CN106031113B - 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置 - Google Patents

发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN106031113B
CN106031113B CN201480064398.3A CN201480064398A CN106031113B CN 106031113 B CN106031113 B CN 106031113B CN 201480064398 A CN201480064398 A CN 201480064398A CN 106031113 B CN106031113 B CN 106031113B
Authority
CN
China
Prior art keywords
constellation
data
nuc
constellation point
bit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201480064398.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106031113A (zh
Inventor
郑秉局
高祐奭
洪永珍
洪性龙
黄在镐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Electronics Inc
Original Assignee
LG Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Electronics Inc filed Critical LG Electronics Inc
Publication of CN106031113A publication Critical patent/CN106031113A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106031113B publication Critical patent/CN106031113B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H03M13/1148—Structural properties of the code parity-check or generator matrix
    • H03M13/116—Quasi-cyclic LDPC [QC-LDPC] codes, i.e. the parity-check matrix being composed of permutation or circulant sub-matrices
    • H03M13/1165—QC-LDPC codes as defined for the digital video broadcasting [DVB] specifications, e.g. DVB-Satellite [DVB-S2]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/253—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/255—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with Low Density Parity Check [LDPC] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/2707—Simple row-column interleaver, i.e. pure block interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2778—Interleaver using block-wise interleaving, e.g. the interleaving matrix is sub-divided into sub-matrices and the permutation is performed in blocks of sub-matrices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2792—Interleaver wherein interleaving is performed jointly with another technique such as puncturing, multiplexing or routing
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/65—Arrangements characterised by transmission systems for broadcast
    • H04H20/71—Wireless systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0075—Transmission of coding parameters to receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3444—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power by applying a certain rotation to regular constellations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
    • H03M13/152—Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
    • H04L2001/0093—Point-to-multipoint
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/26025—Numerology, i.e. varying one or more of symbol duration, subcarrier spacing, Fourier transform size, sampling rate or down-clocking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Steroid Compounds (AREA)

Abstract

本发明提供一种发送广播信号的方法。该方法包括：将输入流处理成多个PLP；根据码率对各个PLP的数据进行编码，其中对各个PLP的数据进行编码进一步包括，通过LDPC码对至少一个PLP的数据进行编码；对PLP的LDPC编码的数据进行比特交织；根据码率将比特交织的数据映射到星座的集合；对映射的数据进行MIMO编码；以及对MIMO编码的数据进行时间交织；通过对各个PLP的编码的数据进行映射构建至少一个信号帧；以及通过OFDM方法对构建的信号帧中的数据进行调制并且发送具有调制的数据的广播信号，其中通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)、或者NUC(非均匀星座)对各个PLP的比特交织的数据进行映射。

