CN106105232B - 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 - Google Patents

发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种用于发送广播信号的装置，该装置包括：编码器，该编码器编码服务数据；映射器，该映射器将编码的服务数据映射到多个OFDM符号以构建至少一个信号帧；调制器，该调制器通过OFDM(正交频分复用)方案调制被构建的至少一个信号帧中的数据；以及发射器，该发射器发送具有被调制的数据的广播信号。

Description

发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的 方法以及接收广播信号的方法
技术领域
本发明涉及发送广播信号的装置、接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号的方法。
背景技术
随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/ 音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。
即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，用于大量数据传输的数据传输效率、考虑到移动接收设备的发送/接收的网络的鲁棒性和网络灵活性对于数字广播需要改进。
发明内容
技术问题
本发明的一个目的是提供一种发送广播信号以在时间域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，并且经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法，和与其对应的用于接收广播信号的装置和方法。
本发明的另一个目的是提供一种发送广播信号的装置、一种接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号以通过组件分类对应于服务的数据，作为数据管道发送对应于每个组件的数据，接收和处理该数据的方法。
本发明的又一个目的是提供一种发送广播信号的装置、一种接收广播信号的装置以及用于发送和接收广播信号，以用信号发送对提供广播信号必需的信令信息的方法。
技术方案
为了实现目标和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此具体化和广泛地描述的，本发明提供一种发送广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：编码服务数据；通过将编码的服务数据映射到多个 OFDM(正交频分复用)符号以构建至少一个信号帧来构建至少一个信号帧；通过OFDM方案调制在被构建的至少一个信号帧中的数据；以及发送具有被调制的数据的广播信号。
有益效果
本发明可以根据服务特征处理数据以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务实现传输灵活性。
本发明可以提升数据传输效率，并且使用MIMO系统提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。
根据本发明，可以提供广播信号发送和接收方法以及装置，其甚至能够借助于移动接收设备或者在室内环境下没有错误地接收数字广播信号。
附图说明
附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：
图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图10图示根据本发明的实施例的帧结构。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。
图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。
图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。
图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图30示出QC-IRA(准循环不规则重复累积)LDPC码的奇偶校验矩阵。
图31示出根据本发明的实施例的编码QC-IRA LDPC码的过程。
图32图示根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵转置过程。
图33、图34和图35示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图36和图37示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图38图示根据本发明的实施例的用于顺序地编码QC-IRA LDPC 码的方法。
图39图示根据本发明的实施例的LDPC解码器。
图40、图41、图42以及图43图示根据7/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
图44和图45图示根据7/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
图46图示根据7/15的码率的度分布表的实施例之一。
图47、图48以及图49图示根据8/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
图50和图51图示根据8/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
图52图示根据8/15的码率的度分布表的实施例之一。
图53、图54以及图55图示根据11/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
图56和图57图示根据11/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
图58图示根据11/15的码率的度分布表的实施例之一。
图59、图60以及图61图示根据12/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
图62、图63以及图64图示根据12/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
图65图示根据12/15的码率的度分布表的实施例之一。
图66是示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图67是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图68和图69是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图70是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图71和图72是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图73是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图74和图75是示出根据本发明的另一实施例的奇偶矩阵的地址的表。
图76是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图77是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图78是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图79是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图80是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图81是根据本发明的一个实施例的星座映射器。
图82描述根据本发明的一个实施例的映射IQ平衡/IQ对称非均匀星座的过程。
图83示出根据本发明的一个实施例的使用IQ平衡非均匀星座映射的方法在18dB的SNR处的64个NUC的星座。
图84示出根据本发明的一个实施例的使用IQ平衡非均匀星座映射的方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
图85示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
图86示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座。
图87示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图88示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图89示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图90示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座。
图91示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图92示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图93示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图94是图示根据本发明的实施例的比特交织器的框图。
图95图示根据本发明的实施例的用于NUQ-256的组内交织过程。
图96图示根据本发明的实施例的用于NUC-256的组内交织的写入操作。
图97图示根据本发明的实施例的用于NUC-256的组内交织的读取操作。
图98图示根据本发明的实施例的剩余的QC块操作。
图99是图示根据本发明的实施例的解映射&解码模块9020的框图。
图100图示根据本发明的另一实施例的比特解交织的框图。
图101是图示根据本发明的另一实施例的组内交织参数的表。
图102图示根据本发明的实施例的在NUC-1024中的组内交织的写入操作。
图103图示根据本发明的实施例的在NUC-1024中的组内交织的读取操作。
图104是图示根据本发明的另一实施例的组内交织参数的表。
图105图示根据本发明的另一实施例的剩余的QC块操作。
图106是图示根据本发明的另一实施例的比特交织器的框图。
图107对应于根据本发明的实施例的通过密度演进(density evolution)获得度简档(degree profile)的过程的等式。
图108图示根据本发明的实施例的度简档。
图109图示根据本发明的另一实施例的比特交织和比特解交织。
图110图示根据本发明的实施例的比特交织图案。
图111图示根据本发明的实施例的写入配置。
图112图示根据本发明的实施例的循环移位操作。
图113图示根据本发明的实施例的具有QC级别的比特交织。
图114图示根据本发明的实施例的具有QC级别和比特级别的循环移位操作。
图115图示根据本发明的实施例的用于均匀分散的奇偶部分的循环移位操作。
图116是图示根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块9020 的框图。
图117图示根据本发明的实施例的DE结果和关联于DE结果的缓冲器。
图118是图示根据本发明的实施例的符号的比特错误率(BER) 和块错误率(BLER)结果的曲线图。
图119是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。
图120是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。
具体实施方式
现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。
虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。
本发明提供发送和接收用于未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例通过非 MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)简档(profile)(基础、手持和高级简档)每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。
三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的属性还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。
1.基础简档
基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。
接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。
表1
[表1]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
2.手持简档
手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。
除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。
表2
[表2]
LDPC码字长度 16K比特
星座大小 2～8bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>18</sup>数据信元
导频图案 用于移动和室内接收的导频图案
FFT大小 8K，16K点
3.高级简档
高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。
高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。
表3
[表3]
LDPC码字长度 16K，64K比特
星座大小 8～12bpcu
时间解交织存储器大小 ≤2<sup>19</sup>数据信元
导频图案 用于固定接收的导频图案
FFT大小 16K，32K点
在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。
下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。
辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求
基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道
基带帧(或者BBFRAME)：形成对一个FEC编码过程(BCH和 LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合
信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值
被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC 编码的块中的一个
数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。
数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)
DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP
哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元
紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分
帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙
帧重复单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次
快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道
FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合
FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段 T的周期中表达的活跃符号时段Ts
帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分
帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号
帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。
未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始
Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号
输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务的全体的数据的流。
正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号
PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集
PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据
PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS 数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数
注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。
PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据
PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据
PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据
前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据
前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号
注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。
保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义
超帧：八个帧重复单元的集合
时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应
TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。
注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。
