CN105917623B - 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种发送广播信号的方法。该方法包括：编码与承载至少一个服务组件的各个数据传输信道相对应的服务数据；构建包括被编码的服务数据的信号帧；通过OFDM(正交频分复用)方案调制信号帧以及发送承载至少一个被调制的信号帧的广播信号。
Description
技术领域
本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号的方法。
背景技术
随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/ 音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。
即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，用于大量数据传输的数据传输效率、考虑到移动接收设备的发送/接收的网络的鲁棒性和网络灵活性对于数字广播需要改进。
发明内容
技术问题
本发明的一个目的是提供一种用于发送广播信号以在时间域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，并且经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法，和与其对应的用于接收广播信号的装置和方法。
本发明的另一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置，和用于发送和接收广播信号的方法，以通过组件分类对应于服务的数据，作为数据管道发送对应于每个组件的数据，接收和处理该数据。
本发明的又一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置和用于发送和接收广播信号的方法，以用信号发送对提供广播信号必需的信令信息。
问题的解决方案
为了实现目标和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此体现和广泛描述的，一种发送广播信号的方法，该方法包括：编码与多个数据传输路径中的每一个相对应的服务数据，其中数据传输路径中的每一个承载至少一个服务组件；构建被包括在超帧中的至少一个信号帧，其中各个信号帧包括被编码的服务数据；通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧，其中被调制的信号帧中的每一个包括具有基本传输参数的前导，其中前导的长度是可扩展的以及；发送承载至少一个被调制的信号帧的广播信号。
有益效果
本发明可以根据服务特征处理数据，以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务实现传输灵活性。
本发明可以使用MIMO系统提升数据传输效率并且提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。
根据本发明，可以提供广播信号发送和接收方法以及装置，其甚至能够与移动接收设备或者在室内环境下没有错误地接收数字广播信号。
附图说明
附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：
图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图10图示根据本发明的实施例的帧结构。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。
图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。
图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。
图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图30图示根据本发明的实施例的前导插入块。
图31图示根据本发明的实施例的前导结构。
图32图示根据本发明的实施例的前导插入块。
图33图示根据本发明的实施例的前导插入块。
图34是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。
图35图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频状序列修改的加扰序列的示例。
图36图示根据本发明的一个实施例的前导信令。
图37图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。
图38图示根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。
图39图示根据本发明的实施例的处理通过前导发送的信令数据的过程。
图40示出根据本发明的实施例的在输入信息和输出信息之间的关系或者DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达。
图41图示根据本发明的实施例的通过前导插入块能够执行的差分编码操作。
图42图示根据本发明的另一实施例的通过前导插入块能够执行的差分编码操作。
图43是根据本发明的实施例的被包括在前导检测器中的相关检测器的框图。
图44图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
图45图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
图46图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
图47是图示根据本发明的实施例的前导结构的图。
图48是根据本发明的实施例的前导插入块的框图。
图49是根据本发明的实施例的在前导检测器中的相关检测器的详细框图。
图50是根据本发明的另一实施例的在前导检测器中的相关检测器的详细框图。
图51图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构。
图52图示根据本发明的实施例的DP。
图53图示根据本发明的实施例的类型1DP。
图54图示根据本发明的实施例的类型2DP。
图55图示根据本发明的实施例的类型3DP。
图56图示根据本发明的实施例的RB。
图57图示根据本发明的实施例的用于将RB映射到帧的过程。
图58图示根据本发明的实施例的类型1DP的RB映射。
图59图示根据本发明的实施例的类型2DP的RB映射。
图60图示根据本发明的实施例的类型3DP的RB映射。
图61图示根据本发明的另一实施例的类型1DP的RB映射。
图62图示根据本发明的另一实施例的类型1DP的RB映射。
图63图示根据本发明的另一实施例的类型1DP的RB映射。
图64图示根据本发明的另一实施例的类型2DP的RB映射。
图65图示根据本发明的另一实施例的类型2DP的RB映射。
图66图示根据本发明的另一实施例的类型3DP的RB映射。
图67图示根据本发明的另一实施例的类型3DP的RB映射。
图68图示根据本发明的实施例的信令信息。
图69图示根据本发明的实施例的示出根据DP的数目PLS的比特的数目的曲线图。
图70图示根据本发明的实施例的用于解映射DP的过程。
图71图示根据本发明的另一实施例的信号帧结构。
图72是示出根据本发明的实施例的帧结构的图。
图73是示出被包括在一个帧中的OFDM符号的结构的图。
图74是示出用于FRU配置的信令格式的表。
图75是示出根据本发明的实施例的FRU配置的前导信令的图。
图76是示出根据本发明的实施例的FRU配置的PLS信令的图。
图77是示出关于图76的在上面描述的PLS信令字段的语法的图。
图78是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的 OFDM符号的数目和帧长度的表。
图79是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的以毫秒计的帧长度和GI分数的表。
图80是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的 OFDM符号的数目和帧长度的表。
图81是根据本发明的实施例的广播信号发送方法的流程图。
图82是根据本发明的实施例的广播信号接收方法的流程图。
具体实施方式
现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。
虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。
本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
根据本发明的实施例的用于发送的设备和方法可以被归类成用于陆地广播服务的基本简档、用于移动广播服务的手持简档以及用于 UHDTV附图的高级简档。在这样的情况下，基本简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基本简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。根据设计者的意图能够对此进行改变。
本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的设备和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非 MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)简档(profile)(基础、手持和高级简档)每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。
三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的属性还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。
1.基础简档
基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。
接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。
表1
[表1]
| LDPC码字长度 | 16K，64K比特 |
| 星座大小 | 4～10bpcu(每个信道使用的比特) |
| 时间解交织存储器大小 | ≤2<sup>19</sup>数据信元 |
| 导频图案 | 用于固定接收的导频图案 |
| FFT大小 | 16K，32K点 |
2.手持简档
手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。
除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。
表2
[表2]
| LDPC码字长度 | 16K比特 |
| 星座大小 | 2～8bpcu |
| 时间解交织存储器大小 | ≤2<sup>18</sup>数据信元 |
| 导频图案 | 用于移动和室内接收的导频图案 |
| FFT大小 | 8K，16K点 |
3.高级简档
高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。
高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。
表3
[表3]
| LDPC码字长度 | 16K，64K比特 |
| 星座大小 | 8～12bpcu |
| 时间解交织存储器大小 | ≤2<sup>19</sup>数据信元 |
| 导频图案 | 用于固定接收的导频图案 |
| FFT大小 | 16K，32K点 |
在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。
下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。
辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求
基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道
基带帧(或者BBFRAME)：形成对一个FEC编码过程(BCH和 LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合
信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值
被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC 编码的块中的一个
数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。
数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)
DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP
哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元
紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分
帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙
帧重复单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次
快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道
FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合
FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段 T的周期中表达的活跃符号时段Ts
帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分
帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号
帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。
未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始
Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号
输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务的全体的数据的流。
正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号
PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集
PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据
PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS 数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数
注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。
PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据
PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据
PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据
前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据
前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号
注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。
保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义
超帧：八个帧重复单元的集合
时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应
TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。
注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。
类型1DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP
类型2DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP
XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell 个信元的集合
图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧构建块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/ 或常规流被同时允许输入。
输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000 的操作细节。
数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径被添加在输出端用于MIMO传输。稍后将描述BICM块1010的操作细节。
帧构建块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM 符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构建块1020的操作细节。
在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布式MISO方案遍及发射器被应用。此外，峰值对平均功率降低 (PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述 OFDM产生块1030的操作细节。
信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。
图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流限制(slice)为基带帧(BBF) 的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6 两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。
(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且 (b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器 2030。将给出每个块的操作的描述。
输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧限制器，和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器在用户分组(UP)级别提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。
BB帧限制器将输入映射到内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧限制器分配等于可用数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被限制为适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在 BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和 RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端具有扩展字段(1或者3字节)。
流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。
填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且 BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器产生。
PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。
PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP 提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2 静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据) 组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且 PLS2动态数据是可以逐帧动态变化的PLS2数据。
稍后将描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。
参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块 3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧限制器(slicer)3060 和BB报头插入块3070。将给出模式适配块的每个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧限制器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧限制器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。
输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载 GS流的多个DP。
补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。
空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供 VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初的精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以这个已知的信息可以在发射器中被删除。
对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度 (188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS 分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。
以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。
参考图4，用于分别处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB 帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS 加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、 PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。
调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为在该帧的FSS中的PLS信元或者带内信令发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入 DP中。
带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，因此对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别对应于数据路径的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。
(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，并且(b)示出高级简档的BICM模块。
由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。
将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的 BICM块的每个处理模块的描述。
用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据 FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够使用外编码(BCH)和内编码(LDPC) 对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外编码(BCH) 是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。
比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据 FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。
星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM (NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、 NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020 的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率标准化的星座点el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。
SSD编码块5040可以以二维(2D)、三维(3D)和四维(4D) 预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。
时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。
用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块 5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO 编码模块5020-1。
此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。
信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器 5010-1操作的细节。
MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO 技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号的一个的基于旋转的预编码和相位随机化克服这个问题。
MIMO编码意欲用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。
MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波 k和OFDM符号l发送。
以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。
参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC 编码器6000、比特交织器6010、以及星座映射器6020。
此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。
PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC 区段。
加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔LDPC编码之前加扰 PLS1数据和PLS2数据。
BCH编码/零插入块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。
LDPC编码块可以使用LDPC码来编码BCH编码/零插入块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。
数学公式1
[数学式1]
用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS 2数据执行穿孔。
当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在 LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC 奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。
比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和 PLS2数据。
星座映射器6020可以将比特交织的PLS 1数据和PLS2数据映射到星座上。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。
参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010 和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。
延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。
信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射到在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个由TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI) 能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。
频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个按次序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对进行操作，以得到在单个帧中最大的交织增益。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图8图示根据本发明的实施例的OFMD产生块。
在图8中图示的OFMD产生块对应于参考图1描述的OFMD产生块1030的实施例。
OFMD产生块通过由帧构建块产生的信元调制OFMD载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。
参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN 编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060 和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。
导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。
在OFDM符号内的各种信元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频信元的信息由散布导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。
从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频信元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直至频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS 中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。
根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布式MISO方案被选择性地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。
2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。
IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块 8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该信元被映射到OFDM 载波。
PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。
保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050 可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。
DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。
以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。
图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。
同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。
帧解析模块9010可以解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块 9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。
解映射和解码模块9020可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。
输出处理器9030可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030可以从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。
信令解码模块9040可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020 和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。
图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。
图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中 PHY_PROFILE的保留的值扩展。
FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。
一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。
前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。
FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此的PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有与FSS严格相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1 允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。 PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，在PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。
表5
[表5]
| 值 | PHY简档 |
| 000 | 基础简档 |
| 001 | 手持简档 |
| 010 | 高级简档 |
| 011～110 | 保留 |
| 111 | FEF |
FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。
表6
[表6]
| 值 | FFT大小 |
| 00 | 8K FFT |
| 01 | 16K FFT |
| 10 | 32K FFT |
| 11 | 保留 |
GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。
表7
[表7]
| 值 | GI_FRACTION |
| 000 | 1/5 |
| 001 | 1/10 |
| 010 | 1/20 |
| 011 | 1/40 |
| 100 | 1/80 |
| 101 | 1/160 |
| 110～111 | 保留 |
EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地切换。
PILOT_MODE：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧导频图案是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。
PAPR_FLAG：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音保留被用于PAPR 减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。
FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在该字段中识别在当前超帧中传送的所有简档类型。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。
表8
[表8]
RESERVED：这个7比特字段保留供将来使用。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。
NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。
PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。
表9
[表9]
| 值 | 有效载荷类型 |
| 1XX | 发送TS流 |
| X1X | 发送IP流 |
| XX1 | 发送GS流 |
NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。
SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。
主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。
次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。
CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。
NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的 Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。
随后的环路由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、 FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。环路大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF) 在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1) (i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第 (i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用 FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第 (i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。
RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。
以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC 类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
| 内容 | PLS2FEC类型 |
| 00 | 4K-1/4和7K-3/10LDPC码 |
| 01～11 | 保留 |
PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
表11
[表11]
| 值 | PLS2_MODE |
| 000 | BPSK |
| 001 | QPSK |
| 010 | QAM-16 |
| 011 | NUQ-64 |
| 100～111 | 保留 |
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM 信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用 PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在下一个帧组的每个帧中承载的 PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2 提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。
表12
[表12]
| 值 | PLS2-AP模式 |
| 00 | 不提供AP |
| 01 | AP1模式 |
| 10～11 | 保留 |
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。
CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表 13用信号传送。
表13
[表13]
| 值 | DP类型 |
| 000 | DP类型1 |
| 001 | DP类型2 |
| 010～111 | 保留 |
DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP 组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC 类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。
表14
[表14]
| 值 | FEC_TYPE |
| 00 | 16K LDPC |
| 01 | 64K LDPC |
| 10～11 | 保留 |
DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。
表15
[表15]
| 值 | 码率 |
| 0000 | 5/15 |
| 0001 | 6/15 |
| 0010 | 7/15 |
| 0011 | 8/15 |
| 0100 | 9/15 |
| 0101～1111 | 10/15 |
| 0110 | 11/15 |
| 0111 | 12/15 |
| 1000 | 13/15 |
| 1001～1111 | 保留 |
DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。
表16
[表16]
| 值 | 调制 |
| 0000 | QPSK |
| 0001 | QAM-16 |
| 0010 | NUQ-64 |
| 0011 | NUQ-256 |
| 0100 | NUQ-1024 |
| 0101 | NUC-16 |
| 0110 | NUC-64 |
| 0111 | NUC-256 |
| 1000 | NUC-1024 |
| 1001～1111 | 保留 |
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用 SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。
只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：
DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。
表17
[表17]
| 值 | MIMO编码 |
| 000 | FR-SM |
| 001 | FRFD-SM |
| 010～111 | 保留 |
DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个 TI组映射到的帧的数目，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。
如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。
表18
[表18]
| 2比特字段 | PI | NTI |
| 00 | 1 | 1 |
| 01 | 2 | 2 |
| 10 | 4 | 3 |
| 11 | 8 | 4 |
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的 DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器5050的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的 DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与 DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。
表19
[表19]
| 值 | 有效载荷类型 |
| 00 | TS |
| 01 | IP |
| 10 | GS |
| 11 | 保留 |
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。
表20
[表20]
| 值 | 带内模式 |
| 00 | 没有承载带内信令 |
| 01 | 仅承载带内PLS |
| 10 | 仅承载带内ISSY |
| 11 | 承载带内PLS和带内ISSY |
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载
的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的
表21被用信号传送。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。
表22
[表22]
| 值 | CRC模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | CRC-8 |
| 10 | CRC-16 |
| 11 | CRC-32 |
DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE 根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。
表23
[表23]
| 值 | 空分组删除模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | DNP标准 |
| 10 | DNP偏移 |
| 11 | 保留 |
ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE 根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。
表24
[表24]
| 值 | ISSY模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | ISSY-UP |
| 10 | ISSY-BBF |
| 11 | 保留 |
HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。 HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。
表25
[表25]
| 值 | 报头压缩模式 |
| 00 | HC_MODE_TS 1 |
| 01 | HC_MODE_TS 2 |
| 10 | HC_MODE_TS 3 |
| 11 | HC_MODE_TS 4 |
HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。
表26
[表26]
| 值 | 报头压缩模式 |
| 00 | 无压缩 |
| 01 | HC_MODE_IP 1 |
| 10～11 | 保留 |
PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS (“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于TS报头压缩的PID编号。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。
PLS2-DYN数据的字段细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。
PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示配置将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即， FIC的内容)将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。
RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。
在NUM_DP上的环路中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。
DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。
DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于“1”，随后的12比特被分配用于 EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。
EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。
只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：
AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中 AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射到在帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先被映射到一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。首先跟随类型1DP，并且接下来类型2DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、 FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1 中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是重要的问题，所以FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。
PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射到NFSS FSS的活动载波。PLS1信元被以单元索引的递增顺序首先从第一FSS 的第一信元映射。PLS2信元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以与第一FSS严格相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“普通”DP之间。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的 DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射 EAC信元的过程与PLS完全相同。
EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从 PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC 的最后信元之后。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射
(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。
FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。
FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的 FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有被任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。
在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小， FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。
FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加活跃的载波。
如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC 信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。
在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，之后是辅助流，如果有的话，以及哑信元。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
(a)示出类型1DP和(b)示出类型2DP。
在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：
类型1DP：DP通过TDM映射
类型2DP：DP通过FDM映射
DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20 图示类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。
类型2DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射DP的数目之后，类型2DP的每个被以频率分组在一起，类似于DP的FDM复用。
如果需要的话，类型1DP和类型2DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1DP始终在类型2DP之前。承载类型1和类型2DP 的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。
数学公式2
[数学式2]
DDP1+DDP2≤DDP
这里DDP1是由类型1DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1DP 相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
(a)示出寻址用于映射类型1DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2DP映射的OFDM信元。
用于映射类型1DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型1DP 的每个的T1的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2 的动态部分中用信号传送DP的位置。
在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC 在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC 和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明确的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。
用于映射类型2DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型2DP 的每个的TI的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2 的动态部分中用信号传送DP的位置。
如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b) 的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据普通符号的信元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。
对类型1DP在类型2DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、 EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。
数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。
DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器 7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的 XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目Ncells取决于 FECBLOCK大小Nldpc和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU 被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目 Ncells的所有可能的值中的最大的余数。以信元计的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC) 对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC 结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。
BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。
Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特 (短FECBLOCK)。
以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK 的FEC编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：
12-纠错BCH码用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长 FECBLOCK的BCH生成多项式通过所有多项式相乘在一起获得。
LDPC码用于编码外BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc (FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的 BBF)被系统编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK) 表示为如下的数学公式。
数学公式3
[数学式3]
用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28 和29中给出。
计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶校验比特，
数学公式4
[数学式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学公式5
[数学式5]
3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、…359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。
数学公式6
[数学式6]
{x+(s mod 360)×Qldpc｝mod(Nldpc-Kldpc)
这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：
数学公式7
[数学式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用表达式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、 362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。
在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：
6)以i＝1开始顺序地执行以下的操作。
数学公式8
[数学式8]
这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。
表30
[表30]
| 码率 | Qldpc |
| 5/15 | 120 |
| 6/15 | 108 |
| 7/15 | 96 |
| 8/15 | 84 |
| 9/15 | 72 |
| 10/15 | 60 |
| 11/15 | 48 |
| 12/15 | 36 |
| 13/15 | 24 |
除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短 FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的LDPC 编码过程。
表31
[表31]
| 码率 | Qldpc |
| 5/15 | 30 |
| 6/15 | 27 |
| 7/15 | 24 |
| 8/15 | 21 |
| 9/15 | 18 |
| 10/15 | 15 |
| 11/15 | 12 |
| 12/15 | 9 |
| 13/15 | 6 |
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。
(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。
FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB 交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者 16200/ηmod。QCB交织模式是对调制类型和LDPC码率的每个组合唯一的。
在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目 NQCB_IG。
表32
[表32]
| 调制类型 | ηmod | NQCB_LG |
| QAM-16 | 4 | 2 |
| NUC-16 | 4 | 4 |
| NUQ-64 | 6 | 3 |
| NUC-64 | 6 | 6 |
| NUQ-256 | 8 | 4 |
| NUC-256 | 8 | 8 |
| NUQ-1024 | 10 | 5 |
| NUC-1024 | 10 | 10 |
组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，并且对于NUQ，m等于2。
图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。
图24(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b) 示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。
比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,...,cηmod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m,d1,1,m...d1,ηmod-1,m)和(d2,0,m,d2,1,m...,d2, ηmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。
对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO 情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l,c1,l...,c9,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m...d1,3,m)和 (d2,0,m,d 2,1,m...d2,3,m)，如(b)所示。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
(a)至(c)示出TI模式的示例。
时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个 DP不同地设置。
在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：
DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则这个参数是每个 TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。
DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI 组XFECBLOCK的最大数。
DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。
DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由 DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。
当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK 被分组为TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的 XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN 数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group (n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值 NxBLocK_Group_MAX(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。
每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个 TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射到仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。
表33
[表33]
在每个DP中，TI存储器存储输入的XFECBLOCK(来自 SSD/MIMO编码块的输出的XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK 被限定为：
这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个 XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：
此外，假设来自时间交织器的输出的XFECBLOCK被限定为：
这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，...，NxBLOCK_TI(n，s)×Ncells-1)。
典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。
TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI 存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数 Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。
图26图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块交织器的基本操作。
图26(a)示出在时间交织器中的写入操作，并且图26(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a) 中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定zn，s，i(i＝0，...，NiNc) 作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置，通过计算如下的表达式的行索引Rn，S，i、列索引Cn，S，i以及被关联的扭曲参数Tn，S，i执行以这样的校正阵列的读取过程。
数学公式9
[数学式9]
GEWERATE(Rn，s，i，Cn，s，i＝
{
Rn，s，i＝mod(i，Nr)，
Tn，s，i＝mod(Sshift×Rn，s，i，Nc)，
}
其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论 NxBLOCK_TI(n，s)如何，并且如以下表达式，通过在PLS2-STAT中给出的 NxBLOCK_TI(n，s)来确定。
数学公式10
[数学式10]
对于
结果，通过作为zn，s，i＝NrCn，s，i+Rn，s，j的坐标计算要被读出的信元位置。
图27图示根据本发明的另一实施例的被扭曲的行-列块交织器的操作。
更加具体地，图27图示用于各个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当NxBLOCK_TI(0，0)＝3、NxBLOCK_TI(1，0)＝6、NxBLOCK TI(2，0)＝5时的虚拟 XFECBLOCK。
可变数目NxBLOCK_TI(n，s)＝Nr将会小于或者等于N′xBLOCK_TI_MAX。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论NxBLOCK_TI(n，s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到TI存储器用于在被扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为Nr×Nc＝Ncells×N′xBLOCK_TI_MAX的大小，并且如下面的表达式完成读取过程。
数学公式11
[数学式11]
TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、 DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’,以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、 IJUMP＝1、以及PI＝1，在PLS2-STAT数据中用信号传送时间交织器的选项。每个TI组的其每一个具有Ncells＝30的XFECBLOCK的数目分别通过NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、 NxBLOCK_TI(2,0)＝5在PLS2-DYN数据中用信号传送。通过 NxBLOCK_Groyp_MAx，在PLS-STAT数据中用信号传送 XFECBLOCK的最大数目，这导致
图28图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。
更加具体地，图28示出来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝(7-1)/2＝3的参数的各个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果Vi≥NcellsNxBLOCK_TI(n，s)，则Vi 的值被跳过并且使用下一个计算的Vi的值。
图29图示根据本发明的实施例的用于各个交织阵列的被交织的 XFECBLOCK。
图29图示来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝3的参数的各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
将会给出方法的描述，通过其方法广播信号发射器根据本发明的实施例通过编码保护PLS数据。PLS给接收器提供访问物理层DP的措施。PLS数据是由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据提供包括被要求能够进行PLS2的接收和解码的参数的基本传输参数。在一个帧组的整个持续时间内PLS1字段保持未被改变。
PLS2包含为接收器提供充分的信息以解码所期待的DP的参数。 PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2-STAT和PLS2-DYN，组成。 PLS2-STAT参数在帧组内是相同的，而PLS2-DYN参数提供对于当前帧来说特定的信息。PLS2-DYN参数的值可以在一个帧组的持续时间期间改变，而字段的大小保持不变。
能够仅在两个超帧的边界上改变PLS1和PLS2的静态部分。在带内信令中，存在指示具有PLS1中的变化或者PLS2参数的静态部分的下一个超帧的计数器。接收器可以通过从在其中被指示的变化应用于的被宣告的超帧的第一帧中的FSS检查新的PLS参数来定位变化边界。
图30图示根据本发明的实施例的前导插入块。
