KR20030074771A

KR20030074771A - 무선 통신 시스템을 위한 코딩 방식

Info

Publication number: KR20030074771A
Application number: KR10-2003-7010177A
Authority: KR
Inventors: 링푸윤; 신드후샤야나나가브후샤나티; 왈턴제이알; 월리스마크; 페르난데스이반
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2002-01-23
Publication date: 2003-09-19
Also published as: CN1498478A; US20030043928A1; KR100883941B1; DK1374466T3; US20160043784A1; EP1374466B1; WO2002062002A1; CN101005301B; BR0206877A; HK1063698A1; US9319114B2; CN101005301A; US6961388B2; BRPI0206877B1; US9647733B2; EP3002900A1; TW586280B; CN1333541C; PT1374466T; ES2745137T3

Abstract

본 발명은, 채널의 획득 SNR 에 기초하여, 상이한 정보 비트 레이트들에서의 다수의 송신 채널들상에 데이터를 송신할 수 있는 통신 시스템 (예를 들어, OFDM) 의 코딩 기술들에 관한 것이다. 송신 채널들에 의해 요구되는 상이한 코딩 레이트들을 획득하기 위하여, 공용 또는 가변 펑처링과 함께 베이스 코드를 이용한다. 데이터 송신용 데이터 (즉, 정보 비트들) 는 베이스 코드로 인코딩되며, 각 채널에 대한 부호화 비트들 (또는 유사한 송신 능력들을 갖는 채널들의 그룹) 은 요구되는 코딩 레이트를 획득하도록 펑처링된다. 부호화 비트들은 펑처링되기 전에 (예를 들어, 페이딩에 대항하고 각 변조 심볼에서의 부호화 비트들 사이의 상관을 제거하기 위하여) 인터리빙될 수도 있다. 펑처링되지 않은 부호화 비트들은 (예를 들어, 그레이 매핑을 이용하여) 비-이진 심볼들로 그룹화된다. 변조 심볼은 송신되기 전에 사전-조정될 수도 있다.

Description

무선 통신 시스템을 위한 코딩 방식 {CODING SCHEME FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

발명의 배경

I. 기술 분야

본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 좀더 자세하게는, 본 발명은 상이한 송신 능력들을 갖는 다중 송신 채널들상에 송신용 데이터를 인코딩하는 신규하고 가요성이 있으며, 효율적인 코딩 방식에 관한 것이다.

II. 관련 기술의 설명

무선 통신 시스템들은 음성, 데이터 등의 다양한 형태의 통신을 제공하기 위해 널리 이용되고 있다. 이러한 시스템들은 부호분할 다중접속 (CDMA), 시분할 다중접속 (TDMA), 직교 주파수분할 변조 (OFDM), 또는 기타 다른 변조 기술들에 기초할 수도 있다. OFDM 시스템들은 일부 채널 환경에 대해 높은 성능을 제공할 수도 있다.

OFDM 시스템에서, 동작 주파수 대역은 다수의 "주파수 서브채널들 (frequency subchannels)", 또는 주파수 저장소들 (frequency bins) 로 효과적으로 분할된다. 각 서브채널은 데이터를 변조하는 각 서브캐리어 (subcarrier) 와 관련되며, 독립된 "송신 채널"로서 간주될 수도 있다. 일반적으로, 송신되는 데이터 (즉, 정보 비트들) 는 부호화 비트들 (coded bits) 을 생성하는 특정한 코딩 방식으로 인코딩된다. 고차 변조 방식 (예를 들어, QPSK, QAM 등) 에 있어서, 부호화 비트들은 서브캐리어들을 변조하는데 이용되는 비-이진 (non-binary) 심볼들로 그룹화된다.

OFDM 시스템의 주파수 서브채널들은 상이한 링크 조건들 (예를 들어, 상이한 페이딩 및 다중경로 효과들) 을 경험할 수도 있으며, 상이한 신호대 잡음 및 간섭비 (SNR) 를 획득할 수도 있다. 따라서, 성능의 특정 레벨을 위해 각 서브채널상에 송신될 수도 있는 변조 심볼당 정보 비트들의 수 (즉, 정보 비트 레이트) 는 서브채널마다 상이할 수도 있다. 더욱이, 일반적으로, 링크 조건들은 시간에 따라 변한다. 따라서, 서브채널들을 위해 지원되는 비트 레이트들도 시간에 따라 변한다.

주파수 서브채널들의 상이한 송신 능력들 및 그 능력들의 시변 (time-variant) 특성은 서브채널들을 위해 요구되는 부호화 비트들을 제공하기 위하여 지원되는, 정보 비트들의 수/변조 심볼을 인코딩할 수 있는 효율적인 코딩 방식을 제공하도록 요구된다.

따라서, 상이한 송신 능력들을 갖는 다중 서브채널들상에 송신용 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있는 높은 성능의 효율적이고 가요성있는 코딩 방식이 매우 바람직하다.

발명의 요약

본 발명의 다양한 양태들은 채널들의 획득 SNR 에 기초하여 상이한 정보 비트 레이트들에서, 다수의 "송신 채널들" 상에 데이터를 송신할 수 있는 통신 시스템을 위한 효율적이고 효과적인 코딩 기술들을 제공한다. 다수의 코딩/펑처링 (coding/puncturing) 방식들은 필수 부호화 비트들 (즉, 만약 터보 코드를 사용할 경우, 정보 비트, 테일 (tail) 비트, 및 패리티 비트) 을 생성하도록 이용될 수도 있다. 제 1 코딩/펑처링 방식에서는, 특정 베이스 코드 (base code) 및 공용 펑처링이 모든 송신 채널들 (예를 들어, 이하, 설명되는, OFDM 시스템에서의 모든 주파수 서브채널들, 또는 다중 입력/다중 출력 안테나 (MIMO) 를 구비한 OFDM 시스템에서의 모든 주파수 서브채널들의 공간 (spatial) 서브채널들) 용으로 이용된다. 제 2 코딩/펑처링 방식에서는, 동일한 베이스 코드 및 가변 펑처링이 송신 채널용으로 이용된다. 가변 펑처링은 송신 채널들에게 상이한 코딩 레이트들을 제공하도록 이용될 수 있다. 각 송신 채널에 대한 코딩 레이트는 정보 비트 레이트 및 채널을 위해 선택된 변조 방식에 의존한다.

본 발명의 일 실시형태는 통신 시스템, 예를 들어, 직교 주파수분할 변조 (OFDM) 시스템, 에서 다수의 송신 채널들상으로의 송신용 데이터를 준비하는 방법을 제공한다. 각 송신 채널은 각 변조 심볼들의 시퀀스 (sequence) 를 송신하도록 동작한다. 그 방법에 따라서, 각 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수가 (예를 들어, 채널의 SNR 에 기초하여) 결정된다. 그 후, 변조 심볼당 결정된 정보 비트들의 수를 지원하도록, 각 송신 채널에 대한 변조 방식을 식별한다. 변조 심볼당 지원된 정보 비트들의 수 및 식별된 변조 방식에 기초하여, 각 송신 채널에 대한 코딩 레이트를 결정한다. 2 개 이상의 송신 채널들은 상이한 송신 능력들 때문에 상이한 코딩 레이트들과 관련된다.

그 후, 다수의 정보 비트들이 다수의 부호화 비트들을 제공하는 특정 인코딩 방식에 따라 인코딩된다. 만약 터보 코드를 사용하면, 다수의 테일 및 패리티 비트들이 정보 비트들을 위해 생성된다 (부호화 비트들은 정보 비트들, 테일 비트들, 및 패리티 비트들을 포함한다.). 부호화 비트들은 특정 인터리빙 방식에 따라 인터리빙될 수도 있다. 용이한 구현을 위하여, 인터리빙은 펑처링보다 먼저 수행할 수도 있다. 그 후, 부호화 비트들 (예를 들어, 터보 코드를 사용한 경우, 테일 및 패리티 비트) 은 송신 채널들에게 다수의 펑처링되지 않은 부호화 비트들 (unpunctured coded bits) 을 제공하도록 특정 펑처링 방식에 따라 펑처링된다. 펑처링은 송신 채널들에 의해 요구되는 상이한 코딩 레이트들을 획득하도록 조정된다. 다른 방법으로, 펑처링이 인터리빙보다 먼저 수행될 수도 있다.

그 후, 송신 채널들을 위해 비-이진 심볼들을 형성한다. 각 비-이진 심볼은 일군의 인터리빙되고 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 포함하며, 각 변조 심볼에 매핑된다. 각 비-이진 심볼의 부호화 비트들의 특정 갯수는 채널의 변조 방식에 의존한다. 이하, 설명되는 바와 같이, 각 주파수 서브채널을 위한 다수의 공간 서브채널들상에 송신될 수 있는 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 시스템에 있어서, 각 주파수 서브채널용 변조 심볼들은 송신되기 전에 사전-조정될 (pre-conditioned) 수도 있다.

이하, 더 상세히 설명되는 바와 같이, 본 발명은 본 발명의 다양한 양태들, 실시형태들, 및 특징들을 구현하는 방법들 및 시스템 소자들을 제공한다.

도면의 간단한 설명

이하, 본 발명의 특징들, 특성, 및 이점들을 도면과 함께 상세히 설명하며, 도면 중 동일한 도면부호는 도면 전반에 걸쳐서 동일한 대상을 나타낸다.

도 1 은 본 발명의 다양한 양태들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템의 도면이다.

도 2 는 MIMO 시스템에서 N_T개의 송신 안테나들 중 하나로부터의 OFDM 송신을 그래프로 나타낸 도면이다.

도 3a 및 3b 는 병렬연접 콘볼루셔널 인코더 (parallel concatenated convolutional encoder) 의 도면이다.

도 3c 는 부호화 비트들의 가변 펑처링을 제공하는데 이용될 수도 있는 펑처러 (puncturer) 및 멀티플렉서의 일 실시형태의 도면이다.

도 4a 및 4b 는 데이터 송신용의 필수 부호화 비트들을 생성하는 2 개의 코딩/펑처링 방식의 흐름도이며, 각각은 특정 베이스 코드와 공용 및 가변 펑처링 방식을 이용한다.

도 5 는 16-QAM 용 신호 콘스텔레이션 (constellation) 및 구체적인 그레이 매핑 (Gray mapping) 방식의 도면이다.

도 6 은 MIMO 프로세서의 일 실시형태의 블록도이다.

도 7 은 상이한 송신들에게 상이한 프로세싱을 제공할 수 있는 시스템의 일 실시형태를 나타낸 블록도이다.

도 8 은 수신 시스템의 디코딩부의 일 실시형태의 블록도이다.

구체적인 실시형태들의 상세한 설명

도 1 은 본 발명의 다양한 양태들 및 실시형태들을 구현할 수 있는 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 통신 시스템 (100) 의 도면이다. 통신 시스템 (100) 은 본 명세서에서 설명하는 코딩 방식들을 구현하도록 설계될 수 있다. 또한, 시스템 (100) 은 스펙트럼 효율 (spectral efficiency) 의 증대, 성능의 개선, 및 가요성의 강화를 위해 안테나, 주파수, 및 시간 다이버시티의 조합을 이용하도록 동작될 수 있다. 증대된 스펙트럼 효율은 가용 시스템 대역폭을 더 잘 이용할 수 있는 시간과 장소에 더 많은 비트수/초/헤르츠 (bps/Hz) 를 송신하는 능력을 가지게 하는 것이 특징이다. 예를 들어, 소정의 링크 신호대 잡음-플러스-간섭비 (SNR) 를 위해 비트-에러-레이트 (BER) 또는 프레임-에러-레이트 (FER) 를 저하시킴으로써, 개선된 성능을 나타낼 수도 있다. 또한, 강화된 가요성은 상이하고 통상 이종의 요구들을 갖는 다중 사용자들을 수용할 수 있는 능력을 가지게 하는 것이 특징이다. 이러한 목표들은 고성능 및 효율적인 코딩 방식, 다중-캐리어 변조, 시분할 멀티플렉싱 (TDM), 다중 송신 및/또는 수신 안테나들, 기타 기술들, 또는 이들의 조합에 의해서 어느 정도는 획득될 수 있다. 이하, 본 발명의 특징들, 양태들, 및 이점들을 자세히 설명한다.

도 1 에 도시된 바와 같이, 통신 시스템 (100) 은 제 2 시스템 (150) 과 통신하는 제 1 시스템 (110) 을 구비한다. 시스템 (110) 내에서, 데이터 소스 (112) 는 데이터 (즉, 정보 비트들) 를 인코더 (114) 에 제공하여 특정 코딩 방식에 따라 데이터를 인코딩한다. 인코딩은 데이터 송신의 신뢰성을 증대시킨다. 그 후, 부호화 비트들은 채널 인터리버 (116) 에 제공되어, 특정 인터리빙 방식에 따라 인터리빙 (즉, 재배열) 된다. 이하, 설명되는 바와 같이, 인터리빙은 부호화 비트들을 위한 시간 및 주파수 다이버시티를 제공, 데이터를 데이터 송신용 서브채널들의 평균 SNR 에 기초하여 송신하는 것을 허용, 페이딩에 대항, 및 각 변조 심볼을 형성하기 위해 이용되는 부호화 비트들간의 상관을 제거한다. 그 후, 인터리빙된 비트들은 부호화 비트들의 요구되는 수를 제공하도록 펑처링 (즉, 삭제) 한다. 이하, 인코딩, 채널 인터리빙, 및 펑처링은 더 자세히 설명한다. 그 후, 펑처링되지 않은 부호화 비트들은 심볼 매핑 소자 (118) 에 제공한다.

