Ｖ0’の位相が変わって接地電位Ｖddよりも低くなり、時刻ｔ１５にＭＯＳＦＥＴ３３の両端の電圧（Ｖ1−Ｖ2）がプラスになる、すなわち、補助コンデンサ２７の電圧Ｖcと発生電圧Ｖ0’の和が大容量コンデンサの充電電圧Ｖsc以上（−側であるので絶対値で）になると、ダイオード３５に電流が流れる。従って、ＭＯＳＦＥＴ３３の両端に順方向電圧が発生し、時刻ｔ１６にコンパレータ４１によって検出される。この結果、ＭＯＳＦＥＴ３３がオンし、ＭＯＳＦＥＴ３３の両端の電圧降下は順方向電圧Ｖfまでは達せず、チャンネルによる電圧降下程度におさまる。このような１方向性ユニット３３による電圧降下が非常に小さな状況で大容量コンデンサ５の充電が行われる。
【００３３】
時刻ｔ１７に発生電圧Ｖ0’がピークを越えて補助コンデンサ２７の電圧Ｖcとの和が大容量コンデンサ５の充電電圧Ｖsc以下になると（ＭＯＳＦＥＴ３３のチャンネルによる電圧降下を含めた値であるが）、大容量コンデンサ５の充電電圧Ｖscの方が高くなるので大容量コンデンサ５から放電が始まる。
【００３４】
大容量コンデンサ５から放電が始まると、上述したように、ソース側３３Ｓの電圧Ｖ１がドレイン側３３Ｄの電圧Ｖ2よりも低くなるのでコンパレータ４１の出力４４は低レベルに反転する。従って、ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ３３はオフとなりダイオード３５においても逆方向の電圧のなるので１方向性ユニット３３によって大容量コンデンサ５からの放電は阻止される。
【００３５】
そして、発電装置１から供給された交流電力の位相が変わって発生電圧Ｖ0が接地電圧Ｖddよりも高くなると、補助コンデンサ２７が先に説明した他方の１方向性ユニット３０によって発電装置１に対し並列に接続され、補助コンデンサ２７の充電が行われる。この間、１方向性ユニット３１は、ドレイン側の電圧Ｖ2がソース側の電圧Ｖ1より小さいとき（電圧としてはＶ2がＶ1より高くなる）は電流が流れない。従って、発電装置１からの入力があっても、大容量コンデンサ５ の充電電圧Ｖscより発生電圧Ｖ0が小さい場合は電流が流れず、大容量コンデンサ５に充電された電荷が放電されてしまうのを保護している。また、本例のＭＯＳＦＥＴ３２および３３は、エンハンスメント形が採用されており、ゲート３２Ｇおよび３３Ｇに電圧が印加されない場合は、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３はオフ状態となり、ダイオード３４および３５の機能が活かされるようになっている。大容量コンデンサ５ に電圧がなく、制御回路３６および３７が動作しない場合であっても、ダイオード３４および３５によって整流回路２４が構成され、発電装置１の電力を整流して大容量コンデンサ５や処理装置９に供給することができる。
【００３６】
このように、本例の１方向性ユニット３０および３１は、逆方向の電流を阻止できると共に、順方向の電流に対しては順方向の電圧損失をＭＯＳＦＥＴ３２および３３のオン抵抗による損失程度まで低減することができる。従って、１方向性ユニット３０によって補助コンデンサ２７を発生電圧Ｖ0近くまで充電することができ、また、１方向性ユニット３１によって整流後の電圧として補助コンデンサ２７に充電された電圧も加えて発生電圧Ｖ0のほぼ２倍に近い電圧を出力端２２および２３に供給することができる。このため、先に式（２）で示した整流効率ηｃを大幅に向上することができる。一方、１方向性ユニット３０および３１の逆方向に電流が流れたときは、ＭＯＳＦＥＴ３２および３３がオフとなるので、ダイオード３４および３５によって逆流を阻止することができる。従って、漏れ損失を小さくすることができる。この漏れ損失は、一方向性ユニットを用いることにより、ＭＯＳＦＥＴの逆リーク電流程度、すなわち、１ｎＡ以下というほとんど無視できるようなレベルにすることが可能であり、これは特に腕時計のように消費電流が数１００ｎＡというローパワーのシステムでは非常に効果が大きい。このように、本発明の１方向性ユニットによって整流回路２４が構成された電力供給装置２０においては、発電された電力を損失がほとんど発生しないように出力端２２および２３に供給することができる。このため、給電効率が高く損失の少ない電力供給装置を提供することができ、回転錘の運動から得られた電気エネルギーを効率良く計時装置などの処理回路９に供給し、その機能を稼働させることができる。また、出力端２２に接続された大容量コンデンサ５ に供給して大容量コンデンサ５を充電し、発電装置１が発電できなくなったときでも大容量コンデンサ５の電力によって処理装置９ を継続して稼働できる。このように本発明により、携帯に適した小型の電子機器を提供することができる。
【００３７】
〔第２の実施の形態〕