类型1 DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP
类型2 DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP
XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell 个信元的集合
图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧构建块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/ 或常规流被同时允许输入。
输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000 的操作细节。
数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径被添加在输出端用于MIMO传输。稍后将描述BICM块1010的操作细节。
帧构建块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM 符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构建块1020的操作细节。
在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布式MISO方案遍及发射器被应用。此外，峰值对平均功率降低 (PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。
信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。
图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流限制(slice)为基带帧(BBF) 的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6 两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。
(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且 (b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器 2030。将给出每个块的操作的描述。
输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧限制器，和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器在用户分组(UP)级别提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。
BB帧限制器将输入映射到内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧限制器分配等于可用数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被限制为适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在 BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和 RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端具有扩展字段(1或者3字节)。
流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。
填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且 BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器产生。
PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。
PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP 提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2 静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且PLS2 动态数据是可以逐帧动态变化的PLS2数据。
稍后将描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。
参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块 3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧限制器(slicer)3060 和BB报头插入块3070。将给出模式适配块的每个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧限制器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧限制器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。
输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载 GS流的多个DP。
补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。
空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供 VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初的精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以这个已知的信息可以在发射器中被删除。
对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度 (188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS 分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。
以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。
参考图4，用于分别处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB 帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS 加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、 PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。
调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为在该帧的FSS中的PLS信元或者带内信令发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入 DP中。
带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，因此对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别对应于数据路径的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。
(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，并且(b)示出高级简档的BICM模块。
由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。
将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的 BICM块的每个处理模块的描述。
用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据 FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够使用外编码(BCH)和内编码(LDPC) 对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外编码(BCH) 是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。
比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据 FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。
星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM (NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、 NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020 的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率标准化的星座点el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。
SSD编码块5040可以以二维(2D)、三维(3D)和四维(4D) 预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。
时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。
用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块 5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO 编码模块5020-1。
此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。
信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器 5010-1操作的细节。
MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO 技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号的一个的基于旋转的预编码和相位随机化克服这个问题。
MIMO编码意欲用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。
MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波 k和OFDM符号1发送。
以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。
参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC 编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。
此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。
PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC 区段。
加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔LDPC编码之前加扰 PLS1数据和PLS2数据。
BCH编码/零插入块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。
LDPC编码块可以使用LDPC码来编码BCH编码/零插入块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。
数学公式1
[数学式1]
用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS 2数据执行穿孔。
当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC 奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。
比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和 PLS2数据。
星座映射器6020可以将比特交织的PLS 1数据和PLS2数据映射到星座上。
时间交织器6030能够交织被映射的PLS1数据和PLS2数据。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。
参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010 和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。
延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。
信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射到在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个由TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI) 能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。
频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个按次序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对进行操作，以得到在单个帧中最大的交织增益。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM产生块。
在图8中图示的OFDM产生块对应于参考图1描述的OFDM产生块1030的实施例。
OFDM产生块通过由帧构建块产生的信元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。
参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN 编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060 和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。
导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。
在OFDM符号内的各种信元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频信元的信息由散布导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。
从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频信元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直至频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS 中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。
根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布式MISO方案被选择性地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。
2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。
IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块 8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该信元被映射到OFDM 载波。
PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。
保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050 可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。
DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。
以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。
图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。
同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。
帧解析模块9010可以解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块 9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。
解映射和解码模块9020可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。
输出处理器9030可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030可以从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。
信令解码模块9040可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020 和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。
图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。
图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中 PHY_PROFILE的保留的值扩展。
FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在 FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。
一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。