OFDM 시스템에서, 동작 주파수 대역은 다수의 "주파수 서브채널들" (즉, 주파수 저장소들) 로 효율적으로 분할된다. 각 "시간 슬롯 (time slot)" (즉, 주파수 서브채널의 대역폭에 의존할 수도 있는 특정 시간 간격) 에서, "변조 심볼" 은 각 주파수 서브채널상에 송신될 수도 있다. 이하, 더 자세히 설명되는 바와 같이, OFDM 시스템은, 다중 (N_T) 송신 안테나들과 다중 (N_R) 수신 안테나들이 데이터 송신을 위해 사용되는, MIMO 모드에서 동작할 수도 있다. MIMO 채널은 N_C개의 독립 채널들로 분해될 수도 있으며, 여기서 N_C≤N_T및 N_C≤N_R이다. 각 N_C개의 독립 채널들은 디멘젼 (dimension) 에 대응하는 MIMO 채널의 "공간 서브채널" 이라고도 한다. MIMO 모드에서는, 증대된 디멘젼을 획득하고 각 시간 슬롯에서 각 주파수 서브채널의 N_C개의 공간 서브채널들상에 N_C개의 변조 심볼들을 송신할수도 있다. MIMO 모드에서 동작되지 않는 OFDM 시스템에서는, 오직 하나의 공간 서브채널만이 존재한다. 각 주파수 서브채널/공간 서브채널을 "송신 채널"이라고 할 수도 있다. 이하, MIMO 모드 및 공간 서브채널을 더 자세히 설명한다.

특정 레벨의 성능을 위해, 각 변조 심볼에 대해 송신될 수도 있는 정보 비트들의 수는 송신 채널의 SNR 에 의존한다. 각 전송 채널에서, 심볼 매핑 소자 (118) 은 그 송신 채널용 비-이진 심볼을 형성하기 위하여 일 세트 (set) 의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 그룹화한다. 그 후, 비-이진 심볼은 송신 채널을 위해 선택된 변조 방식에 대응하는 신호 콘스텔레이션에서의 점 (point) 을 나타내는 변조 심볼에 매핑된다. 비트 그룹화 (grouping) 및 심볼 매핑은 데이터 송신을 위해 모든 송신 채널들 및 각 시간 슬롯에 대해 수행된다. 그 후, 모든 송신 채널들에 대한 변조 심볼들을 MIMO 프로세서 (120) 에 제공한다.

구현되는 특정 "공간" 다이버시티 (존재하는 경우) 에 의존하여, MIMO 프로세서 (120) 은 수신된 변조 심볼들을 디플렉스, 사전-조정, 및 결합한다. 이하, MIMO 프로세싱을 더 자세히 설명한다. 각 송신 안테나에서, MIMO 프로세서 (120) 은 각 시간 슬롯에 대한 일 벡터인, 변조 심볼 벡터들의 스트림을 제공한다. 각 변조 심볼 벡터는 소정의 시간 슬롯에서 모든 주파수 서브채널들을 위한 변조 심볼들을 포함한다. 변조 심볼 벡터들의 각 스트림은 수신되고, 각 변조기 (MOD; 122) 에 의해 변조되어, 관련된 안테나 (124) 를 경유하여 송신된다.

도 1 에 도시된 실시형태에서, 수신 시스템 (150) 은 송신된 신호들을 수신하는 다수의 수신 안테나들 (152) 을 구비하며, 수신된 신호들을 각 복조기들 (DEMOD; 154) 에 제공한다. 각 복조기 (154) 는 변조기 (122) 에서 수행되는 것에 상보적인 프로세싱을 수행한다. 모든 복조기들 (154) 로부터의 복조된 심볼들은 MIMO 프로세서 (156) 에 제공되어, MIMO 프로세서 (120) 에서 수행된 것과 상보적인 방식으로 프로세싱된다. 그 후, 전송 채널들에서 수신된 심볼들은 심볼 매핑 소자 (118) 에 의해 수행되는 것과 상보적인 프로세싱을 수행하는 비트 계산 유닛 (bit calculation unit; 158) 에 제공되어, 수신된 비트들을 표시하는 값들을 제공한다. 그 후, 시스템 (110) 에서 펑처링된 부호화 비트들을 위해 디-펑처러 (de-puncturer; 159) 는 이레이져들 (erasures; 예를 들어, 영값 (zero value) 표시) 를 삽입한다. 그 후, 디-펑처링된 값들은 채널 디인터리버 (deinterleaver; 160) 에 의해 디인터리빙되며, 또한, 복호된 비트들을 생성하도록 디코더 (162) 에 의해 복호된 후, 데이터 싱크 (data sink; 164) 에 제공된다. 채널 디인터리빙, 디-펑처링, 및 디코딩은 송신기에서 수행되는 채널 인터리빙, 펑처링, 및 인코딩과 상보적이다.

도 2 는 MIMO 시스템에서 N_T개의 송신 안테나들 중 하나로부터의 OFDM 송신을 그래프로 나타낸 도면이다. 도 2 에서, 수평축은 시간을 나타내며, 수직축은 주파수를 나타낸다. 이 구체적인 예에서, 송신 채널은 16 개의 주파수 서브채널들을 포함하고 OFDM 심볼들의 시퀀스를 송신하는데 이용되며, 각 OFDM 심볼은 모두 16 개의 주파수 서브채널들을 포함한다. 또한, 데이터 송신이 시간 슬롯들로 분할되는 시분할 멀티플렉싱 (TDM) 구조를 나타내며, 각 시간 슬롯은 특정 지속기간을 갖는다. 도 2 에 도시된 예에서, 시간 슬롯은 일 변조 심볼의 길이와 동일하다.

가용 주파수 서브채널들은 시그널링 (signaling), 음성, 패킷 데이터 등을 송신하는데 이용될 수도 있다. 도 2 에 도시된 구체적인 예에서, 시간 슬롯 1 에서의 변조 심볼은, 주기적으로 송신되어 수신기 유닛들이 동기하도록 돕고 채널 추정을 수행할 수도 있는, 파일럿 데이터에 대응한다. 또한 파일럿 데이터를 시간 및 주파수상에 분포시키는 또 다른 기술들을 이용할 수도 있다. 일반적으로, 파일럿 변조 심볼의 송신은 특정한 레이트에서 발생하며, 일반적으로, 이 레이트를 충분히 신속하게 선택하여 통신 링크에서의 변동들을 정확히 추적할 수 있도록 한다.

파일럿 송신용으로 이용되지 않은 시간 슬롯들은 다양한 형태의 데이터를 송신하는데 이용될 수 있다. 예를 들어, 주파수 서브채널들 1 및 2 는 수신기 유닛들에게 제어 데이터 및 방송 데이터 (broadcast data) 를 송신하기 위해 예약될 수도 있다. 일반적으로, 이러한 서브채널들상의 데이터는 모든 수신기 유닛들에 의해 수신되도록 의도된다. 그러나, 제어 채널상의 일부 메세지는 사용자에 따라 특정 (user specific) 될 수도 있으며, 그에 따라 인코딩될 수도 있다.

음성 데이터 및 패킷 데이터는 나머지 주파수 서브채널들에 전송될 수도 있다. 도시된 예에서, 시간 슬롯 2 내지 9 에서의 서브채널 3 은 음성 호출 1, 시간 슬롯 2 내지 9 에서의 서브채널 4 는 음성 호출 2, 시간 슬롯 5 내지 9 에서의 서브채널 5 는 음성 호출 3, 및 시간 슬롯 7 내지 9 에서의 서브채널 6 은 음성 호출 5 를 위해 이용된다.

나머지 가용 주파수 서브채널들 및 시간 슬롯들은 트래픽 데이터의 송신을 위해 이용될 수도 있다. 특정 데이터의 송신은 다중 서브채널들 및/또는 다중 시간 슬롯들상에서 방생할 수도 있으며, 다중 데이터의 송신은 특정 시간 슬롯내에서 발생할 수도 있다. 데이터의 송신은 인접하지 않은 시간 슬롯들상에서도 발생할 수도 있다.

도 2 에 도시된 예에서, 데이터 1 의 송신은 시간 슬롯 2 에서의 주파수 서브채널 5 내지 16 및 시간 슬롯 7 에서의 서브채널 7 내지 16, 데이터 2 의 송신은 시간 슬롯 3 및 4 에서의 서브채널 5 내지 16 및 시간 슬롯 5 에서의 서브채널 6 내지 16, 데이터 3 의 송신은 시간 슬롯 6 에서의 서브채널 6 내지 16, 데이터 4 의 송신은 시간 슬롯 8 에서의 서브채널 7 내지 16, 데이터 5 의 송신은 시간 슬롯 9 에서의 서브채널 7 내지 11, 및 데이터 6 의 송신은 시간 슬롯 9 에서의 서브채널 12 내지 16 을 이용한다. 데이터 1 내지 6 의 송신들은 하나 이상의 수신기 유닛들로의 트래픽 데이터의 송신들을 나타낼 수 있다.

송신 가요성을 제공하고 고성능 및 효율성을 획득하기 위하여, 각 송신 안테나에 대한 각 시간 슬롯에서의 각 주파수 서브채널은 파일럿, 시그널링, 방송, 음성, 트래픽 데이터, 기타 다른 데이터 형태, 또는 이들의 조합 등의 임의의 형태의 데이터를 전송하는데 이용될 수 있는 (변조 심볼) 송신의 독립된 유닛으로 간주될 수도 있다. 또한, 이하, 설명되는 바와 같이, 가요성, 성능, 및 효율성은 변조심볼들 간의 독립성을 허용함으로써 획득될 수도 있다. 예를 들어, 각 변조 심볼은 특정 시간, 주파수, 및 공간에서의 자원을 가장 잘 이용하게 하는 변조 방식 (예를 들어, M-PSK, M-QAM, 또는 기타 다른 방식) 으로부터 생성될 수도 있다.

MIMO 시스템

지상 통신 시스템 (예를 들어, 셀룰라 시스템, 방송 시스템, 다중-채널 다중-점 분산 시스템 (MMDS) 등) 에서, 송신기 유닛으로부터의 RF 변조 신호는 다수의 송신 경로들을 경유하여 수신기 유닛에 도달할 수도 있다. 일반적으로, 송신 경로들의 특성은 다수의 요인들로 인해 시간상에서 변한다. 만약 하나 이상의 송신 또는 수신 안테나를 사용하고, 송신 및 수신 안테나 사이의 송신 경로들이 선형 독립 (linearly independent; 즉, 일 송신은 다른 송신들의 선형 조합으로 형성될 수 없음) 이라면, 일반적으로, 적어도 어느 정도는 진실이지만, 송신된 신호를 정확하게 수신할 가능성은 안테나의 수가 증대함에 따라 증대한다. 일반적으로, 송신 및 수신 안테나의 수가 증대함에 따라, 다이버시티는 증대하고 성능은 개선된다.

도 1 에 도시된 시스템과 같은 MIMO 통신 시스템은 통신 링크의 송신단 및 수신단 모두에서 안테나를 이용한다. 이러한 송신 및 수신 안테나는 "송신" 다이버시티 및 "수신" 다이버시티를 포함하여, 다양한 형태들의 "공간 다이버시티" 를 제공하도록 이용될 수도 있다. 공간 다이버시티는 다중 송신 안테나들 및 하나 이상의 수신 안테나들을 가지는 것이 특징이다. 송신 다이버시티는 다중 송신 안테나들을 통하여 데이터를 송신하는 것이 특징이다. 일반적으로, 원하는 다이버시티를 획득하기 위해 송신 안테나로부터 송신된 데이터에 추가적인 프로세싱을 수행한다. 예를 들어, 상이한 송신 안테나들로부터 송신된 데이터는 시간상으로 지연 또는 재배열, 부호화, 및 가용 송신 안테나들을 가로질러 인터리빙 등이 될 수도 있다. 수신 다이버시티는 다중 수신 안테나들상에 송신된 신호들을 수신하는 것이 특징이며, 상이한 신호 경로들을 경유하여 단순히 신호들을 수신함으로써 다이버시티를 획득한다.

