KR20220033057A - 고속 통신 시스템 - Google Patents

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KR20220033057A KR1020227007531A KR20227007531A KR20220033057A KR 20220033057 A KR20220033057 A KR 20220033057A KR 1020227007531 A KR1020227007531 A KR 1020227007531A KR 20227007531 A KR20227007531 A KR 20227007531A KR 20220033057 A KR20220033057 A KR 20220033057A
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알리 호마티
아르민 타잘리
아민 쇼크롤라히
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칸도우 랩스 에스에이
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Abstract

정보 비트를 수신하고 벡터 코드워드를 표시하는 기저대역 인코딩 심볼들의 집합을 발생하도록 각각 구성된 복수의 인코더와; 기저대역 인코딩 심볼들의 대응하는 집합에서 동작하고, 각각의 고유한 캐리어 주파수를 이용하여 캐리어 변조된 인코딩 심볼들의 집합을 발생하도록 각각 구성된 하나 이상의 변조 회로와; 캐리어 변조된 인코딩 심볼들의 각 심볼과 적어도 하나의 기저대역 인코딩 심볼 집합의 합을 각각 표시하는 배선 특유 출력들의 집합을 발생하도록 구성된 합산 회로를 이용하여, 기저대역 및 캐리어 변조 벡터 코드워드를 전송하는 장치 및 방법이 개시된다.

Description

고속 통신 시스템{HIGH SPEED COMMUNICATIONS SYSTEM}
관련 출원에 대한 교차 참조
이 출원은 알리 호마티, 아민 타잘리 및 아민 쇼크롤라히가 "고속 통신 시스템"의 명칭으로 2015년 7월 8일자로 출원한 미국 가특허 출원 제62/189,953호 및 알리 호마티, 아민 타잘리 및 아민 쇼크롤라히가 "고속 통신 시스템"의 명칭으로 2015년 6월 26일자로 출원한 미국 가특허 출원 제62/185,403호에 대한 PCT 조약 제8조하의 우선권을 주장하는 PCT 출원이며, 상기 미국 가특허 출원들은 모든 목적으로 그 전부가 인용에 의해 본원에 통합된다.
참조 문헌
하기 참조 문헌들은 모든 목적으로 그 전부가 인용에 의해 본원에 통합된다.
1. 함 크로니 및 아민 쇼크롤라히가 "직교 차동 벡터 시그널링"의 명칭으로 2010년 5월 20일자로 출원한 미국 특허 출원 제12/784,414호의 미국 특허 공개 제2011/0268225호, 이하 [크로니 I]이라고 함;
2. 함 크로니, 아민 쇼크롤라히 및 아민 타잘리가 "성긴 시그널링 코드에 의한 노이즈 탄성, 핀 효과 및 저전력 통신을 위한 방법 및 시스템"의 명칭으로 2011년 2월 17일자로 출원한 미국 특허 출원 제13/030,027호, 이하 [크로니 II]라고 함;
3. 존 폭스, 브라이언 홀덴, 피터 헌트, 존 디 케이, 아민 쇼크롤라히, 리차드 심슨, 아난트 싱, 앤드류 케빈 죤 스튜어트 및 규셉 수레이스가 "SSO 노이즈가 저감된 칩대칩 통신"의 명칭으로 2014년 1월 17일자로 출원한 미국 특허 출원 제14/158,452호, 이하 [폭스 I]이라고 함;
4. 브라이언 홀덴, 아민 쇼크롤라히 및 아난트 싱이 "칩대칩 통신용 벡터 시그널링 코드의 스큐 공차 및 진보형 검출기의 방법 및 시스템"의 명칭으로 2013년 3월 15일자로 출원한 미국 특허 출원 제13/842,740호, 이하 [홀덴 I]이라고 함;
5. 알리 호마티 및 아민 쇼크롤라히가 "ISI 비율을 이용한 코드 평가 방법"의 명칭으로 2014년 2월 2일자로 출원한 미국 가특허 출원 제61/934,804호, 이하 [호마티 I]이라고 함;
6. 알리 호마티 및 아민 쇼크롤라히가 "다분기 데이터 전송"의 명칭으로 2014년 7월 21일자로 출원한 미국 가특허 출원 제62/026,860호, 이하 [호마티 II]라고 함;
7. 아민 쇼크롤라히가 "높은 핀 효율성이 있는 벡터 시그널링 코드 및 칩대칩 통신 및 저장에 대한 그 응용"의 명칭으로 2014년 2월 2일자로 출원한 미국 가특허 출원 제61/934,807호, 이하 [쇼크롤라히 I]이라고 함;
8. 아민 쇼크롤라히가 "수신기 복잡도가 저감된 벡터 시그널링 코드"의 명칭으로 2013년 6월 23일자로 출원한 미국 가특허 출원 제61/839,360호, 이하 [쇼크롤라히 II]라고 함;
9. 아민 쇼크롤라히, 브라이언 홀덴 및 리차드 심슨이 "클럭 임베디드 벡터 시그널링 코드"의 명칭으로 2014년 2월 28일자로 출원한 미국 가특허 출원 제61/946,574호, 이하 [쇼크롤라히 III]라고 함;
10. 아민 쇼크롤라히 및 로거 율리히가 "신호대 잡음 특성이 증가된 벡터 시그널링 코드"의 명칭으로 2014년 7월 10일자로 출원한 미국 가특허 출원 제62/015,172호, 이하 [쇼크롤라히 IV]라고 함;
11. 로거 율리히 및 피터 헌트가 "차의 합을 이용한 칩대칩 통신용 벡터 시그널링 코드의 효율적 검출을 위한 회로"의 명칭으로 2013년 5월 15일자로 출원한 미국 특허 출원 제13/895,206호, 이하 [율리히 I]이라고 함;
12. 웬데마게네후 티. 비옌 및 아미르 아미르카니의 "20Gbps 이상의 데이터 속도에 대한 종래의 상호접속 시스템의 제어형 심볼간 간섭 설계 기술", 고급 패키징에 대한 IEEE 트랜잭션, 제31권 제4호, 731-740페이지, 2008년 11월, 이하 [비옌]이라고 함.
기술 분야
본 발명은 일반적으로 통신에 관한 것으로, 특히 정보를 전달할 수 있는 신호의 전송 및 유선 통신에서 이러한 신호의 검출에 관한 것이다.
통신 시스템에서는 하나의 물리적 위치로부터 다른 물리적 위치로 정보를 운송하는 것을 목표로 한다. 전형적으로, 이러한 정보의 운송은 신뢰성이 있고 고속이며 최소의 자원을 소비하는 것이 바람직하다. 정보 운송 방법은 크게 나누어서 하나의 운송 방법에 물리적 통신 채널을 전용으로 사용하는 "기저대역"법과, 주파수 도메인에서 물리적 통신 채널을 분할하여 운송 방법이 적용될 수 있는 2개 이상의 독립 주파수 채널을 생성하는 "광대역"법으로 분류된다.
기저대역법은 물리적 매체에 의해 추가로 분류될 수 있다. 한가지 일반적인 정보 전달 매체는 직렬 통신 링크이고, 이것은 그라운드 또는 다른 공통 기준에 관계된 단일 배선 회로, 그라운드 또는 다른 공통 기준에 관계된 복수 배선 회로, 또는 서로에 대하여 사용되는 복수 배선 회로에 기초를 둘 수 있다. 후자의 공통적인 예는 차동 시그널링(differential signaling; "DS")을 이용한다. 차동 시그널링은 신호를 하나의 배선으로 전송하고 그 반대 신호를 정합 배선(matching wire)으로 전송함으로써 동작한다. 신호 정보는 그라운드 또는 다른 고정 기준에 관계된 그들의 절대치보다는 배선들 간의 차에 의해 표시된다.