前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。
FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此的PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有与FSS严格相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1 允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。 PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，在PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。
表5
[表5]
值 PHY简档
000 基础简档
001 手持简档
010 高级简档
011～110 保留
111 FEF
FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。
表6
[表6]
值 FFT大小
00 8K FFT
01 16K FFT
10 32K FFT
11 保留
GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。
表7
[表7]
值 GI_FRACTION
000 1/5
001 1/10
010 1/20
011 1/40
100 1/80
101 1/160
110～111 保留
EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地切换。
PILOT_MODE：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧导频图案是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。
PAPR_FLAG：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音保留被用于PAPR 减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。
FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在该字段中识别在当前超帧中传送的所有简档类型。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。
表8
[表8]
RESERVED：这个7比特字段保留供将来使用。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。
NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。
PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。
表9
[表9]
值 有效载荷类型
1XX 发送TS流
X1X 发送IP流
XX1 发送GS流
NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。
SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。
主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。
次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。
CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。
NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的 Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。
随后的环路由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、 FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。环路大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF) 在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1) (i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第 (i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用 FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第 (i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。
RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。
以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC 类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
内容 PLS2FEC类型
00 4K-1/4和7K-3/10LDPC码
01～11 保留
PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
表11
[表11]
值 PLS2_MODE
000 BPSK
001 QPSK
010 QAM-16
011 NUQ-64
100～111 保留
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用 PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2 的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2 提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。
表12
[表12]
值 PLS2-AP模式
00 不提供AP
01 AP1模式
10～11 保留
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。
CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表 13用信号传送。
表13
[表13]
值 DP类型
000 DP类型1
001 DP类型2
010～111 保留
DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP 组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC 类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。
表14
[表14]
值 FEC_TYPE
00 16K LDPC
01 64K LDPC
10～11 保留
DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。
表15
[表15]
值 码率
0000 5/15
0001 6/15
0010 7/15
0011 8/15
0100 9/15
0101～1111 10/15
0110 11/15
0111 12/15
1000 13/15
1001～1111 保留
DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。
表16
[表16]
值 调制
0000 QPSK
0001 QAM-16
0010 NUQ-64
0011 NUQ-256
0100 NUQ-1024
0101 NUC-16
0110 NUC-64
0111 NUC-256
1000 NUC-1024
1001～1111 保留
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用 SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。
只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：
DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。
表17
[表17]
值 MIMO编码
000 FR-SM
001 FRFD-SM
010～111 保留
DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个 TI组映射到的帧的数目，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。
如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。
表18
[表18]
2比特字段 P<sub>I</sub> N<sub>TI</sub>
00 1 1
01 2 2
10 4 3
11 8 4
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的 DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器5050的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的 DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与 DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。
表19
[表19]
值 有效载荷类型
00 TS
01 IP
10 GS
11 保留
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。
表20
[表20]
值 带内模式
00 没有承载带内信令
01 仅承载带内PLS
10 仅承载带内ISSY
11 承载带内PLS和带内ISSY
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表 21被用信号传送。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。
表22
[表22]
值 CRC模式
00 未使用
01 CRC-8
10 CRC-16
11 CRC-32
DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE 根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。
表23
[表23]
值 空分组删除模式
00 未使用
01 DNP标准
10 DNP偏移
11 保留
ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE 根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS (“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。
表24
[表24]
值 ISSY模式
00 未使用
01 ISSY-UP
10 ISSY-BBF
11 保留
HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。 HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。
表25
[表25]
值 报头压缩模式
00 HC_MODE_TS 1
01 HC_MODE_TS 2
10 HC_MODE_TS 3
11 HC_MODE_TS 4
HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。
表26
[表26]
值 报头压缩模式
00 无压缩
01 HC_MODE_IP 1
10～11 保留
PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS (“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于 TS报头压缩的PID编号。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。
PLS2-DYN数据的字段细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。
PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示配置将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即， FIC的内容)将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。
RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。
在NUM_DP上的环路中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。
DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。
DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于“1”，随后的12比特被分配用于 EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。
EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。
只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：
AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中 AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射到在帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先被映射到一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。首先跟随类型1 DP，并且接下来类型2 DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、 FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1 中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是重要的问题，所以FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。
PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射到NFSS FSS的活动载波。PLS1PLS1单元被以单元索引的递增顺序首先从第一 FSS的第一单元映射。PLS2单元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以与第一FSS严格相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“普通”DP之间。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的 DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射 EAC信元的过程与PLS完全相同。
EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从 PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC 的最后信元之后。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射
(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。
FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。
FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的 FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有被任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。
在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小， FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。
FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加活跃的载波。
如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC 信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。
在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，之后是辅助流，如果有的话，以及哑信元。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
(a)示出类型1 DP和(b)示出类型2 DP。
在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：
类型1 DP：DP通过TDM映射
类型2 DP：DP通过FDM映射
DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20 图示类型1 DP和类型2 DP的映射顺序。类型1 DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1 DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。
类型2 DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射DP的数目之后，类型2 DP的每个被以频率分组在一起，类似于DP的FDM复用。
如果需要的话，类型1 DP和类型2 DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1 DP始终在类型2 DP之前。承载类型1和类型2 DP 的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。
数学公式2
[数学式2]
DDP1+DDP2≤DDP
这里DDP1是由类型1 DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2 DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1 DP 相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
(a)示出寻址用于映射类型1 DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2 DP映射的OFDM信元。
用于映射类型1 DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型1 DP 的每个的T1的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2 的动态部分中用信号传送DP的位置。
在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC 在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1 DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC 和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明确的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。
用于映射类型2 DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型2 DP 的每个的TI的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2 的动态部分中用信号传送DP的位置。
如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b) 的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2 DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据普通符号的信元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。
对类型1 DP在类型2 DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、 EAC和FIC遵循与类型1 DP相同的“类型1映射规则”。
数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。
DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器 7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的 XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目Ncells取决于FECBLOCK 大小Nldpc和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目Ncells的所有可能的值中的最大的余数。以信元计的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC) 对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC 结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。
BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。
Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短 FECBLOCK)。
以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK 的FEC编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：
12-纠错BCH码用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长 FECBLOCK的BCH生成多项式通过所有多项式相乘在一起获得。
LDPC码用于编码外BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc (FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的BBF) 被系统编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK)表示为如下的数学公式。
数学公式3
[数学式3]
用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28 和29中给出。
计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶校验比特，
数学公式4
[数学式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学公式5
[数学式5]
3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、...359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。
数学公式6
[数学式6]
{x+(S mod 360)×Qldpc}mod(Nldpc-Kldpc)
这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：
数学公式7
[数学式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用表达式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、 362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。
在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：
6)以i＝1开始顺序地执行以下的操作。
数学公式8
[数学式8]
这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，Nldpc-Kldpc–1，等于奇偶校验比特pi。
表30
[表30]
码率 Q<sub>ldpc</sub>
5/15 120
6/15 108
7/15 96
8/15 84
9/15 72
10/15 60
11/15 48
12/15 36
13/15 24
除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短 FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的LDPC 编码过程。
表31
[表31]
码率 Q<sub>ldpc</sub>
5/15 30
6/15 27
7/15 24
8/15 21
9/15 18
10/15 15
11/15 12
12/15 9
13/15 6
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组内交织组成。
(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组内交织。
FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB 交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者16200/ ηmod。QCB交织图案是对调制类型和LDPC码率的每个组合唯一的。
在QCB交织之后，组内交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目NQCB_IG。
表32
[表32]
调制类型 η<sub>mod</sub> N<sub>QCB_LG</sub>
QAM-16 4 2
NUC-16 4 4
NUQ-64 6 3
NUC-64 6 6
NUQ-256 8 4
NUC-256 8 8
NUQ-1024 10 5
NUC-1024 10 10
组内交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组内交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，并且对于NUQ， m等于2。
图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。
图24(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b) 示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。
比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,...,cηmod mod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m,d1,1,m...d1,ηmod mod-1,m)和 (d2,0,m,d2,1,m...,d2,ηmod mod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK 的信元字解复用过程。
对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO 情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l,c1,l...,c9,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m...d1,3,m)和 (d2,0,m,d 2,1,m...d2,3,m)，如(b)所示。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
(a)至(c)示出TI模式的示例。
时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个 DP不同地设置。
在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：
DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则这个参数是每个 TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。
DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI 组XFECBLOCK的最大数。
DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。
DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由 DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。
当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK 被分组为TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的 XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group(n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAX(对应于 DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。
每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个 TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射到仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。
表33
[表33]
在每个DP中，TI存储器存储输入的XFECBLOCK(来自 SSD/MIMO编码块的输出的XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK 被限定为：
这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFECBLOCK 的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：
此外，假设来自时间交织器的输出的XFECBLOCK被限定为：
这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，...，NxBLOCK_TI(n，s)×Ncells-1)。
典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。
TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI 存储器的行数Nr等于信元的数目Ncells，即，Nr＝Ncells，同时列数Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。
图26图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块交织器的基本操作。
图26(a)示出在时间交织器中的写入操作，并且图26(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a) 中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定zn，s，i(i＝0，...，NrNc) 作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置，通过计算如下的表达式的行索引Rn，S，i、列索引Cn，S，i以及被关联的扭曲参数Tn，S，i执行以这样的校正阵列的读取过程。
数学公式9
[数学式9]
其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论 NxBLOCK_TI(n，s)如何，并且如以下表达式，通过在PLS2-STAT中给出的 NxBLOCK_TI(n，s)来确定。
数学公式10
[数学式10]
对于
结果，通过作为zn，s，i＝NrCn，s，i+Rn，s，i的坐标计算要被读出的信元位置。
图27图示根据本发明的另一实施例的被扭曲的行-列块交织器的操作。
更加具体地，图27图示用于各个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当NxBLOCK_TI(0，0)＝3、NxBLOCK_TI(1，0)＝6、NxBLOCK_TI(2，0)＝5时的虚拟 XFECBLOCK。
可变数目NxBLOCK_TI(n，s)＝Nr将会小于或者等于N′xBLOCK_TI_MAX。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论NxBLOCK_TI(n，s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到TI存储器用于在被扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为Nr×Nc＝Ncells×N′xBLOCK_TI_MAX的大小，并且如下面的表达式完成读取过程。
数学公式11
[数学式11]
TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、 DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’,以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、 IJUMP＝1、以及PI＝1，在PLS2-STAT数据中用信号传送时间交织器的选项。每个TI组的其每一个具有Ncells＝30的XFECBLOCK的数目分别通过NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、NxBLOCK_TI(2,0) ＝5在PLS2-DYN数据中用信号传送。通过NxBLOCK_Groyp_MAx，在 PLS-STAT数据中用信号传送XFECBLOCK的最大数目，这导致
图28图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。
更加具体地，图28示出来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝(7-1) /2＝3的参数的各个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果Vi≥NcellsNxBLOCK_TI(n，s)，则Vi的值被跳过并且使用下一个计算的Vi的值。
图29图示根据本发明的实施例的用于各个交织阵列的被交织的 XFECBLOCK。
图29图示来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝3的参数的各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图30示出QC-IRA(准循环不规则重复积累)LDPC码的奇偶校验矩阵。
上述LDPC编码器可以使用奇偶校验矩阵对LDPC编码块的奇偶校验进行编码。
根据本发明的奇偶校验矩阵是QC-IRA LDPC码的奇偶校验矩阵并且可以具有被称为H矩阵的准循环矩阵的形式并且可以被表示为 Hqc。
(a)示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵。如在图(a)中所示，奇偶校验矩阵是具有Qx(K+M)的水平大小和QxM的垂直大小的矩阵，并且可以包括信息部和奇偶部。信息部可以包括具有QxK 的水平大小和QxM的垂直大小的矩阵并且奇偶部可以包括具有QxM 的水平大小和QxM的垂直大小的矩阵。在这样的情况下，LDPC码率对应于K/(K+M)。
根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵可以包括随机分布的1和0 并且1可以被称为“边缘”。在奇偶校验矩阵中的1的位置，即，每个具有Q的水平大小和Q的垂直大小的子矩阵各个边缘的位置可以以循环移位的单位矩阵的形式表示。即，子矩阵能够被表示为仅包括1 和0的QxQ循环移位的单位矩阵。具体地，根据本发明的实施例的子矩阵被表示为根据循环移位的数目具有不同的1的位置的包括I0、I1、 I2、ˇI1……的单位矩阵。根据本发明的实施例的子载波的数目可以是 (K+M)xM。
