TW202145693A - 同步整流控制電路、方法和開關電源系統 - Google Patents

同步整流控制電路、方法和開關電源系統 Download PDF

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Abstract

本發明公開了一種同步整流控制電路、方法和開關電源系統。根據本發明實施例，該同步整流控制電路包括：第一比較器，用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；計時模組，用於回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時；第二比較器，用於比較與VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；以及觸發器，其資料登錄端連接至計時模組的輸出端，其時鐘輸入端連接至第二比較器的輸出端，並且輸出使能信號，以基於使能信號來控制同步整流開關的導通與斷開；其中，第二閾值等於同步整流開啟閾值。根據上述技術方案，通過對VD端處出現的負向電壓進行有效區分，以確定接通SR開關的準確時機，從而保證開關電源系統的可靠性。

Description

同步整流控制電路、方法和開關電源系統
本發明實施例涉及開關電源技術領域，尤其涉及一種同步整流控制電路、方法和開關電源系統。
隨著電源能效標準的不斷提高和可擕式電子設備的日益普及，同步整流(Synchronous Rectifying，SR)技術在開關電源系統中得到了越來越廣泛的應用。總的來說，同步整流技術可以有效提升開關電源功率密度，同時降低可擕式電子設備的體積和重量，提高電源轉換效率，降低溫升。然而，同步整流技術的應用也不可避免地提高了開關電源系統的複雜度，對開關電源系統的可靠性和穩定性帶來了若干不確定影響。
具體地，當電源系統中的一次回饋脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制電路工作在某些模式(例如，斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM))下時，當變壓器退磁結束後，變壓器一次磁電感會與一次功率電力MOS場效電晶體的寄生電容發生諧振，該諧振會通過變壓器由一次耦合到二次側VD端，同步整流控制電路可能會將諧振誤認為是二次側退磁開始而開啟同步整流管，造成電源系統工作紊亂，從而影響電源效率和系統可靠性問題。
綜上，在充分利用同步整流技術便利性的同時，如何提高開關電源系統的可靠性和穩定性也是需要考慮的問題之一。
本發明實施例提供一種同步整流控制電路、方法和開關電源系統，能夠對VD端處出現的負向電壓進行有效區分，以確定接通SR開關的準確時機，從而保證開關電源系統的可靠性。
第一方面，本發明實施例提供一種用於開關電源系統的 同步整流控制電路，包括：
第一比較器，第一比較器用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
計時模組，計時模組用於回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；
第二比較器，第二比較器用於比較與VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；以及
觸發器，觸發器的資料登錄端連接至計時模組的輸出端，觸發器的時鐘輸入端連接至第二比較器的輸出端，並且輸出使能信號，以基於使能信號來控制同步整流開關的導通與斷開；
其中，第二閾值等於同步整流開啟閾值。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，第一電壓為VD端電壓；並且第二電壓為VD端電壓。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，第一電壓為VD端電壓經分壓得到的一電壓；並且第二電壓為VD端電壓經分壓得到的另一電壓。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，第一閾值被設置為一固定值，或者第一閾值被設置為與開關電源系統的輸出電壓相關的值，或者第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，同步整流控制電路還包括連接在開關電源系統的輸出端和第一比較器的一輸入端之間的輸出電壓獲取模組，輸出電壓獲取模組用於提供與開關電源系統的輸出電壓相關的值作為第一閾值。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，同步整流控制電路還包括峰值感測模組，峰值感測模組用於接收第一電壓，峰值感測模組的輸出端連接至第一比較器的一輸入端，並且峰值感測模組用於提供與第一電壓的峰值電壓相關的值作為第一閾值。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，峰值感 測模組包括二極體和電容；其中，
二極體的正極用於接收第一電壓，二極體的負極連接至第一比較器的一輸入端，並且二極體的負極還經由電容接地。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，峰值感測模組還包括緩衝器；其中，
緩衝器的正相輸入端用於接收第一電壓，緩衝器的輸出端連接至二極體的正極，緩衝器的負相輸入端和二極體的負極連接至第一比較器的一輸入端，並且二極體的負極還經由電容接地。
根據本發明第一方面提供的同步整流控制電路，峰值感測模組還包括MOS電晶體；其中，
MOS電晶體的閘極連接至緩衝器的正相輸入端，MOS電晶體的源極連接至第一比較器的一輸入端，MOS電晶體的汲極用於接收晶片供電電壓。
第二方面，本發明實施例還提供了一種用於開關電源系統的同步整流控制電路，包括：
第一比較器，第一比較器用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
計時模組，計時模組用於回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；
第二比較器，第二比較器用於比較與VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；
第三比較器，第三比較器用於比較VD端電壓和同步整流開啟閾值；
觸發器，觸發器的資料登錄端連接至計時模組的輸出端，觸發器的時鐘輸入端連接至第二比較器的輸出端，並且輸出使能信號；
同步整流使能信號產生器，同步整流使能信號產生器的一輸入端連接至觸發器的輸出端，並且同步整流使能信號產生器的另一輸入端連接至第三比較器的輸出端，並且輸出同步整流信號，以基於同步整 流信號來控制同步整流開關的導通與斷開；
其中，第二閾值不等於同步整流開啟閾值。
第三方面，本發明實施例提供了一種用於開關電源系統的同步整流控制方法，包括：
比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；以及
判斷與VD端電壓相關的第二電壓是否在預定時段內下降至第二閾值；其中，
若第二電壓在預定時段內下降至第二閾值，則基於使能信號接通同步整流開關；或者
若第二電壓未在預定時段內下降至第二閾值，則不接通同步整流開關；並且