공간 다이버시티는 통신 링크 용량의 증대 여부와 관계없이 통신 링크의 신뢰성을 개선하기 위해 이용될 수도 있다. 이것은 다중 안테나들을 경유하여 데이터를 다중 경로들상으로 송신 또는 수신함으로써 획득될 수도 있다. 공간 다이버시티는 요구되는 성능을 제공하기 위하여 통신 링크의 특성에 기초하여 동적으로 선택될 수도 있다. 예를 들어, 일부 형태의 통신용 (예를 들어, 시그널링), 일부 형태의 서비스용 (예를 들어, 음성), 일부 통신 링크 특성용 (예를 들어, 낮은 SNR), 또는 기타 조건 또는 고려용으로 더 높은 차수 (degree) 의 공간 다이버시티를 제공할 수도 있다.

데이터는 원하는 다이버시티를 획득하기 위하여 다중 안테나들로부터 및/또는 다중 주파수 서브채널들 (subchannels) 상에 송신될 수도 있다. 예를 들어, 데이터는: (1) 일 안테나로부터 일 서브채널에, (2) 다중 안테나들로부터 일 서브채널 (예를 들어, 서브채널 1) 에, (3) 총 N_T개의 안테나들로부터 일 서브채널에, (4) 일 안테나로부터 일 세트의 서브채널들 (예를 들어, 서브채널들 1 및 2) 에,(5) 다중 안테나들로부터 일 세트의 서브채널들에, (6) 총 N_T개의 안테나들로부터 일 세트의 서브채널들에, 또는 (7) 일 세트의 안테나들로부터 일 세트의 채널들 (예를 들어, 일 시간 슬롯 (time slot) 에서는 안테나들 1 및 2 로부터 서브채널 1, 또 다른 시간 슬롯에서는 안테나 2 로부터 서브채널들 1 및 2, 등) 에 송신될 수도 있다. 따라서, 서브채널들과 안테나들의 어떠한 조합이라도 안테나 및 주파수 다이버시티를 제공하는데 이용될 수도 있다.

MIMO 통신 시스템에서, 다중-입력 다중-출력 채널은 일 세트의 N_C개의 독립된 공간 서브채널들로 분해될 수 있다. 그러한 공간 서브채널들의 수는 송신용 안테나들의 수 이하 및 수신용 안테나들의 수 이하이다 (즉, N_C≤N_T및 N_C≤N_R). 만약 특정 시간에서 N_T개의 송신 안테나들 및 N_R개의 수신 안테나들의 응답을 채널에 제공하는 N_Rx N_T매트릭스를H및 채널로의 N_T-벡터 입력들을라 하면, 수신 신호는 다음과 같이 표현할 수 있다:

여기서,은 잡음 및 간섭을 나타내는 N_R-벡터이다. 일 실시형태에서, 채널 매트릭스와 그것의 공액-전치 (conjugate-transpose) 의 곱으로 형성되는 허미션 매트릭스 (Hermitian matrix) 의 고유벡터 분해 (eigenvector decomposition) 은 다음과 같이 표현할 수 있다:

여기서, 기호 "*" 은 공액-전치,E는 고유벡터 매트릭스, 및Λ는 고유값들의 대각선 매트릭스를 나타내며, 모든 디멘젼은 N_Tx N_T이다.

송신기는 고유벡터 매트릭스E를 이용하여 일련의 N_T개의 변조 심볼들를 변환 (사전-조정) 한다. N_T개의 송신 안테나들로부터 송신된 변조 심볼들은 다음과 같이 표현할 수 있다.

모든 안테나에서, 변조 심볼들의 사전-조정은 다음과 같이 표현되는 매트릭스 곱셈 연산으로 획득될 수 있다:

여기서, b₁, b₂, …및는 각각 송신 안테나 1, 2, …N_T에서 특정 주파수 서브채널용 변조 심볼들이며, 이하, 설명되는 바와 같이, 각 변조 심볼은, 예를 들어, M-PSK, M-QAM 등을 이용하여 생성될 수 있다;

E는 송신 안테나들로부터 수신 안테나들까지의 송신 특성과 관련된 고유벡터 매트릭스이며;

x₁, x₂, …는 사전-조정된 변조 심볼들이며, 다음과 같이 표현할 수 있다:

수신 신호는 다음과 같이 표현할 수도 있다.

수신기는 채널-정합-필터 동작을 수행한 후, 오른쪽 고유벡터들 (right eigenvectors) 을 곱한다. 채널-정합-필터 동작의 결과는 다음과 같이 표현되는 벡터이다:

여기서, 신규한 잡음항은 다음과 같은 공분산 (covariance) 을 갖는다:

즉, 잡음 성분들은 독립이며, 고유값들에 의해서 제공되는 분산을 갖는다.의 i 번째 성분의 SNR 은Λ의 i 번째 대각 성분인이다.

MIMO 프로세싱의 일 실시형태는 다음에 더 자세히 설명되며, 본 발명의 양수인에게 양수되었고 본 명세서에서 참조하는, "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION 의 명칭으로 2000 년 3 월 22 일에 출원된 미국특허 출원번호 제 09/532,491 호에 개시되어 있다.

상기 실시형태에 개시되어 있는 바와 같이, MIMO 채널에서의 각 N_C개의 공간 서브채널들은, 만약 그 채널들이 서로 독립이라면, 고유모드 (eigenmode) 라고도 한다. MIMO 모드에서, 일 변조 심볼은 각 주파수 서브채널에서의 각 고유모드들상에 송신될 수 있다. SNR 은 각 고유모드에 따라 상이하기 때문에, 각 고유모드로 송신될 수 있는 비트들의 수도 상이할 수 있다. 상술한 바와 같이, 각 주파수 서브채널의 각 고유모드는 송신 채널이라고도 한다.

또 다른 실시형태들에서, 공간 서브채널들은 상이하게 생성될 수 있다. 예를 들어, 공간 서브채널은 일 송신기 안테나로부터 모든 수신기 안테나들로의 송신들로써 정의할 수 있다.

여기서 이용된 바와 같이, MIMO 모드는 전체 채널 상태 정보 (full channel state information; 전체-CSI) 및 부분-CSI (partial-CSI) 프로세싱 모드를 포함한다. 전체-CSI 및 부분-CSI 에서, 추가 전송 경로들은 공간적으로 분리가능한 서브채널들을 경유하여 제공된다. 상술한 바와 같이, 전체-CSI 프로세싱은 고유모드들을 이용한다. 부분-CSI 프로세싱은 고유모드들을 이용하지 않으며, 송신기 유닛에게 각 송신 채널 (즉, 수신 다이버시티 포트) 의 SNR 을 제공 (예를 들어, 역방향 링크상의 피드백에 의해서) 하는 단계, 및 수신 SNR 에 기초하여 코딩하는 단계를 포함할 수도 있다.

당업자들에게 알려진 바와 같이, 선형 및 비-선형의 제로-포싱 (zero-forcing), 채널 상관 매트릭스 인버젼 (CCMI), 및 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 를 포함하여, 다수의 공식들이 부분-CSI 를 위해 요구되는 정보를 제공하기 위하여 수신기 유닛에서 이용될 수도 있다. 예를 들어, 비-선형 제로-포싱 (부분-CSI) MIMO 의 경우에서의 SNR들의 편차는 P.W. Wolnianskyet al.의 논문인, "V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel," Proc. IEEE ISSSE-98, Pisa, Italy, Sept. 30, 1998 에 개시되어 있으며, 여기에서 참조한다. 전체-CSI 경우에서, MIMO 공식으로부터의 고유값들은 고유모드들의 SNR들에 관련된다. 비-MIMO 의 경우들에는 당업계에 알려진 방법들을 이용할 수 있다.

각 송신 채널은 송신기 및 수신기 모두에게 공지될 수 있는 SNR 과 관련된다. 이 경우, 각 변조 심볼의 변조 및 코딩 파라미터들은 대응 송신 채널의 SNR 에 기초하여 결정될 수 있다. 이것은 가용 주파수 서브채널들 및 고유모드들의 효율적인 이용을 허용한다.

표 1 은 다양한 SNR 범위에서 특정 레벨의 성능 (예를 들어, 1% 프레임-에러 레이트, 또는 % FER) 을 위해 각 변조 심볼들에게 송신될 수도 있는 정보 비트들의 수를 기재하고 있다. 또한, 각 SNR 범위에서, 표 1 은 그 SNR 범위를 이용하기 위해 선택되는 특정 변조 방식, 선택된 변조 방식으로 각 변조 심볼에 송신될 수 있는 부호화 비트들의 수, 및 지원되는 정보 비트들의 수/변조 심볼로 제공된 부호화 비트들의 요구되는 갯수/변조 심볼을 획득하는데 이용되는 코딩 레이트를 기재하고 있다.

표 1 은 각 SNR 범위에서의 변조 방식과 코딩 레이트의 일 조합을 기재하고있다. 각 송신 채널에 지원되는 비트 레이트는 코딩 레이트와 변조 방식에 대한 다수의 가능한 조합들 중 어느 하나를 이용하여 획득될 수도 있다. 예를 들어, 심볼당 일 정보 비트는 (1) 1/2 의 코딩 레이트 및 QPSK 변조, (2) 1/3 의 코딩 레이트 및 8-PSK 변조, (3) 1/4 의 코딩 레이트 및 16-QAM 변조, 또는 (4) 기타 다른 코딩 레이트 및 변조 방식의 조합을 이용하여 획득될 수도 있다. 표 1 에서, QPSK, 16-QAM, 및 64-QAM 은 기재된 SNR 범위들에 대해 이용된다. 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM 등의 다른 변조 방식들도 이용될 수 있으며, 이것은 본 발명의 범주내에 있다.

명료화를 위해, 본 발명의 다양한 양태들은 OFDM 시스템, 및, 많은 경우, MIMO 모드에서 동작하는 OFDM 시스템에 대해 설명되어 있다. 그러나, 일반적으로, 여기서 설명된 인코딩 및 프로세싱 기술들은, 예를 들어, (1) MIMO 없이 동작하는 OFDM 시스템, (2) OFDM 없이 동작 (즉, 다중 공간 서브채널들이 아닌 단일 주파수 서브채널, 즉, 단일 RF 캐리어에 기초하여 동작) 하는 MIMO 시스템, (3) OFDM과 함께 동작하는 MIMO 시스템, 및 (4) 기타 등의 다양한 통신 시스템들에 적용될 수도 있다. OFDM 은 단순히 광대역 채널을 다수의 직교 주파수 서브채널들로 세분하는 기술이다.

인코딩

도 3a 는 터보 인코더 (Turbo encoder) 라고도 칭하는 병렬 연접 콘볼루셔널 인코더 (parallel concatenated convolutional encoder; 114x) 의 일 실시형태의 블록도이다. 터보 인코더 (114x) 는 도 1 의 인코더 (114) 의 순방향 에러 정정부 (forward error correction portion; FEC부) 의 일 구현예를 나타내며, 하나 이상의 송신 채널들상으로의 송신용 데이터를 인코딩하는데 이용될 수 있다.

인코더 (114) 내에서의 인코딩은 에러 정정 코딩 또는 에러 검출 코딩 또는 그 모두를 포함할 수도 있으며, 이들은 링크의 신뢰성을 증대시키는데 이용된다. 예를 들어, 인코딩은 순회 중복 검사 (CRC) 코딩, 콘볼루셔널 코딩, 터보 코딩, 트렐리스 코딩 (Trellis coding), 블록 코딩 (예를 들어, 리드-솔로몬 (Reed-Solomon) 코딩), 다른 형태의 코딩, 또는 이들의 조합을 포함할 수도 있다. 무선 통신 시스템에서, 데이터 패킷은 초기에 특정 CRC 코드로 인코딩될 수도 있으며, CRC 비트들은 데이터 패킷에 첨가된다. 추가적인 오버헤드 비트들도, 콘볼루셔널 또는 터보 코드로 인코딩되는, 포맷된 데이터 패킷을 형성하기 위해 데이터 패킷에 첨가된다. 여기서 이용된 바와 같이, "정보 비트들" 은 콘볼루셔널 또는 터보 인코더에 제공되는 비트들을 말하며, 전송된 데이터 비트들 및 전송된 비트들에게 에러 정정 또는 검출 능력을 제공하도록 이용되는 비트들을 포함한다.

도 3a 에 도시된 바와 같이, 터보 인코더 (114x) 는 2 개의 성분 인코더들 (constituent encoders; 312a 및 312b), 및 코드 인터리버 (314) 를 구비한다. 성분 인코더 (312a) 는 테일 (tail) 및 패리티 (parity) 비트들 (y) 의 제 1 시퀀스를 생성하기 위하여 제 1 성분 코드에 따라 정보 비트들 (x) 를 수신 및 인코딩한다. 코드 인터리버 (314) 는 특정 인터리빙 방식에 따라 정보 비트들을 수신 및 인터리빙한다. 성분 인코더 (312b) 는 테일 및 패리티 비트들 (z) 의 제 2 시퀀스를 생성하기 위하여 제 2 성분 코드에 따라 인터리빙된 비트들을 수신 및 인코딩한다. 인코더들 (312a 및 312b) 로부터의 정보 비트들, 테일 비트들, 및 패리티 비트들은 다음 프로세싱 소자 (채널 인터리버; 116) 에 제공된다.