Description

发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置
技术领域
本发明涉及发送广播信号的装置、接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号的方法。
背景技术
随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/ 音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。
即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，用于大量数据传输的数据传输效率、考虑到移动接收设备的发送/接收的网络的鲁棒性和网络灵活性对于数字广播需要改进。
发明内容
技术问题
本发明的一个目的是提供一种发送广播信号以在时间域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，并且经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法，和与其对应的用于接收广播信号的装置和方法。
本发明的另一个目的是提供一种发送广播信号的装置、一种接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号以通过组件分类对应于服务的数据，作为数据管道发送对应于每个组件的数据，接收和处理该数据的方法。
本发明的又一个目的是提供一种发送广播信号的装置、一种接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号，以用信号发送对提供广播信号必需的信令信息的方法。
技术方案
为了实现目标和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此具体化和广泛地描述的，本发明提供一种发送广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：将输入流处理成多个PLP(物理层管道)；根据码率对各个PLP的数据进行编码，其中对各个PLP的数据进行编码进一步包括，通过LDPC(低密度奇偶校验)码对至少一个PLP的数据进行编码；对PLP的LDPC编码的数据进行比特交织；根据码率将比特交织的数据映射到星座的集合；对映射的数据进行MIMO(多输入多输出)编码；以及对MIMO编码的数据进行时间交织；通过对各个PLP 的编码的数据进行映射构建至少一个信号帧；以及通过OFDM(正交频分复用)方法对构建的信号帧中的数据进行调制并且发送具有调制的数据的广播信号，其中通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)、或者NUC(非均匀星座)对各个PLP的比特交织的数据进行映射。
优选地，对称于复平面的同相轴排列星座，并且其中对称于复平面的正交轴排列星座。
优选地，在复平面中每个星座被旋转了90度的倍数，并且旋转的星座重叠最初的星座。
优选地，当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的集合具有任意的形状。
优选地，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的数目是 64，并且码率是6/15。
优选地，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
优选地，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP 使用的星座的集合。
在其它方面，本发明提供一种接收广播信号的方法。接收广播信号的方法包括：接收具有至少一个信号帧的广播信号并且通过OFDM (正交频分复用)方法对至少一个信号帧中的数据进行解调；通过对多个PLP(物理层管道)的数据进行解映射解析至少一个信号帧；根据码率对各个PLP的数据进行解码，其中对各个PLP的数据进行解码进一步包括，对至少一个PLP的数据进行时间解交织；对PLP的时间解交织的数据进行MIMO(多输入多输出)解码；根据码率从星座的集合对MIMO解码的数据进行解映射；对解映射的数据进行比特解交织；以及通过LDPC(低密度奇偶校验)码对比特解交织的数据进行解码；以及处理各个PLP的解码的数据以输出输出流，其中通过使用QAM (正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或者NUC(非均匀星座) 对各个PLP的MIMO解码的数据进行解映射。
优选地，对称于复平面的同相轴排列星座，并且其中对称于复平面的正交轴排列星座。
优选地，在复平面中每个星座被旋转了90度，并且旋转的星座重叠最初的星座。
优选地，当通过使用NUC对MIMO解码的数据进行解映射时，星座的集合具有任意的形状。
优选地，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对MIMO解码的数据进行解映射时，星座的数目是64，并且码率是6/15。
优选地，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
优选地，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP 使用的星座的集合。
在另一方面，本发明提供一种发送广播信号的装置。发送广播信号的装置包括：输入处理模块，该输入处理模块将输入流处理成多个 PLP(物理层管道)；编码模块，该编码模块根据码率对各个PLP的数据进行编码，其中编码模块包括，LDPC块，该LDPC块通过LDPC(低密度奇偶校验)码对至少一个PLP的数据进行编码；比特交织块，该比特交织块对PLP的LDPC编码的数据进行比特交织；映射块，该映射块根据码率将比特交织的数据映射到星座的集合；MIMO(多输入多输出)编码块，该MIMO编码块对映射的数据进行MIMO编码；以及时间交织块，该时间交织块对MIMO编码的数据进行时间交织；帧构建模块，该帧构建块通过对各个PLP的编码的数据进行映射构建至少一个信号帧；以及OFDM模块，该OFDM模块通过OFDM(正交频分复用)方法对构建的信号帧中的数据进行调制并且发送具有调制的数据的广播信号，其中通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀 QAM)、或者NUC(非均匀星座)对各个PLP的比特交织的数据进行映射。
优选地，对称于复平面的同相轴排列星座，并且其中对称于复平面的正交轴排列星座。
优选地，在复平面中每个星座被旋转了90度，并且旋转的星座重叠最初的星座。
优选地，当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的集合具有任意的形状。
优选地，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的数目是 64，并且码率是6/15。
优选地，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
优选地，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP 使用的星座的集合。
在另一方面，本发明提供一种接收广播信号的装置。接收广播信号的装置包括：接收模块，该接收模块接收具有至少一个信号帧的广播信号并且通过OFDM(正交频分复用)方法对至少一个信号帧中的数据进行解调；解析模块，该解析模块通过对多个PLP(物理层管道) 的数据进行解映射解析至少一个信号帧；解码模块，该解码模块根据码率对各个PLP的数据进行解码，其中解码模块进一步包括，时间解交织块，该时间解交织块对至少一个PLP的数据进行时间解交织； MIMO(多输入多输出)解码块，该MIMO解码块对PLP的时间解交织的数据进行MIMO解码；解映射块，该解映射块根据码率从星座的集合对MIMO解码的数据进行解映射；比特解交织块，该比特解交织块对解映射的数据进行比特解交织；以及LDPC块，该LDPC块通过 LDPC(低密度奇偶校验)码对比特解交织的数据进行解码；以及输出处理模块，该输出处理模块处理各个PLP的解码的数据以输出输出流，其中通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)或者NUC (非均匀星座)对各个PLP的MIMO解码的数据进行解映射。
优选地，对称于复平面的同相轴排列星座，并且其中对称于复平面的正交轴排列星座。
优选地，在复平面中每个星座被旋转了90度，并且旋转的星座重叠最初的星座。
优选地，当通过使用NUC对MIMO解码的数据进行解映射时，星座的集合具有任意的形状。
优选地，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对MIMO解码的数据进行解映射时，星座的数目是64，并且码率是6/15。
优选地，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
优选地，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP 使用的星座的集合。
有益效果
本发明可以根据服务特征处理数据以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务实现传输灵活性。
本发明可以提升数据传输效率，并且使用MIMO系统提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。
根据本发明，可以提供广播信号发送和接收方法以及装置，其甚至能够借助于移动接收设备或者在室内环境下没有错误地接收数字广播信号。
附图说明
附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：
图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
图8图示根据本发明的实施例的OFMD生成块。
图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图10图示根据本发明的实施例的帧结构。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。
图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。
图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。
图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图30图示根据本发明的一个实施例的星座映射器。
图31图示根据本发明的一个实施例的配置最佳星座的方法。
图32图示根据本发明的另一实施例的配置最佳星座的方法。
图33图示根据本发明的一个实施例的非均匀星座(NUC)的创建。
图34示出根据本发明的一个实施例的用于比特分配的等式。
图35图示根据本发明的一个实施例的创建的16个NUC和被分配给其的比特。
图36示出根据本发明的一个实施例的创建的16个NUC的参数。
图37示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的16个NUC的参数的各个SNR的星座。
图38示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的16个NUC的 BICM容量的曲线图。
图39示出根据本发明的一个实施例创建的64个NUC中的一些和分配给其的比特。
图40示出根据本发明的一个实施例创建的64个NUC中的其它和分配给其的比特。
图41示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的64个NUC的参数的各个SNR的星座。
图42示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的64个NUC的 BICM容量的曲线图。
图43示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的一些和分配给其的比特。
图44示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图45示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图46示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图47示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的256个NUC 的参数的各个SNR的星座。
图48示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的256个NUC 的BIMC容量的曲线图。
图49示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的一些和分配给其的比特。
图50示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图51示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图52示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图53示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图54示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图55示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图56示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图57示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图58示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC的其它和分配给其它的比特。
图59示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC 的参数各个SNR的星座。
图60示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC 的BICM容量的曲线图。
图61示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的64个NUC 的星座。
图62示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
图63示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标。
图64示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NCU的各个星座的坐标的一部分。
图65示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NCU的各个星座的坐标的另一部分。
图66示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的64个NCU 的星座。
图67示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
图68示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的星座。
图69示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图70示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
图71示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的64个NUC 的星座。
图72示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
图73示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个 NUC的星座。
图74示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图75示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
图76示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的64个NUC 的星座。
图77示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
图78示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的星座。
图79示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图80示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
图81示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的64个NUC 的星座。
图82示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
图83示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的星座。
图84示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图85示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
图86示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的64个 NUC的星座。
图87示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的64个 NUC的各个星座的坐标。
图88示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的星座。
图89示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图90示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
图91描述根据本发明的一个实施例的映射IQ平衡/IQ对称非均匀星座的过程。
图92示出根据本发明的一个实施例的使用IQ平衡非均匀星座映射的方法在18dB的SNR处的64个NUC的星座。
图93示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的10/15码率的64个NUC的星座。
图94示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的10/15码率的64个NUC的星座。
图95示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座。
图96示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图97示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图98示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图99示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座。
图100示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的一部分。
图101示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图102示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的10/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图103示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的11/15码率的64个NUC的星座。
图104示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的11/15码率的64个NUC的星座。
图105示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座。
图106示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的一部分。
图107示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图108示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图109示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座。
图110示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图111示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图112示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的11/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图113示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的12/15码率的64个NUC的星座。
图114示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的12/15码率的64个NUC的星座。
图115示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座。
图116示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的一部分。
图117示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图118示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的另一部分。
图119示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座。
图120示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图121示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图122示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的12/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图123示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的13/15码率的64个NUC的星座。
图124示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的13/15码率的64个NUC的星座。
图125示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座。
图126示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图127示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图128示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图129示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座。
图130示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图131示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图132示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图133图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法。
图134图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法。
具体实施方式
现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。
虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。
本发明提供发送和接收用于未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例通过非 MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)规范-基础、手持和高级规范-其中的每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形需要的性能。物理层(PHY)规范是相应的接收器将实现的所有配置的子集。
三个PHY规范共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY规范可以在未来限定。对于系统演进，未来的规范还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的规范复用。每个PHY规范的细节在下面描述。
1.基础规范
基础规范表示通常连接到屋顶天线的固定接收设备的主要使用情形。基础规范还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础规范的使用可以通过某些改进的实现被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础规范接收器操作不预期那些使用情况。
接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的将使用手持规范的手持设备中一样关键。用于基础规范的关键系统参数在以下的表1中列出。
表1
[表1]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
2.手持规范
手持规范设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持规范的设备的实现是非常重要的。手持规范的目标SNR范围大约是0至 10dB，但是，当期望用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。
除了低的SNR能力之外，对由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持规范最重要的性能品质。用于手持规范的关键系统参数在以下的表2中列出。
表2
[表2]
LDPC码字长度 16K比特
星座大小 2～8bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>18</sup>数据信元
导频图案 用于移动和室内接收的导频图案
FFT大小 8K，16K点
3.高级规范
高级规范以更大的实现复杂度为代价提供最高的信道容量。该规范需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该规范特别地设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。
高级规范的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率交叉极化传输。用于高级规范的关键系统参数在以下的表3中列出。
表3
[表3]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 8～12bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
在这样的情况下，基本规范能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的规范。即，基本规范能够被用于定义包括移动规范的规范的概念。而且，高级规范能够被划分成用于具有MIMO的基本规范的高级规范和用于具有MIMO的手持规范的高级规范。此外，根据设计者的意图能够改变三种规范。
下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。
辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者由广播公司或者网络运营商要求
基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道
基带帧(或者BBFRAME)：形成到一个FEC编码过程(BCH和 LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合
信元：由OFDM传输的一个载波承载的调制值
编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC 编码的块中的一个
数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务分量。
数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。
数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)
DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP
哑信元：承载被用于填充未被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元
紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分
帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙
帧接收单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层规范的帧的集合，其在超帧中被重复八次
快速信息信道：承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道
FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合
FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段 T的周期中表达的有效符号时段Ts
帧信令符号：以FFT大小、保护间隔以及分散的导频图案的某个组合在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载 PLS数据的一部分
帧边缘符号：以FFT大小、保护间隔以及分散的导频图案的某个组合在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号
帧组：超帧中具有相同的PHY规范类型的所有帧的集合。
未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，其以前导开始
Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者普通流，并且其输出是RF信号
输入流：通过系统被递送给终端用户的服务的全体的数据的流。
正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号
PHY规范：相对应的接收器应实现的所有配置的子集
PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据
PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS 数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数
注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。
PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据
PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据
PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据
前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据
前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号
注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。
保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义
超帧：八个帧重复单元的集合
时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，执行时间交织与时间交织器存储器的一个使用相对应
TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。
注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。
类型1DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP
类型2DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP
XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell 个信元的集合
图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧结构块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出对发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/或常规流被同时允许输入。
输入格式化块1000能够将每个输入流解复用为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用独立的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000的操作细节。
数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级规范，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径在用于MIMO传输的输出端上增加。稍后将描述BICM块1010的操作细节。
帧构造块1020可以将输入DP的数据信元映射为帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于对抗频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构造块1020的操作细节。
在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布的MISO方案被应用于发射器。此外，峰值对平均功率降低(PAPR) 方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。
信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被正确地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。
图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流切片(slice)为基带帧(BBF) 的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为第一字节是同步字节(0x47) 的固定长度(188字节)分组。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6两者。 GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。
(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且(b) 示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器2030。将给出每个块的操作的描述。
输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带) 帧切片器，和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器在用户分组(UP)级别，提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。
BB帧切片器将输入映射为内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为MSB。BB帧切片器分配等于可用的数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被切片为适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在 BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU (2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节 BBF报头的末端上具有扩展字段(1或者3字节)。
流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。
该填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且该填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。该填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器加扰完整的BBF用于能量扩散。该加扰序列与BBF同步。该加扰序列由反馈移位寄存器产生。
PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据是在具有固定大小的帧中的FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。
PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP 提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2 静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，而PLS2动态数据是可以逐帧动态地变化的PLS2数据。
稍后将描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030可以加扰产生的PLS数据用于能量扩散。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。
参考图3，用于分别地处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧切片器(slicer) 3060和BB报头插入块3070。将给出该模式适配块的每个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧切片器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧切片器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。
输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。 ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且可选地用于承载GS流的多个DP。
补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需接收器中额外的存储器。
空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供 VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新被插入在它们最初精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以已知的信息可以在发射器中被删除。
对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度(188 字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC 增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS分组报头压缩可以(可选地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则可选地使用IP分组报头压缩。
以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。
参考图4，用于分别地处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、 BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS 加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、 PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。
调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定针对整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为带内信令或者该帧的FSS中的PLS信元发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入 DP中。
带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置提供的服务特征，对应于各个服务的数据需要通过不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别地对应于数据路径的数据管道，独立地处理输入到其的DP。因此，根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置能够控制经由每个 DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。
(a)示出由基础规范和手持规范共享的BICM块，和(b)示出高级规范的BICM模块。
由基础规范和手持规范共享的BICM块和高级规范的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。
将给出用于基础规范和手持规范的BICM块和用于高级规范的 BICM块的每个处理模块的描述。
用于基础规范和手持规范的BICM块的处理块5000可以包括数据 FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够使用外部编码(BCH)和内部编码(LDPC) 对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外部编码(BCH) 是可选的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。
比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据 FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。
星座映射器5030可以使用或者QPSK、QAM-16、不均匀QAM (NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、 NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持规范中调制来自比特交织器5020 的每个信元字(cell word)，或者在高级规范中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率归一化的星座点，el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称性质使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个通过在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。
SSD编码块5040可以在二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)中对信元进行预编码以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。
时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。
用于高级规范的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块 5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO 编码模块5020-1。
此外，处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。
信元字解复用器5010-1用于高级规范的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器 5010-1操作的细节。
MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO 技术是一种获得容量提高的极具前景的方法，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到容量增益。所提出的MIMO编码方案使用基于旋转的预编码和 MIMO输出信号的一个的相位随机化克服这个问题。
MIMO编码适用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的 2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧相对小的复杂度增加提供容量提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧巨大的复杂度增加提供容量提高和附加分集增益。所提出的MIMO 编码方案没有对天线极化配置进行限制。
MIMO处理对于高级规范帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理高级规范帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的 MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波k和 OFDM符号l发送。
以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的一部分，并且FIC是在承载服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。
参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC 编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。
此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入模块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。
PLS FEC编码器6000可以对加扰的PLS1/2数据、EAC和FIC 分段进行编码。
加扰器可以在BCH编码以及缩短和删余的LDPC编码之前加扰 PLS1数据和PLS2数据。
BCH编码/零插入模块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS1/2数据执行外部编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。
LDPC编码块可以使用LDPC码对BCH编码/零插入模块的输出进行编码。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其后。
数学公式1
[数学公式1]
用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS 2数据执行删余。
当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被删余。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC 奇偶校验比特在LDPC编码之后被删余。不发送这些被删余的比特。
比特交织器6010可以对每个被缩短和被删余的PLS1数据和PLS2 数据进行交织。
星座映射器6020可以将比特交织的PLS1数据和PLS2数据映射到星座上。
时间交织器6030可以对映射的PLS1数据和PLS2数据进行交织。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。
参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010 和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。
延迟补偿块7000可以调整数据管道和相对应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端上共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。
信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射为该帧中的OFDM符号的有效载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP中的每一个通过TI产生的数据信元、PLS 信元、以及EAC/FIC信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的有效OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI) 能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。
频率交织器7020可以随机地对从信元映射器7010接收的数据信元进行交织以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个顺序的OFDM符号组成的每个OFDM符号对进行交织，以得到在单个帧中最大的交织增益。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
在图8中图示的OFDM生成块对应于参考图1描述的OFDM生成块1030的实施例。
OFDM生成块通过由帧构建块产生的单元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)降低处理以产生最终的RF信号。
参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN 编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR降低块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060 和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。
导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。
在OFDM符号内的各种单元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频单元的信息由离散导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。
从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号的离散导频单元中被发送。连续导频被插入在帧的每个符号中。连续导频的编号和位置取决于FFT大小和离散导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插达到频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中，并且 FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。
根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布的MISO方案被可选地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布的MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。
2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。
IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块 8010的输出。没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何单元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该单元被映射到OFDM载波。
PAPR降低块8030可以使用在时间域中的各种PAPR降低算法对输入信号执行PAPR降低。
保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050 可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时地发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同的广播服务的系统。不同的广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与各个广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。
DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层规范经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极化。
以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。
图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置可以对应于参考图1描述的发送用于未来的广播服务的广播信号的装置。
根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。
同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，执行关于与接收广播信号的装置相对应的系统的检测和同步，并且执行与由发送广播信号装置执行的过程的相反过程相对应的解调。
帧解析模块-9010 可以解析输入信号帧，并且提取通过其发送用户选择的服务的数据。如果发送广播信号的装置执行交织，则帧解析模块9010 可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过对从信令解码模块-9040 输出的数据进行解码获得，以恢复由发送广播信号的装置产生的调度信息。
解映射和解码模块-9020 可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块-9020 可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且通过解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020 可以获得对于解映射和解码所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9400输出的数据进行解码。
输出处理器9030 可以执行由发送广播信号的装置应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030 可以从信令解码模块-9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器-9030 的输出对应于输入到发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。
信令解码模块9040 可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块-9010 、解映射和解码模块-9020 和输出处理器9030 可以使用从信令解码模块9400输出的数据执行其功能。
图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。
图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出FRU中可变的PHY规范的帧，以及(d)示出帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
在FRU中的每个帧属于PHY规范(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中该帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY规范可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，可以使用在前导中PHY_PROFILE的保留值扩展 PHY规范定义。
FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在 FRU中时，超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。
一个帧被进一步划分为许多OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号 (FES)。
前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。
FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及由此PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有精确地与FSS相同的导频，其允许在FES内的仅进行频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号进行时间内插而无需外推。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是指示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1 允许接收器访问PLS2数据和对PLS2数据进行解码，其包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分： PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，跟随PLS2数据的静态和动态部分之后填充。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪帧结构内 DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY规范类型。不同的PHY规范类型的映射在以下的表5中给出。
表5
[表5]
值 PHY规范
000 基础规范
001 手持规范
010 高级规范
011-110 保留
111 FEF
FFT_SIZE：该2比特字段指示帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。
表6
[表6]
值 FFT大小
00 8K FFT
01 16K FFT
10 32K FFT
11 保留
GI_FRACTION：该3比特字段指示当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。
表7
[表7]
值 GI_FRACTION
000 1/5
001 1/10
010 1/20
011 1/40
100 1/80
101 1/160
110-111 保留
EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，则在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地转换。
PILOT_MODE：该1比特字段指示是否当前帧组中导频图案是用于当前帧的移动模式或者固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。
PAPR_FLAG：该1比特字段指示在当前帧组中对于当前帧是否使用PAPR降低。如果该字段被设置为值“1”，则音保留用于PAPR降低。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR降低。
FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY规范类型配置。在当前超帧中传送的所有规范类型在当前超帧的所有前导的该字段中识别。3比特字段对于每个规范具有不同的定义，如以下的表8所示。
表8
[表8]
保留(RESERVED)：这个7比特字段保留供将来使用。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。
NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。
PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。
表9
[表9]
值 有效载荷类型
1XX 发送TS流
X1X 发送IP流
XX 1 发送GS流
NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。
SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。
主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节指示主要版本信息。在主要版本字段中的变化指示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。
次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节指示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。
CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。
NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的 Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话， Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY规范和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有都具有相同的物理层结构和配置。
随后的循环由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、 FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于指示FRU配置和每个帧类型的长度。循环大小是固定的，使得四个PHY规范(包括FEF) 在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段指示相关的FRU的第(i+1) (i是环索引)个帧的PHY规范类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段指示相关联的FRU的第 (i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用 FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段指示相关联的FRU的第(i+1) 个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。
RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。
以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段指示由PLS2保护使用的FEC 类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
内容 PLS2FEC类型
00 4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11 保留
PLS2_MOD：这个3比特字段指示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
表11
[表11]
值 PLS2_MODE
000 BPSK
001 QPSK
010 QAM-16
011 NUQ-64
100-111 保留
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段指示Ctotal_partial_block，当前帧组中承载的PLS2的全编码块的集合的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特指示当前帧组的 PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特指示当前帧组的 PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记指示是否在当前帧组中使用 PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段指示Ctotal_partial_blook，当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的集合的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段指示下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段指示下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记指示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段指示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的 PLS2的全编码块的集合的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特指示下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特指示下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段指示是否在当前帧组中为PLS2 提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用附加的奇偶校验。
表12
[表12]
值 PLS2-AP模式
00 不提供AP
01 AP1模式
10-11 保留
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段指示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段指示下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS1信令。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段指示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段指示当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY规范内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段指示DP的类型。这些根据以下的表 13用信号传送。
表13
[表13]
值 DP类型
000 DP类型1
001 DP类型2
010-111 保留
DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP 组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段指示承载管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID指示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的常规DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段指示由相关联的DP使用的FEC 类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。
表14
[表14]
值 FEC_TYPE
00 16K LDPC
01 64K LDPC
10-11 保留
DP_COD：这个4比特字段指示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。
表15
[表15]
值 码率
0000 5/15
0001 6/15
0010 7/15
0011 8/15
0100 9/15
0101 10/15
0110 11/15
0111 12/15
1000 13/15
1001-1111 保留
DP_MOD：这个4比特字段指示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。
表16
[表16]
值 调制
0000 QPSK
0001 QAM-16
0010 NUQ-64
0011 NUQ-256
0100 NUQ-1024
0101 NUC-16
0110 NUC-64
0111 NUC-256
1000 NUC-1024
1001-1111 保留
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段指示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。
只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其指示高级规范，出现以下的字段：
DP_MIMO：这个3比特字段指示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。
表17
[表17]
值 MIMO编码
000 FR-SM
001 FRFD-SM
010-111 保留
DP_TI_TYPE：这个1比特字段指示时间交织的类型。值“0”指示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”指示一个TI组被承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段指示PI，每个 TI组被映射到的帧的数目，并且每个TI组(NTI＝1)存在一个TI块。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。
如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段指示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。
表18
[表18]
2比特字段 P1 NTI
00 1 1
01 2 2
10 4 3
11 8 4
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段指示相关联的DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相对应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于不会在该帧组的每个帧出现的DP，这个字段的值等于连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段指示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值的范围从0到 31。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段指示用于这个DP的 DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与 DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段指示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。
表19
[表19]
值 有效载荷类型
00 TS
01 IP
10 GS
11 保留
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段指示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。
表20
[表20]
值 带内模式
00 没有承载带内信令
01 仅承载带内PLS
10 仅承载带内ISSY
11 承载带内PLS和带内ISSY
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段指示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表21被用信号传送。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段指示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。
表22
[表22]
值 CRC模式
00 未使用
01 CRC-8
10 CRC-16
11 CRC-32
DNP_MODE：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE 根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。
表23
[表23]
值 空分组删除模式
00 未使用
01 DNP标准
10 DNP偏移
11 保留
ISSY_MODE：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE 根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。
表24
[表24]
值 ISSY模式
00 未使用
01 ISSY-UP
10 ISSY-BBF
11 保留
HC_MODE_TS：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。 HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。
表25
[表25]
值 报头压缩模式
00 HC_MODE_TS 1
01 HC_MODE_TS 2
10 HC_MODE_TS 3
11 HC_MODE_TS 4
HC_MODE_IP：这个2比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表 26被用信号传送。
表26
[表26]
值 报头压缩模式
00 无压缩
01 HC_MODE_IP 1
10-11 保留
PID：这个13比特字段指示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS (“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于 TS报头压缩的PID编号。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
FIC_VERSION：这个8比特字段指示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节指示FIC的长度。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
NUM_AUX：这个4比特字段指示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于指示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。
PLS2-DYN数据的字段细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段指示超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。
PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段指示其中该配置将变化的前面的超帧的数目。在该配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值指示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”指示在下一个超帧中存在变化。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段指示其中该配置(即， FIC的内容)将变化的前面的超帧的数目。在该配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值指示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”指示在下一个超帧中存在变化。
RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。
在经NUM_DP的循环中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。
(a)DP_ID：这个6比特字段唯一地指示PHY规范内的DP。
DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案指示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY规范和FFT大小具有不同长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段指示当前DP的当前的TI 组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值的范围从0到1023。
(a)RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
以下的字段指示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段指示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段指示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于“1”，以下的12比特被分配用于 EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则以下的12比特被分配用于EAC_COUNTER。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节指示EAC的长度。
EAC_COUNTER：这个12比特字段指示在EAC抵达的帧之前帧的数目。
只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：
(a)AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中 AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射为在该帧中OFDM符号的有效载波。PLS1和PLS2被首先映射为一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。类型1DP首先跟随，并且接下来类型2DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其随后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，将它们映射在一起，即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元精确地填充在该帧中的信元容量。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
PLS信元被映射到FSS的有效载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1 中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是关键的问题，FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。
PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射给NFSS FSS的活动载波。PLS1信元被以信元索引的递增顺序首先从第一FSS 的第一信元映射。PLS2信元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的有效载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且精确地以与第一FSS相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“常规”DP之间。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的 DP。提供EAS支持，但是，EAC本身可以存在或者可以不存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2信元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射 EAC信元的过程与PLS完全相同。
EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从 PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的有效载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
在EAC映射完成之后，如果存在，则接下来FIC被承载。如果 FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC的最后信元之后。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射
(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC 的FIC信元的示例映射。
FIC是用于承载跨层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要地包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以对FIC进行解码并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC 之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与常规DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中生成和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。
FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的 FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有由任何常规DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。
在PLS之后不具有EAC的情况下，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。根据FIC数据大小，FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。
FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的有效载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更多的有效载波。
如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC 信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。
在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，如果有的话，之后是辅助流和哑信元。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
(a)示出类型1DP和(b)示出类型2DP。
在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：
类型1DP：DP由TDM映射
类型2DP：DP由FDM映射
DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段指示。图20 图示类型1DP和类型2DP的映射顺序。类型1DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中被一起映射的DP的数目，类型1DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。
类型2DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回滚到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中将若干个DP一起映射之后，类型2DP的每个被一起以频率分组，类似于DP的FDM复用。
如果需要的话，类型1DP和类型2DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1DP始终在类型2DP之前。承载类型1和类型2DP 的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。
数学公式2
[数学公式2]
DDP1+DDP2≤DDP
这里DDP1是由类型1DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1DP 相同的方式映射，它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
(a)示出寻址用于映射类型1DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于映射类型2DP的OFDM信元。
用于映射类型1DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1DP的有效数据信元。寻址方案限定来自用于类型1DP的每个的TI的信元被分配给有效数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC 在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是简单的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。
用于映射类型2DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2DP的有效数据信元。寻址方案限定来自用于类型2DP的每个的TI的信元被分配给有效数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
如(b)所示的三个略微不同的情形是可能的。对于在(b)的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据标准符号的单元，但是，在该符号上 FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。
对类型1DP在类型2DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、 EAC和FIC遵循与类型1DP相同的“类型1映射规则”。
数据管道单元(DPU)是用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单元。
DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器 7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且每个TI块包括相应地由一组信元组成的可变数目的XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目，Ncells，取决于FECBLOCK大小，Nldpc，和每个星座符号的被发送的比特的数目。 DPU被定义为在给定的PHY规范中支持的XFECBLOCK中的信元的数目，Ncells的所有可能的值中的最大的公约数。在信元中的DPU的长度被定义为LDPU。因为每个PHY规范支持FECBLOCK大小和每个星座符号的不同数目的比特的不同组合，所以基于PHY规范定义 LDPU。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外部编码(BCH)和内部编码 (LDPC)对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。
BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于 BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。
Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短 FECBLOCK)。
以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK 的FEC编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：
12个纠错BCH码用于BBF的外部编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH发生器多项式通过一起乘以所有多项式获得。
LDPC码用于对外部BCH编码的输出进行编码。为了产生完整的 Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的 BBF)被系统地编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK数学公式3)被表示为如下数学公式。
数学公式3
[数学公式3]
用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28 和29中给出。
计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶校验比特，
数学公式4
[数学公式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学公式5
[数学公式5]
3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、…359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。
数学公式6
[数学公式6]
{x+(s mod 360)×Qldpc}mod(Nldpc-Kldpc)
这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：
数学公式7
[数学公式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用数学公式6 获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝ 361、362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。
在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：
6)从i＝1开始顺序地执行以下的操作。
数学公式8
[数学公式8]
这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。
表30
[表30]
码率 Qldpc
5/15 120
6/15 108
7/15 96
8/15 84
9/15 72
10/15 60
11/15 48
12/15 36
13/15 24