图30示出上述的前导插入块8050的另一实施例。如图30中所示，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。将给出每个块的操作的描述。
Reed Muller编码器17000可接收将通过前导传输的信令信息并执行输入信令信息的Reed Muller编码。当执行Reed Muller编码时，相比于使用正交序列的常规信令而言可以提升信令性能。
数据格式化器17010可接收Reed-Muller编码的信令信息的比特并执行格式化以便重复和布置输入比特。
DQPSK/DBPSK映射器17040可根据DBPSK或DQPSK来映射格式化的信令信息比特并输出映射的信令信息。
当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射格式化的信令信息比特时，可跳过循环延迟块17020的操作。交织器17030可接收格式化的信令信息比特，对格式化的信令信息比特进行频率交织并输出交织的数据。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。
当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射格式化的信令信息比特时，数据格式化器17010可通过图30中所示的路径I向交织器17030输出格式化的信令信息。循环延迟块17020可对从数据格式化器17010输出的格式化的信令信息比特进行循环延迟，并且然后通过图30中所示的路径Q将延迟的信令信息比特输出到交织器17030。当执行循环Q延迟时，频率选择性衰落信道中的性能得到改善。
交织器17030可对通过路径I和路径Q输入的信令信息和循环Q 延迟信令信息执行频率交织，并输出交织信息。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。
加扰器17050可接收从DQPSK/DBPSK映射器17040输出的映射信令信息并将该信令信息乘以加扰序列。
载波分配块17060可使用从载波分配表块17070输出的位置信息在预先确定的载波位置上布置由加扰器17050处理的信令信息。
IFFT块17080可将从载波分配块17060输出的载波变换成时域的 OFDM信号。
加扰保护插入块17090可向OFDM信号中插入加扰保护间隔以生成前导。根据本发明的实施例的加扰保护插入块17090可通过将循环前缀形式的保护间隔与加扰序列相乘来生成加扰保护间隔。稍后将详细地描述加扰保护间隔。在本发明中，可以将加扰保护间隔称为加扰 GI。
加扰保护插入块17090可根据是否插入了EAS消息来选择加扰序列。加扰保护插入块17090可使用指示在前导中是否存在EAS消息的 EAS标志信息来确定是否要插入EAS消息。
复用块17100可对加扰保护插入块17090的输出和从保护序列插入块8040输出的信号c(t)进行复用以输出输出信号p(t)。可以从上述前导插入块8050输出输出信号p(t)。
根据本发明的实施例的前导插入块能够通过执行Reed Muller编码而相比于使用正交序列的传统信令提升信令性能，并通过执行循环Q 延迟来增强频率选择性衰落信道中的性能。
图31图示根据本发明的实施例的前导结构。
图31的上侧示出常规前导的结构，并且在图31的底部示出鲁棒前导的结构。
在根据本发明的实施例的鲁棒前导的结构中，常规前导被重复。具体地，在根据本发明的实施例的鲁棒前导结构中，常规前导被重复两次。根据本发明的实施例的鲁棒前导被设计成在类似于移动接收的严苛信道条件下检测前导符号并将其解码。
图31的上侧中示出的常规前导可由图30中所示的前导插入块生成。图31的底部中示出的鲁棒前导可由根据本发明的实施例的在图32 或21中示出的前导插入块生成，稍后将对其进行描述。
根据本发明的实施例的常规前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。根据本发明的实施例的前导的加扰GI区可以是加扰循环后缀或加扰循环前缀。不同于加扰前缀，加扰循环后缀可位于OFDM符号之后，并且可通过与用来生成加扰循环前缀相同的过程来生成，稍后将对其进行描述。生成加扰循环后缀的过程可根据设计者被修改。
可通过将某些或所有OFDM符号加扰来生成图19中所示的加扰的GI区并用作保护间隔。根据本发明的实施例的常规前导的加扰GI 和OFDM数据可具有相同的长度。在图19中，加扰的GI和OFDM数据具有N的长度，并且常规前导具有2N的长度。与根据本发明的实施例的前导的长度有关的N可指代FFT大小。
根据本发明的实施例的前导由3个信令字段，即S1、S2和S3构成。每个信令字段包含7个信令比特，并且前导承载总共21个信令比特。每个信令字段被用一阶Reed Mull(64，7)码编码。
根据本发明的实施例的信令字段可包括上述信令信息。稍后将详细地描述该信令字段。
根据本发明的实施例的广播信号接收装置即使当不能执行频率同步时也可以使用循环前缀形式的保护间隔通过保护间隔相关来检测前导。
另外，可以通过将OFDM符号用(或与)加扰序列(或序列)相乘来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。此外，可以通过对OFDM信号和加扰序列进行加扰来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。根据设计者，根据本发明的实施例的加扰序列可以是任何类型的信号。
根据本发明的实施例的以加扰循环前缀的形式生成保护间隔的方法具有以下优点。
首先，可以通过将前导与常规OFDM符号区别开来容易地检测到前导。如上所述，不同于常规OFDM符号，通过使用加扰序列的加扰来生成加扰循环前缀形式的保护间隔。在这种情况下，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为并未生成根据常规OFDM符号的相关峰值而仅生成了根据前导的相关峰值，所以可以容易地检测到前导，。
其次，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止危险延迟。例如，当存在具有与OFDM符号周期Tu 相对应的延迟的多路径干扰时，由于当广播信号接收装置执行保护间隔相关时始终存在根据多个路径的相关值，所以可能使前导检测性能恶化。然而，如上所述，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为仅生成了根据加扰循环前缀的峰值，所以可以在不被根据多个路径的相关值的影响的情况下检测到前导。
最后，可以防止连续波(CW)干扰的影响。当接收信号包括CW 干扰时，在由广播信号接收装置执行的保护间隔相关期间始终存在根据CW的DC分量，并且可使广播信号接收装置的信号检测性能和同步性能恶化。然而，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止CW的影响，因为根据CW的DC分量被加扰序列平均掉。
(b)根据本发明的实施例的鲁棒前导具有重复的常规前导，如图 19中所示。因此，鲁棒前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。
鲁棒前导是常规前导的一种重复，并用不同的信令加扰器序列 (SSS)来承载相同信令字段S1、S2和S3。
图31的底部中示出的鲁棒前导的前半部分与常规前导完全相同。鲁棒前导的后半部分是常规前导的简单变化，其中，产生与在频域中应用的序列SSS的差异。因此，鲁棒前导的后半部分包括与常规前导相同的信息，但是在频域中可具有不同的数据。另外，OFDM数据B 具有与OFDM数据A相同的信令数据，但是在时域中可具有不同的输出波形。也就是说，虽然用于分别地生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分的Reed Muller编码器17000的输入是相同的，但IFFT 块17080可输出不同的波形。
根据本发明的实施例的鲁棒前导的双倍长度提升时域中的检测性能，并且信令字段的重复提升用于前导信令数据的解码性能。在图31 中示出鲁棒前导符号的生成过程。在以下描述中描述了详细的功能步骤。
将参考图37、38和39来详细地描述信令字段，并且将参考图20 和21来详细地描述鲁棒前导生成过程。
根据本发明的实施例的鲁棒前导甚至在具有高SNR(信噪比)的环境中可以被常规接收装置检测到，因为鲁棒前导包括常规前导结构。在具有低SNR的环境中，可以使用重复结构来检测鲁棒前导。在图31 (b)中，鲁棒前导具有4N的长度。
当根据本发明的实施例的广播信号接收装置接收到包括鲁棒前导的信号帧时，广播信号接收装置可以甚至在低SNR情况下稳定地检测到前导以将信令信息解码。
图32和33图示出根据本发明的实施例的用于生成鲁棒前导的两种方法。根据本发明的实施例的鲁棒前导结构提升广播接收装置的信号的检测性能。鲁棒前导可包括常规前导的结构。鲁棒前导可另外包括与常规前导相同的重复信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播传输装置的信号可以不同地设计在时域中被包括在鲁棒前导中的波形的重复信令数据，而不是在时域中被包括在常规前导中的波形的信令数据。图32中所示的鲁棒前导插入块可通过在加扰器中将前导的信令信息乘以不同的加扰序列以输出多片加扰的信令信息并基于同一载波分配表将被乘以加扰序列的多条加扰信令信息分配给 OFDM符号载波来生成鲁棒前导。
图33中所示的鲁棒前导插入块可通过将前导信令信息乘以同一加扰序列并基于不同的载波分配表将被乘以加扰序列的前导信令信息分配给OFDM符号载波来生成鲁棒前导。
现在将参考附图来描述详细实施例。
图32图示出根据本发明的实施例的前导插入块。
具体地，图32示出上述的前导插入块8050的另一实施例。图32 中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图32，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器 17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图30中所示的相应块的操作相同。将给出重点关注于鲁棒前导生成过程与常规前导生成过程之间的差异的描述。
如上所述，鲁棒前导由鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分构成，并且鲁棒前导的前半部分可以与常规前导相同。
鲁棒前导生成不同于仅通过如所述地在频域中应用序列SSS的常规前导生成。因此，Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010 和DQPSK/DBPSK映射器块17040被与常规前导生成共享。
可通过与被用来生成常规前导相同的过程来生成鲁棒前导的前半部分。在图32中，可通过经由加扰器A块17050-1、载波分配块17060-1 和IFFT模块对输入到Reed Muller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给动态载波并将从载波分配块17060-1输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据 A。
可通过经由加扰器B块17050-2、载波分配块17060-2和IFFT模块对输入到ReedMuller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给动态载波并将从载波分配块17060-2输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据B。
根据本发明的实施例的载波分配块17060-1和17060-2可以基于同一分配表向载波分配鲁棒前导的前半部分的信令数据和鲁棒前导的后半部分的信令数据。
加扰保护插入模块可分别地将各自通过IFFT模块被处理的 OFDM数据A和OFDM数据B加扰以生成加扰GI A和加扰GI B，从而生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。
图33图示根据本发明的实施例的前导插入块。
具体地，图33示出上述的前导插入块8050的另一实施例。图32 中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图33，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器 17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图30中所示的相应块的操作相同。
将给出重点关注鲁棒前导生成过程与图32的鲁棒前导生成过程之间的差异的描述。
通过Reed Muller编码器、数据格式化器、循环前缀、交织器、 DQPSK/DBPSK映射器和加扰器模块来处理根据本发明的实施例的鲁棒前导的信令数据的程序可对应于通过各模块来处理常规前导的信令数据的上述程序。
被加扰器模块加扰的信令数据可被输入到载波分配A模块和载波分配B模块。输入到载波分配A模块和载波分配B模块的信令信息可被表示为p[n](n是大于0的整数)。在这里，可将p[n]表示为p[0]至 p[N-1](N是被分配(或布置)所有信令信息的载波的数目)。载波分配A模块和载波分配B模块可基于不同载波分配表向载波分配(或布置)信令信息p[n]。
例如，载波分配A模块可以分别地向第一、第二和第N载波分配 p[0]、p[1]和p[N-1]。载波分配B模块可以分别地向第一、第二、第三和第N载波分配p[N-1]、p[N-2]、p[N-3]和p[0]。
图32和33中所示的前导插入块可以使用不同的加扰序列或使用相同的加扰序列和不同的载波分配方案来生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。根据本发明的实施例生成的鲁棒前导的前半部分和后半部分的信号波形可相互不同。因此，即使当在时域中重复地传输同一信令信息时，也不生成由于多径信道而引起的数据偏移。
图34是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。
此曲线图示出类似于二进制线性调频序列的波形。二进制线性调频状序列是可以被用作本发明的加扰序列的信号的实施例。二进制线性调频状序列是被量化使得每个信号值的实部和虚部分别地仅具有‘1’和‘-1’的序列。图34中所示的二进制线性调频状序列由具有不同周期的多个方波构成，并且根据实施例，序列周期是1024。
二进制线性调频状序列具有以下优点。首先，二进制线性调频状序列不生成危险延迟，因为二进制线性调频状序列由具有不同周期的信号构成。其次，与常规广播系统相比，二进制线性调频状序列提供正确的符号定时信息，因为相关特性类似于保护间隔相关的那些特性，并且与诸如m序列之类的具有类似于Δ的相关的序列相比，其对多径信道上的噪声有抵抗力。第三，当使用二进制线性调频状序列来执行加扰时，与原始信号相比，较少地增加带宽。第四，二进制线性调频状序列是二进制序列，并且因此可以用来设计具有低复杂度的设备。
在示出二进制线性调频状序列的波形的曲线图中，实线表示对应于实部的波形且虚线表示虚部。二进制线性调频状序列的实部和虚部的波形对应于方波。
图35图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频状序列修改的加扰序列的示例。
图35的右上角示出通过在时域中相反地布置二进制线性调频状序列而获得的反向的二进制线性调频状序列。
图35的左上示出通过对二进制线性调频状序列进行复共轭而获得的共轭二进制线性调频状序列。也就是说，共轭二进制线性调频状序列的实部等于二进制线性调频状序列的实部且共轭二进制线性调频状序列的虚部就绝对值而言等于二进制线性调频状序列的虚部，并且就符号而言与二进制线性调频状序列的虚部相反。
图35的右下示出通过用半周期(即512)对二进制线性调频状序列进行循环移位而获得的循环移位二进制线性调频状序列。
图35的左下示出了半求反序列。半求反线性调频状序列的前半周期(即0至512)与二进制线性调频状序列的相等，并且半求反线性调频状序列的后半周期(即513至1024)的实部和虚部就绝对值而言与二进制线性调频状序列的相等，并且就符号而言与二进制线性调频状序列相反。
上述加扰序列的平均值是0。即使当在信号中产生连续波干扰且因此在广播信号接收装置的差分解码器的输出中存在复合(complex) DC时，也可以将具有0平均值的加扰序列乘以差分解码器的输出的复合DC以防止复合DC影响信号检测性能。
根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以根据在前导中是否包括EAS消息而不同地使用在图34和35中所示的加扰序列。例如，当广播信号传输装置并未将EAS消息包括在前导中时，可以使用图34 的加扰序列将前导的保护间隔加扰。当广播信号传输装置在前导中包括EAS消息时，可以使用图35的加扰序列中的一个将前导的保护间隔加扰。
图中所示的加扰序列是示例性的，并且可根据设计者来修改。
图37图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。
具体地，图37示出根据本发明的实施例的在频域中通过前导传输的信令信息的结构。
图37图示由数据格式化器17010根据由Reed Muller编码器17000 执行的ReedMuller编码的码块的长度进行的数据的重复或布置。可将 Reed Muller编码的码块称为Reed Muller FEC块。
数据格式化器17010可根据码块的长度来重复或布置从Reed Muller编码器17000输出的信令信息，使得该信令信息对应于动态载波的数目。图37示出其中动态载波的数目是384的实施例。
因此，当Reed Muller编码器17000对64比特块执行Reed Muller 编码时，如在图37的上侧中所示，数据格式化器17010可以将相同数据重复六次。在这种情况下，ReedMuller编码器17000可以使用一阶 Reed Muller码，并且每个Reed Muller码的信令信息可以是7比特。
当Reed Muller编码器17000对256比特块执行Reed Muller编码时，如图37的中间中所示，数据格式化器17010可以重复256比特码块的前128比特或后128比特或者重复256比特码块的偶数的128比特或奇数的128比特以将数据布置为384比特。在这种情况下，ReedMuller编码器17000可以使用一阶Reed Muller码，并且每个Reed Muller码的信令信息可以是9比特。
如上所述，由数据格式化器17010格式化的信令信息可通过循环延迟块17020和交织器17030被处理或者不通过其被处理，通过 DQPSK/DBPSK映射器17040被映射，被加扰器17050加扰，并且然后输入到载波分配块17060。
在图37的底部处图示根据本发明的实施例的用于通过载波分配块17060向动态载波分配信令信息的方法。在图37的底部中，b(n)(n 是等于或大于0的整数)表示被分配数据的载波。在一个实施例中，载波的数目是384。来自图37的底部中所示的载波之中的彩色载波表示动态载波且非彩色载波表示空载波。图37的底部中所示的动态载波的位置可根据设计者而改变。
图38图示出根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。
通过前导传输的信令数据可包括多个信令序列。每个信令序列可以是7比特。信令序列的数目和大小可根据设计者而改变。
图38的上侧示出了根据本发明的实施例的当信令数据是14时的处理通过前导传输的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导传输的信令数据可包括可称为信令1和信令2的两个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1和S2相同的信令序列。
在图38的底部处示出了根据本发明的实施例的当信令数据是21 时的处理通过前导发射的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导发射的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。
如图38中所示，根据本发明的实施例的交织块17030可连续交替地向动态载波分配S1和S2。
载波的数目是384，并且在一个实施例中，可以用从0开始的连续数字来表示载波。因此，可以用b(0)来表示根据本发明的实施例的第一载波，如图38中所示。图38中所示的非彩色动态载波表示未被布置(或分配)S1、S2或S3的空载波。
将给出到信令字段和动态载波的信令信息的分配的详细描述。
根据本发明的实施例的S1的比特序列和S2的比特序列是可分配给动态载波、以便传输包括在前导中的独立信令信息(或信令字段) 的信令序列。
具体地，S1可以承载3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。另外，可以将S1布置在S2之前和之后。S2是256比特序列，并且可以承载4比特信令信息。根据一个实施例，可用从0开始的连续数字来表示本发明的S1和S2的比特序列。因此，可以将S1的第一比特序列表示为S1(0)，并且可以将S2的第一比特序列表示为S2(0)。比特序列的表示可根据设计者而改变。
S1可承载用于识别上文参考图10所述的超帧中的每个信号帧的信息，例如指示SISO处理信号帧、MISO处理信号帧或FEF的信息。 S2可承载关于当前信号帧的FFT大小的信息或指示在一个超帧中被复用的帧是否是相同类型的信息。通过S2承载的信息可根据设计者而改变。
信令1和信令2可分别地被上述Reed Muller编码器编码成64比特Reed Muller码。图38的上侧示出Reed Muller编码信令序列块。
信令1和信令2的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复三次。图38的上侧示出信令1的重复信令序列块和信令2的重复信令序列块。由于Reed Muller编码信令序列块是64比特，所以被重复三次的信令1和信令2中的每一个的信令序列块是192比特。
信令1和信令2的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并在其中被处理或者被 DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。在图38的上侧中，b(0)可表示第一载波，并且b(1)和b(2)可表示载波。在本发明的一个实施例中，可存在总共384个载波b(0)至b(383)。从图 3中所示的载波之中，彩色载波表示动态载波且非彩色载波表示空载波。动态载波表示被分配信令数据的载波，并且空载波表示未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1和信令2的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。动态载波和空载波的位置可以根据设计者而改变。
根据本发明的实施例的通过前导传输的信令信息可被通过S1的比特序列、S2的比特序列和S3的比特序列传输，如在图38的底部中所示。
根据本发明的实施例的S1、S2和S3是可以被分配给动态载波、以便传输包括在前导中的独立信令信息(或信令字段)的信令序列。
具体地，S1、S2和S3可以分别地承载3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。因此，S1、S2和S3 与图38的底部的实施例相比可以进一步承载2比特信令信息。
另外，S1和S2可承载参考图38所述的信令信息，并且S3能够承载关于保护间隔长度(或保护长度)的信令信息。通过S1、S2和S3 承载的信令信息可根据设计者而改变。
信令1、信令2和信令3的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并从而被处理或者被DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。
可用从0开始的连续数字来表示S1、S2和S3的比特序列，亦即 m S1(0)、...。参考图38的底部，根据本发明的一个实施例，载波的数目是384，并且可用从0开始的连续数字来表示，亦即b(0),…。载波的数目和表示方法可根据设计师而改变。
参考图39，S1、S2和S3可在频域中的确定位置上被连续交替地分配给活动载波。
具体地，可以将S1、S2和S3的比特序列连续地分配给来自动态载波b(0)至b(383)之中的除空载波之外的动态载波。
信令1、信令2和信令3中的每一个可以被上述Reed Muller编码器分别地编码成64比特Reed Muller码。图39示出了Reed Muller编码信令序列块。
信令1、信令2和信令3的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复两次。图39示出了信令1的重复信令序列块、信令2的重复信令序列块和信令3的重复信令序列块。由于每个Reed Muller编码信令块是64比特，被重复两次的信令1、信令2和信令3中的每一个的信令序列块是128比特。
由六个块构成的信令1、信令2和信令3可被上述载波分配块分配给384个载波。在图39中，b(0)可以是第一载波，并且b(1)和b(2) 可以是其它载波。在一个实施例中，可存在384个载波b(0)至b(383)。来自图中所示的载波之中的彩色载波表示动态载波且非彩色载波表示空载波。动态载波可以是被分配信令数据的载波，并且空载波可以是未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1、信令2和信令3的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(1)，可以将信令1的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。图3中所示的动态载波和空载波的位置可根据设计者而改变。
图39图示出根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。
在图39中示出当信令数据是24比特时处理通过前导传输的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导传输的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。处理该信令数据的过程与参考图38的底部描述的过程相同。
如上文参考图25和26所述，可以通过控制FEC编码信令数据块的长度来折中信令数据容量和信令数据保护等级。也就是说，虽然信令数据容量随着信令数据块长度的增加而增加，但数据格式化器的重复次数减小且信令数据保护等级被降低。因此，可以选择各种信令容量。
此外，根据本发明的实施例的交织器17030可以使每个信令字段的数据均匀地在频域中交织。因此，可以使前导的频率分集特性最大化，并且可以提高对抗频率选择性衰落的鲁棒性。
图40示出根据本发明的实施例的表示输入信息和输出信息之间的关系或DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达式。
图40的上侧示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。
图40的底部示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。
如图40中所示，为了便于描述，可将DQPSK/DBPSK映射器17040 的输入信息表示为si[n]和sq[n]，并且可将DQPSK/DBPSK映射器17040 的输出信息表示为mi[n]和mq[n]。
图41图示出根据本发明的实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。
根据本发明的实施例的前导插入模块可将信令信息(在图41中表示为信令1、信令2和信令3的S1、S2和S3)重复两次。然后，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和S3的重复比特。可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器可重复并布置信令信息，如上所述。随后，前导插入模块可对连续比特(在图中用曲线箭头来表示)进行差分编码。如上所述，可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器或DQPSK/DBPSK映射器可对连续比特进行差分编码。前导插入模块可对差分编码信令比特加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的比特分配给相应载波。可替换地，根据本发明的实施例的载波分配模块可对差分编码信令比特加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的比特分配给相应载波。
图42图示根据本发明的另一实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。
图42中所示的根据本实施例的前导插入模块的操作可对应于图 42中所示的前导插入模块的操作。另外，可包括在图41中所示的根据本实施例的前导插入模块中的数据格式化器、DQPSK/DBPSK映射器和载波分配模块可对应于可被包括在图42中所示的前导插入模块中的模块的操作。
然而，操作的顺序可以改变。具体地，根据本实施例的前导插入模块可在差分编码之后重复信令信息，其不同于图41中所示的前导插入模块的操作。也就是说，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和 S3的非重复比特。然后，前导插入模块可以执行所布置连续比特的差分编码(在图中用曲线箭头指示)。然后，前导插入模块可重复差分编码信令比特并连续交替地将重复比特分配给相应载波。
稍后将描述的前导检测器的信令解码器的操作可取决于参考图41 和42所述的前导插入模块的差分编码和数据重复的顺序。稍后将给出信令解码器的详细操作。
图43是根据本发明的实施例的包括在前导检测器中的相关检测器的框图。
具体地，图43示出根据一个实施例的上述前导检测器9300的配置，亦即用于检测上述鲁棒前导的前导相关检测器的配置。
根据本发明的实施例的前导相关检测器可包括常规前导相关检测器(在图43中表示为常规前导检测器)和鲁棒前导相关检测器(在图 43中表示为鲁棒前导检测器)。
根据本发明的实施例的鲁棒前导可具有其中交替地布置加扰保护间隔和数据区的结构。常规前导相关检测器可获得鲁棒前导的前半部分的相关。鲁棒前导相关检测器可获得鲁棒前导的后半部分的相关。
将给出当由常规前导相关检测器接收到的前导包括与EAS消息有关的信息且广播信号传输装置使用图34的二进制线性调频状序列和图 35(d)的半求反序列来通过前导用信号发送与EAS消息有关的信息时的常规前导相关检测器的操作的描述。
常规前导相关检测器可将通过将接收信号(i)r(t)和(ii)r(t)延迟FFT 大小N并对延迟信号相互取共轭获得的信号(i)和(ii)相乘。
常规前导相关检测器可通过对r(t)取共轭并将共轭r(t)延迟FFT大小N来生成信号(ii)。在图43中，块conj和块ND(N延迟)可以生成信号(ii)。
复N/2相关器可输出通过将(i)乘以(ii)获得的信号与加扰序列之间的相关。如上所述，半求反序列的前半周期N/2等于二进制线性调频状序列的前半周期N/2，并且半求反序列的后半周期的符号与二进制线性调频状序列的后半周期N/2的符号相反。因此，两个复N/2 相关器的输出的和可以是相对于二进制线性调频状序列的相关，并且两个复N/2相关器的输出之间的差可以是相对于半求反序列的相关。
鲁棒前导相关检测器可基于由常规前导检测器检测到的两个序列相关而检测相关。鲁棒前导相关检测器可通过将(i)由常规前导检测器检测到的相关与(ii)通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟2N 而获得的相关求和来检测二进制线性调频状序列的相关。
鲁棒前导相关检测器可以通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟对应于OFDM数据和加扰GI的长度来检测相关，因为鲁棒前导具有其中OFDM数据和加扰GI被重复两次的结构。
常规前导相关检测器和鲁棒前导相关检测器的复幅度块可输出通过相关器检测到的相关的复幅度值。峰值检测器块可检测输入相关的复幅度值的峰值。峰值检测器块可从检测到的峰值检测前导位置，并执行OFDM符号定时同步和分数频率偏移同步以输出帧起始信息。另外，峰值检测器块可输出关于前导类型的信息，亦即常规前导或鲁棒前导以及关于前导是否包括EAS消息的信息(EAS标志)。
图44图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
具体地，图44示出上述前导检测器9300的实施例，其可以执行图30中所示的前导插入块的操作的反向操作。
根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、 ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。
将给出组成信令解码器的模块及其操作的描述。
信令解码器可包括解扰器30000、平均块30010、差分解码器 30020、去交织器30030、循环延迟块30040、I/Q组合器30050、数据去格式化器30060和Reed Muller解码器30070。
解扰器30010可将接收信令数据解扰。
当广播信号传输装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，如参考图41所述，可以省略平均块30010。差分解码器30020 可接收已解扰信号并对已解扰信号执行DBPSK或DQPSK解映射。
可替换地，当广播信号传输装置对信令信息进行差分编码且然后重复差分编码信令信息时，如参考图42所述，平均块30010可对已解扰信令数据的相应符号求平均，并且然后差分解码器30020可对平均信号执行DBPSK或DQPSK解映射。平均块可基于信令信息的重复次数来计算数据平均值。
将给出差分解码器30020的详细操作的描述。
当发射器接收到DQPSK映射信号时，差分解码器30020可对差分已解码信号执行π/4的相位旋转。因此，可以将差分解码信号分段成同相和正交分量。
当发射器已执行交织时，去交织器30030可将从差分解码器30020 输出的信号去交织。
当发射器已执行循环延迟时，循环延迟块30040可执行在发射器中执行的循环延迟操作的反向操作。
I/Q组合器30060可将去交织信号或延迟信号的I和Q分量组合。
当从发射器接收的信号已被DBPSK映射时，I/Q组合器30050可仅输出去交织信号的I分量。
然后，数据去格式化器30060可将每个信号字段的从I/O组合器 30060输出的信号比特组合而输出信令信息。当广播信号发射装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，数据去格式化器 30060可以对信令信息比特求平均。
随后，Reed Muller解码器30070可将从数据去格式化器30060输出的信令信息解码。
因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过上述过程获得使用前导传输的信令信息。
图45图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
具体地，图45示出上述前导检测器9300的实施例，其可以执行图34中所示的前导插入块的操作的反向操作，即，检测鲁棒前导。
根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、 ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器，如上所述。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。
现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。
信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/Q组合器、数据去格式化器和Reed Muller 解码器。
解扰器A和解扰器B的操作可对应于上述解扰器30000的操作。
其它模块的操作可对应于图44中所示的模块的操作。
根据本发明的实施例的解扰器A和解扰器B可通过将OFDM数据 A和OFDM数据B乘以加扰序列来将OFDM数据A和OFDM数据B 解扰。然后，信令解码器可将从解扰器A和解扰器B输出的解扰数据求和。信令解码器的后续操作可与图30中所示的信令解码器的相应操作相同。
图46图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。
具体地，图46示出上述前导检测器9300的实施例，其能够执行图33中所示的前导插入块的操作的反向操作，即，检测鲁棒前导。根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。
现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。
信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/O组合器、数据去格式化器和Reed Muller 解码器。
数据去格式化器A和数据去格式化器B的操作可对应于上述数据去格式化器30060的操作。解扰器、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块和I/Q组合器的操作可对应于图44中所示的模块的操作。
具体地，数据去格式化器A和数据去格式化器B可将与每个信令字段的来自从I/Q组合器输出的信号的比特之中的OFDM数据A或 OFDM数据B相对应的信令信息组合而输出信令信息。然后，将从数据去格式化器A和数据去格式化器B输出的每个OFDM数据和每个信令字段组合的信令信息组合并输入到Reed Muller解码器模块。Reed Muller解码器模块可将输入信令信息解码。
图47是示出根据本发明的实施例的前导结构的图。
图47的上虚线框示出常规前导的结构，并且图47的下虚线框示出根据本发明的实施例的扩展前导的结构。
图47的上虚线框的常规前导的描述可以与关于图30和图31在上面给出的相同。在附图中指示的保护间隔加扰器序列可以指的要被乘以循环前缀形式的保护间隔的加扰序列。
如上所述，未来的广播系统的前导能够发送对于广播信号接收器所必需的基本传输参数。即，前导是能够进行快速Futurecast UTB系统信号检测，并且提供用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的集合的特定符号。对于广播信号接收器所必需的基本传输参数可以包括与图12有关的在上面描述的FFT_SIZE、PILOT_MODE等等。
在未来的广播系统中，对于广播信号接收器所必需的基本传输参数的吞吐量可能增加。在这样的情况下，根据本发明的实施例的由图 47的下虚线框所表示的扩展前导结构可以被用于扩展数据传输性能。扩展前导可以具有多个常规前导被重复的形式。现在具有两个常规前导被重复的扩展前导被描述为实施例。
图47的下虚线框的扩展前导可以包括均具有N的长度的两个 OFDM数据区域和两个被加扰的保护间隔(GI)区域。即，根据本发明的实施例的扩展前导的长度可以是4N。此结构可以与关于图31的在上面描述的鲁棒前导的相同。因此，现在主要给出不同于上述鲁棒前导的描述。
根据本发明的实施例的被包括在扩展前导中的两个OFDM数据区域，即，OFDM数据A和OFDM数据B，可以发送不同的信令数据。因此，根据本发明的实施例的扩展前导可以发送与通过关于图31在上面描述的常规前导和鲁棒前导可发送的信令数据的容量的整数倍相对应的信令数据。例如，如果常规前导的信令数据是21个比特，则根据本发明的实施例的扩展前导可以发送42个比特的信令数据。
通过OFDM数据A或者OFDM数据B中的一个发送的不同信令数据可以包括未来的广播系统的版本信息、在紧急报警系统中的紧急事件的种类信息。即，根据本发明的实施例的不同信令数据根据设计者的意图而可变化。
根据本发明的实施例的被包括在扩展前导中的被用于生成加扰的 GI(附图中的加扰的GI A和加扰的GI B)加扰器序列(附图中的保护间隔加扰器序列1和保护间隔加扰器序列2)可以彼此相同或者不同。加扰器序列可以与关于图31至图33的在上面描述的加扰序列相同。
图48是根据本发明的实施例的前导插入块的框图。
具体地，图48是根据本发明的实施例的扩展前导插入块的框图。其子块的操作可以与关于图30、图32以及图33的在上面描述的前导插入块的子块的相同。因此，现在主要描述与上述正常或者鲁棒前导插入块的操作不同的描述。
如在图48中所图示，扩展前导插入块可以包括Reed Muller(里德-穆勒)编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、差分正交相移键控(DQPSK)/差分二进制相移键控 (DBPSK)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090以及复用块17100。
根据本发明的实施例的扩展前导插入块可以沿着独立的路径单独地处理信令数据1和信令数据2。因此，根据本发明的实施例的扩展前导插入块可以包括如在附图中所图示的以多个数目(在本实施例中2 个)的各种类型的模块。可替选地，根据本发明的实施例的扩展前导插入块可以包括以单数数目的各种类型的模块以顺序地处理多个不同的信令数据。
可以通过以相同方式操作的Reed Muller(里德-穆勒)编码器 17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK) /DBPSK映射器17040处理用于扩展的前导的多个不同信令数据。
然后，根据本发明的实施例的扩展前导插入块的加扰器A和加扰器B可以使用相同的加扰器序列或者不同的加扰器序列。
然后，根据本发明的实施例的扩展前导插入块可以通过使用由加扰序列复用的信令数据基于相同的载波分配表将前导的信令信息分配给OFDM符号载波来生成扩展的前导。可替选地，虽然在附图中未示出，但是根据本发明的实施例的扩展前导插入块可以通过基于不同的载波分配表将前导的信令信息分配给OFDM符号载波来生成扩展的前导。
根据本发明的实施例的被用于生成扩展的前导的加扰器序列可以与如在图34和图35的曲线图中所图示的加扰序列相同。
图49是根据本发明的实施例的在前导检测器中的相关检测器的详细框图。
具体地，本附图对应于上述加扰检测器9300的实施例，并且示出用于检测上述扩展前导的前导相关检测器的结构。在下文中，用于检测扩展的前导的前导相关检测器被称为扩展前导相关检测器。此附图示出在当相同的加扰器序列被应用于在根据本发明的实施例的扩展前导中包括的两个前导时的情况下的扩展前导相关检测器的示例。
根据本发明的实施例的扩展前导相关检测器的子块的操作可以与关于图43在上面描述的用于检测鲁棒前导的前导相关检测器的子块的操作相同。
现在给出在当通过扩展前导相关检测器接收到的前导包括关于 EAS消息的信息，并且广播信号发射器使用图34的二进制线性调频状序列和图35(d)的半求反序列以用信号发送关于前导中的EAS消息的信息时的示例性情况中的扩展前导相关检测器的操作的详细描述。
扩展前导相关检测器可以将通过将从接收到的信号(i)r(t)和 (ii)r(t)延迟了FFT的大小N的信号共轭获得的信号(i)和(ii) 相乘。
扩展前导相关检测器可以通过共轭r(t)并且然后将其延迟了FFT 的大小N生成信号(ii)。在本附图中，conj块和N延迟(ND)块可以生成信号(ii)。
然后，复合N/2相关器可以输出通过乘以(i)和(ii)获得的信号和加扰序列之间的相关。如上所述，半求反序列的前一半(N/2)与二进制线性调频状序列的前一半(N/2)相同，并且半求反序列的后一半(N/2)与二进制线性调频状序列的后一半(N/2)异号。因此，在本附图中，两个复合N/2相关器的输出的总和可以是用于二进制线性调频状序列的相关，并且在两个复合N/2相关器的输出之间的不同可以是用于半求反序列的相关。直到现在的操作与上述鲁棒前导相关检测器的相同。
扩展前导相关检测器可以基于检测到的序列相关检测相关性。通过求和(i)与两个复合N/2相关器的输出的和相对应的序列相关和(ii) 从与两个复合N/2相关器的输出的和相对应的序列相关延迟了2N的序列相关，扩展前导相关检测器可以检测二进制线性调频状序列的相关性。
同样地，通过求和(i)与两个复合N/2相关器的输出之间的差相对应的序列相关和(ii)从与两个复合N/2相关器的输出之间的差相对应的序列相关延迟了2N的序列相关，扩展前导相关检测器可以检测半求反序列的相关。
然后，扩展前导相关检测器的各个复合量级块可以输出通过各个相关器检测到的相关的复合量级值。峰值检测器块可以从相关性的输入复合量级值检测峰值。峰值检测器可以通过从检测到的峰值检测前导的位置并且执行OFDM符号时序同步和分频偏移同步来输出帧开始信息。另外，峰值检测器可以基于检测到的峰值输出关于前导的结构的信息，即，是否前导是常规前导或者鲁棒前导，并且包括EAS消息 (EAS标志)。
图50是根据本发明的另一实施例的在前导检测器中的相关检测器的详细框图。
具体地，此附图对应于关于图49的在上面描述的扩展前导相关检测器的另一实施例。此附图示出在当不同的加扰器序列被应用于根据本发明的实施例的被包括在扩展前导中的两个前导时的情况下的扩展前导相关检测器的示例。
根据本发明的实施例的扩展前导相关检测器的子块的操作可以与关于图43在上面描述的用于检测鲁棒前导的前导相关检测器的子块的相同。
扩展前导相关检测器可以将通过将从接收到的信号(i)r(t)和 (ii)r(t)延迟了FFT的大小N的信号共轭获得的信号(i)和(ii) 相乘。
扩展前导相关检测器可以通过共轭r(t)并且然后将其延迟FFT 的大小N来生成信号(ii)。在此附图中，conj块和N延迟(ND)块可以生成信号(ii)。此操作与关于图49的在上面描述的扩展前导相关检测器的相同。迄今的操作与上述的鲁棒前导相关检测器的相同。
然后，各个复合相关器可以输出在通过乘以(i)和(ii)获得的信号和加扰序列之间的相关。此附图的复合相关器可以输出应用不同的加扰器序列(加扰器序列A和加扰器序列B)的多个前导的序列相关。另外，复合相关器(本附图的复合相关器EAS关A或者复合相关器EAS开A)可以取决于是否多个前导包括EAS选择性地操作。
现在给出在当多个前导包括EAS(EAS开)时的情况下的扩展前导相关检测器的操作的描述。扩展前导相关检测器可以基于从复合相关器EAS开A和复合相关器EAS开B检测到的两个序列相关检测序列相关。通过求和(i)通过复合相关器EAS开B检测到的相关性和(ii) 从通过复合相关器EAS开A检测到的相关延迟2N了的相关，扩展前导相关检测器可以检测序列相关。
然后，扩展前导相关检测器的各个复合量级块可以输出通过各个相关器检测到的相关的复合量级值。峰值检测器块可以从相关性的输入复合量级值检测峰值。峰值检测器可以通过从检测到的峰值检测前导的位置并且执行OFDM符号时序同步和分频偏移同步来输出帧开始信息。另外，峰值检测器可以基于检测到的峰值输出关于前导的结构的信息，即，是否前导是常规前导或者鲁棒前导，并且包括EAS消息 (EAS标志)。
扩展前导相关检测器的上述序列相关获取操作可以与当多个前导不包括EAS(EAS关)时的情况下的操作相同。
图51是图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构的图。
上述被包括在帧结构模块中的信元映射器可以定位用于传输输入 SISO、MISO或MIMO处理的DP数据的信元，和在根据调度信息的信号帧中用于传输PLS数据的信元。然后，生成的信号帧可以被顺序地传输。
根据本发明的实施例的广播信号传输装置和传输方法可以在同一 RF信道内复用和传输不同广播传输/接收系统的信号，并且根据本发明的实施例的广播信号接收装置和接收方法可以对应地处理信号。因此，根据本发明的实施例的广播信号收发系统可以提供灵活的广播收发系统。
因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以顺序地传输传递与广播服务有关的数据的多个超帧。
图51的上部分图示出根据本发明的实施例的超帧，并且图51的中间部分图示出根据本发明的实施例的超帧的配置。如图51的中间部分所图示的，超帧可以包括多个信号帧和非兼容帧(NCF)。根据本发明的实施例，信号帧是由上述帧结构模块生成的物理层端的时分复用 (TDM)信号帧，而NCF是可用于未来新广播服务系统的帧。
根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以在帧的基础上复用和传输各种服务，例如，UHD、移动和MISO/MIMO，以便以RF同时提供这些服务。根据广播服务的特性和目的，不同的广播服务可能需要不同的接收环境、传输处理过程等。
因此，可以在信号帧的基础上传输不同的服务，并且根据其中传输的服务，信号帧可以被定义为不同的帧类型。此外，使用不同的传输参数，可以处理被包括在信号帧中的数据，并且根据其中传输的广播服务，信号帧可以有不同的FFT大小和保护间隔。
因此，如图51的中间所图示的，用于传输不同服务的不同类型的信号帧可以使用TDM被复用，并且可以在超帧中被传输。
根据本发明的实施例，帧类型可以被定义为FFT模式、保护间隔模式和导频图案的组合，并且使用信号帧内的前导部分，可以传输关于帧类型的信息。它的详细描述将会在下面给出。
此外，通过上述的PLS，可以用信号发送被包括在超帧中的信号帧的配置信息，并且这些配置信息随超帧的不同而不同。
在图51的底部处是图示每个信号帧的配置的图。信号帧可以包括前导、头/尾边缘符号EH/ET、一个或多个PLS符号和多个数据符号。根据设计者的意图，这样的配置的是可变的。
前导被定位在信号帧的最前面，并且可以传输用于识别广播系统和信号帧类型、同步信息等的基本传输参数。因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以初始地检测信号帧的前导，识别广播系统和帧类型，并选择性地接收和解码对应于接收器类型的广播信号。
头/尾边缘符号可以被定位在信号帧的前导后面或信号的末端。在本发明中，定位在前导后面的边缘符号的可以被称为头边缘符号，而定位在信号帧末端的边缘符号可以被称为尾边缘符号。根据设计者的意图，边缘符号的名称、位置或数目是可变的。头/尾边缘符号可以被插进信号内以支持前导和具有不同帧类型的信号的复用的设计中的自由度。与数据符号相比，边缘符号可以包括更大数量的导频，以使得数据符号之间的仅频域的插值和时域插值成为可能。因此，与数据符号的导频图案相比，边缘符号的导频图案有更高的密度。
PLS符号被用于传输上述的PLS数据，并且可以包括附加的系统信息(例如，网络拓扑/配置、PAPR使用等)、帧类型ID/配置信息以及提取和解码DP所必需的信息。
数据符号被用于传输DP数据，并且上述的信元映射器可以在数据符号中定位多个DP。
现在给出对根据本发明的实施例的DP的描述。
图52是图示根据本发明的实施例的DP的图。
如上所述，信号帧的数据符号可以包括多个DP。根据本发明的实施例，根据信号帧中的映射模式(或定位模式)，DP可以被分成类型 1到类型3。
第一虚线框，图52的(a)图示出被映射到信号帧的数据符号的类型1DP，第二虚线框，图52的(b)图示出被映射到信号帧的数据符号的类型2DP，并且第三虚线块，图52的(c)图示出被映射到信号帧的数据符号的类型3DP。三个虚线框，图52的(a)至(c)仅图示出信号帧的数据符号部分，并且横轴指时间轴，而纵轴指频率轴。现在给出对类型1到类型3DP的描述。
如在第一虚线框，图52的(a)中所图示的，类型1DP指在信号帧中的使用TDM映射的DP。
即，当类型1DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以在频率轴方向对相应的DP进行映射。具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以在频率轴方向对DP 0的信元进行映射，并且如果OFDM符号被完全填充，则移动到下一个OFDM符号以在频率轴方向对DP 0的信元连续进行映射。在DP 0的信元被完全地映射后，DP 1和DP 2也可以以相同的方式被映射到信号帧。在这种情况下，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以DP之间的任意间隔对信元进行映射。
因为在时间轴上对类型1DP进行了最高密度的映射，所以与其它类型的DP相比，类型1DP可以最小化接收器的操作时间。因此，类型1DP适合向应该优先考虑节能的广播信号接收装置，例如，使用电池操作的手持或便携设备，提供相应的服务。
如在第二虚线框，图52的(b)中所图示的，类型2DP指在信号帧中使用频分复用(FDM)映射的DP。
即，当类型2DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以在时间轴方向对相应的DP进行映射。具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以在 OFDM符号的第一频率优先地将DP0的信元映射到时间轴上。然后，如果DP0的信元在时间轴上被映射到信号帧的最后OFDM符号，则根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以相同的方式从第一OFDM符号的第二频率连续地映射DP 0的信元。
因为类型2DP的信元以时间上的最宽分布被传输，所以与其它类型的DP相比，类型2DP适合实现时间分集。然而，因为与提取类型 1DP的时间相比，接收器提取类型2DP的操作时间更长，所以类型2 DP可能不容易实现节能。因此，类型2DP适合向稳定接收供电的固定广播信号接收装置提供相应服务。
因为每个类型2DP的信元被集中在特定的频率，所以在频率选择性信道环境中的接收器接收特定的DP可能会存在问题。因此，在信元映射后，如果在符号的基础上应用频率交织，则可以额外地实现频率分集，并且因此，可以解决上述的问题。
如第三虚线框，图52的(c)中所图示的，类型3DP对应于类型 1DP和类型2DP之间的中间形式，并且指在信号帧中使用时频分复用 (TFDM)映射的DP。
当类型3DP被映射到信号帧时，根据本发明的实施例的帧结构 (或信元映射器)可以均等分割分信号帧，将每一个分割定义为时隙，并且在时间轴方向沿着时间轴在时隙内对相应的DP进行映射。
具体地，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以在第一OFDM符号的第一频率优先将DP0的信元映射到时间轴上。然后，如果在时间轴上DP0的信元被映射到时隙中的最后OFDM符号，则根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以以相同的方式从第一OFDM符号的第二频率连续地对DP0的信元进行映射。
在这种情况下，根据从信号帧分割的时隙的数目和长度，时间分集和节能之间的折中是可能的。例如，如果信号帧被分割成少量的时隙，则时隙具有大的长度，并且因此，如在类型2DP中一样，可以实现时间分集。如果信号帧被分割成大量的时隙，则时隙具有小的长度，并且因此，如在类型1DP中一样，可以实现节能。
图53是图示根据本发明的实施例的类型1DP的图。
图53图示出根据时隙数，将类型1DP映射到信号帧的实施例。具体地，第一虚线框，图53的(a)示出当时隙数是1时，对类型1DP 进行映射的结果，并且第二虚线框，图53的(b)示出当时隙数是4 时，对类型1DP进行映射的结果。
为了对信号帧中每个映射的DP中的信元进行提取，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息和信令信息，例如，指示每个DP的第一信元被映射到的地址的DP起始地址信息，和被分配到信号帧的每个DP的FEC块数目信息。
因此，如第一虚线框，图53的(a)图示的，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输包括指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)的 DP起始地址信息的信令信息等。
第二虚线框，图53的(b)示出当信号帧被分割成4个时隙时，对类型1DP进行映射的结果。可以在频率轴方向对被映射到每个时隙的DP的信元进行映射。如上所述，如果时隙数目大，则因为以某个间隔对对应于DP的信元进行映射和分布，所以可以实现时间分集。然而，因为被映射到单个信号帧的DP的信元的数目并不总是被时隙数目整除，所以被映射到每个时隙的信元的数目可能变化。因此，如果考虑到此情况建立映射规则，则每个DP的第一信元被映射到的地址可以是信号帧中的任意位置。下面将会给出这种映射方法的详细描述。此外，当信号帧被分割成多个时隙时，广播信号接收装置需要指示时隙数目的信息以获取相应DP的信元。在本发明中，指示时隙的数目的信息可以被表示为N_Slot。因此，第一虚线框，图53的(a)中的信号的时隙的数目可以被表示为N_Slot＝1，而第二虚线框，图53的(b)中的信号的时隙的数目可以被表示为N_Slot＝4。
图54是图示根据本发明的实施例的类型2DP的图。
如上所述，在时间轴方向映射类型2DP的信元，并且如果DP的信元在时间轴上被映射到信号帧中的最后OFDM符号，则DP的信元可以从第一OFDM符号的第二频率以相同的方式连续地对DP的信元进行映射。
如以上关于图53的描述，即使在类型2DP的情况下，为了对信号帧中每个被映射的DP的信元进行提取，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息和信令信息，例如，指示每个 DP的第一信元被映射到的地址的DP起始地址信息，和被分配到信号帧的每个DP的FEC块编号信息。
因此，如图54图示的，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输包括指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如，DP0_St、 DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)的DP起始地址信息。此外，图 54图示出时隙的数目是1的情况，并且图54的信号帧的时隙的数目可以被表示为N_Slot＝1。
图55是图示根据本发明的实施例的类型3DP的图。
如上所述，类型3DP指在信号帧中使用TFDM映射的DP，并且当限制或以期望水平提供时间分集的同时需要节能时，可以被使用。与类型2DP类似，通过在OFDM符号的基础上应用频率交织，类型3 DP可以实现频率分集。
第一虚线框，图55的(a)图示出当DP被映射到时隙时的情况下的信号帧，而第二虚线框，图55的(b)图示出当DP被映射到两个或更多个时隙时的情况下的信号帧。图55的(a)和(b)两者都图示出时隙数目是4的情况，并且信号帧的时隙的数目可以被表示为 N_Slot＝4。
此外，如图53和54图示的，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输包括指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如， DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)的DP起始地址信息。
在第二虚线框，图55的(b)中，可以实现不同于在第一虚线框，图55的(a)中实现的时间分集。在这种情况下，可能需要附加的信令信息。
如以上关于图53到55所描述的，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输包括指示每个DP的第一信元被映射到的地址(例如，DP0_St、DP1_St、DP2_St、DP3_St、DP4_St)的DP起始地址信息的信令信息等。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以仅传输初始被映射的DP0的起始地址信息，以及传输其它 DP的基于DP0的起始地址信息的偏移值。如果DP是被均等映射的，则因为DP的映射间隔是相同的，所以使用关于初始DP的起始位置的信息，接收器可以获取DP的起始位置，以及偏移值。具体地，当根据本发明的实施例的广播信号的传输装置传输具有基于DP0的起始地址信息的某个大小的偏移信息时，通过将上述的偏移信息加到DP0的起始地址信息，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以计算DP1 的起始地址信息。以相同的方式，通过将上述的偏移信息两次加到DP0 的起始地址信息，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以计算 DP2的起始地址信息。如果DP不是均等映射的，则根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输DP0的起始地址信息和指示基于DP0 的起始位置的其它DP的间隔的偏移值(OFFSET 1、OFFSET2、……)。在这种情况下，偏移值可以是相同的或不同的。此外，偏移值可以被包括在下面参考图68将要被描述的PLS信令信息或带内信令信息中，并被传输。根据设计者的意图，这是可变的。
现在给出使用根据本发明的实施例的资源块(RB)对DP进行映射的方法的描述。
RB是用于对DP进行映射的某个单元块，并且在本发明中可以被称为数据映射单元。基于资源分配的RB在直观且方便地处理DP调度和节能控制方面是有优势的。根据本发明的实施例，根据发明者的意图，RB的名称是可变的，并且在不导致比特速率粒度问题的范围内， RB的大小可以被自由地设定。
本发明可以示例性地描述这样的情况：RB的大小是通过在OFDM 符号中能够传输实际数据的动态载波数(NoA)被整数乘或除而得到的值。根据设计者的意图，这是可变的。如果RB具有大的大小，则资源分配可以被简化。然而，RB的大小指示实际可支持的比特速率的最小单元，并且因此，RB的大小应该在适当考虑后确定。
图56是图示根据本发明的实施例的RB的图。
图56图示出当DP0的FEC块的数目是10时，使用RB将DP0 映射到信号帧的实施例。作为示例，描述如下情况：作为DP0的传输参数，LDPC块的长度是64K，QAM调制值是256QAM；信号帧的FFT 模式是32K，离散导频图案是PP32-2(即，导频传送载波的间隔是 Dx＝32，并且被包括在离散导频序列中的符号数是Dy＝2)。在这种情况下，FEC块的大小对应8100个信元，并且NoA可以被假设为27584。假设RB的大小是通过NoA被4除而得到的值，RB的大小对应6896 个信元，并且可以被表示为L_RB＝NoA/4。
在这种情况下，当在信元基础上比较FEC块的大小和RB的大小时，10×FEC块的大小＝11×RB的大小+5144个信元的关系被建立。因此，为了在RB的基础上将10个FEC块映射到单个信号帧，根据本发明的实施例的帧结构模块(或信元映射器)可以将10个FEC的数据块顺序地映射到11个RB以便将11个RB映射到当前的信号帧，并且与下一个FEC块一起，将对应于5144个信元的剩余数据映射到下一个信号帧。
图57是图示将RB映射到根据本发明的实施例的帧的过程的图。
具体地，图57图示传输连续信号帧的情况。
当支持可变比特速率时，每个信号帧可以具有不同数量的可传输的FEC块。
第一虚线框，图57的(a)图示信号帧N中要被传输的FEC块的数目是10的情况、在信号帧N+1中要被传输的FEC块的数目是9的情况以及信号帧N+2中要被传输的FEC块的数目是11的情况。
第二虚线框，图57的(b)图示要被映射到信号帧N的RB的数目是11的情况、要被映射到信号帧N+1的RB的数目是11的情况以及要被映射到信号帧N+2的RB的数目是13的情况。
第三虚线框，图57的(c)示出将RB映射到信号帧N、信号帧 N+1和信号帧N+2的结果。
如图57的(a)和(b)中所图示的，当信号帧N中要被传输的 FEC块的数目是10时，因为10个FEC块的大小等于通过将5144个信元加到11个RB的大小而得到的值，所以11个RB可以被映射到信号帧N，并在信号帧N中被传输，如图第三虚线框，图57的(c)所图示。
另外，如图57的中心，即，(b)中图示的，剩余的5144个信元形成要被映射到信号帧N+1的11个RB中的第一RB的初始部分。因此，因为5144个信元+9个FEC块的大小＝11个RB的大小+2188个信元的关系被建立，所以11个RB被映射到信号帧N+1，并在信号帧N+1 中被传输，并且剩余的2188个信元形成要被映射到信号帧N+2的13 个RB中的第一RB的初始部分。以相同的方式，因为2188个信元+11 个FEC块的大小＝13个RB的大小+1640个信元的关系被建立，所以 13个RB被映射到信号帧N+2，并在信号帧N+2中被传输，并且剩余 1640个信元被映射到下一个信号帧，并在下一个信号帧中被传输。FEC 块的大小与NoA的大小不相同，并且因此，能够插入虚信元。然而，根据图57图示的方法，不需要插入虚信元，并且因此，实际的数据可以被更加高效地传输。此外，在RB被映射到信号帧之前，可以在要被映射到信号帧的RB上执行时间交织或与其类似的处理，并且根据设计者的意图，这是可变的。
现在给出根据上述的DP的类型，在RB的基础上，将DP映射到信号帧的方法的描述。
具体地，在本发明中，通过将多个DP被分配到信号帧中所有可用的RB的情况与DP被分配到仅一些RB的情况分开，描述RB映射方法。本发明可以示例性地描述DP的数目是3、信号帧中RB的数目是80以及RB的大小是通过将NoA被4除而得到的值的情况。这种情况可以被表述如下。
DP的数目，N_DP＝3
信号帧中RB的数目，N_RB＝80
RB的大小，L_RB＝NoA/4
此外，与多个DP(DP0、DP1、DP2)可以被分配到信号帧中可用的RB的情况一样，本发明可以示例性地描述DP0填充31个RB、 DP1填充15个RB以及DP2填充34个RB的情况。这种情况可以被表述如下。
{DP0、DP1、DP2}＝{31、15、34}
此外，与多个DP被分配到仅一些RB的情况一样，本发明可以示例性地描述DP0填充7个RB、DP1填充5个RB以及DP2填充6个 RB的情况。这种情况可以被表述如下。
{DP0、DP1、DP2}＝{7、5、6}
图59到60图示出根据DP的类型的RB的映射。
本发明可以示例性地定义以下的值以描述根据每个DP的类型的 RB映射规则。
L_Frame：信号帧中OFDM符号的数目
N_Slot：信号帧中时隙的数目
L_Slot：时隙中的OFDM符号的数目
N_RB_Sym：OFDM符号中的RB的数目
N_RB：信号帧中RB的数目
图58是图示根据本发明的实施例的类型1DP的RB映射的图。
图58图示单个信号帧，并且横轴指时间轴，而纵轴值指频率轴。在时间轴上被定位在信号帧的最前面的有颜色的块对应前导和信令部分。如上所述，根据本发明的实施例，在RB的基础上，多个DP被映射到信号帧的数据符号部分。
图58图示的信号帧包括20个OFDM符号(L_Frame＝20)，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5个OFDM符号 (L_Slot＝5)，并且每个OFDM符号被均等分割成4个RB (N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的全部数目是 L_Frame*N_RB_Sym，其对应于80。
图58的信号帧中被标示的数字指信号帧中分配的RB的顺序。因为在频率轴方向，类型1DP被顺序地映射，所以应该注意的是，在频率轴上，分配的RB的顺序是依次增长。如果分配RB的顺序被确定，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。假设在信号帧中每个RB实际被映射到的地址(即，RB映射地址)是j，j可以具有从0到N_RB-1的值。在这种情况下，如果RB输入顺序被定义为i，则i可以具有如图58图示的0、1、2、……、N_RB-1的值。如果N_Slot＝1，则因为RB映射地址和RB输入顺序是相同的(j＝i)，所以输入RB可以以j的升序被顺序地映射。如果N_Slot﹥1，则根据时隙的数目，N_Slot，要被映射到信号帧的RB可以被分割和映射。在这种情况下，根据图示在图58的底部的表示为等式的映射规则，可以映射RB。
图59是图示根据本发明的实施例的类型2DP的RB映射的图。
与图58图示的信号帧类似，图59图示的信号帧包括20个OFDM 符号(L_Frame＝20)，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5个OFDM符号(L_Slot＝5)，并且每个OFDM符号被均等分割成4个RB(N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的全部数目是L_Frame*N_RB_Sym，其对应于80。
如上面关于图58所描述的，假设在信号帧中每个RB实际被映射到的地址(即，RB映射地址)是j，j可以具有从0到N_RB-1的值。因为在时间轴方向类型2DP被顺序地映射，所以应该注意的是，分配的RB的顺序在时间轴方向是依次增长。如果分配RB的顺序被确定，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。
如上面关于图58所描述的，当RB输入的顺序被定义为i时，如果N_Slot＝1，因为j＝i，所以输入RB可以以j的升序被顺序地映射。如果N_Slot﹥1，则根据时隙的数目，N_Slot，要被映射到信号帧的RB 可以被分割和映射。在这种情况下，根据图示在图59的底部的表示为等式的映射规则，可以映射RB。
图58和59图示的表示映射规则的等式根据DP的类型没有不同。然而，因为类型1DP在频率轴方向被映射，而类型2DP在时间轴方向被映射，所以由于映射方向的不同，获得不同的映射结果。
图60是图示根据本发明的实施例的类型3DP的RB映射的图。
与图59和59图示的信号帧类似，图60图示的信号帧包括20个 OFDM符号(L_Frame＝20)，并且包括4个时隙(N_Slot＝4)。此外，每个时隙包括5个OFDM符号(L_Slot＝5)，并且每个OFDM符号被均等分割成4个RB(N_RB_Sym＝4)。因此，信号帧中的RB的全部数目是L_Frame*N_RB_Sym，其对应于80。
根据图60底部图示的等式，可以计算类型3DP的RB映射地址。即，如果N_Slot＝1，则类型3DP的RB映射地址与类型2DP的RB映射地址是相同的。类型2和类型3的DP相同之处在于在时间轴方向它们被顺序地映射；但是，类型2和类型3的DP的不同之处在于类型2 DP被映射到信号帧的第一频率末端，并且然后，从第一OFDM符号的第二频率连续地被映射，而类型3DP被映射到时隙的第一频率的末端，并且然后，在时间轴方向，从时隙的第一OFDM符号的第二频率连续地被映射。由于这样的差异，当类型3DP被使用时，时间分集可能被 L_Slot限制，并且在L_Slot的基础上，可以实现节能。
图61是图示根据本发明的另一个实施例的类型1DP的RB映射的图。
第一虚线框，图61的(a)图示出在类型1DP0、DP1和DP2被分配到信号帧中的可用RB的情况中的RB映射顺序，并且第二虚线框，图61的(b)图示出在类型1DP0、DP1和DP2中的每个被分割和分配到被包括在信号帧的不同时隙中的RB的情况中的RB映射顺序。信号帧中表示的数字指分配RB的顺序。如果分配RB的顺序被确定，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。
第一虚线框，图61的(a)图示出在N_Slot＝1和{DP0、DP1、 DP2}＝{31、15、34}的情况下RB映射的顺序。
具体地，根据RB的顺序，在频率轴方向，DP0可以被映射到RB，并且，如果OFDM符号被完全填充，则移动到时间轴上的下一个OFDM 符号以在频率轴方向被连续地映射。因此，如果DP0被映射到RB0到 RB30，则DP1可以被连续地映射到RB31到RB45，并且DP2可以被映射到RB46到RB79。
为了提取相应DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)和均等分割的时隙的数目(N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息(DP_RB_St) 的信令信息、要被映射到信号帧的每个DP的FEC块的数目信息(DP_N_Block)、在第一RB被映射的FEC块的起始地址信息 (DP_FEC_St)等。
因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置还可以传输上述的信令信息。
第二虚线框，图61的(b)图示当N_Slot＝4和{DP0、DP1、 DP2}＝{31、15、34}的情况下的RB映射的顺序。
具体地，第二虚线框，图61的(b)示出分割DP0、DP1和DP2 的结果，以及之后在RB的基础上，以与N_Slot＝1的情况相同的方式，将每个DP的分割顺序地映射到时隙。图61的底部图示出表示用于分割每个DP的RB的规则的等式。在图61图示出的等式中，参数s、 N_RB_DP和N_RB_DP(s)可以被定义如下。
s：时隙索引，s＝0、1、2……N_Slot-1
N_RB_DP：要被映射到信号帧的DP的RB的数目
N_RB_DP(s)：要被映射到时隙索引s的时隙的DP的RB的数目
根据本发明的实施例，因为根据图61图示的等式，对于DP0， N_RB_DP＝31，所以要被映射到第一时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(0)＝8，要被映射到第二时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(1)＝8，要被映射到第三时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(2)＝8，以及要被映射到第四时隙的DP0的RB的数目可以是 N_RB_DP(3)＝7。在本发明中，要被映射到时隙的被分割的DP0的RB 的数目可以被表示为{8、8、8、7}。
以相同的方式，DP1可以被分割成{4、4、4、3}，并且DP2可以被分割成{9、9、8、8}。
在每个时隙，使用上述N_Slot＝1的情况的方法，DP的每个分割的RB可以被顺序地映射。在这种情况下，为了均等填充所有的时隙，可以从其它DP的更小的数量的RB被分配到的时隙中的具有更小的时隙索引s的时隙开始顺序地映射每个DP的分割。
在DP1的情况下，因为DP0的RB被被分割成{8、8、8、7}，并以s＝0、1、2、3的顺序被映射到时隙，所以应该注意的是，DP0的最小数量的RB被映射到具有时隙索引s＝3的时隙。因此，DP1的RB可以被分割成{4、4、4、3}，并以s＝3、0、1、2的顺序被映射到时隙。以相同的方式，因为DP0和DP1的最小数量的RB被分配到具有时隙索引s＝2和s＝3的时隙，其中s＝2的更小，所以DP2的RB可以被分割成{9、9、8、8}，并以s＝2、3、0、1的顺序被映射到时隙。
图62是图示根据本发明的另一个实施例的类型1DP的RB映射的图。
图62图示出上述的类型1DP的RB映射地址被同等应用的实施例。在图62的底部图示出表示上述RB映射地址的等式。虽然图62 中的映射方法和过程不同于上述与图61有关的映射方法和过程，但因为其映射结果是相同的，所以可以获得相同的映射特性。根据图62的映射方法，使用与N_Slot的值无关的单个等式，可以执行RB映射。
图63是图示根据本发明的另一个实施例的类型1DP的RB映射的图。
第一虚线框，图63的(a)图示当在信号帧中类型1DP0、DP1 和DP2被分配到仅一些RB的情况下的RB映射顺序，并且第二虚线框，图63的(b)图示当类型1DP0、DP1和DP2中的每个被分割和分配到被包括在信号帧的不同的时隙的仅一些RB的情况下的RB映射顺序。信号帧中标示的数字指分配RB的顺序。如果分配RB的顺序是确定的，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。
第一虚线框，图63的(a)图示出当N_Slot＝1以及{DP0、DP1、 DP2}＝{7、5、6}的情况下RB映射顺序。。
具体地，在频率轴方向，根据RB的顺序，DP0可以被映射到RB，以及如果OFDM符号是完全填充的，则移动到时间轴上的下一个 OFDM符号以在频率轴方向被连续地映射。因此，如果DP0被映射到 RB0到RB6，则DP1可以被连续地映射到RB7到RB11，并且DP2可以被映射到RB12到RB17。
第二虚线框，图63的(b)图示出当N_Slot＝4以及{DP0、DP1、 DP2}＝{7、5、6}的情况下的RB映射顺序。
第二虚线框，图63的(b)图示出根据上述与图61有关的RB分割规则，分割每个DP的RB并映射到信号帧的实施例。上面已经描述了其详细过程，因此这里不再描述。
图64是图示根据本发明的另一个实施例的类型2DP的RB映射。
第一虚线框，图64的(a)图示出当类型2DP0、DP1和DP2被分配到信号帧中可用RB的情况下RB映射顺序，并且第二虚线框，图 64的(b)图示出当类型2DP0、DP1和DP2中的每个被分割和分配到被包括在信号帧的不同时隙中的RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中标示的数字指分配RB的顺序。如果分配RB的顺序被确定，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。
第一虚线框，图64的(a)图示当N_Slot＝1以及{DP0、DP1、 DP2}＝{31、15、34}的情况下的RB映射顺序。
因为类型2DP的RB被映射到信号帧的第一频率的末端，并且然后从第一OFDM符号的第二频率连续地被映射，所以可以获得时间分集。因此，如果DP0在时间轴上被映射到RB0到RB19，并且然后连续地被映射到第二频率的RB20到RB30，则以相同的方式，DP1可以被映射到RB31到RB45，并且DP2可以被映射到RB46到RB79。
为了提取相应的DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)以及等分割的时隙的数目(N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息 (DP_RB_St)的信令信息、要被映射到信号帧的每个DP的FEC块的数目信息(DP_N_Block)、在第一RB被映射的FEC块的起始地址信息(DP_FEC_St)等。
因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置也可以传输上述的信令信息。
第二虚线框，图64的(b)图示出当N_Slot＝4以及{DP0、DP1、 DP2}＝{31、15、34}的情况下的RB映射顺序。
第二虚线框，图64的(b)的第一信号帧示出根据上述与图61有关的RB分割规则执行RB映射的结果，并且第二虚线框，图64的(b) 的第二信号帧示出通过同等应用上述类型2DP的RB映射地址执行RB 映射的结果。虽然上面两种情况的映射方法和过程是不同的，但因为其映射结果是相同的，所以可以获得相同的映射特性。在这种情况下，使用与N_Slot的值无关的单个等式，可以执行RB映射。
图65是图示出根据根据本发明的另一个实施例的类型2DP的RB 映射的图。
第一虚线框，图65的(a)图示出当类型2DP0、DP1和DP2被分配到信号帧中的仅一些RB的情况下的RB映射顺序，并且第二虚线框，图65的(b)图示出当类型2DP0、DP1和DP2中的每个被分割和分配到被包括在信号帧的不同时隙中的RB的情况下的RB映射顺序。在信号帧中标示的数字指分配RB的顺序。如果分配RB的顺序被确定，则以时间的顺序，相应的DP可以被映射到最终被分配的RB。
第一虚线框，图65的(a)图示出当N_Slot＝1以及{DP0、DP1、 DP2}＝{7、5、6}的情况下的RB映射顺序。
具体地，在时间轴上，根据RB的顺序，可以映射DP0，并且如果DP0被映射到RB0到RB6，则DP1可以被连续地映射到RB7到 RB11，并且DP2可以被映射到RB12到RB17。
第二虚线框，图65的(b)图示当N_Slot＝4以及{DP0、DP1、 DP2}＝{7、5、6}的情况下的RB映射顺序
第二虚线框，图65的(b)图示出根据上述与图61有关的RB分割规则，分割每个DP的RB，并且将每个DP的RB映射到信号帧的实施例。上面已经描述了其详细的过程，因此，这里不再描述。
图66是图示出根据根据本发明的另一个实施例的类型3DP的RB 映射的图。
第一虚线框，图66的(a)图示出当类型3DP0、DP1和DP2被分割和分配到被包括在信号帧中的不同时隙的RB的情况下的RB映射顺序。并且第二虚线框，图66的(b)图示出当类型3DP0、DP1和 DP2被分割和分配到被包括在信号帧中的时隙的仅一些RB的情况下的RB映射顺序。信号帧中标示的数字指分配RB的顺序。如果分配 RB的顺序是确定的，则以时间的顺序，相应DP可以被映射到最终被分配的RB。
第一虚线框，图66的(a)图示出当N_Slot＝4以及{DP0、DP1、 DP2}＝{31、15、34}的情况下的RB映射顺序。
第一虚线框，图66的(a)的第一信号帧图示出上述类型3DP的 RB映射地址被同等应用的实施例。第二虚线框，图66的(b)的第二信号帧图示当DP的RB的数目大于时隙的时，通过改变时隙的分配顺序，可以获得时间分集。具体地，第一虚线框，图66的(a)的第二信号帧对应于当被分配到第一信号帧的第一时隙的DP0的RB的数目大于第一时隙的时，DP0的剩余RB被分配到第三时隙的实施例。
第二虚线框，图66的(b)图示出N_Slot＝4以及{DP0、DP1、 DP2}＝{7、5、6}的情况下的RB映射顺序。
此外，为了提起相应的DP被映射到的RB，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要每个DP的类型信息(DP_Type)以及等分割的时隙的数目(N_Slot)，并且需要包括每个DP的DP起始地址信息 (DP_RB_St)的信令信息、要被映射到信号帧的每个DP的FEC块的数目信息(DP_N_Block)、在第一RB被映射的FEC块的起始地址信息(DP_FEC_St)等。
因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置也可以传输上述的信令信息。
图67是图示出根据根据本发明的另一个实施例的类型3DP的RB 映射的图。
图67图示出当N_Slot＝1以及{DP0、DP1、DP2}＝{7、5、6}的情况下的RB映射顺序。如图67图示的，在信号帧内，在任意块的基础上，可以映射每个DP的RB。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播信号接收装置需要附加的信令信息以及上述的信令信息，以提取相应的DP被映射到的RB。
如此，本发明可以示例性地描述每个DP的DP末端地址信息 (DP_RB_Ed)被附加地传输的情况。因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以在任意块的基础上映射DP的RB，并且传输上述信令信息，并且使用DP_RB_St信息和被包括在上述信令信息中的DP_RB_Ed信息，在任意块的基础上，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以对被映射的DP的RB进行检测和解码。当这种方法被使用时，自由RB映射被启用，并且因此，利用不同的RB映射特性，可以映射DP。
具体地，如图67图示的，在时间轴方向，在相应的块中DP0的 RB可以被映射，以获得与类型2DP类似的时间分集；在频率轴方向，在相应的块中DP1的RB可以被映射，以获得与类型1DP类似的节能效果。此外，考虑与类型3DP类似的时间分集和节能效果，在相应的块中DP2的RB可以被映射。
此外，即使处于当像DP1一样RB没有在所有相应块中被映射的情况，使用上述的信令信息，例如，DP_FEC_St信息、DP_N_Block信息和DP_RB_Ed信息，广播信号接收装置可以准确地检测想要获得的 RB的位置，并且因此，广播信号可以被高效地发送和接收。
图68是图示根据本发明的实施例的信令信息的图。
图68图示上述与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且使用经由PLS的信令(下文称作PLS信令)或带内信令，可以传输信令信息。
具体地，第一虚线框，图68的(a)图示经由PLS传输的信令信息，并且第二虚线框，图68的(b)图示经由带内信令传输的信令信息。
如图68图示的，与根据DP类型的RB映射有关的信令信息可以包括N_Slot信息、DP_Type信息、DP_N_Block信息、DP_RB_St信息、 DP_FEC_St信息和NP_N_Block信息。
经由PLS信令传输的信令信息与经由带内信令传输的信令信息是相同的。然而，PLS包括关于被包括在用于服务获取的相应信号帧中的所有DP的信息，并且因此，除了N_Slot信息和DP_Type信息的信令信息可以被定义在用于定义关于每个DP的信息的DP循环中。另一方面，带内信令被用于获取相应的DP，并且因此，针对每个DP传输。如此，带内信令与PLS信令不同之处在于用于定义关于每个DP的信息的DP循环不是必须的。现在给出信令信息的简短描述。
N_Slot信息：指示被分割时隙的数目的信息形成信号帧，该信号帧可以具有2比特的大小。根据本发明的实施例，时隙数目可以是1、 2、4、8。
DP_Type信息：指示DP类型的信息，DP类型可以是如上所述的类型1、类型2和类型3中的一种。根据设计者的意图，信息是可可扩展的，并且具有3比特的大小。
DP_N_Block_Max信息：指示相应DP的FEC块的最大值或与之等价的值的信息，该信息可以具有10比特的大小。
DP_RB_St信息：指示相应DP的第一RB的地址的信息，并且在 RB基础上，可以表示RB的地址。这种信息可以具有8比特的大小。
DP_FEC_St信息：指示要被映射到信号帧的相应DP的FEC块的第一地址的信息，并且在信元的基础上，可以表示FEC块的地址。这种信息可以具有13比特的大小。
DP_N_Block信息：指示要被映射到信号帧的相应DP的FEC块的数目或与之等价的值的信息，该信息可以具有10比特的大小。
根据设计者的意图，考虑信号帧的长度、时间交织的大小、RB的大小等，上述的信令信息可以变化其名称、大小等。
因为根据如上所述的用途，PLS信令和带内信令有差异，所以为了更高效的传输，如下所述，对于PLS信令和带内信令，信令信息可以被略去。
首先，PLS包括关于被包括在相应信号帧中的所有DP的信息。因此，以DP0、DP1、DP2、……的顺序，DP被完全地和顺序地映射到信号帧，广播信号接收装置可以执行运算以获得DP_RB_St信息。在这种情况下，DP_RB_St信息可以被略去。
其次，在带内信令的情况下，使用相应DP的DP_N_Block信息，广播信号接收装置可以获取下一个信号帧的DP_FEC_St信息。因此， DP_FEC_St信息可以被略去。
再次，在带内信令的情况下，当影响相应DP的映射的N_Slot信息、DP_Type信息和DP_N_Block_Max信息被改变时，可以使用指示是否相应的信息被改变的1比特信号，或可以用信号发送此改变。在这种情况下，附加的N_Slot信息、DP_Type信息和DP_N_Block_Max 信息可以被略去。
即，在PLS中，DP_RB_St信息可以被略去，并且在带内信令中，除了DP_RB_St信息和DP_N_Block信息的信令信息可以被略去。根据设计者的意图，这是可变的。
图69是示出根据本发明的实施例的DP的数目的PLS的比特的数目的图。
具体地，图69示出当经由PLS传输与根据DP类型的RB映射有关的信令信息的情况下，随着DP的数目的增长，用于PLS信令的比特的数目的增长。
虚线指每个相关的信令信息被传输的情况(默认信令)，而实线指上述类型的信令信息被略去的情况(高效信令)。随着DP的数目的增长，如果某些类型的信令信息被略去，则应该注意的是，节省的比特的数目线性得增加。
图70是图示出根据本发明的实施例的对DP解映射过程的图。
如图70的顶部图示的，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以传输连续的信号帧35000和35100。每个信号帧的配置如上所述。
如上所述，当在RB的基础上，广播信号传输装置将不同类型的 DP映射到相应的信号帧，并且传输信号帧时，使用上述与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，广播信号接收装置可以获得相应的DP。
如上所述，经由信号帧的PLS35010或经由带内信号35020可以传输与根据DP类型的RB映射有关的信令信息。图70的左下侧，图70 的虚线框(a)图示经由信号帧的PLS35010传输的与根据DP类型的 RB映射有关的信令信息，而图70的右下侧，图70的虚线框(b)图示经由带内信号35020传输的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息。与被包括在相应DP中的数据一起，带内信号35020被处理，例如，编码、调制和时间交织，并且因此，可以被标示为作为数据符号的部分被包括在信号帧中。以上已经描述了每种类型的信令信息，因此这里不再描述。
如图70图示的，广播信号接收装置可以获取被包括在PLS 35010 中的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且因此，可以对被映射到相应信号帧35000的DP进行解映射，并获取被映射到相应信号帧35000的DP。此外，广播信号接收装置可以获取经由带内信号35020 传输的与根据DP类型的RB映射有关的信令信息，并且因此，可以对被映射到下一个信号帧35100的DP进行解映射。
图71是图示根据本发明的另一个实施例的信号帧结构的图。
图71的上侧中图示的信号帧41010和41020中的每个可以包括前导P、头/尾边缘符号EH/ET、一个或多个PLS符号PLS以及多个数据符号(标为“数据帧N”和“数据帧N+1”)。根据发明者的意图，这是可变的。图71的每个信号帧中标示的“T_Sync”指基于由接收器从前导获取的信息，获得用于PLS解码的稳定的同步的必要时间。现在给出对通过帧结构模块分配PLS偏移部分以保证T_Sync时间的方法的描述。
前导被定位在每个信号帧的最前面，并且可以传输用于识别广播系统和信号帧类型、同步信息、关于被包括在帧中的信号的调制和编译的信息等的传输参数。基本传输参数可以包括FFT大小、保护间隔信息、导频图案信息等。用于同步的信息可以包括载波和相位、符号时序和帧信息。因此，根据本发明的另一个实施例的广播信号接收装置可以初始地检测信号帧的前导、识别广播系统和帧类型以及选择性地接收和解码对应于接收器类型的广播信号。
此外，使用检测和解码的前导，接收器可以获取系统信息，并且通过额外地执行同步过程，可以获取PLS解码的信息。基于通过解码前导获取的信息，接收器可以执行PLS解码。
为了执行前导的上述功能够，前导可以被以高出服务信息几个dB 的鲁棒性传输。此外，先于同步过程，前导应该被检测和解码。
图71的上侧图示出PLS符号被连续地映射到前导符号或边缘符号 EH。因为接收器在对应于T_Sync的时间之后完成同步，所以在接收 PLS符号后，接收器不立即对PLS符号进行解码。在这种情况下，接收一个或多个信号帧的时间可以被延迟直到接收器对接收的PLS数据进行解码。虽然缓冲器可以被用于在信号帧的PLS符号被接收之前同步没有完成的情况，但是可能会导致多个缓冲器是必需的问题。
图71的底部中图示的信号帧41030和41040中的每个也可以包括图71的上侧中图示的符号P、EH、ET、PLS和数据帧N。
根据本发明的另一个实施例的帧结构模块可以在信号帧41030或 41040的头边缘符号EH和PLS符号PLS之间配置PLS偏移部分41031 或41042，用于快速服务获取和数据解码。如果帧结构模块在信号帧内配置PLS偏移部分41031或41042，则前导可以包括PLS偏移信息 PLS_offset。根据本发明的实施例，PLS_offset可以被定义为用于配置 PLS偏移部分的OFDM符号的长度。
由于被配置在信号帧内的PLS偏移部分，接收器可以保证对应于检测和解码前导的时间的T_Sync。
现在给出对确定PLS_offset的值的方法的描述。
信号帧中OFDM的大小被定义为T_Symbol。如果信号帧不包括边缘符号EH，则包括PLS偏移(PLS_offset的值)的OFDM符号的大小可以被确定为等于或大于T_Sync/T_Symbol的上取整值(向上取整值)。
如果信号帧包括边缘符号EH，则包括PLS_offset的OFDM符号的大小可以被确实为等于或大于T_Sync/T_Symbol的上取整值(向上取整值)-1。
因此，基于包括通过检测和解码前导获取的PLS_offset的值的数据，接收器可以获知接收的信号帧的结构。如果PLS_offset的值是0，则应该注意的是，根据本发明的实施例的信号帧具有PLS符号被连续地映射到前导符号的结构。可替换地，如果PLS_offset的值是0并且信号帧包括边缘符号，则接收器可以获知信号帧具有边缘符号和PLS 符号被连续地映射到前导符号的结构。
帧结构模块可以配置要被映射到数据符号数据帧N或PLS符号 PLS的PLS偏移部分41031。因此，如图71的底部中所图示的，帧结构模块可以将先前帧(例如，帧N-1)的数据被映射到的数据符号分配到PLS偏移部分。可替换地，虽然在图71的底部中未示出，但是帧结构模块可以将PLS符号分配到下一帧的PLS数据被映射到的PLS偏移部分。
帧结构模块可以对PLS_offset执行一次或多次量化运算以减少前导中的信令比特。
现在给出帧结构模块将PLS_offset的2比特分配到要以信号被传输的前导的示例。
如果PLS_offset的值是“00”，则PLS偏移部分的长度是0。这意味着PLS数据被映射到信号帧中前导后面紧靠着前导的部分，或如果边缘符号存在，则映射到边缘符号后面紧靠着边缘符号的部分。
如果PLS_offset的值是“01”，则PLS偏移部分的长度是 1/4*L_Frame。L_Frame指能够被包括在帧中的OFDM符号中的数目。
如果PLS_offset的值是“10”，则PLS偏移部分的长度是 2/4*L_Frame。
如果PLS_offset的值是“11”，则PLS偏移部分的长度是 3/4*L_Frame。
上述由帧结构模块确定PLS_offset的值和PLS偏移部分的长度的方法仅是示例性实施例，并且根据设计者的意图，其术语和值可以变化。
如上所述，图71图示出当在前导被检测和解码之后，对应于多个 OFDM符号的时间(PLS_offset)被用于同步的情况下的帧结构。在前导被检测和解码之后，基于诸如连续导频和保护间隔的信息，接收器可以对为了接收多个OFDM符号的时间(PLS_offset)对整数频率偏移、分数频率偏移以及采样频率偏移进行补偿。
现在给出对当通过将PLS偏移部分分配到信号帧，根据本发明的实施例的帧结构模块保证T_Sync时可获得的效果的描述。
如果信号帧包括PLS偏移部分，则接收器耗费的接收信号扫描时间和服务数据获取时间可以被减少。
具体地，与被接收器检测和解码的前导处于同一帧的PLS信息在接收此帧的时间内可以被解码，并且因此，信道扫描时间可以被减少。在未来广播系统中，各种系统能够在物理帧中使用TDM传输信令，并且因此，增加信道扫描的复杂度。如此，如果使用根据本发明的实施例PLS偏移部分被分配到的信号帧的结构，则信道扫描时间可以被减少更多。
此外，与PLS偏移部分不被分配到的信号帧的结构(图71的上侧中)相比，在PLS偏移部分被分配到的信号帧的结构(图71的底部) 中，接收器可以期望对应于信号帧的长度和PLS_offset部分的长度之间的差的服务数据获取时间增益。
当在与接收的前导符号相同的帧中接收器不能够对PLS数据进行解码的情况下，可以获得上述分配PLS偏移部分的效果。如果帧结构模块能够被设计以对没有分配的PLS偏移部分的前导和边缘符号进行解码，则PLS_offset的值可以被设定为0。
图72是示出根据本发明的实施例的帧结构的图。
此附图与关于图10的在上面描述的帧结构部分相同，并且两个帧结构的概念是相同的。图72示出在超帧中的FRU和帧类型的示例配置。图72的顶部和中间部分分别示出超帧和被包括在超帧中的FRU。图72 的底部示出被包括在各个FRU中的帧的数目(根据本发明的实施例，此数目最多4个，并且取决于设计者的意图是可变的)和在帧和FEF 中发送的简档(基本、手持和高级)。如上所述，根据本发明的实施例的帧能够发送三种类型的简档。不同于图10(c)，图72示出其中根据本发明的实施例的帧能够发送高级简档的示例。
超帧可以是由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM(时分复用) 的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
与频分复用(FDM)方案相比较，TDM方案能够容易地改变每个帧的传输参数(FFT、导频图案等等)，并且因此可以有利于同时发送不同的PHY简档。另外，使用TDM方案低功率的移动接收器可以被设计。
在FRU中的各个帧属于PHY简档，(基本、手持、高级)或者 FEF中的一个。在FRU中的帧的最大被允许的数目是四个并且给定的 PHY简档能够在FRU(例如，基本、基本、手持、高级)中出现从零次到四次中的任何次数。如果被要求，使用前导中的PHY_PROFILE 的被保留的值能够扩展PHY简档定义。
FEF部分被插入在FRU的末尾处，如果被包括的话。如果FEF被包括在FRU中，则在超帧中FEF的最小数目是8。不推荐FEF部分彼此相邻。
根据本发明的实施例的上述FRU结构可以具有灵活性并且可以最小化对于用信号发送超帧结构的信令开销。被包括在各个FRU中的帧的数目和被包括在超帧中的FRU的数目取决于设计者的意图是可变化的。另外，根据本发明的超帧是在特定的时间段内包括帧的概念，并且术语本身取决于设计者的意图是可变化的。
图73是示出被包括在一个帧中的OFDM符号的结构的图。
具体地，图73是示出在当帧发送基本简档时的情况下的OFDM 符号的结构的图。虽然此附图示出用于发送基本简档的帧，但是用于发送手持简档和高级简档的帧也可以具有相同的OFDM符号结构。
一个帧进一步被划分成大量的OFDM符号和前导。如在图73中所示，帧包括前导、一个或者多个帧信令符号(FSS)、正常数据符号以及帧边缘符号(FES)。在本附图中的符号的描述可以与关于图10 的在上面给出的相同。
前导是能够进行快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的集合的特定符号。前导信令数据承载对于使接收器能够访问PLS数据并且追踪帧结构内的DP所需要的21比特的信息。信令数据可以被包括。被包括在前导中的前导信令数据的描述与关于图12在上面给出的相同。
FSS的主要用途是要承载PLS数据。为了快速同步和信道估计，以及由此的PLS数据的快速解码，FSS具有比正常数据符号更加稠密的导频图案。FES精确地具有与FSS相同的导频，其能够进行在FES 内的仅频率插补以及时间插补，而不外推，用于就在FES前面的符号。
图74是示出用于FRU配置的信令格式的表。
未来的广播服务能够每个FRU、每个超帧、或者每个信道同时发送不同的PHY简档或者FEF。信道扫描时间能够随着不同的PHY简档被同时发送而增加。因此，为了防止信道扫描时间增加，关于FRU中的FEF或者PHY简档的排列的信息需要被用信号发送。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以在下面所描述的两个步骤中执行FRU配置信令。首先，前导用信号发送是否在超帧或者FRU 中存在PHY简档和FEF。即，根据本发明的实施例的前导可以用信号发送被包括的PHY_PROFILE和FRU_CONFIGURE。
其次，PLS用信号发送PHY简档或者FEF的阶和精确的长度信息。即，被包括在PLS1中的诸如FRU_PHY_PROFILE、 FRU_FRAME_LENGTH以及FRU_GI_FRACTION的信令字段可以指示FHY简档或者FEF的阶和精确长度信息。FRU_PHY_PROFILE、 FRU_FRAME_LENGTH以及FRU_GI_FRACTION的描述与关于图13 的在上面给出的相同。
通过在如上所述的两个步骤中用信号发送FRU配置，通过仅解码前导，接收器可以获取关于是否在对应的信道(或者超帧或者FRU) 中存在所期待的PHY简档或者FEF的信息。即，可以通过用信号发送前导中的FRU配置信息提供用于允许接收器快速扫描所期待的信道 (或者超帧或者FRU)的退出条件。
另外，根据本发明的实施例的FRU配置信号被包括在前导和PLS1 中。因此，接收器可以通过在某个时间段(例如，在本发明中的超帧时段)内访问任何帧获取在该时间段中发送的PHY简档或者FEF的位置信息。在当接收器执行信道扫描和信道切换时的情况下这能够进行有效的功率消耗。
图74的表与上面的表8相同。现在给出用于FRU配置的信令格式的表的描述。如先前所描述的，可以通过FRU_CONFIGURE识别在信道中存在的帧的配置。在此，通过FRU_CONFIGURE能够指示的范围可以是整个信道或者超帧。如上所述，如果通过帧接收单元(FRU) 的重复构造超帧，则具有相同配置的FRU可以在超帧中被重复，并且因此也可以通过FRU_CONFIGURE识别FRU的帧配置。
如上所述，PHY_PROFILE通知具有前导的帧的类型。即，如果 PHY_PROFILE被设置为000，则帧可以是根据基本简档的帧。如果其被设置为001，则帧可以是根据手持简档的帧。如果PHY_PROFILE被设置为010，则帧可以是根据高级简档的帧。如果PHY_PROFILE被设置为111，则帧可以是未来扩展帧(FEF)，即，用于要在未来使用的其它系统的帧。
根据一个实施例，PHY_PROFILE字段可以具有3个比特。各个比特可以指示是否在超帧中存在根据特定简档的帧。
为了以少量的比特表示超帧的所有配置，FRU_CONFIGURE字段指示是否在与当前帧的类型有关的超帧中存在根据特定简档的帧。即，通过FRU_CONFIGURE和PHY_PROFILE的组合可以区分超帧的配置。
如果FRU_CONFIGURE被设置为000，则信道或者超帧可以是由不与其它类型的帧混合的一种类型的帧组成。即，如果当前帧的简档是基本简档(PHY_PROFILE＝000)，并且FRU_CONFIGURE的值是 000时，则在超帧中可以仅存在根据基本简档的帧。
在当前帧的简档是基本简档(PHY_PROFILE＝000)的情况下，在超帧中可以存在根据手持简档的帧。如果FRU_CONFIGURE的第二比特是1，则根据高级简档的帧可以在超帧中存在。如果 FRU_CONFIGURE的第三比特是1，则在超帧中可以存在FEF。
如果当前帧的简档不是基本简档，则FRU_CONFIGURE的各个比特的意义可以改变。例如，在当前帧的简档是手持简档 (PHY_PROFILE＝001)的情况下，如果FRU_CONFIGURE的第一比特是1，则在超帧中可以存在根据基本简档的帧。如果 FRU_CONFIGURE的第二比特是1，则在超帧中可以存在根据高级简档的帧。如果FRU_CONFIGURE的第三比特是1，则在超帧中可以存在FEF。
例如，如果当前帧的简档是高级简档(PHY_PROFILE＝010)，并且FRU_CONFIGURE的值是011，则根据基本简档的帧在超帧中不存在，然而根据手持简档的帧和FEF在超帧中存在。
以这样的方式，可以表示超帧能够具有的所有可能的配置。通过本发明，可以通过与“指示字段的当前帧类型：”(PHY_PROFILE) 的组合以较少数量的比特表示大量的超帧配置。即，本发明实现用于具有被限制数目的比特的前导的有效信令，并且提供允许接收器实现快速信道扫描的最小信息。
图75是示出根据本发明的实施例的FRU的前导信令的图。
图75是由4个帧组成的FRU。根据当前实施例的被包括在FRU 中的帧包括基本简档、手持简档、高级简档，并且FEF.PHY_PROFILE 和FRU_CONFIGURE值被写入在各个帧下面。下面描述的 PHY_PROFILE和FRU_CONFIGURE值是以图74的表为基础。取决于设计者的意图这些值是可变化的。
最初，第一帧发送基本简档并且因此具有“000”的PHY_PROFILE 值。
第二帧发送手持简档并且因此具有“001”的PHY_PROFILE值。
第三帧发送高级简档并且因此具有“010”的PHY_PROFILE值。
第四帧发送FEF并且因此具有“111”的PHY_PROFILE值。
可以每个FRU为各个帧确定FRU_CONFIGURE。
最初，可以基于第一帧确定FRU_CONFIGURE。在第一帧的情况下，因为当前帧是基本简档，所以可以基于图74的第一和第二列确定 FRU_CONFIGURE。如果在FRU中存在手持简档，则 FRU_CONFIGURE是“1XX”。如果在FRU中存在高级简档，则 FRU_CONFIGURE是“X1X”。如果在FRU中存在FEF，则 FRU_CONFIGURE是“XX1”。因此，基于此附图的第一帧确定的 FRU_CONFIGURE是“111”。
同样地，可以基于第二帧确定FRU_CONFIGURE。在第二帧的情况下，因为当前帧是手持简档，所以可以基于图74的第一和第三列确定FRU_CONFIGURE。如果在FRU中存在基本简档，则FRU_CONFIGURE是“1XX”。如果在FRU中存在高级简档，则 FRU_CONFIGURE是“X1X”。如果在FRU中存在FEF，则 FRU_CONFIGURE是“XX1”。因此，基于此附图的第二帧确定的 FRU_CONFIGURE是“111”。
类似地，可以基于第三帧确定FRU_CONFIGURE。在第三帧的情况下，因为当前帧是高级简档，所以可以基于图74的第一和第四列确定FRU_CONFIGURE。因此，基于本附图的第三帧确定的 FRU_CONFIGURE是“111”。以相同的方式，可以基于第四帧确定 FRU_CONFIGURE。在第四帧的情况下，因为当前帧是FEF，所以基于图74的表的第一和第五列确定FRU_CONFIGURE。因此，基于此附图的第四帧确定FRU_CONFIGURE是“111”。
图76是示出根据本发明的实施例的FRU配置的PLS信令的图。
如上所述，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以在PLS的 FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH以及FRU_GI_FRACTION字段中的每一个中用信号发送对应的信息。
图76示出由4个帧组成的FRU。根据当前实施例的被包括在FRU 中的帧包括基本简档、手持简档、以及高级简档和FEF。各个帧的 NUM_FRAME_FRU、和FRU_PHY_PROFILE，FRU_FRAME_LENGTH 和FRU_GI_FRACTION字段值被写入在帧的下面。下面给出各个参数的描述。
NUM_FRAME_FRU字段指示每个FRU帧的数目。因此， NUM_FRAME_FRU＝“00”可以表示其中FRU包括一个帧的情况， NUM_FRAME_FRU＝”01”可以表示其中FRU包括两个帧的情况， NUM_FRAME_FRU＝”10”可以表示其中FRU包括三个帧的情况，并且 NUM_FRAME_FRU＝”11”可以表示其中FRU包括四个帧的情况。
取决于NUM_FRAME_FRU值可以确定i的值。根据本发明的实施例，因为NUM_FRAME_FRU＝”11”，所以i能够具有从0到3的值。
被包括在本附图中的FRU的第一帧发送基本简档并且因此 FRU_PHY_PROFILE＝“000”，第二帧发送手持简档并且因此 FRU_PHY_PROFILE＝”001”，第三帧发送高级简档并且因此 FRU_PHY_PROFILE＝”010”，并且第四帧发送FEF并且因此 FRU_PHY_PROFILE＝”111”。
FRU_FRAME_LENGTH表示各个帧的长度。根据本发明的实施例，随着FRU_FRAME_LENGTH值被增加了1，帧的长度被增加了 50ms。因此，例如，如果帧长度是50ms则FRU_FRAME_LENGTH＝“00”，如果帧长度是100ms则FRU_FRAME_LENGTH＝“01”，如果帧长度是150ms则FRU_FRAME_LENGTH＝“10”，并且如果帧长度是 200ms则FRU_FRAME_LENGTH＝“11”。
FRU_GI_FRACTION表示各个帧的保护间隔分数值。根据本发明的实施例，例如，FRU_GI_FRACTION值可以以表7为基础。
此附图示出示例，其中如果FRU_GI_FRACTION＝“100”则保护间隔分数值是1/80，并且如果FRU_GI_FRACTION＝“001”则保护间隔分数值是1/20。
取决于通过PLS发送的NUM_FRAME_FRU值，要被发送的PLS 的开销可以被减少或者增加。因此，随着NUM_FRAME_FRU值被减少，可以减少PLS的开销。如果PLS的长度是可变的，则前导可以包括与PLS的长度相对应的信息。
前导可以发送用于效率和鲁棒性的最小量的重要信息。如果PLS 的长度被固定，则前导可以不发送与PLS的长度相对应的信息。因此，与PLS的长度是可变的情况相比较，如果PLS的长度被固定，则前导可以有效地和鲁棒性地发送信令信息。
PLS的长度被固定的情况可以指的是固定长度被指配给PLS的情况。
如果PLS的长度被固定，则根据本发明的实施例的广播信号接收器可以通过在NUM_FRAME_FRU值和被指配的PLS长度之间的差执行零填充。
上面的描述对应于本发明的实施例，并且取决于设计者的意图，信令字段的名称、功能、值等等是可变化的。
图77是示出与图76有关的在上面描述的PLS信令字段的语法的图。
根据本发明的实施例的广播信号接收器可以分别将2个比特、3 个比特、2个比特以及3个比特分配给NUM_FRAME_FRU、 FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH以及 FRU_GI_FRACTION信令字段。图47的信令字段的描述与关于图13 和图76的在上面给出的描述相同。
基于NUM_FRAME_FRU值确定for循环的数目。图77示出 NUM_FRAME_FRU值是“11”并且i是从0到3的示例。因此，for 循环的数目被确定为4。for循环可以是用于区分被包括在FRU中的各个帧的单独的信令信息的单元。
基于是否PLS的长度被固定可以改变for循环的数目，如关于图 76在上面所描述的。即，如果PLS的长度是可变的，则基于 NUM_FRAME_FRU值可以确定for循环的数目。另一方面，如果PLS 的长度被固定，则for循环的数目也可以被确定。例如，for循环的数目可以被固定为4。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以包括与for循环的数目相对应的FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH以及 FRU_GI_FRACTION信息。
如关于图13在上面所描述的，使用FRU_FRAME_LENGTH和 FRU_GI_FRACTION，能够获得帧持续时间的精确的值。
图78是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的 OFDM符号的数目和帧长度的表。
帧长度被划分成四种，即，50、100、150以及200ms，并且使用图76中的2个比特用信号发送FRU_FRAME_LENGTH以最小化信令开销。
具体地，图78是示出在当如在图76中使用2个比特用信号发送 FRU_FRAME_LENGTH时的情况下的用于各个FFT的OFDM符号的数目和帧长度的表。如关于图13、图76和77的在上面所描述的，使用FRU_FRAME_LENGTH和FRU_GI_FRACTION，能够获得帧持续时间的精确的值。
图78的表示出当FFT大小是32K、16K以及8K时取决于 FRU_FRAME_LENGTH被包括在一个帧中的OFDM符号的数目。例如，当FFT大小是32K时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“00”，则9个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是32K 时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“00”，则9个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是32K时，如果 FRU_FRAME_LENGTH是“01”则18个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是32K时，如果FRU_FRAME_LENGTH 是“01”则18个OFDM符号可以被包括在一个帧中，如果 FRU_FRAME_LENGTH是“10”则27个OFDM符号可以被包括在一个帧中，并且如果FRU_FRAME_LENGTH是“11”则36个OFDM符号可以被包括在一个帧中。
当FFT大小是16K时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“00”，则18个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是 16K时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“01”则36个OFDM符号可以被包括在一个帧中，如果FRU_FRAME_LENGTH是“10”则54个 OFDM符号可以被包括在一个帧中，并且如果FRU_FRAME_LENGTH 是“11”则72个OFDM符号可以被包括在一个帧中。
当FFT大小是8K时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“00”，则 36个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是8K 时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“01”则72个OFDM符号可以被包括在一个帧中，如果FRU_FRAME_LENGTH是“10”则108个OFDM 符号可以被包括在一个帧中，并且如果FRU_FRAME_LENGTH是“11”则144个OFDM符号可以被包括在一个帧中。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以基于FRU_FRAME_LENGTH和FFT大小确定被包括在一个帧中的OFDM 符号的数目。
图78中示出的表仅对应于实施例并且取决于设计者的意图是可变的。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以扩展 FRU_FRAME_LENGTH的比特。具体地，如果提供除了视频服务之外的具有低数据速率的服务，或者如果使用FEF区域提供具有任意帧长度的服务，则根据本发明的实施例的广播信号发射器可以扩展 FRU_FRAME_LENGTH的比特。
例如，如果根据本发明的实施例的广播信号发射器控制每个 OFDM符号的帧长度，则当FFT大小是8K时，高达144个OFDM符号应被用信号发送，并且因此8个比特可以被分配给FRU_FRAME_LENGTH。
可替选地，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以基于32K FFT控制帧长度以调节信令开销和灵活性。在这样的情况下，根据本发明的实施例的广播信号发射器应当用信号发送高达36个OFDM符号并且因此可以将FRU_FRAME_LENGTH的比特扩展到6个比特。
下面将会参考图80给出根据本发明的实施例的用于通过广播信号发射器使用6个比特用信号发送FRU_FRAME_LENTH的方法的描述。
图79是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的以毫秒的帧长度和GI分数的表。
具体地，图79是示出在当使用6个比特用信号发送 FRU_FRAME_LENTH时的情况下的每个用于各个FFT的帧的以毫秒计的帧长度和GI分数的表。
在该表中，GIF表示保护间隔分数并且N_Sym表示每个帧的 OFDM符号的数目。
当使用6个比特用信号发送FRU_FRAME_LENTH时，高达64个 OFDM符号可以被包括在一个帧中。另外，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以支持具有高达300ms或者以上的帧长度的帧，如在图79的表中所示。
然而，如果由于信道扫描等等最大帧长度被限于250ms(例如， DTB-TS广播标准)，则使用6个比特并且不超过250ms的最大数目的 OFDM符号可能被饱和并且被使用。因此，在图79的表中的阴影部分可能不是有效的。在这样的情况下，取决于FFT大小和GI分数值OFDM符号的数目可以被限于44至50。
图80是示出根据本发明的实施例的用于各个FFT的每个帧的 OFDM符号的数目和帧长度的表。
具体地，图80是示出在当在图78中使用2个比特用信号发送 FRU_FRAME_LENTH时的情况下用于各个FFT的每个帧的OFDM符号的数目和帧长度的另一实施例的表。即，图80是示出在当使用6个比特用信号发送FRU_FRAME_LENTH时的情况下用于各个帧的每个帧的OFDM符号的数目和帧长度的表。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以基于图80的表取决于FFT大小和FRU_FRAME_LENGTH确定被包括在一个帧中的 OFDM符号的数目。例如，当FFT大小是32K时，如果FRU_FRAME_LENGTH是“000000”，则1个OFDM符号可以被包括在一个帧中。同样地，当FFT大小是32K时，如果 FRU_FRAME_LENGTH是“000001”则2个OFDM符号可以被包括在一个帧中，如果FRU_FRAME_LENGTH是“000010”则3个OFDM 符号可以被包括在一个帧中，并且如果FRU_FRAME_LENGTH是“100010”则35个OFDM符号可以被包括在一个帧中。
以相同的方式，基于图80的表取决于FRU_FRAME_LENGTH值，在当FFT大小是16K和8K时的情况下根据本发明的实施例的广播信号发射器可以确定被包括在一个帧中的OFDM符号的数目。
图80示出取决于FFT大小被包括在一个帧中的OFDM符号的最大数目是36、72以及144的示例。这对应于帧长度被限于200ms的示例。然而，当根据本发明的实施例的广播信号发射器期待将帧长度扩展到250ms时，广播信号发射器可以以帧长度不超过250ms这样的方式参考图79设计OFDM符号的最大数目。
取决于设计者的意图在图78至图80中指示的数值是可变化的。
图81是根据本发明的实施例的广播信号发送方法的流程图。
根据本发明的实施例的广播信号发射器可以编码用于发送至少一个广播服务组件(或者服务数据)的数据(S83000)。如上所述，与数据相对应的每个DP可以处理根据本发明的实施例的数据。可以通过比特交织编译&调制块1010编码数据。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以构建至少一个信号帧(S83010)。根据本发明的实施例的信号帧可以包括PLS数据和服务数据。可以通过帧构建块1020构建信号帧。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以通过OFDM方案调制至少一个信号帧(S83020)。可以通过波形生成块1030进行 OFDM调制信号帧。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以将前导插入到被构建的至少一个信号帧。被插入到信号帧中的前导可以是常规前导、鲁棒性前导或者扩展(或者增强)前导。取决于用于发送信号帧的信道环境，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以将常规前导、鲁棒前导或者扩展前导插入到信号帧。如上所述，可以通过重复常规前导生成鲁棒前导。在这样的情况下，鲁棒前导的前一半与常规前导完全一致，并且鲁棒前导的后一半是常规前导的简单变化，从频率域中应用的序列SSS出现不同。
扩展的前导可以具有多个常规前导被重复的形式。如关于47在上面所描述的，根据本发明的实施例的被包括在扩展前导中的两个 OFDM数据区域，即，OFDM数据A和OFDM数据B，可以发送不同信令数据。扩展前导的描述可以与关于47至图50的在上面给出的相同。
根据本发明的实施例的前导插入块8050可以将上述前导中的一个插入到信号帧。
为了生成鲁棒前导，根据本发明的实施例的前导插入块8050可以使用不同的加扰序列，或者使用相同的加扰序列但是不同的载波分配方案生成鲁棒前导的前一半和鲁棒前导的后一半。根据本发明的实施例的生成的鲁棒前导的前一半和后一半可以在时域中具有不同的信号波形。因此，即使当在时域中重复地发送相同的信令信息时，由于多路径信道的数据偏移不可以发生。
为了生成扩展的前导，根据本发明的实施例的前导插入块8050可以使用不同的加扰序列，或者使用相同的加扰序列但是不同的载波分配方案生成鲁棒前导的前一半和鲁棒性前导的后一半。在根据本发明的实施例生成的扩展前导中重复常规前导结构的时段可以在时域中具有不同的信号波形。
根据本发明的实施例的信号帧可以包括前导和PLS数据。被包括在前导和PLS数据中的总信令字段可以被称为信令数据。可替选地，仅被包括在PLS数据中的信令字段可以被称为信令数据。
如关于72至图80在上面所描述的，根据本发明的实施例的信令数据可以包括被包括在超帧中的各个帧的长度信息或者FRU配置信息。具体地，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以用信号发送关于是否在超帧或者FRU中存在PHY简档和FEF的信息，即， PHY_PROFILE和FRU_CONFIGURE，作为FRU配置信令信息。
另外，根据本发明的实施例的信令数据可以包括FEF或者PHY简档的精确的长度信息和阶。即，诸如FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH和FRU_GI_FRACTION的信令字段可以指示 PHY简档和FEF的阶和精确长度信息。FRU_PHY_PROFILE、 FRU_FRAME_LENGTH和FRU_GI_FRACTION的描述与关于图13的在上面给出的相同。
然后，根据本发明的实施例的广播信号发射器可以发送包括被构建和被调制的至少一个信号帧的至少一个广播信号(S83030)。
图82是根据本发明的实施例的广播信号接收方法的流程图。
图82对应于关于图81的在上面描述的广播信号发送方法的逆过程。
根据本发明的实施例的广播信号接收器可以接收至少一个广播信号(S84000)。根据本发明的实施例的广播信号包括至少一个信号帧，并且各个信号帧可以包括前导和PLS数据以及服务数据。
被包括在前导和PLS数据中的信令数据的描述与关于图81的在上面给出的相同并且因此在此被省略。
根据本发明的实施例的广播信号可以包括一个或者多个信号帧。各个信号帧可以包括前导和边缘，PLS和数据符号。如上所述，已经接收到广播信号的广播信号可以基于当广播信号发射器生成前导时应用的加扰序列检测前导并且解扰前导。在这样的情况下，前导可以是常规前导或者鲁棒前导。然后，广播信号接收器可以获取被包括在前导中的信令数据。
根据本发明的实施例的被包括在同步&解调块9000中的前导检测器可以检测和解扰前导。即，前导检测器可以执行与前导插入块7500 的逆操作。如上所述，前导检测器可以取决于被包括在信号帧中的前导的类型(常规前导、鲁棒前导或者扩展前导)执行不同的操作。
操作的具体描述可以与关于图43至图46，并且图48至图50的在上面给出的描述相同。
根据本发明的实施例的广播信号接收器可以通过OFDM方案解调接收到的至少一个广播信号(S84010)。可以通过同步&解调模块9000 解调广播信号。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收器可以从解调的广播信号解析至少一个信号帧(S84020)。可以通过帧解析模块9010解析信号帧。
然后，根据本发明的实施例的广播信号接收器可以解调用于发送至少一个广播服务组件的服务数据(S84030)。可以通过解映射&解调模块9020解码数据。
本领域技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，其意在本发明覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等效的范围内。
在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述可以互补地适用于彼此。
本发明的模式
在用于执行本发明的最佳模式中已经描述了各种实施例。
[工业实用性]
在一系列广播信号供应领域中本发明是可用的。
对本领域的技术人员来说将会显然的是，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，其意在本发明覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等效的范围内。
Claims (15)
1.一种用于发送广播信号的方法，所述方法包括：
编码由数据管道承载的服务数据；
构建包括编码的服务数据的至少一个信号帧；
通过正交频分复用OFDM方案调制所述至少一个信号帧；
在调制步骤之后，在所述至少一个信号帧中的开始处插入前导；以及
发送承载所述至少一个被调制的信号帧的所述广播信号，
其中，基于快速傅里叶变换FFT大小、保护间隔长度和导频模式来定义每个信号帧的帧类型，并且当在广播信号中复用具有不同帧类型的两个相邻信号帧时，先前信号帧包括位于先前信号帧的末端的尾边缘符号。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述前导的持续时间在符号时段中是可扩展的。
3.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述前导包括两个OFDM符号，
其中，所述前导的两个OFDM符号中的每一个包括紧急报警信息。
4.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述前导包括保护间隔信息和FFT大小信息。
5.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收包括至少一个信号帧的所述广播信号；
在时域中，在所述至少一个信号帧中的开始处检测前导；
通过正交频分复用OFDM方案解调接收到的广播信号；
从包括服务数据的解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中，所述服务数据由数据管道承载；
其中，基于快速傅里叶变换FFT大小、保护间隔长度和导频模式来定义每个信号帧的帧类型，并且当在广播信号中复用具有不同帧类型的两个相邻信号帧时，先前信号帧包括位于先前信号帧的末端的尾边缘符号；以及
解码所述服务数据。
6.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述前导的持续时间在符号时段中是可扩展的。
7.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述前导包括两个OFDM符号，
其中，所述前导的两个OFDM符号中的每一个包括紧急报警信息。
8.根据权利要求5所述的方法，
其中，所述前导包括保护间隔信息，和FFT大小信息。
9.一种发送广播信号的设备，所述设备包括：
编码器，所述编码器编码由数据管道承载的服务数据；
帧构建器，所述帧构建器构建包括被编码的服务数据的至少一个信号帧；
调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方案调制所述至少一个信号帧；
插入器，所述插入器在所述调制之后在所述至少一个信号帧中的每一个的开始处插入前导；以及
发射器，所述发射器发送承载所述至少一个被调制的信号帧的广播信号，
其中，基于快速傅里叶变换FFT大小、保护间隔长度和导频模式来定义每个信号帧的帧类型，并且当在广播信号中复用具有不同帧类型的两个相邻信号帧时，先前信号帧包括位于先前信号帧的末端的尾边缘符号。
10.根据权利要求9所述的设备，
其中，所述前导的持续时间在符号时段中是可扩展的。
11.根据权利要求9所述的设备，
其中，所述前导包括两个OFDM符号，
其中，所述前导的两个OFDM符号中的每一个包括紧急报警信息。
12.根据权利要求9所述的设备，
其中，所述前导包括保护间隔信息，和FFT大小信息。
13.一种用于接收广播信号的设备，所述设备包括：
调谐器，所述调谐器接收包括至少一个信号帧的所述广播信号；
检测器，所述检测器在时域中在所述至少一个信号帧中的每一个的开始处检测前导；
调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方案解调接收到的广播信号；
帧解析器，所述帧解析器从包括服务数据的被解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中，由数据管道承载所述服务数据；
其中，基于快速傅里叶变换FFT大小、保护间隔长度和导频模式来定义每个信号帧的帧类型，并且当在广播信号中复用具有不同帧类型的两个相邻信号帧时，先前信号帧包括位于先前信号帧的末端的尾边缘符号，以及
解码器，所述解码器解码所述服务数据。
14.根据权利要求13所述的设备，
其中，所述前导的持续时间在符号时段中是可扩展的。
15.根据权利要求13所述的设备，
其中，所述前导包括两个OFDM符号，
其中，所述前导的两个OFDM符号中的每一个包括紧急报警信息，其中，所述前导包括保护间隔信息，和FFT大小信息。
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