図３に、本発明の異なった例として、直流電源である太陽電池２によって計時装置などの処理装置９を動作できる電子機器１０の概要を示してある。この電子機器１０は、太陽電池２からの直流電力を充電装置である大容量コンデンサ５および処理装置９に供給する電力供給装置２０を備えている。電力供給装置２０は、大容量コンデンサ５に接続された第１の出力端２２と、処理装置９に接続された第２の出力端２３とを備えている。第２の出力端２３には、第１の出力端２２、すなわち大容量コンデンサ５に対し、スタートアップ用の抵抗２８が直列に接続され、この抵抗２８と並列にバイパススイッチ５１が接続されている。従って、大容量コンデンサ５の充電レベルが低いときは、大容量コンデンサ５で主に電力が消費されてしまうのを防止するためにスタートアップ用の抵抗２８によって処理装置９に接続された出力端２３に十分な電圧が発生するようになっている。また、大容量コンデンサ５にある程度の電圧が発生すると、スタートアップ用の抵抗２８をバイパススイッチ５１によってバイパスし、効率良く大容量コンデンサ５を充電できるようになっている。
【００３８】
本例の処理装置９には、作動電圧の安定化などのために補助コンデンサ８が並列に接続されている。また、電力供給装置２０は太陽電池２と並列に短絡用のスイッチ５２が接続されており、太陽電池２の発生電圧Ｖ0が高くなりすぎて処理装置９や大容量コンデンサ５に悪影響を与えるレベルに達すると太陽電池２からの入力を短絡し、出力電圧Ｖ1が高く成りすぎないようにしている。このような制御を行うために電力供給装置２０は制御回路３７を備えており、この制御回路３７によって発生電圧Ｖ0および大容量コンデンサ５の出力端２３の側の出力電圧Ｖ1が監視され、短絡用スイッチ５２およびバイパス用スイッチ５１を操作できるようにしている。
【００３９】
この電力供給装置２０においては、不連続な光エネルギーを電力に変換する太陽電池２の出力が低下すると大容量コンデンサ５が放電した電力が出力端２２から出力端２３に供給され、処理装置９ が駆動される。この際、大容量コンデンサ５から太陽電池２に電流が流れると、電力が浪費され、また、太陽電池２に損傷を与える恐れがある。このため、電力供給装置２０には大容量コンデンサ５から太陽電池２に対する逆流防止用の１方向性ユニット３１が設けられている。
【００４０】
本例の１方向性ユニット３１は、太陽電池２の起電圧Ｖ0が大容量コンデンサ５に接続された出力端２２の電圧Ｖ1よりも絶対値で大きいときに電流が流れるように接続されたダイオード３５と、このダイオード３５と並列に接続されたスイッチ３８とを備えており、このスイッチ３８が制御回路３７からの制御信号φ１によって操作されるようになっている。図４に、制御信号φ１の例を示してある。制御回路３７には、発生電圧Ｖ0と、出力端２２の出力電圧Ｖ1が導入されており、これらの電圧Ｖ0およびＶ1はダイオード３５の両端の電圧に相当する。まず、時刻ｔ１に、太陽電池２ が発電しておらず、また、大容量コンデンサ５に電荷が蓄積されていないときは発生電圧Ｖ0および出力電圧Ｖ1は０であり、その差も０となる。このため、制御信号φ１は低レベルに保持されておりスイッチ３８はオフとなっている。制御用の電源が確保できないときにオフとするためには、例えば、エンハンスメント形のＭＯＳＦＥＴなどの電界効果型トランジスタスイッチを用いることができる。
【００４１】
次に、時刻ｔ２に太陽電池２が発電を開始すると発生電圧Ｖ0が増加（マイナス側に）する。従って、ダイオード３５に電流が流れ、順方向電圧Ｖfが発生する。このため、ダイオード３５の他方の端の電圧Ｖ1は発生電圧Ｖ0よりもプラス側に小さくなる。制御回路３７は、この電位差を検出して時刻ｔ３に制御信号φ１を高レベルにしてスイッチ３８をオンする。この結果、太陽電池２からの電力はダイオード３５をバイパスして流れ、順方向電圧Ｖfの損失なしに大容量コンデンサ５および処理回路９に供給される。
【００４２】
バイパススイッチ３８をオンするとダイオード３５により順方向電圧Ｖfの影響がなくなるので、電圧Ｖ1とＶ0との差はほとんどなくなる。もちろん、スイッチ３８による電圧降下があるので、上記の例のようにこの電圧降下を検出してバイパススイッチ３８を制御しても良い。本例においては、バイパススイッチ３８をオンしてから所定の時間経過した時刻ｔ４にいったんバイパススイッチ３８をオフする。バイパススイッチ３８をオフしたときにダイオード３５ による順方向電圧Ｖfが検出されると、時刻ｔ５に再びバイパススイッチ３８ をオンする。このように、本例の１方向性ユニット３１においては、定期的にバイパススイッチ３８をオフして順方向電圧Ｖfをサンプリングすることによりダイオード３５に流れる電流の方向を検出できるようにしている。従って、定期的にダイオード３５の順方向電圧Ｖfが太陽電池２と大容量コンデンサ５の間に発生するので充電効率は損なわれる。しかしながら、スイッチ３８をオンしている間は、順方向電圧Ｖfの影響を除くことができる。このため、従来の電圧供給装置においては、常に順方向電圧Ｖfの損失が発生していたのに比較すると電圧供給装置２０の給電効率を大幅に高めることができる。
【００４３】
時刻ｔ９に太陽電池２が発電を停止すると、電圧Ｖ1とＶ0の差は逆転し、電圧Ｖ0の絶対値が小さくなる。これによって制御信号φ1は低レベルになりスイッチ３８はオフとなる。電圧Ｖ1からＶ0を差し引いた値がマイナスになるとダイオード３５にも逆方向になるので電流は流れない。従って、本例の１方向性ユニット３１を通しては電流が流れず、大容量コンデンサ５から太陽電池２の側に電力は逆流せず、出力端２３を介して処理装置９に大容量コンデンサ５の電力が供給され、処理装置９が継続して稼働する。