除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短FECBLOCK的这个LDPC编码过程依照用于长FECBLOCK的t个 LDPC编码过程。
表31
[表31]
码率 Qldpc
5/15 30
6/15 27
7/15 24
8/15 21
9/15 18
10/15 15
11/15 12
12/15 9
13/15 6
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。
(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。
FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在或者长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360 比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的 QCB交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod 或者16200/ηmod。QCB交织模式对调制类型和LDPC码率的每个组合是唯一的。
在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目， NQCB_IG。
表32
[表32]
调制类型 ηmod NQCB_LG
QAM-16 4 2
NUC-16 4 4
NUQ-64 6 3
NUC-64 6 6
NUQ-256 8 4
NUC-256 8 8
NUQ-1024 10 5
NUC-1024 10 10
组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，对于NUQ， m等于2。
图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。
(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，(b)示出对于10 bpcu MIMO的信元字解复用。
比特交织输出的每个信元字(c0,l，c1,l，...，cnmod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m，d1,1,m，...d1,nmod-1,m)和(d2,0,m，d2,1,m，...， d2,nmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。
对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO 情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l，c1,l，...，c9,l)被解复用为{d1,0,m，d1,1,m，...，d1,3,m) 和(d2,0,m，d2,1,m，...，d2,3,m)，如(b)所示。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
(a)至(c)示出TI模式的示例。
时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个 DP不同地设置。
在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：
DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”指示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射给一个帧(无帧间交织)。“1”指示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，这个参数是每个 TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。
DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI组 XFECBLOCK的最大数。
DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY规范的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。
DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由 DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。
当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK 被分组为TI组。即，每个TI组是一组整数的XFECBLOCK，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的 XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN 数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号发送。注意到NxBLocK_Group(n) 可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAx (对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。
每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个 TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的 XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射为仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。
表33
[表33]
在每个DP中，TI存储器存储输入XFECBLOCK(来自SSD/MIMO 编码块的输出XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被限定为：
这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个 XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：
此外，假设来自时间交织器的输出XFECBLOCK被限定为：
这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，....，MxBLOCK_TI(n，s)×Ncells-1)。
典型地，时间交织器也将用作帧建立过程之前DP数据的缓存器。这是通过用于每个DP的两个存储器组实现的。第一TI块被写入第一存储器组。在第一存储器组正在被读取的同时，第二TI块被写入第二存储器组。
TI是扭曲的行-列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI 存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数 Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。
图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行-列块交织器的基本操作。
(a)示出在时间交织器中的写入操作并且(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a)中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置的zn,s,i(i＝0,…,NrNc)，通过计算如下的数学公式的行索引Rn,s,i、列索引Cn,s,i以及被关联的扭曲参数Tn,s,i执行以这样的交织阵列的读取过程。
数学公式9
[数学公式9]
其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论 Nxblock_ti(n,s)如何，并且通过在如遵循数学公式的PLS2-STAT中给出的Nxblock_ti_max确定。
数学公式10
[数学公式10]
对于
结果，通过作为zn,s,i＝NrCn,s,i+Rn,s,i的坐标计算要被读出的信元位置。
图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行-列块交织器的操作。
更加具体地，图27图示用于每个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、NxBLOCK_TI (2,0)＝5时的虚拟XFECBLOCK。
可变数目NxBLOCK_TI(n,s)＝Nr将会小于或者等于 NxBLOCK_TI_MAX。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论NxBLOCK_TI(n,s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到 TI存储器在扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为Nr×Nc＝Ncells×NxBLOCK_TI_MAX的大小，并且如下面的数学公式完成读取过程。
数学公式11
[数学公式11]
TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、 DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’,以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、 IJUMP＝1、以及P1＝1，在PLS2-STAT数据中用信号发送时间交织器的选项。XFECBLOCK的数目，其中的每一个具有Ncells＝30个信元，分别通过NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、 NxBLOCK_TI(2,0)＝5在PLS2-DYN数据中用信号发送每个TI组。通过NxBLOCK_Groyp_MAx，在PLS-STAT数据中用信号发送 XFECBLOCK的最大数目，这导致
图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。
更加具体地，图28示出来自于具有N’xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝(7-1)/2＝3的参数的每个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果Vi≥ NcellsNxBLOCK_TI(n,s)，则Vi的值被跳过并且使用下一个计算的Vi 的值。
图29图示根据本发明的实施例的来自每个交织阵列的交织的 XFECBLOCK。
图29图示来自于具有N’xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝3的参数的每个交织阵列的交织的XFECBLOCK。
图30图示根据本发明的一个实施例的星座映射器。
根据本发明的一个实施例的星座映射器执行与上述的BICM块的星座映射器相同的操作。
通过FEC编码从上述的格式化块接收到的数据可以被变换成比特流。在比特流中，多个比特组成信元，并且可以通过星座映射器将信元映射到复平面中的星座中的一个。在此，对于要在一个信元中发送的N个比特，可能需要2^N个星座点。
在此，星座点可以表示一个星座。星座点可以被称为星座。是星座的集合的64-QAM，可以被称为星座集、星座等等。
可以使用各种方法创建星座。根据用于在星座中排列星座点的方法，当接收机将星座解码成比特流时出现错误的概率可能变化。
星座映射器使用的星座的类型，如在图30(a)、图30(b)以及图30(c)中所示。在附图中示出的星座是各种类型的示例性的星座。图30(a)和图30(b)的星座都是正方形的QAM。在图30(a)的情况下，在星座点之间的距离是非均匀的。在图30(b)的情况下，在星座点之间的距离是均匀的。图30(a)的星座可以对应于非均匀QAM，而图30(b)的星座可以对应于常规QAM。图30(b)的星座可以是图30(a)的特殊情况。
本发明提出在图30(c)中所示的星座和用于找到这样的星座的方法。根据本发明的提出的方法，与使用传统方法时相比较，在给定的信噪比(SNR)处可以获得更低的错误概率，即，更高的信道容量。
图31图示根据本发明的一个实施例的配置最佳星座的方法。
本发明提出基于振幅和相移键控(APSK)配置最佳星座的方法。为了获得成形增益，需要配置圆形的星座。因此，修改的APSK类型星座，即，非均匀的APSK，可以被利用。通过非均匀APSK，在被排列在同心圆上的星座点之间的距离/角度可以不是均匀的。在此，非均匀的APSK可以被称为非均匀星座(NUC)。
为了找到最佳星座点的位置，在本发明中提出星座分割和比特分配方法。
星座分割指的是通过划分星座点创建星座。以QPSK开始，每个星座点可以被分割成两个以创建8个星座点。以类似的方式，16、32、 64、……个星座点可以被创建。比特分配指的是每次在每个步骤中星座点的数目翻倍将1个比特分配给每个星座。
现在，下面将会描述圆心角分割。
图31(a)示出QPSK的一个星座点。此星座点的标记是00。图 31(a)的星座点可以被分割成径向以创建图31(b)和图31(c)的两个星座点。另外，图31(a)的星座点可以被分割成角方向以创建图 31(d)和图31(e)的两个星座点。
其后，第三比特可以被分配给每个星座。如在附图中所示，各个星座点可以以xx0或者xx1的形式被指配比特。在此，xx可以表示在星座点被分割之前星座点的标记，在这样的情况下，比特可以被分配为000或者001。
类似地，也可以如在第一象限的情况下在复平面的其它象限中实现分割和比特分配。在被分割之前，图31(a)的星座点可以关于x轴和y轴对称。因此，在其它象限中的星座点的位置和标记可以通过映象被估计。在这样的情况下，可以通过第一象限的映象保持用于被分配给其它象限中的星座点的第三比特的GRAY标记。
图32图示根据本发明的另一实施例的配置最佳星座的方法。
在下文中，将会描述联合圆心角分割。
能够同时应用分割(半径分割和角分割)的两种方法。在这样的情况下，A、B、C以及D的四个星座可以被创建。2个比特可以被分配给创建的星座中的每一个使得实现GRAY标记。如在图32中所示，在半径和角度方面两个比特可以被分配以允许每个星座保持GRAY标记。在此，GRAY标记可以指的是分配比特使得在邻近的星座的比特之间的差是1个比特。
需要将A、D、以及B和C布置在相同的半径位置处。类似地，A 和B以及C和D不需要被布置在相同的角位置处。在相同的半径位置或者角位置处的布置的情况下，减少稍后要找到的参数的数目。因此，可以减少搜索时间，并且当星座被布置在相同的半径位置或者角位置处时可以相应地减少星座的自由度。即，在星座的搜索时间和能力(性能)之间可能存在折中。
在这样的情况下，其中星座具有相同的半径(OA＝OD，OB＝OC) 的情况可以被考虑以确保搜索时间短。另外，星座的大小，即，星座点的数目，可以被假定为2^m(m：偶整数)。然而，这仅是说明性的，并且本发明的实施例不限于此。
类似地，通过映象确定在第二、第三以及第四象限中的星座的标记。当映象被实现时，在半径和角度方面可以保持每个星座的GRAY 标记。
图33图示根据本发明的一个实施例的非均匀星座(NUC)的创建。
使用2^(m-2)个NUC可以创建2^m个NUC。即，可以使用上述的联合半径-角度分割方法。因此，也可以使用QPSK创建16个NUC。
16个NUC可以具有两个环。在每个象限中，每个象限的两个星座点可以存在于在每个环上。因此，在16个NUC可以包括所有的16 个星座。在此，环可以表示在其复平面中的原点处具有其中心的同心圆。
在图33中示出的等式中，rn可以表示每个环的半径。在此，n可以表示环的索引并且θi,j可以表示角度，通过其在相同的半径处执行星座分割。因此，在沿着相同的半径分割的两个星座之间的角度差可能是2θi,j。在此，i可以表示环的索引，并且j可以表示分割索引。如上所述，环不需要具有星座的相同分布，并且因此θ可以具有环索引i。
因此，可以通过r0、r1、θ0,0、以及θ1,0指示16个NUC的每个星座的坐标。类似地，在64个NUC的情况下，索引n的范围可以从0 至3，索引i的范围可以从0和3，并且索引j的范围可以从0到1。在 256个NUC的情况下，索引n的范围可以从0至7，并且索引i的范围可以从0到7，并且索引j的范围可以从0至2。每个索引具有整数值。
为了概括这些情况，2^m个NUC可以具有2^(m/2-1)个环，并且每个环可以每个象限具有k个星座点。在此，k的值可以是m/2-1。
当最大化BICM性能的rn和θi,j被找到时，具有最高的容量的星座可以被获得。可以假定r0被设置为1。在rn(n≠0)被找到之后，因为平均功率能够被假定为1所以可能没有必要单独地确定r0。
图34示出根据本发明的一个实施例的用于比特分配的等式。
在下文中，将会描述比特分配的方法。可能需要分配比特使得在半径和角度方面比特符合GRAY规则。
2^m个星座的一个星座点可以发送m个比特。m个比特可以被命名为b0b1...bm-1。在这样的情况下，根据其中相对应的星座点被定位的象限2个比特可以被确定。可以通过环索引确定其它的m-2个比特的一半，并且可以在本实施例中假定通过象限确定b0b1，通过环索引确定b2b4...bm-2，并且通过角度确定b3b5...bm-1。
可以通过如在图34中示出的LOC等式确定各个星座的坐标。对于以这样的方式确定的星座，在半径和角度方面可以在邻近的星座点之间保持GRAY规则。
在此，可以相互交换分配的比特。可以通过保持的GRAY规则执行此交换。在这样的情况下，即使比特被交换，整个BICM容量也不可能改变。此交换的功能可以被称为ConvGRAY。
例如，当ConvGRAY被应用于2个比特(m＝2)时，一对一交换可以在{00,01,10,11}和{00,01,11,10}之间被执行。类似地，当 ConvGRAY被应用于3个比特(m＝3)时，一对一交换可以在{000,001, 010,011,100,101,110,111}和{000,001,011,010,110,111,101,100}之间被执行。
在3个比特的情况下，在交换之后获得六个值。为了描述这些值被定义为值1、2、3、...、6。值1、2以及3中的每一个的第一比特被设置为0。值1、2以及3中的每一个的第二和第三比特等于在2个比特的情况下通过交换获得的值。值4、5以及6的第一比特被设置为1。值4、5以及6中的每一个的第二和第三比特是在2个比特的情况下通过交换获得的值的逆向排列。
当在n-1个比特的情况下通过交换获得的值被找到时，在n个比特的情况下通过交换获得的值能够被估计。当此方法被应用于n个比特时，在图34中示出的等式可以被获得。
Inv_ConvGRAY可以表示ConvGRAY的逆函数。如上所述， ConvGRAY函数可以使用环索引确定b2b4...bm-2，或者基于角度确定 b3b5...bm-1。逆函数Inv_ConvGRAY可以接收作为输入的每个比特值并且获得环索引和角度。即，可以使用b2b4...bm-2确定环索引，并且可以使用b3b5...bm-1确定角度。
为了测量确定的星座的性能，可以计算和比较确定的星座的BICM 容量。对于BICM容量，加性高斯白噪声(AWGN)和独立同分布(IID) 输入可以被假定。AWGN可以表示被主要使用的基本噪声模型。IID 可以表示输入被独立和同等/均匀地分布。
[算式12]
[算式13]
[算式14]
使用上述数学式可以计算BICM容量。使用此等式，最大化BICM 性能的r和θ的值可以被找到。因为AWGN和IID输入被假定，可以期待y＝x+n。在此，n可以表示AWGN。可以假定p(bi＝0)＝p(bi＝1)＝1/2。即，当x是星座，并且M是星座大小时，p(x＝Mj)＝1/M是可能的。在此，Mj可以是当bi＝j时的星座。如在图34中所示，BICM容量函数可以被表示为高斯函数的整数。
具体地，能够被用于找到参数r和θ的方法可以包括算法A和算法B。
在下文中，将会描述算法A。
首先，可以选择Δr和Δθ。其后，可以为来自于ri∈{ri_init-Δr，ri_init，ri_init+Δr} 和θi，j∈{θi，j_init-Δθ，θi，j_init，θi，j-init+Δθ}中的θi，j和ri的所有组合计算BICM容量。在此，ri_init和θi，j_init的初始值可以变成对算法更优化的值。
例如，当星座大小是16时，一个r和两个θ’被给定，并且因此可以计算3^(1+2)个BICM容量。因为r0被假定为1，所以存在一个r。
在计算的BICM容量被比较之后，根据具有最高的BICM容量的参数组合可以更新ri_init和θi，j_init。如果具有最高的BICM容量的参数组合是{ri_init，θi，j_init}，则算法的执行可能被停止。否则，具有最高的BICM容量的参数组合被认为是新的{ri_init，θi，j_init}并且算法继续被执行。当算法被执行时，{ri_init，θi，j_init}的值可以继续被更新。
其后，可以将Δr和Δθ减少一半执行前述的算法(折半查找)。即，可以使用被减少了一半的Δr和Δθ计算和比较BICM容量。然后，可以通过具有最高的容量的参数组合更新{ri_init，θi，j_init}。在本实例中，可以通过满足ri∈{ri_init-2Δr，ri_init-Δr，ri_init，ri_init+Δr，ri_init+2Δr}的ri和满足θi，j∈{θi，j_init-2Δθ，θi，j_init-Δθ，θi，j_init，θi，j_init+Δθ，θi，j_init+2Δθ}的θi，j计算BICM 容量。
其后，如果具有最高容量的组合是{ri_init，θi，j_init}则可以停止算法的执行，并且否则，可以继续通过具有被认为是新的{ri_init，θi，j_init} 的容量的参数组合执行算法。
通过以这样的方式重复算法，Δr和Δθ可以被充分地减少。当确定根据Δr和Δθ的充分减少BICM容量饱和时，算法的执行可能被停止。
在上述算法A的情况下，如果要被找到的参数的数目大，则对于要被最终饱和的容量可能耗费大量的时间。在其中参数的数目大的情况下，下面描述的算法B可以被使用。算法B可以被独立地使用。然而，如有必要，可以基于从算法A获得的结果使用算法B。
在下文中，将会描述算法B。
首先，可以配置初始星座。例如，可以配置初始星座使得rn＝n+1 (n＝0，1，...)。θ可以被确定使得星座点在0和2π之间的范围中被均匀地分布，即，通过同等地除以2π确定。初始星座可以通过此算法收敛在最佳星座上。
两个r参数的索引，即，ri和rj，可以被随机和均匀地选择。为了图示的简单起见，可以假定i≤j。因为整个平均功率是不可变的，所以可以期待|ri|2+|rj|^2＝C。在此，C是常数。因此，下面的描述可以被建立。 0≤|ri|2≤C/2。在此条件下，可以为BICM容量检查ri，和rj的所有值。在这样的情况下，在检查中可以使用上述的折半查找。通过在计算的 BICM容量当中具有最高的BICM容量的参数组合更新ri，和rj。
在此，折半查找可以指的是其中当具有参数a的性能低于具有参数b的性能时通过用参数(a+b)/2更新参数a继续执行算法的方案。
类似地，环索引i可以被随机和均匀地选择。因此，确定被定位在与环索引相对应的环上的星座点的θi，j，可以被优化。此优化过程也可以采用折半查找。在此，j可以具有j＝0，1，...的值，并且当n小于或者等于m时可以假定θi，n≤θi，m。类似地，当使用折半查找优化θi，n时，可以确定最佳的θi，j。
当确定BICM容量已经饱和时，算法可能被停止。否则，可以通过重选参数ri和rj的索引i和j重复算法。
在算法B的情况下，对于随机和均匀地选择参数可能是重要的。否则，对于趋于饱和的BICM容量来说可能耗费时间长，或者BICM 容量可能收敛在局部最小值。
在其中算法A被首先执行并且然后来自于算法A的结果被用作用于算法B的初始值的情况下，对于趋于饱和的BICM容量所耗费的时间可能被显著地缩短。
图35图示根据本发明的一个实施例的创建的16个NUC和分配给其的item。
每个星座点可以被表示为4个比特(b0b1b2b3)。b0b1可以表示扩展之前QPSK的标记。b2可以是当根据半径分割来分割点时分配的比特。b3可以是当根据角度分割来分割点时分配的比特。
除了前面的两个比特b0b1之外的比特可以相对于X轴和Y轴对称。如上所述，b0b1可以确定其中星座点被放置的象限，并且每个比特在半径和角度方面方面满足GRAY规则。
接收器可以从星座解映射比特。这可以是将比特映射到上述星座的相反过程。通过解映射可以估计LLR。在FEC解码中可以以软输入的形式使用被估计的LLR。在解映射中，在下述等式中可以表达估计 LLR的过程。
[算式15]
[算式16]
[算式式17]
在此，C可以是常数，σ2可以是复噪声功率，Λj可以表示星座点集合，其中第i个比特是j。在此，j可以是0或者1。另外，Pr(s＝sk)可以表示先验概率。在此，可以假定bi满足逐比特等概率。如果迭代解码被使用，则bi是等概率的假定不可能是有效的，并且需要根据来自于FEC的外部信息改变先验概率。另外，当假定max-log LLR时，t＝r/H 是可能的。s1可以是最靠近t的星座，对于其第i个比特是1，并且s0 可以是最靠近t的星座，对于其第i个比特是0。
图36示出根据本发明的一个实施例创建的16个NUC的参数。
使用上述方法可以确定参数。参考图36，提供用于每个SNR(dB) 的最佳容量的r和θ值被列出。针对相应的参数计算的最佳BICM容量值也被列出。在r0不是1的情况下，平均功率被归一化成1。
图37示出基于根据本发明的一个实施例创建的16个NUC的参数的各个SNR的星座。
在图37中，在复平面中通过星座指示如根据上述方法确定的提供用于各个SNR的最佳性能的r和θ的值。
图38示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的16个NUC的 BICM容量的曲线图。
在图38中，X轴可以表示SNR(dB)，并且Y轴可以表示BICM 容量。曲线图可以描述在给定的SNR(x值)处在Shannon容量和星座的容量之间的差(y值)。在此，Shannon容量可以指示在BICM理论中的最大的BICM容量。因此，这可以意指随着y值减少性能提升。
Q16可以表示均匀的16-QAM，NuQ16可以表示非均匀的 16-QAM，并且NuA16可以表示NUC-16。如在图38中所示，根据本发明的NUC-16可以呈现最佳性能。
图39示出根据本发明的一个实施例创建的64个NUC中的一些和分配给其的比特。
图40示出根据本发明的一个实施例创建的64个NUC中的其它和分配给其的比特。
图39和图40中示出的表列出通过复平面中的星座指示，提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳容量的r和θ的值。在此，在 r0不是1的情况下，平均功率被归一化为1。
由于空间限制在图39和图40中单独地示出的这两个表组成一个表。
图41示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的64个NUC的参数的各个SNR的星座。
在图41中，通过复平面中的星座指示提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳性能的r和θ的值。
图42示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的64个NUC的 BICM容量的曲线图。
在图42中，X轴可以表示SNR(dB)，并且Y轴可以表示BICM 容量。曲线图可以描述在给定的SNR(x值)处在Shannon容量和星座的容量之间的差(y值)。在此，Shannon容量可以指示在BICM理论中的最大的BICM容量。因此，这可以意指随着y值减少性能提升。
Q64可以表示均匀的64-QAM，NuQ64可以表示非均匀的 64-QAM，并且NuA64可以表示NUC-64。如在图42中所示，根据本发明的NUC-64可以呈现最佳性能。
图43示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的一些和分配给其的比特。
图44示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图45示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图46示出根据本发明的一个实施例创建的256个NUC中的其它和分配给其的比特。
图43和图46中示出的表列出通过复平面中的星座指示，提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳性能的r和θ的值。在此，在 r0不是1的情况下，平均功率被归一化为1。
由于空间限制在图43至图46中单独地示出的这两个表组成一个表。
图47示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的256个NUC 的参数的各个SNR的星座。
在图47中，通过复平面中的星座指示提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳性能的r和θ的值。
图48示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的256个NUC 的BICM容量的曲线图。
在图48中，X轴可以表示SNR(dB)，并且Y轴可以表示BICM 容量。曲线图可以描述在给定的SNR(x值)处在Shannon容量和星座的容量之间的差(y值)。在此，Shannon容量可以指示在BICM理论中的最大的BICM容量。因此，这可以意指随着y值减少性能提升。
Q256可以表示均匀的256-QAM，NuQ256可以表示非均匀的 256-QAM，并且NuA256可以表示NUC-256。如在图48中所示，根据本发明的NUC256可以呈现最佳性能。
图49示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的一些和分配给其的比特。
图50示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图51示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图52示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图53示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图54示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图55示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图56示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图57示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图58示出根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC中的其它和分配给其的比特。
图49至图58中示出的表列出通过复平面中的星座指示，提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳性能的r和θ的值。在此，在 r0不是1的情况下，平均功率被归一化为1。
由于空间限制在图43至图46中单独地示出的这两个表组成一个表。
图59示出用于基于根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC 的参数的各个SNR的星座。
在图59中，通过复平面中的星座指示提供用于根据上述方法确定的各个SNR的最佳性能的r和θ的值。
图60示出用于比较根据本发明的一个实施例创建的1024个NUC 的BICM容量的曲线图。
在图60中，X轴可以表示SNR(dB)，并且Y轴可以表示BICM 容量。曲线图可以描述在给定的SNR(x值)处在Shannon容量和星座的容量之间的差(y值)。在此，Shannon容量可以指示在BICM理论中的最大的BICM容量。因此，这可以意指随着y值减少性能提升。
Q1024可以表示均匀的1024-QAM，NuQ1024可以表示非均匀的 1024-QAM，并且NuA1024可以表示NUC-1024。如在图60中所示，根据本发明的NUC1024可以呈现最佳性能。