16개 이하의 배선으로부터 32개, 64개, 또는 이보다 많은 배선까지 성장하는 버스를 갖춰서, 증가된 상호접속 대역폭을 제공하기 위해 병렬 데이터 전송이 또한 일반적으로 사용된다. 평행한 신호선에서 유도되는 누화 및 노이즈가 수신 에러를 생성할 수 있기 때문에, 에러 검출을 개선하기 위해 패리티가 추가되었고, 신호 변칙(anomaly)이 능동 버스 종단법(active bus termination method)을 통해 다루어졌다. 그러나 이러한 넓은 데이터 전송폭은 필연적으로 데이터 스큐를 야기하였고, 데이터 스큐는 증가된 버스 데이터 전송 스루풋에서 제한 요인이 되었다. 임피던스 제어형 커넥터 및 마이크로 스트립라인 배선의 이용을 포함한 상호접속 매체의 전송선 특성을 최적화하는데 투자한 상당한 노력에 의해 훨씬 더 높은 클럭 속도로 동작하는 더 좁은 버스 폭을 이용하는 대안적인 접근법이 개발되었다. 그럼에도 불구하고, 필연적인 경로 불완전은 송신기에 대한 능동적인 프리엠퍼시스 보상 및 수신기에 대한 연속 시간 선형 등화(Continuous Time Linear Equalization, CTLE) 및 결정 귀환 등화(Decision Feedback Equalization, DFE)를 포함한 능동적 등화 및 심볼간 간섭(inter-symbol interference, ISI) 제거 기술의 사용을 요구하고, 상기 것들은 모두 통신 인터페이스의 복잡도 및 전력 소모를 증가시킨다.
DS의 바람직한 속성들을 유지하면서 DS를 통한 핀 효율을 증가시키는 다수의 시그널링 방법이 알려져 있다. 이러한 한가지 방법은 벡터 시그널링이다. 벡터 시그널링에 의해, 복수의 배선에서의 복수의 신호들은 비록 복수의 신호들이 각각 독립적이라 하더라도 집합적으로 고려된다. 따라서 벡터 시그널링 코드는 단일 회로 DS의 강성과 병렬 데이터 전송의 높은 배선 카운트 데이터 전송 스루풋을 결합할 수 있다. 벡터 시그널링 코드워드를 가진 운송 매체에서 각각의 집합 신호는 컴포넌트라고 부르고, 복수의 배선의 수는 코드워드의 "디멘젼"이라고 부른다(가끔은 "벡터"라고도 부른다). 이진수 벡터 시그널링에 의해, 벡터의 각각의 컴포넌트 또는 "심볼"은 2개의 가능한 값 중 하나를 취한다. 비이진수 벡터 시그널링에 의해, 각각의 심볼은 3개 이상의 가능한 값의 집합으로부터 선택된 값을 갖는다. 벡터의 심볼이 취할 수 있는 값들의 집합은 벡터 시그널링 코드의 "알파벳"이라고 부른다. 여기에서 설명하는 벡터 시그널링 코드는 코드워드라고 부르는, 동일 길이(N)의 벡터들의 집합(C)이다. 벡터 시그널링 코드의 임의의 적당한 부분집합은 코드의 "서브코드"를 표시한다. 그러한 서브코드는 그 자체가 벡터 시그널링 코드일 수 있다. 동작시에, 코드워드의 좌표들이 묶여지고, -1과 1 사이의 실수에 의해 코드워드를 표시하도록 선택한다. C의 크기의 이진 대수(binary logarithm)와 길이(N) 사이의 비율은 벡터 시그널링 코드의 핀 효율이라고 부른다. 벡터 시그널링 코드는 만일 그 모든 코드워드에 대하여 좌표들의 합이 항상 0이면 "평형화"되었다고 말한다. 벡터 시그널링 방법의 추가적인 예는 크로니 I, 크로니 II, 크로니 III, 크로니 IV, 폭스 I, 폭스 II, 폭스 III, 홀덴 I, 쇼크롤라히 I, 쇼크롤라히 II 및 호마티 I에 설명되어 있다.
전술한 바와 같이, 광대역 시그널링 방법은 주파수 도메인 내의 가용 정보 전송 매체를 분할하여 2개 이상의 주파수 도메인 "채널"을 생성하고, 이 채널은 그 다음에 기저대역 정보를 주파수 도메인 채널 신호로 변환하기 위해 공지의 캐리어 변조법을 이용하여 기저대역 회로에 필적하는 방식으로 정보를 운송할 수 있다. 이러한 각각의 채널이 진폭, 변조 및 정보 인코딩(encoding)에 대하여 독립적으로 제어될 수 있기 때문에, 채널들의 집합을 시간 및 주파수에 따른 신호 손실, 왜곡 및 노이즈의 변동을 포함한 매우 다양한 정보 전송 매체 특성에 적응시킬 수 있다.
비대칭 디지털 가입자 선로(ADSL)는 레가시(legacy) 구리 전화 회로를 통해 디지털 데이터를 운송하기 위해 사용되는 하나의 널리 전개되는 광대역 시그널링법이다. ADSL에서, 잠재적으로 수백 개인 주파수 도메인 채널들은 각각 운송을 위해 사용되는 구리 회로의 특정 노이즈 및 손실 특성에 기초하여 진폭, 변조 방법 및 디지털 운반 능력에 대하여 독립적으로 구성된다.
복수의 배선을 통해 기저대역 기술과 광대역 기술의 조합을 이용한 디지털 정보의 통신이 개시된다. 37.5GHz에서 35dB의 감쇠를 갖는 4 배선 통신 채널이 여기에서 설명하는 시스템 및 방법과 함께 사용하는 전형적인 운송 매체로서 여기에서 제공되는 실시예에서 사용된다. 일 실시형태는 운송 매체를 통해 2개의 주파수 기반 채널을 생성하고, 각각의 채널은 벡터 시그널링 코드와 듀오바이너리 인코딩의 조합을 이용하여 배선당 56기가비트/초의 유효 속도로 4개의 배선을 통해 3개의 데이터 비트의 집합을 운송한다.
도 1은 여기에서 사용하는 운송 채널 모델의 주파수 도메인 및 시간 도메인 특성을 보인 도이다.
도 2는 2쌍(4 배선) 운송 채널을 통한 ENRZ 시그널링을 이용하는 제1 실시형태의 시뮬레이트 CTLE 이득 및 전송 스펙트럼을 보인 도이다.
도 3은 제1 실시형태의 시뮬레이트 수신 아이(eye) 개방을 보인 도이다.
도 4는 2쌍(4 배선) 운송 채널을 통해 듀오바이너리 인코딩과 결합된 ENRZ 시그널링을 이용하는 제2 실시형태의 시뮬레이트 CTLE 이득 및 전송 스펙트럼을 보인 도이다.
도 5는 제2 실시형태의 시뮬레이트 수신 개방을 보인 도이다.
도 6은 제3 실시형태의 광대역 및 캐리어 채널의 스펙트럼을 보인 도이다.
도 7은 제3 실시형태의 시뮬레이트 펄스 응답 및 교차 채널 IDI를 보인 도이다.
도 8은 제3 실시형태의 시뮬레이트 수신 아이를 보인 도이다.
도 9는 기저대역과 캐리어 대역 시그널링을 결합하는 송신기 실시형태의 블록도이다.
도 10은 기저대역과 캐리어 대역 시그널링을 결합하는 대안적인 송신기 실시형태의 블록도이다.
도 11은 기저대역과 캐리어 대역 신호를 검출하는 수신기 실시형태의 블록도이다.
도 12는 배선 쌍당 224기가비트/초로 동작하는 기저대역 및 단일 캐리어 대역을 활용하는 제4 실시형태의 시뮬레이트 아이 개방을 보인 도이다.
도 13은 배선 쌍당 112기가비트/초로 동작하는 기저대역 및 단일 캐리어 대역을 활용하는 제6 실시형태의 시뮬레이트 아이 개방을 보인 도이다.
도 14는 배선 쌍당 224기가비트/초로 동작하는 기저대역 및 단일 캐리어 대역을 활용하는 제7 실시형태의 시뮬레이트 아이 개방을 보인 도이다.
도 15는 본 발명의 제9 및 제10 실시형태와 관련하여 설명하는 6개의 서브채널 및 복수의 순차적 전송 단위 간격에 걸친 데이터 비트 및 리던던시(redundancy) 증대 비트의 분포를 보인 도이다.
도 16은 본 발명의 제9 및 제10 실시형태에 대하여 설명하는 바와 같이 에러 보정 처리를 ++-- 캐리어 서브채널에 삽입하는 것을 보인 블록도이다.
상호접속은 대형 디지털 시스템의 설계에서 오랫동안 제한 요인이었다. 백플레인에 의해 상호접속되는 모듈 또는 대형 인쇄 회로 기판 내에서 상호접속되는 기능 서브시스템의 수준에서, 신뢰성 있고 에러가 없는 고속 디지털 상호접속의 필요성은 가용 기술의 한계를 그 한계로 일관되게 압박하였다.
여기에서 설명하는 시스템 및 방법은 상호접속 배선당 적어도 50기가비트/초의 데이터 속도로 적어도 하나의 송신 장치와 적어도 하나의 수신 장치 사이에서 데이터의 강하고 신뢰성 있는 전송을 제공한다. 도 1에 도시된 주파수 도메인 및 시간 도메인 특성을 가진 예시적인 채널 모델이 사용될 것이다. 그러한 운송 채널이 종래의 통신 시그널링 방법과 호환되지 않는다는 것이 당업자에게는 명백할 것이다. 즉 예를 들면, 예시적인 112기가비트/초의 간단한 NRZ 시그널링은 제안된 물리적 운송 채널에서 다루기 힘든 46dB 감쇠에 대응하는 56GHz의 나이퀴스트 주파수를 갖는다.
이 제안된 데이터 속도는 또한 부착된 송신 장치 및 수신 장치 내에서 집적회로 데이터 처리 능력을 혹사(strain)시킨다. 그러므로 이들 장치에서 고속 데이터 취급은 복수의 병렬 처리 "단계"(phase)에 걸쳐 분산될 것으로 추정된다. 일 예로서, 100기가비트/초로 데이터를 취급하는 단일 데이터 경로(즉, 비트들 간에 단지 10 피코초가 있음)보다는 동일한 데이터 스트림이 16개의 처리 단계를 거쳐 분산될 수 있고, 따라서 각각의 단계는 비트당 더 합리적인 160 피코초의 처리 시간을 갖는다. 그러나 이 추가된 처리 시간은 추가의 처리 요소에 의해 복잡도를 크게 증가시킨다. 이러한 처리의 분산은 또한 주어진 디지털 비트 결과가 이용 가능으로 되기 전에 대기시간을 증가시켜서 DFE 방법의 기초인 후속 비트 결과를 예측할 때 그 결과를 활용하는 능력을 제한할 수 있다.
증가하는 데이터 전송 속도는 상호접속에서 전파 신호의 파장이 수축하기 때문에 물리적 문제를 또한 유도한다. 일 예로서, 인쇄 회로 마이크로 스트립라인에서 56GHz인 전파 신호 파장은 약 4mm이고, 따라서 단지 부분적인 파장 디멘젼을 가진 주기적인 변칙(회로 기판을 포함한 함침된 직물의 직조(weave)를 포함함)은 신호 무결성에 대한 중대한 교란을 표시할 수 있고, 이용 가능한 등화 및 보상 방법을 압박한다.
아다마르(Hadamard) 변환을 이용한 정보 인코딩
[크로니 I]에 설명되어 있는 바와 같이, 월시 아다마르 변환이라고도 알려진 아다마르 변환은 모든 행과 모든 열이 상호 직교하도록 배열된 +1과 -1을 엔트리로 하는 정방행렬이다. 아다마르 행렬은 모든 사이즈(2N)뿐만 아니라 선택된 다른 사이즈에 대하여 공지된다. 특히, 여기에서의 설명은 예시적인 인코더로서 4×4 아다마르 행렬을 이용한다.
본 실시예에서 사용하는 차수 4의 아다마르 행렬은 다음과 같다.
[수학식 1]
Figure pat00001
3개의 정보 비트(A, B, C)의 인코딩은 이하에서 "심볼 값"이라고 부르는 4개의 출력 값을 얻기 위해 아다마르 행렬(H4)의 행 2, 3 및 4를 상기 정보 비트와 곱함으로써 획득될 수 있다. 관습에 따라, 결과들은 심볼 값들을 +1과 -1 사이의 범위에 묶기 위해 적당한 일정 인자(constant factor)에 의해 스케일링된다. H4의 제1 행은 여기에서 사용하지 않는 공통 모드 시그널링에 대응하고, 다음의 3개의 벡터는 비트 A, B 및 C를 각각 출력 W, X, Y, Z으로 인코딩하기 위해 사용된다는 것을 알 수 있고, 이 벡터들은 또한 아다마르 코드의 "모드" 또는 "서브채널"이라고 부른다. 인코딩된 출력이 A, B 및 C의 인코딩으로부터 도출된 정보를 동시에 갖기 때문에, 출력은 모드의 중첩(superposition) 또는 합산, 즉 벡터 시그널링 코드의 서브채널 코드 벡터의 합일 것이다.
당업자라면 이 방법으로 인코딩된 A, B, C의 모든 가능한 값들이 평형화된, 즉 상수치 0으로 합산되는 W, X, Y, Z의 모드 합산치를 야기한다는 것을 알 것이다. 만일 W, X, Y, Z의 모드 합산치가 그들의 최대 절대치가 1이 되도록 스케일링되면(즉, 신호들은 설명의 편의상 +1과 -1 사이의 범위에 있는 것으로 한다), 모든 달성 가능한 값들은 벡터 (+1, -1/3, -1/3, -1/3) 또는 벡터 (-1, 1/3, 1/3, 1/3)의 치환임을 알 수 있다. 이들은 벡터 시그널링 코드 H4의 코드워드라고 부른다. 여기에서 사용하는 것처럼, 이 H4 코드는 이하에서 앙상블 NRZ 또는 ENRZ라고 부를 것이고, 제한하는 의도 없이 이하의 실시예에서 벡터 시그널링 코드의 대표 예로서 사용될 것이다.
ENRZ
[호마티 I]에서는 ENRZ가 최적의 심볼간 간섭(ISI) 특성을 갖는다고 설명되어 있고, [홀덴 I]과 [율리히 I]에는 효율적인 검출이 가능하다고 설명되어 있다. 앞에서 설명한 바와 같이, ENRZ는 일 예로서 운송 매체의 4개의 배선을 통해 3개의 이진수 데이터 비트를 전송용 4-심볼 코드워드로 인코딩한다. 만일 ENRZ 시그널링이 제안된 채널의 4개의 배선에 사용되면, 데이터 전송 속도는 2쌍 운송 채널에 대하여 배선 쌍당 112Gbps와 등가인 단지 75 기가심볼/초 시그널링 속도로 달성될 수 있다.
75 기가심볼/초 시그널링 속도의 ENRZ 시그널링을 기준 채널 모델과 결합하는 제1 실시형태의 시뮬레이션은 2 탭 FFE(송신 피드포워드 등화)가 도 2의 그래프에 표시된 성능으로 수신기 연속 시간 선형 등화(CTLE) 및 12 탭 결정 피드백 등화기(DFE)와 결합될 수 있음을 표시한다. 도 3의 수신 아이 시뮬레이션(receive eye simulation)은 93mV 수직 아이 개방과 14.5 psec 에지대 에지 수평 아이 개방을 나타낸다.
듀오바이너리 인코딩
듀오바이너리 인코딩은 직렬로 전송되는 데이터 스트림의 연속 비트가 결과적인 전송 데이터 스펙트럼을 성형 및 구속하도록 처리되는 업계에 공지된 솔루션이다. 예컨대 전송 매체 섭동에 의해 생성될 수 있는 심볼간 간섭(ISI)은 1 단위 간격 내 신호의 수신된 진폭이 이전 단위 간격으로부터의 잔여 에너지에 의해 섭동되게 한다는 것이 잘 알려져 있다. 일 예로서, 전송 매체의 섭동으로부터의 반전 펄스 반사는 이전에 전송된 신호의 잔여 영향에 의해 수신 신호가 감소되게 할 것이다. 따라서 이 효과를 통보받은 송신기는 상기 심볼간 간섭 효과를 예상 또는 사전 보상하기 위해 현재 전송되는 신호 값과 이전 전송의 신호 값을 결합할 것이다. 따라서 듀오바이너리와 같은 부분 응답 코드의 사용은 가끔 문자 데이터 인코딩 수단으로서 보다는 구성 ISI를 생성하도록 의도되는 특정 형태의 사전 등화 필터링으로서 설명된다.
[비옌]에 설명되어 있는 바와 같이, 다른 부분 응답 코드는 필적하는 ISI 관리 능력을 갖는 것으로 알려져 있다. 참조를 위해, 이러한 인코딩 또는 필터링을 정의하는 특성 방정식을 표 1에 나타내었다.
부분 응답 시스템 특성 방정식
듀오바이너리
Figure pat00002
디코드(Dicode)
Figure pat00003
수정된 듀오바이너리
Figure pat00004
분류 2
Figure pat00005
다르게 설명하지 않는 한, 수행되는 듀오바이너리 처리는 0.5의 인수에 의해 각각 스케일링된 현재 전송 단위 간격 신호와 직전 전송 단위 간격 신호의 합이 되는 것으로 추정된다. 선택적으로, 이것은 전송 스펙트럼을 추가로 제어하기 위해 전송 저역통과 필터와 결합될 수 있다. 다른 실시형태에서, ISI 제어 인코딩은 아다마르 인코딩과 임의의 순서로 결합되고, 여기에서 ISI 제어 인코딩은 듀오바이너리, 수정된 듀오바이너리, 디코드, 분류 2, 또는 뒤에서 설명하는 해밍 필터(Hamming filter)이다. 그러한 실시형태에서, ISI 제어 인코딩은 전술한 부분 응답 인코딩 또는 필터링을 구현하는 부분 응답 인코더에 의해 수행되는 것으로 또한 설명될 수 있다.만일 통신 채널의 특성을 잘 이해하면, 명시적인 보충 동작이 수신기에서 요구되지 않도록 송신기의 ISI 제어 동작을 구성하는 것이 가능하고, 채널 특성 자체의 유효 동작은 역동작을 수행하는데 소용된다. 다른 실시형태는 일 예로서 이진수 데이터의 듀오바이너리 인코딩, 및 그 다음에 이진수 디코딩 동작을 위한 명시적 듀오바이너리에 의해 생성된 삼진수 신호를 명시적으로 검출할 수 있다. 대안적으로, DFE와 같은 일반적으로 사용되는 수신기 ISI 제거 기술이 그러한 송신기 ISI 보상의 효과를 효율적으로 또한 다룰 것이다. 이 명세서에서의 각각의 예시적인 수신기는 DFE를 이미 통합하기 때문에, 추가의 수신기 듀오바이너리(또는 다른 부분 응답 코드) 처리는 나타내지 않을 것이다.
75 기가심볼/초 속도로의 ENRZ 인코딩, 각각의 배선 신호의 후속 듀오 바이너리 처리, 2 탭 FFE, CTLE 및 12 탭 DFE는 기준 채널 모델을 이용하여 시뮬레이트되었고 도 4에 도시된 CTLE 이득 및 스펙트럼 결과를 생성한다. 도 5에 도시된 수신 아이 시뮬레이션은 75mV의 수직 수신 아이 개방 및 13.7 psec 에지대 에지 수평 아이 개방을 나타낸다.
이 결과들은, 비록 간단한 NRZ 데이터 전송의 상당한 개선을 표시하더라도 추가 작업이 필요하다는 것을 표시한다.
채널화
만일 순전히 기저대역 통신 솔루션이 불충분하면 광대역 접근법이 이익이 될까? 역사적으로 물리적 운송 채널 제한의 이러한 중대한 수준은, 전화망의 레가시 구리 배선 하부구조를 통한 고속 디지털 서비스를 제공하기 위한 노력 중에, 비록 훨씬 더 낮은 데이터 속도이긴 하지만, 전에 보여지고 다루어졌다. 그 바람직한 3 메가비트 데이터 속도의 DSL의 경우에, 전파 신호 파장은 수백 미터이었고, 이것은 현장에서 보여지는 배선 스터브, 스플라이스 및 절연 마모의 전형적인 공간과 강하게 상관된다. 따라서 전형적인 구리 전화 신호 경로의 보상되지 않은 주파수 응답은 변칙들 중의 반사 간섭, 퇴화된 배선 및 절연으로부터의 소산 감쇠, 및 AM 라디오 송신기와 같은 소스로부터의 방해 잡음에 의해 야기되는 많은 노치 및 기울기를 나타낼 것이다.
궁극적으로 상기 레가시 운송 이슈의 효과를 구속하기 위해 다채널 주파수 도메인 채널화가 사용되었다. 예를 들면, 한가지 일반적으로 전개되는 비대칭 디지털 가입자 선로(ADSL) 솔루션은 약 1MHz의 가용 운송 매체 대역폭을 4.3125kHz 채널로 분할하였다. 각 채널은 그 다음에 감쇠 및 신호대 잡음비에 대하여 독립적으로 테스트되었고, 그 테스트 결과에 따라서 상이한 데이터 스루풋 레이트가 각 채널에 할당되었다. 따라서 주파수 응답 노치 또는 상당한 외부 잡음원과 일치하는 채널 주파수는 사용되지 않고, 상기 이슈를 제시하지 않는 다른 채널들이 완전한 용량(full capacity)으로 사용될 수 있다. 불행하게도, 이러한 고채널 카운트 프로토콜의 발생 및 검출은 저렴한 디지털 신호 처리 솔루션의 가용성에 의존하고, 그러한 기술은 본 출원에서의 대략 100,000 인수의 데이터 속도 증가에 비하여, 시간에 따른 성능이 아마도 10의 인수만큼 스케일링되었다.
따라서, 비록 본 채널 감쇠 이슈가 광대역 접근법을 제안하는 것이 유용할 지라도, 업계에 공지된 종래의 고채널 카운트 실시형태의 방법은 예상되는 데이터 속도와 호환되지 않는다. 고속 처리용으로 특별히 설계된 새로운 접근법이 요구될 것이다.
광대역 듀오바이너리 ENRZ
제3 실시형태는 ENRZ, 듀오바이너리 및 2 주파수 도메인 채널 접근법을 결합하여 앞에서 제안한 이슈들을 다룬다. 제1 주파수 채널은 기저대역, 즉 앞의 실시형태의 단일 채널에 필적한다. 제2 주파수 채널은 기저대역의 스펙트럼 성분과 캐리어 채널 간의 주파수 중첩을 최소화하도록 선택된, 정현파 캐리어를 변조하는 동일한 ENRZ+듀오바이너리 시그널링으로 구성된다.
이하의 실시예에서는 제한하는 의도없이 37.5GHz의 캐리어 주파수를 사용할 것이다. 30GHz 캐리어 주파수를 사용한 시뮬레이션에서 비슷한 결과가 얻어졌고, 더 낮은 주파수를 사용한 경우 채널 감쇠 특성이 개선되었지만 다소 더 높은 채널간 간섭이 있었다.
양측의 주파수 채널은 37.5 기가심볼/초의 시그널링 속도로 동작하고, 3개의 데이터 비트가 4개의 기저대역 채널 배선을 통해 운송되며, 제2의 3개의 데이터 비트가 캐리어 채널을 이용한 동일한 4개의 배선을 통해 운송되어 이전의 실시형태와 동일한 집계 스루풋(aggregate throughput)을 산출한다. 2개의 채널에 분산된 동일한 데이터 스루풋에 의해, 채널당 필요한 시그널링 속도가 반으로되고, 따라서 잠재적으로 훨씬 더 넓은 수평 아이 개방을 허용한다.
도 6은 기준 채널 모델에서 동작하는 이 실시형태의 시뮬레이션에 의해 산출되는, 기저대역과 캐리어 채널의 스펙트럼, 및 2개의 채널 신호의 대응하는 펄스 형상을 보인 것이다.
이 실시형태에서, 2개의 채널 각각의 데이터는 별도로 ENRZ 인코딩되고, 그 다음에 ENRZ 코드워드를 가진 4개의 시그널링 스펙트럼이 각각 현재 및 직전 단위 간격의 값(각각 0.5의 인수로 스케일됨)을 합산함으로써 듀오바이너리 인코딩된다(대안적으로, 값들의 합산은 동일한 인수에 의해 후속적으로 스케일링되거나, 또는 스케일링이 나중의 증폭 및/또는 필터링 기능에 포함될 수 있다). 여기에서 기저대역 인코딩 심볼들의 집합이라고도 부르는 2개의 결과적인 듀오바이너리 인코딩 스트림은 각각 2 탭 FFE를 이용하여 미리 강조되고, 그 다음에 스펙트럼 성형 및 ICI 감소를 위해 차단 주파수가 9.37GHz인 차수 2의 버터워스(Butterworth) 저역통과 필터를 통과한다. 캐리어 채널의 필터링된 스트림은 3.75GHz로 정현파 캐리어를 변조하고, 그 결과는 운송 채널을 통한 전송을 위해 기저대역 채널의 필터링된 스트림과 선형으로 결합된다.
ENRZ와 같은 아다마르 코드의 서브채널이 선형, 즉 비이진수 신호뿐만 아니라 이진수 신호를 명료하게 통신하기 때문에, 듀오바이너리 및 ENRZ 인코딩이 수행되는 순서는 역으로 될 수 있다. 적어도 하나의 이러한 대안적 실시형태에서, 3개의 데이터 비트는 각각, 기저대역 및 캐리어 채널 각각에 대하여 ENRZ 코드 출력이 듀오바이너리 인코딩되기 보다는 ENRZ 인코더에 제공되기 전에 별도로 ENRZ 인코딩된다.
송신기
도 9는 광대역 듀오바이너리 ENRZ 송신기의 일 실시형태의 블록도이다. 224기가비트/초의 집계 속도의 데이터가 멀티플렉서(910)에 입력되고, 멀티플렉서(910)는 기저대역 및 캐리어 채널에 대한 데이터 입력으로서 소용되는 각각 112기가비트/초인 2개의 독립 데이터 스트림(915, 918)으로 데이터를 분리한다.
기저대역 채널 데이터는 ENRZ 인코딩되고(920), 입력 데이터의 각각의 3개의 비트가 4 심볼 값의 하나의 코드워드를 산출한다. 각각의 기저대역 심볼 값은 이어서 독립적으로 처리되고 궁극적으로 그 자신의 배선을 통해 운송될 것이다(그 필적하는 캐리어 채널 처리 심볼 값과 함께). 각 기저대역 심볼 값의 처리는 시스템 신호 레벨 기준에 부합시키고 처리된 기저대역 출력을 산출하기 위해 필요할 때 부분 응답 시그널링 인코더(940)에 의한 듀오바이너리 인코딩 및 증폭기(960)에 의한 저역통과 필터링 및 증폭을 포함할 수 있다. 일부 실시형태에서, 부분 응답 시그널링 인코더는 2개의 아날로그 발전기 집합으로 구현될 수 있고, 각 집합은 코드워드 입력으로 교대로 구동되어 코드워드 심볼을 표시하는 전압들의 집합을 제공하지만, 상기 발전기들은 2 시그널링 간격의 지속기간 동안 그들의 출력을 유지한다. 상기 전압들의 집합은 신호 합산 회로에서 합산된다. 각각의 전압 집합이 심볼 속도의 1/2로 변화하지만, 이들이 시간적으로 엇갈리기 때문에, 합산 회로의 출력들은 심볼 속도로 변화하고 현재 심볼과 이전 심볼의 합을 표시한다. 일부 실시형태에서, ENRZ 인코더(920)와 같은 인코더는 역시 1/2 속도로 동작하는 2개의 인코더를 포함할 수 있고, 각각의 인코더는 대응하는 아날로그 발전기 집합을 구동하도록 구성된다.
캐리어 채널의 처리는 캐리어 변조점에 대한 기저대역 채널의 처리와 비슷하여서 캐리어 채널 데이터(918)는 ENRZ 인코딩되고(930) 입력 데이터의 각각의 3개의 비트가 4 심볼 값의 하나의 코드워드를 산출한다. 각각의 캐리어 심볼 값은 이어서 독립적으로 처리되고, 그 다음에 배선 전송을 위해 그 필적하는 처리된 기저대역 심볼 값과 혼합된다. 각 캐리어 심볼 값의 처리는 듀오바이너리 인코딩(950), 시스템 신호 레벨 기준에 부합시키기 위해 필요한 경우 저역통과 필터링 및 증폭(970), 및 처리되고 변조된 캐리어 출력을 산출하기 위한 37.5GHz 캐리어의 변조(980)를 포함한다.
4개의 처리된 기저대역 출력은 각각 그 필적하는 처리되고 변조된 캐리어 출력과 합산되어 도 9에 배선 A, 배선 B, 배선 C 및 배선 D로 표시된 배선 출력을 산출한다.
도 10은 듀오바이너리 인코딩(1020, 1030)이 ENRZ 인코딩(1040, 1050) 전에 수행되는 대안적인 송신기 실시형태를 보인 것이다. 이러한 동작의 순서 외에, 이 대안적인 실시형태는 도 9의 실시형태와 동일하다.
수신기
필적하는 광대역 듀오바이너리 ENRZ 수신기의 일 실시형태가 도 11에 블록도로 도시되어 있다. 운송 매체 배선 A, 배선 B, 배선 C 및 배선 D로부터의 각각의 배선 신호는 연속 시간 선형 등화기(CTLE)(1110)에 의해 증폭 및 주파수 등화되고, 그 다음에 4개의 증폭되고 등화된 수신 신호가 3개의 선형 ENRZ 믹서(1120)에 입력된다. 일부 실시형태에서, CTLE(1110)는 아날로그 지연 회로를 포함할 수 있고, 수신기는 각각의 CTLE(1110)에 스큐 제어 신호를 제공하도록 구성된 스큐 제어 회로(1112)를 포함할 수 있다. 일부 실시형태에서, 아날로그 지연 회로는 각각의 개별 배선(A-D)의 아날로그 지연을 조정하도록 구성된 전역 통과 필터(예를 들면, 스위치드 커패시터 뱅크를 포함함)일 수 있다. 일부 실시형태에서, 스큐 제어 회로(1112)는 각 배선의 아날로그 지연 값을 조정하는 스큐 제어 신호를 결정하기 위해 통과대역 MIC 출력에서 동작하는 샘플러의 출력에서 동작하도록 구성될 수 있지만, 이것은 제한되는 것이 아니다. 일 실시형태에서, 각각의 서브채널 MIC는 결정 역치를 조정함으로써 평가되고, 이에 응답하여 유효 아이 개방을 측정하며, 그 다음에 개별 배선 스큐가 유효 아이 개방을 증가시키도록 조정될 수 있다. 일부 실시형태에서, 가장 좁은 유효 아이 개방을 가진 서브채널 MIC가 먼저 조정된다. 또한, 당업자에게 공지된 다른 아날로그 지연 회로를 구현할 수 있다.
[홀덴 I]에서 설명되어 있는 바와 같이, 이러한 ENRZ 수신 혼합은 ENRZ 코드워드를 검출하기 위해 소위 다중 입력 비교기(MIC)에 의해 기저대역에서 공통적으로 활용된다. 여기에서, 이러한 MIC에서의 ENRZ 혼합은 2개의 ENRZ 인코딩 스트림 각각에 대하여 기저대역 및 광대역, 또는 캐리어 변조된 결과의 선형 중첩을 포함한 3개의 선형 신호 "서브채널"을 생성한다. 혼합 동작은 다음과 같이 정의된다.
[수학식 2]
R0 = (A+C)-(B+D)
[수학식 3]
R1 = (C+D)-(A+B)
[수학식 4]
R2 = (A+D)-(B+C)
여기에서, R0, R1 및 R2는 ENRZ 믹서(1120)로부터의 3개의 결과적인 선형 신호 채널 출력이고, A, B, C 및 D는 CTLE(1110)로부터의 4개의 수신된 배선 신호 출력이다. 등가적인 혼합 결과는 배선 라벨의 다른 순서에 의해 산출될 수 있기 때문에 이러한 수학식의 다른 대수 치환을 이용하여 획득될 수 있다. 일 예로서 만일 배선이 역순으로 표시되면 R1 = (A+B)-(C+D)는 수학식 3과 등가이다. 이러한 혼합 결과를 구현하는 MIC는 그들의 정의식(defining equation)에서 배선항의 부호, 예를 들면, 이 예에서는 ++--에 의해 또한 식별될 수 있다.
차단 주파수가 18.75GHz인 4극 버터워스 저역통과 필터(1130)는 각각의 선형 신호 서브채널로부터 기저대역 성분을 추출하기 위해 사용된다. 업계에서 공통적인 것처럼, 각각의 선형 신호 서브채널의 신호 진폭은 집계 112기가비트/초 데이터 속도로 3개의 디코딩된 기저대역 데이터 출력 비트를 생성하기 위해 37.5 기가샘플/초 레이트로 샘플러(1140)에 의해 시간의 특정 순간 또는 간격에서 측정 또는 포착된다. 이와 동시에, 각각의 디코딩된 비트는 DFE 계산(1150)에 제공되어 그 비트 샘플러 역치를 조정하기 위해 사용되는 DFE 보정 신호를 생성한다. 디지털 피드백 등화는 업계에 잘 알려져 있고, 따라서 각각의 DFE 계산(1150)이 독립적이고 운송 채널 유도 ISI의 보정 및 의도적으로 발생되는 송신기 ISI 보상의 보정 둘 다를 제공한다는 것을 밝히는 것 외에 여기에서 더 설명하지 않을 것이다.
벡터 시그널링 코드의 서브채널에서 동작하는 DFE 보정은 일반적인 기술과 다르다는 점에 주목해야 하고, 여기에서 DFE 보정은 예를 들면 수신된 배선 신호에서 수행된다. DFE에 의해 유지되는 히스토리가 이 히스토리에서 각 단위 간격의 값을 정확히 표시해야 하기 때문에, 종래의 DFE는 3, 4 또는 더 많은 가능한 심볼 값을 가진 벡터 시그널링 코드를 표시하기 위해 3차, 4차 또는 더 고차의 히스토리 값을 유지해야 한다. 이와 대조적으로, 벡터 시그널링 코드 서브채널을 통해 통신되는 이진수 데이터는 여기에서 설명하는 DFE 보정을 이용한 단지 2차 히스토리의 유지만을 요구한다.
이와 동시에, 차단 주파수가 37.5GHz인 2차 버터워스 고역통과 필터(1150)는 3개의 선형 신호 서브채널로부터 캐리어 채널 정보를 추출한다. 37.5GHz 캐리어 신호가 제공되는 평형화 믹서(1160)는 이러한 변조된 신호를 다시 기저대역으로 변환하고, 이때 기저대역 채널 신호와 마찬가지로, 차단 주파수가 18.75GHz인 4극 버터워스 저역통과 필터(1070)가 사용되고, 이어서 집계 112기가비트/초 데이터 속도로 3개의 디코딩된 캐리어 데이터 출력 비트를 생성하기 위해 각각의 서브채널에서 37.5 기가샘플/초 레이트로의 샘플링(1080)이 이루어진다. 기저대역 데이터와 마찬가지로, 각각의 디코딩된 캐리어 데이터 출력 비트는 DFE 계산(1190)에 제공되어 그 비트 샘플러 역치를 조정하기 위해 사용되는 DFE 보정 신호를 생성한다. 각각의 DFE 계산(1190)은 독립적이고 운송 채널 유도 ISI의 보정 및 의도적으로 발생되는 송신기 ISI 보상의 보정 둘 다를 제공한다.
운송 채널의 상당한 주파수 의존 손실 특성 때문에, 수신 기저대역 채널의 이득은 14dB로 설정되고, 캐리어 채널의 이득은 26dB로 설정된다. 유사하게, 캐리어 채널의 송신기 이득은 프리엠파시스를 제공하기 위해 기저대역 채널의 이득의 3배로 설정된다.
이 실시형태의 시뮬레이트 펄스 응답과 교차 채널 ICI는 2 탭의 송신 FFE 및 15 탭의 수신 DFE를 가정하여 도 7에 도시되어 있다. 기저대역 채널과 캐리어(통과대역) 채널의 수신 아이는 도 8에 도시되어 있다. 아이 개방은 기저대역의 경우 54mV 수직 및 24.1psec 수평이고 통과대역의 경우 56mV 수직 및 38.7psec 수평이며, 이전의 실시형태에 비하여 상당한 개선을 가져왔다.
스큐 고찰
임의의 벡터 시그널링 코드 솔루션과 마찬가지로, 스큐는 코드워드가 적절히 인식되도록 수신기의 검출기에 일관된 전체(coherent whole)로서 제공되어야 하기 때문에 동일 코드워드의 심볼들을 운반하는 운송 경로 전반에서 억제되어야 한다. 대략적으로 말하면, 각종 운송 경로의 전파 대기시간은 검출을 허용하기 위해 예상 아이 폭의 1/2 미만에 정합되고 아이 폭 열화를 피하기 위해 그 값보다 더 좋아야 한다. 공지의 접근법은 경로 보상, 개별 배선의 별도의 CDR 및 샘플 타이밍, 및 송신측 프리스큐 보상을 위해 가변적 지연 선로 및/또는 FIFO 버퍼의 도입을 포함한다. 그러나 이러한 기술은 심볼간 간섭 증가, 스위칭 노이즈의 동시 전송, 및 공통 모드 신호의 더 높은 인지성 수신을 또한 유도할 수 있기 때문에 신중히 적용되어야 한다.
기저대역 및 캐리어 대역 채널이 별도의 ENRZ 인코딩 데이터를 운반하고 별도로 수신 샘플링되기 때문에, 그들의 데이터 스트림은 독립적인 것으로 생각할 수 있고, 따라서 절대 시간 정렬(absolute temporal alignment)을 요구하지 않는다. 이것은 2개의 채널의 필터링 특성 간의 차가 상이한 시간 지연을 유도하고 이로써 본질적으로 기저대역에서 수신된 데이터 비트의 집합과 캐리어 대역에서 수신된 데이터 비트의 집합 사이에 시간차를 유도하기 때문에 유리하다. 당업자에게는 명백한 바와 같이, 이러한 비트들의 집합은 공통 타이밍 기준과 정렬하도록 리타이밍 래치, FIFO 버퍼 또는 다른 공지의 수단을 통과할 수 있다.
대안적 실시형태
전술한 실시형태의 다수의 변형예를 본 발명의 범위 내에서 생각하였다. ENRZ 심볼 값의 송신 신호 발생, 그들의 ISI 제어 인코딩, 또는 상기 둘 다는 적당한 수의 비트를 가진 디지털-아날로그 변환기를 이용하여 생성될 수 있다. 유사하게, 송신기 내에서 광대역 신호와 캐리어 신호의 혼합은 디지털식으로 수행될 수 있다.
송신기 및 수신기 실시형태는 여기에서 설명하는 수직 아이 개방에 부합시키기 위해서, 또는 기준 채널 모델의 특성과 상이한 채널 특성을 보상하기 위해서 추가의 이득 및/또는 주파수 의존 필터링 단계를 통합할 수 있다. 특정의 진폭, 이득, 감쇠 특성 등이 제한하는 의도없이 설명 목적으로 제공된다.
적어도 하나의 실시형태는 채널의 최초의 적은 프리커서(pre-cursor)를 삭감하여 수신기에서 값비싼 DFE 탭 언롤링의 필요성을 회피하기 위해 송신기 내에서 신호에 대한 추가의 프리필터링을 수행한다.
여기에서 설명하는 예시적인 광대역 수신기 실시형태는 캐리어 기반 채널을 후속 검출을 위해 기저대역으로 변환한다. 이것은 수신기에서 이용 가능한 국소 캐리어가 송신기의 캐리어 신호와 결합하고, 따라서 위상 고정 루프 또는 다른 공지의 방법을 이용하여 도출되는 것을 가정한다. 다른 공지 기술의 수신기 방법이 잘 얄려져 있고, 대안적인 및 등가적인 실시형태에 또한 통합될 수 있다.
수신기 실시형태는 아날로그-디지털 샘플링을 또한 활용할 수 있고, 디지털 신호 처리 방법을 이용하여 수행되는 전술한 필터링, 혼합 및 샘플링 중 일부 또는 전부가 뒤따를 수 있다.
더 높은 데이터 속도로의 확대
여기에서 설명하는 실시형태는 배선 쌍당 224기가비트/초의 데이터 속도를 지원하도록 확대될 수 있다.
그러한 확대를 포함한 제4 실시형태에서, 데이터는 더 많은 제어형 ISI를 추가하도록 송신기에서 프리필터링된다. 일 예로서, 하기의 계수를 가진 차수 7의 해밍 필터가 사용된다.
[수학식 5]
H = [0.02, 0.09, 0.23, 0.30, 0.23, 0.09, 0.02]
이것은 하기의 계수를 가진 송신 필터에 대응하는 이전 실시예의 듀오바이너리 인코딩과 대조된다.
[수학식 6]
H = [0.5, 0.5]
이 제4 실시형태에서, 기저대역 및 캐리어 채널 각각에서의 데이터 속도는 75 기가심볼/초로 2배로 되어 배선당 112기가비트/초, 또는 4 배선 상호접속에 대하여 448기가비트/초와 등가인 집계 데이터 스루풋을 야기한다. 시뮬레이트 아이 개방은 도 12에 도시되어 있고, 여기에서 3 프리커서 탭의 송신 등화 및 15 탭의 수신 DFE를 가정할 때 기저대역 채널은 93mV의 수직 및 8.3 psec의 수평 아이 개방을 갖고, 캐리어 채널은 42mV의 수직 및 16.6 psec의 수평 아이 개방을 갖는다.
대안적으로, 실시형태는 추가의 캐리어 채널을 활용할 수 있다. 일 예로서, 각종 채널의 스펙트럼 성분들 간의 주파수 중첩을 최소화하도록 선택된 캐리어 주파수에서 동작하는 기저대역 채널 및 3개의 캐리어 채널은 결합될 수 있으며, 각 채널은 ENRZ 인코딩을 ISI 제어 인코딩과 결합하는 데이터 스트림을 운반하며, 각 채널은 전술한 바와 같이 37.5 기가심볼/초의 레이트로 동작한다.
다른 베이스 시그널링 방식으로의 확대
전술한 바와 같이, 여기에서 설명하는 실시형태는 제한하는 의도 없이 앞의 실시예에서 설명 목적으로 사용된 ENRZ가 아닌 기본적인 벡터 시그널링 코드와 함께 사용될 수 있다. 당업자라면 이해하는 바와 같이, 다른 다중 배선 시그널링 방식이 여기에서 설명한 ISI 관리 및 채널화 기술과 또한 결합될 수 있다.
예를 들면, 제5 실시형태는 모든 4개의 배선에서의 ENRZ 대신에 75기가비트/초/쌍의 시그널링 속도로 각각의 2개의 배선 쌍에서 차동 시그널링이 사용되는 것을 제외하면 전술한 제4 실시형태와 동일하다. 각 채널에서의 데이터는 하기의 계수를 가진 차수 7의 해밍 필터를 이용하여 더 많은 제어형 IS를 추가하기 위해 송신기에서 프리필터링된다.
[수학식 7]
H = [0.02, 0.09, 0.23, 0.30, 0.23, 0.09, 0.02]
따라서 이 제5 실시형태에서 집계 스루풋은 300기가비트/초, 즉 2개의 채널 각각에 대하여, 2개의 배선 쌍의 배선 쌍당 75기가비트/초이다.
더 낮은 캐리어 주파수의 사용
전술한 바와 같이, 채널간 간섭의 증가를 감수하고 캐리어 변조 채널을 운송 채널 모델의 더 낮은 감쇠 영역으로 가져오기 위해 더 낮은 캐리어 주파수를 사용할 수 있다.
제6 실시형태는 기저대역 채널 및 19.5GHz의 캐리어 주파수를 변조하는 하나의 캐리어 채널과 함께 동작한다. 기저대역 채널과 캐리어 채널을 둘 다 26.66 psec UI와 등가인 37.5 기가보(GBaud)의 시그널링 속도로, 전술한 바와 같이 ENRZ 인코딩 및 듀오바이너리 필터링을 활용한다. 결과적인 신호 스펙트럼은 기저대역에서 15dB 채널 손실, 및 캐리어 채널에서 30dB 손실을 받는다. 도 13에 도시되고 표 2에 요약된 시뮬레이션 결과는 600mV 송신 진폭, 200uV RMS 채널 잡음, 1:7의 기저대역 대 캐리어 채널 전력비, 1 프리커서 및 1 포스트커서 TX FIR, 최대 12dB의 수신 CTLE, 및 12 탭의 수신 DFE에 기초를 둔다. 적어도 10E-6 비트 에러율(BER)을 획득하기에 충분한 아이 개방이 관측되었다.
대역 MIC 수직 mV 수평 psec %UI
캐리어 채널 ++-- 3.97 16.66 62.5
+-+- 5.87 20.21 75.8
+--+ 5.87 20.21 75.8
기저대역 ++-- 6.64 17.29 64.9
+-+- 6.43 17.08 64.1
+--+ 6.45 17.08 64.1
설명의 편의상, 캐리어 주파수와 기저대역 주파수 각각에 대하여 3개의 ENRZ 서브채널이 그 대응하는 다중 입력 믹서의 정의식을 포함하는 논리 배선 조합에 의해 식별된다. 따라서 일 예로서 (A+B)-(C+D) 연산을 수행하는 믹서에 대응하는 배선 A, B, C, D의 혼합 조합은 표 2에서 ++--로서 식별된다.도 13 및 표 2에서 알 수 있는 바와 같이, ++-- 캐리어 서브채널에 대한 아이 개방은 다른 아이보다 훨씬 더 작고, 따라서 성능에 대한 제한 요인이다. 특히, 감소된 수평 아이 개방은 서브채널이 운송 채널에서 배선 스큐에 의해 크게 영향을 받을 수 있음을 표시한다.
에러 보정 코드의 통합
제7 실시형태는 기저대역 채널 및 18.5GHz의 캐리어 주파수를 변조하는 하나의 캐리어 채널과 함께 동작한다. 기저대역 채널과 캐리어 채널은 둘 다 13.33 psec UI와 등가인 75 기가보의 시그널링 속도로, ENRZ 인코딩 및 차수 11 해밍 필터링을 활용한다. 결과적인 신호 스펙트럼은 기저대역에서 14dB 채널 손실, 및 캐리어 채널에서 22dB 손실을 받는다. 도 14에 도시되고 표 3에 요약된 시뮬레이션 결과는 800mV 송신 진폭, 200 uV RMS 채널 잡음, 260 펨토초의 랜덤 지터(Rj), 1:7의 기저대역 대 캐리어 채널 전력비, 1 프리커서 및 1 포스트커서 TX FIR, 최대 12dB의 수신 CTLE, 및 25 탭의 수신 DFE에 기초를 둔다.
대역 MIC 수직 mV 수평 psec %UI
캐리어 채널 ++-- 1.76 8.65 64.9
+-+- 3.02 10.52 78.9
+--+ 2.93 10.31 77.3
기저대역 ++-- 2.86 9.48 71.1
+-+- 2.74 9.38 70.4
+--+ 2.72 9.38 70.4
앞의 실시예와 마찬가지로, 1E-6 BER을 획득하기에 충분한 아이 개방이 관측되었고, ++-- 캐리어 서브채널은 특히 운송 채널 배선 스큐가 존재할 때 역시 전체 성능을 제한한다.각종의 접근법들은 이 서브채널 제한 성능을 완화하여 개선된 시스템 BER이 달성되게 하는 것으로 고려되었다.
제8 실시형태는 전술한 제7 실시형태와 동일하지만 이차적인(marginal) ++-- 캐리어 서브채널이 데이터 전송에 사용되지 않는다. 이것은 4 배선 운송 매체에서 5*75=375 Gbps의 전체 스루풋을 발생하고, 이것은 배선 쌍당 유효 187.25 Gbps와 등가이다.
제9 실시형태는 전술한 제7 실시형태와 동일하고, 추가의 신뢰도 프로토콜이 이차적인 ++-- 캐리어 서브채널을 통해 전송된 데이터에 부과된다. 제한하는 의도가 없는 일 예로서, "3회 전송" 신뢰도 프로토콜이 3개의 연속적인 UI에서 동일한 데이터 비트를 전송하기 위해 그 서브채널에서 사용될 수 있고, 다수결 검출기(majority detector)가 수신된 데이터 비트를 식별하기 위해 수신기에서 사용된다. 따라서 이 실시형태는 3개의 UI에서 총 16비트(제7 실시형태에서의 18과 다름)를 전송한다. 이것은 4 배선 운송 매체에서 6*75*(16/18)=400 Gbps의 전체 스루풋을 발생하고, 이것은 배선 쌍당 유효 200 Gbps와 등가이다. 이 신뢰도 프로토콜의 추가는 만일 하부의 서브채널이 6dB만큼의 수직 아이의 개선 및 수평 아이 개방의 거의 2배와 등가인 적어도 5.7E-4 BER을 제공하면 1E-6의 유효 BER을 제공한다.
제10 실시형태는 전술한 제7 실시형태와 동일하고, 순방향(Forward) 에러 보정 프로토콜이 이차적인 ++-- 캐리어 서브채널을 통해 전송된 데이터에 부과된다. 제한하는 의도가 없는 일 예로서, 4개의 연속적인 데이터 비트가 7 UI에서 그 서브채널을 통해 순차적으로 전송되는 7개의 해밍 인코딩 비트를 생성하기 위해 [7,4,3] 해밍 코드를 이용하여 인코딩될 수 있고, 대응하는 해밍 디코더가 수신된 데이터 비트를 복구하기 위해 수신기에서 사용된다. 따라서 이 실시형태는 7개의 연속적 UI에서 총 39(제7 실시형태에서의 42와 다름) 데이터 비트를 전송하고, 6*75*(39/42)=417.86 Gbps의 전체 스루풋을 발생하며, 이것은 배선 쌍당 유효 208.93 Gbps와 등가이다. 이 FEC 인코딩의 추가는 만일 하부의 서브채널이 7dB만큼의 수직 아이 개방의 개선 및 수평 아이 개방의 2.5배 확대와 등가인 적어도 3.6E-3 BER을 제공하면 1E-6의 유효 BER을 제공한다.
본 발명의 제9 및 제10 실시형태와 관련하여 설명한 바와 같이 6개의 서브채널 및 복수의 순차적 전송 단위 간격에 걸친 데이터 비트 및 리던던시 증대 비트의 이러한 분포는 도 15에 도시되어 있다.
도 16은 수신기에서 식별된 보정 데이터 및 인코딩된 전송 서브채널에 에러 보정이 추가되는 것을 보인 블록도이다. 송신기에서, 데이터 입력은 도 9 및 도 10과 관련하여 전술한 바와 같이, 캐리어 서브채널 및 기저대역 서브채널 중에 분산된다(910). ++-- 캐리어 서브채널에 지향된 데이터 비트 부분은 그 리던던시를 증가시키는 에러 보정 기능(1510)을 통과한다. 즉 제9 실시형태와 관련하여 이 리던던시는 반복을 통해 획득되고, 제10 실시형태와 관련하여 이 리던던시는 해밍 코드 인코더를 통해 획득된다. 캐리어 서브채널(915)에 지향된 데이터 비트와 기저대역 서브채널(918)에 지향된 데이터 비트는 그 다음에 도 9 또는 도 10에서 전술한 바와 같이 처리된다. 수신기에서, ++-- 믹서 캐리어 채널과 연관된 샘플러로부터의 데이터는 최초 데이터 비트를 식별하는 에러 보정 기능(1520)으로 지향된다. 즉 다수결 검출기가 제9 실시형태와 관련하여 사용되고, 해밍 코드 검출기가 제10 실시형태와 관련하여 사용된다. 1520으로부터의 최초 데이터 비트 및 다른 서브채널로부터의 샘플러 출력은 1530에서 결합되어 송신기에 제공된 것과 동일한 집계된 수신 데이터 스트림을 생성할 수 있다.
리던던시 및/또는 순방향 에러 보정은 2개 이상의 서브채널에 적용될 수 있고, 서브채널의 유효 아이 개방에서 상응하는 개선이 있고 필연적인 오버헤드에 의해 전달되는 데이터 속도가 감소된다는 것이 당업자에게는 명백할 것이다. 따라서 단일 서브채널에 이러한 솔루션을 적용하는 이 실시예들은 제한하는 것으로 고려되어서는 안되고, 실시예의 파라미터 내에서 양호할 수 있다.

Claims (20)

  1. 방법에 있어서,
    정보 입력 비트들의 세트 및 이전에 전송된 정보 비트들의 세트를 획득하는 단계;
    부분 응답 인코딩된(partial response-encoded) 직교 차동 벡터 시그널링(ODVS) 코드워드의 신호들의 세트 - 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들의 중첩(superposition)으로부터 생성되고, 각 서브채널 코드 벡터는 (i) 상기 정보 입력 비트들의 세트의 각각의 정보 비트 및 (ii) 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트의 대응 정보 비트에 연관됨 - 를 생성하는 단계; 및
    다중 배선 버스의 각각의 배선을 통해 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 각 신호를 전송하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 기저대역 신호들의 세트와 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 캐리어 변조된 신호들의 세트의 중첩을 포함하는 것인, 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 기저대역 신호들의 세트 및 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 캐리어 변조된 신호들의 세트는 시간적으로 정렬되지 않은(temporally misaligned) 것인, 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 생성하는 단계는,
    상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트로부터 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트를 생성하는 단계; 및
    복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들 - 각 서브채널 코드 벡터는 상기 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트의 대응 비트에 의해 가중됨 - 의 중첩을 생성하는 단계
    를 포함하는 것인, 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트는, 듀오바이너리, 디코드(dicode), 수정된 듀오바이너리 및 분류 2(class 2)로 구성된 그룹으로부터 선택된 인코딩 방식에 따라 상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트를 인코딩하는 것과 연관되는 것인, 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 생성하는 단계는,
    상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트에 대한 ODVS 인코딩된 심볼들의 각각의 세트를 생성하는 단계; 및
    상기 ODVS 인코딩된 심볼들의 각각의 세트의 중첩을 생성하는 단계
    를 포함하는 것인, 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 상기 다중 배선 버스의 채널 특성과 연관된 부분 응답 인코딩을 포함하는 것인, 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트로부터 선형 신호 서브채널 출력들의 세트 - 각 선형 신호 서브채널 출력은 상기 복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들의 각각의 서브채널 코드 벡터에 따라 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 결합함으로써 형성됨 - 를 생성하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 선형 신호 서브채널 출력들의 세트로부터 출력 비트들의 세트를 생성하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 출력 비트들의 세트를 생성하는 단계는, 결정 피드백 등화기(DFE) 정정 인수(factor)들의 세트에 따라 상기 선형 신호 서브채널 출력들의 세트를 디코딩하는 단계를 포함하는, 방법.
  11. 장치에 있어서,
    인코더로서,
    정보 입력 비트들의 세트 및 이전에 전송된 정보 비트들의 세트를 획득하고;
    부분 응답 인코딩된 직교 차동 벡터 시그널링(ODVS) 코드워드의 신호들의 세트 - 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들의 중첩으로부터 생성되고, 각 서브채널 코드 벡터는 (i) 상기 정보 입력 비트들의 세트의 각각의 정보 비트 및 (ii) 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트의 대응 정보 비트에 연관됨 - 를 생성하도록 구성된, 상기 인코더; 및
    다중 배선 버스의 각각의 배선을 통해 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 각 신호를 전송하도록 구성된 복수의 드라이버
    를 포함하는, 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 기저대역 신호들의 세트와 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 캐리어 변조된 신호들의 세트의 중첩을 포함하는 것인, 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 기저대역 신호들의 세트 및 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 캐리어 변조된 신호들의 세트는 시간적으로 정렬되지 않은 것인, 장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 인코더는,
    상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트로부터 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트를 생성하도록 구성된 부분 응답 인코더; 및
    상기 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트를 수신하고, 상기 복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들의 중첩을 형성함으로써 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 응답적으로 생성도록 구성된 ODVS 인코더
    를 포함하고,
    각 서브채널 코드 벡터는 상기 부분 응답 인코딩된 비트들의 세트의 대응 비트에 의해 가중되는 것인, 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코더는, 듀오바이너리, 디코드(dicode), 수정된 듀오바이너리 및 분류 2로 구성된 그룹으로부터 선택된 인코딩 방식에 따라 상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트를 인코딩하도록 구성되는 것인, 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 인코더는,
    상기 정보 입력 비트들의 세트 및 상기 이전에 전송된 정보 비트들의 세트에 대한 ODVS 인코딩된 심볼들의 각각의 세트를 생성하도록 구성된 ODVS 인코더; 및
    상기 ODVS 인코딩된 심볼들의 각각의 세트의 중첩을 형성함으로써 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 생성하도록 구성된 부분 응답 인코더
    를 포함하는, 장치.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트는 상기 다중 배선 버스의 채널 특성과 연관된 부분 응답 인코딩을 포함하는 것인, 장치.
  18. 제11항에 있어서,
    상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트로부터 선형 신호 서브채널 출력들의 세트를 생성하도록 구성된, 서브채널 다중 입력 비교기(MIC)들의 세트를 더 포함하고,
    각 선형 신호 서브채널 출력은, 상기 복수의 상호 직교하는 서브채널 코드 벡터들의 각각의 서브채널 코드 벡터에 따라 상기 부분 응답 인코딩된 ODVS 코드워드의 신호들의 세트를 결합하도록 구성된 각각의 서브채널 MIC에 의해 형성되는 것인, 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 선형 신호 서브채널 출력들의 세트로부터 출력 비트들의 세트를 생성하도록 구성된 슬라이서들의 세트를 더 포함하는, 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 슬라이서들의 세트는, 결정 피드백 등화기(DFE) 정정 인수(factor)들의 세트에 따라 상기 선형 신호 서브채널 출력들의 세트로부터 상기 출력 비트들의 세트를 생성하도록 구성되는 것인, 장치.
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