(b)示出根据本发明的实施例的标识子矩阵的循环移位的单位矩阵。
Ix的脚标x指示左循环移位的单位矩阵的列的循环移位的数目。即，I1表示其中列被向左循环移位一次的单位矩阵并且I2表示其中列被向左循环移位两次的单位矩阵。IQ，是与列的总数目相对应的单位矩阵循环移位的Q次数，由于其循环特性，Q，可以与I0相同的矩阵。
I0+2表示与两个循环移位的单位矩阵的组合相对应的子矩阵。在这样的情况下，子矩阵对应于单位矩阵I0和循环移位两次的单位矩阵的组合。
ˇI1表示其中相对应的子矩阵的最后列的边缘，即，1已经被去除同时对应于子矩阵I1的被循环移位的单位矩阵。
QC-IRA LDPC码的奇偶部可以仅包括子矩阵I0和ˇI1并且子矩阵I0的位置可以被固定。如在(a)中所示，子矩阵I0可以被分布在奇偶部中的对角线方向中。
奇偶校验矩阵的边缘表示相对应的行(校验和节点)和相对应的列(可变节点)被物理地连接。在这样的情况下，被包括在各个列(可变节点)中的1的数目可以被称为度，并且列可以具有相同度或者不同的度。因此，单位矩阵Ix的数目、位置以及值x表示根据子矩阵分组的边缘，在确定QC-IRA LDPC编码性能中是重要的因素，并且唯一的值可以根据码率而被确定。
(c)示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的基本矩阵。基本矩阵仅表示作为特定数目的单位矩阵Ix的数目和位置，忽略Ix的值x。如在(c)中所示，基本矩阵可以具有K+M的水平大小和M的垂直大小，并且可以被表示为Hbase。当Ix不是与子矩阵的组合相对应的矩阵时，相对应的子矩阵的位置可以被表示为I。当子矩阵被表示为I0+2 时，此子矩阵是与两个循环移位的单位矩阵的组合相对应的矩阵，并且因此子矩阵需要区分于被表示为一个循环移位的单位矩阵的子矩阵。在这样的情况下，子矩阵的位置可以被表示为2，其是组合的循环移位的单位矩阵的数目。以相同的方式，与N个循环移位的单位矩阵的组合相对应的子矩阵的位置能够被表示为N。
图31示出根据本发明的实施例的对QC-IRA LDPC编码的过程。
QC-IRA LDPC码可以根据子矩阵进行编码，被区分于传统的顺序编码，以较少处理复杂性。
(a)以QC形式示出QC-IRA奇偶校验矩阵的排列。当以QC形式排列时QC-IRA奇偶校验矩阵可以被划分成6个区域A、B、C、D、 E以及T。当QxK信息向量s、具有Q的长度的奇偶向量p1和具有 Qx(M-1)的长度的奇偶向量p2被使用时，码字x能够被表示为x＝{s, p1,p2}。
当理查森(Richardson)的有效编码等式被使用时，通过从以QC 形式排列的奇偶校验矩阵直接地获取p1和p2能够获得码字x。理查森的有效编码等式如下。
数学公式12
[数学公式12]
φ＝-ET-1B+D
(b)示出根据有效编码等式导出的矩阵。
如在(b)中所示，能够被表示为左下三角形(子)矩阵。根据上面描述的等式通过计算s和p1能够获得奇偶向量p2。当根据理查森的有效编码等式对QC-IRA奇偶校验矩阵进行编码时，根据QxQ子矩阵的特性能够同时并行地处理至少Q个奇偶节点。
图32至图35图示根据本发明的实施例的顺序地编码QC-IRA LDPC码的过程。此顺序的编码可以对应于在上面提及的LDPC编码。
图32图示根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵转置过程。
(a)示出以QC形式排列的QC-IRA LDPC奇偶校验矩阵H1。如在(a)中所示，矩阵H1的奇偶部可以包括以台阶形式分布的子矩阵，其对应于上述QC-IRA LDPC奇偶校验矩阵。为了容易地执行顺序的编码，矩阵H1的行和列被移动使得根据本发明的实施例矩阵H1被修改成矩阵H2。
(b)示出被修改的矩阵H2。如在(b)中所示，矩阵H2的奇偶部可以包括双对角线矩阵。在这样的情况下，被应用的行和列转置数学公式如下。
数学公式13
[数学公式13]
其中，rx＝0，1，2，...，QM-1
其中cx＝QK，QK+1，...，Q(K+M)-1
根据上述转置等式，矩阵H1的第rx行能够被移动到矩阵H2的第ry行并且矩阵H1的第cx列能够被移动到矩阵H2的第cy列。在这样的情况下，列转置仅能够被应用于奇偶处理时段(QK≤cx≤Q(K+M) -1)并且即使转置被应用能够保持LDPC码特性。
图33、图34以及图35图示根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。这三个附图，图33、图34以及图35是示出奇偶校验矩阵的地址的一个表的部分，但是由于空间的缺乏附图被划分成三个图。
在图32中示出的表表示具有64800的码字长度和10/15码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。根据本发明的实施例的子矩阵是具有64800的码字长度的360x360矩阵，并且因此块的数目能够是通过将64800除以360获得的180。每个块能够从0顺序地指示。因此，i能够具有在0至180 的范围的值。而且，i能够指示与各个块中的第一列相对应的信息位。
(b)示出在每个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。下面的数学式14被用于导出H(r，c)。
数学式14
[数学式14]
小于或者等于x的最大整数
j＝0……，x(i)的长度
m＝0……Q-1
Q＝360
在数学式中，X(i，j)表示表中的第i行的第j值。具体地，x(0,0)＝ 3454,x(0,l)＝3981并且x(l,0)＝399，其对应于具有与矩阵H的第i行相对应的1的位置(或者1的地址)。在这样的情况下，r的矩阵值能够分别是21599和64799。
LDPC码的性能可以取决于奇偶校验矩阵的节点的度的分布、根据1的位置或者奇偶校验矩阵的度的周长(girth)、循环特性、在校验结点和可变节点之间的连接等等。示出的矩阵H优化在64800的码字、 Q＝360并且码率＝10/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。使用由等式导出的H(r，c)能够获得Hqc并且从Hqc能够导出基本矩阵Hbase。
另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵 H，其具有与在图4中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。此外，当发射器使用相对应的矩阵H执行编码时，用于QC-IRA LDPC的上述有效的编码能够被采用。
因此，发射器侧能够实现具有高编码性能、低复杂性和高吞吐量的编码器并且接收器侧能够使用Q执行高达360级的并行解码并且使用被提出的矩阵H有效地设计具有高吞吐量的接收器。
下面的表示出度分布。
表34
[表34]
当i从0到23时，在第0个块到第23个块中的1的数目都是14。因此，当可变节点度是14时，具有相同度的块的数目被表示为24。当 i对应于120至179时，在第120个块到第179块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是60。如上所述，因为矩阵H的奇偶部分仅包括以台阶形式对角线分布的被表示为I0的子矩阵，所以可变节点度始终是2。因此，具有2的可变节点度的块能够被视为与奇偶部分相对应的块。能够通过乘以表中示出的块的数目和子矩阵的Q获得与各个可变节点度相对应的实际可变节点的数目。
图36和图37图示根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。这2个图，图36和图37是示出奇偶校验矩阵的地址的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该图被划分成2个图。
在图36和图37中示出的表示出通过修改矩阵H1获得的矩阵H2。
在顺序的编码中，在奇偶处理时段使用的边缘通常通过等式来表示并且因此能够从表中省略边缘。即，在表中没有表示具有与奇偶部相对应的2的度的60个块。
因为即使矩阵被修改也保持矩阵的特性，如上所述，所以节点度特性、循环、周长、在校验节点和可变节点之间的连接等等被保持。因此，能够获得相等的编码性能并且根据表使用矩阵H2能够执行顺序的编码。
图38图示根据本发明的实施例的用于顺序地编码QC-IRA LDPC 码的方法。
当通过上述转置过程奇偶校验矩阵被修改成矩阵H2时，使用码字的信息位和奇偶校验和之间的校验和更新通过各个奇偶校验和的更新能够执行顺序的编码。
如在图38中所示，使用QK信息位和QM奇偶校验和能够表示码字。根据位置信息位能够被表示为iz并且奇偶校验和能够被表示为ps。
通过下面的数学式15能够表示通过信息位的奇偶校验和更新过程。
数学式15
[数学式15]
W＝{v+(zmodQ)M}mod(QM)...(2)
其中z＝0，1，2...QK-1...(2)
在此，iz表示第z信息位并且pw表示需要使用iz更新的奇偶校验和。等式(1)表示通过对第z信息和奇偶校验和pw执行的XOR运算更新与第w行相对应的奇偶校验和pw。根据等式(2)，使用表示矩阵H2的上述表计算w的位置。在此，v表示与表示矩阵H2的表中的各行相对应的数目。如上所述，表示矩阵H2的表中的行对应于当矩阵H或者码字的长度被除以子矩阵长度时产生的块的位置。因此，在图6中示出的信息处理时段被除以子矩阵长度Q并且然后与各个第Q 个iz相对应的行数被读取。在使用信息处理时段的信息位的校验更新的完成之后，能够执行奇偶处理时段的校验和更新。通过下面的数学式16可以表示奇偶处理时段的校验和更新。
数学式16
[数学式16]
其中s＝1，2，.，，QM-1
当S是0时，奇偶校验和对应于奇偶p0，并且通过对奇偶值和就在其之前的奇偶值执行的XOR运算能够顺序地导出从p1到pQM-1的奇偶值。
图39图示根据本发明的实施例的LDPC解码器。
根据本发明的实施例的LDPC解码器700可以包括可变节点更新块710、校验节点更新块730、桶形移位块720以及校验和块740。现在将会描述各个块。
可变节点块710可以使用LDPC解码器的输入和通过从校验节点块通过边缘递送的消息更新矩阵H的各个可变节点。
校验节点块730可以使用从可变节点通过边缘发送的消息更新矩阵H的校验节点。根据本发明的实施例的节点更新算法可以包括和积算法、置信传播算法、最小和算法、修正最小和算法等等，并且可以根据设计者来改变。另外，因为由于QC-IRA LDPC的特性在可变节点和校验节点之间的连接以QxQ循环单位矩阵的形式被表示，所以在可变节点和校验节点块之间的Q个消息能够被同时并行地处理。桶形移位块720可以控制循环连接。
校验和块740是硬判决用于各个可变节点更新的解码消息的可选块并且执行奇偶校验和运算以减少对于错误纠正所必需的解码迭代的数目。在这样的情况下，根据本发明的实施例的LDPC解码器700能够通过软判决输出最终的LDPC解码输出，即使校验和块740硬判决解码消息。
图40、图41、图42以及图43图示根据7/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
上面的4个图示表示H1矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成4个图。
图44和图45图示根据7/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
上面的2个图示表示H2矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
图46图示根据7/15的码率的度分布表的实施例之一。
下面将会描述根据8/15的码率的实施例之一。
图47、图48以及图49图示根据8/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
上面的3个图示表示H1矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成3个图。
图50和图51图示根据8/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
上面的2个图示表示H2矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
图52图示根据8/15的码率的度分布表的实施例之一。
下面将会描述根据11/15的码率的实施例之一。
图53、图54以及图55图示根据11/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
上面的3个图示表示H1矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成3个图。
图56和图57图示根据11/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
上面的2个图示表示H2矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
图58图示根据11/15的码率的度分布表的实施例之一。
下面将会描述根据5/15的码率的实施例之一。
图59、图60以及图61图示根据12/15的码率的H1矩阵的实施例之一。
上面的4个图示表示H1矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成4个图。
图62、图63、以及图64图示根据12/15的码率的H2矩阵的实施例之一。
上面的3个图示表示H2矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成3个图。
图65图示根据12/15的码率的度分布表的实施例之一。
图66是示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图66中示出的表表示具有16200的码字长度和7/15码率速的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。
上面的2个图示表示奇偶校验矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。详情所在上面所描述的。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
示出的矩阵H优化在16200的码字、Q＝360并且码率＝7/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如在上面所述。另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵H，其具有与在图66中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如在上所述。
下面的表35示出度分布。
表35
[表35]
可变节点度 24 4 3 2
(变量节点的#)/Q 4 9 8 24
当i是0至3时，在第0个块到第3个块中的1的数目都是24。因此，当可变节点度是24时，具有相同度的块的数目被表示为4。当i对应于21至44时，在第21个块到第四十四个块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是24。详情如上所述。
图67是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图67中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和7/15 的码率的矩阵H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图68和图69是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图68和图69中示出的表表示具有16200的码字长度和9/15码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。
上面的2个图是表示奇偶校验矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。
详情如上所述。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
LDPC码的性能可以取决于奇偶校验矩阵的节点的度的分布、根据1的位置或者奇偶校验矩阵的度的周长(girth)、循环特性、在校验结点和可变节点之间的连接等等。示出的矩阵H优化在16200的码字、 Q＝360并且码率＝9/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如上所述。另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵H，其具有与在图68和图69中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如上所述。下面的表36示出度分布。
表36
[表36]
当i是0至2时，在第0个块到第2个块中的1的数目都是16。因此，当可变节点度是16时，具有相同程度的块的数目被表示为3。当i对应于27至44时，在第27个块到第四十四个块中的1的数目是 2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是18。详情如上所述。
图70是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图70中示出的根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图70中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和9/15的码率的距离H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图71和图72是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图71和图72中示出的表表示具有16200的码字长度和11/15 码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。
上面的2个图是表示奇偶校验矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。
详情如上所述。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
LDPC码的性能可以取决于奇偶校验矩阵的节点的度的分布、根据1的位置或者奇偶校验矩阵的度的周长(girth)、循环特性、在校验结点和可变节点之间的连接等等。示出的矩阵H优化在16200的码字、 Q＝360并且码率＝11/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如上所述。
另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵 H，其具有与在图71和图72中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如上所述。下面的表示出度分布。
表37
[表37]
可变节点度 12 3 2
(变量节点的#)/Q 7 26 12
当i是0、2、3、4、5以及6时，在第0个块到第6个块中的1 的数目都是12。因此，当可变节点度是12时，具有相同程度的块的数目被表示为7。当i对应于33至44时，在第33个块到第四十四个块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是12。详情如上所述。
