BRPI0206877B1

BRPI0206877B1 - esquema de codificação para um sistema de comunicação sem fio

Info

Publication number: BRPI0206877B1
Application number: BRPI0206877A
Authority: BR
Inventors: Fuyun Ling; Ivan Fernandez; Jay R Walton; Mark Wallace; Nagabhushana T Sindhushayana
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2001-02-01
Filing date: 2002-01-23
Publication date: 2016-03-22
Also published as: WO2002062002A1; EP1374466B1; BR0206877A; KR20030074771A; US9319114B2; ES2745137T3; CN1333541C; KR100883941B1; EP1374466A1; CN101005301A; PT1374466T; JP2004535694A; US20160043784A1; US9647733B2; CN1498478A; EP3002900B1; US20030043928A1; HK1063698A1; EP3002900A1; DK1374466T3

Abstract

"esquema de codificação para um sistema de comunicação sem fio". técnicas de codificação para um (por exemplo, ofdm) sistema de comunicação capaz de transmitir dados em vários canais de transmissão em diferentes taxas de bit de informação com base na snr alcançada do canal. um código base é utilizado em combinação com o puncionamento comum ou variável para alcançar diferentes taxas de codificação necessárias para os canais de transmissão. os dados (isso é, bits de informação) para uma transmissão de dados são codificados com o código base, e os bits codificados para cada: canal (ou grupo de canais com capacidades de transmissão similares) são puncionados para alcançar a taxa de codificação necessária. os bits codificados podem ser intercalados (por exemplo, para combater o desvanecimento e remover a correlação entre os bits codificados em cada símbolo de modulação) antes do puncionamento. os bits de códigos não-puncionados são agrupados em símbolos não-binários (por exemplo, utilizando o mapeamento de gray). o símbolo de modulação pode ser pré-condicionado antes da transmissão.

Description

"ESQUEMA DE CODIFICAÇÃO PARA UM SISTEMA DE COMUNICAÇÃO SEM FIO" FUNDAMENTOS I. Campo A presente invenção refere-se a comunicações de dados. Mais particularmente, a presente invenção refere-se a um esquema de codificação (coding) novo, flexivel e eficiente para a encodificação (encoding) de dados para transmissão em múltiplos canais de transmissão com diferentes capacidades de transmissão. II. Descrição da Técnica Relacionada Os sistemas de comunicação sem fio são amplamente desenvolvidos para fornecer vários tipos de comunicação tais como voz, dados, e assim por diante. Esses sistemas podem ser baseados no acesso múltiplo por divisão de código (CDMA), acesso múltiplo por divisão de tempo (TDMA), modulação ortogonal por divisão de freqüência (OFDM), ou algumas outras técnicas de modulação. Os sistemas OFDM podem fornecer alto desempenho para alguns ambientes de canal.

Em um sistema OFDM, a banda de freqüência operativa é efetivamente particionada em um número de "subcanais de freqüência", ou faixas (bins) de freqüência. Cada subcanal é associado a uma subportadora respectiva sobre a qual os dados são modulados, e podem ser visualizados como um "canal de transmissão" independente. Tipicamente, os dados a serem transmitidos (isto é, bits de informação) são encodifiçados (encoded) com um esquema de codificação especifico para gerar bits codificados. Para um esquema de modulação de alta ordem (por exemplo, QPSK, QAM, e assim por diante), os bits codificados são agrupados em símbolos não binários que são então utilizados para modular as subportadoras.

Os subcanais de freqüência de um sistema OFDM podem experimentar condições de link diferentes (por exemplo, efeitos de desvanecimento e multipercurso diferentes) e podem alcançar diferentes relações sinal/ruído mais interferência (SNR). Conseqüentemente, o número de bits de informação por símbolo de modulação (isto é, a taxa de bit de informação) que pode ser transmitido em cada subcanal para um nível específico de desempenho pode ser diferente de subcanal para subcanal. Ademais, as condições de link tipicamente variam com o tempo. Como resultado disso, as taxas de bit suportadas para os subcanais também variam com o tempo.

As diferentes capacidades de transmissão dos subcanais de freqüência mais a natureza variável com o tempo das capacidades tornam um desafio se fornecer um esquema de codificação efetivo capaz de encodificar o número suportado de bits de informação/símbolo de modulação para fornecer os bits codificados necessários para os subcanais.

De acordo, um esquema de codificação de alto desempenho, eficiente e flexível que pode ser utilizado para encodificar dados para transmissão em múltiplos subcanais com capacidades diferentes de transmissão é altamente desejável.

SUMÁRIO Vários aspectos da presente invenção fornecem técnicas de codificação eficientes e efetivas para um sistema de comunicação capaz de transmitir dados em um número de "canais de transmissão" em taxas de bit de informação diferentes com base na SNR alcançada dos canais. Um número de esquemas de codificação/puncionamento pode ser utilizado para gerar bits codificados necessários (isto é, bits de informação, de cauda (tail bits) e de paridade, se um código Turbo for utilizado). Em um primeiro esquema de codificação/puncionamento, um código base específico e puncionamento comum são utilizados para todos os canais de transmissão (por exemplo, todos os subcanais de freqüência em um sistema OFDM, ou subcanais espaciais de todos os subcanais de freqüência em um sistema OFDM com antenas múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO - Multiple-input/multiple-output), como descrito abaixo). Em um segundo esquema de codificação/puncionamento, é utilizado o mesmo código base mas o puncionamento variável para os canais de transmissão. 0 puncionamento variável pode ser utilizado para fornecer diferentes taxas de codificação para os canais de transmissão. A taxa de codificação para cada canal de transmissão depende da taxa de bit de informação e o esquema de modulação selecionado para o canal.

Uma modalidade da invenção fornece um método de preparação de dados para a transmissão em um número de canais de transmissão em um sistema de comunicação, por exemplo, um sistema de modulação ortogonal por divisão de freqüência (OFDM - Orthogonal Frequency Division Modulation). Cada canal de transmissão é operável para transmitir uma seqüência respectiva dos símbolos de modulação. De acordo com o método, o número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão é determinado (por exemplo, com base na SNR do canal). Um esquema de modulação é então identificado para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado. Com base no número suportado de bits de informação por símbolo de modulação e o esquema de modulação identificado, a taxa de codificação para cada canal de transmissão é determinada. Pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação devido às diferentes capacidades de transmissão.

Depois disso, um número de bits de informação é encodificado de acordo com um esquema de encodificação especifico para fornecer um número de bits codificados. Se um código Turbo for utilizado, um número de bits de cauda e de paridade são gerados para bits de informação (os bits codificados incluem os bits de informação, bits de cauda e bits de paridade) . Os bits codificados podem ser intercalados de acordo com um esquema especifico de intercalação. Para facilitar a implementação, a intercalação pode ser executada antes do puncionamento. Os bis codificados (por exemplo, bits de cauda e bits de paridade, se um código Turbo for utilizado) são então puncionados de acordo com um esquema especifico de puncionamento para fornecer um número de bits codificados não puncionados para os canais de transmissão. O puncionamento é ajustado para alcançar taxas de codificação diferentes necessárias pelos canais de transmissão. Como uma alternativa, o puncionamento também pode ser executado antes da intercalação.

Os símbolos não binários são então formados para os canais de transmissão. Cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados intercalados e não puncionados e é mapeado um símbolo de modulação respectivo. 0 número específico de bits codificados em cada símbolo não binário depende do esquema de modulação do canal. Para o sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) capaz de transmitir em vários subcanais espaciais para cada subcanal de freqüência, os símbolos de modulação para cada subcanal de freqüência podem ser pré-condicionados antes da transmissão, como descrito abaixo. A invenção fornece métodos e elementos de sistema que implementam vários aspectos, modalidades, e características da invenção, como descrito em maiores detalhes abaixo.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

As características, natureza e vantagens da presente invenção tornar-se-ão mais aparentes a partir da descrição detalhada apresentada abaixo quando levada em conjunto com os desenhos nos quais caracteres de referência identificam correspondentemente pelo todo e nos quais: A figura 1 é um diagrama de um sistema de comunicação de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) capaz de implementar vários aspectos e modalidades da invenção; A figura 2 é um diagrama que ilustra de forma gráfica uma transmissão OFDM de uma das NT antenas transmissoras no sistema MIMO;

As figuras 3A e 3B são diagramas de um encodificador (encoder) convolucional concatenado em paralelo; A figura 3C é um diagrama de uma modalidade de um puncionador e multiplexador, que pode ser utilizado para fornecer puncionamento variável de bits codificados;

As figuras 4A e 4B são fluxogramas de dois esquemas de codificação/puncionamento para a geração dos bits codificados necessários para uma transmissão de dados, que utiliza um código base específico, mas esquemas de puncionamento comum e variável, respectivamente; A figura 5 é um diagrama de uma constelação de sinal para 16-QAM e um esquema de mapeamento de Gray específico; A figura 6 é um diagrama de blocos de uma modalidade de um processador MIMO; A figura 7 é um diagrama de blocos de uma modalidade de um sistema capaz de fornecer diferente processamento para diferentes transmissões; e A figura 8 é um diagrama de blocos de uma modalidade da parte de decodificação de um sistema de recepção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DAS MODALIDADES ESPECÍFICAS A figura 1 é um diagrama de um sistema de comunicação múltiplas entradas e múltiplas saidas (MIMO) 100 capaz de implementar vários aspectos e modalidades da invenção. O sistema de comunicação 100 pode ser designado para implementar os esquemas de codificação descritos aqui. 0 sistema 100 pode adicionalmente ser operado para empregar uma combinação de diversidade de antena, freqüência e tempo para aumentar a eficiência espectral, aperfeiçoar o desempenho, e melhorar a flexibilidade. A eficiência espectral aumentada é caracterizada pela capacidade de se transmitir mais bits por segundo por Hertz (bps/Hz) quando e onde possível para melhor utilizar a largura de banda do sistema disponível. O desempenho aperfeiçoado pode ser quantificado, por exemplo, por uma baixa taxa de erro de bit (BER - Bit Error Rate) ou taxa de erro de quadro (frame) (FER - Frame Error Rate) para uma determinada relação sinal/ruído mais interferência (SNR) do link. E a flexibilidade melhorada é caracterizada pela capacidade de acomodar múltiplos usuários possuindo exigências diferentes e tipicamente distintas. Esses objetivos podem ser alcançados, em parte, pelo emprego de um esquema de codificação de alto desempenho e eficiente, modulação por multiportadoras, multiplexação por divisão no tempo (TDM -Time Division Multiplexing), múltiplas antenas transmissoras e/ou receptoras, outras técnicas, ou uma combinação dos mesmos. As características, aspectos e vantagens da invenção são descritos em maiores detalhes abaixo.

Como ilustrado na figura 1, o sistema de comunicação 100 inclui um primeiro sistema 110 em comunicação com um segundo sistema 150. Dentro do sistema 110, uma fonte de dados 112 fornece dados (isto é, bits de informação) para um encodificador 114 que encodifica os dados de acordo com um esquema de codificação especifico. A encodificação aumenta a confiabilidade da transmissão de dados. Os bits codificados são então fornecidos para um intercalador de canal 116 e intercalados (isto é, reordenados) de acordo com um esquema de intercalação especifico. A intercalação fornece diversidade de tempo e freqüência para os bits codificados, permite que os dados sejam transmitidos com base em uma SNR média para os subcanais utilizados para a transmissão de dados, combate o desvanecimento, e adicionalmente remove a correlação entre os bits codificados utilizados para formar cada símbolo de modulação, como descrito abaixo. Os bits intercalados são então puncionados (isto é, eliminados) para fornecer o número necessário de bits codificados. A encodificação, a intercalação de canal, e o puncionamento são descritos em maiores detalhes abaixo. Os bits codificados não puncionados são então fornecidos para um elemento de mapeamento de símbolos 118.

Em um sistema OFDM, a banda de freqüência operativa é efetivamente particionada em um número de "subcanais de freqüência" (isto é, faixas de freqüência). Em cada "partição de tempo ("time Slot") (isto é, um intervalo de tempo específico que pode depender da largura de banda do subcanal de freqüência), um "símbolo de modulação" pode ser transmitido em cada subcanal de freqüência. Como descrito em maiores detalhes abaixo, o sistema OFDM pode ser operado em um modo MIMO no qual múltiplas antenas transmissoras (NT) e múltiplas antenas de recepção (NR) são utilizadas para uma transmissão de dados. 0 canal MIMO pode ser decomposto em Nc canais independentes, com Nc < NT e Nc < NR. Cada um dos canais independentes Nc é referido também como um "subcanal espacial" do canal MIMO, que corresponde a uma dimensão. No modo MIMO, a dimensão aumentada é alcançada e Nc símbolos de modulação podem ser transmitidos nos subcanais espaciais Nc de cada subcanal de freqüência em cada partição de tempo. Em um sistema OFDM não operado no modo MIMO, existe apenas um subcanal espacial. Cada subcanal de freqüência/subcanal espacial também pode ser referido como "canal de transmissão". 0 modo MIMO e o subcanal espacial são descritos em maiores detalhes abaixo. 0 número de bits de informação que podem ser transmitidos para cada símbolo de modulação para um nível específico de desempenho depende da SNR do canal de transmissão. Para cada canal de transmissão, o elemento de mapeamento de símbolos 118 agrupa um conjunto de bits codificados não puncionados para formar um símbolo não binário para esse canal de transmissão. 0 símbolo não binário é então mapeado em um símbolo de modulação, que representa um ponto em uma constelação de sinal correspondente ao esquema de modulação selecionado para o canal de transmissão. 0 agrupamento de bit e o mapeamento de símbolos são executados para todos os canais de transmissão e para cada partição de tempo utilizada para a transmissão de dados. Os símbolos de modulação para todos os canais de transmissão são, então, fornecidos para um processador MIMO 120.

Dependendo da diversidade "espacial" específica sendo implementada (se alguma), o processador MIMO 120 pode demultiplexar, pré-condicionar, e combinar os símbolos de modulação recebidos. 0 processamento MIMO é descrito em maiores detalhes abaixo. Para cada antena de transmissão, o processador MIMO 120 fornece um fluxo de vetores de símbolo de modulação, um vetor para cada partição de tempo. Cada vetor de símbolo de modulação inclui os símbolos de modulação para todos os subcanais de freqüência para uma partição de tempo determinada. Cada fluxo de vetores de símbolo de modulação é recebido e modulado por um modulador respectivo (MOD) 122, e transmitido através de uma antena associada 124.

Na modalidade ilustrada na figura 1, o sistema de recepção 150 inclui um número de antenas de recepção 152 que recebem os sinais transmitidos e fornecem os sinais recebidos para os respectivos demoduladores (DEMOD) 154. Cada demodulador 154 executa o processamento complementar ao realizado no modulador 122. Os símbolos demodulados a partir de todos os demoduladores 154 são fornecidos para um processador MIMO 156 e processados de forma complementar à forma executada no processador MIMO 120. Os símbolos recebidos para os canais de transmissão são, então, fornecidos para uma unidade de cálculo de bit 158 que executa o processamento complementar ao executado pelo elemento de mapeamento de símbolos 118 e fornece valores indicativos dos bits recebidos. Os apagamentos (erasures) (por exemplo, indicativos de valor zero) são então inseridos por um depuncionador (de-puncturer) 159 para bits codificados puncionados no sistema 110. Os valores depuncionados são, então, deintercalados por um deintercalador de canal 160 e adicionalmente decodificados por um decodificador 162 para gerar bits decodificados, que são então fornecidos para um depósito de dados 164. A deintercalação de canal, o depuncionamento, e a decodificação são complementares à intercalação de canal, puncionamento de canal e encodificação de canal executadas no transmissor. A figura 2 é um diagrama que ilustra graficamente uma transmissão OFDM de uma das antenas transmissoras NT em um sistema MIMO. Na figura 2, o eixo horizontal representa tempo e o eixo vertical representa freqüência. Nesse exemplo especifico, o canal de transmissão inclui 16 subcanais de freqüência e é utilizado para transmitir uma seqüência de símbolos OFDM, com cada símbolo OFDM cobrindo todos os 16 subcanais de freqüência. Uma estrutura de multiplexação por divisão no tempo (TDM) também é ilustrada na qual a transmissão de dados é particionada em partições de tempo, com cada partição de tempo possuindo uma duração específica. Para o exemplo ilustrado na figura 2, a partição de tempo é igual ao comprimento de um símbolo de modulação.

Os subcanais de freqüência disponíveis podem ser utilizados para transmitir sinalização, voz, dados em pacote, e assim por diante. No exemplo específico ilustrado na figura 2 o símbolo de modulação na partição de tempo 1 corresponde aos dados piloto, que podem ser periodicamente transmitidos para auxiliar as unidades de recepção na sincronização e na execução da estimativa de canal. Outras técnicas de distribuição de dados piloto através do tempo e da freqüência podem ser utilizadas também. A transmissão do símbolo de modulação piloto ocorre tipicamente a uma taxa específica, que é normalmente selecionada de forma a ser rápida o suficiente para permitir o rastreamento preciso das variações no link de comunicação.

As partições de tempo que não são utilizadas para as transmissões piloto podem ser utilizadas para transmitir vários tipos de dados. Por exemplo, os subcanais de frequência 1 e 2 podem ser reservados para a transmissão de dados de controle e difusão (broadcast) para as unidades de recepção. Os dados nesses subcanais devem geralmente ser recebidos por todas as unidades de recepção. No entanto, algumas das mensagens no canal de controle podem ser especificas de usuário, e podem ser encodifiçadas de acordo.

Os dados de voz e dados de pacote podem ser transmitidos nos subcanais de freqüência restantes. Para o exemplo ilustrado, o subcanal 3 nas partições de tempo 2 a 9 é utilizado para chamada de voz 1, o subcanal 4 nas partições de tempo 2 a 9 é utilizado para chamada de voz 2, o subcanal 5 nas partições de tempo 5 a 9 é utilizado para chamada de voz 3, e o subcanal 6 nas partições de tempo 7 a 9 é utilizado para a chamada de voz 5.

Os subcanais de freqüência disponíveis restantes e as partições de tempo podem ser utilizados para transmissões de dados de tráfego. Uma transmissão de dados específica pode ocorrer através de múltiplos subcanais e/ou múltiplas partições de tempo, e múltiplas transmissões de dados podem ocorrer com qualquer partição de tempo específica. Uma transmissão de dados também pode ocorrer através de partições de tempo não contíguas.

No exemplo ilustrado na figura 2, a transmissão de dados 1 utiliza os subcanais de freqüência 5 a 16 na partição de tempo 2 e os subcanais 7 a 16 na partição de tempo 7, a transmissão de dados 2 utiliza os subcanais de 5 a 16 nas partições de tempo 3 e 4 e os subcanais de 6 a 16 na partição de tempo 5, a transmissão de dados 3 utiliza os subcanais de 6 a 16 na partição de tempo 6, a transmissão de dados 4 utiliza os subcanais 7 a 16 na partição de tempo 8, a transmissão de dados 5 utiliza os subcanais 7 a 11 na partição de tempo 9, e a transmissão de dados 6 utiliza os subcanais 12 a 16 na partição de tempo 9. As transmissões de dados de 1 a 6 podem representar as transmissões de dados de tráfego para uma ou mais unidades de recepção.

Para fornecer a flexibilidade de transmissão e alcançar um alto desempenho e eficiência, cada subcanal de freqüência em cada partição de tempo para cada antena de transmissão pode ser visualizado como uma unidade independente de transmissão (um símbolo de modulação) que pode ser utilizada para transmitir qualquer tipo de dados tais como dados piloto, de sinalização, de broadcast, de voz, de tráfego, algum outro tipo de dados, ou uma combinação dos mesmos. A flexibilidade, desempenho e eficiência podem adicionalmente ser alcançados permitindo-se a independência entre os símbolos de modulação, como descrito abaixo. Por exemplo, cada símbolo de modulação pode ser gerado a partir de um esquema de modulação (por exemplo, M-PSK, M-QAM ou algum outro esquema) que resulte na melhor utilização do recurso nesse tempo, freqüência e espaço específicos.

Sistema MIMO

Em um sistema de comunicações terrestre (por exemplo, um sistema celular, um sistema por broadcast, um sistema de distribuição de múltiplos pontos e múltiplos canais (MMDS - multi-channel multi-point), e outros), um sinal modulador de RF de uma unidade de transmissão pode alcançar a unidade de recepção através de um número de percursos de transmissão. As características dos percursos de transmissão variam tipicamente com o tempo devido a um número de fatores. Se mais de uma antena de transmissão ou de recepção for utilizada, e se os percursos de transmissão entre as antenas transmissoras e de recepção forem linearmente independentes (isto é, uma transmissão não for formada como uma combinação linear de outras transmissões) que é geralmente verdadeiro pelo menos até determinado ponto, então a probabilidade de se receber corretamente o sinal transmitido aumenta à medida que o número de antenas aumenta. Geralmente, à medida que o número de antenas de transmissão e de recepção aumenta, a diversidade aumenta e o desempenho é aperfeiçoado.

Um sistema de comunicação MIMO tal como o ilustrado na figura 1 emprega antenas em ambas as extremidades de transmissão e recepção do link de comunicação. Essas antenas de transmissão e de recepção podem ser utilizadas para fornecer várias formas de "diversidade espacial", incluindo diversidade de "transmissão" e diversidade de "recepção". A diversidade espacial é caracterizada pela utilização de múltiplas antenas transmissoras e uma ou mais antenas de recepção. A diversidade de transmissão é caracterizada pela transmissão de dados através de múltiplas antenas transmissoras. Tipicamente, o processamento adicional é executado nos dados transmitidos a partir das antenas transmissoras para alcançar a diversidade desejada. Por exemplo, os dados transmitidos a partir de diferentes antenas transmissoras podem ser atrasados ou reordenados no tempo, codificados e intercalados através de antenas transmissoras disponíveis e assim por diante. A diversidade de recepção é caracterizada pela recepção de sinais transmitidos em múltiplas antenas de recepção, e a diversidade é alcançada pela recepção simples dos sinais através de diferentes percursos de sinal. A diversidade espacial pode ser utilizada para aperfeiçoar a confiabilidade do link de comunicação com ou sem aumentar a capacidade do link. Isso pode ser alcançado pela transmissão ou recepção de dados através de múltiplos percursos através de múltiplas antenas. A diversidade espacial pode ser selecionada de forma dinâmica com base nas características do link de comunicação para fornecer o desempenho necessário. Por exemplo, um grau mais alto de diversidade espacial pode ser fornecido para alguns tipos de comunicação (por exemplo, sinalização), para alguns tipos de serviços (por exemplo, voz), para algumas características de link de comunicação (por exemplo, SNR baixa) ou para algumas outras condições ou considerações.

Os dados podem ser transmitidos a partir de múltiplas antenas e/ou em múltiplos subcanais de freqüência para obter a diversidade desejada. Por exemplo, os dados podem ser transmitidos em: (1) um subcanal de uma antena, (2) um subcanal (por exemplo, subcanal 1) de múltiplas antenas, (3) um subcanal de todas as antenas NT, (4) um conjunto de subcanais (por exemplo, os subcanais 1 e 2) de uma antena, (5) um conjunto de subcanais de múltiplas antenas, (6) um conjunto de subcanais de todas as antenas NT, ou (7) um conjunto de canais de um conjunto de antenas (por exemplo o subcanal 1 das antenas 1 e 2 em uma partição de tempo, os subcanais 1 e 2 da antena 2 em outra partição de tempo, e assim por diante). Dessa forma, qualquer combinação de subcanais e antenas pode ser utilizada para fornecer diversidade de antena e freqüência.

No sistema de comunicação MIMO, o canal de múltiplas entradas e múltiplas saídas pode ser decomposto em um conjunto de Nc subcanais espaciais independentes. 0 número de tais subcanais espaciais é menor ou igual ao menor número de antenas transmissoras e o número de antenas de recepção (isto é, Nc < NT e Nc < NR) . Se H for a matriz Nr x NT que fornece a resposta de canal para as antenas transmissoras NT e as antenas de recepção NR em um momento específico, e x for as entradas de vetor NT no canal, então o sinal recebido pode ser expresso como: onde n é um vetor NR representando ruído mais interferência. Em uma modalidade, a decomposição do autovetor (eigenvector) da matriz Hermetiana formada pelo produto da matriz de canal com sua transposição conjugada pode ser expressa como: onde o símbolo denota a transposição conjugada, E é a matriz de autovetor, e Λ é uma matriz diagonal de autovalores (eigenvalues), ambos na dimensão NT x NT. 0 transmissor converte (isto é, pré-condiciona) um conjunto de NT símbolos de modulação b utilizando a matriz de autovetor E. Os símbolos de modulação transmitidos a partir de NT antenas transmissoras podem ser expressos como: Para todas as antenas, o pré-condicionamento dos símbolos de modulação pode ser alcançado por uma operação de multiplicação de matriz expressa como: Eq(l) onde bif i>2, ...e bN são respectivamente os símbolos de modulação para um subcanal de freqüência específico nas antenas transmissoras 1, 2, ..., NT, onde cada símbolo de modulação pode ser gerado utilizando, por exemplo, M-PSK, M-QAM e assim por diante, como descrito abaixo; E = é a matriz de autovetor relacionada com as características de transmissão das antenas transmissoras para as antenas de recepção; e Χχ, X2, . . ., xNt são os símbolos de modulação pré- condicionados, que podem ser expressos como: 0 sinal recebido pode ser expresso como: 0 receptor executa uma operação de filtragem casada de canal, seguida pela multiplicação pelos autovetores direitos. 0 resultado da operação de filtragem casada de canal é o vetor z:, que pode ser expresso como: onde o termo de novo ruído possui co-variância que pode ser expresso como: isto é, as componentes de ruído são independentes e possuem variância fornecida pelos autovalores. A SNR da i-ésima componente de z é λχ, do i-ésimo elemento diagonal de Λ.

Uma modalidade do processamento MIMO é descrita em maiores detalhes abaixo e no Pedido de Patente U.S. N° 09/532.491, intitulado "HIGH EFFICIENCY, HIGH PERFORMANCE COMMUNICATIONS SYSTEM EMPLOYING MULTI-CARRIER MODULATION", depositado em 22 de março de 2000, cedido para o cessionário do presente pedido e incorporado aqui por referência.

Cada um dos subcanais espaciais Nc no canal MIMO como descrito na modalidade acima também é referido como um automodo (eigenmode) se esses canais forem independentes um do outro. Para o modo MIMO, um símbolo de modulação pode ser transmitido em cada canal de automodos em cada subcanal de freqüência. Visto que a SNR pode ser diferente para cada automodo, o número de bits que pode ser transmitido através de cada automodo também pode ser diferente. Como notado acima, cada automodo de cada subcanal de freqüência também é referido como um canal de transmissão.

Em outras modalidades, os subcanais espaciais podem ser criados diferentemente. Por exemplo, um subcanal espacial pode ser definido como transmissões de uma antena de transmissão para todas as antenas de recepção.

Como utilizado aqui, o modo MIMO inclui toda a informação de estado de canal (CSI-total) e modos de processamento CSI-parciais. Para ambas as CSI-total e CSI-parcial, percursos de transmissão adicionais são fornecidos através de subcanais separados de forma espacial. 0 processamento CSI-total utiliza automodos, como descrito acima. 0 processamento CSI-parcial não utiliza automodos, e pode envolver o fornecimento para a unidade de transmissão (por exemplo, através de realimentação (feeding back) no link reverso) a SNR para cada canal de transmissão (isto é, porta de diversidade de recepção) e codificação baseada de acordo na SNR recebida.

Um número de formulações pode ser utilizado na unidade de recepção para fornecer a informação necessária para a CSI-parcial, incluindo formas lineares e não lineares de imposição de zero, inversão de matriz de correlação de canal (CCMI - Channel Correlation Matrix Inversion) , e erro quadrático médio mínimo (MMSE - Minimum Mean Square Error), como é conhecido na técnica. Por exemplo, a derivação das SNR para um caso MIMO de imposição de zero não linear (CSI-parcial) é descrita por P.W. Wolniansky et al em um artigo intitulado "V-BLAST: AN Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-Scattering Wireless Channel", Proc. IEEE ISSSE-98, Pisa, Itália, 30 de setembro de 1998, e incorporado aqui por referência. Os autovalores de uma formulação MIMO são relacionados às SNR dos automodos para o caso de CSI-total. Casos não MIMO podem utilizar uma variedade de métodos, como é conhecido na técnica.

Cada canal de transmissão está associado a uma SNR que pode ser conhecida do transmissor e do receptor. Nesse caso, os parâmetros de modulação e codificação de cada símbolo de modulação podem ser determinados com base na SNR do canal de transmissão correspondente. Isso permite uma utilização eficiente dos subcanais de freqüência disponíveis e dos automodos. A Tabela 1 lista o número de bits de informação que podem ser transmitidos em cada símbolo de modulação para um nível específico de desempenho (por exemplo, 1% de taxa de erro de quadro, ou % FER) para várias faixas de SNR. Para cada faixa de SNR, a Tabela 1 também lista um esquema de modulação específico selecionado para utilização com essa faixa de SNR, o número de bits codificados que podem ser transmitidos para cada símbolo de modulação para o esquema de modulação selecionado, e a taxa de codificação utilizada para obter o número necessário de bits codificados/símbolo de modulação de acordo com o número suportado de bits de informação/símbolo de modulação. A Tabela 1 lista uma combinação de esquema de modulação e taxa de codificação para cada faixa de SNR. A taxa de bit suportada para cada canal de transmissão pode ser alcançada utilizando-se qualquer uma dentre as várias possíveis combinações de taxa de codificação e esquema de modulação. Por exemplo, um bit de informação por símbolo pode ser alcançado utilizando-se (1) uma taxa de codificação de 1/2 e modulação QPSK, (2) uma taxa de codificação de 1/3 e modulação 8-PSK, (3) uma taxa de codificação de 1/4 e 16-QAM, ou (4) alguma outra combinação da taxa de codificação e esquema de modulação. Na Tabela 1, QPSK, 16-QAM e 64-QAM são utilizados para as faixas de SNR listadas. Outros esquemas de modulação tais como 8-PSK, 32-QAM, 128-QAM e assim por diante também podem ser empregados e estão dentro do escopo da invenção.

Tabela 1 Para fins de clareza, vários aspectos da invenção são descritos para um sistema OFDM e, em muitos casos, para um sistema OFDM operando em um modo MIMO. No entanto, as técnicas de encodificação e processamento descritas aqui podem ser geralmente aplicadas a vários sistemas de comunicação tais como, por exemplo, (1) um sistema OFDM operando sem MIMO, (2) um sistema MIMO operando sem OFDM (isto é, operando com base em um subcanal de freqüência única, isto é, uma portadora de RF única, mas múltiplos subcanais espaciais), (3) um sistema MIMO operando com OFDM, e (4) outros. 0 OFDM é simplesmente uma técnica para subdividir um canal de banda larga em vários subcanais de freqüência ortogonal.

Encodificação A figura 3A é um diagrama de blocos de uma modalidade de um encodificador convolucional concatenado paralelo 114x, que é freqüentemente referido como um encodificador Turbo. 0 encodificador Turbo 114x representa uma implementação da parte de correção antecipada de erro (FEC - Forward Error Correction) do encodificador 114 na figura 1 e pode ser utilizado para encodificar dados para a transmissão através de um ou mais canais de transmissão. A encodificação dentro do encodificador 114 pode incluir codificação de correção de erro ou codificação de detecção de erro, ou ambas, que são utilizadas para aumentar a confiabilidade do link. A encodificação pode incluir, por exemplo, a codificação de verificação por redundância cíclica (CRC - Cyclic Redundancy Check), a codificação convolucional, a codificação Turbo, codificação em treliça, codificação em bloco (por exemplo, codificação Reed-Solomon), outros tipos de codificação ou uma combinação das mesmas. Para um sistema de comunicação sem fio, um pacote de dados pode ser inicialmente encodificado com um código CRC específico, e os bits CRC são anexados ao pacote de dados. Bits de overhead adicionais também podem ser anexados ao pacote de dados para formar um pacote de dados formatado, que é então encodificado com um código convolucional ou Turbo. Como utilizado aqui, "bits de informação" se refere aos bits fornecidos para o encodificador convolucional ou Turbo, incluindo os bits de dados transmitidos e os bits utilizados para fornecer detecção de erro e capacidade de correção para os bits transmitidos.

Como ilustrado na figura 3A, o encodificador Turbo 114x inclui dois encodif icadores 312a e 312b, e um intercalador de código 314. 0 encodificador 312a recebe e encodifica os bits de informação, x, de acordo com um primeiro código para gerar uma primeira seqüência de bits de cauda e bits de paridade, y. 0 intercalador de código 314 recebe e intercala os bits de informação de acordo com um esquema de intercalação específica. O encodificador constituinte 312b recebe e encodifica os bits intercalados de acordo com um segundo código constituinte para gerar uma segunda seqüência de bits de cauda e de paridade, z. Os bits de informação, os bits de cauda, e os bits de paridade dos encodif icadores 312a e 312b são fornecidos para o próximo elemento de processamento (intercalador de canal 116) . A figura 3B é um diagrama de uma modalidade de um encodificador Turbo 114y, que é uma implementação do encodificador Turbo 114x e também pode ser utilizado dentro do encodificador 114 na figura 1. Nesse exemplo, o encodificador Turbo 114y é um encodificador de 1/3 de taxa que fornece dois bits de paridade, y e z, para cada bit de informação x.

Na modalidade ilustrada na figura 3B, cada encodificador constituinte 322 do encodificador Turbo 114y implementa a seguinte função de transferência para o código: onde e uurros coaigos Lamoém podem ser utilizados e estão dentro do escopo da invenção.

Cada encodificador constituinte 322 inclui um número de elementos com retardo acoplados em série 332, um número de somadores de módulo-2 334, e um comutador 336. Inicialmente, os estados dos elementos com retardo 332 são determinados como zero e o comutador 336 está na posição para cima. Então, para cada bit de informação em um pacote de dados, o somador 334a executa a adição de módulo 2 do bit de informação como bit resultante do somador 334c e fornece o resultado para o elemento com retardo 332a. 0 somador 334b recebe e executa a adição de módulo 2 dos bits do somador 334a e dos elementos de retardo 332a e 332c, e fornece o bit de paridade y. 0 somador 334c executa a adição de módulo-2 dos bits dos elementos de retardo 332b e 332c.

Depois que todos os bits de informação N no pacote de dados foram encodifiçados, o comutador 336 é movido para a posição para baixo e três bits iguais a zero ("0") são fornecidos para o encodificador constituinte 322a. O encodificador constituinte 322a então encodifica os três bits iguais a zero e fornece três bits sistemáticos de cauda e três bits de paridade de cauda.

Para cada pacote de N bits de informação, o encodif icador 322a fornece N bits de informação x, os primeiros três bits sistemáticos de cauda, N bits de paridade y, e os primeiros três bits de paridade de cauda, e o encodificador 322b fornece os segundos três bits sistemáticos de cauda, N bits de paridade z, e os últimos três bits de paridade de cauda. Para cada pacote, o encodificador 114y fornece N bits de informação, seis bits sistemáticos de cauda, N + 3 bits de paridade do encodif icador 322a, e N + 3 bits de paridade do encodificador 322b. O intercalador de código 314 pode implementar qualquer um dentre um número de esquemas de intercalação. Em um esquema de intercalação especifico, os N bits de informação no pacote são escritos, por fileira, em um arranjo de 25 fileiras por 2n colunas, onde n é o menor inteiro de forma que N < 25+n. As fileiras são então misturadas de acordo com uma regra de reversão de bit. Por exemplo, a fileira 1 ("00001") é trocada pela fileira 16 ("10000"), a fileira 3 ("00011") é trocada com a fileira 24 ("11000") e assim por diante. Os bits dentro de cada fileira são então permutados (isto é, reordenados) de acordo com uma seqüência congruente linear e especifica de fileira (LCS - Linear Congruential Sequence). A LCS para a fileira k pode ser definida como xk(i+l) = {xk(i) + ck) mod 2n onde i = 0, 1, . .., 2n-l, xk(0) = ck, e ck é um valor especifico selecionado para cada fileira e é adicionalmente dependente do valor de n. Para a permutação em cada fileira, o i-ésimo bit na fileira é localizado no local x(i). Os bits no intercalador de código 314 são então lidos pela coluna. O esquema de intercalação de código LCS acima é descrito em maiores detalhes no Pedido de Patente U.S. comumente cedido N° de Série 09/205.511, intitulado "TURBO CODE INTERLEAVER USING LINEAR CONGRUENTIAL SEQUENCES", depositado em 4 de dezembro de 1998, e em um documento intitulado "C.S0002-A-1 Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems" (doravante referido como padrão cdma2000), ambos os quais são incorporados aqui por referência.

Outro intercalador de código também pode ser utilizado e está dentro do escopo da invenção. Por exemplo, um intercalador aleatório ou um intercalador aleatório simétrico (S-aleatório) também pode ser utilizado ao invés do intercalador de seqüência congruente linear descrito acima.

Para fins de clareza, a codificação de dados é descrita de forma especifica com base em um código Turbo. Outros esquemas de codificação também podem ser utilizados e estão dentro do escopo da invenção. Por exemplo, os dados podem ser codificados com um código convolucional, um código em bloco, um código concatenado constituído de uma combinação dos códigos em bloco, convolucional e/ou turbo, ou algum outro código. Os dados podem ser codificados de acordo com um código "base", e os bits codificados podem, depois disso, ser processados (por exemplo, puncionados) com base nas capacidades dos canais de transmissão utilizados para transmitir os dados.

Intercalação de Canal Com referência novamente à figura 1, os bits codificados do encodificador 114 são intercalados pelo intercalador de canal 116 para fornecer diversidade de tempo e freqüência contra os efeitos prejudiciais de percurso (por exemplo, desvanecimento). Ademais, visto que os bits codificados são subseqüentemente agrupados juntos para formarem símbolos não binários que são então mapeados para símbolos de modulação, a intercalação garante adicionalmente que os bits codificados que formam cada símbolo de modulação não sejam localizados perto um do outro (em termos de tempo). Para canais com ruído Gaussiano branco com adição de estática (AWGN - Additive White Gaussian Noise), a intercalação de canal é menos crítica quando um encodificador Turbo também é empregado, visto que o intercalador de código executa de forma efetiva funções similares. Vários esquemas de intercalação podem ser utilizados para o intercalador de canal. Em um esquema de intercalação, bits codificados (isto é, bits de informação, de cauda e de paridade) para cada pacote são escritos (de forma linear) em fileiras de memória. Os bits em cada fileira podem então ser permutados (isto é, reordenados) com base em (1) uma regra de reversão de bit, (2) uma seqüência congruente linear (tal como a descrita acima para o intercalador de código), (3) um padrão gerado de forma aleatória, (4) ou um padrão de permuta gerado de alguma outra forma. As fileiras são permutadas também de acordo com um padrão de permutação de fileira especifico. Os bits codificados permutados são então recuperados a partir de cada coluna e fornecidos para o puncionador 117.

Em uma modalidade, a intercalação de canal é executada individualmente para cada fluxo de bit em um pacote. Para cada pacote, os bits de informação x, os bits de cauda e de paridade y do primeiro encodificador constituinte, e os bits de cauda e de paridade z do segundo encodificador podem ser intercalados pelos três intercaladores separados, que podem empregar esquemas de intercalação de canal iguais ou diferentes. A intercalação separada permite o puncionamento flexível nos fluxos de bit individuais. 0 intervalo de intercalação pode ser selecionado para fornecer a diversidade de tempo e de freqüência desejada. Por exemplo, bits codificados para um período de tempo específico (por exemplo, 10 ms, 20 ms, ou algum outro intervalo) e/ou para um número específico de canais de transmissão podem ser intercalados.

Puncionamento Como notado acima, para um sistema de comunicação OFDM, o número de bits de informação que podem ser transmitidos para cada simbolo de modulação depende da SNR do canal de transmissão utilizado para transmitir o simbolo de modulação. E para um sistema OFDM operado no modo MIMO, o número de bits de informação que podem ser transmitidos para cada simbolo de modulação depende da SNR do subcanal de freqüência e subcanal espacial utilizado para transmitir o simbolo de modulação.

De acordo com um aspecto da invenção, um número de esquemas de codificação/puncionamento pode ser utilizado para gerar bits codificados (isto é, bits de informação, de cauda e paridade) para transmissão. Em um primeiro esquema de codificação/puncionamento, um código base especifico e puncionamento comum é aplicado para todos os canais de transmissão. Em um segundo esquema de codificação/puncionamento, o mesmo código base mas puncionamento variável é aplicado para os canais de transmissão. 0 puncionamento variável depende da SNR dos canais de transmissão. A figura 4A é um fluxograma de uma modalidade para a geração dos bits codificados necessários para uma transmissão de dados, que emprega o código base e o esquema de puncionamento comum. Inicialmente, a SNR para cada canal de transmissão (isto é, cada automodo de cada subcanal de freqüência) é determinada, na etapa 412. Para um sistema OFDM não operado no modo MIMO, apenas um automodo é suportado e portanto apenas uma SNR é determinada para cada subcanal de freqüência. A SNR para cada canal de transmissão pode ser determinada com base na referência piloto transmitida ou através de algum outro mecanismo.

Na etapa 414, o número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão é determinado com base em sua SNR. Uma tabela que associa uma faixa de SNR com cada número específico de bits de informação/símbolo de modulação, tal como a Tabela 1, pode ser utilizada. No entanto, uma quantização mais fina do que 0,5 bit por tamanho de etapa para os bits de informação ilustrado na Tabela 1 pode ser utilizada. Um esquema de modulação é então selecionado para cada canal de transmissão de forma que o número de bits de informação/símbolo de modulação possa ser transmitido, na etapa 416. O esquema de modulação pode ser também selecionado para levar em consideração outros fatores (por exemplo, complexidade de codificação),como descrito em maiores detalhes abaixo.

Na etapa 418, o número total de bits de informação que pode ser transmitido em cada partição de tempo para todos os canais de transmissão é determinado. Isso pode ser alcançado pela soma do número de bits de informação/símbolo de modulação determinado para todos os canais de transmissão. De forma similar, o número total de bits codificados que podem ser transmitidos em cada partição de tempo para todos os canais de transmissão é determinado, na etapa 420. Isso pode ser alcançado pela determinação do número de bits codificados/símbolo de modulação para cada esquema de modulação selecionado na etapa 416, e somando o número de bits codificados para todos os canais de transmissão.

Na etapa 422, o número total de bits de informação determinado na etapa 418 é encodificado com um encodificador específico. Se o encodificador Turbo for utilizado, os bits de cauda e os bits de paridade gerados pelo codificador são puncionados para se obter o número total de bits codificados determinados na etapa 420. Os bits codificados não puncionados são então agrupados em símbolos não binários, que são então mapeados para símbolos de modulação para os canais de transmissão, na etapa 426. O primeiro esquema de codificação/puncionamento é relativamente simples de se implementar visto que o mesmo código base e esquema de puncionamento são utilizados para todos os canais de transmissão. 0 símbolo de modulação para cada canal de transmissão representa um ponto em uma constelação de sinal correspondente ao esquema de modulação selecionado para esse canal de transmissão. Se a distribuição da SNR para os canais de transmissão for bem espalhada, a distância entre os pontos de constelação com relação à variância de ruído para diferentes constelações de sinal variará em muito. Isso pode, então, causar impacto no desempenho do sistema. A figura 4B é um fluxograma de uma modalidade para a geração de bits codificados necessários para uma transmissão de dados, que emprega o mesmo código base porém um esquema de puncionamento variável. Inicialmente, a SNR para cada canal de transmissão é determinada, na etapa 432. Em uma modalidade, os canais de transmissão com SNR insuficiente são omitidos da utilização para a transmissão de dados (isto é, nenhum dado é transmitido em canais de transmissão ruins). O número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão é então determinado com base em sua SNR, na etapa 434. Um esquema de modulação é selecionado a seguir para cada canal de transmissão de forma que o número de bits de informação/símbolo de modulação possa ser transmitido, na etapa 436. As etapas 432, 434 e 436 na figura 4B correspondem às etapas 412, 414 e 416 na figura 4A.

Na etapa 438, os canais de transmissão pertencentes à mesma faixa de SNR são agrupados em um segmento. Alternativamente, as faixas podem ser definidas para o número de bits de informação por símbolo de modulação (por exemplo, faixa 1 cobrindo 1,0 a 1,5 bits de informação/símbolo de modulação, faixa 2 cobrindo 1,5 a 2,0 bits de informação/símbolo de modulação e assim por diante). Nesse caso, os canais de transmissão possuindo número de bits de informação por símbolo de modulação dentro da mesma faixa são agrupados em um segmento.

Cada segmento inclui Ki canais de transmissão, onde Ki pode ser qualquer número inteiro como um ou maior. O número total de bits de informação e o número total de bits codificados que podem ser transmitidos em cada segmento são então determinados, na etapa 440. Por exemplo, o segmento i pode incluir Ki canais de transmissão, cada um dos quais pode suportar a transmissão de Ni bits de inf ormação/símbolo de modulação e Pi bits de cauda e de paridade/símbolo de modulação. Para cada partição de tempo, o número total de bits de informação que pode ser transmitido no segmento i pode ser computado como Ki.Ni, o número total de bits de cauda e de paridade que pode ser transmitido pode ser computado como Ki.Pí, e o número total de bits codificados pode ser computado como Kí(Ní+Pí).

Na etapa 442, os bits de informação a serem transmitidos em cada partição de tempo para todos os segmentos, que pode ser computado como J]KjNj são i encodifiçados com um encodificador específico (por exemplo, um encodificador Turbo de 1/3 de taxa tal como um ilustrado na figura 3B). Na etapa 444, os bits de informação N^ e os bits de paridade e de cauda Ni/R são designados para cada canal de transmissão do segmento i, onde R é a taxa de codificação do encodificador. Os bits de paridade e de cauda Ni/R são então puncionados para se obter os bits de paridade e de cauda Pi requeridos para cada canal de transmissão de segmento, na etapa 446. Na etapa 448, os bits de informação Ni e os bits de paridade e de cauda Pi para cada canal de transmissão do segmento i são mapeados para um símbolo de modulação para o canal de transmissão. 0 segundo esquema de codificação/puncionamento pode fornecer um desempenho aperfeiçoado em comparação com o primeiro esquema, especialmente se a distribuição da SNR para os canais de transmissão for espalhada. Visto que diferentes esquemas de modulação e taxa de codificação podem ser utilizados para diferentes canais de transmissão, o número de bits transmitidos em cada canal de transmissão é tipicamente comunicado do receptor para o transmissor no link reverso. A Tabela 1 ilustra a quantização do número de bits de informação/símbolo de modulação utilizando um tamanho de etapa de 0,5 bits. A granularidade da quantização pode ser reduzida (isto é, para menos de 0,5 bits) se cada segmento (e não cada canal de transmissão) precisar suportar um número inteiro de bits de informação. Se Kí.Ní precisar ser um número inteiro, um valor inteiro maior para K* permite um tamanho menor de etapa para Ν±. A granularidade da quantização pode ser adicionalmente reduzida se a quantização puder ser executada de segmento para segmento. Por exemplo, se um bit precisar ser arredondado em um segmento, um bit pode ser arredondado no próximo segmento, se for adequado. A granularidade da quantização também pode ser reduzida se a quantização puder ser executada através de múltiplas partições de tempo.

Para se suportar um sistema OFDM (especialmente um operado no modo MIMO) onde diferentes SNR podem ser alcançadas para canais de transmissão, um esquema de puncionamento flexível pode ser utilizado em conjunto com um encodificador de base comum (por exemplo, um encodificador Turbo de 1/3 de taxa) para alcançar as taxas de codificação necessárias. Esse esquema de puncionamento flexível pode ser utilizado para fornecer o número necessário de bits de cauda e de paridade para cada segmento. Para uma alta taxa de codificação na qual mais bits de cauda e de paridade são puncionados ao invés de retidos, o puncionamento pode ser alcançado de forma eticiente pela retenção do número necessário de bits de cauda e de paridade à medida que são gerados pelo encodificador e pela eliminação dos outros.

Como um exemplo, um segmento pode incluir 20 símbolos de modulação 16-QAM e possui uma SNR que suporta a transmissão de 2,75 bits de informação/símbolo de modulação. Para esse segmento, 55 bits de informação (55 = 20 x 2,75) podem ser transmitidos nos 20 símbolos de modulação. Cada símbolo de modulação 16-QAM é formado com quatro bits codificados, e 80 bits codificados são necessários para 20 símbolos de modulação. Os 55 bits de informação podem ser encodifiçados com um encodificador de 1/3 de taxa para gerar 122 bits de cauda e de paridade e 55 bits de informação. Esses 122 bits de cauda e de paridade podem ser puncionados para fornecer os 35 bits de cauda e de paridade necessários para o segmento, que em combinação com os 55 bits de informação compreendem os 80 bits codificados.

Com referência novamente à figura 1, o puncionador 117 recebe a informação intercalada e os bits de paridade do intercalador de canal 116, punciona (isto é, elimina) alguns dos bits de cauda e de paridade para alcançar a taxa de codificação desejada, e multiplexa a informação não puncionada, os bits de cauda e de paridade em uma seqüência de bits codificados. Os bits de informação (que também são referidos como bits sistemáticos) também podem ser puncionados juntamente com os bits de cauda e de paridade, e isso se encontra dentro do escopo da invenção. A figura 3C é um diagrama de uma modalidade de um puncionador 117x, que pode ser utilizado para fornecer puncionamento variável de bits codificados. 0 puncionador 117x é uma implementação do puncionador 117 na figura 1. Utilizando um conjunto de contadores, o puncionador 117x executa o puncionamento para reter Pi bits de cauda e de paridade dos Ui bits de cauda e de paridade gerados peio encodificador para o segmento i.

Dentro do puncionador 117x, os bits de cauda e de paridade intercalados yiNT e ZiNT dos dois encodificadores constituintes do encodificador Turbo são fornecidos para duas entradas de um comutador 342. 0 comutador 342 fornece os bits de cauda e de paridade γχΝΤ ou os bits de cauda e de paridade zINT para a linha 343, dependendo de um sinal de controle proveniente de uma unidade de alternância (toggle) 34 8. 0 comutador 342 garante que os bits de cauda e de paridade dos dois encodificadores constituintes sejam selecionados de forma igual pela alternância entre os dois fluxos de bits de cauda e de paridade.

Um primeiro contador 352 executa a adição de módulo Q e volta ao inicio após seu conteúdo alcançar além de Q-l. Um segundo contador 354 conta (por um) os bits de cauda e de paridade Q. Para cada segmento, ambos os contadores 352 e 354 são inicialmente ajustados em zero, o comutador 342 está na posição para cima, e o primeiro bit de cauda ou de paridade yiNT é fornecido para o multiplexador 346 pelo fechamento de um comutador 344 e o controle adequado do multiplexador. Para cada ciclo de relógio (clock) subseqüente, o contador 352 é incrementado por P e o contador 354 é incrementado por um. O valor do contador 352 é fornecido para uma unidade de decisão 356. Se o contador 352 for submetido a uma operação de módulo Q (isto é, o conteúdo do contador 352 de reinicio cíclico), o bit de cauda ou de paridade na linha 343 é fornecido através do comutador 344 para o multiplexador 346, que então fornece o bit de cauda ou de paridade como um bit codificado resultante. Cada vez que um bit de cauda ou de paridade é fornecido a partir do multiplexador 346, a unidade de alternância 348 alterna o estado do sinal de controle, e o outro fluxo de bit de cauda e de paridade é fornecido para a linha 343. 0 processo continua até que todos os bits de cauda e de paridade Qi no segmento tenham sido exauridos, como indicado pela unidade de comparação 358 .

Outros padrões de puncionamento também podem ser utilizados e estão dentro do escopo da invenção. Para se fornecer um bom desempenho, o número de bits de cauda e de paridade a serem puncionados deve ser equilibrado entre os dois códigos (isto é, um número aproximadamente igual de bits de cauda e de paridade yINT e ΖχΝΤ é selecionado) e os bits não puncionados devem ser distribuídos relativamente de forma igual através do bloco de código para cada segmento.

Em determinados casos, o número de bits de informação pode ser inferior à capacidade dos canais de transmissão. Em tais casos, as posições de bit disponíveis e não preenchidas podem ser preenchidas com preenchimento zero, pela repetição de alguns dos bits codificados, ou por algum outro esquema. A potência de transmissão também pode ser reduzida para alguns esquemas.

Mapeamento de Gray Em uma modalidade, para cada esquema de modulação (por exemplo, QPSK, 16-QAM, 64-QAM, e assim por diante) selecionado para utilização, os pontos na constelação de sinal para o esquema de modulação são definidos utilizando mapeamento de Gray. 0 mapeamento de Gray reduz o número de erros de bit para eventos de erro mais prováveis, como descrito em maiores detalhes abaixo. A figura 5 é um diagrama de uma constelação de sinal para 16-QAM e um esquema de mapeamento de Gray. A constelação de sinal para 16-QAM inclui 16 pontos, cada um dos quais é associado a um valor especifico de 4 bits. Para o mapeamento de Gray, os valores de 4 bits são associados aos pontos na constelação de sinal de forma que os valores para pontos adjacentes (na direção horizontal ou vertical) diferem por apenas uma posição de bit. Os valores para os pontos adiante diferem por mais posições de bit (por exemplo, os valores para pontos adjacentes na direção diagonal diferem por duas posições de bit).

Cada grupo de quatro bits codificados (bi, b2, b3, b4) é mapeado para um ponto especifico na constelação de sinal associado ao mesmo valor que o dos quatro bits codificados. Por exemplo, um valor de ("0111") para os quatro bits codificados é mapeado para um ponto 512 na constelação de sinal. Esse ponto então representa o símbolo de modulação para os quatro bits codificados. Para 16-QAM, cada símbolo de modulação representa um ponto específico dos 16 pontos na constelação de sinal, com o ponto específico sendo determinado pelo valor dos quatro bits codificados. Cada símbolo de modulação pode ser expresso como um número complexo (c + jd) e fornecido para o próximo elemento de processamento (isto é, processador MIMO 120 na figura 1).

Na unidade de recepção, os símbolos de modulação são recebidos na presença de ruído e tipicamente não mapeiam o local exato na constelação de sinal. Para o exemplo acima, o símbolo de modulação recebido para os bits codificados transmitidos ("0111") pode não mapear para o ponto 512 na unidade de recepção. 0 ruído pode ter feito com que o símbolo de modulação recebido fosse mapeado para outro local na constelação de sinal. Tipicamente, existe uma maior probabilidade do símbolo de modulação recebido ser mapeado para um local perto do local correto (por exemplo, perto dos pontos para "0101", "0011", "0110", ou "1111") . Dessa forma, o evento de erro mais provável é um símbolo de modulação recebido sendo erroneamente mapeado para um pont.o adjacente ao ponto correto. E visto que os pontos adjacentes na constelação do sinal apresentam valores que diferem por apenas uma posição de bit, o mapeamento de Gray reduz o número de bits de erro para eventos de erro mais prováveis. A figura 5 ilustra um esquema de mapeamento de Gray específico para a constelação de sinal 16-QAM. Outros esquemas de mapeamento de Gray também podem ser utilizados e se encontram dentro do escopo da invenção. As constelações de sinal para outros esquemas de modulação (por exemplo, 8-PSK, 64-QAM, e assim por diante) também podem ser mapeadas com esquemas de mapeamento de Gray similares ou outros. Para alguns esquemas de modulação tais como 32-QAM e 128-QAM, um esquema de mapeamento de Gray parcial pode ser utilizado se um esquema de mapeamento de Gray total não é possível. Além disso, os esquemas de mapeamento não baseados no mapeamento de Gray também podem ser utilizados e se encontram dentro do escopo da invenção.

Processamento MIMO A figura 6 é um diagrama de blocos de uma modalidade de um processador MIMO 120x, que é uma implementação do processador MIMO 120 na figura 1. Os símbolos de modulação podem ser transmitidos em múltiplos subcanais de freqüência e possivelmente a partir de múltiplas antenas transmissoras. Quando da operação no modo MIMO, a transmissão em cada subcanal de freqüência e de cada antena de transmissão representa dados não duplicados.

Dentro do processador MIMO 120x, um demultiplexador (DEMUX) 610 recebe e demultiplexa os símbolos de modulação em um número de fluxos de símbolo de subcanal, Si a Si, um fluxo de símbolos de subcanal para cada subcanal de freqüência utilizado para transmitir os símbolos. Cada fluxo de símbolos de subcanal é então fornecido para um processador MIMO de subcanal respectivo 612.

Cada processador MIMO de subcanal 612 pode adicionalmente demultiplexar o fluxo de símbolos de subcanal recebido em um número de subfluxos de símbolo (até Nt) , um subfluxo de símbolos para cada antena utilizada para transmitir os símbolos de modulação. Quando o sistema OFDM é operado no modo MIMO, cada um dos processadores MIMO de subcanal 612 pré-condiciona (até) NT símbolos de modulação de acordo com a equação (1) descrita acima para gerar símbolos de modulação pré-condicionados, que são subseqüentemente transmitidos. No modo MIMO, cada símbolo de modulação pré-condicionado para um subcanal de freqüência específico de uma antena de transmissão específica representa uma combinação linear (pesada) de símbolos de modulação para até Nt antenas transmissoras. Cada um dos (até) NT símbolos de modulação utilizados para gerar cada símbolo de modulação pré-condicionado pode ser associado a uma constelação de sinal diferente.

Para cada partição de tempo, (até) NT símbolos de modulação pré-condicionados podem ser gerados por cada processador MIMO de subcanal 612 e fornecido para (até) NT combinadores de símbolo 616a a 616t. Por exemplo, o processador MIMO de subcanal 614a designado para o subcanal de freqüência 1 pode fornecer até NT símbolos de modulação pré-condicionados para o subcanal de freqüência 1 das antenas 1 até NT. De forma similar, o processador MIMO de subcanal 6121 designado para o subcanal de freqüência L pode fornecer até NT símbolos para o subcanal de freqüência L das antenas 1 a NT. Cada combinador 616 recebe os símbolos de modulação pré-condicionados para os subcanais de freqüência L, combina os símbolos para cada partição de tempo em um vetor de símbolo de modulação, V, e fornece o vetor do símbolo de modulação para o próximo estágio de processamento (isto é, modulador 122). 0 processador MIMO 120x dessa forma recebe e processa os símbolos de modulação para fornecer NT vetores de símbolo de modulação, Vi a VT, um vetor de símbolo de modulação para cada antena de transmissão. A coleção de símbolos de modulação pré-condicionados L para cada partição de tempo de cada antena forma um vetor de símbolo de modulação V de dimensão L. Cada elemento do vetor de símbolo de modulação V é associado a um subcanal de freqüência específica possuindo uma subportadora única no qual o símbolo de modulação é transportado. A coleção dos símbolos de modulação L são todos ortogonais um ao outro. Se não estiver operando em um modo MIMO "puro", alguns dos vetores de símbolo de modulação podem ter informação duplicada nos subcanais de freqüência específica para diferentes antenas transmissoras. 0 processador MIMO de subcanal 612 pode ser projetado para fornecer o processamento necessário para implementar toda a informação de estado de canal (CSI-total) ou o processamento CSI-parcial para o modo MIMO. CSI-total inclui a caracterização suficiente do percurso de propagação (isto é, amplitude e fase) entre todos os pares das antenas transmissoras e de recepção para cada subcanal de freqüência. A CSI parcial pode incluir, por exemplo, a SNR dos subcanais espaciais. 0 processamento CSI pode ser executado com base na informação CSI disponível e nos subcanais de freqüência selecionados, antenas transmissoras, e assim por diante. 0 processamento CSI também pode ser ativado e desativado de forma seletiva e dinâmica. Por exemplo, o processamento CSI pode ser ativado para uma transmissão de dados específica e desativado para algumas outras transmissões de dados. 0 processamento CSI pode ser ativado sob determinadas condições, por exemplo, quando o link de comunicação apresenta SNR adequada. 0 processamento de CSI-total e CSI-parcial é descrito em maiores detalhes no Pedido de Patente U.S. supracitado N° de Série 09/532.491. A figura 6 também ilustra uma modalidade do modulador 122. Os vetores de símbolo de modulação Vx até VT, do processador MIMO 120x são fornecidos para os moduladores 114a a 114t, respectivamente. Na modalidade ilustrada na figura 6, cada modulador 114 inclui uma IFFT 620, um gerador de prefixo cíclico 622, e um conversor de subida (upconverter) 624. A IFFT 620 converte cada vetor de símbolo de modulação recebido em sua representação de domínio do tempo (que é referido como um símbolo OFDM) utilizando a transformada rápida inversa de Fourier (IFFT - Inverse Fast Fourier Transform) . A IFFT 620 pode ser projetada para executar a IFFT em qualquer número de subcanais de frequência (por exemplo, 8, 16, 32 e assim por diante) . Em uma modalidade, para cada vetor de símbolo de modulação convertido em um símbolo OFDM, o gerador de prefixo cíclico 622 repete uma parte da representação de domínio do tempo do símbolo OFDM para formar um símbolo de transmissão para a antena específica. 0 prefixo cíclico garante que o símbolo de transmissão retenha suas propriedades ortogonais na presença do espalhamento com retardo por multipercursos, aperfeiçoando dessa forma o desempenho contra efeitos prejudiciais do percurso. A implementação da IFFT 620 e do gerador de prefixo cíclico 622 é conhecida da técnica e não será descrita em detalhes aqui.

As representações no domínio do tempo de cada gerador de prefixo cíclico 622 (isto é, os símbolos de "transmissão" para cada antena) são então processadas pelo conversor de subida 624, convertidas em um sinal analógico, moduladas em uma freqüência RF e condicionadas (por exemplo, amplificadas e filtradas) para gerar um sinal modulado de RF, que é então transmitido a partir da antena respectiva 124. A modulação OFDM é descrita em maiores detalhes em um artigo intitulado "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", por John A. C. Bingham, IEEE Communications Magazine, maio de 1990, que é incorporado aqui por referência.

Para um sistema OFDM não operado no modo MIMO, o processador MIMO 120 pode ser removido ou desativado e os símbolos de modulação podem ser agrupados dentro do vetor de símbolo de modulação V sem qualquer pré-condicionamento. Esse vetor é então fornecido para o modulador 122. E para um sistema OFDM operado com a diversidade de transmissão (e não no modo MIMO), o demultiplexador 614 pode ser removido ou desativado e os (mesmos) símbolos de modulação pre-condicionados são fornecidos para (até) NT combinadores.

Como ilustrado na figura 2, um número de diferentes transmissões (por exemplo, voz, sinalização, dados, piloto, e assim por diante) pode ser transmitido pelo sistema. Cada uma dessas transmissões pode exigir um processamento diferente. A figura 7 é um diagrama de blocos de uma modalidade de um sistema HOy capaz de fornecer processamento diferente para transmissões diferentes. Os dados de entrada agregados, que incluem todos os bits de informação a serem transmitidos pelo sistema HOy, são fornecidos para um demultiplexador 710. O demultiplexador 710 demultiplexa os dados de entrada em um número (K) de fluxos de dados de canal, Bi a Bk. Cada fluxo de dados de canal pode corresponder a, por exemplo, um canal de sinalização, um canal de broadcast, uma chamada de voz, ou uma transmissão de dados de tráfego. Cada fluxo de dados de canal é fornecido para um encodificador/intercalador de canal/puncionador/elemento de mapeamento de símbolos 712 que encodifica os dados utilizando um esquema de encodificação específico selecionado para esse fluxo de dados de canal, intercala os dados encodif içados com base em um esquema de intercalação específico, punciona os bits de código intercalados, e mapeia os dados intercalados em símbolos de modulação para um ou mais canais de transmissão utilizados para transmitir esse fluxo de dados de canal. A encodif icação pode ser executada com base em cada canal (isto é, em cada fluxo de dados de canal, como ilustrado na figura 7). No entanto, a encodificação também pode ser executada nos dados de entrada agregados (como ilustrado na figura 1) , em um número de fluxos de dados de canal, em uma parte de um fluxo de dados de canal, através de um conjunto de subcanais de freqüência, através de um conjunto de subcanais espaciais, através de um conjunto de subcanais de freqüência e subcanais espaciais, através de cada subcanal de freqüência, em cada símbolo de modulação, ou em alguma outra unidade de tempo, espaço e freqüência. 0 fluxo de símbolos de modulação de cada encodificador/intercalador de canal/puncionador/elemento de mapeamento de símbolos 712 pode ser transmitido em um ou mais subcanais de freqüência e através de um ou mais subcanais espaciais de cada subcanal de freqüência. Um processador MIMO 120y recebe os fluxos de símbolo de modulação dos elementos 712. Dependendo do modo a ser utilizado para cada fluxo de símbolos de modulação, o processador MIMO 120y pode demultiplexar o fluxo de símbolos de modulação em um número de fluxos de símbolo de subcanal. Na modalidade ilustrada na figura 7, o fluxo de símbolos de modulação Si é transmitido em um subcanal de freqüência e o fluxo de símbolos de modulação S* é transmitido nos subcanais de freqüência L. O fluxo de modulação para cada subcanal de freqüência é processado por um processador MIMO de subcanal respectivo, demultiplexado, e combinado de forma similar à descrita na figura 6 para formar um vetor de símbolo de modulação para cada antena de transmissão.

Em geral, a unidade de transmissão codifica e modula os dados para cada canal de transmissão com base na informação que descreve a capacidade de transmissão do canal. Essa informação é tipicamente na forma de CSI-parcial ou CSI-total descrita acima. A CSI-parcial ou total para os canais de transmissão a ser utilizada para uma transmissão de dados é tipicamente determinada na unidade de recepção e reportada de volta para a unidade de transmissão, que então utiliza a informação para codificar e modular os dados de acordo. As técnicas descritas aqui são aplicáveis a múltiplos canais de transmissão paralela suportados por MIMO, OFDM, ou qualquer outro esquema de comunicação (por exemplo, um esquema CDMA) capaz de suportar múltiplos canais de transmissão paralela. Demodulação e Decodificação A figura 8 é um diagrama de blocos de uma modalidade de uma parte de decodificação do sistema 150. Para essa modalidade, um encodificador Turbo é utilizado para encodificar os dados antes da transmissão. Um decodificador Turbo é utilizado de forma correspondente para decodificar os símbolos de modulação recebidos.

Como ilustrado na figura 8, os símbolos de modulação recebidos são fornecidos para uma unidade de cálculo de razão log-verossimilhança de bit (LLR - Log-Likelihood Ratio) 158x, que calcula as LLRs dos bits que criam cada símbolo de modulação. Visto que um decodificador Turbo opera nas LLRs (em oposição a bits), a unidade de cálculo de LLR de bit 158x fornece uma LLR para cada bit codificado recebido. A LLR para cada bit codificado recebido é o logaritmo da probabilidade de o bit codificado recebido ser um zero, dividida pela probabilidade do bit codificado recebido ser um número um.

Como descrito acima, M bits codificados (bi, b2, ..., 1½) são agrupados para formar um único símbolo não binário S, que é então mapeado para um símbolo de modulação T(S) (isto é, modulado para uma constelação de sinal de ordem superior). 0 símbolo de modulação é processado, transmitido, recebido e adicionalmente processado para fornecer um símbolo de modulação recebido R(S). A LLR do bit codificado bm no símbolo de modulação recebido pode ser computada como: Eq(2) onde P(R(S) |bm = 0) é a probabilidade do bit bm ser um zero com base no símbolo recebido R(S). Aproximações também podem ser utilizadas na computação das LLRs. O "depuncionador" 159 então insere "apagamentos" para bits de código que foram eliminados (isto é, puncionados) no transmissor. Os apagamentos possuem tipicamente um valor igual a zero ("0"), que é indicador do bit puncionado podendo igualmente ser um zero ou um número um. A partir da equação (2), pode-se notar que as LLRs para os bits codificados recebidos dentro de um símbolo de modulação tendem a ser correlacionadas. Essa correlação pode ser rompida pela intercalação dos bits codificados antes da modulação. Como ilustrado na figura 1, a intercalação de canal executa de forma vantajosa a descorrelação dos bits codificados em cada símbolo de modulação.

As LLRs do bit codificado são fornecidas para um deintercalador de canal 160 e deintercaladas de uma maneira complementar à intercalação de canal executada no transmissor. As LLRs deintercaladas de canal correspondentes à informação recebida, bits de cauda e de paridade são então fornecidas para um decodificador Turbo 162x. 0 decodificador Turbo 162x inclui somadores 810a e 810b, decodificadores 812a e 812b, um intercalador de código 814, um deintercalador de código 816, e um detector 818. Em uma modalidade, cada decodif icador 812 é implementado como um decodificador posterior máximo de entrada-suave/saída-suave (SISO - soft-Input/soft-Output) (MAP). 0 somador 810a recebe e soma as LLRs dos bits de informação recebidos, LLR(x'), e a informação extrinseca do deintercalador 816 (que é determinada em zeros na primeira interação), e fornece LLR refinadas. As LLRs refinadas são associadas a uma maior confiança nos valores detectados dos bits de informação recebidos. O decodificador 812a recebe as LLRs refinadas do somador 810a e as LLRs dos bits de cauda e de paridade recebidos do primeiro encodificador, LLR(y'), e decodifica as LLR recebidas para gerar informação extrinseca indicativa das correções nos valores de probabilidade para os bits de informação recebidos. A informação extrinseca do decodificador 812a é somada às LLRs do bit de informação recebido pelo somador 810b e as LLRs refinadas são armazenadas para o intercalador de código 814. O intercalador de código 814 implementa a mesma intercalação de código utilizada no encodificador Turbo (por exemplo, igual ao intercalador de código 314 na figura 3B). O decodificador 812b recebe as LLRs intercaladas do intercalador 814 e as LLR dos bits de cauda e de paridade recebidos do segundo encodificador, LLR(z'), e decodifica as LLRs recebidas para gerar informação extrinseca indicativa das correções adicionais nos valores de probabilidade para os bits de informação recebidos. A informação extrinseca do decodificador 812b é armazenada para o deintercalador de código 816, que implementa um esquema de deintercalação complementar ao esquema de intercalação utilizado para o intercalador 814. A decodificação das LLRs de bit codificado recebido é iterada um número de vezes. Com cada iteração, uma confiança maior é obtida para as LLR refinadas. Depois de todas as iterações de decodificação terem sido completadas, as LLR refinadas finais são fornecidas para o detector 818, que fornece valores para os bits de informação recebidos com base nas LLRs.

Outros tipos de decodificador também podem ser utilizados além do decodif icador MAP SISO tal como um que implemente o algoritmo Viterbi de saída suave (SOVA - Soft Output Viterbi Algorithm). 0 projeto do decodificador depende tipicamente do esquema de codificação Turbo específico utilizado no transmissor. A decodificação Turbo é descrita em maiores detalhes por Steven S. Pietrobon em um artigo intitulado "Implementation and Performance of a Turbo/Map Decoder", International Journal of Sattelite Communications, Volume 16, 1998, páginas 23 a 46, que é incorporado aqui por referência.

Esquema de Modulação e Taxa de Codificação A SNR alcançada de cada canal de transmissão suporta um número específico de bits de informação por símbolo de modulação (isto é, uma taxa de bit de informação específica) para um nível desejado de desempenho (por exemplo, 1% FER) . Essa taxa de bit de informação pode ser suportada por um número de diferentes esquemas de modulação. Por exemplo, uma taxa de bit de 1,5 bits de informação/símbolo de modulação pode ser suportada por QPSK, 8-PSK, 16-QAM, ou qualquer outro esquema de modulação de ordem superior. Cada esquema de modulação é capaz de transmitir um número específico de bits codificados por símbolo de modulação.

Dependendo do esquema de modulação selecionado, uma taxa de codificação correspondente é selecionada de forma que o número necessário de bits codificados seja fornecido para o número de bits de informação para cada símbolo de modulação. Para o exemplo acima, QPSK, 8-PSK e 16-QAM são respectivamente capazes de transmitir 2, 3 e 4 bits codificados por símbolo de modulação. Para uma taxa de bit de informação de 1,5 bits de inf ormação/símbolo de modulação, as taxas de codificação de 3/4, 1/2 e 3/8 são utilizadas para gerar o número necessário de bits codificados para QPSK, 8-PSK e 16-QAM, respectivamente. Dessa forma, diferentes combinações do esquema de modulação e taxa de codificação podem ser utilizadas para suportar uma taxa de bit de informação específica.

Em determinadas modalidades da invenção, um código binário "fraco" (isto é, uma taxa de codificação alta) é utilizado em conjunto com um esquema de modulação de ordem inferior para a taxa de bit suportada. Através de uma série de simulações, foi observado que um esquema de modulação de ordem inferior em combinação com um código mais fraco pode oferecer um melhor desempenho do que um esquema de modulação de ordem superior com um código mais forte. Esse resultado pode ser explicado como se segue. As métricas de decodificação LLR dos códigos Turbo binários em um canal AWGN é quase ideal para o algoritmo de decodificação Turbo. No entanto, para o esquema de modulação de ordem superior mapeado Gray, as métricas LLR ideais são geradas para cada símbolo de modulação recebido e não cada bit recebido. As métricas LLR do símbolo são então rompidas para resultarem em métricas LLR de bit para o decodificador de código binário. Alguma informação é perdida durante o processo de rompimento, e a utilização das métricas de decodif icação de bit pode resultar em um desempenho não ideal. Os esquemas de modulação de ordem inferior correspondem a menos bits por símbolo, que pode experimentar menos da perda de rompimento e portanto fornecer um melhor desempenho do que as contrapartes do esquema de modulação de ordem superior.

De acordo com um aspecto da invenção, a fim de se alcançar determinada eficiência de espectro, um código com uma taxa de codificação dentre, e incluindo, n/(n+l) até n/(n+2) é utilizada com um esquema de modulação adequado, onde n é o número de bits de informação por símbolo de modulação. Essa taxa de codificação pode ser facilmente alcançada com um código fixo (por exemplo, o código Turbo de 1/3 de taxa descrito acima) em combinação com um esquema de puncionamento variável. Para se alcançar uma taxa de codificação alta, os bits de cauda e de paridade podem ser puncionados de forma pesada e os bits de cauda e de paridade não puncionados podem ser distribuídos igualmente através dos bits de informação.

Enquadramento Para muitos sistemas de comunicação, é conveniente se definir pacotes de dados (isto é, quadros lógicos) com tamanhos fixos. Por exemplo, um sistema pode definir três pacotes diferentes possuindo tamanhos de 1024, 2048 e 4096 bits. Esses pacotes de dados definidos simplificam parte do processamento em ambos o transmissor e o receptor.

Para um sistema OFDM, um quadro físico pode ser definido de forma a incluir (1) um número inteiro de símbolos OFDM, (2) um número específico de símbolos de modulação em um ou mais canais de transmissão, (3) ou algumas outras unidades. Como descrito acima, devido à natureza que varia com o tempo do link de comunicação, a SNR dos canais de transmissão podem variar com o tempo. Consequentemente, o número de bits de informação que podem ser transmitidos em cada partição de tempo para cada canal de transmissão irá provavelmente variar com o tempo, e o número de bits de informação em cada quadro físico também irá provavelmente variar com o tempo.

Em uma modalidade, um quadro lógico é definido de forma que seja independente dos símbolos OFDM. Nessa modalidade, os bits de informação para cada quadro lógico são codificados/puncionados, e os bits codificados para o quadro lógico são agrupados e mapeados para símbolos de modulação. Em uma implementação simples, os canais de transmissão são numerados de forma seqüencial. Os bits codificados são então utilizados para formar quantos símbolos de modulação forem necessários, na ordem seqüencial dos canais de transmissão. Um quadro lógico (isto é, um pacote de dados) pode ser definido para começar e terminar nos limites do símbolo de modulação. Nessa implementação, o quadro lógico pode abranger mais de um símbolo OFDM e pode adicionalmente cruzar os limites do símbolo OFDM. Ademais, cada símbolo OFDM pode incluir bits codificados a partir de múltiplos pacotes de dados.

Em outra modalidade, um quadro lógico é definido com base em uma unidade física. Por exemplo, um quadro lógico pode ser definido de forma a incluir (1) um número de símbolos de modulação em um ou mais canais de transmissão, (2) um ou mais símbolos OFDM, ou (3) um número de símbolos de modulação definido de alguma outra forma. A utilização de um código Turbo binário puncionado e mapeamento de Gray (BTC-GM) para modulação de ordem superior fornece inúmeras vantagens. 0 esquema BTC-GM é mais simples de se implementar do que o esquema de modulação Turbo codificado em treliça que é mais ideal porém mais complicado (TTCM), e ainda assim pode alcançar o desempenho similar ao do TTCM. 0 esquema BTC-GM também fornece um alto grau de flexibilidade devido à facilidade de implementação de diferente taxa de codificação simplesmente pelo ajuste do puncionamento variável. O esquema BTC-GM também fornece um desempenho robusto sob diferentes parâmetros de puncionamento. Além disso, os decodificadores Turbo binários atualmente disponíveis podem ser utilizados, que pode simplificar a implementação do receptor. No entanto, em determinadas modalidades, outros esquemas de codificação também podem ser utilizados e estão dentro do escopo da invenção. A descrição acima das modalidades preferidas é fornecida para permitir que qualquer pessoa versada na técnica crie ou utilize a presente invenção. Várias modificações a essas modalidades serão prontamente aparentes aos versados na técnica, e os princípios genéricos definidos aqui podem ser aplicados a outras modalidades sem a utilização de faculdade inventiva. Dessa forma, a presente invenção não deve ser limitada às modalidades ilustradas aqui mas deve ser acordado o escopo mais amplo consistente com os princípios e características de novidade descritos aqui.

Claims

1. Método, em um sistema de comunicação sem fio, para preparar dados para transmissão em uma pluralidade de canais de transmissão, no qual cada canal de transmissão é operativo para transmitir uma seqüência respectiva de símbolos de modulação, o método sendo caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão; identificar um esquema de modulação para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado; determinar uma taxa de codificação para cada canal de transmissão com base pelo menos no número determinado de bits de informação por símbolo de modulação e no esquema de modulação identificado para o canal de transmissão, em que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um esquema de codificação particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits codificados; puncionar a pluralidade de bits codificados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão; e ajustar o puncionamento de forma a alcançar as diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio é um sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) com uma pluralidade de antenas transmissoras e uma pluralidade de antenas de recepção.

3. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio é um sistema de comunicação de modulação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM).

4. Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação OFDM é operado como um sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) com uma pluralidade de antenas transmissoras e uma pluralidade de antenas de recepção.

5. Método, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de que o sistema OFDM é operativo para transmitir dados em uma pluralidade de subcanais de freqüência, e em que cada canal de transmissão corresponde a um subcanal espacial de um subcanal de freqüência no sistema OFDM.

6. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o puncionamento é baseado nas capacidades de transmissão da pluralidade de canais de transmissão.

7. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de que as capacidades de transmissão são determinadas a partir da informação de estado de canal (CSI) derivada para a pluralidade de canais de transmissão.

8. Método, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a CSI inclui a informação sobre a relação sinal/ruído (SNR) para a pluralidade de canais de transmissão.

9. Método, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a CSI inclui a informação referente às características de transmissão a partir das antenas transmissoras para as antenas de recepção.

10. Método, de acordo com a reivindicação 7, caracterizado pelo fato de que a CSI inclui a informação sobre automodo referente à característica de transmissão a partir das antenas transmissoras para as antenas de recepção.

11. Método, de acordo com a reivindicação 6, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: agrupar canais de transmissão possuindo capacidades de transmissão similares para segmentos, e em que o puncionamento é executado para cada segmento.

12. Método, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: designar um grupo de bits codificados para cada segmento, e em que o puncionamento é executado no grupo de bits codificados designado para cada segmento.

13. Método, de acordo com a reivindicação 11, caracterizado pelo fato de que cada segmento inclui canais de transmissão possuindo SNR dentro de uma faixa particular de SNR.

14. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a codificação é alcançada através de um código Turbo.

15. Método, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que a codificação fornece uma pluralidade de bits de cauda e de paridade para a pluralidade de bits de informação, e em que o puncionamento é executado na pluralidade de bits de cauda e de paridade.

16. Método, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que o puncionamento é executado de forma que os bits não puncionados de cauda e de paridade sejam distribuídos de forma aproximada e equivalente através da pluralidade de bits de informação.

17. Método, de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de que o código Turbo inclui dois códigos constituintes operacionais para fornecer dois fluxos de bits de cauda e de paridade, e no qual o puncionamento é executado de forma que o número aproximadamente igual de bits de cauda e de paridade seja eliminado a partir dos dois fluxos de bits de cauda e de paridade.

18. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a taxa de codificação para cada canal de transmissão é selecionada de forma a estar entre, e inclusive, n/(n+1) e n/(n+2), onde n é o número de bits de informação por símbolo de modulação suportado pelo canal de transmissão.

19. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a taxa de codificação para cada canal de transmissão é de ^ ou maior.

20. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a codificação é alcançada através de um código convolucional.

21. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a codificação é alcançada através de um código de bloco.

22. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: inserir bits de preenchimento para preencher as posições de bit disponíveis porém não preenchidas na pluralidade de canais de transmissão.

23. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: repetir pelo menos alguns dos bits codificados para preencher posições de bit disponíveis porém não preenchidas na pluralidade de canais de transmissão.

24. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: intercalar a pluralidade de bits codificados.

25. Método, de acordo com a reivindicação 24, caracterizado pelo fato de que o puncionamento é executado em bits codificados intercalados.

26. Método, de acordo com a reivindicação 24, caracterizado pelo fato de que a codificação é alcançada através de um código Turbo constituído de dois códigos constituintes, e em que a pluralidade de bits de informação, uma pluralidade de bits de cauda e de paridade a partir de um primeiro código constituinte, e uma pluralidade de bits de cauda e de paridade a partir de um segundo código constituinte são intercalados separadamente.

27. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente as etapas de: formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados não puncionados; e mapear cada símbolo não binário a um respectivo símbolo de modulação.

28. Método, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: intercalar a pluralidade de bits codificados, e em que os símbolos não binários são formados a partir de bits codificados intercalados.

29. Método, de acordo com a reivindicação 27, caracterizado pelo fato de que o esquema de modulação para cada canal de transmissão é associado a uma respectiva constelação de sinal possuindo uma pluralidade de pontos, e sm que cada símbolo de modulação é representativo de um conto particular na constelação de sinal para o esquema de nodulação.

30. Método, de acordo com a reivindicação 29, caracterizado pelo fato de que a pluralidade de pontos em cada constelação de sinal é designada com valores baseados sm um esquema de mapeamento de Gray particular.

31. Método, de acordo com a reivindicação 30, caracterizado pelo fato de que os valores são designados à pluralidade de pontos em cada constelação de sinal de forma 3ue os valores para os pontos adjacentes na constelação de sinal difiram por uma posição de bit.

32. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: adaptar as mudanças na pluralidade de canais de cransmissão pela repetição da determinação do número de cits de informação por símbolo de modulação, da Ldentificação do esquema de modulação, e da determinação da baxa de codificação.

33. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que o esquema de modulação para cada canal de transmissão suporta a transmissão de dois ou tiais bits codificados por símbolo de modulação.

34. Método, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que a transmissão na pluralidade de canais de transmissão é destinada a um único dispositivo receptor.

35. Método para preparação de dados para transmissão em uma pluralidade de canais de transmissão, em um sistema de comunicação de modulação ortogonal por divisão de freqüência (OFDM), em que cada canal de transmissão é operativo para transmitir uma seqüência respectiva de símbolos de modulação, o método sendo raracterizado pelo fato de compreender as etapas de: determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de rransmissão; identificar um esquema de modulação para cada ranal de transmissão de forma que o número determinado de )its de informação por símbolo de modulação seja suportado; determinar uma taxa de codificação para cada ranal de transmissão com base pelo menos no número ieterminado de bits de informação por símbolo de modulação 5 no esquema de modulação identificado para o canal de rransmissão, em que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; codificar uma pluralidade de bits de informação ie acordo com um código Turbo particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits de cauda e de paridade; intercalar a pluralidade de bits de informação e aits de cauda e de paridade de acordo com um esquema de intercalação particular; puncionar a pluralidade de bits intercalados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão, em que o puncionamento é ajustado para alcançar diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão; formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados não puncionados; e mapear cada símbolo não binário para um respectivo símbolo de modulação.

36. Sistema de comunicação sem fio operativo para transmitir dados em uma pluralidade de canais de transmissão, em que cada canal de transmissão é utilizado para transmitir uma seqüência respectiva de símbolos de modulação, o sistema sendo caracterizado pelo fato de compreender: um codificador configurado para codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um esquema de codificação particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits codificados, e para puncionar a pluralidade de bits codificados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada canal de transmissão é capaz de transmitir um número particular de bits de informação por símbolo de modulação através de um esquema de modulação particular selecionado para o canal de transmissão, sendo que cada canal de transmissão é adicionalmente associado a uma taxa de codificação particular baseada pelo menos no número de bits de informação por símbolo de modulação suportado pelo canal de transmissão e seu esquema de modulação, sendo que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação, e sendo que o codificador é adicionalmente configurado para ajustar o puncionamento de forma a alcançar diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão.

37. Sistema, de acordo com a reivindicação 36, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: um intercalador de canal acoplado ao codificador e configurado para intercalar a pluralidade de bits codificados, e em que o codificador é configurado para puncionar os bits intercalados.

38. Sistema, de acordo com a reivindicação 37, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: um elemento de mapeamento de símbolos acoplado ao intercalador de canal e configurado para formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, e para mapear cada símbolo não binário para um respectivo símbolo de modulação, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados não puncionados.

39. Sistema, de acordo com a reivindicação 38, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: um processador de sinal acoplado ao elemento de mapeamento de símbolos e configurado para pré-condicionar os símbolos de modulação para a pluralidade de canais de transmissão para implementar uma transmissão de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO).

40. Sistema de comunicação configurado para preparar dados para transmissão em uma pluralidade de canais de transmissão, cada canal de transmissão operativo para transmitir uma seqüência respectiva de símbolos de modulação, o sistema sendo caracterizado pelo fato de compreender: dispositivos para determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão; dispositivos para identificar um esquema de modulação para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado; dispositivos para determinar uma taxa de codificação para cada canal de transmissão com base pelo menos no número determinado de bits de informação por símbolo de modulação e no esquema de modulação identificado para o canal de transmissão, onde pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; dispositivos para codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um esquema de codificação particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits codificados; dispositivos para puncionar a pluralidade de bits codificados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados e não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão; e dispositivos para ajustar o puncionamento de forma a alcançar as diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão.

41. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, no qual o sistema de comunicação sem fio inclui um sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) com uma pluralidade de antenas de transmissão e uma pluralidade de antenas de recepção.

42. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação sem fio inclui um sistema de comunicação de modulação ortogonal por divisão de freqüência (OFDM).

43. Sistema, de acordo com a reivindicação 42, caracterizado pelo fato de que o sistema de comunicação OFDM é operativo como um sistema de múltiplas entradas e múltiplas saídas (MIMO) com uma pluralidade de antenas de transmissão e uma pluralidade de antenas de recepção.

44. Sistema, de acordo com a reivindicação 43, caracterizado pelo fato de que o sistema OFDM é operativo para transmitir dados em uma pluralidade de sub-canais de freqüência, e em que cada canal de transmissão corresponde a um sub-canal espacial de um sub-canal de freqüência no sistema OFDM.

45. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para puncionamento são baseados nas capacidades de transmissão da pluralidade de canais de transmissão.

46. Sistema, de acordo com a reivindicação 45, caracterizado pelo fato de que as capacidades de transmissão são determinadas a partir da informação do estado de canal (CSI) derivada para a pluralidade de canais de transmissão.

47. Sistema, de acordo com a reivindicação 46, caracterizado pelo fato de que a CSI inclui informação de razão sinal/ruido (SNR) para a pluralidade de canais de transmissão.

48. Sistema, de acordo com a reivindicação 46, caracterizado pelo fato de a CSI inclui informação relacionada com as características de transmissão das antenas de transmissão para as antenas de recepção.

49. Sistema, de acordo com a reivindicação 46, caracterizado pelo fato de que a CSI inclui informação de automodo relacionada com as características de transmissão das antenas de transmissão para as antenas de recepção.

50. Sistema, de acordo com a reivindicação 45, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para agrupar os canais de transmissão possuindo capacidades de transmissão similares aos segmentos, em que o puncionamento é executado para cada segmento.

51. Sistema, de acordo com a reivindicação 50, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para designar um grupo de bits codificados para cada segmento, em que o puncionamento é executado no grupo de bits codificados designados para cada segmento.

52. Sistema, de acordo com a reivindicação 50, caracterizado pelo fato de que cada segmento inclui canais de transmissão possuindo razões sinal/ruido dentro de uma faixa SNR particular.

53. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para codificação são configurados para executar um código Turbo.

54. Sistema, de acordo com a reivindicação 53, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para codificação são configurados para fornecer uma pluralidade de bits de cauda e de paridade para a pluralidade de bits de informação, e em que os dispositivos para puncionamento são configurados para serem executados na pluralidade de bits de cauda e de paridade.

55. Sistema, de acordo com a reivindicação 53, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para puncionamento são configurados de forma que os bits de cauda e de paridade não puncionados sejam distribuídos de forma aproximada e equivalente através da pluralidade de bits de informação.

56. Sistema, de acordo com a reivindicação 53, caracterizado pelo fato de que o código Turbo inclui dois códigos constituintes operativos para fornecer dois fluxos de bits de cauda e de paridade, e em que os dispositivos para puncionamento são configurados de forma que um número quase igual de bits de cauda e de paridade sejam eliminados dos dois fluxos de bits de cauda e de paridade.

57. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que a taxa de codificação para cada canal de transmissão é selecionada de forma a estar entre, e inclusive, n/(n+l) e n/(n+2), onde n é o número de bits de informação por símbolo de modulação suportados pelo canal de transmissão.

58. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que a taxa de codificação para cada canal de transmissão é de pelo menos 1/2.

59. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para codificação são configurados para executar um dentre um código convolucional e um código em bloco.

60. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para inserir bits de preenchimento para preencher as posições de bit disponíveis porém não preenchidas na pluralidade de canais de transmissão.

61. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para repetir pelo menos parte dos bits codificados de forma a preencher as posições de bit não preenchidas na pluralidade de canais de transmissão.

62. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para intercalar a pluralidade de bits codificados.

63. Sistema, de acordo com a reivindicação 62, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para puncionar são configurados para serem executados nos bits codificados intercalados.

64. Sistema, de acordo com a reivindicação 63, caracterizado pelo fato de que os dispositivos para codificar são configurados para executar um código Turbo compreendido por dois códigos constituintes, e em que a pluralidade de bits de informação, uma pluralidade de bits de cauda e de paridade de um primeiro código constituinte, e uma pluralidade de bits de cauda e de paridade de um segundo código constituinte são intercalados separadamente.

65. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados e não puncionados; e dispositivos para mapear cada símbolo não binário para um respectivo símbolo de modulação.

66. Sistema, de acordo com a reivindicação 65, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para intercalar a pluralidade de bits codificados, em que os símbolos não binários são formados a partir dos bits codificados intercalados.

67. Sistema, de acordo com a reivindicação 65, caracterizado pelo fato de que o esquema de modulação para cada canal de transmissão está associado a uma respectiva constelação de sinal possuindo uma pluralidade de pontos, e em que cada símbolo de modulação representa um ponto em particular na constelação de sinal para o esquema de modulação.

68. Sistema, de acordo com a reivindicação 67, caracterizado pelo fato de que a pluralidade de pontos em cada constelação de sinal é designada com valores com base no esquema de mapeamento Gray.

69. Sistema, de acordo com a reivindicação 68, caracterizado pelo fato de que os valores são designados para a pluralidade de pontos em cada constelação de sinal de forma que os valores para pontos adjacentes na constelação de sinal difiram pela posição de um bit.

70. Sistema, de acordo com a reivindicação 40, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente: dispositivos para adaptação às mudanças na pluralidade de canais de transmissão pela repetição da determinação do número de bits de informação por símbolo de modulação, da identificação do esquema de modulação e da determinação da taxa de codificação.

71. Sistema de comunicação, configurado para preparar dados para transmissão em uma pluralidade de canais de transmissão, cada canal de transmissão sendo operativo para transmitir uma seqüência respectiva de símbolos de modulação, o sistema sendo caracterizado pelo fato de compreender: dispositivos para determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão; dispositivos para identificar um esquema de modulação para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado; dispositivos para determinar uma taxa de codificação para cada canal de transmissão com base pelo menos no número determinado de bits de informação por símbolo de modulação e no esquema de modulação identificado para o canal de transmissão, em que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; dispositivos para codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um código Turbo particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits de cauda e de paridade; dispositivos para intercalar a pluralidade de bits de informação e de cauda e de paridade de acordo com um esquema de intercalação particular; dispositivos para puncionar a pluralidade de bits intercalados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados e não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão, em que o puncionamento é ajustado para alcançar as diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão; dispositivos para formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados e não puncionados; e dispositivos para mapear cada símbolo não binário para um símbolo de modulação respectivo.

72. Sistema de comunicação, compreendendo um processador e uma memória, a memória sendo caracterizada pelo fato de consubstanciar instruções executáveis pelo processador para: determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão; identificar um esquema de modulação para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado; determinar uma taxa de codificação para cada canal de transmissão com base pelo menos no número determinado de bits de informação por símbolo de modulação e no esquema de modulação identificado para o canal de transmissão, em que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um esquema de codificação particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits codificados; puncionar a pluralidade de bits codificados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados e não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão; e ajustar o puncionamento de forma a alcançar as diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão.

73. Sistema de comunicação, compreendendo um processador e uma memória, a memória sendo caracterizada pelo fato de consubstanciar instruções executáveis pelo processador para: determinar um número de bits de informação por símbolo de modulação suportado por cada canal de transmissão; identificar um esquema de modulação para cada canal de transmissão de forma que o número determinado de bits de informação por símbolo de modulação seja suportado; determinar uma taxa de codificação para cada canal de transmissão com base pelo menos no número determinado de bits de informação por símbolo de modulação e no esquema de modulação identificado para o canal de transmissão, em que pelo menos dois canais de transmissão são associados a diferentes taxas de codificação; codificar uma pluralidade de bits de informação de acordo com um código Turbo particular de forma a fornecer uma pluralidade de bits de cauda e de paridade; intercalar a pluralidade de bits de informação e de cauda e de paridade de acordo com um esquema de intercalação particular; puncionar a pluralidade de bits intercalados de acordo com um esquema de puncionamento particular de forma a fornecer um número de bits codificados e não puncionados para a pluralidade de canais de transmissão, em que o puncionamento é ajustado para alcançar as diferentes taxas de codificação para os pelo menos dois canais de transmissão; formar símbolos não binários para a pluralidade de canais de transmissão, em que cada símbolo não binário inclui um grupo de bits codificados e não puncionados; e mapear cada símbolo não binário para um respectivo símbolo de modulação.