图61示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的64个NUC 的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于7.5dB的SNR的参数获得此星座。
图62示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于7.5dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图63示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于11dB的SNR的参数获得此星座。
图64示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图65示出根据本发明的一个实施例的用于5/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的其它部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于11dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图64和图65中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图66示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的64个NUC 的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于9dB的SNR的参数获得此星座。
图67示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标的其它部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于9dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图68示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于12dB的SNR的参数获得此星座。
图69示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图70示出根据本发明的一个实施例的用于6/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于12dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图69和图70中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图71示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的64个NUC 的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于10.5dB的SNR的参数获得此星座。
图72示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的64个NUC 的各个星座的坐标的一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于12dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图73示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各个SNR的最佳参数的表的用于14.5dB的SNR的参数获得此星座。
图74示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个NUC的各个星座的坐标的一部分。
图75示出根据本发明的一个实施例的用于7/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于14.5dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图74和图75中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图76示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的64个NUC 的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于11dB的SNR的参数获得此星座。
图77示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的64个NUC 的星座。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于11dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图78示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于15.5dB的SNR的参数获得此星座。
图79示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图80示出根据本发明的一个实施例的用于8/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于15.5dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图79和图80中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图81示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的64个NUC 的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于13.5dB的SNR的参数获得此星座。
图82示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的64个NUC 的星座。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于13.5dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图83示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于17dB的SNR的参数获得此星座。
图84示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图85示出根据本发明的一个实施例的用于9/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于17dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图84和图85中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图86示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的64个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述64个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于13.5dB的SNR的参数获得此星座。
图87示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的64个 NUC的星座。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于13.5dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
图88示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的星座。
可以使用来自于列出用于上述256个NUC的各自的SNR的最佳参数的表的用于19dB的SNR的参数获得此星座。
图89示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的一部分。
图90示出根据本发明的一个实施例的用于10/15码率的256个 NUC的各个星座的坐标的另一部分。
这些坐标表示分配各个比特值的星座点。可以通过将来自于上述的最佳参数的表的用于19dB的SNR的参数转换成x和y值获得这些星座。
由于空间限制在图89和图90中单独地示出的这两个坐标表组成一个表。
图91描述根据本发明的一个实施例的映射IQ平衡/IQ对称非均匀星座的过程。
作为用于获得最佳BICM容量的另一星座创建方法，提出IQ平衡 /IQ对称非均匀星座映射。
为了找到最大化BICM容量的星座点，需要一些假定和限制。在下文中，将会描述一些限制。
限制1.以相同的概率生成所有的星座点。星座点的概率可以彼此相等。
限制2.星座点不具有偏置。即，所有星座点的平均值可以是0。另外，当限制1被应用时，星座点的总和可以是0。
限制3.星座的平均功率是常数。即，平均功率可以被不变地设置为常数P。
限制4-1.为了实现IQ平衡映射，在I轴上的BICM容量需要等于在Q轴上的BICM容量。例如，如果旋转了诸如90度、180度以及 270度的90度的倍数的星座与原始的星座一致，则此星座可以被视为被IQ平衡。即，如果被旋转了90度的倍数的星座点重叠来自于原始星座集中的星座点中的一个，则此星座可以被视为被IQ平衡。在下文中，其中被旋转了90度的倍数的星座与最初的星座重合的情况将会被视为IQ平衡映射方案。
限制4-2.为了实现IQ对称映射，在I轴中的BICM容量不应等于在Q轴上的BICM容量。为了实现IQ对称映射，星座应关于I轴和 Q轴对称。例如，当si是星座的星座点时，conj(si)、-conj(si)、以及-si 也可能需要成为星座的星座点。
限制4-1和限制4-2不可以被同时满足。为了实现IQ平衡映射，限制4-1可能需要被满足。为了实现IQ对称映射，限制4-2可能需要被满足。为了实现IQ平衡的映射和IQ对称映射两者，这两个限制需要被满足。
在下文中，将会给出根据IQ平衡/IQ对称非均匀星座映射创建非均匀分布的星座点的方法的描述。
根据一个实施例，可以在两维复平面中移动星座点以找到提供最佳容量的星座。通过移动星座点，提供最佳BICM容量的星座可以被找到。
然而，仅移动一个星座点不可能满足如上限制1和/或限制2。因此，为了通过移动此星座点满足限制，也可能需要移动其它的星座点。在本实施例中，第i个和第j个星座点被移动。
假定在移动星座点之前的星座经历了IQ平衡映射。为了保持IQ 平衡，不仅第i个和第j个星座点而且与其相对应的三个其它的星座点对可能需要被移动。三个相对应的星座点对可以指的是通过将第i和第 j个星座点旋转了90度、180度以及270度获得的星座点。即，可能需要一起移动8个星座点。
要被移动的第i和第j个星座点可以被定义为s0,i和s0,j，并且要被移动的相对应的星座点可以被定义为sk,i和sk,j。在此，k＝1、2、3，并且对可以分别表示s0,i和s0,j旋转了90度、180度和270度。
对于星座点sk,i和sk,j，a和b可以被定义为在图91中示出的等式(1)和(2)。在此，等式(1)和(2)可以分别意指当星座被移动时限制1和限制2被满足。即，a和b可以是常数。另外，当s0,i和 a被表示为在图91中示出的等式(3)时，可以获得等式(4)。然后，可以从这些等式导出等式(5)。从等式(5)能够看到使用一个变量θ能够控制两个星座点的移动。因为通过如在等式(6)中的s0,i和s0,j 可以描述其它的星座点对，所以可以通过一个变量控制所有的星座点。
因为通过IQ平衡保持实现移动，所以即使在移动之后也可以保持 IQ平衡的特性。以这样的方式，通过IQ平衡保持具有最佳容量的星座可以被找到。当移动被实现以找到星座时，θ可以被分割成数个部分以计算用于每个分割的θ的BICM容量，以找到最大化BICM容量的θ。使用此过程，可以更新si和sj的全部的四个集合。
在下文中，将会描述构造具有非均匀地分布的星座点的星座的具体步骤。每个步骤可以被省略或者被其它的步骤替换，或者这些部分的顺序可以改变。这些步骤旨在描述本发明的精神，不限制本发明。
首先，可以配置最初的星座。此最初的星座可以是IQ平衡或者IQ 对称的星座。例如，最初的星座可以是均匀的QAM、非均匀的QAM、或者非均匀的星座(NUC)。在此，NUC可以是上述NUC。
最初的星座的两个星座点(s0,i,s0,j)可以被随机和均一地选择。两个星座点应相互不同。可以在第一象限中选择星座点。
一旦两个星座点被选择，也可以自然地选择在第二、第三以及第四象限中的其它的星座点。因此，可以选择全部的八个星座点。如果最初的星座是IQ平衡的星座，则所选择的星座中的每一个可以被表示为ejkπ/2·s0，i。在此，k＝0、1、2、3，并且i可以被替换成j。如果最初的星座是IQ对称的星座，则所选择的星座中的每一个可以被表示为 conj(s0,i)、-conj(s0,i)和-s0,i。i可以被替换成j。如上所述，如果最初的星座是IQ平衡或者IQ对称的星座，星座的平均值可以是0。
其后，|s0，i|2+|s0，j|2和BICM容量可以被计算。星座点可以被分别移动使得BICM容量被最大化。可以存在用于找到最佳星座位置的两种方法。
一种方法是利用Δi。s0,i可以被垂直地或者水平地移动±Δi。因此， s0,j也可能需要被垂直地或者水平地移动±Δj。在此，可以使用 |s0，i|2+|s0，j|2确定Δj和Δi。因此，可以存在诸如(+Δi，+Δj)、(+Δi，-Δj)、 (-Δi，+Δj)、(-Δi，-Δj)的四种移动情况。此方法可以被用于IQ对称非均匀星座映射。
另一方法是利用θ。如所描述的，可以通过θ控制星座的移动。因此，通过每次采用适当小的角度改变θ，具有最佳容量的星座可以被找到。根据实施例，在实施例中适当小的角可以是1度。另外，角的范围可以是从0度到360度。另外，此角的范围可以覆盖s0,i-a/2和s0,j -a/2。这旨在在搜索范围内设置最佳容量。即，这旨在防止容量在搜索过程中被减少。此方法可以被用于IQ平衡非均匀星座映射。
根据上述的两种方法，可以在星座分别被移动到的星座位置处计算BICM容量。如果用于移动的星座的BICM容量大于先前计算的 BICM容量，则可以通过此星座更新s0,i和s0,j。
其后，星座可以继续通过减少Δi和θ被搜索。当充分地减少这两个参数时，最初的星座的两个其它星座点可以被重新选择。然后，为了重新选择的星座点可以通过上述过程找到最佳位置。
当所有的BICM容量饱和时，算法可以被停止并且最终的星座集可以被获得。在此，星座的饱和可以指的是其中BICM容量中的大的增加在上述算法中没有出现的情况。每次si和sj改变时可以检查BICM 容量的饱和度，或者当检查所有的M个星座点时可以对BICM的饱和度进行检查。
根据一个实施例，在为上述所有的种子星座执行算法之后可以选择呈现最佳性能的星座。种子星座，即，最初的星座，可以包括均匀QAM、非均匀QAM、以及非均匀星座(NUC)。例如，可以通过执行用于QAM、NUQ以及NUC的算法获得在10dB的SNR处的NUC-64。根据一个实施例，在9.5dB或者10.5dB处通过前述的算法获得的星座可以被认为是用于要被执行的算法的种子星座。
图92示出根据本发明的一个实施例的使用IQ平衡非均匀星座映射的方法在18dB的SNR处的64个NUC的星座。
在本实施例中，具有1的平均功率的均匀64-QAM被当作种子星座，并且通过θ找到所期待的星座。另外，角增量被设置为1度，在通过si和sj更新所有的M个星座点一次之后检查容量的饱和度。此星座可以保持处于IQ平衡的状态并且满足n*pi/2-对称条件。
图93示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图94示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的星座。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图95示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座。
图96示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图97示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图98示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图96至图98中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图99示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座。
图100示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图101示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图102示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图100至102中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图103示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于11/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图104示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于11/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的星座。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图105示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座。
图106示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图107示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图108示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图106至108中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图109示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座。
图110示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图111示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图112示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于11/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图110至112中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图113示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于12/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图114示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于12/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图115示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座。
图116示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图117示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图118示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图116至118中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图119示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座。
图120示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图121示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图122示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于12/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图120至122中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图123示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于13/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图124示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于13/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图125示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座。
图126示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图127示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图128示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
星座表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图126至128中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图129示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座。
图130示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图131示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图132示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于13/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图130至132中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图133图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法。
该方法包括：将输入流处理成多个PLP；对每个PLP(物理层管道)的数据进行编码；构建至少一个信号帧；以及/或者通过OFDM方法调制数据&发送广播信号。
在将输入流处理成多个PLP的步骤中，上述输入格式化模块可以处理输入流。输入格式化模块能够将输入流处理成PLP的BB(基带) 帧。输入格式化模块能够将输入流解复用成PLP。
在对PLP的数据进行编码的步骤中，上述编译&调制模块可以对每个PLP的数据进行编码。PLP也可以被称为DP。能够基于码率对每个数据路径中的数据进行编码。此步骤可以包括LDPC(低密度奇偶校验)编码、比特交织、星座映射、MIMO编码和/或时间交织。利用LDPC 码的编码可以对应于通过LDPC编码器的LDPC编码。LDPC编码器可以通过LDPC码对PLP中的BB帧进行编码。比特交织可以对应于通过比特交织器的比特交织。星座映射可以对应于通过星座映射器进行的星座映射。MIMO编码可以指的是通过上述MIMO编码器执行的MIMO编码。时间交织能够对应于通过时间交织器的时间交织。
在构建至少一个信号帧的步骤中，上述帧结构模块能够通过映射 PLP的编码的数据构建信号帧。
在通过OFDM方法调制数据&发送广播信号的步骤中，上述波形生成模块能够以OFDM方案调制数据，并且发送广播信号。
在本实施例中，通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀QAM)、或者NUC(非均匀星座)对每个PLP的比特交织的数据进行映射。意指，通过使用QAM、NUQ或者NUC调制类型能够进行星座映射。每个PLP路径能够被使用不同的星座映射调制。诸如，当其它的PLP路径正在使用NUC时PLP路径可以使用QAM。
在根据本发明的其它实施例的发送广播信号的方法中，星座关于复平面的同相轴对称地排列，并且也关于复平面的正交轴对称地排列。各个星座点关于复平面的I和Q轴对称地排列。
在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，在复平面中每个星座被旋转了90度的倍数，旋转的星座重叠最初的星座。
在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的集合具有任意的形状。 NUC的星座能够具有任意的形状。基于一些实施例，NUC的星座能够具有同心圆的形状。
在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对比特交织的数据进行映射时，星座的数目是 64，并且码率是6/15。
在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的星座的集合。PLP 调制参数可以位于PLS1或者PLS2中。
根据设计上述步骤能够被省略或者由执行相似或者相同功能的步骤替换。
图134图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法。
该方法包括：接收广播信号&通过OFDM方法调制数据；解析至少一个信号帧；对各个PLP的数据进行解码；以及/或者处理各个PLP 的解码的数据以输出输出流。
在接收广播信号&通过OFDM方法解调数据的步骤中，上述同步 &解调模块接收广播信号，并且通过OFDM方案解调数据。
在解析至少一个信号帧的步骤中，上述帧解析模块通过对PLP的数据进行解映射解析信号帧。
在对PLP的数据进行解码的步骤中，上述解映射&解码模块对PLP 数据进行解码。对PLP的数据进行解码的步骤进一步包括：对至少一个PLP的数据进行时间解交织；对PLP的时间解交织的数据进行 MIMO(多输入多输出)解码；根据码率从星座的集合对MIMO解码的数据进行解映射；对解映射的数据进行比特解交织；以及通过LDPC (低密度奇偶校验)码对比特解交织的数据进行解码。
在时间解交织的步骤中，上述时间解交织器能够进行对PLP数据进行时间解交织。在MIMO解码的步骤中，上述MIMO解码器能够对 PLP数据进行MIMO解码。能够通过使用包括MIMO系数的MIMO矩阵进行MIMO解码。MIMO系数能够被用于调节功率失衡。在从星座解映射的步骤中，上述星座解映射器能够进行解映射。能够对PLP数据进行解映射。在比特解交织的步骤中，上述比特解交织器能够进行比特解交织。在LDPC解码的步骤中，上述LDPC解码器(或者FEC 解码器)能够根据LDPC码对PLP数据进行解码，以输出BB帧。
在处理各个PLP的解码的数据以输出输出流的步骤中，上述输出处理器可以对PLP的BB帧进行输出处理。输出处理器可以输出输出流。
在本实施例中，通过使用QAM(正交振幅调制)、NUQ(非均匀 QAM)、或者NUC(非均匀星座)对各个PLP的MIMO解码的数据进行解映射。意指，通过使用QAM、NUQ或者NUC调制类型能够进行星座解映射。每个PLP路径能够被使用不同的星座映射调制。诸如，当其它的PLP路径正在使用NUC时PLP路径可以使用QAM。
在根据本发明的其它实施例的接收广播信号的方法中，星座关于复平面的同相轴对称地排列，并且也关于复平面的正交轴对称地排列。各个星座点关于复平面的I和Q轴对称地排列。
在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，在复平面中每个星座被旋转了90度的倍数，旋转的星座重叠最初的星座。
在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，当通过使用NUC对比特交织的数据进行解映射时，星座的集合具有任意的形状。 NUC的星座能够具有任意的形状。基于一些实施例，NUC的星座能够具有同心圆的形状。
在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，星座被排列成：
图66
当通过使用NUC对MIMO解码的数据进行解映射时，星座的数目是64，并且码率是6/15。
在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，各个星座的实部和虚部的值被表达为：
其中在第一列中列出星座，其中在第二列中列出实部的值，并且其中在第三列中列出虚部的值。
在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，通过信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的星座的集合。PLP 调制参数可以位于PLS1或者PLS2中。
根据设计上述步骤能够被省略或者由执行相似或者相同功能的步骤替换。
虽然为了清楚起见参考各个附图解释本发明的描述，但是能够通过相互合并在附图中示出的实施例设计新的实施例。并且，如果必要时本领域的技术人员设计其中记录用于执行在前述的描述中提及的实施例的程序的计算机可读的记录介质，则其可以属于随附的权利要求和它们的等效物的范围内。
根据本发明的装置和方法可以不受在前述的描述中提到的实施例的配置和方法的限制。并且，前述的描述中提到的实施例能够被配置为被选择性地以整体或部分彼此组合的方式来使得能够对实施例进行各种修改。
另外，利用被提供给网络设备的处理器可读记录介质中的处理器可读代码，能够实现根据本发明的方法。该处理器可读介质可以包括所有种类的能够存储处理器可读数据的记录设备。该处理器可读介质可以包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储设备等中的一种，并且还可以包括如经由互联网传输的载波类型的实现。此外，当该处理器可读的记录介质被分布到通过互联网连接的计算机系统时，根据分布式系统，可以保存或执行处理器可读代码。
本领域的技术人员将会理解的是，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明做各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖本发明的修改和变化，只要它们落入所附权利要求和它们的等价物的范围内。
在本说明书中提及装置和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述可以互补地适用于彼此。
发明模式
已经以用于实施本发明的最佳模式描述了各种实施例。
工业实用性
本发明在一系列的广播信号提供领域中是可用的。
对于本领域技术人员来说显而易见，不脱离本发明的精神或者范围可以在本发明中进行各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖本发明的修改和变化，只要它们落入所附权利要求和它们的等价物的范围内。