图73是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图73中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和11/15的码率的距离H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图74和图75是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图74和图75中示出的表表示具有16200的码字长度和5/15码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。
上面的2个图是表示奇偶校验矩阵的一个表的部分，但是由于空间的缺乏该表被划分成2个图。
该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。详情如上所述。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
示出的矩阵H优化在16200的码字、Q＝360并且码率＝5/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如在上面所述。另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵H，其具有与在图74和图75中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如在上所述。
下面的表38示出度分布。
表38
[表38]
可变节点度 30 4 3 2
(变量节点的#)/Q 3 8 4 30
当i是0至3时，在第0个块到第2个块中的1的数目都是30。因此，当可变节点度是30时，具有相同度的块的数目被表示为3。当 i对应于15至44时，在第21个块到第四十四个块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是30。详情如上所述。
图76是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图76中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和5/15的码率的距离H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图77是示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图77中示出的表表示具有16200的码字长度和10/15码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。详情如上所述。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
示出的矩阵H优化在16200的码字、Q＝360并且码率＝10/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如在上面所述。另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵H，其具有与在图77中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如在上所述。
下面的表39示出度分布。
表39
[表39]
可变节点度 18 4 3 2
(变量节点的#)/Q 5 8 17 15
当i是0至5时，在第0个块到第4个块中的1的数目都是18。因此，当可变节点度是18时，具有相同度的块的数目被表示为5。当 i对应于30至44时，在第21个块到第四十四个块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是15。详情如上所述。
图78是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图78中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和10/15的码率的距离H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图79是示出根据本发明的实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
在图79中示出的表表示具有16200的码字长度和12/15码率的奇偶校验矩阵(或者矩阵H)。该表表示在奇偶校验矩阵中的1的地址。在这样的情况下，根据本发明的实施例的表能够被称为奇偶校验矩阵的地址。
在(a)的表中，i指示当矩阵H或者码字的长度乘以子矩阵的长度产生的块。详情如上所述。
(b)示出在各个块中的第一列中的1(或者边缘)的位置(或者地址)。
使用其所有的行和列矩阵H能够被表示为H(r，c)。
示出的矩阵H优化在16200的码字、Q＝360并且码率＝12/15的情况下的节点度分布，并且优化在被优化的度分布、Q以及码率的条件下的1或者边缘的位置。
根据该表配置的矩阵H具有上述QC-IRA LDPC结构。详情如在上面所述。另外，根据本发明的实施例的矩阵H可以包括以不同形式的矩阵H，其具有与在图79中示出的表的x(i)的长度(或者相对应的可变节点的度)相同的度分布。详情如在上所述。
下面的表40示出度分布。
表40
[表40]
可变节点度 15 4 3 2
(变量节点的#)/Q 6 7 23 9
当i是0至5时，在第0个块到第5个块中的1的数目都是15。因此，当可变节点度是15时，具有相同度的块的数目被表示为6。当 i对应于36至44时，在第21个块到第四十四个块中的1的数目是2。因此，当可变节点度是2时，具有相同度的块的数目是9。详情如上所述。
图80是示出根据本发明的另一实施例的奇偶校验矩阵的地址的表。
图80中示出的表示出通过修改具有16200的码字长度和12/15的码率的距离H1获得的矩阵H2。
详情如上所述。
图81图示根据本发明的一个实施例的星座映射器。
根据本发明的一个实施例的星座映射器执行与上述的BICM块的星座映射器相同的操作。
通过FEC编码从上述的格式化块接收到的数据可以被变换成比特流。在比特流中，多个比特组成信元，并且可以通过星座映射器将信元映射到复平面中的星座中的一个。在此，对于要在一个信元中发送的N个比特，可能需要2^N个星座点。
在此，星座点可以表示一个星座。星座点可以被称为星座。作为星座的集合的64-QAM，可以被称为星座集、星座等等。
可以使用各种方法创建星座。根据用于在星座中排列星座点的方法，当接收器将星座解码成比特流时出现错误的概率可能变化。
星座映射器使用的星座的类型，如在图81(a)、图81(b)以及图81(c)中所示。在附图中示出的星座是各种类型的示例性的星座。图81(a)和图81(b)的星座都是正方形的QAM。在图81(a)的情况下，在星座点之间的距离是非均匀的。在图81(b)的情况下，在星座点之间的距离是均匀的。图81(a)的星座可以对应于非均匀QAM，而图81(b)的星座可以对应于常规QAM。图81(b)的星座可以是图81(a)的特殊情况。
本发明提出在图81(c)中所示的星座和用于找到这样的星座的方法。根据本发明的提出的方法，与使用传统方法时相比较，在给定的信噪比(SNR)处可以获得更低的错误概率，即，更高的信道容量。
图82描述根据本发明的一个实施例的映射IQ平衡/IQ对称非均匀星座的过程。
作为用于获得最佳BICM容量的另一星座创建方法，提出IQ平衡 /IQ对称非均匀星座映射。
为了找到最大化BICM容量的星座点，需要一些假定和限制。在下文中，将会描述一些限制。
限制1.以相同的概率生成所有的星座点。星座点的概率可以彼此相等。
限制2.星座点不具有偏置。即，所有星座点的平均值可以是0。另外，当限制1被应用时，星座点的总和可以是0。
限制3.星座的平均功率是常数。即，平均功率可以被不变地设置为常数P。
限制4-1.为了实现IQ平衡映射，在I轴上的BICM容量需要等于在Q轴上的BICM容量。例如，如果旋转了诸如90度、180度以及 270度的90度的倍数的星座与原始的星座一致，则此星座可以被视为被IQ平衡。即，如果被旋转了90度的倍数的星座点重叠来自于原始星座集中的星座点中的一个，则此星座可以被视为被IQ平衡。在下文中，其中被旋转了90度的倍数的星座与最初的星座重合的情况将会被视为IQ平衡映射方案。
限制4-2.为了实现IQ对称映射，在I轴中的BICM容量不应等于在Q轴上的BICM容量。为了实现IQ对称映射，星座应关于I轴和 Q轴对称。例如，当si是星座的星座点时，conj(si)、-conj(si)、以及-si 也可能需要成为星座的星座点。
限制4-1和限制4-2不可以被同时满足。为了实现IQ平衡映射，限制4-1可能需要被满足。为了实现IQ对称映射，限制4-2可能需要被满足。为了实现IQ平衡的映射和IQ对称映射两者，这两个限制需要被满足。
在下文中，将会给出根据IQ平衡/IQ对称非均匀星座映射创建非均匀分布的星座点的方法的描述。
根据一个实施例，可以在两维复平面中移动星座点以找到提供最佳容量的星座。通过移动星座点，提供最佳BICM容量的星座可以被找到。
然而，仅移动一个星座点不可能满足如上限制1和/或限制2。因此，为了通过移动此星座点满足限制，也可能需要移动其它的星座点。在本实施例中，第i个和第j个星座点被移动。
假定在移动星座点之前的星座经历了IQ平衡映射。为了保持IQ 平衡，不仅第i个和第j个星座点而且与其相对应的三个其它的星座点对可能需要被移动。三个相对应的星座点对可以指的是通过将第i和第 j个星座点旋转了90度、180度以及270度获得的星座点。即，可能需要一起移动8个星座点。
要被移动的第i和第j个星座点可以被定义为s0,i和s0,j，并且要被移动的相对应的星座点可以被定义为sk,i和sk,j。在此，k＝1、2、3，并且对可以分别表示s0,i和s0,j旋转了90度、180度和270度。
对于星座点sk,i和sk,j，a和b可以被定义为在图82中示出的等式 (1)和(2)。在此，等式(1)和(2)可以分别意指当星座被移动时限制1和限制2被满足。即，a和b可以是常数。另外，当s0,i和a 被表示为在图82中示出的等式(3)时，可以获得等式(4)。然后，可以从这些等式导出等式(5)。从等式(5)能够看到使用一个变量θ能够控制两个星座点的移动。因为通过如在等式(6)中的s0,i和s0,j可以描述其它的星座点对，所以可以通过一个变量控制所有的星座点。
因为通过IQ平衡保持实现移动，所以即使在移动之后也可以保持 IQ平衡的特性。以这样的方式，通过IQ平衡保持具有最佳容量的星座可以被找到。当移动被实现以找到星座时，θ可以被分割成数个部分以计算用于每个分割的θ的BICM容量，以找到最大化BICM容量的θ。使用此过程，可以更新si和sj的全部的四个集合。
在下文中，将会描述构造具有非均匀地分布的星座点的星座的具体步骤。每个步骤可以被省略或者被其它的步骤替换，或者这些部分的顺序可以改变。这些步骤旨在描述本发明的精神，不限制本发明。
首先，可以配置最初的星座。此最初的星座可以是IQ平衡或者IQ 对称的星座。例如，最初的星座可以是均匀的QAM、非均匀的QAM、或者非均匀的星座(NUC)。在此，NUC可以是上述NUC。
最初的星座的两个星座点(s0,i,s0,j)可以被随机和均一地选择。两个星座点应相互不同。可以在第一象限中选择星座点。
一旦两个星座点被选择，也可以自然地选择在第二、第三以及第四象限中的其它的星座点。因此，可以选择全部的八个星座点。如果最初的星座是IQ平衡的星座，则所选择的星座中的每一个可以被表示为ejkπ/2·s0，i。在此，k＝0、1、2、3，并且i可以被替换成j。如果最初的星座是IQ对称的星座，则所选择的星座中的每一个可以被表示为 conj(s0,i)、-conj(s0,i)和-s0,i。i可以被替换成j。如上所述，如果最初的星座是IQ平衡或者IQ对称的星座，星座的平均值可以是0。
其后，|s0，i|2+|s0，j|2和BICM容量可以被计算。星座点可以被分别移动使得BICM容量被最大化。可以存在用于找到最佳星座位置的两种方法。
一种方法是利用Δi。s0，i可以被垂直地或者水平地移动±Δi。因此， s0，j也可能需要被垂直地或者水平地移动±Δj。在此，可以使用|s0，i|2+|s0，j|2确定Δj和Δi。因此，可以存在诸如(+Δi，+Δj)、(+Δi，-Δj)、(-Δi，+Δj)、 (-Δi，-Δj)的四种移动情况。此方法可以被用于IQ对称非均匀星座映射。
另一方法是利用θ。如所描述的，可以通过θ控制星座的移动。因此，通过每次采用适当小的角度改变θ，具有最佳容量的星座可以被找到。根据实施例，在实施例中适当小的角可以是1度。另外，角的范围可以是从0度到360度。另外，此角的范围可以覆盖s0，i-a/2和s0，j-a/2。这旨在在搜索范围内设置最佳容量。即，这旨在防止容量在搜索过程中被减少。此方法可以被用于IQ平衡非均匀星座映射。
根据上述的两种方法，可以在星座分别被移动到的星座位置处计算BICM容量。如果用于移动的星座的BICM容量大于先前计算的 BICM容量，则可以通过此星座更新s0，i和s0，j。
其后，星座可以继续通过减少Δi和θ被搜索。当充分地减少这两个参数时，最初的星座的两个其它星座点可以被重新选择。然后，为了重新选择的星座点可以通过上述过程找到最佳位置。
当所有的BICM容量饱和时，算法可以被停止并且最终的星座集可以被获得。在此，星座的饱和可以指的是其中BICM容量中的大的增加在上述算法中没有出现的情况。每次si和sj改变时可以检查BICM 容量的饱和度，或者当检查所有的M个星座点时可以对BICM的饱和度进行检查。
根据一个实施例，在为上述所有的种子星座执行算法之后可以选择呈现最佳性能的星座。种子星座，即，最初的星座，可以包括均匀 QAM、非均匀QAM、以及非均匀星座(NUC)。例如，可以通过执行用于QAM、NUQ以及NUC的算法获得在10dB的SNR处的NUC-64。根据一个实施例，在9.5dB或者10.5dB处通过前述的算法获得的星座可以被认为是用于要被执行的算法的种子星座。
图83示出根据本发明的一个实施例的使用IQ平衡非均匀星座映射的方法在18dB的SNR处的64个NUC的星座。
在本实施例中，具有1的平均功率的均匀64-QAM被当作种子星座，并且通过θ找到所期待的星座。另外，角增量被设置为1度，在通过si和sj更新所有的M个星座点一次之后检查容量的饱和度。此星座可以保持处于IQ平衡的状态并且满足n*pi/2-对称条件。
为了测量确定的星座的性能，可以计算和比较确定的星座的BICM 容量。对于BICM容量，加性高斯白噪声(AWGN)和独立同分布(IID) 输入可以被假定。AWGN可以表示被主要使用的基本噪声模型。IID 可以表示输入被独立和同等/均匀地分布。
数学公式17
[数学式17]
数学公式18
[数学式18]
数学公式19
[数学式19]
使用上述数学式可以计算BICM容量。使用此等式，最大化BICM 性能的r和θ的值可以被找到。因为AWGN和IID输入被假定，可以期待y＝x+n。在此，n可以表示AWGN。可以假定p(bi＝0)＝p(bi＝1)＝1/2。即，当x是星座，并且M是星座大小时，p(x＝Mj)＝1/M是可能的。在此，Mj可以是当bi＝j时的星座。如在图34中所示，BICM容量函数可以被表示为高斯函数的整数。
接收器可以从星座解映射比特。这可以是将比特映射到上述星座的相反过程。通过解映射可以估计LLR。在FEC解码中可以以软输入的形式使用被估计的LLR。在解映射中，在下述等式中可以表达估计 LLR的过程。
数学公式20
[数学式20]
数学公式21
[数学式21]
数学公式22
[数学式22]
在此，C可以是常数，σ2可以是复噪声功率，Λj可以表示星座点集合，其中第i个比特是j。在此，j可以是0或者1。另外，Pr(s＝sk)可以表示先验概率。在此，可以假定bi满足逐比特等概率。如果迭代解码被使用，则bi是等概率的假定不可能是有效的，并且需要根据来自于FEC的外部信息改变先验概率。另外，当假定max-log LLR时，t＝r/H 是可能的。s1可以是最靠近t的星座，对于其第i个比特是1，并且s0 可以是最靠近t的星座，对于其第i个比特是0。
图84示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的坐标。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图85示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的64个NUC的星座。
在星座的右侧上列出星座点的星座。各个坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
图86示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座。
图87示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图88示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图89示出根据本发明的一个实施例的基于IQ平衡非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图87至图89 中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
图90示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座。
图91示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的一部分。
图92示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的坐标的另一部分。
图93示出根据本发明的一个实施例的基于IQ对称非均匀星座映射方法的用于10/15码率的256个NUC的星座的其它部分。
坐标表示比特值被分别分配到的星座点的坐标。在用于每个比特值的x和y值中可以表达每个坐标。
由于空间限制在图91 至图 93中单独地示出的这三个星座表组成一个表。
在下文中，将会描述根据本实施例的比特交织器5020。
根据本发明的实施例的比特交织器被设计为当提供有效可实现的结构时通过LDPC编码和调制方案的组合实现被优化的性能。
根据本实施例的比特交织器5020可以被定位在上述数据FEC编码器5010和星座映射器5030之间，以基于LDPC解码将LDPC编码的输出比特链接到具有星座映射器5030的不同可靠性的比特位置。
如参考图23在上面所描述的，根据本实施例的比特交织器5020 可以使用奇偶交织、QCB(准循环块)交织(或者块交织)以及组内交织(或内组交织)交织输入比特。
另外，独立于或者除了上述比特交织方案之外，根据本实施例的比特交织器5020可以应用比特交织方案用于获取在使用密度演进获得的SNR阈值方面最佳的分布。
如在前述中所描述的，根据本实施例的比特交织器5020被设计为对于LDPC编码和调制方案被优化。因此，本发明提出用于其中LDPC 码字长度是64K或者16K的情况的比特交织参数和调制方案、QPSK、 NUC-16、NUC-64、以及NUC1K的组合。
在下文中，将会描述参考图23描述的比特交织器5020的奇偶交织、QCB交织和组内交织。
图94是图示根据本发明的实施例的比特交织器的框图。
在图94中图示的比特交织器是上述比特交织器5020的示例，并且根据本实施例的比特交织器可以包括奇偶交织块89000、QCB交织块89100和组内交织块89200。在下文中，将会描述各个块。
奇偶交织块89000可以执行交织使得LDPC编码的比特当中的与奇偶部分(FEC块的奇偶比特)相对应的比特可以采用准循环(QC) 形式。换言之，奇偶交织块89000可以在奇偶交织之后以QC形式交织奇偶比特，并且通过收集与LDPC QC大小相对应的比特来配置和输出 QC块。奇偶交织块89000的输出与参考图23描述的相同。另外，根据参考图30至图80描述的LDCP编码方案可以编码LDPC编码的比特。
在奇偶交织块89000中，通过下述数学式交织FECBLOCK的奇偶比特。
数学公式23
[数学式23]
ui＝bi for 0≤i＜Kldpc
0≤s＜360，0≤t＜Qldpc
Klpc是如在图22中所图示的BCH编码的BBF的长度(或者大小) 并且Qldpc是在表30和表31中指定的码率相关的常数。注意，在QPSK 的情况下，在没有进一步交织的情况下，奇偶交织的比特能够被直接地映射到星座。能够通过设计者的意图对此进行改变。
QCB交织块89100可以根据参考图23描述的方案执行QCB交织。换言之，如参考图23所描述的，当从奇偶交织块89000输出的多个 QCB块被输入时，QCB交织块89100可以交织QC块。这被称为QCB 交织图案(或者交织图案)，并且基于QCB交织图案确定与稍后要执行的组内交织的内部组相对应的QC块的数目。QCB交织图案对于交织类型和LDPC码率的各个组合来说是唯一的。
根据本发明的实施例，具有64800的长度的LDPC块包括180 (＝64800/360)个QC块，并且具有16200个比特的长度的LDPC块包括45个QC块。能够通过设计者对其进行改变。
组内交织块89200可以根据参考图23描述的方案执行组内交织。
根据本发明的实施例的组内交织块89200可以根据在表32中定义的调制类型和阶(ηmod)来执行交织。
首先，与要被经历组内交织的一个内部组相对应的QC块的数目需要被确定以执行组内交织。根据本实施例的比特交织器5020可以使用非均匀QAM(NUQ)和非均匀星座(NUC)的对称可靠性确定QC 块的数目以配置内部组。在表32中示出特定的值。
根据本发明的实施例，调制阶的一半被确定为在NUQ或者QAM 模式中与内部组相对应的QC块的数目，并且QC块的数目被确定为与 NUC中的调制阶相同。在NUQ中，与I轴和Q轴相对应的比特具有相同的比特级性能，并且因此仅与调制阶的一半相对应的符号比特可以具有不同的比特级性能。
当根据星座模式确定用于形成内部组的QC块的数目时，其后根据本实施例的组内交织块89200可以执行组内交织。在这样的情况下，取决于码率值在形成内部组之后剩余的QC块可以存在。在这样的情况下，根据本实施例的组内交织块89200可以按照比特的顺序成功地读取与内部组不相对应的四个剩余的QC块的比特，并且将该比特发送到星座映射器5030。下面将会给出其详细描述。
上述块可以被省略或者被替换成具有相似或者相同功能的块。
在下文中，将会给出组内交织块89200的交织过程。
如上所述，通过QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行组内交织过程。组内交织是使用360列和NQCB_IG行写入和读取(或者写入和读取操作)内部组的比特的过程。在写入操作中，来自于QCB交织输出的比特被行式写入。因此，能够减少接收器的复杂性(或者接收器中的缓冲器的大小)。
图95图示根据本发明的实施例的用于NUQ-256的组内交织过程。
在图95的顶部处图示了用于NUQ-256的组内交织的写入操作，并且在图95的底部处图示了用于NUQ-256的组内交织的读取操作。
如在本图中所图示的，根据本实施例的组内交织块89200可以按照比特的顺序将与QC块相对应的比特成功地写入到QC块的比特0至比特359。另外，组内交织块89200可以循环地移位和写入与QC块相对应的比特。可以通过设计者对其进行改变。
另外，如在前述中所描述的，在NUQ中，组内交织块89200可以使用各个QC块的2个比特作为单位执行读取操作。如在附图中所图示的，组内交织块89200对2个比特执行读取操作四次以输出8个比特，并且通过在比特交织器5020之后出现的星座映射器5030，输出的8个比特可以被映射到一个符号。具体操作与上述的相同，并且因此被省略。
图96图示根据本发明的实施例的用于NUC-256的组内交织的写入操作。
与上述操作相似，在NUC中，组内交织块89200可以在行方向中写入与各个QC块相对应的比特，并且在列方向中读取比特。另外，组内交织块89200可以循环地移位和写入与各个QC块相对应的比特。可以通过设计者对此进行改变。
具体的操作与上述的相同，并且因此被省略。
图97图示根据本发明的实施例的用于NUC-256的组内交织的读取操作。
如在前述中所描述的，组内交织块89200可以使用各个QC块的1 个比特作为单位执行读取操作。如在此附图中所图示的，组内交织块 89200可以对1个比特执行读取操作八次以输出8个比特，并且通过在比特交织器5020之后出现的星座映射器5030，输出的8个比特可以被映射到一个符号。具体操作与上述的相同，并且因此被省略。
图99是图示根据本发明的实施例的解映射&解码模块9020的框图。
图98图示当LDPC码字长度是64800个比特并且QC块的大小是 360个比特时剩余的QC块操作。
如在前述中所描述的，当与各个调制中的内部组相对应的QC块被收集时，没有被包括在任何内部组中的QC块可以存在。在本发明中， QC块被称为剩余的QC块。在下文中，将会给出在附图中图示的表格和框图的描述。
在附图的顶部处图示的表格指示根据各个码率和调制剩余的QC 块的数目。在附图的中间图示的框图指示在用于NUC-256的内交织的剩余的QC块。在附图的底部处图示的框图指示对于用于NUC-256的剩余的QC块的写入和读取操作。
如在附图的中间所图示的，在NUC-256中，根据表32八个QC 块被收集以形成一个内部组。当LDPC码字长度是64800个比特时，总共180(＝64800/360)个QC块被生成。因此，当180个QC块被除以8时，生成22个内部组。在这样的情况下，当176个QC块可以被包括在22个内部组时，四个剩余的QC块没有被包括在任何内部组中并且对应于剩余的QC块。
在这样的情况下，如在附图的底部处所图示的，根据本实施例的组内交织块89200可以按照比特的顺序成功地读取四个QC块的比特，并且将读取的比特发送到星座映射器5030。
换言之，在没有执行组内交织的情况下剩余的4个QC块比特被顺序地映射到符号。
图99是图示根据本发明的实施例的解映射&解码模块9020的框图。
如在前述中所描述的，解映射&解码模块9020可以执行参考图1 所描述的BICM块1010的相反操作。
如在附图中所图示的，根据本实施例的解映射&解码模块9020可以包括信元/时间解交织器94000、解调器94100、比特解交织器94200 以及LDPC/BCH解码器94300。
首先，通过信道的符号被输入到信元/时间解交织器94000。信元/ 时间解交织器94000可以按照在交织之前应用的符号顺序记录输入符号。其后，解调器94100可以推断被包括在符号中的各个比特的对数似然比(LLR)。
其后，比特解交织器94200可以执行用于按照与要被交织的比特的顺序重新排序输入的LLR值的解交织。在这样的情况下，比特解交织器94200可以执行组内解交织和QCB解交织操作作为上述比特交织器5020的逆操作。如在附图中所图示的，比特解交织器94200可以包括用于执行上述解交织的组内解交织块和QCB解交织块。
然而，当基于变成接收器中的QC形式的LDPC比特执行解码时，与奇偶交织的逆操作相对应的奇偶解交织可以被省略。另外，参考图 94至图97描述的组内解交织和QCB解交织操作对应于交织的读取和写入操作的逆操作。
上述块可以被省略或者被替换成具有相似或者相同功能的块。
图100是图示根据本发明的另一实施例的比特解交织的框图。
图100图示下述情况的示例，其中，当QC块交织图案被存储在接收器的ROM中时，ROM被使用，并且LDPC存储器和交织存储器被共享。此情况优点在于不需要用于比特解交织的单独的存储器。
在附图的内部处图示了参考图99描述的比特解交织器94200和 LDPC/BCH解码器94300，并且在附图的底部处图示了在LDPCUC存储器中存储用于比特解交织的上述QC块交织图案的过程。
具体地，根据本实施例的接收器可以在寄存器中存储通过解调器 94100接收到的LLR值，以使用LLR值作为LDPC解码过程中的先验 LLR。在这样的情况下，根据QC块交织图案必要的寄存器的数目可以被确定为在NUC和QUQ之间是不同的。具体地，在NUC-256的星座中，8个QC块被收集以形成NUC-256符号，并且因此需要360x 8个寄存器。然而，在NUQ256中，使用与调制阶的一半相对应的QC块执行组内交织，并且因此需要360x 4个寄存器。
其后，使用被存储在ROM中的交织图案，接收器可以获取关于比特对应的LDPC的QC块的信息。然而，根据本实施例的接收器可以使用信息并且通过CN更新更新LLR值。然后，被更新的LLR值可以被再次存储在APP LLR存储器中以用作连续迭代的先验LLR。在附图中图示的控制器可以针对存储信息的上述过程。当重复上述过程时，可以执行LDPC解码，并且可以在没有使用用于解交织的新存储器的情况下仅使用LDPC存储器执行解交织。
上述块可以被省略或者被替换成具有相似或者相同功能的块。
在下文中，将会给出当LDPC码字长度是64800个比特并且调制值是NUQ-1024时执行的比特交织器的操作的描述。
图101是图示根据本发明的另一实施例的组内交织参数的表。
根据调制类型和阶执行根据本发明的实施例的组内交织。
如在前述中所描述的，首先，与要经历组内交织的一个内部组相对应的QC块的数目需要被确定以执行组内交织。根据本实施例的比特交织器5020可以使用非均匀QAM(NUQ)和非均匀星座(NUC)的对称可靠性来确定QC块的数目以配置内部组。关于此的信息与表32的描述相同。
在这样的情况下，根据本发明的实施例，调制阶的一半可以被确定为是用于NUQ或者QAM模式下的内部组的QC块的数目，并且与调制阶相同的数目可以被确定为是NUC中的QC块的数目。另外，在本发明中，与调制阶相同的数目可以被确定为是NUQ或者QAM模式中经历组内交织的QC块的数目。可以通过设计者对其进行改变。
图101对应于表32的另一示例，并且图示示出除了调制阶的一半被确定为是用于NUQ或者QAM模式中的组内交织的QC块的数目的情况之外，与调制阶相同的数目被确定为是经历组内交织的QC块的数目的情况的表。
如在图101中所图示，用于一个内部组的QC块的数目可以在 QAM-16和NUC-16之间是相同的。另外，用于内部组的QC块的数目可以在NUC-64和NUQ-64之间、在NUC-256和NUQ-256之间、并且在NUC-1024和NUQ-1024之间是相同的。
在下文中，将会给出其中被包括在一个内部组中的QC块的数目与在NUQ-1024的调制阶相同的情况的比特交织过程的描述。
图102图示根据本发明的实施例的在NUC-1024中的组内交织的写入操作。
如在本附图中所图示的，根据本实施例的组内交织块89200可以按照比特的顺序将与QC块相对应的比特成功地写入到QC块的比特0 至比特359。另外，组内交织块89200可以循环地移位和写入与QC块相对应的比特。可以通过设计者对其进行改变。
特定的操作与上述的相同，并且因此被省略。
图103图示根据本发明的实施例的在NUC-1024中的组内交织的读取操作。
如在前述中所描述的，在NUC中，组内交织块89200可以使用各个QC块的1比特作为单位执行读取操作。如在本附图中所图示的，组内交织块89200可以对1个比特执行读取操作十次以输出10个比特，并且通过在比特交织器5020之后出现的星座映射器5030，输出的10 个比特可以被映射到一个符号。具体的操作与上述的相同，并且因此被省略。
在下文中，将会给出当LDPC码字长度是16200个比特并且调制值是QPSK时执行的比特交织器的操作的描述。
图104是图示根据本发明的另一实施例的组内交织参数的表。
图104对应于图101的另一示例，并且在图104中图示的表与参考图101描述的表相同，不同之处在于，当调制类型是QPSK时经历组内交织的QC块的数目被另外提供。具体的描述与在上面描述的相同，并且因此被省略。
图105图示根据本发明的另一实施例的剩余的QC块操作。
图105对应于在图10的中间图示的剩余的QC块的另一示例，并且图示当LDPC码字长度是16200个比特并且QC块的大小是360个比特时剩余的QC块。
如在前述中所描述的，当与各个调制中的内部组相对应的QC块被收集时，没有被包括在任何内部组中的QC块可以存在。
如在此附图中所图示的，在NUC-256中，根据图104的表，八个QC块被收集以形成一个内部组。当LDPC码字长度是16200个比特时，总共45(＝16200/360)个QC块被生成。因此，当QC块的数目被除以 8时，五个内部组被生成。在这样的情况下，虽然总共40个QC块可以被包括在五个内部组中，但是五个剩余的QC块没有被包括在任何内部组中从而变成剩余的QC块。
在这样的情况下，如在图98的底部所图示的，根据本实施例的组内交织块89200可以按照比特的顺序成功地读取五个QC块的比特，并且将比特发送到星座映射器5030。其详细描述与上面描述的相同，并且因此被省略。
在下文中，将会给出对其应用密度演进的比特交织的描述。
如在前述中所描述的，根据本实施例的比特交织器5020可以被定位在数据FEC编码器5010和星座映射器5030之间，以执行扩展数据 FEC编码器5010的输出比特的功能，和防止多边缘的符号通过比特扭曲(交织)被产生的功能。多边缘的符号(或者多边缘符号)对应于被连接到一个校验节点的比特当中的两个或者更多个比特被收集以形成一个符号的情况。当多边缘的符号存在时，在删除信道(erasure channel)上的LDPC解码性能可能被降低。在传统的陆地广播系统中，列扭曲方案被应用以执行交织，以便于防止多边缘的符号在发送端被发送，并且确定当在比特交织之后通过解复用将比特映射到QAM符号时交织的比特被连接到的调制比特(QAM的LSB或者MSB)的可靠性。
因此，传统的陆地广播系统问题在于，在LDPC比特和与其连接的调制比特之间的连接关系随着解复用图案(或者解复用图案)而变化，这影响LDPC解码性能。另外，传统的陆地广播系统问题在于，解复用图案被固定到调制阶值或者调制阶值的两倍的值，并且因此由于受限的调制阶而限制其情况。
在这一点上，为了克服传统的陆地广播系统的限制，本发明提出通过使用密度演进获得最佳分布(在缓冲器中的块和比特之间的连接) 具有优异的性能的比特交织。
图106是图示根据本发明的另一实施例的比特交织器的框图。
在图106中图示的比特交织器对应于上述比特交织器5020的另一示例，并且可以包括缓冲器写入块101100和循环移位操作和缓冲器读取块102000。如在前述中所描述的，本发明提出一种比特交织器，能够防止使用通过在使用密度演进获得的SNR阈值方面的最佳分布而实现的比特交织方案生成多边缘的符号。
本发明的发射器或者发射装置可以在使用LDPC编码信息的值 (可变节点度分布和校验节点度分布)和各个调制比特的互信息(或者比特方面的能力)借助于密度演进执行比特交织之后，获得各个调制比特的LDPC可变节点的分布。换言之，根据本实施例的分布可以被定义为具有相同度的可变节点的集合，其被称为根据本发明的实施例的度简档。这可以通过设计者进行改变。
在此附图中图示的比特交织器可以被设计为保持与度简档相对应的连接，并且因此在接收端处确保LDPC解码的性能。
在图106中图示的比特交织器对应于上述比特交织器5020的另一示例，并且可以包括缓冲器写入块101100和循环移位操作和缓冲器读取块101200。在下文中，将会描述各个块。
缓冲器写入块101100可以根据密度演进的结果将用于交织的比特写入到缓冲器。在这样的情况下，缓冲器写入块101100可以执行对于各个分布的写入。其后，循环移位操作和缓冲器读取块101200可以循环地移位写入的比特并且然后执行对于各个分布的读取使得多边缘的符号没有被生成。
根据本实施例的比特交织器使用要经历交织的LDPC信息和星座的互信息，并且因此可以基于各个调制和编码依赖性地设计。
图107对应于根据本发明的实施例的通过密度演进获得度简档的过程的等式。
如在图105的第一块中所描述的，根据本发明的实施例的发射器可以计算对于各个调制比特的比特级能力(互信息)。
其后，如在图105的第二块中所描述的，根据本发明的实施例的发射器可以将比特级能力转换成噪声方差。
其后，如在图105的第二块中所描述的，根据本发明的实施例的发射器可以通过使用密度演进优化对于各个调制比特的分布。
图108图示根据本发明的实施例的度简档。
在此附图中图示的矩阵L对应于作为根据本实施例的密度演进的结果的度简档。索引j指的是调制的比特索引，并且索引i指的是关联于LDPC变量节点度的类型的索引。用于索引i和索引j的相应的值的 Lij的总和是1，其对应于所有节点的一部分。另外，在列方向中的总和m对应于相对应的节点与所有节点的比率，并且在行方向中的总和对应于符号的各个比特与调制的比率。在16-QAM中，一个MSB和一个LSB在I和Q方向中分别存在，并且因此在行方向中的总和是与1/4 相对应的0.25。其后，可以通过将矩阵L乘以整个LDPC长度获得节点的实际数目。
图109图示根据本发明的另一实施例的比特交织和比特解交织。
图109图示当码字长度是24K并且调制类型是QAM-16时的比特交织和比特解交织。
具体地，在附图的左侧图示了在被表达为块的缓冲器上执行比特交织的过程，并且在附图的右侧图示了在被表达为块的缓冲器上执行比特解交织的过程。
另外，在附图的左侧图示的比特交织对应于下述情况，其中除了用于避免上述多边缘的符号的循环移位以及交织器/解交织器的写入和读取的配置之外，仅执行写入和读取操作。在附图的右侧上图示了与其相对应的比特解交织。
在下文中，将会给出通过聚焦于在附图的左侧图示的比特交织的描述。
在本发明中，在行方向中的用于比特交织的存储器缓冲器的数目与调制阶相同，并且列的数目与通过将整个码字长度除以调制阶获得的值相同。另外，在本附图中图示的缓冲器的各行对应于调制符号的各个比特，并且各个行可以对应于MSB或者LSB。可以通过参考图106 和图107描述的密度演进获得各个调制比特的最佳可变节点度的数目，并且根据相对应的度值在分布中可以写入各个比特。因此，在缓冲器中以不同颜色着色的块对应于集合，即，具有不同长度的可变节点的分布。另外，第一MSB的可变节点度的比特的数目分别是2、2和2。
上述比特交织器或者缓冲器写入块101100可以将输入比特写入到用于各个分布的缓冲器。其后，上述的比特交织器或者循环移位操作和缓冲器读取块101200可以在列方向中读取缓冲器的四个比特。在这样的情况下，四个比特可以被映射到星座映射器5030中的一个符号。
在附图的右侧图示的比特解交织对应于上述比特交织的相反操作，并且包括在列方向中输入比特被连续地写入到解交织存储器的写入和读取操作。在这样的情况下，对于各个分布执行读取操作，并且因此可以恢复在比特交织之前生成的序列。
在附图的底部图示了比特交织的输入序列、比特交织的输出序列、比特解交织的输入序列和比特解交织的输出序列。
如在附图中所图示的，在比特交织的输入序列中，与连续的附图相对应的比特，即，比特1、比特2、比特3、……可以被依次写入到各个分布。其后，当执行比特交织时，在列方向中比特1、比特3、比特5以及比特6被依次输出。比特解交织的输入序列与比特交织的输出序列相同，并且比特解交织的输出序列与比特交织的输入序列相同。
图110图示根据本发明的实施例的比特交织图案。
当一个符号被产生时，如果与LDPC FEC块的奇偶部分相对应的比特被混合，则在删除信道上的性能可以被增强。因此，本发明提出一种比特交织(或者比特交织图案)，其能够在通过DPM密度演进产生比特交织图案时生成在其中混合奇偶部分的符号。
具体地，本发明确定在密度演进中的符号的各个比特的最佳奇偶部分的数量，并且提出其中可以执行交织使得相应的奇偶部分的部分没有重叠的交织图案。
与图109相似，图110图示与其中码字长度是24K并且调制类型是QAM-16的情况相对应的比特交织，并且图示通过密度演进MSB包括两个奇偶部分(低度节点)并且LSB包括一个奇偶部分的情况。
