CN105723715B - 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 - Google Patents

发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：编码与携带至少一个服务数据或者服务组件数据的数据传输信道的每一个相对应的数据；构建包括被编码的数据的至少一个信号帧；通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；以及发送携带至少一个被调制的信号帧的广播信号。

Description

发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的 方法以及接收广播信号的方法
技术领域
本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号的方法。
背景技术
模拟广播信号传输已到尽头，正开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据并且除视频/音频数据外，进一步包括各种类型的附加的数据。
即，数字广播系统能够提供HD(高清)图像、多频道音频和各种附加服务。然而，为了数字广播需要改进考虑到移动接收设备的用于大量的数据的传输的数据传输效率、传输/接收网络的鲁棒性和网络灵活性。
发明内容
技术问题
本发明的目的是为了提供一种用于发送广播信号以复用在时域中提供两种或者更多种不同广播服务的广播传输/接收系统的数据以及通过相同的RF信号带宽传输复用的数据的装置和方法以及用于接收与其相对应的广播信号的装置和方法。
本发明的另一目的是为了提供用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号以通过分量分类与服务相对应的数据，发送与作为数据管道的每个分量相对应的数据、接收和处理数据的方法。
本发明的另一目的是为了提供用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备以及用于发送和接收广播信号以用信号发送对于提供广播信号所必需的信令信息的方法。
问题的解决方案
为了实现目的和其它的优点并且根据本发明的用途，如在此具体化和广泛地描述的，本发明提供一种用于发送广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：编码与携带至少一个服务数据或者服务组件数据的数据传输信道的每一个相对应的数据；构建包括被编码的数据的至少一个信号帧；通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；以及发送携带至少一个被调制的信号帧的广播信号。
优选地，其中至少一个信号帧包括多个OFDM符号，其中至少一个信号帧包括前导、FSS(帧信令符号)、正常数据符号、以及FES(帧边缘符号)。
优选地，其中前导包括导频模式信息和PAPR_FLAG，其中导频模式信息指示是否导频模式是移动模式或者固定模式，并且PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
优选地，其中通过OFDM方案调制至少一个信号帧包括，在至少一个信号中基于至少一个导频图案插入至少一个导频，其中至少一个导频的振幅取决于至少一个导频图案、OFDM符号的类型、以及传输模式的类型，其中传输模式是SISO或者MIMO中的一个，其中至少一个导频图案取决于导频模式信息。
优选地，其中通过OFDM方案调制至少一个信号帧包括，当前导中的PAPR_FLAG被设置为“1”时，在至少一个信号帧中插入基于至少一个导频图案的至少一个导频以及基于FFT(快速傅里叶变换)大小的用于PAPR减少的至少一个被保留的载波；基于时域中的音调保留算法执行PAPR减少，其中至少一个被保留的载波对于各个FFT大小保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和FES保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和正常数据符号保持不同位置。
在另一方面中，本发明提供一种接收广播信号的方法。接收广播信号的方法包括：接收包括至少一个信号帧的广播信号；通过OFDM(正交频分复用)方案解调接收到的广播信号；从包括数据的被解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中对应于多个数据传输信道中的每一个输出数据，其中数据传输信道的每一个携带至少一个服务数据或者服务组件数据；以及解码数据。
优选地，其中至少一个信号帧包括多个OFDM符号，其中至少一个信号帧包括前导、FSS(帧信令符号)、正常数据符号、以及FES(帧边缘符号)。
优选地，其中前导包括导频模式信息和PAPR_FLAG，其中导频模式信息指示是否导频模式是移动模式或者固定模式，并且PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
优选地，其中解析至少一个信号帧包括，基于至少一个导频从至少一个信号帧提取数据，其中解调的广播信号包括在至少一个信号帧中的基于至少一个导频图案的至少一个导频，其中至少一个导频的振幅取决于至少一个导频图案、OFDM符号的类型、以及传输模式的类型，其中传输模式是SISO或者MIMO中的一个，其中至少一个导频图案取决于导频模式信息。
优选地，其中解析至少一个信号帧包括，当前导中的PAPR_FLAG被设置为“1”时，基于至少一个导频和至少一个被保留的载波从至少一个信号帧提取数据，其中被解调的广播信号包括在至少一个信号帧中的基于至少一个导频图案的至少一个导频和基于FFT(快速傅里叶变换)大小的用于PAPR减少的至少一个被保留的载波，其中至少一个被保留的载波对于各个FFT大小保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和FES保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和正常数据符号保持不同位置。
在另一方面中，本发明提供一种用于发送广播信号的设备。用于发送广播信号的设备包括：编码器，该编码器用于编码与携带至少一个服务数据或者服务组件数据的数据传输信道的每一个相对应的数据；帧构建器，该帧构建器用于构建包括被编码的数据的至少一个信号帧；调制器，该调制器用于通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；以及发射器，该发射器用于发送携带至少一个被调制的信号帧的广播信号。
优选地，其中至少一个信号帧包括多个OFDM符号，其中至少一个信号帧包括前导、FSS(帧信令符号)、正常数据符号、以及FES(帧边缘符号)。
优选地，其中前导包括导频模式信息和PAPR_FLAG，其中导频模式信息指示是否导频模式是移动模式或者固定模式，并且PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
优选地，其中调制器包括导频和保留音调插入块，该导频和保留音调插入块在至少一个信号中基于至少一个导频图案插入至少一个导频，其中至少一个导频的振幅取决于至少一个导频图案、OFDM符号的类型、以及传输模式的类型，其中传输模式是SISO或者MIMO中的一个，其中至少一个导频图案取决于导频模式信息。
优选地，其中调制器包括导频和保留音调插入块，当前导中的PAPR_FLAG被设置为“1”时，在至少一个信号帧中插入基于至少一个导频图案的至少一个导频以及基于FFT(快速傅里叶变换)大小的用于PAPR减少的至少一个被保留的载波；PAPR减少块，该PAPR减少块基于时域中的音调保留算法执行PAPR减少，其中至少一个被保留的载波对于各个FFT大小保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和FES保持相同位置，其中至少一个被保留的载波保持贯穿FSS和正常数据符号保持不同位置。
在另一方面中，本发明提供一种用于接收广播信号的设备。用于接收广播信号的设备包括：接收器，该接收器用于接收包括至少一个信号帧的广播信号；解调器，该解调器用于通过OFDM(正交频分复用)方案解调接收到的广播信号；帧解析器，该帧解析器用于从包括数据的被解调的广播信号解析至少一个信号帧，其中对应于多个数据传输信道中的每一个输出数据，其中数据传输信道的每一个携带至少一个服务数据或者服务组件数据；以及解码器，该解码器用于解码数据。
优选地，其中至少一个信号帧包括多个OFDM符号，其中至少一个信号帧包括前导、FSS(帧信令符号)、正常数据符号、以及FES(帧边缘符号)。
优选地，其中前导包括导频模式信息和PAPR_FLAG，其中导频模式信息指示是否导频模式是移动模式或者固定模式，并且PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
优选地，其中帧解析器基于至少一个导频从至少一个信号帧提取数据，其中解调的广播信号包括在至少一个信号帧中的基于至少一个导频图案的至少一个导频，其中至少一个导频的振幅取决于至少一个导频图案、OFDM符号的类型、以及传输模式的类型，其中传输模式是SISO或者MIMO中的一个，其中至少一个导频图案取决于导频模式信息。
优选地，其中，当前导中的PAPR_FLAG被设置为“1”时，帧解析器基于至少一个导频和至少一个被保留的载波从至少一个信号帧提取数据，其中被解调的广播信号包括至少一个信号帧中的基于至少一个导频图案的至少一个导频和基于FFT(快速傅里叶变换)大小的用于PAPR减少的至少一个被保留的载波，其中至少一个被保留的载波对于各个FFT大小保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和FES保持相同位置，其中至少一个被保留的载波贯穿FSS和正常数据符号保持不同位置。
本发明的有益效果
本发明能够根据服务特性处理数据以控制用于各个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明能够通过利用相同的RF信号带宽发送各种广播服务来实现传输灵活性。
本发明能够使用MIMO系统改进数据传输效率并且增加广播信号的传输/接收的鲁棒性。
根据本发明，能够提供能够甚至通过移动接收设备在没有错误的情况下或者在室内环境下接收数字广播信号的广播信号传输和接收方法和设备。
附图说明
附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被结合进和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以起解释本发明原理的作用。在附图中：
图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备的结构。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构造块。
图8图示根据本发明的实施例的OFMD产生块。
图9图示根据本发明的实施例用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备的结构。
图10图示根据本发明的实施例的帧结构。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
图26是示出根据本发明的实施例的与接收模式有关的信息的表。
图27是根据本发明的实施例的广播信号的带宽。
图28是图示根据本发明的实施例的发送(Tx)参数的表。
图29是图示根据本发明的实施例的用于优化eBW的Tx参数的表。
图30是图示根据本发明的另一实施例的用于优化eBW的Tx参数的表。
图31是图示根据本发明的另一实施例的Tx参数的表。
图32是图示根据本发明的实施例的发送(Tx)信号的功率谱密度(PSD)的曲线图。
图33是图示根据本发明的另一实施例的与接收模式有关的信息的表。
图34是根据本发明的实施例的在最大信道估计范围和保护间隔之间的关系。
图35是图示根据本发明的实施例的导频参数的表。
图36是图示根据本发明的另一实施例的导频参数的表。
图37是根据本发明的实施例的SISO导频图案。
图38是根据本发明的实施例的MIXO-1导频图案。
图39是根据本发明的实施例的MIXO-2导频图案。
图40是图示根本发明的另一实施例的导频参数的表。
图41是图示根据本发明的另一实施例的导频参数的表。
图42示出根据本发明的实施例的被包含在帧中的导频结构。
图43是图示根据本发明的实施例的导频参数的表。
图44示出根据本发明的实施例的为各自的导频图案优化的分散的导频振幅值。
图45示出根据本发明的实施例的为相同的导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。
图46示出根据本发明的实施例的通过分数表示为相同的导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。
图47图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
图48是图示根据本发明的实施例的帧解析模块的框图。
图49图示根据本发明的实施例的帧结构。
图50图示根据本发明的实施例的被包含在帧中的导频结构。
图51示出根据本发明的实施例的当被同时应用于正常的数据符号时对于SISO和MIMO来说共同的被保留的载波的位置。
图52示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时对于SISO和MIMO来说共同的被保留的载波的位置。
图53示出根据本发明的实施例的当被同时应用于正常数据符号时为SISO优化的被保留的载波的位置。
图54示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为SISO优化的被保留的载波的位置。
图55示出根据本发明的实施例的当被同时应用于正常数据符号时为MIMO优化的被保留的载波的位置。
图56示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为MIMO优化的被保留的载波的位置。
图57示出根据本发明的另一实施例的当被同时应用于FSS和FES时为SISO和MIMO优化的被保留的载波的位置。
图58示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为SISO优化的被保留的载波的位置。
图59是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。
图60是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。
具体实施方式
现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在伴随的附图中图示。该详细说明将在下面参考伴随的附图给出，其意欲解释本发明的示例性实施例，而不是示出可以根据本发明仅实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，本发明可以无需这些特定的细节实践。
虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规的一个中选择，某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语意欲的含义，而不是其简单的名称或者含义理解。
本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的设备和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)简档(基础、手持和高级简档)每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形需要的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。
三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的简档还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。
1.基础简档
基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。
接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。
表1
[表1]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
2.手持简档
手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。
除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。
表2
[表2]
LDPC码字长度 16K比特
星座大小 2～8bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>18</sup>数据信元
导频图案 用于移动和室内接收的导频图案
FFT大小 8K，16K点
3.高级简档
高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别地设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。
高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。
表3
[表3]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 8～12bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。
下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。
辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求
基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道
基带帧(或者BBFRAME)：形成到一个FEC编码过程(BCH和LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合
信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值