【００４４】
このように、本例の電力供給装置２０においても、本発明の１方向性ユニット３１を逆流阻止のために用いることにより、ダイオードの順方向電圧Ｖfによる損失を防止でき効率良く電力を転送できる。また、電力を大容量コンデンサ５は処理装置９に供給する際に順方向電圧Ｖfによる損失を除くことができるので、順方向電圧Ｖfの大きな素子を採用することが可能であり、逆リーク電流が小さく漏れ損失を低減できるシリコンダイオードを逆流防止用素子３５として採用することができる。
【００４５】
また、本例においては抵抗２８、スイッチ５１、コンデンサ８およびスイッチ５２の作用および効果を中心に説明したが、これらの構成を上述した第１の実施の形態に適用し、同等の作用および効果を得ることももちろん可能である。さらに、本例において１方向性ユニット３１のバイパススイッチ３８を定期的にオフすることによりダイオードに流れる電流の方向を検出しているが、第１ の実施の形態のＭＯＳＦＥＴ３２および３３においても同等のことが可能である。そして、このような方法によりサンプリング的にダイオード３４および３５に流れる電流の方向を検出することにより、チャンネルによる電圧降下のない理想的なＭＯＳＦＥＴを用いて整流回路を構成することができ、さらに効率よく電力を供給することができる。また、サンプリング的に電流方向あるいは電圧方向を検出することによりコンパレータ４１の動作もサンプリング的（離散的）で良いので、制御回路の消費電力を低減することができ、このような点も含めてさらに給電効率を高めることができる。
【００４６】
以上に説明したように、本発明にかかる電力供給装置は、ダイオードに発生する順方向電圧を検出してダイオードをバイパスするスイッチをオンし順方向電圧の損失の発生を防止できる。従って、交流電力を整流する整流回路における損失や、逆流防止素子における損失を大幅に低減することが可能であり、順方向電圧による損失なく入力端から出力端に電力を転送できる。また、本発明の１方向性ユニットは、逆方向に電圧がかかるとスイッチがオフし、ダイオードによって逆流を防止できるようになっているので、従来と同様に出力端から入力端への逆流も阻止することができ、大容量コンデンサや処理装置の補助コンデンサにいったん蓄積された電力が浪費されるのを防止できる。
【００４７】
従って、本発明の電力供給装置の入力端に、太陽電池あるいは熱電素子などの直流を出力する発電装置、あるいは電磁発電機や振動タイプの熱電素子を用いた交流を出力する発電装置を接続することにより、ダイオードの順方向電圧による損失がなく、また、漏れ損失も少ない給電効率の高い発電装置を提供することができる。このため、本発明の発電装置によって、エネルギー密度の小さな太陽電池や熱電素子、あるいはユーザーの動きを捉えて発電を行う回転錘を用いた発電機などからの電力を処理装置や充電装置に効率良く供給でき、携帯に適した発電装置を提供できる。さらに、本発明の１方向性ユニットは、ダイオードとスイッチの組み合わせ、あるいはＭＯＳＦＥＴなどの電界効果型トランジスタスイッチとその寄生ダイオードといった非常に簡易で小型化可能なユニットであり、この点でも携帯型の発電装置に適している。また、計時機能などを備えた処理装置と共に本発明の電力供給装置あるいは発電装置を搭載することにより、携帯型で自己発電型の電子機器を提供することが可能であり、大容量コンデンサなどの充電装置を併用することにより、様々な環境下において長時間、維続して処理装置を稼働させることが可能な電子機器を提供することができる。本発明の電子機器は、腕時計やその他の携帯型、あるいは車両搭載型などとして実現することが可能であり、上記の例で説明した時計機能を備えた電子機器に限定されるものではなく、ページャー、電話機、無線機、補聴器、万歩計（登録商標）、電卓、電子手帳などの情報端末、ＩＣカード、ラジオ受信機などの電力を消費して動作する様々な処理装置を組み込むことができることはもちろんである。
【００４８】
また、本発明が上述した各電子装置１０の回路例に限定されないことはもちろんである。例えば、図１に示した交流電源の整流回路の１方向性ユニットとして図３に示した逆流阻止用の１方向性ユニットを用いることも可能であり、その逆ももちろん可能である。また、整流回路は上述した昇圧整流回路の他に、ブリッジ型に１方向性ユニットを組み合わせて全波整流を行う回路や、１方向性ユニットを用いて半波整流を行う回路などであっても良いことは勿論である。また、昇圧整流においても、上記の２倍昇圧に限らず、３倍以上の昇圧回路を用いることももちろん可能である。また、ダイオードをバイパスするスイッチとして電界効果型トランジスタといったユニポーラトランジスタの他にバイポーラトランジスタスイッチを用いることも可能であり、電力供給装置をＩＣ化して提供したり、あるいは処理装置と共に同一の半導体基板に搭載するなど様々なバリエーションが可能である。
【００４９】
〔第３の実施の形態〕