Claims (12)

1.一种发送广播信号的方法，所述方法包括：
通过低密度奇偶校验LDPC码，对至少一个物理层管道PLP的数据进行编码；
对所述LDPC编码的数据进行比特交织；
通过使用非均匀星座NUC方案对所述比特交织的数据进行映射，其中，所述NUC方案的星座点的数目是64，并且码率是13/15；
对所述映射的数据进行时间交织；
构建包括所述时间交织的数据的至少一个信号帧；以及
通过正交频分复用OFDM方法对所述至少一个信号帧中的数据进行调制并且发送具有调制的数据的所述广播信号，
其中，被包括在所述NUC方案中的所述星座点的实部和虚部的值被表达为：
其中在标记有d0,i,d1,i,….d5,i的列中列出指配给所述星座点的特定比特，其中，i是整数，其中ei是第i个星座点，其中在标记有Re(ei)的列中列出第i个星座点的实部的值，并且其中在标记有Im(ei)的列中列出第i个星座点的虚部的值。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，所述星座点对称于复平面的同相轴排列，并且
其中，所述星座点对称于复平面的正交轴排列。
3.根据权利要求1所述的方法，
其中通过在所述至少一个信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的所述NUC方案的星座点。
4.一种接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收具有至少一个信号帧的所述广播信号并且通过正交频分复用OFDM方法对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；
通过在解调的数据中对至少一个物理层管道PLP的数据进行解映射来解析所述至少一个信号帧；
对所述至少一个PLP的数据进行时间解交织；
通过使用非均匀星座NUC方案对所述时间解交织的数据进行解映射，其中所述NUC方案的星座点的数目是64，并且码率是13/15；
对所述解映射的数据进行比特解交织；以及
通过低密度奇偶校验(LDPC)码对所述比特解交织的数据进行解码，
其中，被包括在所述NUC方案中的所述星座点的实部和虚部的值被表达为：
其中在标记有d0,i,d1,i,....d5,i的列中列出指配给所述星座点的特定比特，其中，i是整数，其中ei是第i个星座点，其中在标记有Re(ei)的列中列出第i个星座点的实部的值，以及其中在标记有Im(ei)的列中列出第i个星座点的虚部的值。
5.根据权利要求4所述的方法，
其中，所述星座点对称于复平面的同相轴排列，并且
其中，所述星座点对称于复平面的正交轴排列。
6.根据权利要求4所述的方法，
其中，通过在所述至少一个信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的所述NUC方案的星座点。
7.一种发送广播信号的装置，所述装置包括：
编码器，所述编码器用于通过低密度奇偶校验LDPC码对至少一个物理层管道PLP的数据进行编码；
比特交织块，所述比特交织块对所述LDPC编码的数据进行比特交织；
映射块，所述映射块通过使用非均匀星座(NUC)方案对所述比特交织的数据进行映射，其中所述NUC方案的星座点的数目是64，并且码率是13/15；
时间交织块，所述时间交织块对所述映射的数据进行时间交织；
帧构建块，所述帧构建块构建包括所述时间交织的数据的至少一个信号帧；以及
调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方法对所述至少一个构建的信号帧中的数据进行调制，并且发送具有调制的数据的所述广播信号，
其中，被包括在所述NUC方案中的所述星座点的实部和虚部的值被表达为：
其中在标记有d0,i,d1,i,....d5,i的列中列出指配给所述星座点的特定比特，其中，i是整数，其中ei是第i个星座点，其中在标记有Re(ei)的列中列出第i个星座点的实部的值，并且其中在标记有Im(ei)的列中列出第i个星座点的虚部的值。
8.根据权利要求7所述的装置，
其中，所述星座点对称于复平面的同相轴排列，并且
其中，所述星座点对称于复平面的正交轴排列。
9.根据权利要求7所述的装置，
其中，通过在所述至少一个信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的所述NUC方案的星座点。
10.一种接收广播信号的装置，所述装置包括：
接收模块，所述接收模块接收具有至少一个信号帧的所述广播信号，并且通过正交频分复用OFDM方法对所述至少一个信号帧中的数据进行解调；
解析模块，所述解析模块通过在解调的数据中对至少一个物理层管道PLP的数据进行解映射来解析所述至少一个信号帧；
时间解交织块，所述时间解交织块对所述至少一个PLP的所述数据进行时间解交织；
解映射块，所述解映射块通过使用非均匀星座NUC方案对所述时间解交织的数据进行解映射，其中所述NUC方案的星座点的数目是64，并且码率是13/15；
比特解交织块，所述比特解交织块对所述解映射的数据进行比特解交织；以及
解码器，所述解码器通过低密度奇偶校验(LDPC)码对所述比特解交织的数据进行解码，
其中，被包括在所述NUC方案中的所述星座点的实部和虚部的值被表达为：
其中在标记有d0,i,d1,i,....d5,i的列中列出指配给所述星座点的特定比特，其中，i是整数，其中ei是第i个星座点，其中在标记有Re(ei)的列中列出第i个星座点的实部的值，并且其中在标记有Im(ei)的列中列出第i个星座点的虚部的值。
11.根据权利要求10所述的装置，
其中，所述星座点对称于复平面的同相轴排列，并且
其中，所述星座点对称于复平面的正交轴排列。
12.根据权利要求10所述的装置，
其中，通过在所述至少一个信号帧中的PLP调制参数用信号发送由关联的PLP使用的所述NUC方案的星座点。
CN201480064398.3A 2013-11-25 2014-11-24 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置 Active CN106031113B (zh)

