ES2349742T3 - Transmisión de redundancia incremental en un sistema de comunicación mimo. - Google Patents
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Abstract
Un procedimiento para realizar la transmisión de redundancia incremental, denominada IR en lo sucesivo, en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple, denominado MIMO en lo sucesivo, sistema de comunicación que utiliza el multiplexado por división ortogonal de frecuencia, denominado OFDM en lo sucesivo, que comprende las etapas de procesar (220) un paquete de datos para obtener una pluralidad de bloques de símbolos para el paquete de datos, en donde dicho procesamiento comprende codificar dicho paquete de datos; transmitir (222) un primer bloque de símbolos desde una pluralidad de antenas transmisoras en un transmisor (110) a una pluralidad de antenas receptoras en un receptor (150), en donde el primer bloque de símbolos es uno de la pluralidad de bloques de símbolos; recibir (232) un acuse negativo de recibo, denominado NAK en lo sucesivo; transmitir (222) un próximo bloque de símbolos entre los restantes de la pluralidad de bloques de símbolos, en respuesta a la recepción del NAK, un bloque de símbolos a la vez, hasta que el paquete de datos se recupere correctamente en el receptor o se transmita toda la pluralidad de bloques de símbolos; y obtener (212) una tasa seleccionada para la transmisión de datos por un canal MIMO entre la pluralidad de antenas transmisoras y la pluralidad de antenas receptoras, en donde el paquete de datos se procesa conforme a la tasa seleccionada, estando el procedimiento caracterizado porque en el que NP paquetes de datos se procesan de acuerdo a la tasa seleccionada para obtener NP pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, donde NP es igual o mayor que uno y se selecciona en base al rango del canal MIMO, y en donde NP bloques de símbolos para los NP paquetes de datos se transmiten simultáneamente en forma diagonal por una matriz que comprende una pluralidad de subbandas y la pluralidad de antenas transmisoras.
Description
La presente solicitud reivindica la prioridad de la solicitud de patente provisional estadounidense con no de serie 60/501.777, presentada el 9 de septiembre de 2003, y la solicitud de patente provisional estadounidense con no de serie 60/531.391 presentada el 19 de diciembre de 2003.
ANTECEDENTES
La presente invención se refiere, en general, a la comunicación y, más específicamente, a técnicas para transmitir datos en un sistema de comunicación de entrada y salida múltiples (MIMO).
Un sistema MIMO emplea múltiples (NT) antenas de transmisión y múltiples (NR) antenas de recepción para la transmisión de datos y se indica como un sistema (NT, NR). Un canal MIMO formado por las NT antenas de transmisión y las NR antenas de recepción puede descomponerse en NS canales espaciales, donde NS ≤ mín {NT, NR}. El sistema MIMO puede proporcionar mayor capacidad de transmisión si los NS canales espaciales creados por las múltiples antenas de transmisión y recepción se usan para la transmisión de datos.
Un desafío importante en un sistema MIMO es la selección de una tasa adecuada para la transmisión de datos basándose en condiciones de canal. Una “tasa” puede indicar una tasa de datos particular o tasa de bits de información, un esquema de codificación particular, un esquema de modulación particular, un tamaño de paquete de datos particular, y así sucesivamente. El objetivo de la selección de la tasa es maximizar el caudal en los NS canales espaciales al tiempo que se cumplen determinados objetivos de calidad, que pueden cuantificarse mediante una particular tasa de error de paquete [PER] (por ejemplo, PER del 1%).
La capacidad de transmisión de un canal MIMO depende de las relaciones entre señal y ruido e interferencia (SNR) logradas por los NS canales espaciales. Las SNR dependen a su vez de las condiciones de canal. En un sistema MIMO convencional, un transmisor codifica, modula y transmite datos según una tasa que se selecciona basándose en un modelo de un canal MIMO estático. Puede conseguirse un buen rendimiento si el modelo es preciso y si el canal MIMO es relativamente estático (es decir, no cambia a lo largo del tiempo). En otro sistema MIMO convencional, un receptor estima el canal MIMO, selecciona una tasa adecuada basándose en las estimaciones de canal y envía la tasa seleccionada al transmisor. El transmisor, entonces, procesa y transmite datos según la tasa seleccionada. El rendimiento de este sistema depende de la naturaleza del canal MIMO y la precisión de las estimaciones de canal.
Para ambos sistemas MIMO convencionales descritos anteriormente, el transmisor normalmente procesa y transmite cada paquete de datos con la tasa seleccionada para ese paquete de datos. El receptor descodifica cada paquete de datos transmitido por el transmisor y determina si el paquete está descodificado correctamente o con error. El receptor puede enviar de vuelta un acuse de recibo (ACK) si el paquete está descodificado correctamente o un acuse de recibo negativo (NAK) si el paquete está descodificado con error. El transmisor puede retransmitir cada paquete de datos descodificado con error por el receptor, en su totalidad, tras recibir un NAK desde el receptor para el paquete.
El rendimiento de ambos sistemas MIMO descritos anteriormente es sumamente dependiente de la precisión de la selección de la tasa. Si la tasa seleccionada para un paquete de datos es demasiado conservadora (por ejemplo, porque la SNR real es mucho mejor que la estimación de la SNR), entonces se gastan excesivos recursos de sistema para transmitir el paquete de datos y la capacidad de canal está infrautilizada. A la inversa, si la tasa seleccionada para el paquete de datos es demasiado agresiva, entonces el paquete puede ser descodificado con error por el receptor y pueden gastarse recursos de sistema para retransmitir el paquete de datos. La selección de la tasa para un sistema MIMO supone un desafío debido a (1) mayor complejidad en la estimación de canal para un canal MIMO y (2) la naturaleza variable en el tiempo e independiente de los múltiples canales espaciales del canal MIMO.
Por tanto, existe la necesidad en la tecnología de técnicas para transmitir datos de manera eficaz en un sistema MIMO, y que no requieran una selección de tasa precisa para lograr un buen rendimiento. El artículo “A Novel HARQ and AMC Scheme Using Space-time Block Coding and Turbo Codes for Wireless Packet Data Transmission” [“Un novedoso esquema HARQ y AMC que usa codificación espacio-temporal por bloques y turbocódigos para la transmisión inalámbrica de datos en paquetes”], IEEE, vol. 2, 9 de abril de 2003, páginas 1046-1050, describe un esquema de diversidad de transmisores que usa ARQ híbrido y modulación y codificación adaptativa (AMC) con codificación espacio-temporal por bloques (STBC) y turbocódigos para la transmisión inalámbrica de datos en paquetes. Si se retransmite un paquete, se usa la combinación Chase para procesar los datos del viejo paquete almacenados en un almacén temporal y los datos actuales del paquete recibido.
Según aspectos de la invención, se proporciona un procedimiento de realización de transmisión de redundancia incremental en un sistema inalámbrico de comunicaciones MIMO, según la reivindicación 1, y se proporciona un transmisor correspondiente según la reivindicación 6.
Según aspectos de la invención, se proporciona un sistema correspondiente según la reivindicación 10; y se proporciona el uso de un receptor para recibir una redundancia incremental en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple, según la reivindicación 11.
Se proporcionan técnicas en el presente documento para realizar la transmisión con redundancia incremental (IR) en un sistema MIMO. Inicialmente, un receptor o un transmisor en el sistema MIMO estima un canal MIMO y selecciona una tasa adecuada para la transmisión de datos en el canal MIMO. El transmisor está dotado de la tasa seleccionada si el receptor realiza la selección de la tasa.
El transmisor procesa (por ejemplo, codifica, divide, intercala y modula) un paquete de datos basándose en la tasa seleccionada y obtiene múltiples (NB) bloques de símbolos de datos para el paquete de datos. El primer bloque de símbolos de datos normalmente contiene suficiente información para permitir que el receptor recupere el paquete de datos en condiciones de canal favorables. Cada uno de los bloques de símbolos de datos restantes contiene redundancia adicional para permitir que el receptor recupere el paquete de datos en condiciones de canal menos favorables. El transmisor transmite el primer bloque de símbolos de datos desde NT antenas de transmisión a NR antenas de recepción en el receptor. El transmisor transmite entonces los NB bloques de símbolos de datos restantes, de uno en uno, hasta que el paquete de datos sea recuperado correctamente por el receptor o se transmitan todos los NB bloques.
Si múltiples (NP) bloques de símbolos de datos para NP paquetes de datos van a transmitirse simultáneamente desde las NT antenas de transmisión, entonces el transmisor procesa adicionalmente estos NP bloques de símbolos de datos de modo que los NP paquetes de datos experimenten condiciones de canal similares. Esto permite usar una única tasa para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente por el canal MIMO.
El receptor obtiene un bloque de símbolos recibidos para cada bloque de símbolos de
datos transmitido por el transmisor. El receptor “detecta” cada bloque de símbolos recibidos para obtener un bloque de símbolos detectados, que es una estimación del correspondiente bloque de símbolos de datos. El receptor entonces procesa (por ejemplo, demodula, desintercala, reensambla y descodifica) todos los bloques de símbolos detectados obtenidos para el paquete de datos y proporciona un paquete descodificado. El receptor puede enviar de vuelta un ACK si el paquete descodificado está descodificado correctamente y un NAK si el paquete descodificado tiene errores. Si el paquete descodificado tiene errores, entonces el receptor repite el procesamiento cuando se obtiene otro bloque de símbolos recibidos para otro bloque de símbolos de datos transmitido por el transmisor.
El receptor también puede recuperar el paquete de datos usando un esquema iterativo de detección y descodificación (IDD). Para el esquema IDD, siempre que se obtiene un nuevo bloque de símbolos recibidos para el paquete de datos, se realizan la detección y descodificación de manera iterativa múltiples (Ndd) veces en todos los bloques de símbolos recibidos para obtener el paquete descodificado. Un detector realiza la detección en todos los bloques de símbolos recibidos y proporciona bloques de símbolos detectados. Un descodificador realiza la descodificación en todos los bloques de símbolos detectados y proporciona información a priori de descodificador, que el detector usa en una iteración posterior. El paquete descodificado se genera basándose en la salida de descodificador para la última iteración.
A continuación se describen en más detalle diversos aspectos y realizaciones de la invención.