其中，第二閾值等於同步整流開啟閾值。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一電壓為VD端電壓；並且第二電壓為VD端電壓。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一電壓為VD端電壓經分壓得到的一電壓；並且第二電壓為VD端電壓經分壓得到的另一電壓。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一閾值被設置為一固定值，或者第一閾值被設置為與開關電源系統的輸出電壓相關的值，或者第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
當VD端電壓上升時，利用二極體對電容進行充電；
當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及
當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值， 其中，
第一閾值被設置為最大值。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
當VD端電壓上升時，利用緩衝器和二極體對電容進行充電；
當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及
當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值，其中，
第一閾值被設置為最大值，並且電容兩端的電壓與二極體兩端的壓降無關。
根據本發明第三方面提供的同步整流控制方法，第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
當VD端電壓上升時，利用緩衝器、二極體和MOS電晶體對電容進行充電；
當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及
當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值，其中，
第一閾值被設置為最大值。
本發明實施例的同步整流控制電路、方法和開關電源系統，能夠對VD端處出現的負向電壓進行有效區分，以確定接通SR開關的準確時機，從而保證開關電源系統的可靠性。
110:一次回饋脈衝寬度調變控制電路(一次控制電路)
120:同步整流控制電路(SR控制電路)
130:斜率計算電路
140:SR使能信號產生器
150,1501,1502,1503:峰值感測模組
210:第一比較器
220:第二比較器
230:計時模組
240:觸發器
250:輸出電壓獲取模組
260:第三比較器
270:高壓開關
Co,C1,C2:電容
CLK:時脈輸入
D:輸入端
D1,D2:二極體
DFF:正反器(D flip-flop)
Enb:使能信號
M1:一次功率開關電力MOS場效電晶體
M2:SR開關
Ms:MOS電晶體
Np:T1一次繞組匝數
Ns:T1二次側繞組匝數
Q:輸出端
Qn:反向輸出端
R1,R2,R3:電阻
S1701,S1702,S1703,S1704,S1705:步驟
T1:變壓器
VD,GND,Vcc,Vout,Gate:端子
Vd1:汲極電位，電壓
Vo:輸出端，輸出電壓
為了更清楚地說明本發明實施例的技術方案，下面將對本發明實施例中所需要使用的圖式作簡單的介紹，對於本領域普通技術人員來講，在不 付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些圖式獲得其他的圖式。
圖1A示出了現有技術中具有下端SR控制電路的返馳變換器電源系統的結構示意圖；
圖1B示出了現有技術中具有上端SR控制電路的返馳變換器電源系統的結構示意圖；
圖2示出了當一次控制電路工作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下時的理想情況和實際情況的SR控制時序的曲線示意圖；
圖3示出了當一次控制電路工作在DCM下時的理想情況和實際情況的SR控制時序的曲線示意圖；
圖4示出了本發明實施例提供的VD端電壓下降沿的曲線示意圖；
圖5示出了本發明一實施例提供的SR控制電路的結構示意圖；
圖6是圖5所示的SR控制電路的一具體實現方式的電路示意圖；
圖7是圖6所示的SR控制電路的一具體實現方式的電路示意圖；
圖8是圖6所示的SR控制電路的另一具體實現方式的電路示意圖；
圖9示出了本發明另一實施例提供的SR控制電路的結構示意圖；
圖10是圖9所示的SR控制電路的第一具體實現方式的電路示意圖；
圖11是圖9所示的SR控制電路的第二具體實現方式的電路示意圖；
圖12是圖9所示的SR控制電路的第三具體實現方式的電路示意圖；
圖13是圖9所示的SR控制電路的第四具體實現方式的電路示意圖；
圖14是圖9所示的SR控制電路的第五具體實現方式的電路示意圖；
圖15是圖9所示的SR控制電路的第六具體實現方式的電路示意圖；
圖16是圖5所示的SR控制電路的另一具體實現方式的電路示意圖；以及
圖17示出了本發明實施例提供的SR控制方法。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例，為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合圖式及具體實施例，對本發明進行進一步詳細描述。應理解，此處所描述的具體實施例僅被配置為解釋本發明，並不被配置為限定本發明。對於本領域技術人員來說，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明更好的理解。
需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關係術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關係或者順序。而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括....”限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
為了更好地理解本發明，下面首先對現有技術中存在的若干技術問題進行介紹。
圖1A示出了現有技術中具有下端SR控制電路的返馳變換器電源系統的結構示意圖，並且圖1B示出了現有技術中具有上端SR控制電路的返馳變換器電源系統的結構示意圖。
作為一個示例，如圖1A所示，該開關電源系統包括一次回饋脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation，PWM)控制電路(以下稱為一次控制電路)110、一次繞組、一次功率開關電力MOS場效電晶體M1、變壓器T1、同步整流控制電路(以下簡稱SR控制電路)120、二次側繞組、SR開關M2以及電容Co等。其中，Np為T1一次繞組匝數，Ns為二次側繞組匝數。在該實施例中，SR控制電路120工作在下端控制模式，並 且SR控制電路120和SR開關M2的地位準與輸出的地位準處於同等電位。
此外，在圖1A所示的示例中，該SR控制電路120可以包括VD端、GND端、Vcc端、Vout端和閘極(Gate)端，其中，VD端可以連接至二次側繞組，GND端可以接地，Vcc端可以經由電容C1接地，Vout端可以連接至系統的輸出端(Vo)，並且Gate端可以連接至SR開關M2的閘極。
然而，在圖1B所示的實施例中，其中圖1B所示的實施例與圖1A所示的實施例類似，除了SR控制電路120工作在上端控制模式，並且SR控制電路120和SR開關M2的低位準處於浮動狀態，其位準在開關電源處於不同的工作區間時呈現不同的電位。其中，當一次功率開關電力MOS場效電晶體M1導通時，其電位可以為-V bulk ＊
Figure 109128639-A0101-12-0008-1
(設定二次側地位準為0)，當二次側退磁時，其電位可以為V o +V ds (M 2)。
此外，在圖1B所示的示例中，該SR控制電路120可以包括VD端、Vcc端、GND端和Gate端，其中，VD端可以連接至系統的輸出端(Vo)，Vcc端可以經由電容C2連接至GND端，GND端可以連接至二次側繞組，並且Gate端可以連接至SR開關M2的閘極。
出於對整個開關電源系統成本的考慮，SR控制電路120通常會直接感測變壓器T1二次側繞組處的電壓以決定是否接通SR開關M2，基本原理如下所述：當變壓器一次功率開關電力MOS場效電晶體M1導通時，變壓器一次開始儲能。經過一段時間之後，一次功率開關電力MOS場效電晶體M1斷開，此時一次功率開關電力MOS場效電晶體M1的汲極電位Vd1快速下降，變壓器二次側開始退磁，退磁電流流經SR開關M2的體二極體(Body diode)，使得VD端電壓下降至-V diode ，V diode 為SR開關M2的體二極體處的壓降。若SR控制電路120感測到VD端負向電壓低於SR開啟閾值，則接通SR開關M2，使得退磁電流流經具有低Rdson的SR開關M2，以降低損耗。
應當注意的是，當開關電源系統的一次控制電路110工作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下時，VD端僅 在變壓器二次側退磁期間出現負向電壓，在這種情況下，同步整流控制較為簡單，可以僅在VD端出現負向電壓時接通SR開關M2，如圖2所示，圖2示出了當一次控制電路工作在CCM下時的理想情況和實際情況的SR控制時序的曲線示意圖。其中，圖2分別示出了一次功率開關電力MOS場效電晶體M1的閘極處的電壓、電壓Vd1、SR控制電路120的VD端處的電壓以及SR開關M2的閘極處的電壓的曲線示意圖。
其中，當VD端處於負向電壓時，SR開關M2的閘極處的電壓處於高位準，此時SR開關M2導通。
此外，當一次控制電路110工作在斷續導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)下時，情況則有所不同，當變壓器退磁結束後其一次磁電感可能會與一次功率開關電力MOS場效電晶體M1的寄生電容產生諧振，該諧振可能會通過變壓器T1由一次耦合到二次側VD端。在理想情況下，VD端的諧振波形是以系統的輸出電壓Vo為中心的、幅度為Vo的近似正弦波。則該VD端諧振波形的峰值位準為2*Vo，谷值位準為0V(伏特)。
然而，在實際的開關電源系統中，取決於不同的系統參數和負載，諧振波形的谷值位準有時可能會低於零位準，甚至可能會出現幅值較高的負向電壓，如圖3所示，圖3示出了當一次控制電路工作在DCM下時的理想情況和實際情況的SR控制時序的曲線示意圖。其中，圖3分別示出了一次功率開關電力MOS場效電晶體M1的閘極處的電壓、電壓Vd1、SR控制電路120的VD端處的電壓以及SR開關M2的閘極處的電壓的曲線示意圖。
作為一個示例，如圖3所示，當負向電壓低於SR開啟閾值時，SR控制電路120可能會將諧振誤認為是二次側退磁開始而接通SR開關M2(參見圖3的M2閘極處的虛線所示)，從而造成開關電源系統的工作紊亂，帶來效率損失和系統可靠性問題。
為了解決上述問題，本發明實施例通過對VD端處出現的負向電壓進行有效區分，以確定接通SR開關M2的準確時機，防止在 諧振時誤接通SR開關M2，實現SR開關M2的準確可靠導通，從而保證開關電源系統的可靠性。
如先前內容所描述的，開關電源系統的二次側VD端在變壓器T1退磁期間和退磁結束後的變壓器諧振期間會出現無差別的負向電壓，這可能會導致在諧振時誤接通SR開關M2。
為了解決現有技術問題，本發明實施例提供了一種同步整流控制電路、方法和開關電源系統。下面首先對本發明實施例所提供的同步整流控制電路進行介紹。
應當注意，實際上退磁開始時的VD端電壓下降斜率與退磁結束後的變壓器諧振時的VD端電壓下降斜率存在較大區別。
具體地，在變壓器T1退磁開始而SR開關M2尚未導通時，退磁電流可以首先流經SR開關M2的體二極體，在這種情況下，VD端電壓下降至負向電壓所用的時間可能較短，例如通常小於約100ns(納秒)，即具有較快的下降速度。
然而，在退磁結束後的變壓器諧振期間，該變壓器的諧振週期通常為例如2uS，雖然該週期可能取決於變壓器勵磁電感與一次功率MOS電晶體的寄生電容大小，但是應當理解，與變壓器退磁時的VD端電壓相比較，變壓器諧振時的VD端電壓從谷頂下降到谷底時的斜率要緩慢很多。
因此，本發明實施例通過判斷VD端電壓下降斜率的大小來區分退磁階段與諧振階段，從而防止在諧振階段誤接通SR開關M2，實現SR開關M2的準確導通。
作為一個示例，參考圖4和圖5，圖4示出了本發明實施例提供的VD端電壓下降沿的曲線示意圖，並且圖5示出了本發明一實施例提供的SR控制電路的結構示意圖。
具體地，在圖4中，下降速率較快的部分(例如，斜率1)可以對應於退磁階段，而下降速率較慢的部分(例如，斜率2)可以對應於諧振階段。在圖5中，SR控制電路可以包括：斜率計算電路130和 SR使能信號產生器140，應當注意，圖5所示的結構是SR控制電路120的組成部分，在一些實施例中，SR控制電路120除了包括圖5所示的電路之外，還可以包括其他電路結構，本發明對此不做限制。下面結合圖4和圖5對本發明實施例的原理進行介紹。
具體地，本發明實施例可以通過利用斜率計算電路130來判斷與VD端電壓相關的電壓的下降斜率是否滿足預設條件(即，下降速度的快慢)，以確定由開關電源系統的一次功率電力MOS場效電晶體M1斷開(電力MOS場效電晶體M1的汲極電位Vd1快速下降)導致的退磁是否開始，若判斷出退磁開始，則利用SR使能信號產生器140來接通或斷開SR開關M2，若判斷出退磁未開始，則不會接通SR開關M2，從而實現SR開關M2的準確且可靠接通，防止在諧振時誤接通SR開關M2，從而保證開關電源系統的可靠性。
下面結合圖6，對本發明一實施例提供的SR控制電路進行詳細的闡述，圖6是圖5所示的SR控制電路的一具體實現方式的電路示意圖。
作為一個示例，參考圖6，SR控制電路可以包括第一比較器210、第二比較器220、計時模組230和觸發器240。
其中，第一比較器210的正相輸入端可以用於接收與SR控制電路的VD端電壓相關的第一電壓，並且第一比較器210的負相輸入端可以用於接收第一閾值，以比較第一電壓和第一閾值並輸出比較結果。
應當注意，在其他實施例中，第一比較器的正相輸入端可以用於接收第一閾值，並且第一比較器的負相輸入端可以用於接收與SR控制電路的VD端電壓相關的第一電壓，以比較第一電壓和第一閾值並輸出比較結果，本發明對此不作限制。
計時模組230(例如，時間視窗)的輸入端可以連接至第一比較器210的輸出端，該計時模組230用於回應於第一比較器210的輸出狀態變化而開始計時預定時段，例如，當第一電壓小於第一閾值時，第一比較器210的輸出信號發生翻轉，使得計時模組230開始計時預定時 段。
第二比較器220的正相輸入端可以用於接收與SR控制電路的VD端電壓相關的第二電壓，並且第二比較器220的負相輸入端可以用於接收第二閾值，以比較第二電壓和第二閾值並輸出比較結果，並且第二比較器220用於在第二電壓小於第二閾值時，經由觸發器240去採集計時模組230的計時狀態(即，計時是否結束)。
類似地，在其他實施例中，第二比較器的正相輸入端可以用於接收第二閾值，第二比較器的負相輸入端可以用於接收與SR控制電路的VD端電壓相關的第二電壓，以比較第二電壓和第二閾值並輸出比較結果，本發明對此不作限制。
並且觸發器240的資料登錄端可以連接至計時模組230的輸出端，觸發器240的時鐘輸入端可以連接至第二比較器220的輸出端，並且觸發器240可以輸出使能信號(Enb，參見圖6)，以基於該使能信號來控制SR開關M2的導通與斷開。
此外，該觸發器240可以用於記錄計時模組230的計時狀態，當第二電壓下降至第二閾值時，第二比較器220的輸出狀態發生翻轉，基於該狀態翻轉沿去採樣觸發器240的輸入狀態(即，計時模組230是否計時結束)，以用於後續判斷是否允許接通SR開關M2。
在圖6所示的實施例中，第二閾值可以等於SR開啟閾值，因此，在這種情況下，不需要額外的電路(例如，比較電路)來比較第二電壓和SR開啟閾值，可以利用諸如第二比較器220之類的現有電路來比較第二電壓和SR開啟閾值，從而在斜率滿足條件，且第二電壓小於SR開啟閾值時，允許接通SR開關M2。
在一些實施例中，第一電壓可以與第二電壓相等，例如第一電壓和第二電壓可以均為VD端電壓(即，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端均可以連接至VD端)，如圖7所示，圖7是圖6所示的SR控制電路的一具體實現方式的電路示意圖，在這種情況下，本發明實施例的工作原理可以被解釋為如下：
如果在預設的感測時間視窗內，VD端電壓從第一閾值下降至第二閾值，則判斷出VD端電壓具有較快的下降斜率，且VD端電壓小於SR開啟閾值，則允許接通SR開關M2。
然而，如果VD端電壓未能在預設的感測時間視窗內從第一閾值下降至第二閾值，則判斷出VD端電壓具有較慢的下降斜率，此時即便VD端電壓小於SR開啟閾值，也不允許接通SR開關M2。
在這種情況下，VD端電壓在下降過程中首先下降至第一閾值，此時第一比較器210發生翻轉，隨後便會觸發計時模組230開始計時，觸發器240用於記錄計時模組230的計時狀態，當VD端電壓繼續下降至第二閾值時，第二比較器220發生翻轉，此時第二比較器220用於採樣觸發器240的輸入狀態(即，計時模組是否計時結束)，以確定是否允許接通SR開關M2。
此外，第一電壓和第二電壓可以為不同的電壓，例如第一電壓可以為VD端電壓經分壓得到的一電壓，並且第二電壓可以為VD端電壓經分壓得到的另一電壓，例如，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端可以經由例如分壓電路連接至VD端，這將在下面進行詳細介紹。
可以理解的是，在圖6所示的實施例中，感測與VD端相關的電壓的下降速率時，在退磁階段和諧振階段，與VD端相關的電壓從第一閾值下降至第二閾值經歷的時間差別越大，斜率感測就越簡單和可靠。
其中，在退磁開始時，與VD端相關的電壓的下降速率大小僅與SR體二極體的導通速度有關，第一閾值和第二閾值的選擇對斜率感測的影響不大。然而，在諧振時，第一閾值和第二閾值的選擇對斜率感測的影響相比較退磁時明顯很多。
在一些實施例中，可以將第一閾值設置為一固定值。
然而，應當注意的是，儘管在發生諧振時，在理想情況下，與VD端相關的電壓的幅度基本上是系統輸出電壓(Vo)的兩倍，但 是在實際情況下，開關電源系統由於受到電源系統設計和負載大小的影響，其諧振波形往往會有不同程度的畸變。
因此，為了防止在不同輸出電壓和波形畸變的影響下，與VD端相關的電壓從第一閾值下降至第二閾值所用的時間t出現很大的差異，例如，系統輸出電壓越高，時間t越短，會使得諧振時的斜率趨近於退磁開始時的斜率，這會降低斜率感測時的裕量(margin)或導致感測出錯。
綜上，為了進一步提高斜率感測的精度，在一些實施例中，可以將第一閾值設置為與開關電源系統的輸出電壓(Vo)相關的值，保持時間t在不同的系統輸出電壓下的一致性，進而使得斜率感測更為可靠和準確。
參考圖8，圖8是圖6所示的SR控制電路的另一具體實現方式的電路示意圖。如圖8所示，在將第一閾值設置為與系統輸出電壓(Vo)相關的值的情況下，SR控制電路除了包括圖6所示的各個元件之外，還可以包括輸出電壓獲取模組250，該輸出電壓獲取模組250可以連接在開關電源系統的輸出端和第一比較器210的負相輸入端之間，該輸出電壓獲取模組250用於獲取與系統的輸出電壓相關的值作為第一閾值。其中相同的元件使用相同的圖式標記表示，並且為了簡潔起見，相同的元件在此不再贅述。
綜上，第一閾值的選擇對於斜率感測十分重要。在一些情況下(例如，在下端同步整流應用中)，可以較為方便地實現與系統的輸出電壓相關的第一閾值。然而，在某些情況下(例如，在上端同步整流應用中)，由於無法直接獲得有關輸出電壓的資訊，故直接利用系統的輸出電壓來設置第一閾值的方法不再適用。
作為一個示例，由於在諧振時，第一電壓的峰值電壓由系統的輸出電壓決定，故可以採用峰值感測的方法來獲得與第一電壓的峰值電壓相關的資訊，然後可以根據該資訊來設置與第一電壓的峰值電壓相關的第一閾值，因此可以實現與系統的輸出電壓相關的第一閾值，以提高 斜率感測的準確性。應注意，該峰值感測的方法可以應用於上端應用或下端應用，本發明對此不作限制。
參考圖9，圖9示出了本發明另一實施例提供的SR控制電路的結構示意圖。圖9所示的SR控制電路類似於圖5所示的SR控制電路，不同之處在於：圖9所示的SR控制電路除了包括圖5所示的各個元件之外，還可以包括峰值感測模組150，其中相同的元件使用相同的圖式標記表示，並且為了簡潔起見，相同的元件在此不再贅述。
如圖9所示，峰值感測模組150可以用於接收與VD端電壓相關的第一電壓，以感測第一電壓的峰值大小，並提供與第一電壓的峰值電壓相關的值作為第一閾值，該峰值感測模組150的輸出端可以連接至斜率計算電路130的輸入端。
此外，應注意，在一些實施例中，峰值感測模組150可以感測VD端峰值電壓。在替代實施例中，峰值感測模組150還可以感測VD端電壓經分壓得到的電壓的峰值電壓。
以下通過具體示例的方式對本發明實施例提供的峰值感測模組150進行詳細介紹。例如，參考圖10和圖11，圖10是圖9所示的SR控制電路的第一具體實現方式的電路示意圖，並且圖11是圖9所示的SR控制電路的第二具體實現方式的電路示意圖。
其中，圖10所示的示例是通過感測VD端峰值電壓來設置第一閾值，而圖11所示的示例是通過感測VD端電壓經分壓得到的電壓的峰值電壓來設置第一閾值。
首先，圖10所示的實施例與圖7所示的實施例類似，不同之處在於：圖10通過增加峰值感測模組1501來感測與VD端峰值電壓相關的資訊，並且基於該資訊來設置第一閾值，從而使得第一比較器210對VD端電壓和VD端峰值電壓進行比較，並輸出比較結果。
其中，該峰值感測模組1501可以包括例如二極體D1和電容C1，其中二極體D2的正極可以用於接收VD端電壓，二極體D1的負極可以連接至第一比較器210的負相輸入端，並且二極體D1的負極還 可以經由電容C1接地。
其次，圖11所示的實施例與圖10所示的實施例類似，不同之處在於：在圖10所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的一輸入端(例如，正相輸入端)可以直接連接至VD端，並且第一比較器210的另一輸入端(例如，負相輸入端)可以經由峰值感測模組1501連接至VD端；而在圖11所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的一輸入端(例如，正相輸入端)可以經由分壓電路連接至VD端，並且第一比較器210的另一輸入端(例如，負相輸入端)可以分別經由峰值感測模組1501和分壓電路連接至VD端，其中，該分壓電路可以包括例如串聯連接在VD端與地之間的三個電阻R1、R2和R3，本發明對此不作限制。
具體地，在圖11所示的實施例中，VD端可以連接至分壓電路的輸入端，分壓電路的第一輸出端(即，電阻R2和電組R3的連接點)可以連接至第一比較器210的一輸入端(例如，正相輸入端)，並且分壓電路的第一輸出端可以經由峰值感測模組1501連接至第一比較器210的另一輸入端(例如，負相輸入端)，具體地，分壓電路的第一輸出端可以連接至二極體D1的正極，二極體的負極可以連接至第一比較器210的負相輸入端，並且電容C1可以連接在第一比較器210的負相輸入端和地之間。並且，分壓電路的第一輸出端還可以連接至第一比較器210的正相輸入端。
此外，在圖11所示的實施例中，分壓電路的第二輸出端(即，電阻R1和電組R2的連接點)可以連接至第二比較器220的正相輸入端。
在圖10和圖11所示的實施例中，當VD端電壓上升時，通過二極體D1對電容C1進行充電，使得電容C1兩端的電壓隨著VD端電壓的升高而升高；當VD端電壓達到峰值時，C1兩端的電壓也隨之達到峰值；當VD端電壓下降時，由於二極體D1的單嚮導通特性，使得電容C1兩端的電壓保持處於峰值電壓不變。此時，該峰值電壓即可作為第一閾 值，當第一電壓(例如，VD端電壓(圖10)或VD端經分壓得到的一電壓(圖11))小於第一閾值時，第一比較器210發生翻轉，觸發計時模組230開始計時，實現與下端系統中相同的斜率感測過程。
其中，在圖10所示的示例中，第一閾值可以為VD-Vdiode(其中，Vdiode為二極體D1兩端的電壓)，而在圖11所示的示例中，第一閾值可以為k*VD-Vdiode(其中，k為分壓比例)。
應當注意，在實際的開關電源系統中，VD端電壓不管在一次開啟期間還是諧振期間均具有較大的變化範圍。例如，在一次開啟期間，VD端電壓可以表示為：
VD=Vbulk/N+Vout (1)
在諧振期間，VD端電壓可以表示為：
VD=2*Vout (2)
其中，Vbulk是bulk電壓，N為變壓器匝比，Vout為開關電源系統的輸出電壓。特別地，在一次開啟期間，VD端電壓可能會超過例如100V，而在諧振期間，VD端峰值電壓由輸出電壓決定。因此，在SR控制電路設計時需要對VD端進行分壓(參見圖11)。
作為一個示例，當VD端電壓較高時，二極體D1的壓降在峰值感測模組實際感測到的峰值電壓k*VD-Vdiode中占比較小，使得該峰值電壓作為第一閾值時對斜率感測的影響不大。然而，當VD端電壓較低時，該占比就會比較明顯，此時會使得斜率感測的第一閾值趨同於第二閾值，從而導致VD端電壓從第一閾值下降到第二閾值所需的時間t較小，易造成退磁和諧振難以區分，進而影響斜率感測的準確性。
綜上，為了進一步提高斜率感測的準確性，避免二極體壓降帶來的影響，本發明實施例還提供了不同於圖10和圖11所示的峰值感測模組的其他峰值感測模組。
以下通過具體示例的方式對本發明實施例提供的其他峰值感測模組進行詳細介紹。例如，參考圖12和圖13，圖12是圖9所示的SR控制電路的第三具體實現方式的電路示意圖，並且圖13是圖9所示的 SR控制電路的第四具體實現方式的電路示意圖。
其中，圖12所示的示例是通過感測VD端峰值電壓來設置第一閾值，而圖13所示的示例是通過感測VD端電壓經分壓得到的電壓的峰值電壓來設置第一閾值。
首先，圖12所示的實施例與圖10所示的實施例類似，不同之處在於：圖12所示的峰值感測模組1502除了包括圖10所示的峰值感測模組1501的各個元件之外還可以包括緩衝器。
其中，緩衝器的正相輸入端可以用於接收VD端電壓，緩衝器的輸出端可以連接至二極體D1的正極，緩衝器的負相輸入端和二極體的負極可以連接至第一比較器D1的一輸入端(例如，負相輸入端)，並且二極體D1的負極還經由電容C1接地。
其次，圖13所示的實施例與圖12所示的實施例類似，不同之處在於：在圖12所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端可以直接連接至VD端，並且第一比較器210的負相輸入端可以經由峰值感測模組1502連接至VD端；而在圖13所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端可以經由分壓電路連接至VD端，並且第一比較器210的負相輸入端可以分別經由峰值感測模組1502和分壓電路連接至VD端，其中，該分壓電路可以包括例如串聯連接在VD端與地之間的三個電阻R1、R2和R3，本發明對此不作限制。
具體地，在圖13所示的實施例中，VD端可以連接至分壓電路的輸入端，分壓電路的第一輸出端(即，電阻R2和電組R3的連接點)可以連接至第一比較器210的正相輸入端，並且分壓電路的第一輸出端可以經由峰值感測模組1502連接至第一比較器210的負相輸入端，具體地，分壓電路的第一輸出端可以連接至緩衝器的正相輸入端，緩衝器的輸出端可以連接至二極體D1的正極，緩衝器的負相輸入端和二極體D1的負極可以連接至第一比較器210的負相輸入端，並且電容C1可以連接在第一比較器的負相輸入端和地之間。
此外，在圖13所示的實施例中，分壓電路的第二輸出端 (即，電阻R1和電組R2的連接點)可以連接至第二比較器220的正相輸入端。
在圖12和圖13所示的實施例中，當VD端電壓上升時，通過緩衝器和二極體D1對電容C1進行充電，使得電容C1兩端的電壓隨著VD端電壓的升高而升高；當VD端電壓達到峰值時，電容C1兩端的電壓也隨之達到峰值；當VD端電壓下降時，由於二極體D1的單嚮導通特性，使得電容C1兩端的電壓保持處於峰值電壓不變。此時，該峰值電壓即可作為第一閾值，當第一電壓(例如，VD端電壓或VD端經分壓得到的一電壓)小於第一閾值時，第一比較器210發生翻轉，觸發計時模組230開始計時，實現與下端系統中相同的斜率感測過程。
通過本發明實施例提供的緩衝器的作用，斜率感測中的第一閾值不再受到二極體D1兩端的壓降的影響，即電容C1兩端的電壓直接跟隨k*VD，VC1=k*VD(k為分壓比例)，這進一步提高了斜率感測的準確性。
然而，應注意的是，在圖12和圖13所示的實施例中，電容C1兩端的電壓對緩衝器的輸入信號k*VD的快速追蹤十分重要，因此需要緩衝器具有較快的回應速度，這勢必需要增加緩衝器的工作電流，從而在一定程度上可能導致功耗增大。
為了降低功耗，本發明實施例通過增加MOS電晶體實現對緩衝器的輸入端信號k*VD的跟隨作用，可以有效提高緩衝器的轉換速率(slew rate)，從而在不增加功耗的前提下，提高了緩衝器的回應速度。
以下通過具體示例的方式對本發明實施例提供的峰值感測模組進行詳細介紹。例如，參考圖14和圖15，圖14是圖9所示的SR控制電路的第五具體實現方式的電路示意圖，並且圖15是圖9所示的SR控制電路的第六具體實現方式的電路示意圖。
其中，圖14所示的示例是通過感測VD端峰值電壓來設置第一閾值，而圖11所示的示例是通過感測VD端電壓經分壓得到的電壓的峰值電壓來設置第一閾值。
首先，圖14所示的實施例與圖12所示的實施例類似，不同之處在於：圖14所示的峰值感測模組1503除了包括圖12所示的峰值感測模組1502的各個元件之外，還可以包括MOS電晶體Ms。
其中，MOS電晶體Ms的閘極可以連接至緩衝器的正相輸入端，MOS電晶體Ms的源極可以連接至第一比較器的負相輸入端，並且MOS電晶體Ms的汲極可以用於接收晶片供電電壓。
其次，圖15所示的實施例與圖14所示的實施例類似，不同之處在於：在圖14所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端可以直接連接至VD端，並且第一比較器210的負相輸入端可以經由峰值感測模組1503連接至VD端；而在圖15所示的實施例中，第一比較器210和第二比較器220的正相輸入端可以經由分壓電路連接至VD端，並且第一比較器210的負相輸入端可以分別經由峰值感測模組1503和分壓電路連接至VD端，其中，該分壓電路可以包括例如串聯連接在VD端與地之間的三個電阻R1、R2和R3，本發明對此不作限制。
具體地，在圖15所示的實施例中，VD端可以連接至分壓電路的輸入端，分壓電路的第一輸出端(即，電阻R2和電組R3的連接點)可以連接至第一比較器210的一輸入端(例如，正相輸入端)，並且經由峰值感測模組1503連接至第一比較器210的另一輸入端(例如，負相輸入端)，例如分壓電路的第一輸出端可以連接至緩衝器的正相輸入端和MOS電晶體的閘極，緩衝器的輸出端可以連接至二極體D1的正極，緩衝器的負相輸入端、二極體D1的負極和MOS電晶體的源極可以連接至第一比較器210的負相輸入端，並且電容C1接地可以連接在第一比較器210的負相輸入端和地之間。
此外，在圖15所示的實施例中，分壓電路的第二輸出端(即，R1和R2的連接點)可以連接至第二比較器220的正相輸入端。
在圖14和圖15所示的實施例中，當VD端電壓上升時，通過緩衝器和二極體D1、以及MOS電晶體對電容C1進行充電，使得電容C1兩端的電壓隨著VD端電壓的升高而升高；當VD端電壓達到峰值 時，電容C1兩端的電壓也隨之達到峰值；當VD端電壓下降時，由於二極體D1的單嚮導通特性，使得電容C1兩端的電壓保持處於峰值電壓不變。此時，該峰值電壓即可作為第一閾值，當第一電壓(例如，VD端電壓或VD端經分壓得到的一電壓)小於第一閾值時，第一比較器210發生翻轉，觸發計時模組230開始計時，實現與下端系統中相同的斜率感測過程。
綜上，通過本發明實施例提供的SR控制電路通過以下過程判斷是否允許接通SR開關：利用第一比較器比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值，在該第一電壓小於第一閾值時使得計時模組開始計時預定時段，並將計時狀態傳送至觸發器，利用第二比較器比較與VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值，在該第二電壓小於第二閾值時使得第二比較器接收來自觸發器的計時狀態，並基於該計時狀態判斷斜率大小；以及比較該第二電壓與SR開啟閾值。
其中，若第二電壓下降至第二閾值時，計時狀態未結束，則說明VD端電壓下降速率較快，則可以允許接通SR開關。
可以理解的是，本發明的上述實施例通過將第二閾值設置為等於SR開啟閾值，這樣可以直接利用第二比較器對第二電壓和SR開啟閾值進行比較，無需額外的電路來比較VD端電壓與SR開啟閾值，簡化了電路設計，且在比較第二電壓和第二閾值時相當於同時比較了第二電壓和SR開啟閾值，簡化了流程。
綜上，本發明實施例通過判斷VD端下降斜率的大小，防止將諧振誤認為是二次側退磁方式，從而防止在諧振時誤接通SR開關，防止電源系統工作紊亂，實現SR開關的準確可靠導通，提高系統可靠性。
此外，本發明實施例還提供了一種用於開關電源系統的同步整流控制電路，下面結合圖16，對本發明另一實施例提供的SR控制電路進行詳細的闡述。圖16是圖5所示的SR控制電路的另一具體實現方式的電路示意圖。
作為一個示例，參考圖16，圖16所示的SR控制電路類似於圖6所示的SR控制電路，具體地，圖16所示的SR控制電路可以包 括：第一比較器210，第一比較器210用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；計時模組230，計時模組230用於回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；第二比較器220，第二比較器220用於比較與VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；第三比較器260，第三比較器260用於比較VD端電壓和SR開啟閾值，其中第二閾值不等於SR開啟閾值；觸發器240，觸發器240的資料登錄端可以連接至計時模組230的輸出端，觸發器240的時鐘輸入端連接至第二比較器220的輸出端，並且輸出使能信號(Enb)；SR使能信號產生器140，SR使能信號產生器140的一輸入端可以連接至觸發器240的輸出端，並且SR使能信號產生器140的另一輸入端可以連接至第三比較器260的輸出端，並且輸出SR信號，以基於該SR信號來控制SR開關M2的導通與斷開。
本發明實施例提供的這種SR控制電路與前述實施例中的各個SR控制電路相比較，通過增加第三比較器以對VD端電壓和SR開啟閾值進行比較，在這種情況下，無需將第二閾值設置為等於SR開啟閾值，使得電路設計更為靈活，同時提高了系統可靠性。
在一些實施例中，該SR控制電路還可以包括開關(例如，高壓開關270，參見圖16)，則VD端可以經由該開關連接至第三比較器260的正相輸入端，並且第三比較器260的負相輸入端可以用於接收SR開啟閾值。
在圖16所示的實施例中，可以將第一電壓和第二電壓設置為VD端電壓。當第一電壓和第二電壓均為VD端電壓時對應的電路圖類似於圖7，一不同之處在於：除了包括圖7所示的各個元件之外，還可以包括第三比較器和SR使能信號產生器，該第三比較器用於比較VD端電壓和SR開啟閾值，並將比較結果輸出至SR使能信號產生器，使得SR使能信號產生器基於來自觸發器的使能信號(Enb)和第三比較器260的輸出信號而輸出SR信號，以基於該SR信號來控制SR開關M2的導通與斷開。此外，另一不同之處在於：第二比較器的負相輸入端可以用於接收第二閾值(而不是SR開啟閾值)。
在圖16所示的實施例中，可以將第一閾值設置為與系統的輸出電壓相關的值。當第一閾值為與系統的輸出電壓相關的值時對應的電路圖類似於圖8，一不同之處在於：除了包括圖8所示的各個元件之外，還可以包括第三比較器和SR使能信號產生器，該第三比較器用於比較VD端電壓和SR開啟閾值，並將比較結果輸出至SR使能信號產生器，使得SR使能信號產生器基於來自觸發器的使能信號(Enb)和第三比較器的輸出信號而輸出SR信號，以基於該SR信號來控制SR開關M2的導通與斷開。此外，另一不同之處在於：第二比較器的負相輸入端可以用於接收第二閾值(而不是SR開啟閾值)。
在圖16所示的實施例中，可以將第一電壓和第二電壓設置為VD端電壓，並且可以將第一閾值設置為VD端峰值電壓。在這種情況下，相應的電路圖類似於圖10或圖12或圖14，一不同之處在於：除了包括圖10或圖12或圖14所示的各個元件之外，還可以包括第三比較器和SR使能信號產生器，該第三比較器用於比較VD端電壓和SR開啟閾值，並將比較結果輸出至SR使能信號產生器，使得SR使能信號產生器基於來自觸發器的使能信號(Enb)和第三比較器的輸出信號而輸出SR信號，以基於該SR信號來控制SR開關M2的導通與斷開。此外，另一不同之處在於：第二比較器的負相輸入端可以用於接收第二閾值(而不是SR開啟閾值)。為了簡化描述，與圖10或圖12或圖14的類似之處在此不再贅述。
在圖16所示的實施例中，可以將第一電壓設置為VD端電壓經分壓得到的一電壓，將第二電壓設置為VD端電壓經分壓得到的另一電壓，並且將第一閾值設置為VD端電壓經分壓得到的一電壓的峰值電壓。在這種情況下，相應的電路圖類似於圖11或圖13或圖15，一不同之處在於：除了包括圖11或圖13或圖15所示的各個元件之外，還可以包括第三比較器和SR使能信號產生器，該第三比較器用於比較VD端電壓和SR開啟閾值，並將比較結果輸出至SR使能信號產生器，使得SR使能信號產生器基於來自觸發器的使能信號(Enb)和第三比較器的輸出信號而輸出SR信號，以基於該SR信號來控制SR開關M2的導通和斷開。此外， 另一不同之處在於：第二比較器的負相輸入端用於接收第二閾值(而不是SR開啟閾值)。為了簡化描述，與圖11或圖13或圖15的類似之處在此不再贅述。
綜上可見，在圖6至圖8以及圖10至圖15所示的實施例中，通過將第二閾值設置為SR開啟閾值，故可以通過第二比較器220來比較第二電壓和第二閾值，並且該第二比較器220還可以用於比較第二電壓和SR開啟閾值，此時無需額外的電路來比較與VD端電壓相關的電壓和SR開啟閾值，可以簡化電路設計。
然而，在圖16所示的實施例中，通過增加第三比較器260來比較VD端電壓和SR開啟閾值，可以提高電路設計靈活性，提高斜率感測精度等。
此外，本發明一實施例還提供了一種用於開關電源系統的SR控制方法，參考圖17，圖17示出了本發明實施例提供的SR控制方法，該方法可以包括以下步驟：S1701，比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；S1702，回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；以及S1703，判斷與VD端電壓相關的第二電壓是否在預定時段內下降至第二閾值，其中，第二閾值等於SR開啟閾值；S1704，若第二電壓在預定時段內下降至第二閾值，則基於使能信號接通SR開關；或者S1705，若第二電壓未在預定時段內下降至第二閾值，則不接通SR開關。
並且，結合圖16，本發明另一實施例還提供了一種用於開關電源系統的SR控制方法，該方法可以包括以下步驟：比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；回應於第一電壓小於第一閾值而開始計時預定時段；判斷與VD端電壓相關的第二電壓是否在預定時段內下降至第二閾值；以及比較VD端電壓與SR開啟閾值，其中，第二閾值不等於SR開啟閾值；其中，當該第二電壓在預設時段內下降至第二閾值，且VD端電壓小於SR開啟閾值時，則基於同步整流信號(SR信號，參見圖16)來控制SR開關的導通與斷開。
在一些實施例中，第一電壓可以為VD端電壓，並且第 二電壓可以為VD端電壓。
在一些實施例中，第一電壓可以為VD端電壓經分壓得到的一電壓，並且第二電壓可以為VD端電壓經分壓得到的另一電壓。
在一些實施例中，第一閾值可以被設置為一固定值，或者第一閾值可以被設置為與開關電源系統的輸出電壓相關的值，或者第一閾值可以被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值。
在一些實施例中，參考圖10和圖11，當第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值時，該方法包括：當VD端電壓上升時，可以利用二極體對電容進行充電；當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值，其中，第一閾值被設置為該最大值。
在一些實施例中，參考圖12和圖13，當第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值時，該方法包括：當VD端電壓上升時，可以利用緩衝器和二極體對電容進行充電；當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值，其中，第一閾值被設置為該最大值，並且電容兩端的電壓與二極體兩端的壓降無關。
在一些實施例中，參考圖14和圖15，當第一閾值被設置為與第一電壓的峰值電壓相關的值時，該方法包括：當VD端電壓上升時，可以利用緩衝器、二極體和MOS電晶體對電容進行充電；當VD端電壓達到峰值時，電容兩端的電壓達到最大值；以及當VD端電壓下降時，電容兩端的電壓保持處於最大值，其中，第一閾值被設置為最大值。
通過本發明上述實施例提供的SR控制方法，可以通過感測斜率下降速率快慢，防止將諧振誤認為是二次側退磁方式，從而防止在諧振時誤接通SR開關，防止電源系統工作紊亂，實現SR開關的準確可靠導通，提高系統可靠性。
應當理解的是，本說明書的各個部分均採用遞進的方式進行描述，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重 點介紹的都是與其他實施例不同之處。尤其，對於圖16所示的SR控制電路和方法實施例而言，由於其基本相似於前述實施例，所以描述的比較簡單，相關之處參見前述詳細描述的實施例部分的說明即可。
需要明確的是，本發明並不局限於上文所描述並在圖中示出的特定配置和處理。為了簡明起見，這裡省略了對已知方法的詳細描述。在上述實施例中，描述和示出了若干具體的步驟作為示例。但是，本發明的方法過程並不限於所描述和示出的具體步驟，本領域的技術人員可以在領會本發明的精神後，作出各種改變、修改和添加，或者改變步驟之間的順序。
以上所述的結構框圖中所示的功能塊可以實現為硬體、軟體、固件或者它們的組合。當以硬體方式實現時，其可以例如是電子電路、專用積體電路(application specific IC，ASIC)、適當的固件、外掛程式、功能卡等等。當以軟體方式實現時，本發明的元素是被用於執行所需任務的程式或者程式碼片段。程式或者程式碼片段可以存儲在機器可讀介質中，或者通過載波中攜帶的資料信號在傳輸介質或者通信鏈路上傳送。“機器可讀介質”可以包括能夠存儲或傳輸資訊的任何介質。機器可讀介質的例子包括電子電路、半導體記憶體設備、唯讀記憶體(Read Only Memory，ROM)、快閃記憶體、可擦除ROM(Erasable Read Only Memory，EROM)、軟碟、唯讀記憶光碟(Compact Disc Read-Only Memory，CD-ROM)、光碟、硬碟、光纖介質、射頻(Radio Frequency，RF)鏈路，等等。程式碼片段可以經由諸如網際網路、內聯網等的電腦網路被下載。
還需要說明的是，本發明中提及的示例性實施例，基於一系列的步驟或者裝置描述一些方法或系統。但是，本發明不局限於上述步驟的順序，也就是說，可以按照實施例中提及的循序執行步驟，也可以不同於實施例中的順序，或者若干步驟同時執行。
以上所述，僅為本發明的具體實施方式，所屬領域的技術人員可以清楚地瞭解到，為了描述的方便和簡潔，上述描述的系統、模組和單元的具體工作過程，可以參考前述方法實施例中的對應過程，在此 不再贅述。應理解，本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到各種等效的修改或替換，這些修改或替換都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。
210:第一比較器
220:第二比較器
230:計時模組
240:觸發器
CLK:時脈輸入
D:輸入端
DFF:正反器(D flip-flop)
Enb:使能信號
Q:輸出端
Qn:反向輸出端

Claims (18)

  1. 一種用於開關電源系統的同步整流控制電路，包括：
    第一比較器，所述第一比較器用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
    計時模組，所述計時模組用於回應於所述第一電壓小於所述第一閾值而開始計時預定時段；
    第二比較器，所述第二比較器用於比較與所述VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；以及
    觸發器，所述觸發器的資料登錄端連接至所述計時模組的輸出端，所述觸發器的時鐘輸入端連接至所述第二比較器的輸出端，並且輸出使能信號，以基於所述使能信號來控制同步整流開關的導通與斷開；
    其中，所述第二閾值等於同步整流開啟閾值。
  2. 如請求項1所述的同步整流控制電路，其中，
    所述第一電壓為所述VD端電壓；並且
    所述第二電壓為所述VD端電壓。
  3. 如請求項1所述的同步整流控制電路，其中，
    所述第一電壓為所述VD端電壓經分壓得到的一電壓；並且
    所述第二電壓為所述VD端電壓經分壓得到的另一電壓。
  4. 如請求項1所述的同步整流控制電路，其中，
    所述第一閾值被設置為一固定值，或者
    所述第一閾值被設置為與所述開關電源系統的輸出電壓相關的值，或者
    所述第一閾值被設置為與所述第一電壓的峰值電壓相關的值。
  5. 如請求項1所述的同步整流控制電路，其中，所述同步整流控制電路還包括連接在所述開關電源系統的輸出端和所述第一比較器的一輸入端之間的輸出電壓獲取模組，所述輸出電壓獲取模組用於提供與所述開關電源系統的輸出電壓相關的值作為所述第一閾值。
  6. 如請求項1所述的同步整流控制電路，其中，所述同步整流控制電路還包括峰值感測模組，所述峰值感測模組用於接收所述第一電壓，所述峰值感測模組的輸出端連接至所述第一比較器的一輸入端，並且所述峰值感測模組用於提供與所述第一電壓的峰值電壓相關的值作為所述第一閾值。
  7. 如請求項6所述的同步整流控制電路，其中，所述峰值感測模組包括二極體和電容；其中，
    所述二極體的正極用於接收所述第一電壓，所述二極體的負極連接至所述第一比較器的一輸入端，並且所述二極體的負極還經由所述電容接地。
  8. 如請求項7所述的同步整流控制電路，其中，所述峰值感測模組還包括緩衝器；其中，
    所述緩衝器的正相輸入端用於接收所述第一電壓，所述緩衝器的輸出端連接至所述二極體的正極，所述緩衝器的負相輸入端和所述二極體的負極連接至所述第一比較器的一輸入端，並且所述二極體的負極還經由所述電容接地。
  9. 如請求項8所述的同步整流控制電路，其中，所述峰值感測模組還包括MOS電晶體；其中，
    所述MOS電晶體的閘極連接至所述緩衝器的正相輸入端，所述MOS電晶體的源極連接至所述第一比較器的一輸入端，所述MOS電晶體的汲極用於接收晶片供電電壓。
  10. 一種用於開關電源系統的同步整流控制電路，包括：
    第一比較器，所述第一比較器用於比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
    計時模組，所述計時模組用於回應於所述第一電壓小於所述第一閾值而開始計時預定時段；
    第二比較器，所述第二比較器用於比較與所述VD端電壓相關的第二電壓和第二閾值；
    第三比較器，所述第三比較器用於比較所述VD端電壓和同步整流開 啟閾值；
    觸發器，所述觸發器的資料登錄端連接至所述計時模組的輸出端，所述觸發器的時鐘輸入端連接至所述第二比較器的輸出端，並且輸出使能信號；以及
    同步整流使能信號產生器，所述同步整流使能信號產生器的一輸入端連接至所述觸發器的輸出端，並且所述同步整流使能信號產生器的另一輸入端連接至所述第三比較器的輸出端，並且輸出同步整流信號，以基於所述同步整流信號來控制同步整流開關的導通與斷開；
    其中，所述第二閾值不等於所述同步整流開啟閾值。
  11. 一種用於開關電源系統的同步整流控制方法，包括：
    比較與VD端電壓相關的第一電壓和第一閾值；
    回應於所述第一電壓小於所述第一閾值而開始計時預定時段；以及
    判斷與所述VD端電壓相關的第二電壓是否在所述預定時段內下降至第二閾值；其中，
    若所述第二電壓在所述預定時段內下降至所述第二閾值，則基於使能信號接通同步整流開關；或者
    若所述第二電壓未在所述預定時段內下降至所述第二閾值，則不接通所述同步整流開關；並且
    其中，所述第二閾值等於同步整流開啟閾值。
  12. 如請求項11所述的同步整流控制方法，其中，
    所述第一電壓為所述VD端電壓；並且
    所述第二電壓為所述VD端電壓。
  13. 如請求項11所述的同步整流控制方法，其中，
    所述第一電壓為所述VD端電壓經分壓得到的一電壓；並且
    所述第二電壓為所述VD端電壓經分壓得到的另一電壓。
  14. 如請求項11所述的同步整流控制方法，其中，
    所述第一閾值被設置為一固定值，或者
    所述第一閾值被設置為與所述開關電源系統的輸出電壓相關的值，或者
    所述第一閾值被設置為與所述第一電壓的峰值電壓相關的值。
  15. 如請求項14所述的同步整流控制方法，其中，所述第一閾值被設置為與所述第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
    當所述VD端電壓上升時，利用二極體對電容進行充電；
    當所述VD端電壓達到峰值時，所述電容兩端的電壓達到最大值；以及
    當所述VD端電壓下降時，所述電容兩端的電壓保持處於所述最大值，其中，
    所述第一閾值被設置為所述最大值。
  16. 如請求項14所述的同步整流控制方法，其中，所述第一閾值被設置為與所述第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
    當所述VD端電壓上升時，利用緩衝器和二極體對電容進行充電；
    當所述VD端電壓達到峰值時，所述電容兩端的電壓達到最大值；以及
    當所述VD端電壓下降時，所述電容兩端的電壓保持處於所述最大值，其中，
    所述第一閾值被設置為所述最大值，並且所述電容兩端的電壓與所述二極體兩端的壓降無關。
  17. 如請求項14所述的同步整流控制方法，其中，所述第一閾值被設置為與所述第一電壓的峰值電壓相關的值，包括：
    當所述VD端電壓上升時，利用緩衝器、二極體和MOS電晶體對電容進行充電；
    當所述VD端電壓達到峰值時，所述電容兩端的電壓達到最大值；以及
    當所述VD端電壓下降時，所述電容兩端的電壓保持處於所述最大值， 其中，
    所述第一閾值被設置為所述最大值。
  18. 一種開關電源系統，其特徵在於，包括如請求項1-9中任一項所述的同步整流控制電路。
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