도 3b 는 터보 인코더 (114y) 의 일 실시형태의 도면으로, 터보 인코더 (114x) 의 일 구현예이며, 도 1 의 인코더 (114) 내에서 이용될 수도 있다. 이 예에서, 터보 인코더 (114y) 는 각 정보 비트 (x) 에 대해 2 개의 패리티 비트들 (y 및 z) 를 제공하는 1/3 레이트 인코더이다.

도 3b 에 도시된 실시형태에서, 터보 인코더 (114y) 의 각 성분 인코더 (322) 는 성분 코드에 대해 다음의 전달 함수를 제공한다:

여기서,

및 다른 성분 코드들도 이용될 수도 있으며, 이들은 본 발명의 범주내에 있다.

각 성분 인코더 (322) 는 다수의 직렬로 결합된 지연 소자들 (332), 다수의 모듈로-2 (modulo-2) 가산기들 (334), 및 스위치 (336) 을 구비한다. 초기에, 지연 소자들 (332) 의 상태는 영 (zero) 으로 설정하며, 스위치 (336) 은 업 (up) 위치이다. 그 후, 데이터 패킷에서의 각 정보 비트에 대해, 가산기 (334a) 는 정보 비트와 가산기 (334c) 로부터의 출력 비트를 모듈로-2 가산하여, 그 결과를 지연 소자 (332a) 에 제공한다. 가산기 (334b) 는 가산기 (334a) 및 지연 소자들 (332a 및 332c) 로부터의 비트들을 수신 및 모듈로-2 가산하여, 패리티 비트 (y) 를 제공한다. 가산기 (334c) 는 지연 소자들 (332b 및 332c) 로부터의 비트들을 모듈로-2 가산한다.

데이터 패킷에서의 총 N 개의 정보 비트들이 인코딩된 후, 스위치 (336) 은 다운 (down) 위치로 옮겨지고 성분 인코더 (322a) 에는 3 개의 영 ("0") 비트들이 제공된다. 그 후, 성분 인코더 (322a) 는 3 개의 영 비트들을 인코딩하고 3 개의 시스터매틱 비트들 (systematic bits) 및 3 개의 테일 패리티 비트들을 제공한다.

N 개의 정보 비트들의 각 패킷에 있어서, 성분 인코더 (322a) 는 N 개의 정보 비트들 (x), 3 개의 제 1 시스터매틱 비트들, N 개의 패리티 비트들 (y), 및 3 개의 제 1 테일 패리티 비트들을 제공하며, 성분 인코더 (322b) 는 3 개의 제 2 시스터매틱 비트들, N 개의 패리티 비트들 (z), 및 3 개의 최종 테일 패리티 비트들을 제공한다. 각 패킷에 있어서, 인코더 (114y) 는 N 개의 정보 비트들, 6 개의 테일 시스터매틱 비트들, 인코더 (322a) 로부터의 N+3 개의 패리티 비트들, 및 인코더 (322b) 로부터의 N+3 개의 패리티 비트들을 제공한다.

코드 인터리버 (314) 는 다수의 인터리빙 방식들 중 어느 하나를 구현할 수도 있다. 일 특정 인터리빙 방식에서, 패킷에서의 N 개의 정보 비트들은, 행 (row) 단위로, 2⁵-행 및 2ⁿ-열의 어레이에 기입되며, 여기서 n 은 N ≤2⁵⁺ⁿ을 만족하는 최소 정수이다. 그 후, 그 행들은 비트-반전 법칙에 따라 셔플 (shuffle) 된다. 예를 들어, 행 1 ("00001") 은 행 16 ("10000") 과 교환되며, 행 3 ("00011") 은 행 24 ("11000") 와 교환되는 식이다. 그 후, 각 행내의 비트들은 행-특정 선형 합동 시퀀스 (row-specific linear congruential sequence; LCS) 에 따라 치환 (재배열) 된다. 행 k 에 대한 LCS 는 x_k(i+1) = {x_k(i)+c_k} mod 2ⁿ으로 정의되며, 여기서, i = 0, 1, …2ⁿ-1, x_k(0) = c_k이며, c_k는 각 행에서 선택된 특정값이고 n 에 대한 값에 독립이다. 각 행에서의 치환 (permutation) 에 있어서, 그 행에서의 i 번째 비트는 위치 x(i) 에 배치시킨다. 그 후, 코드 인터리버 (314) 에서의 비트들은 열 (column) 단위로 판독된다.

상기 LCS 코드 인터리빙 방식은 "TURBO CODE INTERLEAVER USING LINEAR CONGRUENTIAL SEQUENCES" 의 명칭으로 1998 년 12 월 4 일에 출원되고 공중에게 양도된 미국특허 출원번호 제 09/205,511 호 및 "C.S0002-A-1 Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Sytems" (이하, cdma2000 표준이라고 함)의 문서에 개시되어 있으며, 여기서 참조한다.

다른 코드 인터리버도 이용할 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다. 예를 들어, 상술한 선형 합동 시퀀스 인터리버를 대신하여 랜덤 인터리버 (random interleaver) 또는 대칭-랜덤 (symmetrical-random; S-랜덤) 인터리버도 이용할 수 있다.

명료화를 위해, 데이터 코딩은, 특히, 터보 코드에 기초하여 설명한다. 다른 코딩 방식들도 이용할 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다. 예를 들어, 데이터는 콘볼루셔널 코드, 블록 코드, 블록, 콘볼루셔널, 및/또는 터보 코드의 조합으로 이루어진 연접 코드, 또는 기타 다른 코드로 부호화될 수도 있다. 데이터는 "베이스" 코드에 따라 부호화된 후, 데이터 송신용 송신 채널들의 능력들에 기초하여 부호화 비트들이 프로세싱 (예를 들어, 펑처링) 된다.

채널 인터리빙

도 1 을 다시 참조하면, 인코더 (114) 로부터의 부호화 비트들은 채널 인터리버 (116) 에 의해 인터리빙되어, 해로운 경로 효과들 (예를 들어, 페이딩) 에 대하여 시간 및 주파수 다이버시티를 제공한다. 더욱이, 이후, 부호화 비트들은 변조 심볼들에 매핑되는 비-이진 심볼들을 형성하기 위하여 일괄적으로 그룹화되기 때문에, 인터리빙은, 각 변조 심볼들을 형성하는 부호화 비트들이 (시간상으로) 서로 인접하여 배치되지 않는 것을 보장한다. 정적 (static) 가산 백색 가우시안 잡음 (static additive white Gaussian noise; AWGN) 채널들에 있어서, 코드 인터리버가 유사한 기능들을 효율적으로 수행하기 때문에, 채널 인터리빙은 터보 인코더를 사용할 때에도 덜 중요하다.

다양한 인터리빙 방식들이 채널 인터리버용으로 사용될 수도 있다. 일 인터리빙 방식에서, 각 패킷용 부호화 비트들 (즉, 정보, 테일, 및 패리티 비트들) 은 메모리의 행에 (선형으로) 기입된다. 그 후, 각 행에서의 비트들은 (1) 비트-반전 법칙, (2) (코드 인터리버를 위해 상술된 것과 같은) 선형 합동 시퀀스, (3) 임의적으로 생성된 패턴, (4) 또는 기타 다른 방식으로 생성된 치환 패턴에 기초하여 치환 (즉, 재배열) 된다. 또한, 행들은 특정 행 치환 패턴에 따라 치환된다. 그 후, 치환된 부호화 비트들은 각 열로부터 회수되어, 펑처러 (117) 에 제공된다.

일 실시형태에서, 채널 인터리빙은 패킷의 각 비트 스트림에 대해 개별적으로 수행된다. 각 패킷에서, 정보 비트들 (x), 제 1 성분 인코더로부터의 테일 및 패리티 비트들 (y), 및 제 2 성분 인코더로부터의 테일 및 패리티 비트들 (z) 는 3 개의 개별 인터리버에 의해 인터리빙되며, 동일 또는 상이한 채널 인터리빙 방식들을 이용할 수도 있다. 이러한 별도의 인터리빙은 개별 비트 스트림들상에 가요성 펑처링을 가능하게 한다.

인터리빙 구간은 원하는 시간 및 주파수 다이버시티를 제공하도록 선택될 수도 있다. 예를 들어, 특정 시간 주기 (예를 들어, 10 msec, 20 msec 등) 및/또는 특정 수의 송신 채널들에 대한 부호화 비트들이 인터리빙될 수도 있다.

펑처링

상술한 바와 같이, OFDM 통신 시스템에서, 각 변조 심볼용으로 송신될 수 있는 정보 비트들의 수는 변조 심볼 송신용 송신 채널의 SNR 에 의존한다. 또한, MIMO 모드로 동작하는 OFDM 시스템에서는, 각 변조 심볼용으로 송신될 수 있는 정보 비트들의 수는 변조 심볼 송신용 주파수 서브채널 및 공간 서브채널의 SNR 에 의존한다.

본 발명의 일 양태에 의하면, 다수의 코딩/펑처링 방식들이 송신용 부호화 비트들 (즉, 정보, 테일, 및 패리티 비트들) 을 생성하는데 이용될 수 있다. 제 1 코딩/펑처링 방식에서는, 특정 베이스 코드 및 공용 펑처링이 모든 송신 채널들에게 적용된다. 제 2 코딩/펑처링 방식에서는, 동일 베이스 코드 및 가변 펑처링이 모든 송신 채널들에게 적용된다. 가변 펑처링은 송신 채널들의 SNR 에 의존한다.

도 4a 는 데이터 송신을 위해 요구되는 부호화 비트들을 생성하는 일 실시형태의 흐름도이며, 베이스 코드 및 공용 펑처링 방식을 이용한 것이다. 초기에, 단계 412 에서는, 각 송신 채널에 대한 SNR (즉, 각 주파수 서브채널의 각 고유모드) 을 결정한다. MIMO 모드로 동작하지 않는 OFDM 시스템에서는, 오직 하나의 고유모드만 지원되므로, 오직 하나의 SNR 만을 각 주파수 서브채널에 대해 결정한다. 각 송신 채널에 대한 SNR 은 송신된 파일럿 기준 (pilot reference) 또는 기타 다른 메커니즘에 기초하여 결정할 수도 있다.

단계 414 에서는, 각 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 SNR 에 기초하여 결정한다. SNR 범위를 각 정보 비트들의 특정 수/변조 심볼과 관련시키는 표, 예를 들어, 표 1, 를 이용할 수도 있다. 그러나, 표 1에 도시된 정보 비트들에 대한 0.5-비트 스텝 사이즈 보다 더 세분한 양자화를 이용할 수도 있다. 그 후, 단계 416 에서는, 정보 비트들의 수/변조 심볼을 송신할 수 있도록 각 송신 채널에 대한 변조 방식을 선택한다. 또한, 이하, 더 자세히 설명되는 바와 같이, 변조 방식은 다른 인자들 (예를 들어, 코딩 복잡도) 을 고려하여 선택될 수도 있다.

단계 418 에서, 모든 송신 채널들에 대해 각 시간 슬롯당 송신될 수 있는 정보 비트들의 총 수를 결정한다. 이것은 모든 송신 채널들에 대해 결정된 정보 비트들의 수/변조 심볼을 가산함으로써 획득할 수 있다. 유사하게, 단계 420 에서는, 모든 송신 채널들에 대해 각 시간 슬롯당 송신될 수 있는 부호화 비트들의 총 수를 결정한다. 이것은 단계 416 에서 선택된 각 변조 방식에 대한 부호화 비트들의 수/변조 심볼을 결정하고 모든 송신 채널들에 대한 부호화 비트들의 수를 가산함으로써 획득할 수 있다.

단계 422 에서는, 단계 418 에서 결정된 정보 비트들의 총 수를 특정 인코더로 인코딩한다. 만약 터보 인코더가 사용되면, 단계 420 에서 결정된 부호화 비트들의 총 수를 획득하기 위해, 그 인코더에 의해 생성된 테일 비트들 및 패리티 비트들을 펑처링한다. 그 후, 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 비-이진 심볼들로 그룹화하여, 단계 426 에서, 송신 채널용 변조 심볼들에 매핑한다.

제 1 코딩/펑처링 방식은, 모든 송신 채널들을 위해 동일한 베이스 코드 및 펑처링 방식을 이용하기 때문에, 상대적으로 구현하기 용이하다. 각 송신 채널용 변조 심볼은 그 송신 채널을 위해 선택된 변조 방식에 대응하여 신호 콘스텔레이션의 점으로 나타낸다. 만약 송신 채널들에 대한 SNR 의 분포가 광범위하면, 콘스텔레이션 점들간의 거리는 상이한 신호 콘스텔레이션들의 잡음 분산에 비하여 광범위하게 변한다. 이후, 이것은 시스템 성능에 영향을 줄 수도 있다.

도 4b 는 데이터 송신을 위해 요구되는 부호화 비트들을 생성하는 일 실시형태의 흐름도로서, 동일한 베이스 코드 및 가변 펑처링 방식을 이용한 것이다. 초기에, 단계 432 에서는, 각 송신 채널에 대한 SNR 을 결정한다. 일 실시형태에서, 불충분한 SNR 을 갖는 송신 채널들은 데이터 송신용에서 제외된다 (즉, 빈약한 송신 채널들상으로는 데이터를 송신하지 않음). 단계 434 에서는, 각 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 SNR 에 기초하여 결정한다. 그 후, 단계 436 에서는, 정보 비트들의 수/변조 심볼을 송신할 수 있도록 각 송신 채널에 대한 변조 방식을 선택한다. 도 4b 에서의 단계들 432, 434, 및 436 은 도 4a 에서의 단계들 412, 414, 및 416 에 대응한다.

단계 438 에서는, 동일한 SNR 범위에 속하는 송신 채널들을 동일 세그먼트 (segment) 로 그룹화한다. 다른 방법으로는, 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 위하여 범위들 (예를 들어, 1.0 내지 1.5 개의 정보 비트들/변조 심볼을 커버하는 범위 1, 1.5 내지 2.0 개의 정보 비트들/변조 심볼을 커버하는 범위 2, 등) 을 정의할 수 있다. 이 경우, 동일한 범위내의 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 갖는 송신 채널들을 동일한 세그먼트로 그룹화할 수 있다.

각 세그먼트는 K_i개의 송신 채널들을 포함하는데, 여기서, K_i는 1 이상의임의의 정수일 수 있다. 그 후, 단계 440 에서는, 각 세그먼트에 송신될 수 있는 정보 비트들의 총 수 및 부호화 비트들의 총 수를 결정한다. 예를 들어, 세그먼트 (i) 는 K_i개의 송신 채널들을 포함할 수도 있으며, 각 송신 채널들은 N_i개의 정보 비트들/변조 심볼과 P_i개의 테일 및 패리티 비트들/변조 심볼의 송신을 지원할 수도 있다. 각 시간 슬롯 동안, 세그먼트 (i) 에 송신될 수 있는 정보 비트들의 총 수는 K_i·N_i, 송신될 수 있는 테일 및 패리티 비트들의 총 수는 K_i·P_i, 및 부호화 비트들의 총 수는 K_i(N_i+P_i) 로 계산될 수도 있다.

단계 442 에서는,로 계산될 수 있고 모든 세그먼트들의 각 시간 슬롯에 송신되는, 정보 비트들은 특정 인코더 (예를 들어, 도 3b 에 도시된 것과 같은 1/3 레이트의 터보 인코더) 로 인코딩한다. 단계 444 에서는, N_i개의 정보 비트들 및 Ni/R 개의 패리티 및 테일 비트들이 세그먼트 (i) 의 각 송신 채널에 할당되는데, 여기서, R 은 인코더의 코딩 레이트이다. 그 후, 단계 446 에서는, 세그먼트의 각 송신 채널을 위해 요구되는 P_i개의 패리티 및 테일 비트들을 획득하도록 Ni/R 개의 패리티 및 테일 비트들을 펑처링한다. 단계 448 에서는, 세그먼트 (i) 의 각 송신 채널용의 N_i개의 정보 비트들과 P_i개의 패리티 및 테일 비트들을 송신 채널에 대한 변조 심볼에 매핑한다.

제 2 코딩/펑처링 방식은, 특히 송신 채널들에 대한 SNR 의 분포가 광범위할 경우, 제 1 방식에 비해 개선된 성능을 제공할 수도 있다. 상이한 변조 방식들및 코딩 레이트가 상이한 송신 채널들에 대해 이용될 수 있기 때문에, 일반적으로, 각 송신 채널들상으로 송신되는 비트들의 수는 수신기로부터 송신기까지 역방향 링크로 전달된다.

표 1 은, 0.5-비트 스텝 사이즈를 이용하여, 정보 비트들의 수/변조 심볼의 양자화를 나타낸 것이다. 만약 (각 송신 채널이 아닌) 각 세그먼트가 정수의 정보 비트들을 지원하도록 요구되면, 양자화 거칠기 (quantization granularity) 를 감소 (즉, 0.5-비트 보다 더 세분화) 시킬 수도 있다. 만약 K_i·N_i이 정수가 되기를 요구하면, N_i에 대한 더 작은 스텝 사이즈를 고려하여 K_i에 대해서는 더 큰 정수값이 되어야 한다. 양자화가 세그먼트 마다 수행되는 것을 허용하면, 양자화 거칠기를 더 감소시킬 수도 있다. 예를 들어, 일 세그먼트에서 일 비트를 반올림 (round-off) 하는 것이 필요할 경우, 가능하면, 일 비트는 다음 세그먼트에서 올림 (round-up) 될 수도 있다. 또한, 양자화가 다중 시간 슬롯상으로 수행되는 것이 가능하면, 양자화 거칠기를 감소시킬 수도 있다.

송신 채널들에 대해 상이한 SNR 을 획득할 수 있는 OFDM 시스템 (특히, MIMO 모드에서 동작하는 OFDM 시스템) 을 지원하기 위하여, 필요한 코딩 레이트들을 획득하는 공용 베이스 인코더 (예를 들어, 1/3 레이트의 터보 인코더) 와 함께 가요성 펑처링 시스템을 이용할 수도 있다. 이러한 가요성 펑처링 방식은 각 세그먼트당 필요한 수의 테일 및 패리티 비트를 제공하기 위해 이용될 수도 있다. 보유한 것보다 더 많은 테일 및 패리티 비트들을 펑처링하는 높은 코딩 레이트에있어서, 인코더에 의해 생성된 테일 및 패리티 비트들의 요구되는 갯수는 보유하고 다른 것들은 폐기함으로써 펑처링을 효율적으로 획득할 수도 있다.

일예로서, 일 세그먼트는 20 개의 16-QAM 변조 심볼들을 포함할 수도 있으며, 2.75 개의 정보 비트들/변조 심볼의 송신을 지원하는 SNR 을 갖는다. 이러한 세그먼트에 있어서, 55 개의 정보 비트들 (55 = 20 x 2.75) 이 20 개의 변조 심볼들내에 송신될 수도 있다. 각 16-QAM 변조 심볼은 4 개의 부호화 비트들로 형성되며, 20 개의 변조 심볼들을 위해 80 개의 부호화 비트들이 요구된다. 55 개의 정보 비트들은 1/3 레이트의 인코더로 인코딩하여, 122 개의 테일 및 패리티 비트들과 55 개의 정보 비트들을 생성할 수도 있다. 이러한 122 개의 테일 및 패리티 비트들은 세그먼트를 위해 요구되는 35 개의 테일 및 패리티 비트들을 제공하도록 펑처링될 수 있으며, 이들은 55 개의 정보 비트들과 조합되어 80 개의 부호화 비트들을 구성한다.

도 1 을 다시 참조하면, 펑처러 (117) 은 채널 인터리버 (116) 으로부터 인터리빙된 정보 및 패리티 비트들을 수신, 원하는 코딩 레이트(들)을 획득하도록 일부 테일 및 패리티 비트들을 펑처링 (즉, 삭제), 및 펑처링되지 않은 정보, 테일 및 패리티 비트들을 부호화 비트들의 시퀀스에 멀티플렉싱한다. 또한, 정보 비트들 (이것을 시스터매틱 비트들이라고도 함) 은 테일 및 패리티 비트들과 함께 펑처링될 수도 있으며, 이것은 본 발명의 범주내에 있다.

도 3c 는 펑처러 (117x) 의 일 실시형태의 도면이며, 부호화 비트들의 가변 펑처링을 제공하는데 이용될 수도 있는 것이다. 펑처러 (117x) 는 도 1 의 펑처러 (117) 의 일 구현예이다. 한 세트의 카운터들을 이용하여, 펑처러 (117x) 는 펑처링을 수행하여, 세그먼트 (i) 에 대한 인코더에 의해 생성된 Q_i개의 테일 및 패리티 비트들 중 P_i개의 테일 및 패리티 비트들을 보유한다.

펑처러 (117x) 내에서, 터보 인코더의 2 개의 성분 인코더들로부터 인터리빙된 테일 및 패리티 비트들 (y_INT및 z_INT) 은 스위치 (342) 의 2 개의 입력들로 제공된다. 스위치 (342) 는, 토글 유닛 (toggle unit; 348) 로부터의 제어 신호에 의존하여, y_INT개의 테일 및 패리티 비트들 또는 z_INT개의 테일 및 패리티 비트들 중 하나를 라인 (343) 에 제공한다. 스위치 (342)는, 2 개의 성분 인코더들로부터의 테일 및 패리티 비트들이 2 개의 테일 및 패리티 비트 스트림 사이를 번갈아 가면서 균등하게 선택되는 것을, 보장한다.

제 1 카운터 (352) 는 모듈로-Q 가산을 수행하며, 그 내용물이 Q-1 을 초과한 이후에 랩 어라운드 (wrap around) 시킨다. 제 2 카운터 (354) 는 Q 개의 테일 및 패리티 비트들을 (1 단위로) 카운트한다. 각 세그먼트에 있어서, 초기에, 2 개의 카운터 (352 및 354) 는 영 (zero) 으로 설정되고 스위치 (342) 는 업 (up) 위치에 있으며, 스위치 (344) 를 닫고 멀티플렉서를 적당히 제어함으로써 멀티플렉서 (346) 으로부터 제 1 테일 또는 패리티 비트 (y_INT0) 를 제공한다. 이후의 각 클록 사이클 동안, 카운터 (352) 는 P 단위로 증대되고 카운터 (354) 는 1 단위로 증대된다. 카운터 (352) 의 값은 결정 유닛 (356) 에 제공된다. 만약 카운터 (352) 가 모듈로-Q 연산 (즉, 카운터 (352) 의 내용물이 랩 어라운드됨) 을 수행하면, 라인 (343) 상의 테일 또는 패리티 비트는 스위치 (344) 를 통하여, 테일 또는 패리티 비트를 출력 부호화 비트로 제공하는, 멀티플렉서 (346) 에 제공된다. 각 시간에서, 테일 또는 패리티 비트는 멀티플렉서 (346) 으로부터 제공되고 토글 유닛 (348) 은 제어 신호 상태를 토글하며, 또 다른 테일 및 패리티 비트 스트림은 라인 (343) 에 제공된다. 비교 유닛 (358) 에 의해 나타내는 바와 같이, 프로세스는 세그먼트에서 총 Q_i개의 테일 및 패리티 비트들이 모두 사용될 때까지 계속된다.

또 다른 펑처링 패턴들도 이용할 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다. 우수한 성능을 제공하기 위하여, 펑처링되는 테일 및 패리티 비트들은 2 개의 성분 코드들 사이에서 균형을 유지시켜야 하며 (즉, 테일 및 패리티 비트들 (y_INT및 z_INT) 의 수를 거의 동일하게 선택함), 펑처링되지 않은 비트들은 각 세그먼트의 코드 블록 상에 상대적으로 균등하게 분포시켜야 한다.

실예에서, 정보 비트들의 수는 송신 채널들의 용량 미만일 수도 있다. 그 예에서, 사용가능하나 채워지지 않은 비트 위치들은 부호화 비트들 중 일부를 반복하거나 기타 다른 방식에 의하여 영을 삽입 (zero padding) 하여 채울 수도 있다. 일부 방식에 대한 송신 전력도 절감할 수 있다.

그레이 매핑(Gray mapping)

이용용으로 선택된 각 변조 방식 (예를 들어, QPSK, 16-QAM 등) 에 대한 일실시형태에서, 변조 방식에 대한 신호 콘스텔레이션에서의 점들은 그레이 매핑을 이용하여 정의한다. 이하, 더 자세히 설명되는 바와 같이, 그레이 매핑은 좀더 유망한 에러 이벤트들 (more likely error events) 에 대한 비트 에러들의 수를 감소시킨다.

도 5 는 16-QAM 및 특정 그레이 매핑 방식에 대한 신호 콘스텔레이션의 도면이다. 16-QAM 용 신호 콘스텔레이션은 16 개의 점을 포함하며, 각각은 특정 4-비트값과 관련된다. 그레이 매핑에 있어서, 인접한 점들 (수평 또는 수직 방향) 에 대한 값들이 오직 1 비트 위치 만큼 차이가 나도록 신호 콘스텔레이션에서의 점을 4-비트 값들과 관련시킨다. 더 먼 점들에 대한 값들은 더 많은 비트 위치들 (예를 들어, 대각 방향에서의 인접한 점들에 대한 값들은 2 비트 위치 만큼 차이가 남) 만큼 차이가 난다.

4 개의 부호화 비트들과 동일한 값과 관련된 신호 콘스텔레이션에서의 특정한 점에 4 개의 부호화 비트들 (b₁b₂b₃b₄) 의 각 그룹을 매핑한다. 예를 들어, 4 개의 부호화 비트에 대한 ("0111") 의 값은 신호 콘스텔레이션에서의 점 (512) 에 매핑된다. 그 후, 이 점은 4 개의 부호화 비트들에 대한 변조 심볼을 나타낸다. 16-QAM 에 있어서, 각 변조 심볼은 신호 콘스텔레이션에서의 16 개의 점들 중 4 개의 부호화 비트들의 값에 의해 결정되는 특정한 점을 나타낸다. 각 변조 심볼은 복소수 (c + jd) 로 표현될 수 있으며, 다음 프로세싱 소자 (즉, 도 1 의 MIMO 프로세서 (120)) 에 제공된다.

수신기 유닛에서, 변조 심볼들은 잡음을 가지고 수신되어, 일반적으로, 신호 콘스텔레이션의 정확한 위치에 매핑되지 않는다. 상기 예의 경우, 수신된 부호화 비트들 ("0111") 에 대한 수신된 변조 심볼은 수신기 유닛에서 점 (512) 에 매핑되지 않을 수도 있다. 잡음은 수신된 변조 심볼을 신호 콘스텔레이션에서의 다른 위치에 매핑하도록 할 수도 있다. 일반적으로, 수신된 변조 심볼이 정확한 위치 근처의 위치 (예를 들어, "0101", "0011", "0110", 또는 "1111" 에 대한 점 근처) 에 매핑될 가능성이 더 크다. 따라서, 좀더 유망한 에러 이벤트는 정확한 점 근처의 점에 에러를 가지고 매핑되어 수신된 변조 심볼이다. 또한, 신호 콘스텔레이션에서의 인접한 점들은 오직 1 비트 위치 만큼의 차이가 나는 값들을 가지기 때문에, 그레이 매핑은 좀더 유망한 에러 이벤트들의 수를 감소시킨다.

도 5 는 16-QAM 신호 콘스텔레이션에 대한 특정 그레이 매핑 방식을 나타낸 것이다. 또한, 다른 그레이 매핑 방식들이 이용될 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다. 또한, 다른 변조 방식들 (예를 들어, 8-PSK, 64-QAM 등) 에 대한 신호 콘스텔레이션은 유사한 그레이 매핑 방식들 또는 다른 그레이 매핑 방식들로 매핑될 수도 있다. 32-QAM 및 128-QAM 등의 기타 변조 방식들에 있어서, 전체 그레이 매핑 방식 (full Gray mapping scheme) 이 불가능하면, 부분 (partial) 그레이 매핑 방식이 이용될 수도 있다. 또한, 그레이 매핑에 기초하지 않은 매핑 방식들도 이용될 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다.

MIMO 프로세싱

도 6 은 도 1 의 MIMO 프로세서 (120) 의 일 구현예인, MIMO 프로세서(120x) 의 일 실시형태의 블록도이다. 변조 심볼들은 다중 주파수 서브채널들상에 송신될 수도 있으며, 이는 다중 송신 안테나들로부터 송신된 것이다. MIMO 모드로 동작하는 경우, 각 주파수 서브채널상으로의 송신 및 각 송신 안테나로부터의 송신은 비-복제 데이터 (non-duplicated data) 를 나타낸다.

MIMO 프로세서 (120x) 내에서, 디멀티플렉서 (DEMUX; 610) 은 변조 심볼들을 수신하여 다수의 서브채널 심볼 스트림들 (S₁내지 S_L) 에 디멀티플렉싱하는데, 각 주파수 서브채널에 대한 일 서브채널 심볼 스트림은 그 심볼들을 송신하는데 이용한다. 그 후, 각 서브채널 MIMO 프로세서 (612) 에 각 서브채널 심볼 스트림을 제공한다.

또한, 각 서브채널 MIMO 프로세서 (612) 는 수신된 서브채널 심볼 스트림을 다수의 (최대 N_T) 심볼 서브-스트림들에 디멀티플렉싱할 수도 있으며, 각 안테나에 대한 일 심볼 서브-스트림은 변조 심볼들을 송신하는데 이용한다. OFDM 시스템을 MIMO 모드로 동작시키는 경우, 각 서브채널 MIMO 프로세서들 (612) 는, 연속적으로 송신되는 사전-조정된 변조 심볼들을 생성하도록, 상술한 수학식 1 에 따라 (최대) N_T개의 변조 심볼들을 사전-조정한다. MIMO 모드에서, 특정 송신 안테나의 특정 주파수 서브채널에 대한 각 사전-조정된 변조 심볼은 최대 N_T개의 송신 안테나들에 대한 (가중) 변조 심볼들의 선형 조합들을 나타낸다. 각 사전-조정된 변조 심볼 생성용 각 (최대) N_T개의 변조 심볼들은 상이한 신호 콘스텔레이션과 관련될 수도 있다.

각 시간 슬롯 동안, (최대) N_T개의 사전-조정된 변조 심볼들은 각 서브채널 MIMO 프로세서 (612) 에 의해 생성될 수도 있으며, (최대) N_T개의 결합기 (combiner; 616a 내지 616t) 에 제공될 수도 있다. 예를 들어, 주파수 서브채널 1 에 할당된 서브채널 MIMO 프로세서 (614a) 는 안테나들 (1 내지 N_T) 의 주파수 서브채널 1 에게 최대 N_T개의 사전-조정된 변조 심볼들을 제공할 수도 있다. 유사하게, 주파수 서브채널 L 에 할당된 서브채널 MIMO 프로세서 (612ℓ) 은 안테나들 (1 내지 N_T) 의 주파수 서브채널 (L) 에게 최대 N_T개의 심볼들을 제공할 수도 있다. 각 결합기 (616) 은 L 개의 주파수 서브채널들에 대한 사전-조정된 변조 심볼들을 수신, 각 시간 슬롯 동안의 심볼들을 변조 심볼 벡터 (V) 로 결합, 및 변조 심볼 벡터를 다음 프로세싱 단계 (즉, 변조기 122) 에 제공한다.

따라서, MIMO 프로세서 (120x) 는 N_T개의 변조 심볼 벡터들 (V₁내지 V_T) 을 제공하도록 변조 심볼들을 수신 및 프로세싱하며, 일 변조 심볼 벡터는 각 송신 안테나용이다. 각 안테나의 각 시간 슬롯 동안, L 개의 사전-조정된 변조 심볼들의 집합은 차원 (L) 의 변조 심볼 벡터 (V) 를 형성한다. 변조 심볼 벡터 (V) 의 각 소자는 변조 심볼을 운반하는 고유의 서브캐리어를 갖는 특정 주파수 서브채널과 관련된다. L 개의 변조 심볼들의 집합은 모두 서로 직교한다. "순수한" MIMO 모드로 동작하지 않는 경우, 변조 심볼 벡터들 중 일부는 상이한 송신 안테나들에 대한 특정 주파수 서브채널들상에서 복제 정보를 가질 수도 있다.

서브채널 MIMO 프로세서 (612) 는 ,MIMO 모드에 대해, 전체 채널 상태 정보 (전체-CSI) 또는 부분-CSI 프로세싱을 구현하는 필수 프로세싱을 제공하도록 설계될 수도 있다. 전체-CSI 는 각 주파수 서브채널에 대한 송신 및 수신 안테나들의 모든 쌍 사이의 전파 경로 (즉, 진폭 및 위상) 의 충분한 특성을 포함한다. 부분-CSI 는, 예를 들어, 공간 서브채널들의 SNR 을 포함할 수도 있다. CSI 프로세싱은 가용 CSI 정보 및 선택된 주파수 서브채널들, 송신 안테나들 등에 기초하여 수행될 수도 있다. 또한 CSI 프로세싱은 선택적이고 동적으로 인에이블 (enable) 또는 디스에이블 (disable) 될 수도 있다. 예를 들어, CSI 프로세싱은 특정 데이터 송신에 대해서는 인에이블되며, 기타 다른 데이터 송신에 대해서는 디스에이블된다. CSI 프로세싱은, 예를 들어, 통신 링크가 적당한 SNR 을 가질 경우에, 어떤 조건들에서는 인에이블될 수도 있다. 전체-CSI 및 부분-CSI 프로세싱은 전술한 미국특허 출원번호 제 09/532,491 호에 더 자세히 설명되어 있다.

또한, 도 6 은 변조기 (122) 의 일 실시형태를 도시한 것이다. MIMO 프로세서 (120x) 로부터의 변조 심볼 벡터들 (V₁내지 V_T) 은 변조기들 (114a 내지 114t) 에 각각 제공된다. 도 6 에 도시된 실시형태에서, 각 변조기 (114) 는 IFFT (620), 사이클 프레픽스 생성기 (cycle prefix generator; 622), 및 업컨버터 (upconverter; 624) 를 구비한다.

IFFT (620) 은, 역 고속 푸리에 변환 (inverse fast Fourier transform;IFFT) 을 이용하여, 각 수신된 변조 심볼 벡터를 시간-영역 표현 (OFDM 심볼이라고 함) 으로 변환시킨다. IFFT (620) 은 임의의 수의 주파수 서브채널들 (예를 들어, 8, 16, 32 등) 상에서 IFFT 를 수행하도록 설계될 수 있다. 일 실시형태에서, OFDM 심볼로 변환되는 각 변조 심볼 벡터에 대하여, 사이클 프레픽스 생성기 (622) 는 OFDM 심볼의 시간-영역 표현의 일부를 반복하여, 특정 안테나에 대한 송신 심볼을 형성한다. 사이클릭 프레픽스는 송신 심볼이 다중경로 지연 확산 (multipath delay spread) 에 직면하여도 그 직교 특성을 유지하는 것을 보장하여, 해로운 경로 효과들에 반하여 성능을 개선시킨다. IFFT (620) 및 사이클 프레픽스 생성기 (622) 의 구현은 당업계에 널리 알려져 있으며, 여기서는 자세히 설명하지 않는다.

그 후, 각 사이클 프레픽스 생성기 (622) 로부터의 시간-영역 표현들 (즉, 각 안테나에 대한 "송신" 심볼들) 은 업컨버터 (624) 에 의해 프로세싱, 아날로그 신호로 변환, RF 주파수로 변조, 및 각 안테나 (124) 로부터 송신되는 RF 변조 신호를 생성하도록 조정 (예를 들어, 증폭 및 필터링) 된다.

OFDM 변조는 "Multicarrier Modulation for Data Transmission : An Idea Whose Time Has Come," IEEE Communication Magazine, May 1990 이라는 명칭의 John A.C. Bingham 의 논문에 더 자세히 설명되어 있으며, 여기서 참조한다.

MIMO 모드로 동작하지 않는 OFDM 시스템에서, MIMO 프로세서 (120) 은 제거되거나 디스에이블될 수도 있으며, 변조 심볼들은 어떠한 사전-조정없이 변조 심볼 벡터 (V) 로 그룹화될 수도 있다. 그 후, 이 벡터는 변조기 (122) 에제공된다. 또한, (MIMO 모드가 아니라) 송신 다이버시티로 동작되는 OFDM 시스템에서, 디멀티플렉서 (614) 는 제거되거나 디스에이블될 수도 있으며, (동일한) 사전-조정된 변조 심볼들은 (최대) N_T개의 결합기들에 제공된다.

도 2 에 도시된 바와 같이, 다수의 상이한 송신들 (예를 들어, 음성, 시그널림, 데이터, 파일럿 등) 은 본 시스템에 의해 송신될 수도 있다. 이러한 송신들의 각각은 상이한 프로세싱을 요구할 수도 있다.

도 7 은 상이한 송신들에게 상이한 프로세싱을 제공할 수 있는 시스템 (110y) 의 일 실시형태를 나타낸 블록도이다. 시스템 (110y) 에 의해 송신되는 모든 정보 비트들을 포함한 총 입력 데이터를 디멀티플렉서 (710) 에 제공한다. 디멀티플렉서 (710) 는 입력 데이터를 다수의 (K) 채널 데이터 스트림들 (B₁내지 B_K) 에 디멀티플렉싱한다. 각 채널 데이터 스트림은, 예를 들어, 시그널링 채널, 방송 채널, 음성 호출, 또는 트래픽 데이터 송신에 대응할 수도 있다. 각 인코더/채널 인터리버/ 펑처러/심볼 매핑 소자 (712) 에 각 채널 데이터 스트림을 제공하여, 채널 데이터 스트림을 위해 선택되는 특정 인코딩 방식을 이용하여 데이터를 인코딩, 특정 인터리빙 방식에 기초하여 인코딩된 데이터를 인터리빙, 인터리빙된 코드 비트들을 펑처링, 및 인터리빙된 데이터를 채널 데이터 스트림 송신용의 하나 이상의 송신 채널들에 대한 변조 심볼들에 매핑한다.

인코딩은 퍼 채널 베이시스 (per channel basis) 상에 (도 7 에 도시된 바와 같이, 각 채널 데이터 스트림 상에) 수행될 수 있다. 그러나, 인코딩은 총입력 데이터 (도 1 에 도시) 상에, 다수의 채널 데이터 스트림들상에, 일부의 채널 데이터 스트림상에, 일 세트의 주파수 서브채널들을 가로질러, 일 세트의 공간 서브채널들을 가로질러, 일 세트의 주파수 서브채널들 및 공간 서브채널들을 가로질러, 각 주파수 서브채널을 가로질러, 각 변조 심볼상에, 또는 시간, 공간, 및 공간의 기타 다른 유닛상에 제공될 수도 있다.

각 인코더/채널 인터리버/펑처러/심볼 매핑 소자 (712) 로부터의 변조 심볼 스트림은 하나 이상의 주파수 서브채널들상에 송신될 수도 있으며, 각 주파수 서브채널의 하나 이상의 공간 서브채널들을 경유하여 송신될 수도 있다. MIMO 프로세서 (120y) 는 소자들 (712) 로부터의 변조 심볼 스트림들을 수신한다. 각 변조 심볼 스트림용으로 사용되는 모드에 따라서, MIMO 프로세서 (120y) 는 변조 심볼 스트림을 다수의 서브채널 심볼 스트림들에 디멀티플렉싱할 수도 있다. 도 7 에 도시된 실시형태에서, 변조 심볼 스트림 (S₁) 은 일 주파수 서브채널상에 송신되며, 변조 심볼 스트림 (S_K) 은 L 개의 주파수 서브채널들상에 송신된다. 각 주파수 채널에 대한 변조 스트림은 각 서브채널 MIMO 프로세서에 의해 프로세싱, 디멀티플렉싱, 및 도 6 에서 설명한 것과 동일한 방식으로 결합되어, 각 송신 안테나에 대한 변조 심볼 벡터를 형성한다.

일반적으로, 송신기 유닛은 채널의 송신 능력을 표시하는 정보에 기초하여 각 송신 채널용 데이터를 부호화 및 변조한다. 일반적으로, 이러한 정보는 상술한 부분-CSI 또는 전체-CSI 의 형태이다. 일반적으로, 데이터 전송용 송신채널들에 대한 부분- 또는 전체-CSI 는 수신기 유닛에서 결정되어, 데이터를 부호화하고 변조하는 정보를 이용하는 송신기 유닛으로 되돌려져 보고된다. 여기서 설명한 기술들은, 다중 병렬 송신 채널들을 지원할 수 있는 MIMO, OFDM 또는 기타 다른 통신 방식 (예를 들어, CDMA 방식) 에 의해 지원되는 다중 병렬 송신 채널들에 적용할 수 있다.

복조 및 디코딩

도 8 은 시스템 (150) 의 디코딩부의 일 실시형태를 나타낸 블록도이다. 이 실시형태에 있어서, 송신하기 전에 데이터를 인코딩하도록 터보 인코더를 이용한다. 따라서, 터보 디코더는 수신된 변조 심볼들을 복호하는데 이용된다.

도 8 에 도시된 바와 같이, 수신된 변조 심볼들은 각 변조 심볼을 형성하는 비트들의 LLR 을 계산하는 비트 로그-우도비 (log-likelihood ratio; LLR) 계산 유닛 (158x) 에 제공된다. 터보 디코더는 LLR 에 (비트들을 대비시켜) 영향을 미치기 때문에, 비트 LLR 계산 유닛 (158x) 는 각 수신된 부호화 비트에 LLR 을 제공한다. 각 수신된 부호화 비트에 대한 LLR 은, 수신된 부호화 비트가 영 (zero) 일 확률을 수신된 부호화 비트가 1 일 확률로 나눈 것의 로그를 취한 것이다.

상술한 바와 같이, M 개의 부호화 비트들 (b₁, b₂, …, b_M) 은 단일 비-이진 심볼 (S) 를 형성하도록 그룹화된 후, 변조 심볼 (T(S)) 에 매핑 (즉, 고차 (high-order) 신호 콘스텔레이션으로 변조) 된다. 변조 심볼은 프로세싱, 송신, 수신, 및 수신된 변조 심볼 (R(S)) 을 제공하도록 더 프로세싱된다. 수신된 변조 심볼에서의 부호화 비트 (b_m) 의 LLR 은 다음과 같이 계산된다:

여기서,은 수신 심볼 (R(S)) 에 기초하여 비트 (b_m) 이 영이 되는 확률이다. 또한 LLR 을 계산할 때에 근사값을 사용할 수도 있다.

그 후, 디-펑처러 (de-puncturer; 159) 는 송신기에서 삭제 (즉, 펑처링) 되는 코드 비트들을 위하여 "이레이져들 (erasures)" 을 삽입한다. 일반적으로, 이레이져들은 영 ("0") 값을 갖는데, 이는 펑처링된 비트가 0 또는 1 일 가능성은 동일함을 나타낸 것이다.

수학식 2 로부터, 변조 심볼내의 수신된 부호화 비트들에 대한 LLR 은 상관되기 쉽다. 이러한 상관 (correlation) 은 변조하기 전에 부호화 비트들을 인터리빙함으로써 제거할 수 있다. 도 1 에 도시된 바와 같이, 채널 인터리빙은 각 변조 심볼에서의 부호화 비트들의 역상관을 용이하게 수행한다.

부호화 비트의 LLR 은 채널 디인터리버 (160) 에 제공되어, 송신기에서 수행된 채널 인터리빙과 상보적인 방식으로 디인터리빙된다. 그 후, 수신된 정보, 테일, 및 패리티 비트들에 대응하는 채널 디인터리빙된 LLR 은 터보 디코더 (162x)에 제공된다.

터보 디코더 (162x) 는 가산기들 (810a 및 810b), 디코더들 (812a 및 812b), 코드 인터리버 (814), 코드 디인터리버 (816), 및 검출기 (818) 를 구비한다. 일 실시형태에서, 각 디코더 (812) 는 연성-입력/연성-출력 (soft-input/soft output; SISO) 최대 사후 (maximum a posterior; MAP) 디코더로 구현한다.

가산기 (810a) 는 정보 비트들을 수신하고, 수신된 정보 비트들의 LLR (LLR (x')) 과 디인터리버 (816) 으로부터의 외인성 정보들 (extrinsic information) 의 LLR (제 1 반복 (iteration) 에서는 영으로 설정) 을 가산하여, 정제된 LLR 을 제공한다. 정제된 LLR 은 수신된 정보 비트들의 검출된 값들의 더 높은 신뢰성과 관련된다.

디코더 (812a) 는 인터리버 (810a) 로부터의 정제된 LLR 과 제 1 성분 인코더로부터 수신된 테일 및 패리티 비트들의 LLR (LLR (y')) 을 수신하고 수신된 LLR 들을 복호하여, 수신된 정보 비트들에 대한 확률값들의 정정을 표시하는 외인성 정보를 생성한다. 디코더 (812a) 로부터의 외인성 정보는 가산기 (810b) 에 의해 수신된 정보 비트의 LLR 들을 가산하며, 정제된 LLR 들을 코드 인터리버 (814) 에 저장한다. 코드 인터리버 (814) 는 터보 인코더에 이용되는 동일 코드 인터리빙 (예를 들어, 도 3b 의 코드 인터리버 (314) 와 동일) 을 구현한다.

디코더 (812b) 는 인터리버 (814) 로부터의 인터리빙된 LLR 과 제 2 성분 인코더로부터 수신된 테일 및 패리티 비트들의 LLR (LLR(z')) 을 수신하고 수신된 LLR 들을 복호하여, 수신된 정보 비트들에 대한 확률값들의 추가적인 정정을 표시하는 외인성 정보를 생성한다. 디코더 (812b) 로부터의 외인성 정보는, 인터리버 (814) 용으로 이용되는 인터리빙 방식과 상보적인 디인터리빙 방식으로 구현한, 코드 디인터리버 (816) 에 저장된다.

수신된 부호화 비트 LLR 의 디코딩은 여러 차례 반복된다. 각 반복에 따라, 정제된 LLR 에 대한 더 높은 신뢰성이 획득된다. 모든 디코딩 반복을 완료한 후, 그 LLR 에 기초하여 수신된 정보 비트들에게 값들을 제공하는 검출기 (818) 에 최종 정제된 LLR 을 제공한다.

또한, SISO MAP 디코더와 함께, 연성 출력 비터비 알로리즘 (soft output Viterbi algorithm; SOVA) 을 구현하는 것 등의 다른 형태들의 디코더를 이용할 수 있다. 일반적으로, 디코더의 설계는 송신기에 이용된 특정 터보 코딩 방식에 의존한다.

터보 디코딩은 "Implementation and Performance of a Turbo/Map Decoder," International Journal of Satellite Communications, Vol. 16, 1998, pp. 23-46 인 명칭의 Steven S. Pietrobon 의 논문에 더 자세히 설명되어 있으며, 여기서 참조한다.

변조 방식 및 코딩 레이트

각 송신 채널의 획득 SNR 은, 원하는 레벨의 성능 (예를 들어, 1% FER) 을 위하여, 변조 심볼당 특정 수의 정보 비트들 (즉, 특정 정보 비트 레이트) 을 지원한다. 이러한 정보 비트 레이트는 다수의 상이한 변조 방식들에 의해 지원될 수도 있다. 예를 들어, 1.5 개의 정보 비트들/변조 심볼의 비트 레이트는QPSK, 8-PSK, 16-QAM, 또는 기타 고차 변조 방식에 의해 지원될 수도 있다. 각 변조 방식은 변조 심볼당 특정 수의 부호화 비트들을 송신할 수 있다.

선택된 변조 방식에 따라, 각 변조 심볼에 대한 정보 비트들의 수에게 부호화 비트들의 요구되는 수를 제공하도록 대응 코딩 레이트를 선택한다. 상기 예에 있어서, QPSK, 8-PSK, 및 16-QAM 는 각각 2, 3, 및 4 의 변조 심볼당 부호화 비트들을 송신할 수 있다. 1.5 개의 정보 비트들/변조 심볼의 정보 비트 레이트에 있어서, 각각 QPSK, 8-PSK, 및 16-QAM 을 위해 요구되는 부호화 비트들의 수를 생성하도록 3/4, 1/2, 및 3/8 의 코딩 레이트를 사용한다. 따라서, 변조 방식 및 코딩 레이트의 상이한 조합들이 특정 정보 비트 레이트를 지원하도록 사용될 수도 있다.

본 발명의 일 실시형태에서, "약한 (weak)" 이진 코드 (즉, 높은 코딩 레이트) 는 지원되는 비트 레이트를 위하여 저차 (low-order) 변조 방식과 함께 사용된다. 일련의 모의실험을 통하여, 더 약한 코드와 조합되는 더 낮은 차수의 변조 방식은 더 강한 코드를 갖는 더 높은 차수의 변조 방식에 비해 더 우수한 성능을 제공할 수도 있음이 관측되었다. 이러한 결과는 다음과 같이 설명될 수 있다. AWGN 채널에서 이진 터보 코드들의 LLR 디코딩 메트릭 (decoding metrics) 은 터보 디코딩 알고리즘에 대해 거의 최적이다. 그러나, 그레이 매핑된 고차 변조 방식에 있어서, 최적의 LLR 메트릭은 각 수신된 비트가 아닌 각 수신된 변조 심볼에 대해 생성된다. 그 후, 심볼 LLR 메트릭은 이진 코드 디코더에 대한 비트 LLR 메트릭을 산출하지 못한다. 일부 정보가 브레이크-업 (break-up) 프로세스 동안 손실되며, 비트 디코딩 메트릭의 사용은 비-최적 성능을 야기한다. 더 낮은 차수의 변조 방식들은 심볼당 더 작은 비트들에 대응하는데, 이는 브레이크-업 손실을 감소시켜, 더 높은 차수의 변조 방식에 비해 더 우수한 성능을 제공할 수도 있다.

본 발명의 일 양태에 따르면, 특정 스펙트럼 효율을 획득하기 위하여, n/(n+1) 내지 n/(n+2) 를 포함하며, 그 사이의 코딩 레이트를 갖는 코드가 적당한 변조 방식과 함께 사용되는데, 여기서, n 은 변조 심볼당 정보 비트들의 수이다. 이러한 코딩 레이트는 가변 펑처링 방식과 함께 고정 코드 (예를 들어, 상술한 1/3 레이트의 터보 코드) 로 용이하게 획득할 수 있다. 높은 코딩 레이트를 획득하기 위하여, 테일 및 패리티 비트들은 많이 펑처링시킬 수도 있으며, 펑처링되지 않은 테일 및 패리티 비트들은 정보 비트들상에 균등하게 분포시킬 수도 있다.

프레이밍 (framing)

많은 통신 시스템에서, 데이터 패킷들 (즉, 논리 프레임들) 을 고정된 크기들로 정의하는 것이 편리하다. 예를 들어, 시스템은 1024, 2048, 및 4096 비트들의 크기들을 갖는 3 개의 상이한 패킷들로 정의할 수도 있다. 이렇게 정의된 데이터 패킷들은 송신기 및 수신기 모두에서 일부 프로세싱을 간소화시킨다.

OFDM 시스템에서, 물리 프레임은 (1) 정수의 OFDM 심볼들, (2) 하나 이상의 송신 채널들상에서의 특정 수의 변조 심볼들, (3) 또는 기타 다른 유닛들을 포함하도록 정의될 수도 있다. 상술한 바와 같이, 통신 링크의 시변 특성 때문에, 송신 채널들의 SNR 은 시간상으로 변할 수도 있다. 따라서, 각 송신 채널에 대해각 시간 슬롯상으로 송신될 수도 있는 정보 비트들의 수는 시간상으로 변할 수 있으며, 각 물리 프레임에서의 정보 비트들의 수도 시간상으로 변할 수 있다.

일 실시형태에서, 논리 프레임을 OFDM 심볼들과 독립이 되도록 정의한다. 이 실시형태에서, 각 논리 프레임에 대한 정보 비트들은 인코딩/펑처링되며, 논리 프레임에 대한 부호화 비트들은 그룹화되어 변조 심볼들에 매핑된다. 간단한 일 구현예에서, 송신 채널들은 연속적으로 번호가 매겨진다. 그 후, 부호화 비트들은, 송신 채널들의 연속적인 순서로, 가능한 많은 변조 심볼들을 형성하도록 이용된다. 변조 심볼의 경계에서 논리 프레임 (즉, 데이터 패킷) 을 시작 및 종료하도록 정의할 수도 있다. 이 구현예에서, 논리 프레임은 하나 이상의 OFDM 심볼로 확장될 수도 있으며,OFDM 심볼 경계들을 더 넘을 수도 있다. 또한, 각 OFDM 심볼은 다중 데이터 패킷들로부터의 부호화 비트들을 포함할 수도 있다.

또 다른 실시형태에서, 논리 프레임은 물리 유닛에 기초하여 정의된다. 예를 들어, 논리 프레임은 (1) 하나 이상의 송신 채널들상에서의 다수의 변조 심볼들, (2) 하나 이상의 OFDM 심볼들, 또는 (3) 기타 다른 방식으로 정의되는 다수의 변조 심볼들을 포함하도록 정의할 수도 있다.

펑처링된 이진 터보 코드 및 그레이 매핑 (binary Turbo code and Gray mapping; BTC-GM) 의 이용은 다양한 이점들을 제공한다. BTC-GM 방식은 좀더 최적이면서 좀더 복잡한 터보 트렐리스 코드 변조 (Turbo trellis coded modulation; TTCM) 방식 보다 구현하기 더 간단하면서도, TTCM 과 유사한 성능을획득할 수 있다. 또한, BTC-GM 방식은, 가변 펑처링을 단순히 조정함으로써 상이한 코딩 레이트의 구현이 용이하므로, 고도의 가요성을 제공한다. 또한, BTC-GM 방식은 상이한 펑처링 파라미터들에서도 로버스트 (robust) 한 성능을 제공한다. 또한, 통상의 가용 이진 터보 디코더들을 이용할 수도 있어서, 수신기의 구현을 간소화할 수도 있다. 그러나, 어떤 실시형태들에서는, 다른 코딩 방식들도 사용될 수 있으며, 본 발명의 범주내에 있다.

상술한 바람직한 실시형태의 설명은 당업자가 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공된 것이다. 이들 실시형태의 다양한 변경들은 당업자에게 명백할 것이며, 여기서 정의된 일반 원리들은 진보된 기능성을 사용하지 않고도 다른 실시형태들에 적용할 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 설명된 실시형태에 한하지 않고, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징과 일치하는 가장 넓은 범위를 부여하려는 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서, 각 변조 심볼들의 시퀀스를 송신하도록 동작하는 복수의 송신 채널들상에 송신용 데이터를 준비하는 방법에 있어서,

각 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 결정하는 단계;

그 결정된 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 지원하도록 각 송신 채널에 대한 변조 방식을 식별하는 단계;

2 개 이상의 송신 채널들이 상이한 코딩 레이트들과 관련되는 각 송신 채널에 대한 코딩 레이트를, 적어도 변조 심볼당 결정된 정보 비트들의 수 및 송신 채널에 대한 그 식별된 변조 방식에 기초하여, 결정하는 단계;

복수의 부호화 비트들을 제공하는 특정 인코딩 방식에 따라 복수의 정보 비트들을 인코딩하는 단계;

복수의 송신 채널들에게 다수의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 제공하도록, 복수의 부호화 비트들을 특정 펑처링 방식에 따라 펑처링하는 단계; 및

2 개 이상의 송신 채널들에 대해 상이한 코딩 레이트들을 획득하도록, 상기 펑처링을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터의 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 무선 통신 시스템은 복수의 송신 안테나들 및 복수의 수신 안테나들을 구비하는 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 시스템인 것을 특징으로 하는 송신용 데이터의 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수분할 변조 (OFDM) 통신 시스템인 것을 특징으로 하는 송신용 데이터의 준비 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 OFDM 통신 시스템은 복수의 송신 안테나들 및 복수의 수신 안테나들을 구비한 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 시스템으로 동작하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 4 항에 있어서,

OFDM 시스템은 복수의 주파수 서브채널들에 데이터를 송신하도록 동작하며, 각 송신 채널은 OFDM 시스템에서의 주파수 서브채널의 공간 서브채널에 대응하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

펑처링은 복수의 송신 채널들의 송신 능력들에 기초하는 것을 특징으로 하는송신용 데이터 준비 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 송신 능력들은 복수의 채널들로부터 유래한 채널 상태 정보 (CSI) 로부터 결정되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 CSI 는 복수의 송신 채널들에 대한 신호대 잡음비 (SNR) 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 CSI 는 송신 안테나들로부터 수신 안테나들까지의 송신 특성과 관련된 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 7 항에 있어서,

상기 CSI 는 송신 안테나들로부터 수신 안테나들까지의 송신 특성과 관련된 고유모드 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 6 항에 있어서,

유사한 송신 능력들을 갖는 송신 채널들을 세그먼트들로 그룹화하는 단계를더 포함하되,

각 세그먼트에 대해 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 11 항에 있어서,

일군의 부호화 비트들을 각 세그먼트에 할당하는 단계를 더 포함하되,

각 세그먼트에 할당된 일군의 부호화 비트들에 대해 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 11 항에 있어서,

각 세그먼트는 특정 SNR 범위의 SNR 을 갖는 송신 채널들을 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

인코딩은 터보 코드에 의하여 획득되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 인코딩은 복수의 정보 비트들에게 복수의 테일 및 패리티 비트들을 제공하며, 상기 복수의 테일 및 패리티 비트들상에 펑처링을 수행하는 것을 특징으로하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 14 항에 있어서,

펑처링되지 않은 테일 및 패리티 비트들은 복수의 정보 비트들상에 거의 균등하게 분포되도록 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 터보 코드는 테일 및 패리티 비트들의 2 개의 스트림들을 제공하도록 동작하는 2 개의 성분 코드들을 구비하며, 거의 동일한 수의 테일 및 패리티 비트들이 테일 및 패리티 비트들의 2 개의 스트림들로부터 삭제되도록 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

각 송신 채널에 대한 코딩 레이트는 n/(n+1)과 n/(n+2) 를 포함하여, 그 사이를 선택하되, 여기서, n 은 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수인 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 각 채널에 대한 코딩 레이트는 1/2 이상인 것을 특징으로 하는 송신용데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

인코딩은 콘볼루셔널 코드에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

인코딩은 블록 코드에 의해 획득되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

복수의 송신 채널들에서의 사용가능하나 채워지지 않은 비트 위치들을 채우기 위해 패딩 비트들을 삽입하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

복수의 송신 채널들에서의 사용가능하나 채워지지 않은 비트 위치들을 채우기 위해 적어도 부호화 비트들의 일부를 반복하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

복수의 부호화 비트들을 인터리빙하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 24 항에 있어서,

인터리빙된 부호화 비트들상에 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 24 항에 있어서,

인코딩은 2 개의 성분 코드들로 이루어진 터보 코드에 의해 획득되며, 제 1 성분 코드로부터의 복수의 정보 비트들, 복수의 테일 및 패리티 비트들과 제 2 성분 코드로부터의 복수의 테일 및 패리티 비트들은 별도로 인터리빙되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

각각은 일군의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 포함하는 복수의 송신 채널들에 대한 비-이진 심볼들을 형성하는 단계; 및

각 비-이진 심볼을 각 변조 심볼에 매핑하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 27 항에 있어서,

복수의 부호화 비트들은 인터리빙하는 단계를 더 포함하되,

비-이진 심볼들은 인터리빙된 부호화 비트들로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 27 항에 있어서,

각 송신 채널용 변조 방식은 복수의 점들을 갖는 각 신호 콘스텔레이션과 관련되며, 각 변조 심볼은 변조 방식에 대한 신호 콘스텔레이션에서의 특정한 점을 나타내는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 29 항에 있어서,

각 신호 콘스텔레이션에서의 복수의 점들은 특정 그레이 매핑 방식에 기초한 값들로 할당되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 30 항에 있어서,

상기 값들은, 신호 콘스텔레이션에서의 인접한 점들에 대한 값들과 1 비트 위치만큼 차이가 나도록, 각 신호 콘스텔레이션에서의 복수의 점들에 할당되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

변조 심볼당 정보 비트들의 수의 결정, 변조 방식의 식별, 및 코딩 레이트의 결정을 반복함으로써, 복수의 송신 채널들에서의 변화들에 적응시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

각 송신 채널에 대한 변조 방식은 변조 심볼당 2 개 이상의 부호화 비트들의 송신을 지원하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
제 1 항에 있어서,

복수의 송신 채널들상으로의 송신이 단일 수신기 수신 장치에 대해 의도되는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
직교 주파수분할 변조 (OFDM) 통신 시스템에서, 각 변조 심볼들의 시퀀스를 송신하도록 동작하는 복수의 송신 채널들상에 송신용 데이터를 준비하는 방법에 있어서,

각 송신 채널에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 결정하는 단계;

그 결정된 변조 심볼당 정보 비트들의 수를 지원하도록 각 송신 채널에 대한 변조 방식을 식별하는 단계;

2 개 이상의 송신 채널들이 상이한 코딩 레이트들과 관련되는 각 송신 채널에 대한 코딩 레이트를, 적어도 변조 심볼당 결정된 정보 비트들의 수 및 송신 채널에 대한 식별된 변조 방식에 기초하여, 결정하는 단계;

복수의 테일 및 패리티 비트들을 지원하는 특정 터보 코드에 따라 복수의 정보 비트들을 인코딩하는 단계;

특정 인터리빙 방식에 따라 복수의 정보 비트들과 테일 및 패리티 비트들을 인터리빙하는 단계;

2 개 이상의 송신 채널들에 대해 상이한 코딩 레이트들을 획득하도록 조정되며, 복수의 송신 채널들에게 다수의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 제공하도록, 특정 펑처링 방식에 따라 복수의 인터리빙된 비트들을 펑처링하는 단계;

각각은 일군의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 포함하는, 복수의 송신 채널들에 대한 비-이진 심볼들을 형성하는 단계; 및

각 비-이진 심볼을 각 변조 심볼에 매핑하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신용 데이터 준비 방법.
각 변조 심볼들의 시퀀스를 전송하도록 이용되는 복수의 송신 채널들상에 데이터를 송신하도록 동작하는 무선 통신 시스템에 있어서,

특정 인코딩 방식에 따라 복수의 정보 비트들을 인코딩, 복수의 부호화 비트들을 제공, 및 ,특정 펑처링 방식에 따라, 복수의 송신 채널들에 대한 다수의 펑처링되지 않은 비트들을 제공하기 위하여 복수의 부호화 비트들을 펑처링하도록 구성된 인코더를 구비하되, 각 송신 채널은 송신 채널을 위해 선택된 특정 변조 방식에 의해 변조 심볼당 정보 비트들의 특정한 수를 송신할 수 있으며, 적어도 송신 채널 및 변조 방식에 의해 지원되는 변조 심볼당 정보 비트들의 수에 기초한 특정 코딩 레이트와도 관련되며, 2 개 이상의 송신 채널들은 상이한 코딩 레이트들과 관련되며, 상기 인코더는 2 개 이상의 송신 채널들에 대해 상이한 코딩 레이트들을 획득하기 위하여 펑처링을 조정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 36 항에 있어서,

상기 인코더에 결합되며, 복수의 부호화 비트들을 인터리빙하도록 구성되는 채널 인터리버를 더 구비하되,

상기 인코더는 인터리빙된 비트들을 펑처링하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 37 항에 있어서,

상기 채널 인터리버에 결합되며, 복수의 송신 채널들에 대한 비-이진 심볼들을 형성하고 각 비-이진 심볼을 각 변조 심볼에 매핑하도록 구성되는 심볼 매핑 소자를 더 구비하되, 각 비-이진 심볼은 일군의 펑처링되지 않은 부호화 비트들을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 38 항에 있어서,

상기 심볼 매핑 소자에 결합되며, 다중-입력 다중-출력 (MIMO) 송신을 구현하기 위하여 복수의 송신 채널들에 대한 변조 심볼들을 사전-조정하도록 구성되는 신호 프로세서를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.