図５に、発電装置１からの交流電力を１方向性ユニット３０を用いて全波整流して処理装置９および充電装置５に供給可能な電力供給装置２０の例を示してある。上述したように、４つの１方向性ユニットをブリッジに組み立て全波整流することも可能であるが、本例の電力供給装置２０においては、コンパレータ４１を備えた１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂとでブリッジを構成して全波整流を行うようにしている。従って、本例の整流回路２４においては、１方向性ユニット３０は２つで良く、コンパレータ４１を２つ設ければ良いので、回路が簡略化され、整流回路２４を搭載した半導体装置（ＡＳＩＣ）を小型にでき、いっそう低コストで携帯型の電子機器に搭載しやすい電力供給装置２０を実現できる。
【００５０】
本例の整流回路２４においては、ブリッジを形成するために、発電装置１に接続された入力端子ＡＧ１およびＡＧ２と、充電装置５および処理装置９に接続される一方の出力端子Ｏ1との間に２つの１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂが並列に接続されており、入力端子ＡＧ1およびＡＧ2と他方の出力端子Ｏ2との間に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが並列に接続されている。１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂは、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３２および制御用のコンパレータ４１をそれぞれ備えており、これらの詳しい構成は上述した１方向性ユニットと同じであるので以下では説明は省略する。これに対し、出力端子Ｏ2との間に並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂは、ｎチャンネル型であり、ドレイン側６０Ｄが発電装置側の入力端子ＡＧ1およびＡＧ2にそれぞれ接続され、ソース側６０Ｓが出力端子Ｏ2に接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６０ａのゲート端子６０Ｇは入力端子ＡＧ2に接続され、ＭＯＳＦＥＴ６０ｂのゲート端子６０Ｇは入力端子ＡＧ1に接続されている。さらに、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのゲート側６０Ｇは、インバータ６１と、これを駆動するＭＯＳＦＥＴ６２およびプルアップ用の抵抗６３とからなる駆動要素を介してそれぞれの入力端子ＡＧ2およびＡＧ1に接続されている。これらの駆動要素を発電装置側ＡＧ1およびＡＧ2の電圧で駆動し、さらに、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを制御できるので、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂに影響を与えずにオンオフのタイミング調整が可能である。すなわち、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値を任意に変えることにより、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが動くタイミングを任意に選択することができる。整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのゲート側６０Ｇに発電装置側の電圧を直に供給しても良いが、タイミングを調整するために閾値を変えると、ドライブ能力が低下し、あるいは、リーク電流が増えるなどパフォーマンスが低下する。これに対し、駆動要素を設けると、ＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂのパフォーマンスに影響を与えずにタイミング調整が可能である。
【００５１】
図６に示したタイミングチャートに基づき、本例の電力供給装置２０の整流回路２４の動作を説明する。発電装置１ において発電が開始され、入力端子ＡＧ1の電位が低電位Ｖscから高電位Ｖddに上昇し、時刻ｔ２１に駆動要素のＭＯＳＦＥＴ６２の閾値に達すると、ＭＯＳＦＥＴ６２がオンする。このため、インバータ６１の出力が低電位から高電位に変わり、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂがオンする。さらに入力端子ＡＧ1の電圧が上昇し、充電装置５の充電電圧Ｖdd以上になると１方向性ユニット３０ａで順方向電圧が発生する。これによって、時刻ｔ２２に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が所定の値になると、コンパレータ４１の出力が低電位に変わりＭＯＳＦＥＴ３２がオンし、１方向性ユニット３０ａが順方向電圧による損失なく導通する。従って、発電装置１からの電力が充電装置５ または処理装置９に供給される。発電装置１の起電圧が反転しはじめると、時刻ｔ２３に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が低下し、コンパレータ４１の出力が高レベルに変わってＭＯＳＦＥＴ３２がオフする。さらに、入力端子ＡＧ1の電圧が低下すると、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値以下となり、時刻ｔ２４に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂもオフになる。このため、１方向性ユニット３０ａの寄生ダイオード３４およびＭＯＳＦＥＴ６０ｂの寄生ダイオード６５により逆方向の電流は流れなくなる。
【００５２】
発電装置１の起電圧が反転した場合も同様であり、入力端子ＡＧ2の電圧が上昇して時刻ｔ２５に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオンになり、時刻ｔ２６に１方向性ユニット３０ｂが順方向電圧の損失なく導通する。従って、発電装置１から高効率で充電装置５および処理装置９に電力が供給される。一方、入力端子ＡＧ2の電圧が降下して時刻ｔ２７に１方向性ユニット３０ｂがオフになり、時刻ｔ２８に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオフになる。これにより、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａに逆方向の電流は流れなくなる。このようにして全波整流が行われ、本例のブリッジを用いて全波整流を行う際も１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、さらにＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂが導通したときのダイオードの順方向電圧による損失を阻止できる。携帯型の電子機器に収納可能な発電装置１の起電圧はシリコンダイオードの順方向電圧以下から数倍程度であるので、上記の実施の形態と同様に、シリコンダイオードの順方向電圧による損失を除くことにより非常に整流効率が高く給電効率の高い電力供給装置を提供できる。
【００５３】
なお、プルアップ抵抗６３に代わり、適当な定電流発生回路を高電圧側ＶddとＮ チャンネルＭＯＳＦＥＴ６２のドレイン側との間に接続しても良い。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６２は、定常状態で非発電時はオフであり、抵抗６３およびＭＯＳＦＥＴ６２を介して電流は流れないようになっている。これは定電流発生回路を用いた場合でも同様である。また、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ６２とプルアップ抵抗６３という駆動要素のかわりに、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるＣＭＯＳインバータ回路を使用しても良い。この場合においても安定状態で非発電時はオフであり、電流は流れない。さらに、入力端子ＡＧ1と電源電圧Ｖsc、および入力端子ＡＧ2と電源電圧Ｖscとの間にプルダウン抵抗を入れることにより、非発電時の定常状態での入力端子ＡＧ1およびＡＧ2の電位の安定化を図ることも可能である。
【００５４】
図７に、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを用いて全波整流を行う整流回路２４を備えた電力供給装置２０の異なった例を示してある。本例の腕時計装置１０は、キャパシタ５から放電される電圧Ｖscを昇圧し、電源電圧Ｖssとして処理装置９を動作できる昇圧回路７０を備えている。このような昇圧回路７０は、複数のコンデンサを切り換えて２段、３段あるいはそれ以上の昇圧が可能な回路などを用いて実現することができる。もちろん、この昇圧回路７０はキャパシタ５の電圧Ｖscを昇圧せずに電源電圧Ｖssとして供給することも可能である。
【００５５】
さらに、本例の電力供給装置２０は、昇圧回路７０で昇圧可能になった電源電圧Ｖssの供給をうける電源端子２９を備えており、電源電圧Ｖssが１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂの制御回路、すなわち、コンパレータ４１とインバータ６１の動作電源として使用されるようになっている。従って、キャパシタ（大容量コンデンサ）５が充電途中のとき、あるいはキャパシタ５が放電して電圧Ｖscが降下している状態でも、電圧Ｖscを数倍に昇圧した電源電圧Ｖssによって１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを制御することができる。従って、充電初期あるいは放電末期などのキャパシタ５の電圧Ｖscが低い状態でも、スイッチを構成するこれらのＭＯＳＦＥＴを駆動するのに十分な電圧を確保できるので、スイッチング動作を高速で確実に行うことができ、効率良く整流することが可能となる。このため、充電初期あるいは放電末期の整流損失を低減することができる。例えば、高電位Ｖddに対し電圧Ｖscが−０．５Ｖ程度と小さいときに、例えば、３倍昇圧した−１．５Ｖ程度の電源電圧Ｖssを確保することができ、この電源電圧Ｖssによって１方向性ユニット３０ａのＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２を駆動することができる。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドライブ能力はゲート電圧の２乗で増加するので、昇圧された電力を用いて制御することにより、ほぼ９倍のドライブ能力を発揮させ、効率良く整流を行うことができる。
【００５６】
図８に、さらに上記と異なった電力供給装置２０の例を示してある。本例の電力供給装置２０は、全波整流を行う整流回路２４の低電位側（Ｖsc側）にＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３３を用いた１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂが接続され、高電位側（Ｖdd側）に整流用ＭＯＳＦＥＴとしてＰチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂが接続されている。そして、ＭＯＳＦＥＴ８０ａのゲート端子８０Ｇは入力端子ＡＧ2の電圧によって動作し、ＭＯＳＦＥＴ８０ｂのゲート端子は反対側の入力端子ＡＧ1の電圧によって動作するようになっている。ＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂのゲート側８０Ｇは、インバータ８１と、これを駆動するＭＯＳＦＥＴ８２およびプルダウン用の抵抗８３とからなる駆動要素が設けられている。さらに、電源電圧Ｖssの受入れ端子２９が設けられており、電源電圧Ｖssで１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂ、整流用のＭＯＳＦＥＴ８０ａおよび８０ｂを制御できるようになっている。これらの駆動要素の動作は、極性の相違を考慮すると、先に図７に基づき説明した回路と同様であるので、ここでは詳しい説明は省略する。
【００５７】
このように、１方向性ユニットおよびスイッチを構成するＭＯＳＦＥＴの極性を反転させて電力供給回路２０を構成することも可能である。また、本例ではＰチャンネルＭＯＳＦＥＴよりもドライブ能力の大きなＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いた１方向性ユニット３１ａおよび３１ｂを採用しているので、１方向性ユニットを制御するコンパレータ４１の出力をＮチャンネルＭＯＳＦＥＴに合わせて小さくすることができる。従って、同じドライブ能力を達成するための１方向性ユニットを実現するためにチップ上に占める面積を小さくすることができ、消費電力も上記と比較し低減することが可能になる。
【００５８】
〔第４の実施の形態〕
図９に、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂと、整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａおよび６０ｂを用いて全波整流を行う整流回路２４を備えた電力供給装置２０の異なった例を示してある。本例においては、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂは、ｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ３２の制御部としてオア回路４８をそれぞれ備えており、さらに、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂの共通の制御部として３入力のコンパレータ４７を備えている。
【００５９】
２つの１方向性ユニットに共通するコンパレータ４７の非反転入力４７ａは高電位Ｖddに接続されており、２つの反転入力４７ｂおよび４７ｃは発電装置１に繋がった入力端子ＡＧ1およびＡＧ2にそれぞれ接続されている。従って、コンパレータ４７の出力は入力端子ＡＧ1およびＡＧ2のいずれか一方の電位が高電位Ｖddより高くなると高電位から低電位に変化する。そして、各１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂにおいては、対応する整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂおよび６０ａの駆動用のインバータ６１の入力信号と３入力コンパレータ４７の出力信号をオア回路４８に入力し、両方の信号が低電位になったときにｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２をオンしてダイオードの順方向電圧による損失なく電力が供給できるようにしている。このように、１方向性ユニット３０ａおよび３０ｂを制御するコンパレータを共通化することにより、コンパレータの総数を削減できるので電力供給装置２０を構成する半導体装置（ＡＳＩＣ）をコンパクトにすることができ、携帯型の電子機器に収納し易くすると共に製造コストを下げることができる。さらに、コンパレータを削減できるのでコンパレータで消費される電力も削減することができる。コンパレータ１組当たりの消費電力は５０ｎＡ程度であるので、本例でコンパレータを２組から１組に削減することにより、５０ｎＡ程度の消費電力の改善を図ることができる。先にも説明したように、腕時計のような消費電力が数１００ｎＡ程度のローパワーのシステムにおいては、コンパレータを削減することによる消費電力の低減効果は非常に大きい。
【００６０】
なお、その他の構成について、図５に基づき説明した電力供給装置２０と共通するので説明を省略する。
【００６１】
図１０に示したタイミングチャートに基づき、本例の電力供給装置２０の整流回路２４の動作を説明する。発電装置１において発電が開始され、入力端子ＡＧ1の電位が低電位Ｖscから高電位Ｖddに上昇し、時刻ｔ３１に駆動要素のＭＯＳＦＥＴ６２の閾値に達すると、ＭＯＳＦＥＴ６２がオンする。このため、インバータ６１の入力側が高電位から低電位に変わり、出力側が低電位から高電位に変わって整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂがオンする。さらに入力端子ＡＧ1の電圧が上昇し、充電装置５の充電電圧Ｖdd以上になると１方向性ユニット３０ａで順方向電圧が発生する。従って、時刻ｔ３２に３入力コンパレータ４７の出力が低電位になり、１方向性ユニット３０ａのオア回路４８に入力されている両方の信号が低電位になるので、ｐチャンネルＭＯＳＦＥＴ３２がオンする。これにより、１方向性ユニット３０ａがダイオードの順方向電圧による損失なく導通し、発電装置１からの電力が充電装置５または処理装置９に供給される。発電装置１の起電圧が反転しはじめると、時刻ｔ３３に１方向性ユニット３０ａのＭＯＳＦＥＴ３２の両端の電圧が低下し、共通のコンパレータ４７の出力が高レベルに変わってＭＯＳＦＥＴ３２がオフする。さらに、入力端子ＡＧ1の電圧が低下すると、駆動要素であるＭＯＳＦＥＴ６２の閾値以下となり、時刻ｔ３４に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ｂもオフになる。従って、１方向性ユニット３０ａの寄生ダイオード３４およびＭＯＳＦＥＴ６０ｂの寄生ダイオード６５により逆方向に電流は流れなくなる。
【００６２】
発電装置１の起電圧が反転すると、入力端子ＡＧ2の電圧が上昇して時刻ｔ３５に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオンになる。時刻ｔ３６に共通の３入力コンパレータ４７の出力が低電位となり、ＭＯＳＦＥＴ６０ａの側のインバータ６１の入力電圧が低電位となっているので、１方向性ユニット３０ｂのオア回路３８の出力が低電位となってＭＯＳＦＥＴ３２がオンする。このため、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａが順方向電圧の損失なく導通し、発電装置１から高効率で充電装置５および処理装置９に電力が供給される。入力端子ＡＧ2の電圧が降下すると時刻ｔ３７に１方向性ユニット３０ｂがオフになり、さらに、時刻ｔ３８に整流用のＭＯＳＦＥＴ６０ａがオフになる。これにより、１方向性ユニット３０ｂおよびＭＯＳＦＥＴ６０ａに逆方向の電流は流れなくなる。このようにして全波整流が行われ、ダイオードによる順方向電圧の損失がほぼない状態で電力供給が行われる。
【００６３】
発電装置１に回転錘を用いた腕装着型の電子機器において、上記のように１方向性ユニットを用いて整流回路を構成した電力供給装置と、シリコンダイオードよりＶfの小さなショットキーダイオードを用いて整流回路を構成した電力供給装置の充電電荷量の比較が行われている。その結果、１方向性ユニットを採用した電力供給装置の方が、回転錘の動きが大きい場合、すなわち、回転錘を垂直に立てて１８０度旋回させたときで１．３２倍、回転錘の動きの小さな場合、すなわち、回転錘を３０度に立てて９０度旋回させたときで１．７１倍の充電電荷量が得られている。この結果から、１方向性ユニットを採用することにより、整流効率が大幅に向上していることが判り、さらに、起電圧が小さいとき、すなわち、回転錘の動きが小さなときほど整流効率の改善率が高いことが判る。従って、本例の１方向性ユニットを用いた電力供給装置を採用した携帯型電子機器では、腕の小さな動きでも効率良く給電が行われ、充電能力の高い携帯型電子機器を提供できる。
【００６４】
なお、上記の例では、１方向性ユニットをｐチャンネル型のＭＯＳＦＥＴで構成し整流用のＭＯＳＦＥＴをｎチャンネル型にしているが、これらと異なる導電型を用いて電力供給装置を構成することももちろん可能である。
【００６５】
以上に説明したように、本発明においては、携帯型の電子機器に収納可能な発電装置を備えた電力供給装置において、１方向性ユニットを用いて整流機能あるいは逆流阻止機能を実現し、給電効率の高い電力供給装置を実現している。特に、携帯型電子機器に収納可能な発電装置の起電力はダイオードの順方向電圧に近く、さらに、起電力が変動するのでダイオードの順方向電圧による損失を除いて電力を供給可能にするにより、携帯型電子機器の充電能力を飛躍的に高めることができる。従って、本発明の１方向性ユニットを採用した電力供給装置によって、環境条件によって発電能力が大きく変動する太陽電池や熱電素子、あるいはユーザの動きを回転錘などを用いて捉えて交流発電を行う電磁発電機あるいは熱電素子などを用いた発電装置の電力供給能力を大幅に向上でき、携帯型電子機器の充電装置を充電し、また、処理装置を稼働するために十分な電力を供給することができる。このため、本発明により、様々な環境下で継続して処理装置を稼働できる携帯型に適した電子機器を提供することができ、電池の有無などに係わらず、何時でもどこでも処理装置の機能を十分に発揮させられる電子機器を提供することができる。
【００６６】
本発明の電力供給装置は、携帯型電子機器用に適したものであり、腕装着型などの身体に装着し、その動きなどを捉えて自動的に発電を行い、電池を用いずに、あるいは電池の補助電源として電子機器を稼働させることができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 １方向性ユニットを採用した、本発明に係る電力供給装置および電子機器の概略構成を示すブロック図である。
【図２】 図１に示す整流回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】 １方向性ユニットを備えた、上記と異なる本発明に係る電力供給装置および電子機器の概略を示すブロック図である。
【図４】 図３に示す１方向性ユニットのスイッチを操作する制御信号を示すタイミングチャートである。
【図５】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の概略を示すブロック図である。
【図６】 図５に示す電力供給装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図７】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の異なる例を示すブロック図である。
【図８】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器の異なる例を示すブロック図である。
【図９】 １方向性ユニットを用いて全波整流を行う電力供給装置および電子機器のさらに異なる例を示すブロック図である。
【図１０】 図９に示す電力供給装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１１】 従来の電子機器の例を示すブロック図である。
【図１２】 ダイオードの順方向電圧の特性を示すグラフである。
Claims (8)
- 携帯型電子機器に内蔵可能な電力供給装置であって、直流電力を発生する発電装置と、
この発電装置からの電力を少なくとも１つの１方向性ユニットを介して、充電装置または処理
装置に供給すると共に、前記充電装置または前記処理装置から前記発電装置への電流の逆流を防止する供給部とを有し、
前記１方向性ユニットは、ダイオードと、このダイオードに並列に接続されたバイパススイッチと、前記ダイオードの入力端と出力端の電圧を比較することにより前記ダイオードの順方向電圧を検出し、その検出結果に応じて前記バイパススイッチをオンする制御部とを備え、
前記制御部は、充電装置の充電電圧が低く制御用の電源が確保できない場合は、前記バイパススイッチをオフするよう制御して前記発電装置への電流の逆流を防止し、
さらに、前記制御部は、前記ダイオードの順方向電圧を定期的にサンプリング検出し、前記バイパススイッチがオフのとき前記ダイオードの順方向電圧が検出されたならば前記バイパススイッチをオンすることを特徴とする電力供給装置。 - 請求項１において、前記制御部は、前記バイパススイッチがオンのときに前記ダイオードの順方向電圧が検出されなければ前記バイパススイッチをオフさせることを特徴とする。
- 請求項１または２において、前記制御部は前記バイパススイッチをオンさせた後、前記ダイオードの順方向電圧が検出されていれば、所定時間経過後に前記バイパススイッチをオフさせることを特徴とする。
- 請求項１ないし3のいずれかにおいて、バイパススイッチは電界効果型トランジスタであり、前記ダイオードは前記トランジスタの寄生ダイオードであることを特徴とする。
- 請求項１ないし4のいずれかにおいて、前記制御部は前記ダイオードの両端の電圧を比較するコンパレータを備えていることを特徴とする。
- 請求項１において、前記発電装置は光エネルギーを電気エネルギーに変
換するソーラー発電装置であることを特徴とする。 - 請求項１ないし6のいずれかに記載の電力供給装置と、前記電力供給装置から供給された電力によって動作する処理装置とを有していることを特徴とする携帯型電子機器。
- 請求項１ないし6のいずれかに記載の電力供給装置と、前記電力供給装置から供給された電力によって動作する計時装置とを有していることを特徴とする電子時計。
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