被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC编码的块中的一个
数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。
数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)
DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP
哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元
紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分
帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙
帧接收单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次
快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道
FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合
FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段T的周期中表达的活跃符号时段Ts
帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中的帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分
帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中的帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号
帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。
未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始
Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号
输入流：用于通过系统被递送给终端用户的服务的全体的数据的流。
正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号
PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集
PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据
PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数
注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。
PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据
PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据
PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据
前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据
前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号
注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。
保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义
超帧：八个帧接收单元的集合
时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应
TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。
注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。
类型1DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP
类型2DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP
XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncel个信元的集合
图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧结构块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/或常规流被同时允许输入。
输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于稳健控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000的操作细节。
数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径在用于MIMO传输的输出端上增加。稍后将描述BICM块1010的操作细节。
帧构造块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构造块1020的操作细节。
在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布的MISO方案遍及发送器被应用。此外，峰值对平均功率降低(PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。
信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。
图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流限制(slice)为基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、网际协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。
(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且(b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器2030。将给出每个块的操作的描述。
输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧限制器，和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器在用户分组(UP)级别，提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。
BB帧限制器将输入映射为内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧限制器分配等于可用的数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被限制为适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端上具有扩展字段(1或者3字节)。
流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。
该填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且该填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。该填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。该加扰序列与BBF同步。该加扰序列由反馈移位寄存器产生。
PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。
PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且PLS2动态数据是可以逐帧动态地变化的PLS2数据。
稍后将描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。
参考图3，用于分别地处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧限制器(slicer)3060和BB报头插入块3070。将给出该模式适配块的每个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧限制器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧限制器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。
输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载GS流的多个DP。
补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。
空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以已知的信息可以在发送器中被删除。
对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子分量(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。
以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。
参考图4，用于分别地处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。
调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为带内信令或者在该帧的FSS中的PLS信元发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入DP中。
带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别地对应于数据路径的数据管道，独立地处理输入到其的DP。因此，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。
(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，和(b)示出高级简档的BICM模块。
由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。
将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的BICM块的每个处理模块的描述。
用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够使用外部编码(BCH)和内部编码(LDPC)对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外部编码(BCH)是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。
比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。
星座映射器5030可以使用或者QPSK、QAM-16、不均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率归一化的星座点，e1。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个编码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。
SSD编码块5040可以在二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)中预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收稳健性。
时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。
用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO编码模块5020-1。
此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。
信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器5010-1操作的细节。
MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用基于旋转的预先编码和MIMO输出信号的一个的相位随机化克服这个问题。
MIMO编码意欲用于在发送器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。
MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波k和OFDM符号l发送。
以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的一部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。
参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。
此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入模块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。
PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC分段。
加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔的LDPC编码之前加扰PLS1数据和PLS2数据。
BCH编码/零插入模块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外部编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。
LDPC编码块可以使用LDPC码编码BCH编码/零插入模块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。
数学公式1
[数学公式1]
用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS2数据执行穿孔。
当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。
比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和PLS2数据。
星座映射器6020可以将比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。
时间交织器6030可以交织映射的PLS1数据和PLS2数据。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构造块。
在图7中图示的帧构造块对应于参考图1描述的帧构造块1020的实施例。
参考图7，帧构造块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010和频率交织器7020。将给出帧构造块的每个块的描述。
延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发送器端上共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。
信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射为在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将通过用于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个的TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI)能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。稍后将描述该帧的细节。
频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个顺序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对起作用，以得到在单个帧中最大的交织增益。稍后将描述频率交织器7020的操作细节。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM产生块。
在图8中图示的OFDM产生块对应于参考图1描述的OFDM产生块1030的实施例。
OFDM产生块通过由帧构造块产生的单元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。
参考图8，帧构造块可以包括导频和保留音调插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060和DAC块8070。将给出帧构造块的每个块的描述。
导频和保留音调插入块8000可以插入导频和保留音调。