Las características y naturaleza de la presente invención resultarán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta a continuación cuando se tome conjuntamente con los dibujos, en los que símbolos de referencia similares identifican de manera correspondiente en su totalidad y en los que:
la FIG. 1 muestra un diagrama de bloques de un transmisor y un receptor en un sistema MIMO que implementa la transmisión IR;
la FIG. 2 muestra un proceso para enviar y recibir una transmisión IR en el sistema MIMO;
la FIG. 3 muestra un diagrama de sincronismo que ilustra la transmisión IR;
la FIG. 4A muestra un procesador de datos de transmisión (TX) en el transmisor;
la FIG. 4B muestra un turbocodificador dentro del procesador de datos de TX;
la FIG. 5 ilustra el procesamiento de un paquete de datos mediante el procesador de
datos de TX;
las FIGS. 6A a 6D muestran cuatro realizaciones de un procesador espacial de TX en el transmisor;
las FIGS. 7A y 7B muestran la demultiplexación de un bloque de símbolos de datos y dos bloques de símbolos de datos, respectivamente, para un sistema MIMO-OFDM ejemplar;
la FIG. 8A muestra una realización del receptor;
la FIG. 8B muestra un procesador de datos de recepción (RX) en el receptor en la figura 8A;
la FIG. 9A muestra un receptor que implementa la detección y descodificación iterativa; y
la FIG. 9B muestra un turbodescodificador.
La palabra “ejemplar” se usa en el presente documento con el significado “que sirve como ejemplo, caso, o ilustración”. Cualquier realización o diseño descrito en el presente documento como “ejemplar” no debe interpretarse necesariamente como preferido o ventajoso respecto a otras realizaciones o diseños.
Para un sistema MIMO con NS canales espaciales, NP paquetes de datos pueden transmitirse simultáneamente desde las NT antenas de transmisión, donde 1 ≤ NP ≤ Ns. Puede usarse una única tasa para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente, independientemente del valor de NP. El uso de una única tasa puede simplificar el procesamiento tanto en el transmisor como en el receptor en el sistema MIMO.
La FIG. 1 muestra un diagrama en bloques de un transmisor 110 y un receptor 150 en un sistema 100 MIMO que implementa la transmisión IR. En el transmisor 110, un procesador 120 de datos de TX recibe paquetes de datos desde una fuente 112 de datos. El procesador 120 de datos de TX procesa (por ejemplo, formatea, codifica, divide, intercala y modula) cada paquete de datos según una tasa seleccionada para ese paquete a fin de obtener NB bloques de símbolos de datos para el paquete, donde NB > 1 y puede depender de la tasa seleccionada. La tasa seleccionada para cada paquete de datos puede indicar la tasa de transmisión de datos, el esquema de codificación o tasa de codificación, el esquema de modulación, el tamaño de paquete, el número de bloques de símbolos de datos, y así sucesivamente, para ese paquete, que se indican mediante los diversos controles proporcionados por un controlador 140. Para la transmisión IR, los NB bloques de símbolos de datos para cada paquete de datos se transmiten de uno en uno hasta que el receptor 150 descodifique correctamente el paquete o se hayan transmitido todos los NB bloques de símbolos de datos.
Un procesador 130 espacial de TX recibe los bloques de símbolos de datos y realiza el procesamiento necesario para transmitir cada bloque de símbolos de datos desde todas las NT antenas de transmisión en una ranura temporal (o simplemente, “ranura”). Una ranura es un periodo de tiempo predeterminado para el sistema 100 MIMO. El procesador 130 espacial de TX puede realizar demultiplexación, procesamiento espacial, y así sucesivamente, según se describe a continuación. Para cada ranura, el procesador 130 espacial de TX procesa un bloque de símbolos de datos, multiplexa en símbolos piloto según corresponda y proporciona NT secuencias de símbolos de transmisión a una unidad 132 transmisora (TMTR). Cada símbolo de transmisión puede ser para un símbolo de datos o un símbolo piloto.
La unidad 132 transmisora recibe y acondiciona (por ejemplo, convierte a analógico, convierte de manera ascendente en frecuencia, filtra y amplifica) las NT secuencias de símbolos de transmisión para obtener NT señales moduladas. Cada señal modulada se transmite entonces desde una antena de transmisión respectiva (no mostrada en la FIG. 1) y a través del canal MIMO al receptor 150. El canal MIMO distorsiona las NT señales transmitidas con una respuesta H de canal y degrada adicionalmente las señales transmitidas con ruido gaussiano blanco aditivo y, posiblemente, interferencia de otros transmisores.
En el receptor 150, las NT señales transmitidas son recibidas por cada una de las NR antenas de recepción (no mostradas en la FIG. 1), y las NR señales recibidas desde las NR antenas de recepción se proporcionan a una unidad 154 receptora (RCVR). La unidad 154 receptora acondiciona, digitaliza y preprocesa cada señal de recepción a fin de obtener una secuencia de símbolos recibidos para cada ranura. La unidad 154 receptora proporciona NR secuencias de símbolos recibidos (para datos) a un procesador 160 espacial de RX y símbolos piloto recibidos (para piloto) a un estimador 172 de canal. El procesador 160 espacial de RX procesa (por ejemplo, detecta y multiplexa) las NR secuencias de símbolos recibidos para cada ranura a fin de obtener un bloque de símbolos detectados, que es una estimación del bloque de símbolos de datos enviado por el transmisor 110 para esa ranura.
Un procesador 170 de datos de RX recibe todos los bloques de símbolos detectados que se han recibido para el paquete de datos que está recuperándose (es decir, el paquete “actual”), procesa (por ejemplo, demodula, desintercala, reensambla y descodifica) estos bloques de símbolos detectados según la tasa seleccionada, y proporciona un paquete descodificado, que es una estimación del paquete de datos enviado por el transmisor 110. El procesador 170 de datos de RX también proporciona el estado del paquete descodificado, que
indica si el paquete está descodificado correctamente o con errores.
El estimador 172 de canal procesa los símbolos piloto recibidos y/o los símbolos de datos recibidos para obtener estimaciones de canal (por ejemplo, estimaciones de ganancia de canal y estimaciones de SNR) para el canal MIMO. Un selector 174 de tasa recibe las estimaciones de canal y selecciona una tasa para el siguiente paquete de datos que va a transmitirse al receptor 150. Un controlador 180 recibe la tasa seleccionada desde el selector 174 de tasa y el estado de paquete desde el procesador 170 de datos de RX, y ensambla información de realimentación para el transmisor 110. La información de realimentación puede incluir la tasa seleccionada para el siguiente paquete, un ACK o un NAK para el paquete actual, y así sucesivamente. La información de realimentación es procesada por un procesador 190 espacial, o de datos de TX, acondicionado adicionalmente por una unidad 192 transmisora, y se transmite a través de un canal de realimentación al transmisor 110.
En el transmisor 110, la(s) señal(es) transmitida(s) por el receptor 150 se recibe(n) y acondiciona(n) mediante una unidad 146 receptora y se procesa(n) adicionalmente mediante un procesador 148 de datos, o espacial, de RX para recuperar la información de realimentación enviada por el receptor 150. El controlador 140 recibe la información de realimentación recuperada, usa la tasa seleccionada para procesar el siguiente paquete de datos que va a enviarse al receptor 150 y usa el ACK/NAK para controlar la transmisión IR del paquete actual.
Los controladores 140 y 180 dirigen la operación en el transmisor 110 y el receptor 150, respectivamente. Las unidades 142 y 182 de memoria proporcionan almacenamiento para datos y códigos de programa usados por los controladores 140 y 180, respectivamente. Las unidades 142 y 182 de memoria pueden ser internas a los controladores 140 y 180, como se muestra en la FIG. 1, o externas a estos controladores. Las unidades de procesamiento mostradas en la FIG. 1 se describen en detalle a continuación.
La FIG. 2 muestra un diagrama de flujo de un proceso 200 para enviar y recibir una transmisión IR en el sistema MIMO. Inicialmente, el receptor estima el canal MIMO basándose en símbolos de datos y/o piloto recibidos desde el transmisor (etapa 210). El receptor selecciona una única tasa para la transmisión de datos en el canal MIMO basándose en las estimaciones de canal y envía la tasa seleccionada al transmisor (etapa 212). El transmisor recibe la tasa seleccionada y codifica un paquete de datos según la tasa seleccionada para obtener un paquete codificado (etapa 220). El transmisor entonces divide el paquete codificado en NB subpaquetes, donde NB puede determinarse también mediante la tasa seleccionada, y además procesa cada subpaquete para obtener un correspondiente bloque de símbolos de datos (también en la etapa 220). El transmisor transmite un bloque de símbolos de datos por vez desde las NT antenas de transmisión, hasta que se transmitan todos los NB bloques de símbolos de datos o se reciba un ACK desde el receptor para el paquete de datos (etapa 222).
El receptor recibe cada bloque de símbolos de datos transmitidos a través de las NR antenas de recepción (etapa 230). Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos, el receptor detecta y descodifica todos los bloques de símbolos de datos que se han recibido para el paquete de datos (etapa 232). El receptor también comprueba el paquete descodificado para determinar si el paquete está descodificado correctamente (bien) o con error (borrado) (también etapa 232). Si el paquete descodificado se borra, entonces el receptor puede enviar un NAK de vuelta al transmisor, que usa esta realimentación para iniciar la transmisión del siguiente bloque de símbolos de datos para el paquete de datos. Como alternativa, el transmisor puede enviar un bloque de símbolos de datos por vez hasta que se reciba un ACK desde el receptor, que puede o no enviar NAK(s) de vuelta. El receptor termina el procesamiento para el paquete de datos si el paquete está descodificado correctamente o si se han recibido todos los NB bloques de símbolos de datos para el paquete (etapa 234).
La FIG. 2 muestra una realización específica para la transmisión IR en un sistema MIMO. La transmisión IR puede implementarse también de otras maneras, y esto está dentro del alcance de la invención. La transmisión IR puede implementarse en sistemas tanto dúplex por división de frecuencia (FDD) como dúplex por división de tiempo (TDD). Para un sistema FDD, el canal MIMO directo y el canal de realimentación usan diferentes bandas de frecuencia y es probable que observen diferentes condiciones de canal. En este caso, el receptor puede estimar el canal MIMO directo y enviar de vuelta la tasa seleccionada, como se muestra en la FIG. 2. Para un sistema TDD, el canal MIMO directo y el canal de realimentación comparten la misma banda de frecuencia y es probable que observen condiciones de canal similares. En este caso, el transmisor puede estimar el canal MIMO basándose en un piloto enviado por el receptor y usar esta estimación de canal para seleccionar la tasa para la transmisión de datos al receptor. La estimación de canal y la selección de la tasa pueden ser realizadas por el receptor, el transmisor, o ambos.
La FIG. 3 ilustra la transmisión IR en el sistema MIMO. El receptor estima el canal MIMO, selecciona una tasa r1 y envía la tasa seleccionada al transmisor en la ranura 0. El transmisor recibe la tasa seleccionada desde el receptor, procesa un paquete de datos (Paquete 1) según la tasa seleccionada y transmite el primer bloque de símbolos de datos (Bloque 1) para el paquete de datos en la ranura 1. El receptor recibe, detecta y descodifica el primer bloque de símbolos de datos, determina que el Paquete 1 está descodificado con errores y envía de vuelta un NAK en la ranura 2. El transmisor recibe el NAK y transmite el segundo bloque de símbolos de datos (Bloque 2) para el Paquete 1 en la ranura 3. El receptor recibe el Bloque 2, detecta y descodifica los primeros dos bloques de símbolos de datos, determina que el Paquete 1 todavía está descodificado con errores y envía de vuelta un NAK en la ranura 4. La transmisión de bloque y la respuesta de NAK pueden repetirse cualquier número de veces. En el ejemplo mostrado en la FIG. 3, el transmisor recibe un NAK para el bloque de símbolos de datos Nx-1 y transmite el bloque de símbolos de datos Nx para el Paquete 1 en la ranura m, donde Nx es menor o igual que el número total de bloques para el Paquete 1. El receptor recibe, detecta y descodifica todos los Nx bloques de símbolos de datos recibidos para el Paquete 1, determina que el paquete está descodificado correctamente y envía de vuelta un ACK en la ranura m +1. El receptor también estima el canal MIMO, selecciona una tasa r2 para el siguiente paquete de datos y envía la tasa seleccionada al transmisor en la ranura m+1. El transmisor recibe el ACK para el bloque de símbolos de datos Nx y termina la transmisión del Paquete 1. El transmisor también procesa el siguiente paquete de datos (Paquete 2) según la tasa seleccionada y transmite el primer bloque de símbolos de datos (Bloque 1) para el Paquete 2 en la ranura m + 2. El procesamiento en el transmisor y el receptor continúa de igual manera para cada paquete de datos transmitido a través del canal MIMO.
Para la realización mostrada en la figura 3, existe un retardo de una ranura para la respuesta de ACK/NAK desde el receptor para cada transmisión de bloque. Para mejorar la utilización de canal, pueden transmitirse múltiples paquetes de datos de manera entrelazada. Por ejemplo, pueden transmitirse paquetes de datos para un canal de tráfico en ranuras impares y pueden transmitirse paquetes de datos para otro canal de tráfico en ranuras pares. Más de dos canales de tráfico pueden entrelazarse también si el retardo de ACK/NAK es mayor que una ranura.
La FIG. 4A muestra un diagrama en bloques de una realización del procesador 120 de datos de TX dentro del transmisor 110. El procesador 120 de datos de TX recibe paquetes de datos, procesa cada paquete basándose en su tasa seleccionada y proporciona NB bloques de símbolos de datos para el paquete. La FIG. 5 ilustra el procesamiento de un paquete de datos por el procesador 120 de datos de TX.
Dentro del procesador 120 de datos de TX, un generador 412 de comprobación de redundancia cíclica (CRC) recibe un paquete de datos, genera un valor de CRC para el paquete de datos y adjunta el valor de CRC al final del paquete de datos para formar un paquete formateado. El receptor usa el valor de CRC para comprobar si el paquete está descodificado correctamente o con errores. También pueden usarse otros códigos de detección de errores en lugar de CRC. Un codificador 414 de corrección previa de errores (FEC) codifica entonces el paquete formateado según un esquema de codificación o tasa de codificación indicada por la tasa seleccionada, y proporciona un paquete codificado o “palabra de código”. La codificación aumenta la fiabilidad de la transmisión de datos. El codificador 414 de FEC puede implementar un código de bloque, un código convolutivo, un turbocódigo, algún otro código o una combinación de los mismos.
La FIG. 4B muestra un diagrama en bloques de un codificador 414a convolutivo concatenado paralelo (o turbocodificador), que puede usarse para el codificador 414 de FEC en la FIG. 4A. El turbocodificador 414a incluye dos codificadores 452a y 452b convolutivos componentes, un intercalador 454 de código y un multiplexor 456 (MUX). El intercalador 454 de código intercala los bits de datos en el paquete formateado (indicado como {d}) según un esquema de intercalación de códigos. El codificador 452a componente recibe y codifica los bits de datos con un primer código componente y proporciona primeros bits de paridad (indicados como {cp1}). De manera similar, el codificador 452b componente recibe y codifica los bits de datos intercalados desde el intercalador 454 de código con un segundo código componente y proporciona segundos bits de paridad (indicados como {cp2}). Los codificadores componentes 452a y 452b pueden implementar dos códigos componentes sistemáticos recursivos con tasas de codificación de R1y R2, respectivamente, donde R1 puede o no ser igual a R2. El multiplexor 456 recibe y multiplexa los bits de datos y los bits de paridad desde los codificadores componentes 452a y 452b y proporciona el paquete codificado de bits de código (indicados como {c}). El paquete codificado incluye los bits de datos {d}, que también se denominan bits sistemáticos y se indican como {cdatos}, seguidos de los primeros bits de paridad {cp1}, y seguidos posteriormente por los segundos bits de paridad {cp2}.
Con referencia de nuevo a la FIG. 4A, una unidad 416 de división recibe y divide el paquete codificado en NB subpaquetes codificados, donde NB puede depender de la tasa seleccionada e indicarse mediante un control de división desde el controlador 140. El primer subpaquete codificado normalmente contiene todos los bits sistemáticos y cero o más bits de paridad. Esto permite al receptor recuperar el paquete de datos con sólo el primer subpaquete codificado en condiciones de canal favorables. Los otros NB-1 subpaquetes codificados contienen los restantes primeros y segundos bits de paridad. Cada uno de estos NB-1 subpaquetes codificados normalmente contiene algunos primeros bits de paridad y algunos segundos bits de paridad, tomándose los bits de paridad a lo largo de todo el paquete de datos. Por ejemplo, si NB = 8 y se da a los restantes primeros y segundos bits de paridad índices empezando con 0, entonces el segundo subpaquete codificado puede contener los bits 0, 7, 14,... de los restantes primeros y segundos bits de paridad, el tercer subpaquete codificado puede contener los bits 1, 8, 15, ... de los restantes primeros y segundos bits de paridad, y así sucesivamente, y el octavo y último subpaquete codificado puede contener los bits 6, 13, 20, ... de los restantes primeros y segundos bits de paridad. Puede conseguirse un rendimiento de descodificación mejorado esparciendo los bits de paridad entre los otros NB-1 subpaquetes codificados.
Un intercalador 420 de canal incluye NB intercaladores 422a a 422nb de bloques que reciben los NB subpaquetes codificados desde la unidad 416 de división. Cada intercalador 422 de bloques intercala (es decir, reordena) los bits de código para su subpaquete según un esquema de intercalación y proporciona un subpaquete intercalado. La intercalación proporciona diversidad temporal, de frecuencia y/o espacial para los bits de código. Un multiplexor 424 se acopla a todos los NB intercaladores 422a a 422nb de bloques y proporciona los NB subpaquetes intercalados, un subpaquete por vez y, si se le instruye, un control de transmisión IR desde el controlador 140. En particular, el multiplexor 424 proporciona en primer lugar el subpaquete intercalado desde el intercalador 422a de bloques, a continuación el subpaquete intercalado desde el intercalador 422b de bloques siguiente, y así sucesivamente, y en último lugar el subpaquete intercalado desde el intercalador 422nb de bloques. El multiplexor 424 proporciona el siguiente subpaquete intercalado si se recibe un NAK para el paquete de datos. Todos los NB intercaladores 422a a 422nb de bloques pueden purgarse siempre que se reciba un ACK.
Una unidad 426 de correlación de símbolos recibe los subpaquetes intercalados desde el intercalador 420 de canal y correlaciona los datos intercalados en cada subpaquete con símbolos de modulación. La correlación de símbolos se realiza según un esquema de modulación indicado por la tasa seleccionada. La correlación de símbolos puede conseguirse
(1) agrupando conjuntos de B bits para formar valores binarios de B bits, donde B ≥ 1 y (2)
correlacionando cada valor binario de B bits con un punto en una constelación de señales que 2B
tiene puntos. Esta constelación de señales corresponde al esquema de modulación seleccionado, que puede ser BPSK, QPSK, 2B-PSK, 2B-QAM, y así sucesivamente. Según se usa en el presente documento, un “símbolo de datos” es un símbolo de modulación para datos, y un “símbolo piloto” es un símbolo de modulación para piloto. La unidad 426 de correlación de símbolos proporciona un bloque de símbolos de datos para cada subpaquete codificado, como se muestra en la FIG. 5.
Para cada paquete de datos, el procesador 120 de datos de TX proporciona NB bloques de símbolos de datos, que incluyen en conjunto NSIM símbolos de datos y pueden indicarse como {s} = [s1 s2 ... sNSIM]. Cada símbolo de datos si, donde i = 1 ... NSIM, se obtiene correlacionando B bits de código de la manera siguiente: si = corr (bi) donde bi =[bi,1 bi,2 ... bi,B].
Las técnicas de transmisión IR descritas en el presente documento pueden implementarse en un sistema MIMO de única portadora que utiliza una portadora para la transmisión de datos y un sistema MIMO de múltiples portadoras que utiliza múltiples portadoras para la transmisión de datos. Pueden proporcionarse múltiples portadoras mediante multiplexación por división de frecuencia ortogonal (OFDM), otras técnicas de modulación de múltiples portadoras, o algunas otras construcciones. La OFDM divide de manera eficaz el ancho de banda de sistema global en múltiples (NF) subbandas ortogonales, que también se denominan normalmente tonos, contenedores o canales de frecuencia. Con OFDM, cada subbanda está asociada a una portadora respectiva que puede modularse con datos.
El procesamiento realizado por el procesador 130 espacial de TX y la unidad 132 transmisora dentro del transmisor 110 depende de si uno o múltiples paquetes de datos se transmiten simultáneamente, y si se usan una o múltiples portadoras para la transmisión de datos. Algunos diseños ejemplares para estas dos unidades se describen a continuación. Para mayor simplicidad, la siguiente descripción supone un canal MIMO de rango completo con NS = NT ≤ NR. En este caso, un símbolo de modulación puede transmitirse desde cada una de las NT antenas de transmisión para cada subbanda en cada periodo de símbolos.
La FIG. 6A muestra un diagrama en bloques de un procesador 130a espacial de TX y una unidad 132a transmisora, que puede usarse para la transmisión IR de un paquete por vez en un sistema MIMO de única portadora. El procesador 130a espacial de TX incluye un multiplexor/ demultiplexor (MUX/DEMUX) 610 que recibe un bloque de símbolos de datos y demultiplexa los símbolos de datos en el bloque en NT subbloques para las NT antenas de transmisión. El multiplexor/demultiplexor 610 también multiplexa en símbolos piloto (por ejemplo, a modo de multiplexación por división de tiempo (TDM)) y proporciona NT secuencias de símbolos de transmisión para las NT antenas de transmisión. Cada secuencia de símbolos de transmisión se designa para la transmisión desde una antena de transmisión en una ranura. Cada símbolo de transmisión puede ser para un símbolo de datos o un símbolo piloto.
La unidad 132a transmisora incluye NT unidades 652a a 652t de TX de RF para las NT antenas de transmisión. Cada unidad 652 de TX de RF recibe y acondiciona una secuencia de símbolos de transmisión respectiva desde el procesador 130a espacial de TX para generar una señal modulada. NT señales moduladas desde las unidades 652a a 652t de TX de RF se transmiten desde las NT antenas 672a a 672t transmisoras, respectivamente.
La FIG. 6B muestra un diagrama en bloques de un procesador 130b espacial de TX y la unidad 132a transmisora, que pueden usarse para la transmisión IR de múltiples paquetes simultáneamente en un sistema MIMO de única portadora. El procesador 130b espacial de TX incluye una unidad 620 de multiplicación de matrices que recibe NP bloques de símbolos de datos para la transmisión en una ranura, donde 1 ≤ NP ≤ Ns. La unidad 620 realiza la multiplicación matricial de los símbolos de datos en los NP bloques con una matriz de base de transmisión y una matriz diagonal de la manera siguiente:
donde s es un vector de datos {NT ×1};
~
5 s es un vector de datos {NT ×1} preacondicionado; M es una matriz de base de transmisión {NT × NT}, que es una matriz unitaria; y Λ es una matriz diagonal {NT × NT}. El vector s incluye NT entradas para las NT antenas de transmisión, asignándose a NP
entradas NP símbolos de datos desde los NP bloques y asignándose cero a las restantes NT
~
10 NP entradas. El vector s incluye NT entradas para NT símbolos preacondicionados que van a enviarse desde las NT antenas de transmisión en un periodo de símbolos. La matriz de base de transmisión M permite enviar cada bloque de símbolos de datos desde todas las NT antenas de transmisión. Esto permite que todos los Np bloques de símbolos de datos experimenten condiciones de canal similares y permite además usar una única tasa para todos los NP
15 paquetes de datos. La matriz M también permite utilizar toda la potencia pant de cada antena transmisora para la transmisión de datos. La matriz M puede definirse como
donde U es una matriz de Walsh-Hadamard. La matriz M puede definirse también como
20 donde V es una matriz de transformada discreta de Fourier (DFT) definiéndose la entrada (k, i) –ésima como
donde m es un índice de fila y n es un índice de columna para la matriz V,con m= 1... NT y n = 1 ... NT. La matriz diagonal ∧ puede usarse para asignar diferentes potencias de transmisión a
25 los NP bloques de símbolos de datos, manteniéndose la conformidad a la limitación de potencia de transmisión total de Ptot para cada antena de transmisión. La respuesta de canal “eficaz” observada por el receptor entonces es Hef = HM. Este esquema de transmisión se describe en más detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con no de serie 10/367.234, titulada “Rate Adaptive Transmission Scheme for MIMO Systems” [“Esquema de
30 transmisión adaptable a tasas para sistemas MIMO”], presentada el 14 de febrero de 2003. Un multiplexor 622 recibe los símbolos preacondicionados desde la unidad 620 de multiplicación matricial, los multiplexa en símbolos piloto y proporciona NT secuencias de símbolos de transmisión para las NT antenas de transmisión. La unidad 132a transmisora recibe y acondiciona las NT secuencias de símbolos de transmisión y genera NT señales moduladas.
La FIG. 6C muestra un diagrama de bloques del procesador 130a espacial de TX y una unidad 132b transmisora, que puede usarse para la transmisión IR de un paquete por vez en un sistema MIMO-OFDM. Dentro del procesador 130a espacial de TX, el multiplexor/ demultiplexor 610 recibe y demultiplexa los símbolos de datos, los multiplexa en símbolos piloto y proporciona NT secuencias de símbolos de transmisión para las NT antenas de transmisión.
La unidad 132b transmisora incluye NT moduladores 660a a 660t OFDM y NT unidades 666a a 666t de TX de RF para las NT antenas de transmisión. Cada modulador 660 OFDM incluye una unidad 662 de transformada rápida de Fourier inversa (IFFT) y un generador 664 de prefijo cíclico. Cada modulador 660 OFDM recibe una respectiva secuencia de símbolos de transmisión desde el procesador 130a espacial de TX y agrupa cada conjunto de NF símbolos de transmisión y valores de señal cero para las NF subbandas. (Las subbandas no usadas para la transmisión de datos se llenan con ceros). La unidad 662 de IFFT transforma cada conjunto de NF símbolos de transmisión y ceros al dominio temporal usando una transformada rápida de Fourier inversa de NF puntos y proporciona un símbolo transformado correspondiente que contiene NF elementos de código. El generador 664 de prefijo cíclico repite una parte de cada símbolo transformado para obtener un símbolo de OFDM correspondiente que contiene NF + Ncp elementos de código. La parte repetida se denomina prefijo cíclico, y Ncp indica el número de elementos de código que se repiten. El prefijo cíclico garantiza que el símbolo OFDM retiene sus propiedades ortogonales en presencia del ensanchamiento de retardo de multitrayectoria provocado por el desvanecimiento selectivo de frecuencia (es decir, una respuesta de frecuencia que no es plana). El generador 664 de prefijo cíclico proporciona una secuencia de símbolos de OFDM para la secuencia de símbolos de transmisión, que se acondiciona adicionalmente mediante una unidad 666 de TX de RF asociada para generar una señal modulada.
La FIG. 7A muestra la demultiplexación de un bloque de símbolos de datos para un sistema MIMO-OFDM ejemplar con cuatro antenas de transmisión (NT =4) y 16 subbandas (NF =16). El bloque de símbolos de datos puede indicarse como {s} = [s1 s2 ... sNSIM]. Para el ejemplo mostrado en la FIG. 7A, la demultiplexación se realiza de modo que los primeros cuatro símbolos de datos s1a s4 en el bloque se envían por la subbanda 1 de las antenas transmisoras 1 a 4, respectivamente, los siguientes cuatro símbolos de datos s5a s8 se envían por la subbanda 2 de las antenas transmisoras 1 a 4, respectivamente, y así sucesivamente.
La FIG. 6D muestra un diagrama en bloques de un procesador 130c espacial de TX y la unidad 132b transmisora, que pueden usarse para la transmisión IR de múltiples paquetes simultáneamente en un sistema MIMO-OFDM. Dentro del procesador 130c espacial de TX, un multiplexor/demultiplexor 630 recibe Np bloques de símbolos de datos, donde 1 ≤ NP ≤ NS, y proporciona los símbolos de datos en cada bloque a diferentes subbandas y diferentes antenas de transmisión, según se ilustra a continuación. El multiplexor/demultiplexor 630 también multiplexa en símbolos piloto y proporciona NT secuencias de símbolos de transmisión para las NT antenas transmisoras.
La FIG. 7B muestra una realización de la multiplexación/demultiplexación de dos bloques de símbolos de datos (NP = 2) para el sistema MIMO-OFDM ejemplar con cuatro antenas transmisoras (NT = 4) y 16 subbandas. Para el primer bloque de símbolos de datos, los primeros cuatro símbolos de datos s1,1, s1,2, s1,3 y s1,4 se transmiten por las subbandas 1, 2, 3 y 4, respectivamente, de las antenas transmisoras 1, 2, 3 y 4, respectivamente. Los siguientes cuatro símbolos de datos s1,5, s1,6, s1,7 y s1,8 se solapan y se transmiten por las subbandas 5, 6, 7 y 8, respectivamente, de las antenas transmisoras 1, 2, 3 y 4, respectivamente. Para el segundo bloque de símbolos de datos, los primeros cuatro símbolos de datos s2,1, s2,2, s2,3 y s2,4 se transmiten por las subbandas 1, 2, 3 y 4, respectivamente, de las antenas transmisoras 3, 4, 1 y 2, respectivamente. Los siguientes cuatro símbolos de datos s2,5, s2,6, s2,7 y s2,8 se solapan y se transmiten por las subbandas 5, 6, 7 y 8, respectivamente, de las antenas transmisoras 3, 4, 1 y 2, respectivamente. Para la realización mostrada en la FIG. 7B, el conjunto de NF valores del dominio de la frecuencia para cada antena transmisora para cada periodo de símbolos incluye símbolos de transmisión para algunas subbandas y ceros para otras subbandas.
La FIG. 7B muestra la transmisión de dos bloques de símbolos de datos simultáneamente a través de las NF subbandas y NT antenas transmisoras. En general, cualquier número de bloques de símbolos de datos puede transmitirse simultáneamente por las subbandas y antenas de transmisión. Por ejemplo, uno, dos, tres, o cuatro bloques de símbolos de datos pueden transmitirse simultáneamente en la FIG. 7B. Sin embargo, el número de bloques de símbolos de datos que pueden transmitirse de manera fiable al mismo tiempo depende del rango del canal MIMO, de modo que Np debe ser menor o igual que Ns. El esquema de transmisión mostrado en la FIG. 7B permite una fácil adaptación de la transmisión de diferentes números de bloques de símbolos de datos simultáneamente, basándose en el rango del canal MIMO.
Para la realización mostrada en la figura 7B, cada bloque de símbolos de datos se transmite diagonalmente a través de las NF subbandas y desde todas las NT antenas de transmisión. Esto proporciona diversidad tanto de frecuencia como espacial para todos los NP bloques de símbolos de datos que se transmiten simultáneamente, lo que permite usar una única tasa para todos los paquetes de datos. Sin embargo, también pueden usarse diferentes tasas para diferentes paquetes de datos transmitidos simultáneamente. El uso de diferentes tasas puede proporcionar un mejor rendimiento para algunos receptores tales como, por ejemplo, un receptor lineal que no implementa el esquema IDD. La transmisión IR de múltiples paquetes de datos con diferentes tasas simultáneamente se describe en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con no de serie 10/785.292, titulada “Incremental Redundancy Transmission for Multiple Parallel Channels in a MIMO Communication System” [“Transmisión de redundancia incremental para múltiples canales paralelos en un sistema de comunicación MIMO”] presentada el 23 de febrero de 2004.
La multiplexación/demultiplexación puede realizarse también de otras maneras al tiempo que se consigue diversidad tanto de frecuencia como espacial. Por ejemplo, la multiplexación/demultiplexación puede ser tal que todas las NF subbandas de cada antena de transmisión se usen para transportar símbolos de transmisión. Puesto que toda la potencia de cada antena transmisora se limita a Pant, la magnitud de la potencia de transmisión disponible para cada símbolo de transmisión depende del número de subbandas que transporten símbolos de transmisión.
En referencia de nuevo a la figura 6D, la unidad 132b transmisora recibe y acondiciona las NT secuencias de símbolos de transmisión desde el procesador 130c espacial de TX y genera NT señales moduladas.
La FIG. 8A muestra un diagrama de bloques de un receptor 150a, que es una realización del receptor 150 en la FIG. 1. En el receptor 150a, NR antenas de recepción 810a a 810r reciben las NT señales moduladas transmitidas por el transmisor 110 y proporcionan NR señales recibidas a NR unidades 812a a 812r de RX de RF, respectivamente, dentro de la unidad 154 receptora. Cada unidad 812 de RX de RF acondiciona y digitaliza su señal recibida y proporciona un flujo de símbolos, o elementos de código. Para un sistema MIMO de única portadora no son necesarios los demoduladores 814a a 814r de OFDM, y cada unidad 812 de RX de RF proporciona un flujo de elementos de código directamente a un demultiplexor 816 respectivo. Para un sistema MIMO-OFDM, cada unidad 812 de RX de RF proporciona un flujo de elementos de código a un respectivo demodulador 814 OFDM. Cada demodulador 814 OFDM realiza una demodulación OFDM en su flujo de elementos de código (1) eliminando el prefijo cíclico en cada símbolo OFDM recibido para obtener un símbolo transformado recibido y (2) transformando cada símbolo transformado recibido al dominio de la frecuencia con una transformada rápida de Fourier (FFT), para obtener NF símbolos recibidos para las NF subbandas. Para ambos sistemas, los demultiplexores 816a a 816r reciben NR flujos de símbolos desde las unidades 812 de RX de RF o los demoduladores 814 OFDM, proporcionan NR secuencias de símbolos recibidos (para datos) para cada ranura al procesador 160a espacial de RX y proporcionan símbolos piloto recibidos al estimador 172 de canal.
El procesador 160a espacial de RX incluye un detector 820 y un multiplexor 822. El detector 820 realiza procesamiento (o “detección”) espacial o espacio-temporal en las NR secuencias de símbolos recibidos para obtener NT secuencias de símbolos detectados. Cada símbolo detectado es una estimación de un símbolo de datos transmitido por el transmisor. El detector 820 puede implementar un detector de combinación de máxima relación (MRC), un detector lineal forzador de ceros (ZF) (que también se denomina detector de inversión de matriz de correlación de canal (CCMI)), un detector de error cuadrático medio mínimo (MMSE), un ecualizador lineal MMSE (MMSE-LE), un ecualizador de realimentación de decisión (DFE) o algún otro detector/ecualizador. La detección puede realizarse basándose en una estimación de la matriz de respuesta de canal H si no se realiza procesamiento espacial en el transmisor. Como alternativa, la detección puede realizarse basándose en la matriz de respuesta eficaz de canal Hef = HM, si los símbolos de datos se premultiplican por la matriz de base de transmisión M en el transmisor para un sistema MIMO de única portadora. Para mayor simplicidad, la siguiente descripción supone que no se usó la matriz de base de transmisión M.
El modelo para un sistema MIMO-OFDM puede expresarse como:
donde s(k) es un vector de datos {NTX1} con NT entradas para NT símbolos de datos transmitidos desde las NT antenas de transmisión en la subbanda k;
r(k) es un vector de recepción {NR X1} con NR entradas para NR símbolos recibidos obtenidos a través de las NR antenas de recepción en la subbanda k;
H (k) es la matriz de respuesta de canal {NRXNT} para la subbanda k; y
n(k) es un vector de ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN).
Se supone que el vector n(k) tiene una media de cero y una matriz de covarianza de ∧ n = σ2I, donde σ2 es la varianza del ruido e I es la matriz de identidad, con unos a lo largo de la diagonal y ceros en el resto.
Para un sistema MIMO-OFDM, el receptor realiza la detección por separado para cada una de las subbandas usadas para la transmisión de datos. La siguiente descripción es para
una subbanda y, para mayor simplicidad, el índice de subbanda k se omite en la derivación matemática. La siguiente descripción también es aplicable a un sistema MIMO de única portadora. Para mayor simplicidad, se supone que el vector s incluye NT símbolos de datos enviados desde las NT antenas de transmisión.
El procesamiento espacial mediante un detector de MRC puede expresarse como:
donde Wmrc es la respuesta del detector de MRC, que es Wmrc= H; sˆ mrc es un vector de símbolos detectados {NT x1} para el detector de MRC; y “H” indica la traspuesta conjugada. El símbolo detectado para la antena de transmisión i puede expresarse como sˆ mrc,i =WH r donde
mrc,i
Wmrc,i es la columna i-ésima de Wmrc y viene dada como wmrc,i =hi, donde hi es el vector de respuesta de canal entre la antena transmisora iy las NR antenas receptoras.
El procesamiento espacial mediante un detector de MMSE puede expresarse como:
donde Wmmse =(HHH+ σ2I)-1H para el detector de MMSE. La respuesta del detector de
+ σ2I)-1hi.
MMSE para la antena transmisora i puede expresarse como wmmse,j =(HHH
El procesamiento espacial mediante un detector forzador de ceros puede expresarse como:
donde Wzf = H(HHH)-1 para el detector forzador de ceros. La respuesta del detector forzador de ceros para la antena transmisora i puede expresarse como wzf = hi (HHH)-1 .
Para cada ranura, el detector 820 proporciona NT secuencias de símbolos detectados que corresponden a las NT entradas de sˆ . El multiplexor 822 recibe las NT secuencias de símbolos detectados desde el detector 820 y realiza un procesamiento complementario al realizado por el procesador 130 espacial de TX en el transmisor. Si sólo se transmite un bloque de símbolos de datos en cada ranura, tal como para el procesador 130a espacial de TX en las FIGS. 6A y 6C, entonces el multiplexor 822 multiplexa los símbolos detectados en las NT secuencias en un bloque de símbolos detectados. Si múltiples bloques de símbolos de datos se transmiten en cada ranura, tal como para los procesadores espaciales 130b y 130c de TX en las FIGS. 6B y 6D, respectivamente, entonces el multiplexor 822 multiplexa y demultiplexa los símbolos detectados en las NT secuencias en NP bloques de símbolos detectados (no mostrados en la FIG. 8A). En cualquier caso, cada bloque de símbolos detectados es una estimación de un bloque de símbolos de datos transmitido por el transmisor.
El estimador 172 de canal estima la matriz de respuesta de canal H para el canal MIMO y el umbral de ruido en el receptor (por ejemplo, basándose en símbolos piloto recibidos) y proporciona estimaciones de canal al controlador 180. Dentro del controlador 180, una unidad 176 de cálculo de matrices deriva la respuesta del detector W (que puede ser Wmrc, Wmmse o Wzf) basándose en la matriz de respuesta de canal estimada, según se describió anteriormente, y proporciona la respuesta del detector al detector 820. El detector 820 premultiplica el vector r de símbolos recibidos por la respuesta del detector W para obtener el vector sˆ de símbolos detectados. El selector 174 de tasa (que es implementado por el controlador 180 para la realización de receptor mostrada en la FIG. 8A) realiza la selección de la tasa basándose en las estimaciones de canal, según se describe a continuación. Una tabla 184 de consulta (LUT) almacena un conjunto de tasas que disponen de soporte por el sistema MIMO y un conjunto de valores de parámetros asociados a cada tasa (por ejemplo, la tasa de transmisión de datos, el tamaño de paquete, el esquema de codificación o la tasa de codificación, el esquema de modulación, y así sucesivamente, para cada tasa). El selector 174 de tasa accede a la LUT 184 en busca de información usada para la selección de la tasa.
La FIG. 8B muestra un diagrama en bloques de un procesador 170a de datos de RX, que es un ejemplo de procesador 170 de datos de RX en las FIGS. 1 y 8A. Dentro del procesador 170a de datos de RX, una unidad 830 de decorrelación de símbolos recibe bloques de símbolos detectados desde el procesador 160a espacial de RX, de uno en uno. Para cada bloque de símbolos detectados, la unidad 830 de decorrelación de símbolos demodula los símbolos detectados según el esquema de modulación usado para ese bloque (según se indica mediante un control de demodulación desde el controlador 180) y proporciona un bloque de datos demodulados a un desintercalador 840 de canal. El desintercalador 840 de canal incluye un demultiplexor 842 y NB desintercaladores de bloques 844a a 844nb. Antes de recibir un nuevo paquete de datos, los desintercaladores de bloque 844a a 844nb se inicializan con borrados. Un borrado es un valor que sustituye a un bit de código que falta (es decir, uno que todavía no se ha recibido) y al que se da un peso apropiado en el proceso de descodificación. El multiplexor 842 recibe bloques de datos demodulados desde la unidad 830 de decorrelación de símbolos y proporciona cada bloque de datos demodulados al desintercalador 844 de bloques adecuado. Cada desintercalador 844 de bloques desintercala los datos demodulados en su bloque de manera complementaria a la intercalación realizada en el transmisor para ese bloque. Si la intercalación depende de la tasa seleccionada, entonces el controlador 180 proporciona un control de desintercalación a los desintercaladores 844 de bloque, según se indica mediante la línea discontinua.
Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos desde el transmisor para un paquete de datos, se realiza la descodificación de nuevo en todos los bloques recibidos para ese paquete. Una unidad 848 de reensamblaje forma un paquete de datos desintercalados para la descodificación posterior. El paquete de datos desintercalados contiene
(1) bloques de datos desintercalados para todos los bloques de símbolos de datos recibidos para el paquete actual y (2) borrados para bloques de símbolos de datos no recibidos para el paquete actual. La unidad 848 de reensamblaje realiza el reensamblaje de manera complementaria a la división realizada por el transmisor, según se indica mediante un control de reensamblaje desde el controlador 180.
Un descodificador 850 de FEC descodifica el paquete de datos desintercalados de manera complementaria a la codificación de FEC realizada en el transmisor, según se indica mediante un control de descodificación desde el controlador 180. Por ejemplo, puede usarse un turbodescodificador o un descodificador de Viterbi para el descodificador 850 de FEC si se realiza turbocodificación o codificación convolutiva, respectivamente, en el transmisor. El descodificador 850 de FEC proporciona un paquete descodificado para el paquete actual. Un verificador 852 de CRC comprueba el paquete descodificado para determinar si el paquete está descodificado correctamente o con errores y proporciona el estado del paquete descodificado.
La FIG. 9A muestra un diagrama en bloques de un receptor 150b, que es otro ejemplo del receptor 150 en la FIG. 1. El receptor 150b implementa un esquema de detección y descodificación iterativa (IDD). Para mayor claridad, el esquema IDD se describe a continuación para el esquema de codificación mostrado en las FIGS. 4B y 5, que codifica un paquete de datos en tres partes -bits sistemáticos {cdatos}, primeros bits de paridad {cp1}, y segundos bits de paridad {cp2}.
El receptor 150b incluye un detector 920 y un descodificador 950 de FEC que realiza detección y descodificación iterativa en los símbolos recibidos para un paquete de datos a fin de obtener un paquete descodificado. El esquema IDD aprovecha las capacidades de corrección de errores del código de canal para proporcionar un rendimiento mejorado. Esto se consigue pasando de manera iterativa información a priori entre el detector 920 y el descodificador 950 de FEC para Ndd iteraciones, donde Ndd > 1, según se describe a continuación. La información a priori indica la probabilidad de los bits transmitidos.
El receptor 150b incluye un procesador 160b espacial de RX y un procesador 170b de datos de RX. Dentro del procesador 160b espacial de RX, una memoria 918 temporal recibe y almacena las NR secuencias de símbolos recibidos proporcionadas por la unidad 154 receptora para cada ranura. Siempre que se recibe un nuevo bloque de símbolos de datos desde el transmisor para un paquete de datos, se realiza de nuevo la detección y descodificación iterativa (es decir, desde el inicio) en los símbolos recibidos para todos los bloques recibidos para ese paquete. El detector 920 realiza la detección o procesamiento espacial en las NR secuencias de símbolos recibidos para cada bloque recibido y proporciona NT secuencias de símbolos detectados para ese bloque. El detector 920 puede implementar un detector de MRC, un detector forzador de ceros, un detector de MMSE, o algún otro detector/ecualizador. Para mayor claridad, la detección con un detector de MMSE se describe a continuación.
Para un detector de MMSE con detección y descodificación iterativa, el símbolo
donde wi y ui se derivan basándose en un criterio de MMSE, que puede expresarse
como:
Las soluciones al problema de optimización planteado en la ecuación (7) pueden expresarse como:
con
donde hi es la columna i-ésima de la matriz de respuesta de canal H;
Hr es igual a H con la columna i-ésima fijada en cero;
si es un vector {(NT-1)x1} obtenido eliminando el elemento i-ésimo de s;
E[a] son los valores esperados de las entradas del vector a;y
VAR[aaH] es una matriz de covarianza del vector a.
La matriz P es el producto externo del vector de respuesta de canal hi para la antena transmisora i. La matriz Q es la matriz de covarianza de la interferencia con la antena transmisora i. El vector z es el valor esperado de la interferencia con la antena transmisora i.
La ecuación (6) puede simplificarse como:
de v = wH h -( wH h )2
iii ii
La muestra de ruido gaussiano ηi supone que la interferencia desde otras antenas transmisoras es gaussiana tras el detector de MMSE.
En la siguiente descripción, el superíndice n indica la enésima iteración de detección/descodificación y el subíndice m indica el m-ésimo bloque de símbolos de datos recibidos para el paquete actual que está recuperándose. Para la primera iteración (es decir, n = 1) la detección se basa únicamente en los símbolos recibidos, puesto que no se dispone de ninguna información a priori desde el descodificador de FEC. Por lo tanto, se suponen bits con la misma probabilidad de ser ’1’ o ’0’. En este caso, la ecuación (8) se reduce a un detector de MMSE lineal, que puede venir dado como wi=(HHH +σ2I)-1hi. Para cada iteración posterior (es decir, n > 1), el detector usa la información a priori proporcionada por el descodificador de FEC. A medida que aumenta el número de iteraciones, la interferencia se reduce y el detector converge con el detector de MRC que consigue diversidad completa.
Para cada bloque de símbolos de datos recibidos para el paquete actual, el detector 920 en la FIG. 9A realiza la detección en NR secuencias de símbolos recibidos para ese bloque y proporciona NT secuencias de símbolos detectados. Un multiplexor 922 multiplexa los símbolos detectados en las NT secuencias para obtener un bloque de símbolos detectados, que se proporciona al procesador 170b de datos de RX. El bloque de símbolos detectados obtenido en la enésima iteración de detección/descodificación para el m-ésimo bloque de símbolos de datos se indica como {sˆ mn }.
Dentro del procesador 170b de datos de RX, una unidad 930 de cálculo de razón de logaritmo de verosimilitud (LLR) recibe los símbolos detectados desde el procesador 160b espacial de RX y calcula las LLR de los B bits de código para cada símbolo detectado. Cada símbolo detectado sˆies una estimación del símbolo de datos si, que se obtiene correlacionando B bits de código bi=[bi,1 bi,2 ... bi,B] con un punto en una constelación de señales. La LLR para el j-ésimo bit del símbolo detectado sˆipuede expresarse como:
donde bi,j es el j-ésimo bit para el símbolo detectado sˆi;
Pr ( sˆi|bi,j =1) es la probabilidad del símbolo detectado sˆi, con el bit bi,j igual a 1;
Pr( sˆi| bi,j = -1) es la probabilidad del símbolo detectado sˆi, con el bit bi,j igual a -1 (es decir, ’0’); y
xi,j es la LLR del bit bi,j .
Las LLR {xi,j} representan la información a priori proporcionada por el detector al descodificador de FEC, y también se denominan las LLR del detector.
Para mayor simplicidad, se supone que la intercalación sea de modo que los B bits para
sˆ
cada símbolo detectado isean independientes. La ecuación (14) puede expresarse entonces como:
5 donde Ωj,q es el conjunto de puntos en la constelación de señales cuyo j-ésimo bit es igual a q, s es el símbolo de modulación o punto en el conjunto Ωj,q que está evaluándose (es decir, el símbolo “hipotético”); αi es la ganancia para la antena transmisora i y que se definió anteriormente;
10 νi es la varianza de la muestra de ruido gaussiano ηi para el símbolo detectado sˆi; b es el conjunto de B bits para el símbolo s hipotético; bi(j) es igual a bi con el j-ésimo bit eliminado; Li es un conjunto de LLR obtenido a partir del descodificador de FEC para los B
bits del símbolo s hipotético; 15 Li(j) es igual a Li con la LLR del descodificador para el j-ésimo bit eliminado (es decir,
Li(j)=[λj,1, ... , λi,j-1, λi,j+1,..., λi,B]); y
“T” indica la traspuesta.
La LLR del descodificador para el (i, j)-ésimo bit puede expresarse como:
20 donde Pr (bi,j = 1) es la probabilidad de que el bit bi,j sea 1; y Pr (bi,j= -1) es la probabilidad de que el bit bi,j sea -1. Para la primera iteración (n=1), todas las entradas de Li(j) se fijan en cero para indicar la
misma probabilidad de que cada bit sea 1 o -1, puesto que no se dispone de información a priori para el bit. Para cada iteración posterior, las entradas de Li(j) se calculan basándose en
25 los valores “no firmes” para los bits procedentes del descodificador de FEC. La unidad 930 de cálculo de LLR proporciona las LLR para los bits de código de cada símbolo detectado recibidos desde el procesador 160b espacial de RX. El bloque de las LLR obtenidas en la enésima iteración de detección/descodificación para el m-ésimo bloque de símbolos de datos se indica como {xmn } .
30 Un desintercalador 940 de canal recibe y desintercala cada bloque de las LLR desde la unidad 930 de cálculo de las LLR y proporciona las LLR desintercaladas para el bloque. Una unidad 948 de reensamblaje forma un paquete de LLR que contiene (1) bloques de LLR desintercaladas desde el desintercalador 940 de canal para todos los bloques de símbolos de datos recibidos desde el transmisor y (2) bloques de LLR de valor cero para los bloques de símbolos de datos no recibidos. El paquete de las LLR para la enésima iteración de detección/descodificación se indica como {xn}. El descodificador 950 de FEC recibe y descodifica el paquete de las LLR desde la unidad 948 de reensamblaje, según se describe a continuación.
La FIG. 9B muestra un diagrama en bloques de un turbodescodificador 950a, que puede usarse para los descodificadores 950 y 850 de FEC en las FIGS. 9A y 8B, respectivamente. El turbodescodificador 950a realiza descodificación iterativa para un código convolutivo concatenado paralelo, tal como el mostrado en la FIG. 4B.
Dentro del turbodescodificador 950a, un demultiplexor 952 recibe y demultiplexa el paquete de las LLR {xn} de la unidad 948 de reensamblaje (que se indica también como las
nn
LLR de entrada) en LLR de bits de datos {xdatos }, LLR de primeros bits de paridad {xp1}y LLR de segundos bits de paridad {xnp 2}. Un descodificador 954a de entrada no firme y salida no firme (SISO) recibe las LLR de bits de datos {xn }y las LLR de primeros bits de paridad
datos
{xn }desde el demultiplexor 952 y las LLR de bits de datos desintercalados { ~ x } desde un
p1 datos 2
desintercalador 958 de código. El descodificador 954a SISO deriva entonces nuevas LLR para los primeros bits de paridad y datos, { x }y {xn+1}basándose en el primer código convolutivo
datos1 p1
componente. Un intercalador 956 de código intercala las LLR de bits de datos { x } según el
datos1
esquema de intercalación de códigos usado en el transmisor y proporciona las LLR de bits de
~
datos intercaladas { x }. De manera similar, un descodificador 954b SISO recibe las LLR de
datos 1
bits de datos {xn } y las LLR de segundos bits de paridad {xn }desde el demultiplexor 952 y
datos p 2
~
las LLR de bit de datos intercaladas { x } desde el intercalador 956 de código. El
datos 1
descodificador 954b SISO deriva entonces nuevas LLR para los segundos bits de paridad y datos, { x }y {xn+1} basándose en el segundo código convolutivo componente. El
datos 2 p 2
desintercalador 958 de código desintercala las LLR de bits de datos { x } de manera
datos 2
complementaria a la intercalación de código y proporciona las LLR de bits de datos
~
desintercaladas { x }. Los descodificadores 954a y 954b SISO pueden implementar un
datos 2
algoritmo SISO máximo a posteriori (MAP) de BCJR o sus derivados de menor complejidad, un algoritmo de Viterbi de salida no firme (SOV) o algún otro algoritmo de descodificación, que se conozcan en la tecnología.
La descodificación mediante los descodificadores 954a y 954b SISO se itera Ndesc veces para la iteración n actual de detección/descodificación, donde Ndesc ≥ 1. Tras completar todas las Ndesc iteraciones de descodificación, un combinador/multiplexor 960 recibe las LLR de bits
x {xn+1}
datos1 p1
de datos { } finales y las LLR de primeros bits de paridad finales desde el
~
x
datos 2
descodificador 954a SISO, las LLR de bits de datos desintercalados finales { } desde el
{x np + 21}
desintercalador 958 de código y las LLR de segundos bits de paridad finales desde el descodificador 954b SISO. El combinador/multiplexor 960 calcula entonces las LLR de
n+1
{xdec }
descodificador para la siguiente iteración n + 1 de detección/descodificación de la manera siguiente:
Las LLR de descodificador {xn+1}corresponden a λi,j en la ecuación (16) y representan
dec
la información a priori proporcionada por el descodificador de FEC al detector.
Tras completar todas las Ndd iteraciones de detección/descodificación, el combinador/multiplexor 960 calcula las LLR de bits de datos {xdatos} finales de la manera siguiente:
donde {x Ndd }son las LLR de bits de datos proporcionadas por la unidad 930 de cálculo
datos
de las LLR para la última iteración de detección/descodificación. Un separador 962 separa las LLR de bits de datos {xdatos} finales y proporciona el paquete descodificado { dˆ } para el paquete que está recuperándose. Un verificador 968 de CRC comprueba el paquete descodificado y proporciona el estado de paquete.
Con referencia de nuevo a la FIG. 9A, las LLR de descodificador {xn+1}desde el
dec
descodificador 950 de FEC se intercalan mediante un intercalador 970 de canal, y las LLR de descodificador intercaladas se proporcionan al detector 920. El detector 920 deriva nuevos símbolos detectados {sˆmn+1} basándose en los símbolos recibidos {rm} y las LLR del
n+1 n+1
descodificador {x }. Las LLR del descodificador {x }se usan para calcular (a) el valor
dec dec
esperado de la interferencia (es decir, E[si]), que se usa para derivar z en la ecuación (12), y (b) la varianza de la interferencia (es decir, VAR[si]), que se usa para derivar Q en la ecuación (11).
Los símbolos detectados {sˆmn+1} para todos los bloques de símbolos de datos recibidos desde el procesador 160a espacial de RX son descodificados de nuevo por el procesador 170b de datos de RX, como se describió anteriormente. El proceso de detección y descodificación se itera Ndd veces. Durante el proceso de detección y descodificación iterativa, la fiabilidad de los símbolos detectados mejora con cada iteración de detección/descodificación.
Como se muestra en la ecuación (8), la respuesta de detector de MMSE wt depende de Q, que a su vez depende de la varianza de la interferencia, VAR[si]. Puesto que Q es diferente para cada iteración de detección/descodificación, la respuesta de detector de MMSE wi también es diferente para cada iteración. Para simplificar el receptor 150b, el detector 920 puede implementar (1) un detector de MMSE para Ndd1 iteraciones de detección/descodificación y luego (2) un detector de MRC (o algún otro tipo de detector/ecualizador que tenga una respuesta que no cambie con la iteración) para Ndd2 iteraciones de detección/descodificación posteriores, donde Ndd1y Ndd2 pueden ser, cada uno, uno o superior. Por ejemplo, un detector de MMSE puede usarse para la primera iteración de detección/descodificación y un detector de MRC puede usarse para las siguientes cinco iteraciones de detección/descodificación. Como ejemplo adicional, un detector de MMSE puede usarse para las primeras dos iteraciones de detección/descodificación y un detector de MRC puede usarse para las siguientes cuatro iteraciones de detección/descodificación.
El detector de MRC puede implementarse con el término ui, como se muestra en la ecuación (6), donde wmrc,i sustituye a wi . Como se muestra en las ecuaciones (6), (9) y (12), el término ui depende del valor esperado de la interferencia, E[si]. Para simplificar adicionalmente el receptor 150b, el término ui puede omitirse tras conmutar desde el detector de MMSE al detector de MRC.
El esquema de detección y descodificación iterativa proporciona diversas ventajas. Por ejemplo, el esquema IDD brinda soporte al uso de una única tasa para todos los paquetes de datos transmitidos simultáneamente a través de las NT antenas de transmisión, puede combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia, y puede usarse de manera flexible con diversos esquemas de codificación y modulación, incluyendo el código convolutivo concatenado paralelo mostrado en la FIG. 4B.
Para sistemas tanto MIMO de portadora única como MIMD-OFDM, el receptor y/o transmisor puede estimar el canal MIMO y seleccionar una tasa adecuada para la transmisión de datos por el canal MIMO. La selección de la tasa puede realizarse de diversas maneras. Algunos esquemas ejemplares de selección de la tasa se describen a continuación.
En un primer esquema de selección de la tasa, la tasa para la transmisión de datos en el canal MIMO se selecciona basándose en una métrica, que se deriva usando un sistema equivalente que modela las respuestas de canal para las NT antenas de transmisión. El sistema equivalente se define para que tenga un canal AWGN (es decir, con una respuesta de frecuencia plana) y una eficiencia espectral que sea igual a la eficiencia espectral promedio de las NT antenas transmisoras. El sistema equivalente tiene una capacidad total igual a la capacidad total de las NT antenas transmisoras. La eficiencia espectral promedio puede determinarse (1) estimando las SNR recibidas para cada antena transmisora (por ejemplo, basándose en símbolos de datos y/o piloto recibidos), (2) calculando la eficiencia espectral de cada antena transmisora a partir de las SNR recibidas y basándose en una función de eficiencia espectral (limitada o ilimitada), f(x), y (3) calculando la eficiencia espectral promedio de las NT antenas transmisoras basándose en las eficiencias espectrales de las antenas transmisoras individuales. La métrica puede definirse como la SNR que necesita el sistema equivalente para brindar soporte a la eficiencia espectral promedio. Esta SNR puede determinarse a partir de la eficiencia espectral promedio y basarse en una función inversa, f--1 (x).
El sistema puede diseñarse para brindar soporte a un conjunto de tasas. Una de las tasas con soporte puede ser para una tasa nula (es decir, una tasa cero de datos). Cada una de las restantes tasas se asocia a una tasa de datos no nula particular, un esquema de codificación o tasa de codificación particular, un esquema de modulación particular y una SNR mínima particular requerida para conseguir el nivel de rendimiento deseado (por ejemplo, una PER del 1%) para un canal AWGN. Para cada tasa con soporte con una tasa de transmisión de datos no nula, la SNR requerida se obtiene basándose en el diseño de sistema específico (es decir, la tasa de codificación, esquema de intercalación, esquema de modulación particular, y así sucesivamente, usados por el sistema para esa tasa) y para un canal AWGN. La SNR requerida puede obtenerse mediante simulación por ordenador, mediciones empíricas, etc., como se conoce en la tecnología. El conjunto de tasas con soporte y sus SNR requeridas puede almacenarse en una tabla de consulta (por ejemplo, la LUT 184 en la FIG. 8A).
La métrica puede compararse con la SNR requerida para cada una de las tasas que disponen de soporte en el sistema. La tasa más alta con una SNR requerida que es menor o igual que la métrica se selecciona para su uso para la transmisión de datos por el canal MIMO. El primer esquema de selección de tasas se describe en detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con no de serie 10/176.567, titulada “Rate Control for Multi-Channel Communication Systems” [“Control de velocidad para sistemas de comunicación de múltiples canales”], presentada el 20 de junio de 2002.
En un segundo esquema de selección de tasas, la tasa para la transmisión de datos en el canal MIMO se selecciona basándose en las SNR recibidas para las NT antenas transmisoras. En primer lugar se determinan las SNR recibidas para cada antena transmisora, y una SNR promedio recibida, γrx,prom, se calcula entonces para las NT antenas transmisoras. Una SNR operativa, γop, se calcula a continuación para las NT antenas transmisoras basándose en la SNR promedio recibida, γrx,prom, y un factor de desplazamiento o retroceso de SNR, γos (por ejemplo, γop = γrx + γos, donde las unidades están en dB). El desplazamiento de SNR se usa para tener en cuenta un error de estimación, la variabilidad en el canal MIMO y otros factores. La SNR operativa, γop, puede compararse con la SNR requerida para cada una de las tasas con soporte en el sistema. La tasa más alta con una SNR requerida que sea menor o igual que la SNR operativa (es decir, γreq ≤ γop) se selecciona para usarla para la transmisión de datos por el canal MIMO. El segundo esquema de selección de tasas se describe en detalle en la solicitud de patente estadounidense de titularidad compartida con no de serie 10/394.529 titulada “Transmission Mode Selection for Data Transmission in a Multi-Channel Communication System” [“Selección de modalidad de transmisión para la transmisión de datos en un sistema de comunicación de múltiples canales”] presentada el 20 de marzo de 2003.
Las técnicas de transmisión IR descritas en el presente documento pueden implementarse mediante diversos medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en hardware, software o una combinación de los mismos. Para una implementación en hardware, las unidades de procesamiento usadas en el transmisor para la transmisión IR pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), procesadores de señales digitales (DSP), dispositivos de procesamiento de señal digital (DSPD), dispositivos lógicos programables (PLD), formaciones de compuertas programables en el terreno (FPGA), procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para realizar las funciones descritas en el presente documento o una combinación de los mismos. Las unidades de procesamiento usadas en el receptor para recibir una transmisión IR también pueden implementarse dentro de uno o más ASIC, DSP, DSPD, PLD, FPGA, procesadores, controladores, etc.
Para una implementación en software, las técnicas de transmisión IR pueden implementarse con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, etc.) que realizan las funciones descritas en el presente documento. Los códigos de software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo, las unidades 142 y 182 de memoria en la FIG. 1) y ejecutarse mediante un procesador (por ejemplo, los controladores 140 y 180). La unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o ser externa al procesador, en cuyo caso puede acoplarse comunicativamente al procesador a través de diversos medios según se conoce en la tecnología.
Los títulos se incluyen en el presente documento como referencia y para ayudar a localizar determinadas secciones. Estos títulos no pretenden limitar el alcance de los conceptos descritos en los mismos, y estos conceptos pueden tener aplicabilidad en otras secciones a lo largo de toda la memoria descriptiva.
La descripción anterior de las realizaciones dadas a conocer se proporciona para permitir a un experto en la técnica realizar o usar la presente invención. Diversas modificaciones a estas realizaciones serán inmediatamente evidentes para los expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos en el presente documento pueden aplicarse a otras realizaciones sin apartarse del alcance de la invención. Por tanto, no se pretende que la presente invención se limite a las realizaciones mostradas en el presente documento sino que debe concedérsele el alcance más amplio acorde con los principios y características novedosas dados a conocer en el presente documento.
Claims (11)
- REIVINDICACIONES
- 1.
- Un procedimiento para realizar la transmisión de redundancia incremental, denominada IR en lo sucesivo, en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple, denominado MIMO en lo sucesivo, sistema de comunicación que utiliza el multiplexado por división ortogonal de frecuencia, denominado OFDM en lo sucesivo, que comprende las etapas de procesar (220) un paquete de datos para obtener una pluralidad de bloques de símbolos para el paquete de datos, en donde dicho procesamiento comprende codificar dicho paquete de datos; transmitir (222) un primer bloque de símbolos desde una pluralidad de antenas transmisoras en un transmisor (110) a una pluralidad de antenas receptoras en un receptor (150), en donde el primer bloque de símbolos es uno de la pluralidad de bloques de símbolos; recibir (232) un acuse negativo de recibo, denominado NAK en lo sucesivo; transmitir (222) un próximo bloque de símbolos entre los restantes de la pluralidad de bloques de símbolos, en respuesta a la recepción del NAK, un bloque de símbolos a la vez, hasta que el paquete de datos se recupere correctamente en el receptor o se transmita toda la pluralidad de bloques de símbolos; y obtener (212) una tasa seleccionada para la transmisión de datos por un canal MIMO entre la pluralidad de antenas transmisoras y la pluralidad de antenas receptoras, en donde el paquete de datos se procesa conforme a la tasa seleccionada, estando el procedimiento caracterizado porque en el que NP paquetes de datos se procesan de acuerdo a la tasa seleccionada para obtener NP pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, donde NP es igual o mayor que uno y se selecciona en base al rango del canal MIMO, y en donde NP bloques de símbolos para los NP paquetes de datos se transmiten simultáneamente en forma diagonal por una matriz que comprende una pluralidad de subbandas y la pluralidad de antenas transmisoras.
-
- 2.
- El procedimiento de la reivindicación 1, en el cual el procesamiento (220) incluye
codificar (414) el paquete de datos de acuerdo a un esquema de codificación indicado por la tasa seleccionada para obtener un paquete codificado, dividir (416) el paquete codificado en una pluralidad de subpaquetes codificados y modular(426) la pluralidad de subpaquetes codificados de acuerdo a un esquema de modulación indicado por la tasa seleccionada a fin de obtener la pluralidad de bloques de símbolos. -
- 3.
- El procedimiento de la reivindicación 1, en el cual cada uno de la pluralidad de bloques de símbolos se transmite desde la pluralidad de subbandas de la pluralidad de antenas transmisoras, si acaso.
-
- 4.
- El procedimiento de la reivindicación 1, en el cual al menos dos paquetes de datos se procesan de acuerdo a la tasa seleccionada para obtener al menos dos pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, y en el cual al menos dos bloques de símbolos, para dichos al menos dos paquetes de datos, se transmiten simultáneamente desde la pluralidad de antenas transmisoras a la pluralidad de antenas receptoras.
-
- 5.
- Un aparato operativo para realizar transmisión de redundancia incremental, denominada IR en lo sucesivo, en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple, denominado MIMO en lo sucesivo, utilizando el multiplexado por división ortogonal de frecuencia, denominado OFDM en lo sucesivo, comprendiendo el aparato un medio para procesar (220) un paquete de datos a fin de obtener una pluralidad de bloques de símbolos para el paquete de datos, en donde dicho medio para procesar comprende un medio para codificar dicho paquete de datos; un medio para transmitir (222) un primer bloque de símbolos desde una pluralidad de antenas transmisoras en un transmisor (110) a una pluralidad de antenas receptoras en un receptor (150), en donde el primer bloque de símbolos es uno de la pluralidad de bloques de símbolos; un medio para recibir (232) un acuse negativo de recibo, denominado NAK en lo sucesivo; un medio para transmitir (222) un próximo bloque de símbolos entre los restantes de la pluralidad de bloques de símbolos, en respuesta a la recepción del NAK, un bloque de símbolos a la vez, hasta que el paquete de datos se recupere correctamente en el receptor o se transmita toda la pluralidad de bloques de símbolos; un medio para obtener (212) una tasa seleccionada para la transmisión de datos por un canal MIMO entre la pluralidad de antenas transmisoras y la pluralidad de antenas receptoras, estando el aparato caracterizado porque en el que NP paquetes de datos se procesan de acuerdo a la tasa seleccionada para obtener NP pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, donde NP es igual o mayor que uno y se selecciona en base al rango del
canal MIMO, y en donde NP bloques de símbolos para los NP paquetes de datos se transmiten simultáneamente en forma diagonal por una matriz que comprende una pluralidad de subbandas y la pluralidad de antenas transmisoras. -
- 6.
- El aparato según la reivindicación 5, en el cual el aparato es el transmisor (110), que comprende:
dicho medio para procesar (220) un paquete de datos es un procesador de datos de transmisión operativo para procesar el paquete de datos a fin de obtener la pluralidad de bloques de símbolos para el paquete de datos; y dicho medio para transmitir (222) un primer bloque de símbolos es un controlador operativo para iniciar la transmisión del primer bloque de símbolos desde la pluralidad de antenas transmisoras en el transmisor a la pluralidad de antenas receptoras en el receptor, dicho medio para transmitir un próximo bloque de símbolos es dicho controlador, operativo para iniciar la transmisión del próximo bloque de símbolos. -
- 7.
- El transmisor (110) de la reivindicación 6, en el cual el procesador de datos de transmisión está operativo para codificar (414) el paquete de datos de acuerdo a un esquema de codificación indicado por la tasa seleccionada para obtener un paquete codificado, dividir (416) el paquete codificado en una pluralidad de subpaquetes codificados, y modular (426) la pluralidad de subpaquetes codificados de acuerdo a un esquema de modulación indicado por la tasa seleccionada para obtener la pluralidad de bloques de símbolos.
-
- 8.
- El transmisor (110) de la reivindicación 6, que comprende adicionalmente:
un procesador (130) transmisor espacial, operativo para recibir un bloque de símbolos a transmitir y proporcionar símbolos en el bloque de símbolos a la pluralidad de antenas transmisoras. -
- 9.
- El aparato de la reivindicación 5, en el cual el medio para procesar (220) incluye un medio para codificar (414) el paquete de datos de acuerdo a un esquema de codificación indicado por la tasa seleccionada para obtener un paquete codificado,
un medio para dividir (416) el paquete codificado en una pluralidad de subpaquetes codificados, y un medio para modular (426) la pluralidad de subpaquetes codificados de acuerdo a un esquema de modulación indicado por la tasa seleccionada para obtener la pluralidad de bloques de símbolos. -
- 10.
- Un sistema para realizar la transmisión de redundancia incremental en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple que utiliza el multiplexado por división ortogonal de frecuencia, que comprende:
un medio para obtener (212) una tasa seleccionada en un transmisor (110) para la transmisión de datos por un canal MIMO entre una pluralidad de antenas transmisoras en el transmisor y una pluralidad de antenas receptoras en un receptor (150); un medio para procesar (220) Np paquetes de datos en el transmisor de acuerdo a la tasa seleccionada para obtener NP pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, donde NP es igual o mayor que uno y se selecciona en base al rango del canal MIMO, un medio para transmitir (222) NP primeros bloques de símbolos para los NP paquetes de datos simultáneamente en forma diagonal por una matriz que comprende una pluralidad de subbandas y la pluralidad de antenas transmisoras en el transmisor a la pluralidad de antenas receptoras en el receptor, en donde el primer bloque de símbolos para cada paquete de datos es uno de la pluralidad de bloques de símbolos para el paquete de datos; un medio para obtener NP bloques de símbolos detectados para los NP paquetes de datos en el receptor, en donde cada bloque de símbolos detectados es una estimación de un bloque de símbolos de datos transmitido desde la pluralidad de antenas transmisoras en el transmisor y recibido por la pluralidad de antenas receptoras en el receptor; un medio para descodificar en el receptor todos los bloques de símbolos detectados obtenidos para cada paquete de datos, a fin de obtener un correspondiente paquete descodificado; un medio para determinar en el receptor si cada paquete de datos está correctamente descodificado o con errores; un medio para enviar en el receptor un ACK de acuse de recibo para cada paquete de datos correctamente descodificado y un NAK de acuse negativo de recibo para cada paquete de datos descodificado con errores; un medio para recibir (232) ACK o NAK para cada uno de los NP paquetes de datos en el transmisor; y un medio para transmitir en el transmisor (222) un próximo bloque de símbolos entre los restantes de la pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos para el cual se recibe un NAK. - 11. Receptor (150) para recibir una transmisión de redundancia incremental, denominada IR en lo sucesivo, en un sistema de comunicación inalámbrica de entrada múltiple y salida múltiple, denominado MIMO en lo sucesivo, comprendiendo el receptor:un medio para obtener un bloque de símbolos detectados para un paquete de datos, en donde el bloque de símbolos detectados es una estimación de un bloque de símbolos de datos transmitido desde una pluralidad de antenas transmisoras en un transmisor (110) y recibido por una pluralidad de antenas receptoras en el receptor (150), y en donde el bloque de símbolos de datos es uno de la pluralidad de bloques de símbolos de datos generados para el paquete de datos; un medio para descodificar todos los bloques de símbolos detectados obtenidos para el paquete de datos a fin de obtener un paquete descodificado; un medio para determinar si el paquete descodificado es correcto o erróneo; un medio para enviar un ACK de acuse de recibo para el bloque de símbolos de datos si el paquete descodificado es correcto, o un NAK de acuse negativo de recibo si el paquete descodificado es erróneo; un medio para repetir la obtención, descodificación y determinación para otro de la pluralidad de bloques de símbolos de datos si el paquete descodificado es erróneo; y un medio para proporcionar una tasa seleccionada para la transmisión de datos por un canal MIMO entre la pluralidad de antenas transmisoras y la pluralidad de antenas receptoras, y en donde el receptor está caracterizado porque: el receptor está adaptado para recibir NP paquetes de datos, siendo cada uno procesado en el transmisor de acuerdo a la tasa seleccionada, a fin de obtener NP pluralidades de bloques de símbolos, una pluralidad de bloques de símbolos para cada paquete de datos, donde NP es igual o mayor que uno y se selecciona en base al rango del canal MIMO, y en donde NP bloques de símbolos para los NP paquetes de datos han sido transmitidos simultáneamente en forma diagonal por una matriz que comprende una pluralidad de subbandas y la pluralidad de antenas transmisoras, y recibidos en el receptor.
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2004
- 2004-09-09 ES ES04783748T patent/ES2349742T3/es active Active
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