Applications Claiming Priority (21)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361908729P 2013-11-25 2013-11-25
US201361908728P 2013-11-25 2013-11-25
US61/908,729 2013-11-25
US61/908,728 2013-11-25
US201361908739P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908732P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908741P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908734P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908738P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908736P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908730P 2013-11-26 2013-11-26
US201361908731P 2013-11-26 2013-11-26
US61/908,741 2013-11-26
US61/908,731 2013-11-26
US61/908,732 2013-11-26
US61/908,738 2013-11-26
US61/908,739 2013-11-26
US61/908,730 2013-11-26
US61/908,736 2013-11-26
US61/908,734 2013-11-26
PCT/KR2014/011309 WO2015076629A1 (en) 2013-11-25 2014-11-24 Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106031113A CN106031113A (zh) 2016-10-12
CN106031113B true CN106031113B (zh) 2019-07-16

Family

ID=56500583

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201480064398.3A Active CN106031113B (zh) 2013-11-25 2014-11-24 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置

Country Status (5)

Country Link
US (2) US9276687B1 (zh)
EP (1) EP3075122B1 (zh)
KR (1) KR101830743B1 (zh)
CN (1) CN106031113B (zh)
WO (1) WO2015076629A1 (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8059738B2 (en) * 2005-12-06 2011-11-15 Lg Electronics Inc. Apparatus and method for transmitting data using a plurality of carriers
WO2014148785A1 (ko) * 2013-03-17 2014-09-25 엘지전자 주식회사 방송신호 전송방법, 방송신호 수신방법, 방송신호 전송장치, 방송신호 수신장치
KR102104937B1 (ko) 2013-06-14 2020-04-27 삼성전자주식회사 Ldpc 부호의 부호화 장치, 그의 부호화 방법, 복호화 장치 및 그의 복호화 방법
GB201312243D0 (en) * 2013-07-08 2013-08-21 Samsung Electronics Co Ltd Non-Uniform Constellations
US9712357B2 (en) * 2013-07-08 2017-07-18 Lg Electronics Inc. Method for transmitting broadcasting signal, method for receiving broadcasting signal, apparatus for transmitting broadcasting signal, and apparatus for receiving broadcasting signal
CN106031113B (zh) * 2013-11-25 2019-07-16 Lg电子株式会社 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置
EP2879318A1 (en) * 2013-11-29 2015-06-03 Panasonic Corporation Efficient component interleaving for rotated constellations with time-frequency slicing
US9577678B2 (en) * 2014-01-29 2017-02-21 Electronics And Telecommunications Research Institute Bit interleaver for low-density parity check codeword having length of 64800 and code rate of 7/15 and quadrature phase shift keying, and bit interleaving method using same
KR102240750B1 (ko) * 2015-01-20 2021-04-16 한국전자통신연구원 길이가 64800이며, 부호율이 2/15인 ldpc 부호어 및 qpsk를 위한 비트 인터리버 및 이를 이용한 비트 인터리빙 방법
WO2017005874A1 (en) * 2015-07-09 2017-01-12 Sony Corporation Coding and modulation apparatus using non-uniform constellation
KR102639854B1 (ko) 2016-10-31 2024-02-22 엘지디스플레이 주식회사 유기 화합물과 이를 이용한 발광다이오드 및 유기발광다이오드 표시장치
WO2018162686A1 (en) * 2017-03-09 2018-09-13 Sony Corporation Coding and modulation apparatus using non-uniform constellation
US11039315B2 (en) 2018-08-01 2021-06-15 At&T Intellectual Property I, L.P. On-demand super slice instantiation and orchestration
CN110995279B (zh) * 2019-12-17 2023-08-04 重庆邮电大学 一种极化码联合scf球形列表翻转译码方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1516459A (zh) * 2003-01-09 2004-07-28 北京泰美世纪科技有限公司 数字多媒体广播系统中的信号通讯的传送系统和模式
CN101848061A (zh) * 2010-05-13 2010-09-29 清华大学 星座图受限的扩展编码调制方法、解调解码方法及其系统
EP2388967A2 (en) * 2009-01-23 2011-11-23 LG Electronics Apparatus for transmitting and receiving a signal and method for transmitting and receiving a signal.
CN102292917A (zh) * 2008-10-03 2011-12-21 汤姆逊许可公司 利用二元删除替代信道在awgn信道条件下将比特交织器适配于ldpc码和调制的方法和装置

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080170640A1 (en) * 2003-08-20 2008-07-17 Thomson Licensing Methods and Apparatus For Hierarchical Modulation Using Radial Constellation
US7499696B2 (en) * 2003-11-26 2009-03-03 Delphi Technologies, Inc. Method to optimize hierarchical modulation for a diversity system
US20050113040A1 (en) * 2003-11-26 2005-05-26 Walker Glenn A. Method to minimize compatibility error in hierarchical modulation using variable phase
EP2134051A1 (en) * 2008-06-13 2009-12-16 THOMSON Licensing An adaptive QAM transmission scheme for improving performance on an AWGN channel
JP5251984B2 (ja) * 2008-09-09 2013-07-31 富士通株式会社 送信機及び送信方法並びに受信機及び受信方法
EP2166722A1 (en) 2008-09-18 2010-03-24 Thomson Licensing A hierarchical quadrature (QAM) transmission scheme
CN103595687B (zh) * 2008-10-21 2017-03-01 Lg电子株式会社 用于发送和接收信号的装置以及用于发送和接收信号的方法
RU2518410C2 (ru) * 2008-11-06 2014-06-10 ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. Устройство для передачи и приема сигнала и способ передачи и приема сигнала
US8644406B2 (en) * 2009-01-09 2014-02-04 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
US9667383B2 (en) * 2009-01-22 2017-05-30 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
WO2010090375A1 (en) 2009-02-06 2010-08-12 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
TWI423628B (zh) * 2009-09-02 2014-01-11 Univ Nat Taiwan 偵測載波頻率飄移方法以及接收器
US8588623B2 (en) * 2009-10-12 2013-11-19 Nec Laboratories America, Inc. Coded polarization-multiplexed iterative polar modulation
EP2571258B1 (en) * 2010-05-10 2018-04-04 LG Electronics Inc. Apparatus for transmitting a broadcast signal, apparatus for receiving a broadcast signal, and method for transmitting/receiving a broadcast signal using an apparatus for transmitting/receiving a broadcast signal
GB2499050A (en) * 2012-02-06 2013-08-07 British Broadcasting Corp Non-uniform QAM constellations with constellation points at positions of maximum capacity for a selected signal to noise ratio
KR102024796B1 (ko) * 2012-04-13 2019-11-04 한국전자통신연구원 계층변조 신호의 전송 장치 및 방법
WO2014009191A1 (en) * 2012-07-09 2014-01-16 Sony Corporation Coding and modulation apparatus using non-uniform constellation
EP2958319B1 (en) * 2013-05-09 2018-10-31 LG Electronics Inc. Broadcast signal transmission and reception apparatus and methods therefor
WO2015076514A1 (en) * 2013-11-25 2015-05-28 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CN106031113B (zh) * 2013-11-25 2019-07-16 Lg电子株式会社 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置
KR101783619B1 (ko) * 2013-11-29 2017-10-10 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법
KR101765023B1 (ko) * 2013-12-06 2017-08-03 엘지전자 주식회사 방송 신호 송수신 장치 및 방법
CN106416267B (zh) * 2014-06-02 2019-10-08 Lg电子株式会社 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
JP6462001B2 (ja) * 2014-12-08 2019-01-30 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法
CN107113095B (zh) * 2014-12-29 2020-05-19 Lg 电子株式会社 广播信号接收装置以及广播信号接收方法
US9602232B2 (en) * 2015-05-19 2017-03-21 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitting apparatus and mapping method thereof

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1516459A (zh) * 2003-01-09 2004-07-28 北京泰美世纪科技有限公司 数字多媒体广播系统中的信号通讯的传送系统和模式
CN102292917A (zh) * 2008-10-03 2011-12-21 汤姆逊许可公司 利用二元删除替代信道在awgn信道条件下将比特交织器适配于ldpc码和调制的方法和装置
EP2388967A2 (en) * 2009-01-23 2011-11-23 LG Electronics Apparatus for transmitting and receiving a signal and method for transmitting and receiving a signal.
CN101848061A (zh) * 2010-05-13 2010-09-29 清华大学 星座图受限的扩展编码调制方法、解调解码方法及其系统

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"The Bit Interleaved Coded Modulation module for DVB-NGH: Enhanced features for mobile reception";Catherine Douillard等;《2012 19th International Conference on Telecommunications (ICT)》;20120425;正文第1-6页
《Trade-Off between Spectrum Efficiency and Link Unavailability for Hierarchical Modulation in DVB-S2 Systems》;Hugo Meric等;《2013 IEEE 77th Vehicular Technology Conference (VTC Spring)》;20130605;正文第1-5页

Also Published As

Publication number Publication date
EP3075122A1 (en) 2016-10-05
US20160119176A1 (en) 2016-04-28
EP3075122A4 (en) 2017-07-05
US9948489B2 (en) 2018-04-17
WO2015076629A1 (en) 2015-05-28
US9276687B1 (en) 2016-03-01
KR20160077128A (ko) 2016-07-01
CN106031113A (zh) 2016-10-12
EP3075122B1 (en) 2021-09-15
KR101830743B1 (ko) 2018-04-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106031113B (zh) 发送广播信号的方法和装置及接收广播信号的方法和装置
CN105637859B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105075208B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105580377B (zh) 发送、接收广播信号的装置及方法
CN105453554B (zh) 发送、接收广播信号的装置及其方法
CN106105232B (zh) 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN106105068B (zh) 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
CN105765982B (zh) 发送广播信号的装置及其方法
CN105723717B (zh) 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105765983B (zh) 发送、接收广播信号的装置和发送、接收广播信号的方法
CN112217546B (zh) 发送和接收广播信号的方法及设备
CN105684451B (zh) 发送广播信号的设备和方法
CN106464832B (zh) 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105531993B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105453548B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105453550B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN106464937B (zh) 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
CN105723715B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN106471800B (zh) 广播信号发送设备、广播信号接收设备、广播信号发送方法、以及广播信号接收方法
CN105493461B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105745932A (zh) 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN105453552B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备
CN107409003A (zh) 接收广播信号的方法和装置，和发送广播信号的方法和装置
CN106416266B (zh) 发送广播信号的设备、接收广播信号的设备、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法
CN106464433A (zh) 用于收发广播信号的装置和方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant