KR20090094872A

KR20090094872A - 일방향에 대해 ｏｆｄｍ 을, 타방향에 대해 ｄｓｓｓ 를 이용하는 통신 시스템

Info

Publication number: KR20090094872A
Application number: KR1020097017123A
Authority: KR
Inventors: 샤오둥 리; 후이 류; 원중 장
Original assignee: 아답틱스, 인코포레이티드
Priority date: 2001-03-09
Filing date: 2002-03-08
Publication date: 2009-09-08
Also published as: JP2014064310A; WO2002073831A1; US20070223406A1; KR20040018340A; US8873516B2; JP2007325299A; KR20070086983A; CN100370710C; JP2004527166A; US20110032921A1; US6940827B2; JP2012120213A; CN1507708A; US20060067278A1; US7852812B2; US20020159422A1; CN101083651A; US8040855B2; JP4990054B2; HK1066648A1

Abstract

무선통신에 대한 방법 및 장치가 개시되어 있다. 일 실시형태에서, 가입자와 통신하는 방법은, 직교 주파수 도메인 멀티플렉싱 신호를, 가입자에게 송신하기 위한 CDMA 송신기 (301) 및 그 가입자로부터 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를 수신하기 위한 OFDM 수신기 (302) 를 포함한다.

직교 주파수 도메인 멀티플렉싱 신호, 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호

Description

일방향에 대해 ＯＦＤＭ 을, 타방향에 대해 ＤＳＳＳ 를 이용하는 통신 시스템{A COMMUNICATION SYSTEM USING OFDM FOR ONE DIRECTION AND DSSS FOR ANOTHER DIRECTION}

본 발명은 통신에 관한 것으로, 더 상세하게는, 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 및 확산 스펙트럼 송신의 기본적인 변조 포맷을 이용하는 다중-가입자 시스템에 관한 것이다.

고속 무선 서비스의 수요가 증가함에 따라, 패킷 네트워크 전체에 걸쳐 보장되는 서비스의 품질 (QoS) 을 유지하면서, 더 높은 데이터 레이트로 더 많은 가입자를 수용하기 위해, 대역폭당 더 높은 처리율이 요구되고 있다. "무선 광대역" 에 대한 정의는 변할 수도 있지만, 통상, 차세대 무선 광대역 네트워크는 IP-중심의, 고속 (> 10Mbps 다운링크 및 > 512Kbps 업링크) 무선 채널을 통해, 고품질 음성으로부터 고-해상도 영상까지의 폭넓은 서비스를 제공할 수 있어야 한다는 것이 일반적으로 받아들여진다. Shingo Ohmori 등의 2000년 12월 IEEE 통신 잡지의 "The Future Generations of Mobile Communications Based on Broadband Access Technologies" 을 참조한다.

패킷 트래픽의 비대칭적인 성질에 기인하여, 무선 업링크 (가입자로부터 기지국 또는 액세스 포인트로) 및 다운링크 (기지국 또는 액세스 포인트로부터 가입자로) 에 대한 조건들은 매우 상이하다. 고처리율/스펙트럼 효율은, 기지국에서 더욱 많이 수반되는 하드웨어 및 더 높은 비용 전력 증폭기를 의미할지라도, 트래픽이 집중된 다운링크에서 가장 중요한 것이다. 한편, 증폭기 효율 변조 방식은, 비용을 절감시키며 전력 효율을 개선하기 위해, 가입자 터미널에서 중요하다. 명료하게 하기 위해, 분리된 설계 최적화 접근법이 업링크 및 다운링크 모뎀의 설계를 위해 채택되어야 한다. 그러나, 거의 모든 현재의 시스템, 예를 들어, 대중적인 GSM 및 IS-95 네트워크는 업링크 및 다운링크 양자에 대해 균일한 모뎀 및 다중 액세스 구조를 이용한다. 그 결과, 전체적인 시스템의 효율이 타협된다.

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 및 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 은 무선 통신용으로 빈번히 사용되는 2 가지의 변조 기술이다. OFDM 에서는, 도 1 에 도시된 바와 같이, 광대역폭이 서로 직교로 배열되는 다중 협-대역 부반송파로 분할된다. 부반송파상에서 변조된 신호는 병렬로 송신된다. DSSS 에서는, 변조 심볼이 먼저 확산 시퀀스에 의해 가용 대역폭에 걸쳐서 확산되고, 그 후 송신된다. 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 에서는, 다중 가입자국이 상이한 확산 시퀀스를 갖는 DSSS 시그널링을 사용하여 기지국과 통신한다.

OFDM 은 다중경로 페이딩 채널에 대해 효율적인 기술이다. 잘 설계된 시스템에서, 각각의 부반송파의 주파수 응답은 평탄하거나 거의 평탄하게 이루어질 수 있다. 따라서, 아주 간단하게, 또는 어떠한 채널 등화조차도 요구하지 않는다. OFDM 의 다른 중요한 이점은, 채널 용량을 최대로 하기 위해 최적의 전력 및 레이트 할당을 허용한다는 것이다. 이러한 고유의 이점은, 각 가입자의 채널 응답이 상이한 다중 가입자를 갖는 셀룰러 시스템에서 보다 더 중요하다. 이 경우에, 다중 가입자에 대한 부반송파의 신중한 할당에 의해, 전체적인 시스템 용량 스루풋 (throughput) 을 최대화하는 것이 가능하다.

한편, OFDM 은 몇몇 결점도 갖고 있다. 결점 중의 하나는 OFDM 신호의 피크-대-평균 전력 (PAP) 율이 크다는 것이다. 이것은 OFDM-기반 시스템을 구현하는데 있어 상당한 장애물이다. 큰 PAP 율은, 고비용 또는 저송신 전력을 초래하는, 전력 증폭기에 대한 좀 더 엄격한 선형 조건 또는 큰 백 오프 (back off) 를 의미한다. 특히, 이것은, 그들의 많은 양에 기인하여 시스템 비용을 좌우하는, 가입자 터미널의 구현에 있어서 바람직하지 않다. 또한, 적응적인 부반송파 할당으로 OFDM 의 최대 용량을 달성하기 위해, 가입자에서의 채널 측정을 기지국으로 피드백하는 것이 종종 요구된다. 또한, 이것은 오버헤드를 부가할 수 있고, 시스템 제어를 복잡하게 할 수 있다.

DSSS 는, 다중 지연 경로로부터 수신된 신호를 함께 코히어런트하게 부가하는, 소위 레이크 (Rake) 수신기의 사용을 통해 다중경로 채널을 처리한다. 그러나, 데이터 레이트가 높고, 확산인자가 낮은 때, 레이크 수신기의 성능이 저하된다. 또한, DSSS 신호는, 고이득 주파수와 저이득 주파수 모두를 포함하는, 전체 스펙트럼을 동일하게 이용한다. 따라서, DSSS 의 잠재적인 용량은 적응적인 부반송파 할당으로 OFDM 에 의해 달성될 수 있는 것보다 작다. 한편, DSSS 신호는 통상 OFDM 신호보다 더 낮은 PAP 를 갖는다. 또한, DSSS 의 사용은, 다수의 다중-액세스 방식들 중에 큰 다중-액세스 유연성을 제공하는 코드-분할 다중 액세스를 인에이블한다. 따라서, DSSS 는 특히 가입자 터미널 송신에 있어서 매우 매력적인 기술이다.

OFDM 및 DSSS 모두가 무선 통신에서 폭넓게 사용되지만, 대부분의 시스템에서는, 다운링크 및 업링크 모두에 대해 단일 기술을 사용한다. 예를 들어, UMTS W-CDMA 시스템에서, 업링크 및 다운링크 모두에 대해 DSSS 가 사용되지만, IEEE 802.11a 에서는, 업링크 및 다운링크 모두에 대해 OFDM 이 사용된다. 이것은, 이점 및 결점이 시스템에 모두 존재한다는 것을 의미한다. W-CDMA 에 대한 더 많은 정보를 위해서는, 2000년 John Wiley & Sons, Inc. 에서 발행된, H. Holma 와 A. Toskala 의 "WCDMA for UMTS" 을 참조한다. OFDM 에 대한 더 많은 정보를 위해서는, 2000년 Artech House Publishers 에서 발행된, R.van Nee 와 R. Prasad 의 "OFDM for Wireless Multimedia Communications" 을 참조한다.

통신에 대한 방법 및 장치를 설명한다. 일 실시형태에서, 가입자와의 통신 방법은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호를 가입자에게 송신하는 단계, 및 가입자로부터 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

본 발명에 의하면, 업링크의 전력 효율을 증대시키고 잠재적으로는 최적화하는 반면에 다운링크 처리율을 증대시키고 잠재적으로는 최대화함과 동시에, 전체적인 시스템의 다중-액세스 유연성을 유지시킬 수 있다.

본 발명은, 상세한 설명과 본 발명의 다양한 실시형태의 첨부한 도면으로부터 좀 더 완전히 이해되지만, 특정 실시형태에 본 발명을 제한하려는 것은 아니며, 단지 설명 및 이해를 위한 것이다.

FDM 및 CDMA 기술을 통합하는 방법 및 장치가 기술된다. 일 실시형태에서, 가입자와의 통신 방법은, 직교 주파수 도메인 멀티플렉싱 (OFDM) 신호를 가입자에게 송신하는 단계, 및 가입자로부터 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

여기에서 설명한 기술들은, 업링크의 전력 효율을 증대시키고 잠재적으로는 최적화하면서 다운링크 스루풋을 증대시키고 잠재적으로는 최대화함과 동시에, 전체적인 시스템의 다중-액세스 유연성을 유지시킨다. 일 실시형태에서, 스펙트럼 효율 및 비트 레이트를 증대하고 잠재적으로는 최대화하기 위해서, 다운링크용으로 OFDM 이 사용된다. 이것은, 비대칭적인 성질에 기인하는 오늘날의 인터넷 액세스에 대해 중요한 특성이다. OFDM 의 큰 피크 대 평균비 문제를 피하며, 다중-액세스 유연성을 증대시키고 잠재적으로는 최대화하기 위해, 업링크용으로 DSSS/CDMA 가 사용된다. 대안으로, DSSS 이외의 CDMA 기술이 사용될 수도 있다. 예를 들어, 주파수 호핑 (FH) 이 사용될 수도 있다.

일 실시형태에서, OFDM 다운링크의 부반송파는, 다중 가입자에게 적응적으로 할당되어, 시스템 용량을 증대시키고 잠재적으로는 최대화시킨다. 기지국에서 다중 가입자로부터 수신된 업링크 CDMA 신호가 적응적인 할당을 위해 사용될 수도 있다.

무선 통신을 참조하여 하나 이상의 실시형태가 기술되고 있지만, 본 발명의 교시는, 예를 들어 제한적이지는 않지만 케이블 모뎀과 같은 유선 통신에 동일하게 적용할 수 있다.

후술하는 바와 같이, 다수의 세부사항을 설명한다. 그러나, 본 발명이 이들 특정 세부 사항 없이도 실시될 수 있다는 것을 당업자는 알고 있다. 다른 경우에, 본 발명의 불명료함을 피하기 위해, 잘 알려진 구조 및 장치는 상세히 설명되기보다는 블록도 형태로 도시된다.

후술하는 상세한 설명의 일부분은, 컴퓨터 메모리내의 데이터 비트에 대한 동작의 알고리즘 및 상징적인 표시로 제시될 수도 있다. 이들 알고리즘 설명 및 표시는, 당업자들에게 그들의 제품의 구성요소를 가장 효율적으로 전달하기 위해, 데이터 프로세싱 분야의 당업자들에 의해 사용된 수단이다. 일반적으로, 여기서, 알고리즘은 원하는 결과를 가져오는 단계의 자기 일치 시퀀스로 여겨진다. 그 단계는 물리적인 양의 물리적인 조작을 필요로 하는 것이다. 통상, 필수적이지는 않지만, 이들 양은 저장, 송신, 결합, 비교, 및 그렇지 않으면 조작될 수 있는 전기 또는 자기 신호의 형태를 취한다. 주로 공통적으로 사용된다는 이유로, 이들 신호를 비트, 값, 요소, 심볼, 문자, 용어, 번호 등으로 지칭하는 것이 때때로 편리하다고 증명되었다.

그러나, 이들 및 유사한 용어 모두는, 적절한 물리적인 양과 관련될 것이며, 이들 양에 적용되는 단지 편리한 라벨임을 명심해야 한다. 이하의 설명으로부 터 명백한 것처럼 특별히 언급되지 않으면, 설명의 전반에 걸쳐서, "프로세싱" 또는 "컴퓨팅" 또는 "계산" 또는 "결정" 또는 "표시" 등과 같은 용어를 이용하는 설명은, 컴퓨터 시스템의 레지스터 및 메모리 내에 물리적 (전자) 양으로 표시되는 데이터를, 컴퓨터 시스템 메모리 또는 레지스터 또는 이런 다른 정보 기억 장치, 송신 또는 디스플레이 장치 내에 물리적인 양으로 유사하게 표시되는 다른 데이터로 조작 또는 변형하는 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자 컴퓨팅 장치의 작동 및 프로세스를 지칭한다는 것을 알게 된다.

또한, 본 발명은 이런 동작을 수행하는 장치에 관한 것이다. 이 장치는, 요구되는 목적을 위해 특별히 구성될 수도 있으며, 또는, 컴퓨터에 저장된 컴퓨터 프로그램에 의해 선택적으로 활성화되거나 재구성되는 범용 컴퓨터를 구비할 수도 있다. 이러한 컴퓨터 프로그램은, 제한하려는 것은 아니지만, 플로피 디스크, 광학 디스크, CD-ROM, 자기-광학 디스크, ROM (read-only memories), RAM (random access memories), EPROM, EEPROM, 자기 또는 광학 카드를 포함하는 임의의 유형의 디스크 또는 전자 명령을 저장하는데 적합한 임의의 유형의 매체와 같은 컴퓨터 판독가능한 저장 매체내에 저장될 수도 있고, 각각은 컴퓨터 시스템 버스에 커플링된다.

여기에서 제시된 알고리즘 및 표시는 임의의 특정 컴퓨터 또는 다른 장치에 고유하게 관련되지 않는다. 다양한 범용 시스템은, 여기에서의 교시에 따른 프로그램과 함께 사용될 수도 있고, 또는 요구되는 방법 단계를 수행하기 위해 좀 더 구체화된 장치를 구성하는데 편리한 것으로 증명할 수도 있다. 다양한 이들 시 스템에 대해 요구되는 구조는 하기의 설명으로부터 명백해진다. 또한, 본 발명은 임의의 특정 프로그래밍 언어를 참조하여 기술되지 않는다. 여기에 기술된 바와 같이, 여러 가지 프로그래밍 언어가 본 발명의 교시를 구현하기 위해 사용될 수도 있다는 것을 알게 된다.

머신-판독가능 매체는 머신 (예를 들면, 컴퓨터) 에 의해 판독가능한 형태로 정보를 저장 또는 송신하는 임의의 메커니즘을 포함한다. 예를 들어, 머신-판독가능 매체는, ROM; RAM; 자기 디스크 저장 매체; 광학 저장 매체; 플래시 메모리 장치; 전기적, 광학적, 음향적, 또는 다른 형태의 전파 신호 (예를 들면, 반송파, 적외선 신호, 디지털 신호 등) 등을 포함한다.

개관

도 1b 는, 부반송파 (101) 와 같은 다중 부반송파 및 클러스터 (102) 를 도시한 것이다. 도 1b 에 도시한 바와 같이, 클러스터 (102) 와 같은 클러스터는, 하나 이상의 물리적 부반송파를 포함하는 논리 유닛으로서 정의된다. 클러스터는 연속적 또는 개별 (disjoint) 부반송파를 포함할 수 있다. 클러스터와 그의 부반송파 사이의 맵핑은 고정되거나 재구성될 수 있다. 재구성되는 경우에, 기지국은, 클러스터가 재정의될 때를 가입자에게 알린다. 일 실시형태에서, 주파수 스펙트럼은 512 개의 부반송파를 포함하며, 각각의 클러스터는 4 개의 연속적인 부반송파를 포함하므로, 128 개의 클러스터가 된다.

일 실시형태에서, 각각의 기지국은 파일럿 심볼을 동시에 송신하고, 각각의 파일럿 심볼은 도 2 에 도시한 바와 같이, 전체적인 OFDM 주파수 대역폭을 점유한 다. 일 실시형태에서, 각각의 파일럿 심볼은 보호 시간을 갖는 128㎲ 의 길이 또는 지속기간을 갖고, 그것들의 결합은 약 152㎲ 이다. 각각의 파일럿 주기 이후에, 소정 수의 데이터 주기 다음에 다른 세트의 파일럿 심볼이 존재한다. 일 실시형태에서, 각각의 파일럿 이후에, 데이터를 송신하는데 사용되는 4 개의 데이터 주기가 존재하며, 각각의 데이터 주기는 152㎲ 이다.

도 3 은, 일방향에서의 송신에 대해 OFDM 을, 그리고 타방향에서의 송신에 대해 CDMA 를 사용하는 통신 네트워크의 블록도이다. 다른 도면뿐만 아니라 도 3 의 프로세싱 블록 각각은, 하드웨어 (즉, 회로, 전용 로직 등), 소프트웨어 (범용 컴퓨터 시스템 또는 전용 머신 상에서 실행), 또는 이들의 결합을 포함할 수도 있는 프로세싱 로직에 의해 수행된다.

도 3 을 참조하면, 통신 네트워크 (300) 는, 다중 통신 시스템 (즉, 기지국, 액세스 포인트, 헤드 엔드 (head end), 이동 유닛, 가입자, 원격국, 터미널 유닛 등) 을 포함한다. 단지 2 개의 시스템만이 도시되어 있지만, 통신 네트워크 (300) 는 2 개 이상의 시스템을 포함할 수도 있다. 하나의 사이트에서, 시스템 (350) 은, 무선 통신용 신호를 변조시키기 위해 CDMA 을 사용하여 정보를 송신하기 위한 CDMA 송신기 (301), 및 네트워크의 다른 위치로부터 수신된 OFDM 신호의 형태로 무선 통신을 프로세싱하기 위한 OFDM 수신기 (302) 를 포함한다. 스위치 (303) 는, CDMA 송신기 (301) 와 OFDM 수신기 (302) 사이에서 스위칭하여, 임의의 시간에 그들 중 하나만을 안테나 (310) 에 커플링한다.

풀 듀플렉스 통신을 지원하기 위해 시분할 멀티플렉싱을 사용하는 시분할 듀 플렉싱 (TDD), 또는 동일한 주파수에서 양방향으로의 통신이 이루어지는 다른 시스템의 경우, 스위치 (303) 는 시간 스위치를 포함한다. 대안의 실시형태에서, 상이한 주파수 대역이 각 방향에서 정보를 송신 또는 수신하도록 사용되는 주파수 분할 듀플렉싱 (FDD), 또는 다른 시스템의 경우, 스위치 (303) 는 주파수 듀플렉서로 대체된다.

시스템 (351) 은, 시스템의 다른 사이트에 무선 송신에 의하여 통신하기 위해 OFDM 신호를 발생시키기 위한 OFDM 송신기 (306), 및 시스템의 다른 사이트로부터 수신된 CDMA 신호를 프로세싱하기 위한 CDMA 수신기 (305) 를 포함한다. 스위치 (304; 듀플렉서) 는, 임의의 시간에, CDMA 수신기 (305) 와 OFDM 송신기 (306) 를 하나의 안테나 (311) 에 커플링한다. 스위치/듀플렉서 (304 및 303) 는, 안테나 (311 및 310) 각각을 동시에 송신과 수신 모두를 위해 사용되도록 허용한다.

일 실시형태에서, 시스템 (350) 은 이동 통신 시스템의 가입자를 포함하는 한편, 시스템 (351) 은 기지국을 포함한다. 따라서, 도 3 에 도시한 바와 같이, OFDM 은 다운링크용으로 사용된다. 다운링크용 OFDM 의 사용은, 스펙트럼 효율 및 비트 레이트를 최대화할 수도 있다. CDMA 는, OFDM 의 큰 피크 대 평균비 문제를 실질적으로 피하고 다중 액세스 유연성을 제공하기 위해 업링크용으로 사용된다.

일 실시형태에서, OFDM 다운링크의 부반송파는 멀티플렉싱을 달성하며 시스템 용량을 증가 (잠재적으로 최대화) 시키기 위해 다중 가입자에게 적응적으로 할 당된다. 다중 가입자로부터 기지국에 수신된 업링크 CDMA 신호로부터 추출된 정보는 적응적인 부반송파 할당용으로 사용될 수도 있다. 이것은 하기에서 더욱 상세하게 설명된다.

일 실시형태에서, 5㎒ 스펙트럼은 각각의 다운링크 OFDM 채널용으로 사용된다. 펄스의 형상화의 경우, 데이터 송신용으로 사용되는 네트 (net) 대역폭은 4㎒ 이며, 그것은 병렬로 송신되는 512 개의 부반송파로 분할된다. 일 실시형태에서, OFDM 심볼 각각은 24㎲ 의 보호 간격을 갖는 128㎲ 의 지속기간의 길이를 갖는다. 따라서, 총 심볼 주기는 152㎲ 가 된다. 일 실시형태에서, 하나의 OFDM 심볼의 모든 부반송파는 하나의 가입자용으로 사용된다. 다중 가입자에 대한 서비스는 시분할 멀티플렉싱 (TDM) 을 통해 달성될 수도 있으며, 예를 들어, 상이한 가입자는 상이한 시간에, 상이한 OFDM 심볼을 사용한다. 또 다른 실시형태에서, 하나의 OFDM 심볼의 부반송파는 다중 가입자에 의해 사용될 수 있으며, 각각은 총 부반송파의 일부분을 사용한다. 일 실시형태에서, 임의의 부반송파는 임의의 가입자에게 할당될 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 도 1a 및 도 2 에 도시한 바와 같이, 부반송파 할당의 세분성 (granularity) 은 고정된 수의 부반송파, 소위, 클러스터까지 증대된다. 임의의 가입자에는 임의의 클러스터가 할당될 수 있다. 부반송파 클러스터링은 부반송파 인덱스 오버헤드를 감소시킨다.

도 4 는, 다운링크 통신용 OFDM 을 사용하는 기지국 송신기의 일 실시형태의 블록도이다. 도 4 를 참조하면, 기지국은 1-n 으로 라벨링된 N 개의 프로세싱 경로, 또는 체인을 포함하며, 각각의 프로세싱 경로는 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (402), 후속하는 인터리버 (403), 및 그 후의 변조기 (404) 를 포함한다. 기지국과 통신하는 n 개의 가입자 각각에 대한 프로세싱 경로가 존재한다. 일 실시형태에서, 매체 액세스 제어 (MAC; 도시 생략) 또는 다른 멀티플렉싱 메커니즘을 사용하여 사용자 데이터를 상이한 클러스터에 대해 개별적인 프로세싱 경로로 향하게 한다.

도 4 에 도시한 바와 같이, 사용자 데이터 (401_1-n) 는 개별적인 가입자로 송신될 데이터를 포함한다. 부반송파 할당기의 일부분으로서 동작하는 멀티플렉서 (MUX; 480) 는 사용자 데이터 (401_1-n) 를 수신하며, 개별적인 가입자로의 송신을 위해 부반송파 그룹을 할당하는 할당기의 결과로 발생되는 클러스터 데이터를 출력하며, 사용자 데이터는 부반송파에 대해 변조된다. 다른 대안의 실시형태에서, MUX (480) 가 포함되지 않으며, 사용자 데이터는 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (402) 에 직접 공급된다.

먼저, 클러스터 데이터가 종래에 잘 알려진 방법으로 순방향 에러 정정 (FEC) 인코더 (402) 에 의해 인코딩된다. 그 인코딩의 결과는, 사용자 데이터에 수록된 충분한 잉여 정보를 부가하여, 수신기로 하여금 그것을 정정하게 한다. 그 후, 사용자 데이터는 인터리버 (403) 에 의해 인터리빙되며, 인터리버는 연속하는 코드 심볼이 송신될 시퀀스의 다중 심볼로 분리되는 방식으로 사용자 데이터의 코드 심볼 (즉, 비트) 을 기록한다. 이것은 잘 알려진 기술이다. 그 이후에, 기지국은, 변조기 (404) 를 통해, 후술되는 QPSK, 16QAM 등과 같은 디지털 변조 방법을 사용하여, 인터리빙된 사용자 데이터를 변조한다. 모든 부반송파 (다중 가입자용으로 의도됨) 에 대해 변조된 데이터는 잘 알려진 방식으로 인버스 고속 푸리에 변환 (IFFT; 405) 에 의해 프로세싱된다. IFFT (405) 의 출력은 병렬/직렬 변환기 (406) 에 입력되며, 그것은 널리 알려진 방식으로, IFFT (405) 의 병렬 출력을 직렬 출력 OFDM 신호로 변환한다. 일 실시형태에서, 부가적인 보호 간격 (사이클 프리픽스) 이 이 포인트에서 삽입된다. 결과적인 OFDM 신호는 RF 채널을 통해 송신된다.

일 실시형태에서, 기지국은, 스펙트럼 효율을 증대 (잠재적으로 최대화) 시키기 위해 가입자에게 부반송파를 적응적으로 할당한다. 도 12 는, 상이한 가입자와 관련된 채널 응답을 도시한 것이다. 도 12 에 도시한 바와 같이, 2 개의 가입자에 대응하는 채널 응답은 상이하다. 다중-사용자의 적응적인 로딩은, 가입자에게 비교적 높은 신호대 잡음비를 갖는 부반송파를 할당함으로써, 총 시스템 용량을 증대시킨다. 주파수 응답은 적응적인 부반송파 할당을 위해 기지국에서 부반송파 할당기로 송신되며, 따라서 단지 비교적 높은 신호대 잡음비를 갖는 부반송파 만이 다운링크 송신을 위해 가입자에게 할당된다. 또한, FEC 코딩 및 변조 방식은 각각의 또는 다중 부반송파의 신호대 잡음비에 따라 적응시킬 수 있다.

일 실시형태에서, 각각의 부반송파에 대한 다운링크 SNR 은 가입자에 의해 측정된다. 그 정보는 기지국 부반송파 할당기로 피드백되며, 할당기는 모든 가 입자로부터 SINR 정보를 수집한다. 그 후, 부반송파 할당기는, 가입자에게 비교적 높은 SNR 을 갖는 부반송파를 할당하기 위해, 최적 또는 차선의 할당 알고리즘을 수행할 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 후술하는 바와 같이, SNR 정보는 각각의 가입자에 의해 송신된 업링크 신호로부터 직접 도출된다. 이들 2 개의 기술은 하기에서 더 상세히 기술된다. 또한, SNR 정보를 수집하는 2 개의 기술이 결합될 수 있다. 예를 들어, 2 개의 기술은 2 개의 가중된 평균을 사용함으로써 결합될 수 있다. 대안으로, 그 결합은, 어디서 연속적이지 않고 서로 다른 시간에 동작하는가에 기초되며, 양자로부터 초래하는 SNR 정보가 사용된다.

도 5 는 도 4 에 도시된 프로세싱의 역순으로 수신된 OFDM 신호를 프로세싱하는 기능을 포함하는 가입자 터미널 수신기의 블록도이다. 그 야기된 가입자용 데이터는 그것의 상부 데이터 링크 층으로 통과된다.

일 실시형태에서, 수신된 신호는 시간적으로 순차로 샘플링되며, 그 샘플은 메모리에 저장된다. 소정 수의 샘플 (예를 들어, 512 개의 샘플) 이 수신되면, 직렬/병렬 변환기 (506) 는 잘 알려진 방법으로, 도래하는 OFDM 신호 (샘플의 형태) 를 병렬 형태로 변환한다. 직렬/병렬 변환기 (506) 의 출력은 고속 푸리에 변환 (FFT; 505) 의 입력에 의해 수신되며, 그것은 잘 알려진 방식의 고속 푸리에 변환을 적용한다. FFT (505) 의 출력은 다수의 상이한 경로 중 하나의 경로에 송신된다. 즉, 이런 FFT (505) 의 출력은 1-n 으로 라벨링된 다중 프로세싱 경로에 커플링된다.

각각의 프로세싱 경로는, 여기에 기술된 바와 같이, 기지국에 의해 적용된 변조를 거꾸로 하는 복조 기술을 사용하여 신호를 복조하는 복조기 (504) 를 포함한다. 그 후, 수신기는 잘 알려진 방식으로, 디인터리버 (503) 를 사용하여 복조된 신호를 디인터리빙한다. 수신기는 디인터리버 (503) 로부터 재순서화된 복조된 데이터를 가지며, 사용자 데이터 (501) 를 발생시키기 위해, FEC 디코더 (502) 를 사용하여, 잘 알려진 방식으로, FEC 디코딩을 수행한다. 일 실시형태에서, FEC 디코더 (502) 의 출력은 클러스터 데이터를 표시한다.

매체 액세스 제어 (MAC) 층의 부분일 수도 있는 디멀티플렉서 (Demux; 507) 는 사용자 데이터가 부반송파의 클러스터상에 있는 다중 부반송파로부터 FEC 디코더 (502_1-n) 로부터의 출력을 디멀티플렉싱하여 사용자 데이터 (501_1-n) 를 생성한다.

도 5 의 프로세싱 블록이 소프트웨어로 구현되는 수신기의 소프트웨어 구현에 있어서, 안테나를 사용하여 수신되는 신호가 샘플링되고, 그 샘플이 프로세싱 블록에 의하여 프로세싱하는 메모리에 저장되는 것을 알 수 있다.

도 6 은, 업링크 통신용 DSSS/CDMA 를 사용하는 가입자 터미널 송신기의 일 실시형태의 블록도이다. 도 6 을 참조하면, 먼저, 업링크 데이터가 FEC 인코더 (602) 에서 순방향 에러 정정 코드로 인코딩된 다음, 상술된 바와 동일한 방식으로 인터리버 (603) 를 통하여 인터리빙된다. 그 후, 수신기는, 변조기 (604) 를 통해, 그 인터리빙된 데이터를 변조한다. 변조 후, 수신기는 확산 프로세싱 블록 (605) 을 통하여, 변조되고 인터리빙된 데이터에, 가입자의 확산 코드를 적용한다. 이 확산 신호는 펄스형상으로, 무선 주파수 (RF) 채널을 통하여 송신된다.

도 7 은, 수신기와 다운링크 부반송파 할당기를 갖는 기지국의 일 실시형태의 블록도이다. 도 7을 참조하면, 다운링크 OFDM 부반송파 할당기 (707) 에 커플링되는 n 개의 프로세싱 경로가 존재한다. 일 실시형태에서, 각각의 프로세싱 경로는 개별 사용자용이다. 모든 다른 경로들이 동일한 방식으로 수행하기 때문에, 단지 하나의 경로만을 설명하기로 한다.

도 7 의 프로세싱 블록이 소프트웨어로 구현되는 수신기의 소프트웨어 구현에 있어서, 안테나를 사용하여 수신되는 신호가 샘플링되고, 이 샘플이 프로세싱 블록에 의해 프로세싱하는 메모리에 저장된다는 것을 알 수 있다.

그 수신된 신호 샘플을 상관기 (701) 에 입력하는데, 이 상관기는 송신 동안에 사용하였던 동일한 확산 시퀀스를 사용하여 샘플을 역확산시키고 도래하는 신호를 가입자의 확산 코드와 상관시킨다. 대안의 실시형태에서는, 상관기 (701) 를 매치 필터로 대체할 수도 있다. 수신기는 상관 결과인 상관기 (701) 의 출력을, 레이크 수신기 (702) 와 채널 추정기 (703) 에 입력한다. 레이크 수신기 (702) 는 복조를 수행하는 것을 포함한, 당해 기술에 잘 알려진 방식으로의 최대비 합성을 통하여, 상관 결과를 프로세싱하며, 그 프로세싱 결과를 디인터리버 (706) 로 출력한다. 디인터리버 (706) 는 디인터리빙을 수행한 다음, FEC 디코더 (705) 로 언스크램블링 데이터를 출력한다. FEC 디코더 (705) 는 당해 기술에 잘 알려진 방식으로, FEC 디코딩을 수행한다. FEC 디코더 (705) 의 출력은 사용자 데이터이다. 그 후, 이 디코딩된 데이터는 상부 데이터 링크 층으로 통과된다.

채널 추정기 (703) 는 채널 응답을 추정한 다음, 그 추정을 레이크 수신기 (702) 와 FFT (704) 에 제공한다. 레이크 수신기 (702) 는 채널 추정을 이용하여 결합하기 위하여 어느 핑거를 선택할지를 결정한다. FFT (704) 는 당해 기술에 잘 알려진 방식으로, 채널 응답을 주파수 응답으로 변환한다.

할당기 (707) 는 다중 가입자에 대해 FFT (704) 로부터 주파수 응답을 수신하고 그 수신된 응답에 기초하여 부반송파를 할당한다.

일 실시형태에서는, 각각의 사용자가 고유 확산 시퀀스를 할당받는다. 또한, 도 8 과 관련하여 후술되는 바와 같이, 업링크 송신 신호는 고유 트레이닝 시퀀스를 포함할 수도 있다. 이 시퀀스를 기지국에서 이용하여, 채널을 추정한다. 채널 시간 응답이 추정되면, FFT (704) 를 이용하여 그 주파수 응답이 도출된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 모든 가입자의 주파수 응답이 적응적인 반송파 할당에 대한 부반송파 할당기 (707) 로 송신된다.

일 실시형태에서는, 채널 추정 후의 포인트의 수에 관한 FFT (704) 의 크기는, 다운링크 OFDM 송신에 대한 크기와 동일하다. 부반송파 클러스터링을 갖는 다른 실시형태에서는, 채널 추정후의 FFT (704) 의 크기는 다운링크 OFDM 송신에 대한 크기보다 더 작다. 예를 들면, 다운링크 OFDM 에 대한 FFT (704) 의 크기가 512 이고 클러스터에서의 연속 부반송파의 개수가 16 개이면, 단지, 32 개 포인트의 FFT 만이 기지국 수신기에서의 채널-주파수 응답 추정을 위해 요구된다.

또 다른 실시형태에서는, 트레이닝 시퀀스 또는 파일럿 신호를 이용하지 않고 업링크 확산 스펙트럼 신호에 기초하여, 가입자와 관련한 채널 주파수 응답이 추정된다. 주파수 응답은 위상 모호성 (ambiguity) 내에서 추정되며 진폭 응답은 부반송파 할당에 이용된다.

도 8 은 하나의 시간 프레임에서의 CDMA 신호의 데이터 포맷의 일 실시형태를 도시한 것이다. 도 8 을 참조하면, 데이터 심볼 (801 및 803) 은, 여기서 미드앰블 (midamble; 802) 이라 지칭되는 옵션의 트레이닝 심볼의 양측에 존재한다. 바람직하게는, 프레임의 중간에 삽입되는 옵션의 트레이닝 심볼 (미드앰블) 은 CDMA 신호의 간섭 검출에 대한 채널추정용으로 이용될 수 있다. 미드앰블에 대한 확산 코드는 데이터 심볼에 대한 확산 코드와는 상이할 수도 있다. 미드앰블에 대한 확산 코드가 길수록 (예를 들면, 2배 정도 긴 경우) 수신기에서의 채널추정을 향상시킬 수 있고 이에 따라, 전체적인 성능을 향상시킬 수 있다.

가입자 유닛으로부터의 업링크 CDMA 신호는 동기화될 수도 있고 동기화되지 않을 수도 있다. 동기화된 CDMA 의 경우, 기지국에서의 각각의 업링크 신호의 도착이 시간정렬된다. 이것은, 기지국에서의 수신기 프로세싱을 간략화할 수도 있다. 예를 들면, 도 7 과 관련하여, 모든 개별적인 사용자에 대한 상관이 예를 들면, 다차원신호 변환을 이용하여 결합될 수도 있다.

일 실시형태에서는, 모든 가입자 유닛은 시간과 주파수 양쪽에서 그 기지국에 대하여 동기한다. 기지국은 "비컨 신호" 를 주기적으로 브로드캐스팅하고 후속하여 정규 OFDM 심볼을 브로드캐스팅한다. 비컨 신호는 동기를 위하여 가입자 유닛에 의해 이용되며, 예를 들면, 10 ㎳ 의 시간 프레임에서 한번 발생하는 것이 바람직하다. 일 실시형태에서는, 비컨 신호 자체가 하나의 OFDM 신호 또 는 다중 OFDM 신호이다. 다른 실시형태에서는, 도 9 에 도시된 바와 같이, 비컨 신호는 확산 스펙트럼 의사잡음 (pseudo-noise; PN) 시퀀스를 포함한다. 도 9 를 참조하면, 단지, 4 개의 PN 시퀀스만을 도시하고 있지만, 임의의 개수의 시퀀스도 이용할 수도 있다. 일 실시형태에서는, 제 1 PN 시퀀스 (PN1) 또는 어떤 다른 소정의 개수의 PN 시퀀스를, 당해 기술에 잘 알려진 방식으로 시퀀스 상관을 통하여 가입자 유닛에서의 시간 동기용으로 이용할 수 있다. 서로 일치하는 것이 바람직한 PN 시퀀스 (PN1 에 후속하는 PN2) 는, 시퀀스 상관을 통하여 가입자 유닛에서의 주파수 추적한 후, 상관결과 쌍들간의 위상차이를 비교하는데 이용될 수 있다. 일 실시형태에서는, 다중 PN2 시퀀스가 존재하며, 이 PN2 시퀀스는 PN1 시퀀스에 비해 짧을 필요가 있다.

일 실시형태에서는, 단일 출력부, 및 하나는 PN 시퀀스 발생기로부터 PN 시퀀스를 수신하도록 커플링되며, 다른 하나는 FFT의 출력부에 커플링되는 한 쌍의 입력부를 갖는 송신기의 스위치가 도 9 에 도시된 포맷으로 데이터를 출력하도록 커플링된다.

일 실시형태에서는, 도 10 에 도시된 바와 같이, 파일럿 부반송파를 OFDM 심볼내에 삽입하여, 가입자 유닛이 반송파 주파수 에러를 추가로 측정한 다음 수정할 수 있다 (주파수 추적).

일 실시형태에서는, 업링크 CDMA 신호는 전력 제어되어, 상호간섭을 감소시켜 잠재적으로 최소화시킨다. 전력 제어는 개루프 또는 폐루프에서 수행될 수 있으며, 이들의 결합을 통해 수행하는 것이 바람직하다. 가입자에서의 전력 제 어 유닛이 그 송신 전력을 제어한다. 전력 제어 유닛은, 기지국으로부터 국부적으로 발생되거나 (개루프) 또는 수신될 수 있는 (폐루프) 전력 조정 명령을 수락한다. 개루프 전력제어의 경우, 가입자 유닛은 다운링크 신호 전력을 모니터링하여 그 자신의 송신전력을 조정한다. CDMA 신호는 광대역이지만, 다중 사용자 OFDM 다운링크 신호가 도 2에 도시된 바와 같이 풀 대역폭을 점유할 수 없기 때문에, 다운링크와 업링크 전력 측정에서 미스매칭이 존재할 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위한 일 방법으로는, 도 2 에 도시된 바와 같이, 다운링크에서 풀 대역폭 파일럿 OFDM 심볼을 항상 송신하는 것이다. 가입자 유닛은 다운링크 파일럿 심볼 전력을 측정하여 그 자신의 송신전력을 조정한다. 가입자의 일 실시형태는, 2000년 12월 15일에 출원되고 본 발명의 양수인에게 양도되고 여기에 참조로서 포함된, 발명의 명칭이 "OFDMA with Adaptive Subcarrier-cluster Configuration and Selective Loading" 인 미국특허출원 일련번호 제 09/738,086에 개시되어 있다. 폐루프 전력제어에서는, 업링크 CDMA 신호의 전력을 기지국 수신기에서 측정한다. 각각의 가입자 유닛에 대해 요구된 전력조정은 다운링크 송신신호를 통하여 수행된다. 폐루프 전력제어의 경우, 기지국은 업링크 전력을 측정하여, 자신의 전력레벨에 대한 임의의 조정을 가입자에게 지시하는 전력제어 명령을 가입자에 송신한다.

일 실시형태에서는, 다운링크와 업링크 송신을, 주파수 분할 듀플렉싱 (FDD) 을 통하여 배열한다. 이 경우에, RF 듀플렉서를 이용하여, 송수신을 분리한다. 또 다른 실시형태에서는, 다운링크와 업링크 송신을, 시분할 듀플렉싱 (TDD) 을 통하여 배열한다. 이 경우에, 시간 스위치는 송수신을 제어한다.

또 다른 실시형태에서는, CDMA 를 다운링크와 업링크 송신용으로 이용한다. 다운링크의 데이터 레이트를 더욱 강화시키기 위하여, 도 11에 도시된 바와 같이, 부가적인 OFDM 채널을 이용한다. 도 11을 참조하면, 듀플렉싱 시스템에는, 2 개의 통신 시스템 (예를 들면, 통신유닛, 국 등) 이 도시된다. 통신 시스템 (1150) 은, 스위치 또는 듀플렉서 (1104) 를 통하여 안테나 (1105) 에 커플링되는 CDMA 송신기 (1101), CDMA 수신기 (1102), 및 OFDM 수신기 (1103) 를 포함한다. 이와 유사하게, 통신 시스템 (1151) 은, 스위치 또는 듀플렉서 (1107) 를 통하여 안테나 (1106) 에 커플링되는 CDMA 수신기 (1108), CDMA 송신기 (1110), 및 OFDM 송신기 (1109) 를 포함한다.

일 실시형태에서, 각각의 통신 시스템에서의, CDMA 송신기와 수신기 쌍을 CDMA 트랜시버로서 구현한다. 일 실시형태에서는, 양쪽 시스템은 CDMA 트랜시버와 OFDM 트랜시버를 포함하는데, 이 OFDM 트랜시버는 OFDM 송신기와 OFDM 수신기를 포함한다.

도 11 은 점대점 접속을 도시한 것이지만, 그 시스템은, CDMA 송신기와 수신기, 및 OFDM 송신기 또는 수신기 중 하나, 또는 이들 모두를 갖는 다른 유닛 (예를 들면, 가입자들) 을 포함할 수도 있다. 이와 유사하게, 다른 유닛 (들) 은, 통신 시스템에 존재할 수도 있으며, OFDM 통신 능력을 갖지 않는 CDMA 송신기와 CDMA 수신기를 가질 수도 있다. 한편, 부가적인 유닛 (들) 은, OFDM 통신 능력 (OFDM 송신기 및/또는 수신기) 을 가지지만 CDMA 통신 능력을 갖지 않아도 된다.

이하, 터보 모드라 하는 일 실시형태에서는, 각각의 채널 (예를 들면, CDMA 다운링크, CDMA 업링크, 및 OFDM 다운링크) 은 상이한 스펙트럼을 점유한다. 예를 들면, CDMA 다운링크는, 주파수 범위 2110~2170 MHz 에서 5 MHz 채널을 이용할 수 있으며, CDMA 업링크는, 주파수 범위 1920~1980 MHz 에서 5 MHz 채널을 이용할 수 있지만, OFDM 다운링크는, 더욱 높은 주파수 범위에서 5 또는 10 MHz 채널을 이용할 수 있다. 터보 모드에서는, 가입자 유닛 동기를 위한 파일럿 신호가, 다운링크 CDMA 채널 또는 다운링크 OFDM 채널 중 하나의 채널을 통하여 반송될 수 있다. 또한, 전력 제어 신호는 다운링크 CDMA 채널 또는 다운링크 OFDM 채널 중 하나의 채널을 통하여 반송될 수 있다. IS-95 CDMA 시스템 또는 UMTS W-CDMA 시스템과 같이, CDMA 업링크와 다운링크 채널의 쌍이 이미 확립된 경우에, 다운링크 CDMA 채널을 업링크 동기와 전력 제어에 이용하고 OFDM 채널에 수록된 비컨 심볼, 파일럿 심볼, 파일럿 부반송파를 다운링크 OFDM 신호의 수신에 이용하는 것이 바람직하다. CDMA 다운링크의 동기 신호가 효과적으로 이용되는 경우에, 이들 동기 심볼의 오버헤드가 추가로 감소될 수도 있다.

예시적인 부반송파/클러스터 할당 절차

도 13은 가입자에 대한 클러스터 할당 프로세스의 일 실시형태의 흐름도이다. 그 프로세스는, 하드웨어 (예를 들면, 전용 로직, 회로 등), (예를 들면, 범용 컴퓨터 시스템 또는 전용 머신상에서 실행하는 것과 같은) 소프트웨어, 또는 이들의 결합을 포함할 수도 있는 프로세싱 로직에 의해 수행된다.

도 13 을 참조하면, 각각의 기지국은 파일럿 OFDM 심볼을 그것의 셀 (또는, 섹터) 내의 모든 가입자에게 주기적으로 브로드캐스팅한다 (프로세싱 블록 1301). 종종 사운드 시퀀스 또는 신호라 하는 파일럿 심볼은, 기지국과 가입자 양측 모두에 알려져 있다. 일 실시형태에서는, 각각의 파일럿 심볼이 전체 OFDM 주파수 대역폭을 커버한다. 파일럿 심볼은 상이한 셀 (또는, 섹터) 에 대해 상이할 수도 있다. 파일럿 심볼은 다수 목적을 서빙할 수 있는데, 클러스터 할당에 대한 시간과 주파수 동기, 채널 추정, 및 신호대 간섭/잡음 (SINR) 비 측정을 서빙한다.

다음으로, 각각의 가입자는 파일럿 심볼의 수신을 계속하여 모니터링하며, 각각의 클러스터의 SINR 및/또는 셀간 간섭 및 셀간 트래픽을 포함한 다른 파라미터를 측정한다 (프로세싱 블록 1302). 이 정보에 기초하여, 각각의 가입자는 서로에 대해 양호한 성능 (예를 들면, 높은 SINR와 낮은 트래픽 로딩) 을 갖는 하나 이상의 클러스터를 선택하고, 이들 후보 클러스터에 대한 정보를, 소정의 업링크 액세스 채널을 통하여 기지국에 피드백한다 (프로세싱 블록 1303). 예를 들면, 10 dB 보다 더 높은 SINR 값은 양호한 성능을 나타낼 수도 있다. 이와 유사하게, 50% 미만의 클러스터 이용 인자가 양호한 성능을 나타낼 수도 있다. 각각의 가입자는 다른 것보다 비교적 양호한 성능을 갖는 클러스터를 선택한다. 이 선택에 의해, 각각의 가입자가 그들이 측정 파라미터에 기초하여 이용하기 원하는 클러스터를 선택할 수 있다.

일 실시형태에서는, 각각의 가입자는, 각각의 부반송파 클러스터의 SINR 을 측정하고 액세스 채널을 통하여 자신의 기지국에 이들 SINR 측정을 리포팅한다. SINR 값은 클러스터에서의 부반송파 각각에 대한 SINR 값들의 평균을 포함할 수도 있다. 대안으로, 클러스터에 대한 SINR 값은 클러스터에서의 부반송파의 SINR 값들중 최악의 SINR 값일 수도 있다. 또 다른 실시형태에서는, 클러스터에서의 부반송파의 SINR 값의 가중 평균을 이용하여, 클러스터에 대한 SINR 값을 발생시킬 수 있다. 이것은 부반송파에 적용되는 가중값이 상이할 수 있는 다이버시티 클러스터에 특히 유용할 수도 있다.

각각의 가입자로부터 기지국으로의 정보의 피드백은 각각의 클러스터에 대한 SINR 값을 포함하며, 또한, 가입자가 이용하기 원하는 코딩/변조 레이트를 지시할 수 있다. 피드백에서의 정보의 순서가 기지국에 알려져 있는 한 피드백에서의 SINR 값이 어느 클러스터에 대응하는지를 지시하는데 클러스터 인덱스가 불필요하다. 또 다른 실시형태에서는, 피드백의 정보는, 어느 클러스터가 가입자에 대하여 서로에 대해 최선의 성능을 가짐에 따라 순서화된다. 이러한 경우에, 수반한 SINR 값이 대응하는 클러스터를 지시하는데는, 인덱스가 필요하다.

또한, 가입자로부터 피드백을 수신할 때, 기지국은 후보들 중에서 가입자에 대하여 하나 이상의 클러스터를 선택한다 (프로세싱 블록 1304). 기지국은, 기지국에서 이용할 수 있는 부가정보, 예를 들면, 각각의 부반송파에 대한 트래픽 로드 정보, 각각의 주파수 대역에 대한 기지국에서 큐잉된 (queued) 트래픽 요청의 양, 주파수 대역이 과잉사용되었는지의 여부, 및 가입자가 정보송신을 얼마나 오래 대기했는지의 정보를 이용할 수도 있다. 또한, 인접 셀의 부반송파 로딩 정보는 기지국간에서 교환될 수 있다. 기지국은 이들 정보를 부반송파 할당에 이용 하여, 셀간 간섭을 감소시킬 수 있다.

클러스터 선택 후, 가입자에 대한 접속이 이미 확립된 경우에, 기지국은, 다운링크 공통 제어 채널을 통하여 또는 전용 다운링크 트래픽 채널을 통하여, 클러스터 할당에 관하여 가입자에게 통지한다 (프로세스 브록 1305). 또한, 일 실시형태에서는, 기지국은 적절한 변조/코딩 레이트에 관하여 가입자에게 알린다.

기본적인 통신 링크가 확립되면, 각각의 가입자는, 전용 트래픽 채널 (예를 들면, 하나 이상의 소정의 업링크 액세스 채널) 을 이용하여 기지국에 피드백의 송신을 계속할 수 있다.

일 실시형태에서는, 기지국이, 가입자에 의해 이용될 모든 클러스터를 한번에 할당한다. 대안의 실시형태에서는, 먼저, 기지국이, 이하 기본적인 클러스터라 하는 다중 클러스터를 할당하여 기지국과 가입자간의 데이터 링크를 확립한다. 그 후, 후속하여 기지국이, 이하 보조 클러스터라 하는 더 많은 클러스터를 가입자에 할당하여 통신 대역폭을 증가시킨다. 더 높은 우선순위를 기본적인 클러스터의 할당에 부여할수록, 더 낮은 우선순위를 보조 클러스터의 할당에 부여할 수도 있다. 예를 들면, 먼저, 기지국은, 가입자에 대한 기본적인 클러스터의 할당을 보장한 다음, 가입자로부터의 보조 클러스터에 대한 추가 요청을 만족시키는 시도를 한다. 대안으로, 기지국은, 기본적인 클러스터를 다른 가입자에게 할당하기 전에, 보조 클러스터를 하나 이상의 가입자에게 할당할 수도 있다. 예를 들면, 기지국은, 임의의 클러스터를 다른 가입자에게 할당하기 전에, 기본적인 클러스터와 보조 클러스터를 한 가입자에게 할당할 수도 있다. 일 실시형태 에서는, 기지국은, 기본적인 클러스터를 새로운 가입자에게 할당한 다음, 클러스터를 요청하는 또 다른 어떤 가입자가 존재하는지를 판정한다. 또 다른 가입자가 클러스터를 요구하지 않으면, 기지국은 새로운 가입자에게 보조 클러스터를 할당한다.

때때로, 프로세싱 로직은 상술된 프로세스를 반복하여 재시도를 수행한다 (프로세싱 블록 1306). 이 재시도는 주기적으로 수행될 수도 있다. 이런 재시도는, 가입자 이동 또는 간섭의 임의의 변경을 보상한다. 일 실시형태에서는, 각각의 가입자는, 자신의 클러스터 갱신되는 선택 및 그들과 관련한 SINR 들을, 기지국에 리포팅한다. 그 후, 기지국은 재선택을 추가로 수행하고, 새로운 클러스터 할당에 관하여 가입자에게 알린다. 재시도는 기지국에 의해 초기화될 수 있는데, 이 경우에, 기지국은 특정 가입자가 그것의 갱신한 클러스터 선택을 리포팅할 것을 요청한다. 또한, 재시도는, 가입자가 채널 품질저하를 관찰한 경우에, 가입자에 의해 초기화될 수 있다.

적응적인 변조 및 코딩

일 실시형태에서는, 상이한 변조와 코딩 레이트를 이용하여, 상이한 SINR 을 갖는 채널에 걸쳐서 신뢰성있는 송신을 지원한다. 또한, 다중 부반송파에 걸쳐 확산하는 신호를 이용하여, 매우 낮은 SINR 로 신뢰성을 향상시킬 수 있다.

예시적인 코딩/변조 표가 아래 표 1 에 나타나 있다.

(표 1)

상기 예에서, 1/8 확산은, 하나의 QPSK 변조 심볼이 8개의 부반송파에 걸쳐 반복됨을 나타내는 것이다. 또한, 반복/확산은 시간 도메인으로 연장될 수도 있다. 예를 들면, 하나의 QPSK 심볼은 2개의 OFDM 심볼의 4개의 부반송파에 걸쳐서 반복될 수 있으며 이로써 1/8 확산을 야기할 수도 있다.

초기 클러스터 할당과 레이트 선택 후, 수신기에서 관찰된 채널상태에 따라 코딩/변조 레이트가 적응적으로 변경될 수 있다.

파일럿 심볼 및 SINR 측정

일 실시형태에서는, 각각의 기지국은, 파일럿 심볼을 동시에 송신하며, 각각의 파일럿 심볼은 도 14a 내지 도 14c 에 도시된 바와 같이, 전체 OFDM 주파수 대역폭을 점유한다. 도 14a 내지 도 14c 를 참조하면, 파일럿 심볼 (1401) 은, 각각 셀 (A, B 및 C) 에 대한 전체 OFDM 주파수 대역폭에 가로놓여 있다. 일 실시형태에서는, 각각의 파일럿 심볼은 보호 시간을 갖는 128 ㎲ 의 길이 또는 지속시간을 갖는데, 그 결합은 대략 152 ㎲ 정도된다. 각각의 파일럿 주기 후에, 또 다른 파일럿 심볼 세트가 소정 수의 데이터 주기에 후속한다. 일 실시형태에서는, 각각의 파일럿 후에, 데이터를 송신하기 위해 이용되는 4 개의 데이터 주기가 존재하며, 각각의 데이터 주기는 152㎲ 이다.

가입자는 파일럿 심볼로부터 각각의 클러스터에 대한 SINR 을 추정한다. 일 실시형태에서는, 먼저, 가입자는, 간섭이나 잡음이 존재하지 않는 경우와 같은 진폭 및 위상을 포함하는 채널 응답을 추정한다. 일단 채널이 추정되면, 가입자는 수신 신호로부터 간섭/잡음을 계산한다.

추정된 SINR 값들이 최대 SINR 값으로부터 최소 SINR 값 순으로 순서화할 수 있으며, 큰 SINR 값을 갖는 클러스터가 선택된다. 일 실시형태에서, 선택된 클러스터는, 시스템에 의해 지원되는 (비록 레이트가 낮기는 하지만) 신뢰성이 있는 송신을 허용하는 최소 SINR 값보다 더 큰 SINR 값을 갖는다. 선택된 클러스터의 수는 피드백 대역폭 및 요청 송신 레이트에 의존할 수도 있다. 일 실시형태에서, 가입자는, 항상, 기지국이 선택하는 가능한 많은 클러스터에 관한 정보를 송신하려고 한다.

또한, 상술한 바와 같이, 추정된 SINR 값을 이용하여, 각각의 클러스터에 대한 적절한 코딩/변조 레이트를 선택한다. 또한, 적절한 SINR 인덱스 방식을 이용하여, SINR 인덱스는, 가입자가 이용하기 원하는 특정 코딩 및 변조 레이트를 지시할 수도 있다. 동일한 가입자의 경우에도, 상이한 클러스터가 상이한 변조/코딩 레이트를 가질 수 있다는 것을 알 수 있다.

파일럿 심볼은 셀들간의 간섭을 판정하는 부가적인 목적을 서빙한다. 다 중셀들의 파일럿을 동시에 브로드캐스팅하기 때문에, (이 파일럿들이 전체 주파수 대역을 점유하기 때문에) 파일럿들이 서로 간섭할 것이다. 이러한 파일럿 심볼의 충돌을 이용하여, 최악의 시나리오로서 간섭의 양을 판정할 수 있다. 따라서, 일 실시형태에서, 이 방법을 이용한 상기 SINR 추정은, 모든 간섭원이 동작한 것으로 가정하여, 측정된 간섭 레벨이 최악의 시나리오라는 점에서 조심스럽다. 따라서, 파일럿 심볼의 구성은 그것이 전체적인 주파수 대역을 점유하고, 상이한 셀들간에 충돌을 발생시켜 패킷 송신 시스템에서의 최악의 경우의 SINR 을 검출하는데 이용할 수 있도록 존재한다.

데이터 트래픽 주기 동안에, 가입자는 다시 간섭 레벨을 판정할 수 있다. 데이터 트래픽 주기를 이용하여, 셀간 트래픽 뿐만 아니라 셀간 간섭 레벨도 추정한다. 더 상세하게는, 파일럿과 트래픽 주기 동안의 전력차이를 이용하여 (셀간) 트래픽 로딩과 셀간 간섭을 감지하여 원하는 클러스터를 선택할 수 있다.

특정 클러스터에 대한 간섭 레벨은, 인접 셀에서 이들 클러스터를 재이용할 수 없기 때문에 더욱 낮아질 수도 있다. 예를 들면, 도 14 의 셀 (A) 에서는, 클러스터 (A) 를 (셀 (C) 에서는 이용하지만) 셀 (B) 에서는 재이용하지 않기 때문에 클러스터 (A) 에 대하여 간섭이 거의 없다. 이와 유사하게, 셀 (A) 에서는, 클러스터 (B) 가 셀 (C) 에서가 아닌 셀 (B) 에서 이용되기 때문에, 셀 (B) 로부터의 낮은 간섭을 받는다.

이러한 추정에 기초한 변조/코딩 레이트는 버스트 패킷 송신으로부터 발생되는 빈번한 간섭 변경에 대해서도 강건하다. 이는, 레이트 예측을 모든 간섭원 을 송신하는 최악의 경우의 시나리오에 기초하여 수행하기 때문이다.

일 실시형태에서, 가입자는 파일럿 심볼 주기와 데이터 트래픽 주기 모두로부터 이용가능한 정보를 이용하여, 셀간 트래픽 로드와 셀간 간섭 모두의 존재를 분석한다. 가입자의 목표는, 가입자가 이용하기 원하는 클러스터에 대한 지시를 기지국에 제공하는 것이다. 이상적으로는, 가입자에 의한 선택결과는 높은 채널 이득, 다른 셀로부터의 낮은 간섭, 및 높은 이용가능성을 갖는 클러스터이다. 가입자는 그 결과를 포함한 피드백 정보를 제공하여, 상술한 바와 같은 순서로 또는 또 다른 순서로 원하는 클러스터를 리스팅한다.

도 15는 가입자 프로세싱의 일 실시형태를 도시한 것이다. 그 프로세싱은 하드웨어 (예를 들면, 전용 로직, 회로 등), (예를 들면, 범용 컴퓨터 시스템 또는 전용 머신상에서 실행) 소프트웨어, 또는 이들의 결합을 포함할 수도 있는 프로세싱 로직에 의해 수행된다.

도 15를 참조하면, 채널/간섭 추정 프로세싱 블록 (1501) 은, 파일럿 심볼에 응답하여 파일럿 주기에서 채널 및 간섭 추정을 수행한다. 트래픽/간섭 분석 프로세싱 블록 (1502) 은, 채널/간섭 추정 블록 (1501) 으로부터의 정보 및 신호 정보에 응답하여 데이터 주기에서의 트래픽 및 간섭 분석을 수행한다.

클러스터 순서화 및 레이트 예측 프로세싱 블록 (1503) 은, 채널/간섭 추정 프로세싱 블록 (1501) 과 트래픽/간섭 분석 프로세싱 블록 (1502) 의 출력부에 커플링되어, 레이트 예측과 함께 클러스터 순서화와 선택을 수행한다.

클러스터 순서화 프로세싱 블록 (1503) 의 출력은, 클러스터 요청 프로세싱 블록 (1504) 으로 입력되는데, 이 블록 (1504) 은 클러스터 및 변조/코딩 레이트를 요청한다. 이들 선택의 지시가 기지국으로 송신된다. 일 실시형태에서, 각각의 클러스터에 대한 SINR 을, 액세스 채널을 통하여 기지국에 리포팅한다. 그 정보는 클러스터 선택을 위해 이용되어, 클러스터가 셀간 큰 트래픽 로딩 및/또는 또 다른 셀로부터의 강한 간섭을 받는 것을 방지한다. 즉, 특정 클러스터에 대하여 셀간 큰 트래픽 로딩이 이미 존재하는 경우에는, 새로운 가입자가 그 특정 클러스터의 이용을 할당받을 수 없다. 또한, 간섭이 너무 강하여 SINR 만을 로우 레이트로 송신시킬 수 있거나 신뢰성 있는 송신이 전혀 불가능한 경우에, 클러스터를 할당받을 수 없다.

프로세싱 블록 (1501) 에 의한 채널/간섭 추정은 당해 기술에 잘 알려진 것으로, 다중 셀들간에 동시에 브로드캐스팅하는 풀 대역폭 파일럿 심볼로 인하여 발생되는 간섭을 모니터링하여 수행한다. 간섭정보는, 그 정보를 이용하여 다음 식을 푸는 프로세싱 블록 (1502) 으로 포워딩된다.

여기서, S_i는 부반송파 (주파수 대역; i) 에 대한 신호를 나타내고, I_i 는 부반송파 (i) 에 대한 간섭이며, n_i는 부반송파 (i) 와 관련된 잡음이며, y_i는 부반송파 (i) 에 대한 관찰이다. 512 개의 부반송파의 경우, i 는 0 내지 511 의 범위에 있을 수도 있다. I_i와 n_i는 분리되지 않고 하나의 양으로 고려될 수도 있다. 간섭/잡음과 채널이득 (H_i) 은 알지 못한다. 파일럿 주기 동안, 파일럿 심볼을 나타내는 신호 (S_i) 와 관찰 (y_i) 은 알고 있기 때문에, 간섭이나 잡음이 없는 경우에 대한 채널 이득 (H_i) 을 결정할 수 있다. 일단 이를 알게 되면, H_i, S_i 및 y_i 모두를 알고 있기 때문에, 방정식에 재투입하여 데이터 주기동안의 간섭/잡음을 결정할 수도 있다.

가입자는 프로세싱 블록 (1501 및 1502) 으로부터의 간섭정보를 이용하여 원하는 클러스터를 선택한다. 일 실시형태에서, 프로세싱 블록 (1503) 을 이용하여, 가입자는 클러스터들을 순서화하고 또한, 이들 클러스터를 이용하여, 이용가능한 데이터 레이트를 예측한다. 예측된 데이터 레이트 정보는, 미리 계산된 데이터 레이트 값을 갖는 룩 업 테이블 (look up table) 로부터 획득될 수도 있다. 이러한 룩 업 테이블은 각각의 SINR 쌍과, 이와 관련된 원하는 송신 레이트를 저장할 수도 있다. 이러한 정보에 기초하여, 가입자는 소정의 성능 기준에 기초하여 이용하기를 원하는 클러스터를 선택한다. 클러스터의 순서화된 리스트를 이용하여, 가입자는, 가입자가 알고 있는 코딩 및 변조 레이트와 함께 원하는 클러스터를 요구하여, 원하는 데이터 레이트를 달성한다.

도 16 은 전력 차이에 기초하여 클러스터를 선택하는 장치의 일 실시형태를 도시한 것이다. 이 접근방법은 파일럿 심볼 주기와 데이터 트래픽 주기 모두 동안에 이용가능한 정보를 이용하여, 에너지 검출을 수행한다. 도 16의 프로세싱은 하드웨어 (예를 들면, 전용 로직, 회로 등), (예를 들면, 범용 컴퓨터 시스템 또는 전용 머신상에서 실행) 소프트웨어, 또는 이 둘의 결합으로 구현될 수도 있다.

도 16 을 참조하면, 가입자는 파일럿 주기에서 각각의 클러스터에 대한 SINR 추정을 수행하는 SINR 추정 프로세싱 블록 (1601), 파일럿 주기에서 각각의 클러스터에 대한 전력 계산을 수행하는 전력 계산 프로세싱 블록 (1602), 및 데이터 주기에서 각각의 클러스터에 대한 전력 계산을 수행하는 전력 계산 프로세싱 블록 (1603) 을 포함한다. 감산기 (1604) 는, 프로세싱 블록 (1602) 으로부터의 파일럿 주기에서의 전력 계산에서 프로세싱 블록 (1603) 으로부터의 데이터 주기에 대한 전력 계산을 감산한다. 감산기 (1604) 의 출력은, SINR 및 파일럿 주기와 데이터 주기간의 전력차이에 기초하여 클러스터 순서화와 선택을 수행하는 전력 차이 순서화 (및 그룹 선택) 프로세싱 블록 (1605) 에 입력된다. 클러스터가 일단 선택되었으면, 가입자는 프로세싱 블록 (1606) 으로 그 선택된 클러스터와 코드/변조 레이트를 요청한다.

더욱 상세하게는, 일 실시형태에서, 다음 식에 따라, 파일럿 주기동안의 각각의 클러스터의 신호전력을 트래픽 주기동안의 신호전력과 비교한다.

여기서, P_P 는 파일럿 주기 동안의 각각의 클러스터에 대응하여 측정된 전력이며, P_D는 트래픽 주기 동안에 측정된 전력이며, P_S는 신호 전력이며, P_I는 간섭전력이고, P_N은 잡음 전력이다.

일 실시형태에서, 가입자는 비교적 큰 (예를 들면, 10 dB 와 같은 임계값보다 더 큰) P_P /(P_P-P_D) 을 갖는 클러스터를 선택하고, 가능한 경우, 낮은 (예를 들면, 10 dB 와 같은 임계값보다 더 낮은) P_P /(P_P-P_D) 를 갖는 클러스터를 피한다.

대안으로, 이들 차이는 다음과 같이, 클러스터에서 각각의 부반송파에 대한 파일럿 주기 동안에 관측한 샘플과 데이터 트래픽 주기 동안에 관측한 샘플간의 에너지 차이에 기초할 수도 있다.

따라서, 가입자는 모든 부반송파에 대한 차이를 가산한다.

실제 구현에 따라, 가입자는 다음 매트릭스, SINR 과 P_P-P_D의 합성함수를 이용하여 클러스터를 선택할 수 있으며,

여기서, f 는 두 개의 입력의 함수이다. f 의 일 예는 가중평균화 (예를 들면, 가중치 동일) 가 된다. 대안으로, 가입자는 그것의 SINR에 기초하여 클러스터 를 선택하고, 단지 전력 차이 (P_P-P_D) 만을 이용하여 유사한 SINR 을 갖는 클러스터를 구별할 수 있다. 이 차이는 임계값 (예를 들면, 1 dB) 보다 더 작을 수 있다.

편차를 감소시키고 정확성을 향상시키기 위해 SINR 과 P_P-P_D 의 측정 모두가 시간에 걸쳐 평균화된다. 일 실시형태에서는, 채널과 간섭의 시간 변화특성을 포착할 정도로 충분히 짧지만, 통계학적 비정상값의 평균에 달하기에 충분하게 긴, 예를 들면 1 ㎳ 인 이동평균 시간 윈도우를 이용한다.

다운링크 클러스터 할당에 대한 피드백 포맷

일 실시형태에서는, 다운링크에 대해, 피드백은 선택된 클러스터의 인덱스와 그들의 SINR 모두를 포함한다. 임의의 클러스터 피드백에 대한 예시적인 포맷을 도 17 에 도시한다. 도 17 을 참조하면, 가입자는 클러스터를 지시하는 클러스터 인덱스 (ID) 및 이와 관련한 SINR 값을 제공한다. 예를 들면, 피드백에서는, 가입자는, 클러스터 (ID1; 1701) 및 그 클러스터에 대한 SINR (SINR1 ; 1702), 클러스터 (ID2; 1703) 및 그 클러스터에 대한 SINR (SINR2; 1704), 및 클러스터 (ID3; 1705) 및 그 클러스터에 대한 SINR (SINR3; 1706) 등을 제공한다. 클러스터에 대한 SINR 은 부반송파의 SINR 들의 평균을 이용하여 생성될 수도 있다. 따라서, 임의의 다중 클러스터를 후보로서 선택할 수 있다. 또한, 상술한 바와 같이, 선택된 클러스터를 피드백에서 순서화하여 우선순위를 지시할 수 있다. 일 실시형태에서는, 가입자가 클러스터의 우선순위 리스트를 형성한 다 음, 우선순위의 내림차순으로 SINR 정보를 반송신할 수도 있다.

통상적으로, SINR 자신을 대신하여 SINR 레벨의 인덱스가 클러스터에 대한 적절한 코딩/변조를 충분히 지시할 수 있다. 예를 들면, 3-비트 필드를 SINR 인덱스화하는데 이용하여, 적응적인 코딩/변조의 8 개의 상이한 레이트를 지시할 수 있다.

예시적인 기지국

기지국은 원하는 클러스터를, 요청하는 가입자에게 할당한다. 일 실시형태에서는, 가입자로의 할당에 대한 클러스터의 이용가능성은 클러스터에 대한 총 트래픽 로드에 의존한다. 따라서, 기지국은 높은 SINR 뿐만 아니라 낮은 트래픽 로드를 갖는 클러스터를 선택한다.

도 18 은 기지국의 일 실시형태의 블록도이다. 도 18 을 참조하면, 클러스터 할당 및 로드 스케쥴링 제어기 (1801; 클러스터 할당기) 는 (예를 들면, OFDM 트랜시버 (1805) 로부터 수신되는 SINR/레이트 인덱스 신호 (1813) 를 통한) 각각의 가입자에 대하여 특정된 클러스터의 다운링크/업링크 SINR 와 사용자 데이터, 및 (예를 들면, 다중 사용자 데이터 버퍼 (1802) 로부터의 사용자 데이터 버퍼 정보 (1811) 를 통한) 큐 충만성/트래픽 로드를 포함하여 모든 필요한 정보를 수집한다. 이 정보를 이용하여, 제어기 (1801) 는 각각의 사용자에 대한 클러스터 할당과 로드 스케쥴링을 결정한 다음 그 결정정보를 메모리 (도시생략) 에 저장한다. 제어기 (1801) 는 제어신호 채널을 통하여 (예를 들면, OFDM 트랜시버 (1805) 를 통하여 제어 신호/클러스터 할당 (1812)) 이 결정에 대해 가입자에게 통지한다. 제어기 (1801) 는 이 결정을 재시도 동안에 갱신한다.

또한, 일 실시형태에서는, 제어기 (1801) 가 시스템의 트래픽 로드를 알고 있기 때문에, 제어기는 사용자 액세스에 대한 허가 제어를 수행한다. 이것은 허가 제어신호 (1810) 를 이용하여 사용자 데이터 버퍼 (1802) 를 제어함으로써 수행될 수도 있다.

사용자 (1-N) 의 데이터 패킷을 사용자 데이터 버퍼 (1802) 에 저장한다. 다운링크에 대하여, 제어기 (1801) 의 제어를 이용하여, 멀티플렉서 (1803) 가 사용자 데이터를, 송신될 것을 대기하는 (클러스터 (1-M) 에 대한) 클러스터 데이터 버퍼에 로딩한다. 업링크에 대하여, 멀티플렉서 (1803) 가 클러스터 버퍼에서의 데이터를 대응하는 사용자 버퍼로 송신한다. 클러스터 버퍼 (1804) 는 OFDM 트랜시버 (1805; 다운링크에 대한) 를 통하여 송신될 신호와, 트랜시버 (1805) 로부터 수신된 신호를 저장한다. 일 실시형태에서는, 각각의 사용자가 다수의 클러스터를 점유할 수 있으며, 다수의 사용자가 각각의 클러스터를 공유할 수 있다 (시분할 멀티플렉싱 방식).

당업자는 본 발명의 상세한 설명을 통하여 많은 변경 및 변형을 실시할 수 있으며, 임의의 특정 실시형태도 본 발명의 범위를 제한하기 위해 설명한 것은 아니라는 것을 알게 될 것이다. 따라서, 상세한 여러 실시형태들은 본 발명의 청구범위를 제한하기 위한 것이 아니며, 본 발명의 필수적인 것으로 간주되는 여러 특징만을 설명한 것에 불과하다.

도 1a 는 주파수 도메인에서의 OFDM 신호 및 부반송파를 나타내는 도면.

도 1b 는 다중 부반송파 및 클러스터를 나타내는 도면.

도 2 는 시간-주파수 도메인에서의 OFDM 부반송파 클러스터 및 파일럿 심볼을 나타내는 도면.

도 3 은 일방향의 송신에 대해 OFDM 을 그리고 타방향의 송신에 대해 CDMA 을 사용하는 통신 네트워크를 나타내는 도면.

도 4 는 다운링크 통신에 대해 OFDM 을 사용하는 기지국 송신기의 일 실시형태의 블록도.

도 5 는 가입자 터미널 수신기의 일 실시형태의 블록도.

도 6 은 업링크 통신에 대해 DSSS/CDMA 를 사용하는 가입자 터미널 송신기의 일 실시형태의 블록도.

도 7 은 기지국 수신기 및 다운링크 부반송파 할당기의 일 실시형태의 블록도.

도 8 은 업링크 송신 신호의 예시적인 데이터 포맷을 나타내는 도면.

도 9 는 다운링크 송신 신호의 예시적인 데이터 포맷을 나타내는 도면.

도 10 은 주파수 트래킹을 위한 예시적인 파일럿 부반송파를 나타내는 도면.

도 11 은 양방향 통신을 위한 CDMA 와 일방향의 데이터 레이트를 강화시키기 위한 부가적인 OFDM 채널을 사용하는 듀플렉싱 시스템의 일 실시형태를 나타내는 블록도.

도 12 는 상이한 가입자와 관련된 채널 응답을 나타내는 도면.

도 13 은 부반송파를 할당하는 프로세스의 일 실시형태의 흐름도.

도 14 는 OFDM 심볼, 파일럿, 및 클러스터의 시간 및 주파수 그리드를 나타내는 도면.

도 15 는 가입자 프로세싱을 나타내는 도면.

*도 16 은 도 15 의 일 실시예를 나타내는 도면.

도 17 은 임의의 클러스터 피드백에 대한 포맷의 일 실시형태를 나타내는 도면.

도 18 은 기지국의 일 실시형태를 나타내는 도면.

* 도면 부호에 대한 간략한 설명

301 : CDMA 송신기 302 : OFDM 수신기

303, 304 : 스위치 듀플렉서 310, 311 : 안테나

305 : CDMA 수신기 306 : OFDM 송신기

Claims

가입자와 통신하는 방법으로서,

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호를 상기 가입자로 송신하는 단계를 포함하고,

상기 가입자에 의한 상기 OFDM 신호의 수신은 상기 가입자에 의하여 발생되는 DSSS 신호와 관련되고,

상기 송신하는 단계는,

제 1 가입자에 OFDM 부반송파의 제 1 부분을 할당하는 단계; 및

상기 할당에 따라서 상기 제 1 가입자로 OFDM 신호를 송신하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 송신하는 단계는,

제 2 가입자에 OFDM 부반송파의 제 2 부분을 할당하는 단계; 및

상기 할당에 따라서 상기 제 2 가입자로 OFDM 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 할당은 상기 제 1 가입자로부터 송신된 품질 메트릭에 응답하는, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 품질 메트릭은 SNR 을 포함하는, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 할당은 적응적인, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 할당은 적어도 최저의 품질 메트릭을 갖도록 결정된 부반송파만을 할당하는, 통신 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 OFDM 신호를 송신하는 단계는 제 1 주파수 범위에서 OFDM 을 송신하는 단계를 포함하고,

DSSS 신호를 발생시키는 단계는 DSSS 신호를 제 2 주파수 범위에서 발생시키는 단계를 포함하는, 통신 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 제 1 주파수 범위 및 상기 제 2 주파수 범위는 중첩되지 않는, 통신 방 법.
복수의 가입자와 통신하는 방법으로서,

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 신호를 상기 복수의 가입자로 송신하는 단계를 포함하고,

상기 가입자에 의한 OFDM 신호의 수신은 상기 가입자에 의하여 발생되는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호와 관련되는, 통신 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 송신하는 단계는,

적어도 상기 복수의 가입자의 서브셋에 OFDM 부반송파의 일부를 할당하는 단계; 및

상기 부반송파의 할당에 따라서 적어도 상기 복수의 가입자의 서브셋으로 OFDM 신호를 동시에 송신하는 단계를 포함하는, 통신 방법.
제 9 항에 있어서,

OFDM 신호를 송신하는 단계는 제 1 주파수 범위에서 상기 OFDM 신호를 송신하는 단계를 포함하고,

DSSS 신호를 발생시키는 단계는 제 2 주파수 범위에서 DSSS 신호를 발생시키는 단계를 포함하는, 통신 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 제 1 주파수 범위 및 상기 제 2 주파수 범위는 중첩되지 않는, 통신 방법.
직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA) 신호를 하나 이상의 가입자로 송신하는 단계; 및

기지국에서 상기 하나 이상의 가입자로부터 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호를 수신하는 단계를 포함하고,

상기 기지국 및 상기 하나 이상의 가입자는 양방향 통신 링크의 링크 세그먼트를 포함하는, 통신 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 양방향 통신 링크는 비대칭적인, 통신 방법.
제 13 항에 있어서,

가입자 스테이션에서 상기 직교 주파수 분할 다중 접속 (OFDMA) 신호를 수신하는 단계; 및

상기 가입자 스테이션으로부터 상기 기지국으로 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 신호를 송신하는 단계를 더 포함하는, 통신 방법.
제 15 항에 있어서,

상기 양방향 통신 링크는 비대칭적인, 통신 방법.
가입자 유닛으로서,

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 (DSSS) 송신기; 및

직교 주파수 분할 멀티플렉싱 (OFDM) 수신기를 포함하고,

상기 가입자 유닛은 상기 OFDM 수신기에 의하여 수신된 OFDM 신호와 관련하여 상기 DSSS 송신기로부터 DSSS 신호를 송신하도록 구성되는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 DSSS 송신기는 코드 분할 다중 접속 송신기를 포함하는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 DSSS 송신기는 DSSS 트랜시버를 포함하는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 DSSS 송신기 및 상기 OFDM 수신기에 커플링된 스위치를 포함하는, 가입자 유닛.
제 20 항에 있어서,

상기 스위치에 커플링되는 안테나를 포함하는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 OFDM 수신기는 상기 OFDM 신호에 대한 품질 메트릭을 결정하도록 구성되는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 가입자 유닛은 모바일 유닛을 포함하는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 OFDM 수신기는,

상기 OFDM 신호에 대하여 FFT 를 수행하는 패스트 푸리에 변환 (FFT) 유닛; 및

상기 FFT 유닛의 개별적인 출력에 커플링되는 복수의 프로세싱 경로를 포함하고,

상기 복수의 프로세싱 경로의 각각은 상기 FFT 유닛의 개별적인 출력 중 하나에 커플링되는 복조기를 가지는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있어서,

상기 OFDM 수신기는,

복조기 중 하나 이상에 대한 출력에 커플링되는 디인터리버; 및

상기 디인터리버의 출력에 커플링되는 포워드 에러 커렉션 디코더를 포함하는, 가입자 유닛.
제 17 항에 있엇,

상기 OFDM 수신기 및 상기 DSSS 수신기는 중첩되지 않는 주파수 밴드 상에서 동작하도록 구성되는, 가입자 유닛.