在OFDM符号内的各种单元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频单元的信息由散布导频、连续的导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。
从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频单元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插达到频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。
根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布的MISO方案被选择性地用于支持非常稳健传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布的MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发送器位置。
2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发送器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。
IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音调)的数据符号中的任何单元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该单元被映射到OFDM载波。
PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。
保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时地发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同的广播服务的系统。不同的广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。
DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。
以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。
图9图示根据本发明的实施例用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。
根据本发明的实施例用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。
同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。
帧解析模块9100可以解析输入信号帧，并且提取经由其由用户选择的服务发送的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9100可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块9400输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。
解映射和解码模块9200可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9200可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9200可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9400输出的数据进行解码。
输出处理器9300可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9300可以从信令解码模块9400输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。
信令解码模块9400可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9100、解映射和解码模块9200和输出处理器9300可以使用从信令解码模块9400输出的数据执行其功能。
图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。
图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中可变的PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中该帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中PHY_PROFILE的保留的值扩展。
FEF部分插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。
一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。
前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。
FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有精确地与FSS相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，跟随PLS2数据的静态和动态部分之后填充。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。
表5
[表5]
值 PHY简档
000 基础简档
001 手持简档
010 高级简档
011-110 保留
111 FEF
FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。
表6
[表6]
值 FFT大小
00 8K FFT
01 16K FFT
10 32K FFT
11 保留
GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。
表7
[表7]
值 GI_FRACTION
000 1/5
001 1/10
010 1/20
011 1/40
100 1/80
101 1/160
110-111 保留
EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地转换。
PILOT_MODE：该1比特字段指示是否在当前帧组中导频模式是用于当前帧的移动模式或者固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频模式。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频模式。
PAPR_FLAG：该1比特字段指示在当前帧组中对于当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音调保留用于PAPR减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。
FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中传送的所有简档类型在当前超帧中在所有前导中的该字段中识别。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。
表8
[表8]
保留(RESERVED)：这个7比特字段保留供将来使用。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。
NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。
PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。
表9
[表9]
值 有效载荷类型
1XX 发送TS流
X1X 发送IP流
XX 1 发送GS流
NUM_FSS：该2比特字段字数在当前帧中FSS符号的数目。
SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。
主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。
次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。
CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。
NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。
随后的循环由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。循环大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF)在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1)(i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。
RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。
以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
内容 PLS2FEC类型
00 4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11 保留
PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
表11
[表11]
值 PLS2_MODE
000 BPSK
001 QPSK
010 QAM-16
011 NUQ-64
100-111 保留
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的采集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。
表12
[表12]
值 PLS2-AP模式
00 不提供AP
01 AP1模式
10-11 保留
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。
CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表13用信号传送。
表13
[表13]
值 DP类型
000 DP类型1
001 DP类型2
010-111 保留
DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。
表14
[表14]
值 FEC_TYPE
00 16K LDPC
01 64K LDPC
10-11 保留
DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的编码率。编码率根据以下的表15被用信号传送。
表15
[表15]
0 编码率
0000 5/15
0001 6/15
0010 7/15
0011 8/15
0100 9/15
0101 10/15
0110 11/15
0111 12/15
1000 13/15
1001-1111 保留
DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。
表16
[表16]
值 调制
0000 QPSK
0001 QAM-16
0010 NUQ-64
0011 NUQ-256
0100 NUQ-1024
0101 NUC-16
0110 NUC-64
0111 NUC-256
1000 NUC-1024
1001-1111 保留
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。
只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：
DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。
表17
[表17]
值 MIMO编码
000 FR-SM
001 FRFD-SM
010-111 保留
DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个TI组映射到其的帧的数目，并且每个TI组(NTI＝1)存在一个TI块。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。
如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。
表18
[表18]
2比特字段 P<sub>1</sub> N<sub>TI</sub>
00 1 1
01 2 2
10 4 3
11 8 4
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。
表19
[表19]
值 有效载荷类型
00 TS
01 IP
10 GS
11 保留
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。 带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。
表20
[表20]
值 带内模式
00 没有承载带内信令
01 仅承载带内PLS
10 仅承载带内ISSY
11 承载带内PLS和带内ISSY
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表21被用信号传送。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。
表22
[表22]
值 CRC模式
00 未使用
01 CRC-8
10 CRC-16
11 CRC-32
DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。
表23
[表23]
值 空分组删除模式
00 未使用
01 DNP标准
10 DNP偏移
11 保留
ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。
表24
[表24]
值 ISSY模式
00 未使用
01 ISSY-UP
10 ISSY-BBF
11 保留
HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。
表25
[表25]
值 报头压缩模式
00 HC_MODE_TS 1
01 HC_MODE_TS 2
10 HC_MODE_TS 3
11 HC_MODE_TS 4
HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。
表26
[表26]
值 报头压缩模式
00 无压缩
01 HC_MODE_IP 1
10-11 保留
PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于TS报头压缩的PID编号。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。
PLS2-DYN数据的字段细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。
PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示该配置将变化的前面的超帧的数目。在该配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即，FIC的内容)将变化的前面的超帧的数目。在该配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。
RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。
在经NUM_DP的循环中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。
(a)DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。
DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。
(a)RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于“1”，以下的12比特被分配用于EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则以下的12比特被分配用于EAC_COUNTER。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。
EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。
只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：
(a)AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射为在该帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先映射为一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。类型1DP首先跟随，并且接下来类型2DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其随后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于稳健性和延迟在PLS中是重要的问题，FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。
PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射给NFSS FSS的活动载波。PLS1PLS1单元被以单元索引的递增顺序首先从第一FSS的第一单元映射。PLS2单元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以精确地与第一FSS相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“标准”DP之间。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射EAC信元的过程与PLS完全相同。
EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不发送(如在PLS2字段中用信号传送)，DP紧跟在EAC的最后信元之后。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射
(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。
FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要地包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC和获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。
FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有又任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。
在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小，FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。
FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。
在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，如果有的话，之后是辅助流和哑信元。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
(a)示出类型1DP和(b)示出类型2DP。
在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的单元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：
类型1DP：DP由TDM映射
类型2DP：DP由FDM映射
DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20图示类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。
类型2DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中共同地映射DP的数目之后，类型2DP的每个被以频率共同地分组，类似于DP的FDM复用。
如果需要的话，类型1DP和类型2DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1DP始终在类型2DP之前。承载类型1和类型2DP的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。
数学公式2
[数学公式2]
DDP1+DDP2≤DDP
这里DDP1是由类型1DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1DP相同的方式映射，它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
(a)示出寻址用于映射类型1DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2DP映射的OFDM信元。
用于映射类型1DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1DP的有效数据信元。寻址方案限定来自用于类型1DP的每个的T1的信元被分配给有效数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明了的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。
用于映射类型2DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2DP的有效数据信元。寻址方案限定来自用于类型2DP的每个的TI的信元被分配给有效数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b)的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据标准符号的单元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。
对类型1DP在类型2DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。
数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。
DPU被定义为用于将DP位于帧中的信令单元。信元映射器7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目，Ncells，取决于FECBLOCK大小，Nldpc，和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目，Ncells的所有可能的值中的最大的余数。在信元中的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外部编码(BCH)和内部编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。
BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。
Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短FECBLOCK)。
以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的FEC编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：
12个纠错BCH码用于BBF的外部编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH发生器多项式通过共同地乘以所有多项式获得。
LDPC码用于编码外部BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个lldpc(BCH编码的BBF)被系统编码，并且附加到lldpc。完整的Bldpc(FECBLOCK数学公式3)表示如下数学公式。
数学公式3
[数学公式3]
用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28和29中给出。
计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶校验比特，
数学公式4
[数学公式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学公式5
[数学公式5]
3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、…359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。
数学公式6
[数学公式6]
{x+(s mod 360)×Qldpc}mod(Nldpc-Kldpc)
这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的编码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：
数学公式7
[数学公式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用数学公式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。
在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：
6)从i＝1开始顺序地执行以下的操作。
数学公式8
[数学公式8]
这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。
表30
[表30]
编码率 Q<sub>ldpc</sub>
5/15 120
6/15 108
7/15 96
8/15 84
9/15 72
10/15 60
11/15 48
12/15 36
13/15 24
除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的t个LDPC编码过程。
表31
[表31]
编码率 Q<sub>ldpc</sub>
5/15 30
6/15 27
7/15 24
8/15 21
9/15 18
10/15 15
11/15 12
12/15 9
13/15 6
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。
(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。
FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在或者长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者16200/ηmod。QCB交织模式是对调制类型和LDPC编码率的每个组合唯一的。
在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目，NQCB_IG。
表32
[表32]
调制类型 η<sub>mod</sub> N<sub>QCB_LG</sub>
QAM-16 4 2
NUC-16 4 4
NUQ-64 6 3
NUC-64 6 6
NUQ-256 8 4
NUC-256 8 8
NUQ-1024 10 5
NUC-1024 10 10
组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1和对于NUQ，m等于2。
图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。
(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b)示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。
比特交织输出的每个信元字(c0,I，c1,I，...，cηmod-1,I)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m，d1,1,m.，...d1,ηmod-1,m)和(d2,0,m，d2,1,m，...，d2,ηmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。
对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,I，c1,I，...，c9,I)被解复用为{d1,0,m，d1,1,m，...，d1,3,m)和(d2,0,m，d2,1,m，...，d2,3,m)，如(b)所示。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
(a)至(c)示出TI模式的示例。
时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。
在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：
DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射给一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，这个参数是每个TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。
DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI组XFECBLOCK的最大数。
DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。
DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。
当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK被分组为TI组。即，每个TI组是一组整数的XFECBLOCK，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group(n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAx(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。
每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射为仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。
表33
[表33]
在每个DP中，TI存储器存储输入XFECBLOCK(来自SSD/MIMO编码块的输出XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被限定为：
这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：
此外，假设来自时间交织器的输出XFECBLOCK被限定为：
这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于
典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。
TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。
如上所述，根据实施例的广播信号传输设备或在上面提及的OFDM生成块1030可以向从帧结构模块1020生成的信号帧中插入导频，并且可以使用传输(Tx)参数对广播信号进行OFDM调制。根据本实施例的Tx参数还可称为OFDM参数。
本发明提出了可以满足包含在用于下一代广播发送/接收(Tx/Rx)系统的传输(Tx)波段中的频谱掩蔽参考的Tx参数，可以使Tx效率最大化，并且可以应用于多种Rx情形。
图26示出了图示出根据本发明的实施例的与接收模式有关的信息的表。
图26中所示的表可包括根据下一代广播Tx/Rx系统的接收模式的网络配置。
如上所述，根据本实施例的接收模式可以分类成固定屋顶环境和手持式便携式环境，并且可以决定用于每个环境的典型信道。
另外，根据实施例的广播信号传输设备可以根据上述接收模式来决定传输(Tx)模式。也就是说，根据实施例的广播信号传输设备可根据广播服务特性(即，根据接收模式)而使用非MIMO方案(MISO和SISO方案)或MIMO方案来处理广播服务。以你此，可通过对应于相应处理方案的Tx信道来发送和接收用于每个Tx模式的广播信号。
在这种情况下，根据本发明的一个实施例，可以以信号帧为单位来识别和发送单独Tx模式的广播信号。另外，每个信号帧可包括多个OFDM符号。每个OFDM符号可由上述前导(或前导符号)和被配置成发送对应于广播信号的数据的多个数据符号构成。
图26中所示的表的左列示出了上述三个接收模式。
在固定屋顶环境的情况下，广播信号接收装置可通过位于地面之上10ms或更高的高度处的屋顶天线来接收广播信号。因此，由于可以保证直接路径，所以典型地使用莱斯(Rician)信道，莱斯信道较少受到多普勒移位的影响，并且可根据定向天线的使用来限制延时扩展的范围。
在手持式编写环境和手持式移动环境的情况下，广播信号接收装置可通过位于地面砖会上1.5m或以下的高度处的全向天线来接收广播信号。在这种情况下，可基于反射波典型地使用瑞利(Rayleigh)信道作为Tx信道环境，并且可获得比定向天线更长的信道的延时扩展的范围。
在手持式便携环境的情况下，可在考虑诸如成年人走路速度之类的移动性的情况下支持低水平多普勒效应环境作为室内/室外接收环境。可以将图26中所示的手持式编写环境分类成固定环境和步行环境。
另一方面，手持式移动环境必须不仅考虑接收用户的走步速度，而且还有车辆、火车等的移动速度，使得手持式移动环境可以支持高多普勒效应环境。
图26中所示的表的右列示出了用于每个接收模式的网络配置。
该网络配置可指示网络结构。根据本实施例的网络配置可以根据网络内的频率管理方法而分类成由多个频率构成的多频网络(MFN)和由单个频率构成的单频网络(SFN)。
MFN可指示用于在宽广区域中使用许多频率来发送广播信号的网络结构。位于同一区域处的多个发射塔或多个广播信号发送机可通过不同的频率发送广播信号。在这种情况下，由自然回波形成的延时扩展能够由于地貌、地理特征等形成。另外，广播信号接收机被设计成仅接收一个无线电波，使得可以根据接收到的无线电波的量值来确定接收质量。
SFN可指示其中位于同一区域处的多个广播信号发送机可通过同一频率发送同一广播信号的网络结构。在这种情况下，传输(Tx)信道的最大延时扩展由于附加人工回波而变得更长。另外，接收(Tx)质量可不仅受到要接收的无线电波与干扰频率的无线电波之间的相互比的影响，而且受到延迟时间等的影响。
当决定Tx参数时，可考虑Tx信道的最大延时扩展而决定保护间隔值，从而使符号间干扰最小化。保护间隔可以是另外插入到发送广播信号中的冗余数据，使得必须考虑到整个Tx功率效率而设计整个符号持续时间以使SNR损耗最小化。
图27示出了根据本发明的实施例的广播信号的带宽。
参考图27，广播信号的带宽与波形变换带宽相同，波形变换带宽可包括信道带宽和频谱掩蔽，并且信道带宽可包括信号带宽。
根据实施例的传输(Tx)参数需要满足为了使分配给生成下一代广播Tx/Rx系统的相应信道带宽内的相邻信道的干扰最小化所请求的频谱掩蔽，并且需要设计成用于使相应广播信号的带宽内的Tx效率最大化。另外，当上述波形生成模块1030转换输入信号时可以使用多个载波，Tx参数可根据在波形变换带宽中使用的子载波的数目来协调或调整子载波之间的间距，决定时域中的整个符号的长度，并且将适合于下一代广播Tx/Rx系统的Rx情形的传输(Tx)模式分类，使得可以根据Rx情形来时间Tx参数。
在图28中示出包括Tx参数的表。
图28(a)是示出了根据上述接收模式和网络配置的将被用作Tx参数的保护间隔值的表。图28(B)是示出了根据上述接收模式和网络配置的将被用作Tx参数的车辆速度值的表。
如上所述，可根据接收(Rx)情形基于网络配置和Rx天线环境考虑最大延时扩展而设计用作Tx参数的保护间隔。可根据Rx情形种类类型考虑网络配置和Rx天线环境而设计和决定被用作Tx参数的车辆速度。
为了实现下一代广播Tx/Rx系统的最佳设计，本发明提供了一种用于建立保护间隔(或单元保护间隔)和车辆速度并使用优化缩放因子来优化Tx参数的方法。
可在特定持续时间内发送根据本实施例的包含在信号帧中的符号(或OFDM符号)。另外，每个符号可不仅包括对应于与活动符号持续时间长度相对应的有用部分的保护间隔区，而且包括保护间隔。在这种情况下，保护间隔区可位于有用用户前面。
如图28(a)中所示，可根据上述接收模式将根据本实施例的保护间隔设定成NG_a1、NG_a2、…、NG_b1、NG_b2、…,NG_c1、NG_c2、…、NG_d1、NG_d2、…、NG_e1、NG_e2、…、NG_f1、NG_f2、…、NG_g1、NG_g2、…、NG_h1、NG_h2、…。
图28(A)中所示的保护间隔(a)和(b)可示出适用于下一代广播Tx/Rx系统的示例性保护间隔。更详细地，保护间隔(a)示出了其中单元保护间隔被设置成25μs的一个实施例，并且保护间隔(b)示出了其中单元保护间隔被设置成30μs的另一实施例。在上述实施例中，将用于在同时地优化Tx信号的Tx效率和SRN损害的同时基于网络结构实现优化的优化缩放因子设置成Lalpha1、Lalpha2、Lbeta1或Lbeta2。
如图28(B)中所示，可将根据本实施例的车辆速度设置成准静态的，根据上述接收模式，<Vp_a1km/h、<Vp_b1km/h、Vm_a1km/h～Vm_a2km/h、或Vm_b1km/h～Vm_b2km/h。
图28(B)中所示的车辆速度(a)示出了适用于根据本实施例的下一代广播Tx/Rx系统的车辆速度的示例。根据本实施例，可根据各接收情形将元素车辆速度设置成‘准静态’、‘3km/h’和‘3km/h～200km/h’，并且可将用于基于网络结构来实现优化并优化Tx信号的Tx效率和时变信道估计的优化缩放因子设置成Valpha1、Valpha2、Vbeta1以及Vbeta1。
可使用以下等式来决定根据本发明的优化Tx信号的有效信号带宽(在下文中称为eBW)。
[数学式9]
eBW＝{Nwaveform_scaling×(Npilotdenstiy×NeBW)+α}×Fs (Hz)
在数学式9中，Nwaveform_scaling可表示波形缩放因子，Npilotdensity可表示导频密度缩放因子(在下文中被称为导频密度)，NeBW可表示有效信号带宽缩放因子，并且α可表示附加带宽因子。另外，Fs可表示采样频率。
为了基于信道带宽来决定针对频谱掩蔽优化的有效信号带宽(eBW)，本发明可使用上述因子作为优化参数(或最佳参数)。具体地，根据本发明的数学式，可以通过协调波形变换带宽(采样频率)来使Tx参数的Tx效率最大化。下面将详细地描述数学式中所示的单独因子。
波形缩放因子是取决于将用于波形变换的载波的带宽的比例值。在OFDM的情况下可将根据本实施例的波形缩放因子设置成与非等间距快速傅立叶变换(NFFT)的长度成比例的任意值。
可以根据由导频和保留的声调插入块8000插入的参考信号的预定位置来建立导频密度缩放因子，并且可用参考信号来建立。
可将有效信号带宽缩放因子设置成可以满足包含在Tx信道带宽中的频谱掩蔽的规范且同时可以使Tx信号的带宽最大化的任意值。结果，可以设计最佳eBW。
可以将附加带宽因子设置成用于协调Tx信道带宽所需的附加信息和结构的任意值。另外，可通过参考信号插入而使用附加带宽因子来改善光谱的边缘信道估计吞吐量。
载波数(NoC)可以是通过信号带宽发送的载波的总数，并且可以通过括号中的数学式的部分可以表示。
根据本发明的广播信号传输设备可使用能够根据被用于变换的子载波数目来优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数。另外，根据本发明的广播信号传输设备可以使用上述有效带宽缩放因子，诸如能够优化有效信号带宽(eBW)的传输(Tx)参数。
有效信号带宽(eBW)缩放因子以预定参考信号的导频密度为单位扩展，使得可将eBW缩放因子设置成被针对频谱掩蔽优化的最大值。在这种情况下，根据本发明的广播信号传输设备协调能够根据导频密度单位而生成的不清楚部分的波形变换带宽(即，采用频率)，使得可以决定用于光谱掩码的eBW缩放因子。
图29输出了包括根据本实施例的能够优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数的表。
图29中所示的Tx参数可以满足用于ATSC的6MHz信道带宽的联邦电讯委员会(FCC)频谱掩蔽，并且可以基于OFDM方案来优化下一代广播系统的有效信号带宽(eBW)。
图29(A)示出了相对于保护间隔(a)和车辆速度(a)建立的Tx参数(参见示例A)。图29(B)示出了相对总计保护间隔(b)和车辆速度(b)建立的Tx参数(参见示例B-1)。
图29(A')示出用于通过图29(A)的概念建立的FFT和GI模式的组合的GI持续时间的实施例的表。图29(B')示出指示通过图29(B)的概念建立的FFT(NFFT)和GI模式的组合的GI持续时间的实施例的表。
虽然图29(A)和29(B)中所示的Tx参数是针对三个FFT模式(即，8K、16K和32K FFT模式)建立的，但应注意的是还可以根据需要将上述Tx参数应用于其它FFT模式(即，1K/2K/4K/16K FFT模式)。另外，图29(A)和图29(B)示出了适用于各FET模式的优化缩放因子的各种实施例。
根据本实施例的广播信号传输设备可以考虑到图(A)和(B)中所示的Tx参数、接收情形以及网络配置而向时域和频域中插入参考信号，可以使用参考信号作为用于同步和信道估计的附加信息。
根据本实施例的广播信号传输设备可考虑到保护间隔的信道估计范围的比而建立参考信号的密度(Npilotdensity)和优化eBW。另外，可与用于每个FFT模式的FFT尺寸成比例地确定根据本实施例的波形缩放因子。
如果除在IFFT期间被用作保护间隔的空载波之外的其余载波的总数由波形变换方案决定，则根据本实施例的广播信号传输设备可协调波形变换带宽(即，采样毗邻)，从而确定最大信号带宽不超过频谱掩蔽。采样频率可决定优化信号带宽，并且可用来决定OFDM符号持续时间和子载波间距。因此，可考虑到不仅保护间隔、车辆速度的Tx信道以及接收情形、而且还有Tx信号效率和SNR损害来确定采样频率。在图29中，(A)示出了其中‘Fs’被设置成221/32MHz的实施例，并且(B)示出了其中‘Fs’被设置成(1753/256)MHz的实施例。
图29(A)和29(B)中的‘fc’可表示RF信号的中心频率，并且‘Tu’可表示活动符号持续时间。
图30示出根据本发明的另一实施例的用于优化有效信号带宽(eBW)的Tx参数的表。
图30(A)示出指示图29(B)的概念的另一实施例的表。更加详细地，图30(A)是在“Fs”被设置为219/32MHz的情况下包括Tx参数(参见示例B-2)的表。
图30(A’)示出指示用于通过图30(A)的概念建立的FFT和GI模式的组合的GI持续时间的实施例的表。
图30(A)中示出的Tx参数具有较低的fc和eBW的值，但是具有较高的Tu的值，不同于图29(B)中示出的Tx参数。在这种情况下，根据本发明的一个实施例，可以将eBW值设置成能够被建立成与信道带宽有关的因子的特定值。
图30(B)示出指示图29(B)的概念的另一实施例的表。更加详细地，图30(B)是在“Fs”被设置为219/32MHz的情况下包括Tx参数(参见示例B-3)的表。
图30(B)中示出的Tx参数具有较低的fc和eBW的值，但是具有较高的Tu的值，不同于图29(B)中示出的Tx参数。在这种情况下，根据本发明的一个实施例，可以将eBW值设置成能够被建立成与信道带宽有关的因子的特定值。
图30(B)的值指示基于8K，16K和32K能够被建立为可缩放的参数，并且与频谱边界相同。图30(B)示出为了8K、16K以及32K设计相同的eBW，并且可以建立相同的eBW以最小化连续的信道的干扰。图30(B)的模式可以对应于DVB-T2的正常载波。
图31示出根据本发明的另一实施例的Tx参数。
图31(A)、图31(B-1)、图31(B-2)以及图31(B-3)分别示出指示为了优化图30的eBW的Tx参数的表。
如从图31(C)能够看到的，当建立对应于5、7或8MHz的信道带宽的缩放因子和Fs值时，可以通过基于6MHz Fs值来计算缩放因子的乘积(乘法)而获得结果得到的缩放因子。该缩放因子可对应于信道带宽的速率。
更加详细地，图31(A)示出与图29(A)的5、6、7、8MHz信道带宽相对应的Tx参数。
图31(B-1)的表示出与图20(B-1)的5、6、7、8MHz信道带宽相对应的Tx参数。
图31(B-2)的表示出与图30(B-2)的5、6、7、8MHz信道带宽相对应的Tx参数。
图31(B-3)的表示出与图30(B-3)的5、6、7、8MHz信道带宽相对应的Tx参数。
现在参考图31(C)的第三行，通过基于6MHz Fs值已经计算的缩放因子的乘积来计算对应于图31(A)的的每个信道带宽的Fs值。
现在参考图31C的第四行，在图31(B-1)中的各个信道带宽相对应的Fs值是通过基于6MHz Fs值已经计算的缩放因子的乘积计算的Fs(B-1)的值。参考图31(C)的第五行，与图31(B-2)的各个信道带宽相对应的Fs值是通过基于6MHz Fs值已经计算的缩放因子的乘积计算的Fs(B-2)的值。现在参考图31(C)的第六行，与图31(B-3)的各个信道带宽相对应的Fs值是通过基于6MHz Fs值已经计算的缩放因子的乘积计算的Fs(B-3)的值。
图32是指示根据本发明的实施例的传输(Tx)信号的功率谱密度(PSD)的曲线图。
图32示出当信道带宽被设置为6MHz时使用上述Tx参数计算的功率谱密度(PSD)。
图32(A)的左曲线图示出为图29(A)的示例(A)的FCC频谱优化的Tx信号的PSD。图32(A)的右曲线图示出左曲线图的一些部分的放大结果。
图32(B-1)的左曲线图示出为图29的示例(B-1)的FCC频谱掩蔽优化的Tx信号的PSD。图31(B-1)的右曲线图示出左曲线图的一些部分的放大结果。
图32(B-2)的左曲线图示出为图30的示例(B-2)的FCC频谱掩蔽优化的Tx信号的PSD。图32(B-2)的右曲线图示出左曲线图的一些部分的放大结果。
如图(A)、(B-1)和(B-2)的右曲线图中所示，单独的曲线图表不仅示出用于指定FCC频谱掩蔽规范的线，而且示出指示使用对应于8K、16K和32K的Tx参数导出的Tx信号的PSD的线。
为了优化如图32中所示的Tx信号效率，每个Tx信号的PSD不需要在目标频谱掩蔽的断点处超过频谱掩蔽的阈值值。另外，可以根据需要通过基带滤波器来限制带外发射Tx信号的PSD的带。
图33是示出了根据本发明的另一实施例的与接收模式有关的信息的表。
图33示出示出与图26的接收模式有关的信息的表的另一实施例。图24的表示出对应于每个接收模式的网络配置、FFT值(NFFT)、保护间隔以及车辆速度。图33的保护间隔和车辆速度与图28的那些相同。
由于固定屋顶环境对应于时变Tx信道环境，所以其较少受到多普勒移位的影响，使得可以使用诸如16K、32K等大尺寸FFT。另外，可以以可以在适合于网络配置的诸如保护间隔、参考信号等冗余比中实现较高Tx效率的方式执行数据传输。
在手持式便携环境的情况下，可以考虑到诸如成年人行走速度之类的移动性而支持低水平多普勒效应环境作为室内/室外接收环境，并且可以使用能够支持高频率灵敏度的诸如8K、16K、32K等FFT。
手持式移动环境必须不仅考虑接收用户的行走速度，而且考虑车辆、火车等的移动速度，使得手持式移动环境可以支持高多普勒效应环境，并且可以使用能够支持相对低频率灵敏度的4K、8K以及16K FFT。
可建立根据本发明的实施例的保护间隔以考虑到针对每次接收的网络配置的支持相同水平的覆盖度。
以下描述提出了基于上述Tx参数的上述实施例被用作用于Tx信道估计的参考信号的导频图案和用于该Tx信道估计的导频模式。
根据本实施例的广播信号传输设备或上述OFDM生成块可以向从帧构建块1020生成的信号帧中插入多个导频，并且可以使用Tx参数来对广播信号进行OFDM调制。可以使用参考信息(即，导频)来调制包含在OFDM符号中的各种信元。在这种情况下，可使用导频来发送为广播信号接收机所知的信息，并且可以以由导频图案指定的功率水平来发送单独导频。
根据本发明的实施例的导频可被用于帧同步、频率和时间同步、信道估计等。
根据本发明的实施例的导频模式可以是用于指示减少Tx参数的开销且被建立为发送优化广播信号的导频的特定信息。上述导频图案和导频模式可同样地应用于上述接收模式和网络配置。另外，根据本实施例的导频图案和导频模式可以应用于包含在信号帧中的数据符号。
图34示出根据本实施例的最大信道估计范围与保护间隔之间的关系。
如上所述，使用数学式9来决定Tx信号的有效信号带宽(eBW)，并且可使用导频密度缩放因子作为优化参数。
在这种情况下，可以通过优化用于SISO信道估计的导频信号的时间和频率布置、与数据效率有关的导频密度以及Dx和Dy值来决定数学式。
导频密度可对应于时域和频域的导频之间的距离的乘积(Dx×Dy)，并且被符号的导频占用的导频开销可对应于导频密度的倒数。
Dx可以表示频域中的导频之间的距离，并且Dy可以表示时域中的导频之间的距离。可以使用Dy来决定最大可容忍多普勒速度。因此，可以将Dy设置成考虑到根据Rx情形种类决定的车辆速度被优化的特定值。
如上所述，可以使用导频密度来决定导频开销，并且可以考虑到Tx信道状态和Tx效率而决定Dx和Dy值。
可通过将Tx参数(Tu)除以Dx值来决定图34中所示的最大信道估计范围(TChEst)。
可将具有预定长度、前回波区以及后回波区的保护间隔包含在最大信道估计范围内。
给定保护间隔和最大信道估计范围的比可指示具有用于估计保护间隔的信道估计范围的裕量。如果信道估计范围的裕量值超过保护间隔长度，则可向前回波区和后回波区分配超过保护间隔长度的值。可使用前回波区和后回波区来估计超过保护间隔长度的信道脉冲响应，并且可用作将被用于在同步过程中可生成的定时误差的估计和补偿的区域。然而，如果该裕量的尺寸增加，则导频开销不可避免地增加，使得可以降低Tx效率。
图35和36示出了其中定义取决于保护间隔(a)和(b)和车辆速度的导频参数的表，并且下面将详细地描述图35和36中所示的表。
图35示出了根据本发明的实施例的其中定义导频参数的表。
图35示出了根据保护间隔(a)和车辆速度的导频参数。图35(A)是指示供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的表，图35(B)示出了供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图35(C)是指示供在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表。
更详细地，图35(A)示出了针对在SISO和MIXO Tx信道中的每一个的定义的每个导频密度值及Dx和Dy值决定的导频图案。可用PP5-4来表示根据本实施例的导频图案，其中第一数字表示Dx值且第二数字表示Dy值。如果同一导频密度中的Dx值减小，则导频图案可以支持较长的延时扩展。如果Dy值减小，则导频图案可以适应性地应对较快多普勒效应环境。
图35(B)和图35(C)示出了包括取决于FFT值的导频图案配置和保护间隔持续时间的表。更详细地，在(B)和(C)中所示的每个表的第一行中所示的数字可以表示保护间隔持续时间。第一列可表示在图29至31中描述的FFT(NFFT)值。然而，虽然图35(B)和35(C)同样地示出供在MIXO情况下使用的导频图案的配置，图35(B)和35(C)中的差别在于图35(B)示出了具有较大导频开销的MIXO-1导频图案，并且图35(C)示出了具有较低移动性的MIXO-2导频图案。
图35(B)和35(C)中所示的保护间隔的持续时间在概念上与图34中所示的保护间隔长度相同。根据本发明的实施例，可以考虑到最大延时扩展而使用25μs、50μs、100μs、200μs以及400μs值，并且可将FFT尺寸设置成8K、16K和32K。
如从(A)可以看到的，可考虑到保护间隔持续时间和FFT尺寸而将Dx值设置成5、10、20、40、80或160。在这种情况下，可将充当基本值的基元Dx值(5)定义为可根据每个Tx模式改变的值，并且可考虑到上述信道估计范围的裕量值的约20％来建立。另外，根据本发明的一个实施例，可使用MFN中的Lalpha1值并使用SFN中的Lalpha2(如图28(A)和28(B)中所示)来协调或调整信道估计范围的裕量值。可以根据接收(Rx)情形和取决于Rx情形的Tx模式来建立Dy值。因此，可以根据SISO或MIXO Tx信道为Dy分配不同的值。如图中所示，根据本发明的实施例，在SISO Tx信道的情况下可以将Dy设置成2、4或8。
MIXO Tx信道分类成具有大导频开销的MIXO-1版本和具有较低移动性的MIXO-2版本，使得可以根据单独版本以不同方式建立Dy值。
具有大的开销的MIXO-1版本增加导频开销，使得I可以在与SISO Tx信道中相同的网络配置中支持相同的最大延时扩展和相同的最大移动速度。在这种情况下，可以与在SISO Tx信道中相同的方式将Dy值设置成2、4或8。也就是说，MIXO-1Tx信道可以不仅应用于上述手持式编写环境，而且应用于手持式移动环境。
具有低移动性的MIXO-2版本被设计成保证与在SISO Tx信道相同的覆盖度和容量，但MIXO-2版本在移动速度支持方面具有很小的损害。在这种情况下，可将Dy值设置成4、8或16。
图36示出了其中定义另一实施例的导频参数的表格。
更加详细地，图36示出了根据图33的保护间隔(B)和车辆速度的导频参数。图36(A)是指示供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的表格，图36(B)示出了供在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图36(C)是指示供在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表格。
图36中所示的导频参数的功能和内容与图35的那些相同，并且同样地，在本文中将为了便于描述而省略其详细描述。
可通过上述导频图案来建立用于MIXO(MISO、MIMO)Tx信道估计的结构和位置。根据本发明的一个实施例，可使用归零编码(null encoding)和哈达马(Hadamard)编码方案作为用于将每个Tx信道隔离的导频编码方案。
可使用以下数学式10来指示归零编码方案。
[数学式10]
[数学式10]
归零编码方案在估计各信道时不具有信道干扰，可以使信道估计误差最小化，并且可以在使用符号定时同步的情况下容易地估计独立信道。然而，由于导频增益必须被放大以导出信道估计增益，所以基于时变信道由导频引起的相邻数据的信道间干扰(ICI)的影响是相对高的。另外，如果根据导频布置要分配给单独信道的导频具有不同的位置，则可每个符号改变有效数据的SNR。还可甚至在归零编码方案中有效地使用根据上述实施例的MIXO-1导频图案，并且下面将详细地描述其详细描述。
可以使用以下数学式11来指示归零编码方案。
[数学式11]
在哈达马编码方案的情况下，哈达马编码方案可以通过简单的线性计算来执行信道估计，并且与归零编码方案相比可以获得由噪声平均效应引起的增益。然而，在用于获得独立信道的过程中遭遇的信道估计误差可能不期望地影响其它信道，并且在使用导频的符号定时同步中可发生模糊。
根据本发明的实施例的广播信号传输装置可响应于预定模式根据接收(Rx)情形和Tx信道条件来建立被描述为MIXO导频编码方案的上述两个编码方案。根据本实施例的广播信号接收装置可通过预定模式来执行信道估计。
图37示出了根据本发明的实施例的SISO导频图案。
图37中所示的导频图案指示供在其中图36的导频密度被设置成32的情况下使用的SISO导频图案。
如上所述，可将导频插入信号帧的数据符号区中。在图37中，导频图案的水平轴可表示频率轴，并且其垂直轴可表示时间轴。另外，在导频图案的两端连续地布置的导频可指示被插入以补偿由信道估计产生的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，图37(A)示出了用PP4-8表示的示例性导频图案，图37(B)示出了用PP8-4表示的示例性导频图案，并且图37(C)示出了用PP16-2表示的示例性导频图案。换言之，如从图37(A)可以看到的，可在频率上以4个载波为单位周期性地输入导频，并且可在时间轴上以8个符号为单位输入每个导频。图37(B)和图37(C)还可图示出已以相同方式输出导频图案。
可用Dx和Dy值的协调来表示图36中所示的另一导频密度的导频图案。
图38示出根据本发明的实施例的MIXO-1导频图案。
图103的导频图案示出供在其中图101的导频密度被设置成32的情况中使用的MIXO-1导频图案。图38的导频图案在存在两个Tx天线的情况下使用。
如上所述，导频图案的水平轴可表示频率轴，并且导频图案的垂直轴可表示时间轴。连续地布置在导频图案的两个边缘处的导频可以是已被插入以补偿在信道估计过程中遭遇的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，(A)可表示其中用PP4-8来表示导频图案的示例性情况，(B)可以表示其中用PP8-4来表示导频图案的示例性情况，并且(C)可表示其中用PP16-2来表示导频图案的示例性情况。
为了在单独的MIXO Tx信道之间进行区别，根据本发明的实施例，可在频域中相互邻近地布置被发射到各Tx信道的导频。在这种情况下，将在一个OFDM符号内分配给两个Tx信道的导频的数目设置成同一数目。
如图中所示，根据本发明的MIXO-1导频图案的优点在于数据信道被布置在信道估计导频的下一位置处，即使当布置用于同步估计的参考信号时，使得信号之间的相关性在同一载波处降低，并且同步估计吞吐量未受到降低的相关性的影响。
在根据实施例的MIXO-1导频图案的情况下，即使当广播信号发射装置使用上述归零编码方案来执行导频编码时，也可将具有相同Tx功率的广播信号发射到单独Tx天线，使得可以在没有用于补偿Tx信号的变化的附加设备或模块的情况下发射广播信号。也就是说，在根据实施例的使用MIXO-1导频图案的情况下，MIXO-1导频图案并未受到导频编码方案的影响，并且用导频编码方案来协调导频功率，使得可以使广播信号接收装置的信道估计吞吐量最大化。
可用Dx和Dy值的协调来表示图36中所示的另一导频密度的导频图案。
图39示出了根据本发明的实施例的MIXO-2导频图案。
图39的导频图案示出了供在其中图36的导频密度被设置成32的情况中使用的MIXO-2导频图案。图39的导频图案在存在两个Tx天线的情况下使用。
如上所述，导频图案的水平轴可表示频率轴，并且导频图案的垂直轴可表示时间轴。连续地布置在导频图案的两个边缘处的导频可以是已被插入以补偿在信道估计过程中遭遇的频谱边缘处的失真的参考信号。
更详细地，(A)可表示其中用PP4-16来表示导频图案的示例性情况，(B)可表示其中用PP8-8来表示导频图案的示例性情况，并且(C)可表示其中用PP16-4来表示导频图案的示例性
如上所述，MIXO-2导频图案被设计成将所支持的移动性切掉一半，而不是支持与SISO Tx信道的那些相同的容量、相容的导频开销以及相同的覆盖。
在其中必须支持UHDTV服务、使得不发生严重问题的接收情形中半静态地使用Tx信道。在其中必须支持UHDTV服务的接收情形中可以使用根据实施例的MIXO-2导频图案来使数据Tx效率最大化。
可以通过Dx和Dy值的协调来表示图36中所示的另一导频密度的导频图案。
图40和图41示出其中取决于图33的保护间隔(a)和(b)的导频参数和车辆速度被定义的表，并且在下文中将会详细地描述在图40和41中示出的表。
图40示出根据本发明的实施例的其中定义导频参数的表。
图40示出根据保护间隔(a)和车辆速度的导频参数。图40(A)是指示对于在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的表，图40(B)示出对于在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图40(C)是指示对于在MIMO Tx信道中使用的导频图案的配置的表。
更加详细地，图40(A)示出为各个导频密度值决定的导频图案和在SISO和MIXO Tx信道中的每一个中定义的Dx和Dy值。Dx和Dy值被分类成具有大的导频开销的第一版本(SISO，MIXO-1)和具有较低的移动性的第二版本(MIXO-2)。可以通过其中第一数目定义Dx值并且第二数目定义Dy值的PP5-2来解码根据本实施例的导频图案。如果相同的导频密度中的Dx值被缩小，则导频图案能够支持更长的延时扩展。如果Dy值被缩小，则导频图案能够自适应处理更快速的多普勒环境。
与图35相比较，图40(A)示出在SISO和MIXO-1的情况下导频密度被变成10、20、40、80、160以及320，并且PP5-2模式被添加。另外，在MIX0-2的情况下导频密度变成20、40、80、160、320以及640，并且PP5-4模式被添加。
图40(B)和图40(C)示出包括取决于FFT值的保护间隔持续时间和导频图案配置的表。更加详细地，在(B)和(C)中示出的各个表的第一行中示出的数字可以表示保护间隔持续时间。第一列可以表示在图29至图31中描述的额FFT(NFFT)值。然而，虽然图40(B)和40(C)等同地示出对于在MIXO情况中使用的导频图案的配置，但是在图40(B)和图40(C)中存在不同，因为图40(B)示出具有更大的导频开销的MIXO-1导频图案，并且图40(C)示出具有较低的移动性的MIXO-2导频图案。
与图35相比较，比Dy＝2更加密集的导频模式被添加到由图40支持的8K的每个版本表。与图35相比较，PP5-2、PP10-2、以及PP20-2模式被添加到图40(B)，并且PP5-4、PP10-4以及PP20-4模式被添加到图40(C)。
在图40(B)和40(C)中示出的保护间隔的持续时间在概念上与在图34中示出的保护间隔长度相同。根据本发明的实施例，考虑到最大延时扩展25μs、50μs、100μs、200μs、以及400μs值可以被使用，并且FFT大小可以被设置为8K、16K以及32K。
如从(A)中能够看到的，考虑到保护间隔持续时间和FFT大小Dx值可以被设置为5、10、20、40、80或者160。在这样的情况下，取决于各个Tx模式用作基本值的基元Dx值(5)可以被定义为可改变的值，并且考虑到上述信道估计范围的裕量值的大约20％可以建立。另外，根据本发明的一个实施例，使用MFN中的Lalpha1值并且使用如在图28(A)和图28(B)中所示的SFN中的Lalpha2值可以协调或者调节信道估计范围的裕量值。根据接收(Rx)场景和取决于Rx场景的Tx模式可以建立Dy值。因此，根据SISO或者MIXO Tx信道Dy值可以被指配不同的值。如在附图中所示，在根据本发明的实施例的SISO Tx信道的情况下Dy可以被设置为2、4或者8。
MIXO Tx信道被分类成具有大的导频开销的MIXO-1版本和具有较低的移动性的MIXO-2版本，使得根据单独的版本以不同的方式能够建立Dy值。
具有大的开销的MIXO-1版本增加导频开销，使得如在SISO Tx信道中一样在相同的网络配置中能够支持相同的最大延时扩展和相同的最大移动速度。在这样的情况下，以与在SISO Tx信道中相同的方式Dy值可以被设置为2、4或者8。即，MIXO-1Tx信道不仅能够被应用于上述手持式便携式环境而且能够被应用于手持式移动环境。
具有移动性低的MIXO-2版本被设计以确保如在SISO Tx信道中相同的覆盖和性能，尽管MIXO-2版本在移动速度支持方面具有很小的损害。在这样的情况下，Dy值可以被设置为4、8或者16。
图41示出其中另一实施例的导频参数被定义的表。
更加详细地，图41示出根据保护间隔(b)和车辆速度的导频参数。图41(A)是指示对于在SISO和MIXO Tx信道中使用的的导频图案的表，图41(B)示出对于在SISO和MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图41(C)是指示对于在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表。
与图36相比较，比Dy＝2更加密集的导频模式被添加到由图41支持的8K的每个版本表。与图36相比较，图41(A)示出在SISO和MIXO-1的情况下导频密度被变成8、16、32、64、128以及256。另外，在MIXO-2的情况下导频密度被变成16、32、64、128、256以及512，并且PP4-4模式被添加。与图35相比较，如从图41(B)中能够看到的，PP4-2、PP8-2以及PP16-2模式被添加。如从图41(C)中能够看到的，Dx值从5、10、20、40、80以及160变成4、8、16、32、64以及128，并且PP4-4、PP8-4以及PP16-4模式被添加。
在图41中示出的导频参数的功能和内容与图40的那些相同，并且正因如此为了便于描述在此将会省略其详细描述。
图42示出根据本发明的实施例的被包含在帧中的导频结构。
参考图42(A)，(A)示出SISO模式的导频结构。
在图42中，导频图案的水平轴可以表示频率轴，并且其垂直轴可以表示时间轴。导频可以被插入到信号帧的数据符号区域中。OFDM生成块1030或者导频和保留音调插入块8000可以将一个或者多个导频插入到信号帧。
利用在接收器中已经发送先验已知的值的被称为导频的参考信息调制在OFDM符号内的各种信元。导频信元的信息是由分散的导频、连续的导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频以及FES(帧边缘符号)导频组成。
根据导频类型和导频图案以特定的升高的功率水平发送各个导频。从是一系列的值的参考序列导出导频信息的值，其一个用于在任何给定的符号上的每个发送的载波。
导频能够被用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计、以及传输模式识别，并且也能够被用于跟随相位噪声。
分散的导频是从参考序列获得的参考信息。并且分散的导频被插入到除了帧的前导符号、FSS和FES之外的各个符号中。
连续的导频被插入在帧的各个符号中。连续的导频的数目和位置取决于FFT大小和分散的导频图案两者。
边缘导频被插入到除了前导符号、FSS以及FES之外的各个符号中。为了允许频率插补直到频谱的边缘可以插入。连续地排列在导频图案的两个边缘处的各个导频可以是被插入到补偿通过信道估计产生的频谱边缘处的失真的参考信号。对于分散的导频来说这些信元的调制是完全一样的。
FSS导频被插入在FSS中并且FES导频被插入在FES中。为了允许时间插补直到帧的边缘插入。根据本发明的一个实施例，在FSS/FES的情况下，导频被插入到被建立以有助于时间插补的Dx中(即，在频域中的时间插补的完成之后的有效的导频距离)用于信道估计，使得与正常数据符号相比密度变成更高。
根据帧的符号的功能和位置不同的最佳值可以被指配给(FSS/FES或者正常数据符号)导频升高等级。如果假定预先确定的符号的功率被使用，如果导频的升高等级增加，并且如果在相对低的数据载波中低的SNR出现，并且如果升高等级变得较低，则信道估计吞吐量劣化，然而数据载波的SNR变得较高。
因此，以最大化被均衡的数据SNR的方式，必须考虑到各个符号的导频图案和导频密度来决定升高等级。
图42(B)示出MIMO模式的导频结构。根据发送(Tx)模式，对于在MIMO中使用的导频以与SISO相比较能够更加容易地实现MIMO信道估计的方式被排列。
图42的导频图案与其中两个Tx天线被使用的情况有关。因此，对于在各种情况中使用的分散的导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频、以及FES(帧边缘符号)导频在单个信号帧中存在。
为了在MIXO Tx信道之间进行区分，根据本发明的实施例被传输到各个Tx信道的导频在频域中位于彼此相邻。在这样的情况下，相同数目的导频可以被分配给一个OFDM符号内的两个Tx信道。
在(B)中示出的导频参数的功能和内容与(A)中的那些相同，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
图43示出根据本发明的实施例的其中导频参数被定义的表。
图43示出根据SISO和MIXO-1传输模式的导频参数。图43(A)是指示对于在SISO和MIXO-1Tx信道中使用的导频图案的表，图43(B)示出对于在SISO Tx信道中使用的导频图案的配置，并且图43(C)是指示对于在MIXO Tx信道中使用的导频图案的配置的表。
更加详细地，图43(A)示出为在SISO和MIXO-1Tx信道中的每一个中定义的各个导频密度值和Dx和Dy值决定的导频图案。
如从(A)中能够看到的，对于在SISO和MIXO-1Tx信道中使用的导频密度可以被设置为8、16、32、64、128以及256。根据一个实施例，考虑到保护间隔的持续时间和FFT大小，Dx可以被设置为4、8、16、32、64以及128。根据一个实施例，在SISO和MIXO-1Tx信道的情况下Dy可以被设置为2和4。
图43(B)和图43(C)示出包括取决于FFT值的保护间隔持续时间和导频图案配置的表。更加详细地，在(B)和(C)中示出的各个表的第一行中示出的数字可以表示保护间隔持续时间。作为示例，最大延时扩展可以被设置为240μs。
(B)和(C)中示出的第一列可以表示在图29至图31中描述的FFT(NFFT)值。然而，虽然图43(B)和图43(C)等同地示出导频图案的配置，但是在图43(B)和图43(C)中存在不同，因为图43(B)示出具有较大的导频开销的SISO导频图案，并且图43(C)示出具有较低的移动性的MIXO导频图案。
图43(B)和图43(C)中示出的保护间隔的持续时间与在图34中示出的保护间隔长度在概念上相同。根据本发明的实施例，考虑到最大延时扩展可以使用25μs、50μs、100μs、以及200μs值，并且FFT大小可以被设置为8K、16K以及32K。
用于支持基础和手持简档的SISO模式可以支持用于K和16K模式的移动/固定服务，并且可以支持用于32K模式的固定服务。
另外，在支持高级简档的MIMO模式期间，能够在16K和32K模式中支持与在SISO中相同的模式。
根据实施例，如从被包含在帧中的导频图案中能够看到，被插入在各自的符号中的导频密度相互不同，使得存在协调导频的振幅等级的需求。
导频的振幅等级可以影响信道估计增益，并且也可能影响被限制的Tx功率内的数据信元(载波)的功率，导致权衡关系的实现。因此，导频的振幅等级必须被优化以最大化最终均衡的数据信元(载波)的SNR。
数学式12示出根据本发明的实施例的信道估计的SNR。
数学式12
[数学式12]
在数学式12中，Asp可以表示分散的导频振幅，Bsp可以表示(Asp)2和分散的导频功率，SNRData可以表示用于数据信元的SNR，并且fINT可以表示插入滤波器增益。
数学式13示出根据本发明的实施例的与EQ输出的数据信元有关的SNR的近似值。
数学式13
[数学式13]
在数学式13中，SNRData可以表示用于数据信元的SNR，SNRChannel-Estinmate可以表示信道估计的SNR，fINT可以表示插入滤波器增益，并且Bsp可以表示(Asp)2和分散的导频功率。
如上所述，导频的振幅等级可能影响信道估计增益，并且同时也可能影响数据信元(载波)的功率，使得根据导频密度必须考虑数据信元的功率损耗和基于导频级的信道估计增益。
另外，能够获得所有载波位置的信道值作为信道估计合成值。在这样的情况下，EQ输出的SNR可以通过插入滤波器的增益被影响。
数学式14示出根据本发明的实施例的插补滤波器增益。
数学式14
[数学式14]
fint_ti×fint_fi
在数学式14中，fint_ti可以表示时域的插补滤波器增益，并且fint_ti可以表示频域的插补滤波器增益。
根据实施例，基于线性插补fint_ti可以被用于决定基于降噪增益的参考值，并且基于各种信道环境fint_ti可以被用于决定被用于导出与降噪增益有关的目标插补增益的参考值。
例如，如果Dy被设置为2，则fint_ti可以被设置为0.6875。如果Dy被设置为4，则fint_ti可以被设置为0.75。另外，fint_ti也可以被设置为0.5。
图44示出根据本发明的实施例的为各自导频图案优化的分散的导频振幅值。
根据实施例，根据导频图案、模式类型以及符号类型分散的导频(Asp)的振幅可以被优化。
因此，分布和排列为个别网络优化的导频，使得需要根据导频图案单独地优化导频振幅。
根据实施例，可以考虑帧结构确定导频的升高等级。
根据实施例，模式类型可以包括SISO、MIXO(MIMO和MISO)。另外，因为导频模式的导频密度比SISO模式的高，因此各自的模式的参数能够被建立。
根据实施例，符号类型可以包括帧信令符号(FSS)、帧边缘符号(FES)、以及正常数据符号。
FSS和FES是包括位于帧的两端处的密集的导频的符号，并且以能够独立地执行频率插补的方式设计。因此，导频密度取决于Dx值使得导频振幅能够被优化。
根据本发明的实施例，正常数据符号具有被设计适合于网络的Dx和Dy的导频排列，在符号之间执行时间插补并且各个符号的导频密度是Dx和Dy的乘积。因此，导频密度取决于Dx和Dy值，使得导频振幅能够被优化。
参考图44，(A)示出在使用正常的数据符号的情况下为单独的导频图案优化的分散的导频。在图44(A)中，水平轴是导频图案，并且垂直轴是模式类型。
在正常数据符号和SISO模式下，如果导频图案被设置为PP4-2、PP4-4、PP8-2、PP8-4、PP16-2、PP16-4、PP32-2、PP32-4、PP64-2、PP64-4、以及PP128-2，则对于各个导频图案优化的分散的导频(Asp)的振幅可以分别被设置为1.4475、1.5067、1.5395、1.8056、1.8466、2.1564、2.2046、2.5710、2.6268、3.0594、以及3.1273。
在正常数据符号和MIMO模式中，如果导频图案被设置为PP8-2、PP8-4、PP16-2、PP16-4、PP32-2、PP32-4、PP64-2、PP64-4、以及PP128-2，则对于各个导频图案优化的分散的导频(Asp)的振幅可以分别被设置为1.2728、1.5067、1.5395、1.8056、1.8466、2.1564、2.2046、2.5710以及2.6268。
参考图44，(B)示出在FSS和FES的情况下对于各个导频图案优化的分散的导频值。在图44(B)中，水平轴表示导频图案，并且垂直轴表示模式类型。
以升高等级发送帧信令和帧边缘符号导频。帧信令和帧边缘符号的升高等级取决于在用于各个离散导频图案的导频承载载波(Dx)之间的距离。
在FSS/FES和SISO模式中，如果Dx被设置为4、8、16、32、64以及128，则对于各个导频图案优化的分散的导频(Asp)的振幅可以分别被设置为1.1045、1.3675、1.6553、1.9850、2.3685以及2.8231。
在FSS/FES和MIMO模式中，如果Dx被设置为8、16、32、64、以及128，则对于各个导频图案优化的分散的导频(Asp)的振幅可以分别被设置为1.1045、1.3675、1.6553、1.9850、以及2.3685。
如上所述，分散的导频(Asp)的最佳振幅可以在FSS和FES中具有相同的值。
图45示出根据本发明的实施例的为相同的导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。
通过根据相同的导频密度平均化为图44的各自的导频图案优化的分散的导频振幅值获得在图45中示出的值。因此，图45的一些配置和内容与图44的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好地理解本发明在此将会省略其详细描述。
参考图45，(A)示出在正常数据符号的情况下为相同导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。在图45(A)中，水平轴表示导频图案，并且垂直轴表示模式类型。
在正常数据符号和SISO模式下，如果导频密度(Dx×Dy)被设置为8、16、32、64、128或者256，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为1.26、1.52、1.83、2.18、2.60、或者3.09。
在正常数据符号和MIMO模式下，如果导频密度(Dx×Dy)被设置为16、32、64、128或者256，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为1.26、1.52、1.83、2.18、或者2.60。
参考图45，(B)示出在FSS和FES的情况下为相同导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。在图45(B)中，水平轴表示导频图案，并且垂直轴表示模式类型。
在FSS/FES和SISO模式下，如果Dx被设置为4、8、16、32、64或者128，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为1.1、1.37、1.66、1.99、2.37、或者2.82。
在FSS/FES和MIMO模式下，如果Dx被设置为8、16、32、64或者128，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为1.1、1.37、1.66、1.99或者2.37。
如上所述，分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值在FSS和FES中具有相同的值。
图46示出根据本发明的实施例的通过分数表示为相同的导频密度优化的分散的导频振幅的平均值。
在接收器方面通过近似由图45的浮动值初始化的分散的导频振幅值的平均值获得在图46中示出的值，并且通过分数表示近似结果。因此，图46的相同配置和内容与图44和图45中的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好地理解本发明在此将会省略其详细描述。
参考图46(A)，在正常数据符号和SISO模式下，如果导频密度(Dx×Dy)被设置为8、16、32、64、128或者256，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为5/4、6/4、9/5、13/6、18/7、或者18/6。
在正常数据符号和MIMO模式下，如果导频密度(Dx×Dy)被设置为8、16、32、64、128或者256，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为5/4、6/4、9/5、13/6、或者18/7。
参考图46(B)，在FSS/FES和SISO模式下，如果Dx被设置为4、8、16、32、64或者128，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为10/9、4/3、5/3、6/3、7/3、或者14/5。
在FSS/FES和MIMO模式下，如果Dx被设置为8、16、32、64或者128，则分散的导频(Asp)的最佳振幅的平均值被设置为10/9、4/3、5/3、6/3或者7/3。
在下文中将会描述根据本发明的实施例的用于插入被适合于与被用于RAPR减少的音调保留相关联的下一代广播系统的被保留的载波的方法。另外，被保留的音调和被保留的载波在概念上彼此相同，使得术语“被保留的音调”可以与术语“被保留的载波”可以被互换地使用。
图47图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
参考图47，与图8的那些相同的部分可以具有相同的意义，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
用作多载波系统的OFDM系统可以被用于使用多个载波发送数据使得避免在宽带带载波传输期间产生的信道的频率选择性特性。
OFDM系统将射频(RF)信道划分成多个窄带信道，并且使用该窄带发送数据，使得OFDM系统对频率选择性衰退环境具有鲁棒性，执行保护间隔插入。结果，在连续的信号之间的干扰能够被容易地去除。另外，使用子载波的正交性能够相互重叠数据，并且然后能够实现数据传输，导致高频率使用效率的实现。
然而，OFDM系统使用多个载波，使得通过相同的相位(同相)添加各自的载波，导致高PAPR(峰均功率比)的出现。如果高的PAPR经过非线性放大器，则信号衰减出现，导致信号失真。
因此，本发明的实施例能够提供用于最小化PAPR的音调保留方案。
另外，本发明的实施例被设计分配被保留的载波以最小化对于在时域中使用的发送(Tx)信号的PAPR。实施例也能够同时提供被保留的载波(或者被保留的音调)的位置同时避免为了信道估计和同步偏移而已经插入的被用作参考信号的导频信号的位置。
音调保留方案被用于使用少量的虚拟子载波减少整个OFDM符号的PAPR，使得音调保留方案能够通过保留的载波插入减少PAPR。音调保留方案被用于发送仅被用于PAPR减少的特定的哑数据序列。
哑数据序列被称为对于在音调保留方案中使用的被保留的载波(或者被保留的音调)，并且通过适当的值的传输在时域中能够生成PAPR衰减。
即，整个数据被分类成要被发送的数据和用于PAPR减少的被保留的载波，并且发射器和接收器必须识别对于PAPR减少所需要的被保留的载波的位置。在这样的情况下，被保留的载波不用于发送数据，并且为了PAPR减少可以分配具有任意的值的符号。
图47图示根据本发明的实施例的OFDM生成块1030。根据本发明的实施例，根据被配置成使用m个Tx天线的SISO或者MIXO系统输入信号路径的数目可以别设置为“m”。
参考图47，OFDM生成块1030可以包括导频和保留音调插入块8000和PAPR减少块8030。导频和保留音调插入块8000可以包括PAPR控制器和参考信号插入和PAPR减少块。
在下文中将会详细地描述根据本发明的实施例的用于允许OFDM生成块130减少PAPR的方法。
音调保留方案执行反馈以搜寻具有最低的PAPR的被保留的载波，选择被保留的载波，计算PAPR，并且重新执行反馈。
OFDM生成块1030将1的值分配给预先确定的被保留的载波的位置，并且通过IFFT(逆快速变换)处理执行用于初始峰值减少的内核。OFDM生成块1030可以考虑到在此过程中分配的被保留的载波对内核规范化。
因此，OFDM生成块1030对于比预先确定的功率更高的时域采样相关联的对应采样的位置执行内核的循环移位，并且乘以要被内核减少的适当的值，使得OFDM生成块1030能够获得峰值减少信号。此过程也可以被称为峰值减少。
其后，OFDM生成块1030可以为时域采样重复地执行峰值减少，使得能够累积被计算的峰值减少信号。
如果通过峰值减少过程去除比预先确定的功率高的采样，或者如果当前次数达到为了重复执行而建立的迭代数，则峰值减少过程被终止，使得数据信号可以被添加到被累积的峰值减少信号。
在这样的情况下，根据实施例的OFDM生成块1030可以提供最佳保留的载波(或者被保留的音调)以最小化对于在时域中使用的Tx信号的PAPR。
图48是图示根据本发明的实施例的帧解析模块的框图。
参考图48，帧解析模块9010可以包括参考信号提取块。
帧解析模块9010能够解析输入信号帧并且提取数据，通过其用户选择的服务被发送。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010能够执行与交织的逆过程相对应的解交织。在这样的情况下，能够通过解码从信号解码模块9040输出的数据以恢复通过用于发送广播信号的设备生成的调度信息获得需要被提取的信号和数据的位置。
根据实施例的帧解析模块9010可以基于参考信号表提取用作参考信号信息的导频信号和除了预先确定的被保留的载波之外的数据载波。
图49图示根据本发明的实施例的帧结构。
图49示出在超帧中的FRU和帧类型的示例配置。(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变的PHY简档的帧并且(d)示出帧的结构。
参考图49，与图10的相同的部分可以具有相同的意义，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
根据实施例的广播信号传输设备可以提供用于PAPR最小化的最佳被保留的载波(或者被保留的音调)。
根据实施例的广播信号传输设备可以将被保留的载波插入到FSS、FES，和正常的数据符号使得实现最小的PAPR。
另外，与正常数据符号相比较根据实施例的广播信号传输设备能够将用作参考信号的许多更多的导频插入到FSS和FES中，使得被保留的载波能够被插入到单独的最佳的位置处的正常数据符号、FSS以及FES中的每一个中。
图50图示根据本发明的实施例的被包含在帧中的导频结构。
参考图50，(A)表示SISO模式的导频结构，并且(B)表示MIMO模式的导频结构。在MIMO的情况下，与SISO相比较，根据传输(Tx)模式排列导频以有助于MIMO信道估计。
从图50的部分当中，与图42的那些相同的部分可以具有相同的意义，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
根据实施例的广播信号传输设备能够优化被保留的载波的位置使得实现最小的PAPR，并且能够将被保留的载波插入到特定的位置，从该位置排除用作预先确定的参考信号的导频的位置。
为了信道估计和同步偏移估计，与正常数据符号相比较根据实施例的广播信号传输设备可以将用作参考信号的更多的导频插入到FSS和FES。另外，在除了SISO模式之外的MIMO模式的情况下，根据实施例的广播信号传输设备能够排列导频以有助于MIMO信道估计。
因此，根据实施例的广播信号传输设备能够根据各自的Tx模式(SISO、MIXO)决定为FSS、FES以及正常数据符号优化的被保留的载波的位置。然而，本发明的范围或者精神不仅限于下述实施例，并且本发明也能够被应用于相似的被修改的结构。
根据实施例的广播信号传输设备能够支持各种导频图案以支持各种网络情形，并且能够考虑到广播信号接收设备的复杂性为与各种导频图案相关联的各个FFT模式提供一个被保留的载波索引。
分散的导频的位置退避
根据实施例的广播信号传输设备能够在从其排除分散的导频的位置的位置处插入被保留的载波。
如果符号类型是FSS和FES，则在SISO的情况下根据实施例的广播信号传输设备可以确定被保留的载波的位置为(n*Dx)，并且在MIMO的情况下可以确定被保留的载波的位置为(n*Dx)和(n+1)*Dx。在这样的情况下，n是整数，并且(n*Dx)和(n+1)*Dx中的每个小于NoC(载波的数目)。
如果符号类型是正常数据符号，并且如果分散的导频结构的偏移被设置为零“0”(例如，被重叠边缘导频的结构)，在SISO的情况下根据实施例的广播信号传输设备可以确定被保留的载波的位置为(n*Dx*Dy)，并且在MIMO的情况下可以确定被保留的载波的位置为((n+1)*Dx*Dy)。在这样的情况下，n是整数，并且(n*Dx*Dy)和(n+1)*Dx*Dy中的每一个小于NoC(载波的数目)。
根据实施例的广播信号传输设备可以根据单独的FFT模式决定被应用于最小的Dx和Dy的被保留的载波。
连续的导频的位置退避
根据实施例的广播信号传输设备能够在从其排除连续的导频的位置的位置处插入被保留的载波。
连续的导频是连续位于所有的符号处的导频。因此，为了确保同步偏移估计过程的连续性，与所有的FSS、FES、以及正常模式相关联，根据实施例的广播信号传输设备能够在从其排除连续的导频位置的位置处插入被保留的载波。
边缘导频的退避
根据实施例的广播信号传输设备能够在从其排除边缘导频位置的位置处插入被保留的载波。
边缘导频可以连续地排列在导频图案的两个边缘处。
如上所述，根据实施例的广播信号传输设备可以同时排列被保留的载波同时避免分散的导频、连续的导频以及边缘导频的位置。
具体地，根据广播信号传输设备，在正常数据符号的情况下，在特定的位置处能够确定被保留的载波位置，在该特定的位置处根据符号索引循环地位移正常数据符号，并且以最终位移的被保留的载波位置没有超过NoC(载波的数目)的方式能够确定被保留的载波位置。
图51示出根据本发明的实施例的当同时被应用于正常数据符号时对于SISO和MIMO公共的被保留的载波的位置。
为了PAPR减少的目的能够保留一些OFDM载波。当在本说明书中指定被保留的载波的位置时，通过选择的算法确定被保留的载波的信元值，其被限制使得信元的振幅等于或者小于导频载波的振幅。这确保通过应用PAPR减少方案没有减少数据信元功率。
在图51中呈现用于PAPR减少的被保留的载波的位置。当前导和PLS1字段中的PAPR_FLAG被设置为“1”时，根据选择的算法的被计算的信元值调制被保留的载波。当PAPR_FLAG被设置为“0”时，为了PAPR减少不再保留这些载波。
特定的PAPR减少方案的自由选择在没有规范的修订的情况下允许PAPR减少算法的进一步扩展或者改进。通过此自由选择在SFN配置或者接收器操作中将不会存在作用，因为接收器将会简单地忽略没有携带任何有用的信息的被保留的载波。
用于峰值减少的信号，p(t)，被生成并且被添加到来自于IFFT块的输出信号s(t)以形成PAPR减少块的输出u(t)。
u(t)＝s(t)+p(t)，
其中p(t)是通过用于PAPR减少的值调制的被保留的载波的IFFT的输出。
当PAPR_FLAG被设置为“1”时，如下地给出在FSS、FES以及正常数据符号中的被保留的载波索引。
在正常数据符号中，通过与图51中定义的载波索引相对应的载波的集合或者取决于帧的数据符号索引l，Dx和Dy的载波的它们的被位移的集合确定根据实施例的被保留的载波索引。根据本发明的实施例，通过下面的数学式15给出正常数据符号中的被保留的载波索引。
数学式15
[数学式15]
TRnormal(n)+Dx×(Imod Dy)，NFSS≤I＜Nsym-1，0≤n＜NTR
当TRnormal(n)是在图51中定义的被保留的载波的集合时，NTR是被保留的载波的数目，l是数据符号索引，NFSS是FSS符号的数目，NSYM是符号的数目。
在FSS和FES中，通过与在图57中定义的载波索引TRFSS,FES(n)相对应的载波的集合确定根据实施例的被保留的载波索引。根据实施例，被保留的载波索引保持穿过FSS和FES的相同的位置。
在下文中将会详细地描述根据实施例的用于允许广播信号传输设备决定被保留的载波位置的方法。
根据实施例的广播信号传输设备可以决定被保留的载波位置同时排除如在图50中所示的导频位置。
另外，根据实施例的广播信号传输设备可以考虑到Tx参数提供用于8K、16K以及32K FFT大小的不同载波索引。
另外，根据实施例的广播信号传输设备可以提供单个图案的被保留的载波索引，不论用于各个FFT大小的分散的导频图案如何。
另外，根据实施例的广播信号传输设备可以将不同的被保留的载波索引提供给FSS、FES、以及正常的数据符号使得优化PAPR吞吐量。
在SISO和MIMO中，根据实施例的广播信号传输设备可以提供不同的被保留的载波索引以优化PAPR吞吐量。另外，根据实施例的广播信号传输设备也能够提供向SISO模式提供已经被应用于MIMO的被保留的载波索引使得减少广播信号接收设备的复杂性。
参考图51，在表的左侧中示出FFT大小。例如，FFT大小可以包括8K、16K以及32K。与正常数据符号有关的被保留的载波的位置在表的右侧中被示出。在图51中示出的根据实施例的被保留的载波索引能够被共同地应用于SISO和MIMO，并且根据FFT大小可以具有不同的值。
根据实施例的被保留的载波索引可以在8K处具有72个被保留的载波，并且可以在16K处具有144个被保留的载波，并且在32K处可以具有288个被保留的载波。
图52示出根据本发明的实施例的当同时应用于FSS和FES时对于SISO和MIMO来说共同的被保留的载波的位置。
图52的一些配置和内容与图51的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好地理解本发明在此将会省略其详细描述。
参考图52，在表的左侧中示出FFT模式。例如，FFT模式可以包括8K、16K、以及32K。在表的右侧中示出用于FSS和FES的被保留的载波的位置。根据图52的实施例的被保留的载波索引能够被共同地应用于SISO和MIMO，并且可以根据FFT大小具有不同的值。
根据实施例的广播信号传输设备可以通过将67个被保留的载波应用于如在图52中所示的8K来优化效率。
图53示出根据本发明的实施例的当被同时应用于正常数据符号时为SISO优化的被保留的载波的位置。
图53的一些配置和内容与图51中的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好地理解本发明在此将会省略其详细描述。
根据图53的实施例的被保留的载波索引被应用于正常数据符号并且为了SISO优化，使得被保留的载波索引可以根据FFT大小具有不同的值。
图54示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为了SISO优化的被保留的载波的位置。
图54的一些配置和内容与图51的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好理解本发明在此将会省略其详细描述。
根据图54的实施例的被保留的载波索引被应用于FSS和FES并且为了SISO优化，并且根据FFT大小也可以具有不同的值。
根据实施例的广播信号传输设备通过将67个被保留的载波应用于如图54中所示的8K来优化效率。
图55示出根据本发明的实施例的当被同时应用于正常数据符号时为MIMO优化的被保留的载波的位置。
图55的一些配置和内容与图51中的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好地理解本发明在此将会省略其详细描述。
根据图55的实施例的被保留的载波索引被应用于正常数据符号并且为了MIMO优化，使得被保留的载波索引可以根据FFT大小具有不同的值。
虽然为了方便描述和更好地理解本发明从图55省略了其中在MIMO的情况下FFT大小被设置为3K的情况，但是能够导出在上面提及的情况以满足在上面提及的要求。例如，对于在MIMO中FFT大小被设置为8K的情况中使用的被保留的载波索引可以具有与在其中FFT大小被设置为图51的8K的情况下被保留的载波索引相同的值。
如上所述，根据实施例的广播信号传输设备也能够提供已经被应用于MIMO至SISO模式的被保留的载波索引使得减少广播信号接收设备的复杂性。
图56示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为了MIMO优化的被保留的载波的位置。
图56的一些配置和内容与图51的那些相同，并且正因如此为了方便描述和更好理解本发明在此将会省略其详细描述。
根据图56的实施例的被保留的载波索引被应用于FSS和FES，为了MIMO优化，并且根据FFT大小也可以具有不同的值。
虽然为了方便描述和更好地理解本发明从图56省略了其中在MIMO的情况下FFT大小被设置为8K的情况，但是能够导出在上面提及的情况以满足在上面提及的要求。例如，对于在MIMO中FFT大小被设置为8K的情况中使用的被保留的载波索引可以具有与在其中FFT大小被设置为图52的8K的情况下被保留的载波索引相同的值。
如上所述，根据实施例的广播信号传输设备也能够提供已经被应用于MIMO至SISO模式的被保留的载波索引使得减少广播信号接收设备的复杂性。
图57示出根据本发明的另一实施例的当被同时应用于FSS和FES时为SISO和MIMO优化的被保留的载波的位置。
图57的一些配置和内容与图51的那些相同，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
根据图56的实施例的被保留的载波索引被应用于SISO和MIMO，为了MIMO优化，并且根据FFT大小也可以具有不同的值。
根据实施例的广播信号传输设备能够通过将72个被保留的载波应用于如图57中所示的8K改进吞吐量用于最小化PAPR。
图58示出根据本发明的实施例的当被同时应用于FSS和FES时为SISO优化的被保留的载波的位置。
图58的一些配置和内容与图51的那些相同，并且正因如此为了方便描述在此将会省略其详细描述。
根据图58的实施例的被保留的载波索引被应用于FSS和FES，为了SISO优化，并且根据FFT大小可以具有不同的值。
根据实施例的广播信号传输设备通过将72个被保留的载波应用于如图58中所示的8K改进吞吐量用于最小化PAPR。
图59是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。
参考图59，在步骤S31000中，广播信号传输设备编码与通过其发送至少一个服务数据或者至少一个服务组件数据的各个数据传输信道相对应的数据。编码器1010可以执行上述编码，并且可以通过BICM块1010表示。
至少一个服务数据可以对应于用于固定接收器的广播服务数据或者用于移动接收器的另一广播服务数据中的任意一个。各个服务数据能够被区分并且以帧为单位被发送。已经公开其详细的编码方法，如上所述。
根据实施例的广播信号传输设备能够将被编码的数据映射到星座。其后，根据实施例的广播信号传输设备可以执行被映射的数据的时间交织。如上所述，按照DP路径数据管道(DP)数据能够被处理，并且已经公开详细交织方法，如上所述。
在步骤S31100中，根据实施例的广播信号传输设备可以构建包括时间交织和编码的数据的至少一个信号帧。根据实施例的帧构建器1020可以构建在上面提及的信号帧，并且通过帧构建块1020也可以表示帧构建器1020。如上所述，通过各个路径处理的数据可以被映射到信号帧的数据符号区域。
根据实施例的至少一个信号帧可以包括多个OFDM符号，并且OFDM符号类型可以包括前导、帧信令类型(FSS)、正常数据符号、以及帧边缘符号(FES)。
根据实施例的前导可以包括导频模式信息和PAPR_FLAG。根据实施例，导频模式信息指示是否导频模式是移动模块或者固定模式，并且PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
其后，根据实施例的广播信号传输设备可以在步骤S31200中将至少一个导频插入到至少一个信号帧。调制器1030可以插入上面的导频，可以通过OFDM生成块1030可以表示调制器1030。另外，导频和保留音调插入块8000可以插入在上面提及的导频。
如从图26至图58中能够看到的，至少一个导频图案可以被不同地分配给用于固定接收器的广播服务或者用于移动接收器的其它广播服务，并且可以根据FFT大小和保护间隔大小确定。已经公开了其详细描述，如上所述。
另外，根据实施例的广播信号传输设备可以优化一个或者多个导频的振幅。另外，根据实施例的广播信号传输设备可以基于至少一个导频图案将至少一个导频插入到至少一个信号帧。
通过至少一个导频图案、OFDM符号类型、以及Tx模式类型可以确定至少一个导频的振幅。Tx模式可以被设置为SISO和MIMO中的任意一个。另外，通过导频模式信息可以确定至少一个导频图案，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
通过Dx可以决定FSS和FES的至少一个导频的振幅，通过Dx和Dy可以决定正常数据符号的至少一个导频的振幅，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
另外，如果前导的PAPR_FLAG被设置为1，则根据实施例的广播信号传输设备可以基于至少一个导频图案将至少一个导频插入到至少一个信号帧，并且可以基于FFT大小插入用于PAPR减少的被保留的载波(被保留的音调)。
其后，根据实施例的广播信号传输设备可以基于时域中的音调保留算法执行PAPR减少。调制器1030可以执行上述PAPR减少，并且可以通过OFDM生成块1030可以表示调制器1030。
至少一个被保留的载波(被保留的音调)可以具有用于各个FFT大小的相同的位置(至少一个被保留的载波保持用于各个FFT大小的相同位置)。例如，至少一个被保留的载波(被保留的音调)可以在SISO和MIMO中具有用于各个FFT大小的相同位置。
根据实施例的至少一个被保留的载波可以在FSS和FES中具有相同的位置。另外，根据实施例的至少一个被保留的载波可以在FSS和正常数据符号中具有不同的位置。
其后，在步骤S31300中，根据实施例的广播信号传输设备可以使用OFDM方案对至少一个信号帧进行OFDM调制。调制器1030可以执行OFDM。如上所述，根据FFT大小可以决定OFDM参数，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
其后，广播信号传输设备可以在步骤S31400中发送包括至少一个被调制的信号帧的至少一个广播信号。根据实施例的发射器可以发送在上面提及的广播信号。
图60是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。
图60是图59的广播信号传输方法的逆过程。
参考图60，在步骤S32000中，根据实施例的广播信号接收设备可以接收包括至少一个信号帧的广播信号。
其后，根据实施例的广播信号接收设备可以在S32100中使用解调器使用OFDM参数执行接收到的广播信号的OFDM处理。通过同步和解调模块9000可以表示解调器。根据FFT大小可以确定OFDM参数，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
在步骤S32200中，根据实施例的广播信号接收设备可以使用帧解析器从包括数据的被解调的广播信号中获取至少一个信号帧。通过帧解析模块9010可以表示帧解析器。
根据实施例的数据可以对应于与数据传输(Tx)信道中的每一个相对应的输出信号，并且各个数据Tx信道可以发送至少一个服务数据或者至少一个服务组件数据。
根据实施例的至少一个信号帧可以包括多个OFDM符号，并且OFDM符号类型可以包括前导、帧信令符号(FSS)、正常数据符号、以及帧边缘符号(FES)。
根据实施例的前导可以包括导频模式信息和PAPR_FLAG。根据实施例，导频模式信息指示是否导频模式是移动模式或者固定模式或者PAPR_FLAG指示是否PAPR减少被用于至少一个信号帧。
根据实施例的广播信号接收设备可以使用帧解析器检测被包含在至少一个信号帧中的至少一个导频或者至少一个被保留的载波。
如上所述，至少一个导频或者至少一个被保留的载波可以被插入在至少一个信号帧中，可以被不同地分配给用于固定接收器的广播服务和用于移动接收器的另一广播服务，并且可以根据FFT大小和保护间隔大小来确定。已经公开了其详细描述，如上所述。
其后，在步骤S32300中，根据实施例的广播信号接收设备可以使用帧解析器基于至少一个导频从至少一个信号帧提取数据。
根据实施例的被调制的广播信号可以在至少一个信号帧中包括基于至少一个导频图案的至少一个导频。通过至少一个导频图案、OFDM符号类型、以及Tx模式类型可以决定至少一个导频的振幅。根据实施例的Tx模式可以被设置为SISO和MIMO中的任意一个。另外，可以通过导频模式信息确定根据实施例的至少一个导频图案。
可以通过Dx确定FSS和FES中的至少一个的振幅，可以通过Dx和Dy决定正常数据符号的至少一个导频的振幅，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
另外，如果前导的PAPR_FLAG被设置为1，则在步骤S32300中根据实施例的广播信号接收设备可以基于至少一个被保留的载波和至少一个导频从至少一个信号帧提取数据。
根据实施例的被解调的广播信号可以在至少一个信号帧中包括基于至少一个导频图案的至少一个导频，并且可以基于FFT大小包括用于PAPR减少的至少一个被保留的载波。
至少一个被保留的载波(被保留的音调)可以每个FFT大小具有相同的位置(至少一个被保留的载波保持用于各个FFT大小的相同的位置)。例如，至少一个被保留的载波(被保留的音调)可以在SISO和MIMO中每个FFT大小具有相同的位置。
根据实施例的至少一个被保留的载波在FSS和FES中可以具有相同的位置。另外，根据实施例的至少一个被保留的载波可以在FSS和正常数据符号中具有不同的位置。
其后，根据实施例的广播信号接收设备可以使用解码器执行被包含在至少一个信号帧中的DP数据的时间交织。
随后，根据实施例的广播信号接收设备可以执行被解交织的DP数据的解映射，并且在步骤S32400中通过解码被解映射的DP数据获得所期待的服务或者服务组件。通过解映射和解码模块9020可以表示解码器。如上所述，通过相对应的DP路径可以处理各个DP数据，并且已经公开了其详细描述，如上所述。
本领域技术人员应该理解，不脱离本发明的精神或者范围可以在本发明中进行各种改进和变化。因此，意在本发明覆盖落在所附权利要求及其等效的范围内提供的本发明的改进和变化。
在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述彼此互补地可适用。
本发明的模式
已经以用于实现本发明的最佳模式描述了各种实施例。
工业实用性
本发明在一系列的广播信号提供领域中是可用的。
对于本领域技术人员来说显而易见，不脱离本发明的精神或者范围可以在本发明中进行各种改进和变化。因此，意在本发明覆盖落在所附的权利要求及其等效的范围内提供的本发明的改进和变化。

Claims (12)

1.一种用于发送广播信号的方法，所述方法包括：
编码由数据管道DP承载的数据；
比特交织编码的数据；
多输入多输出MIMO处理所述比特交织的数据；
时间交织MIMO处理的数据；
编码信令数据；
构建包括具有编码的信令数据的信令符号和具有时间交织的数据的数据符号的至少一个信号帧；
通过正交频分复用OFDM方案调制所述至少一个信号帧的数据；
基于用于峰均功率比PAPR减少方案的被保留的载波的集合，应用PAPR减少方案到所调制的数据，所述PAPR减少方案被使用在快速傅里叶变换FFT大小的所述信令符号和所述数据符号中；
发送包括应用有所述PAPR减少方案的所调制的数据的广播信号。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，前导符号被插入在至少一个信号帧的开始处。
3.根据权利要求2所述的方法，
其中，所述广播信号包括峰均功率比PAPR信息和导频图案信息，
其中，所述PAPR信息指示是否所述PAPR减少方案被用于所述至少一个信号帧，并且
其中，所述导频图案信息指示导频的导频图案。
4.根据权利要求1所述的方法，
其中，用于所述信令符号的被保留的载波的集合不同于用于所述数据符号的被保留的载波的集合。
5.一种发送广播信号的设备，所述设备包括：
编码由数据管道DP承载的数据的编码器；
比特交织器，所述比特交织器比特交织编码的数据；
多输入多输出MIMO处理器，所述多输入多输出MIMO处理器MIMO处理所述比特交织的数据；
时间交织器，所述时间交织器时间交织所述MIMO处理的数据；
编码信令数据的编码器；
帧构建器，所述帧构建器构建包括具有编码的信令数据的信令符号和具有时间交织的数据的数据符号的至少一个信号帧；
调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方案调制所述至少一个信号帧的数据；
峰均功率比PAPR控制器，其基于用于峰均功率比PAPR减少方案的被保留的载波的集合，应用PAPR减少方案到所调制的数据，所述PAPR减少方案被使用在快速傅里叶变换FFT大小的所述信令符号和所述数据符号中；
发射器，所述发射器发送包括应用有所述PAPR减少方案的所调制的数据的广播信号。
6.根据权利要求5所述的设备，
其中，前导符号被插入在至少一个信号帧的开始处。
7.根据权利要求6所述的设备，
其中，所述广播信号包括峰均功率比PAPR信息和导频图案信息，
其中，所述PAPR信息指示是否所述PAPR减少方案被用于所述至少一个信号帧，并且
其中，所述导频图案信息指示导频的导频图案。
8.根据权利要求5所述的设备，
其中，用于所述信令符号的被保留的载波的集合不同于用于所述数据符号的被保留的载波的集合。
9.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收包括至少一个信号帧的广播信号；
其中，所述至少一个信号帧包括基于用于峰均功率比PAPR减少方案的被保留的载波的集合，应用PAPR减少方案到具有信令数据的信令符号和具有服务数据的数据符号，所述PAPR减少方案被使用在快速傅里叶变换FFT大小的所述信令符号和所述数据符号中；
通过正交频分复用OFDM方案解调所述至少一个信号帧中的数据；
解析来自解调的数据的至少一个信号帧；
解码信令数据；
时间解交织服务数据；
多输入多输出MIMO处理所述时间解交织的服务数据；
比特解交织所述MIMO处理的服务数据；
解码所述比特解交织的服务数据。
10.根据权利要求9所述的方法，
其中，用于所述信令符号的被保留的载波的集合不同于用于所述数据符号的被保留的载波的集合。
11.一种接收广播信号的设备，所述设备包括：
调谐器，其接收包括至少一个信号帧的广播信号；
其中，所述至少一个信号帧包括基于用于峰均功率比PAPR减少方案的被保留的载波的集合，应用PAPR减少方案到具有信令数据的信令符号和具有服务数据的数据符号，所述PAPR减少方案被使用在快速傅里叶变换FFT大小的所述信令符号和所述数据符号中，
解调器，其通过正交频分复用OFDM方案解调所述至少一个信号帧中的数据；
解析器，其解析来自解调的数据的至少一个信号帧；
解码器，其解码信令数据；
时间解交织器，其时间解交织所述服务数据；
多输入多输出MIMO处理器，其MIMO处理所述时间解交织的服务数据；
比特解交织器，其比特解交织所述MIMO处理的服务数据；
解码器，其解码所述比特解交织的服务数据。
12.根据权利要求11所述的设备，
其中，用于所述信令符号的被保留的载波的集合不同于用于所述数据符号的被保留的载波的集合。
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