在附图的左侧的块图示根据缓冲器中的分布设置的相应的可变节点的部分。如上所述，以不同颜色着色的块对应于集合，即，具有不同程度的可变节点的分布。在左块中的圆圈指示在缓冲器中的奇偶部分部分。
在附图的右侧的块图示其中通过交织均匀地分散奇偶部分的情况。在右块中的圆圈指示在缓冲器中均匀地分散的奇偶部分部分。
特别地，可以调节比特交织图案使得通过循环移位均匀地分散奇偶部分。另外，根据设计者使用除了循环移位方案之外的方案在符号中可以均匀地分散奇偶部分。其后，根据本实施例的比特交织器可以执行用于去除多边缘的符号的写入配置搜索和/或循环移位。下面将会给出具体的描述。
在下文中，将会给出根据本发明的实施例的写入配置的描述。
如在前述中所描述的，根据本实施例的比特交织器可以写入用于各个分布的输入比特。在这样的情况下，比特交织器可以在QAM的符号中根据MSB或者LSB中写入输入比特。这可以被称为写入配置。根据本实施例的比特交织器可以从多个写入配置当中选择一个写入配置，并且根据所选择的写入配置写入对应的比特。
图111图示根据本发明的实施例的写入配置。
如在前述中所描述的，当对于与MSB和LSB相对应的相应行具有相同特定度的节点的数目(分布)被确定时，根据本实施例的比特交织器可以基于该确定将比特写入到缓冲器。因此，可以基于MSB和 LSB中的每一个的比特的特定数目确定根据本实施例的写入配置。
在图111的顶部的曲线图图示在可变节点(Dv)和可变节点的分布之间的关系。在附图的右侧的框图示16-QAM的写入配置和64-QAM 的写入配置。
图111的底部的块是图示当从16-QAM的多个写入配置当中选择 LMML作为高度可变节点配置时的写入顺序的示例。
结果，写入配置指示在比特和MSB和LSM之间的连接。此具体的连接影响LDPC解码或者接收器的性能，并且因此根据本实施例的比特交织器可以基于码率和各个调制的组合通过选择适当的配置执行交织的写入操作。
具体地，当从在附图中图示的16-QAM的写入配置当中选择 MMLL时，比特1至10可以被连接到MSB1，在对应的分布中，比特 11至20可以被连接到MSB2，并且比特21至25和比特26至30可以分别被连接到LSB1和LSB2。
另外，当从在附图中图示的16-QAM的写入配置当中选择MML 时，在对应的分布中，比特1至10可以被连接到MSB1，比特11至 15可以被连接到LSB1，并且比特16至25和比特25至30可以分别被连接到MSB2和LSB4。
根据本实施例的写入配置可以在其中相应的可变节点被包括的区域(分布)之间被不同地设置，并且通过将该区域确定为通过细分 M1M2L1L2的四个区域获得的M1-1、M1-2、M2-1、M2-2、L1-1、L1-2、 L2-1、L2-2等等被设置。这可以通过设计者进行改变。
图112图示根据本发明的实施例的循环移位操作。
如在前述中所描述的，多边缘的符号是降低对删除信道的LDPC 解码性能的主要因素，并且因此需要执行比特交织使得多边缘的符号没有被产生。
在附图的左侧的块图示在循环移位之后执行的写入操作，并且在附图的右侧的块图示在循环移位之后执行的读取操作。
在下文中，假定与附图的左侧块中图示的圆圈相对应的比特4和比特11是相同校验节点中的比特并且可以产生多边缘的符号。
根据本实施例的比特交织器或者循环移位操作和缓冲器读取块 101200可以检测是否使用给定的矩阵H和比特交织图案生成多边缘的符号。
在这样的情况下，根据本实施例的比特交织器或者循环移位操作和缓冲器读取块101200可以识别用于移位对应的比特的循环移位因子。其后，根据本实施例的比特交织器或者循环移位操作和缓冲器读取块101200可以通过使用所选择的循环移位因子执行相对应的比特的行式循环移位重新配置缓冲器存储器值，并且然后执行读取操作。通过此过程，能够防止多边缘的符号被生成。
循环移位因子在本实施例中是[0 0 1 0]，并且被用于避免总共六(＝24/4)个符号的多边缘符号的产生。如在附图中所图示的，第一、第二以及第四行没有被移位并且根据所选择的循环移位因子仅第三行在向右方向中被移位。根据设计者的意图可以顺时针或者逆时针地执行循环移位。
当在比特交织中执行循环移位操作时，在比特解交织的写入操作之后可以执行与比特交织的循环移位的反方向相对应的循环移位操作。
在下文中，将会给出使用QC块作为单位应用参考图104至图111 描述的比特交织的情况的描述。
图113图示根据本发明的实施例的具有QC级别的比特交织。
如在前述中所描述的，具有QC形式的LDPC编码可以被用于使接收器能够执行并行解码。
在QC LDPC编码中，以一个QC形式(或者QC块)包括的比特具有相同的连接性并且被连接到校验节点相同的次数(具有相同的可变节点度)。因此，比特交织器可以使用QC块作为单位(或者QC级别)替代使用比特作为单位执行写入操作。这意指在相同的QC中的各个比特能够被连接到相同的级别(例如，MSB或者LSB)。
附图的块图示经历使用QC块作为单位的比特交织的缓冲器。在附图中图示的各个QC块的编号指示与各个QC相对应的比特的集合。具体地，3QC指示被包括在第三QC块中的比特的集合。当QC块具有 360的大小时，360个比特可以被包括在块中。
当根据本实施例的比特交织器在列方向中读取写入的QC块时，比特交织器可以将读取的QC块输出到星座映射器5030。被包括在输出的QC块中的比特可以生成最终的符号。
另外，根据在QC块的总数目和调制阶之间的关系，使用1/2QC 块作为单位可以设计比特交织器。这可以通过设计者进行改变。
图114图示根据本发明的实施例的具有QC级别和比特级别的循环移位操作。
图114对应于参考图112描述的循环移位操作的另一示例。
根据本发明的实施例的循环移位操作也可以被适配于QC级别比特交织。在这样的情况下，具有QC级别的循环移位因子不能够避免整个多边缘的符号。因此具有比特级的循环移位可以被适配于各个QC 块。
在附图的顶部的块是指示经历使用如上所述的QC块作为单位的比特交织的缓冲器的块。在块上的圆圈指示其中可以生成多边缘的符号的QC块。在这样的情况下，如在附图中所图示的，可以使用QC块作为单位(或者QC级别)在第三行上执行循环移位。
在附图的中间中的块是指示经历使用QC块作为单位执行循环移位的缓冲器的块。在块上的圆圈指示即使当使用QC块作为单位执行循环移位时生成多边缘的符号的情况。在这样的情况下，在12个QC块中使用比特作为单位(或者比特级)执行循环移位。
在附图的底部的块是指示经历使用比特作为单位执行的循环移位的缓冲器的块。在此附图中图示的块12QC’指示被经历使用比特作为单位的循环移位的块12QC。
根据设计者的意图可以顺时针或者逆时针地执行使用QC块作为单位的循环移位和使用比特作为单位的循环移位。
图115图示根据本发明的实施例的用于均匀地分散奇偶部分的循环移位操作。
如上所述，对于删除信道，根据本发明的实施例的发射器或者比特交织器能够均匀地分散奇偶部分，并且然后根据本发明的实施例的发射器或者比特交织器可以操作写入配置搜索以决定被优化的可变节点位置。然而，其能够造成多边缘的符号。
在这样的情况下，根据本发明的实施例的发射器或者根据本发明的实施例的比特交织器能够在没有奇偶部分的情况下执行简单的循环移位操作。通过使用此操作，发射器或者比特交织器能够避免多边缘的符号。
根据本实施例的比特交织器可以均匀地分散参考图110描述的奇偶部分，通过参考图111描述的写入配置搜索确定最佳可变节点的位置，并且然后验证是否多边缘的符号被生成。在这样的情况下，当多边缘的符号被产生时，根据图112和参考图112描述的方案应用循环移位时均匀分散的奇偶部分可能不被均匀地分散。因此，本发明提出将循环移位仅应用于除了奇偶部分之外的剩余可变节点的方案。以这样的方式，能够保持均匀分散的奇偶部分的分布，并且防止多边缘的符号在比特交织之后被产生。
在附图的左侧的块是指示与其中除了奇偶部分之外执行循环移位的情况相对应的缓冲器的块，并且附图的右侧的块是指示在循环移位被执行之后的缓冲器的块。
在附图的左侧块上的圆圈指示在多边缘的符号中产生的比特。在这样的情况下，根据本实施例的比特交织器可以通过选择适当的循环移位因子执行循环移位。在附图的左块中，循环移位操作被逆时针地应用于第三行和第四行。
在这样的情况下，被包括在第三行和第四行中的比特21和比特 22对应于奇偶部分。
因此，如在附图的右块中所图示的，根据本发明的实施例的比特交织器不可以对比特21和比特22执行循环移位操作，并且仅对剩余的比特执行循环移位操作。在这样的情况下，以与比特21和比特22 相同的颜色着色的比特对应于奇偶部分，并且因此没有产生多边缘的符号同时保持均匀分散的奇偶部分的分布。
图116是图示根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块9020 的框图。
图116是参考图99描述的解映射&解码模块9020的另一示例。如在前述中所描述的，解映射&解码模块9020可以执行参考图1描述的BICM块1010的相反操作。
如在本附图中所描述的，根据本发明的另一实施例的解映射&解码模块可以包括信元/时间解交织器块、解调器、比特解交织器111000 以及LDPC/BCH解码器。除了比特解交织器111000之外，块可以执行与参考图99描述的相同的操作，并且因此其具体描述被省略。
比特解交织器111000是参考图99描述的比特解交织器92200的另一示例，并且可以包括缓冲器写入和循环逆移位操作块111100和使用DE结果的缓冲器读取块111200。另外，比特解交织器111000可以执行参考图106至图115描述的比特交织的相反操作。其具体的描述被省略。
图117图示根据本发明的实施例的DE结果和关联于DE结果的缓冲器。
具体地，在附图的顶部图示了与调制类型是QAM-256并且码率是 3/4的情况相对应的DE结果，并且在附图的底部图示了关联于DE结果的缓冲器。
在附图的顶部图示的表可以被称为度简档。当调制类型是 QAM-256并且码率是3/4时，三种类型的可变节点，即，具有8度的可变节点、具有3度的可变节点、以及具有2或者1度的可变节点(具有1度的节点对应于具有2度的节点)可以存在。在附图的顶部的表格图示在各个可变节点和256QAM符号的各个比特(MSB，LSB)之间的连接。
如在附图的顶部的右侧所图示的，当确定用于具有3度的可变节点和2度的可变节点的写入配置时，根据本实施例的比特交织器可以基于写入配置和DE结果将各个比特写入缓冲器。
在附图的底部图示的块指示当比特被写入到缓冲器时获得的结果。根据本实施例的比特交织器可以读取在列方向中被写入到缓冲器的比特，并且最终输出比特。在这样的情况下，输出的比特可以被依次连接到与M1 M2 A1 A2 A3 A4 L1 L2 QAM比特相对应的位置。
图118是图示根据本发明的实施例的符号的比特错误率(BER) 和快错误率(BLER)结果的曲线图。
具体地，图118是图示当经过加性高斯白噪声(AWGN)信道的、对其应用上述比特交织的符号被解调，并且然后通过解交织被LDPC 解码时获得的BER和BLER的曲线图。
图119是图示根据本发明的实施例的用于发送广播信号的方法的流程图。
根据本发明的实施例的用于发送广播信号的装置(或者发射器) 能够编码服务数据(S114000)。如上所述，通过作为承载服务数据或者有关元数据的物理层中的逻辑信道的数据管道发送服务数据，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。在数据管道上承载的数据能够被称为DP数据或者服务数据。步骤S114000的详细过程如在图1 或者图5-图6、图22、图30-图80中描述的。
根据本发明的实施例的用于发送广播信号的装置能够比特交织被编码的服务数据。比特交织被设计为当提供有效可实现的结构时通过 LDPC编码和调制方案的组合实现被优化的性能。LDPC编码器的输出被比特交织，其是由奇偶交织、之后是准循环块(QCB)交织和组内交织组成的。比特交织的详细过程如在图94-图118中所述。
根据本发明的实施例的用于发送广播信号的装置能够构建包括被编码的服务数据的至少一个信号帧(S114010)。此步骤的详细过程如在图7和图10-图21中所述。
随后，根据本发明的实施例的用于发送广播信号的装置能够通过 OFDM(正交频分复用)方案在被构建的至少一个信号帧中调制数据 (S114020)。此步骤的详细过程如在图1或者图8中所述。
根据本发明的实施例的用于发送广播信号的装置能够发送包括被调制的数据的广播信号(S114030)。此步骤的详细过程如在图1或者图8中所述。
图120是图示根据本发明的实施例的用于接收广播信号的方法的流程图。
在图120中示出的流程图对应于根据本发明的实施例的广播信号传输方法的相反过程，如参考图119所描述的。
根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置(或者接收器) 能够接收广播信号(S115000)。
根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置能够使用OFDM (正交频分复用)方案解调接收到的广播信号(S115010)。详情如在图9中所描述的。
根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置能够从被解调的广播信号解析至少一个信号帧(S115020)。详情如在图9中所描述的。在这样的情况下，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置能够执行作为比特交织的逆处理的比特解交织。比特交织的详细过程如在图94-图119中所描述的。
随后，根据本发明的实施例的用于接收广播信号的装置能够在被解析的至少一个信号帧中解码数据以输出服务数据(S115030)。详情如在图1、图5-图6、图9、图22以及图30-图80中描述的。
如上所述，通过数据管道发送服务数据，该数据管道在承载服务数据或者有关元数据的物理层中是逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。在数据管道上承载的数据能够被称为DP数据或者服务数据。
在此，将会描述根据码字长度、调制类型和码率指示比特交织图案的比特交织图案表。如上所述，比特交织图案对于调制类型和LDPC 码率的各个组合来说是唯一的。比特交织图案能够被称为QCB交织图案。
各个QCB交织图案表指示根据至少一个指定的码率在QCB交织 (组式交织)输出和QCB交织(组式交织)输入之间的关系。如上所述，LDPC编码的输出能够被划分成180个QC块，并且各个QC块可以被表示为0-179的编号。然后，当LDPC码字长度是64800时，0-359 比特能够对应于第0个QC块并且360-719比特能够对应于第1QC块。
根据特定的码率各个表的第一列示出QCB交织(组式交织)输出的顺序并且另一列中的每一个示出QCB交织(组式交织)输入的顺序。
在本发明中，由于空间的缺乏导致QCB交织图案表被表示为数个表。
表41和表42表示当调制类型是NUC 16并且码字长度是16K时的QCB交织图案表。
[表41]
[表42]
表43和表44表示当调制类型是NUC 64并且码率长度是16K时 QCB交织图案表。
[表43]
[表44]
表45和表46表示当调制类型是NUC 256并且码率长度是16K时 QCB交织图案表。
[表45]
[表46]
表47和表48表示当调制类型是QPSK并且码率长度是16K时 QCB交织图案表。
[表47]
[表48]
表49-表54表示当调制类型是NUC16并且码字长度是64K时QCB 交织图案表。
[表49]
[表50]
[表51]
[表52]
[表53]
[表54]
表55-60表示当调制类型是NUC 64并且码字长度是64K时QCB 交织图案表。
[表55]
[表56]
[表57]
[表58]
[表59]
[表60]
表61-67表示当调制类型是NUC 256并且码字长度是64K时QCB 交织图案表。
[表61]
[表62]
[表63]
[表64]
[表65]
[表66]
表67-72表示当调制类型是NUC 1K并且码字长度是64K时QCB 交织图案表。
[表67]
[表68]
[表69]
[表70]
[表71]
[表72]
在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述彼此互补地可适用。
本领域技术人员应该理解，不脱离本发明的精神或者范围可以在本发明中进行各种改进和变化。因此，意在本发明覆盖落在所附权利要求及其等效的范围内提供的本发明的改进和变化。
本发明的模式
已经以用于实现本发明的最佳模式描述了各种实施例。
工业实用性
本发明在一系列的广播信号提供领域中是可用的。

Claims (12)

1.一种用于发送广播信号的方法，所述方法包括：
编码服务数据；
通过交织所述被编码的服务数据的奇偶比特来第一比特交织所述被编码的服务数据；
基于用于16正交幅度调制QAM调制类型、6/15码率以及所述编码的服务数据的16200码字长度的交织图案来第二比特交织在所述第一比特交织的服务数据中的第一数量的块，其中，所述交织图案被表示为：
其中，基于所述交织图案通过块单元来交织每个块；
基于用于第三比特交织的第二数量的块的组，通过行式写入每个块的比特来第三比特交织所述第二比特交织的服务数据，所述第二数量的块对应于调制类型的调制阶数，以及基于该组列式读取每个块的1比特；
构建包括所述第三比特交织的服务数据的至少一个信号帧；
通过正交频分复用OFDM方案，调制所述被构建的至少一个信号帧中的数据；以及
发送具有所述被调制的数据的所述广播信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，当所述编码的服务数据的长度是16200比特时，所述第一数量 的块是45，以及所述第一数量 的块基于所述交织图案被交织。
3.根据权利要求1所述的方法，其中，所述组的长度是对应于所述块的360比特。
4.一种用于发送广播信号的装置，所述装置包括：
编码器，所述编码器编码服务数据；
比特交织器，所述比特交织器通过交织所述编码的服务数据的奇偶比特来交织所述编码的服务数据；
基于用于16正交幅度调制QAM调制类型、6/15码率以及所述编码的服务数据的16200码字长度的交织图案来交织在所述交织的服务数据中的第一数量的块，其中，所述交织图案被表示为：
其中，基于所述交织图案通过块单元来交织每个块；
基于第二数量的块的组，通过行式写入每个块的比特来交织所述交织的块，所述第二数量的块对应于调制类型的调制阶数，以及基于该组列式读取每个块的1比特；
映射器，所述映射器将所述组中比特映射到多个OFDM符号；
构建器，所述构建器构建包括所述多个OFDM符号的至少一个信号帧；
调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方案调制在所述被构建的至少一个信号帧中的数据；以及
发射器，所述发射器发送具有所述被调制的数据的所述广播信号。
5.根据权利要求4所述的装置，其中，当所述编码的服务数据的长度是16200比特时，所述第一数量 的块是45，以及所述第一数量 的块基于所述交织图案被交织。
6.根据权利要求4所述的装置，其中，所述组的长度是对应于所述块的360比特。
7.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收所述广播信号；
通过正交频分复用OFDM方案解调所述接收到的广播信号；
从所述解调的广播信号解析至少一个信号帧；以及
通过解交织服务数据的奇偶比特来第一比特解交织在所述至少一个信号帧中的所述服务数据；
基于用于16正交幅度调制QAM调制类型、6/15码率以及所述服务数据的16200码字长度的解交织图案来第二比特解交织在所述第一比特解交织的服务数据中的第一数量的块，其中，所述解交织图案被表示为：
其中，基于所述解交织图案通过块单元来解交织每个块；
基于用于第三比特解交织的第二数量的块的组，通过行式写入每个块的比特来第三比特解交织所述第二比特解交织的服务数据，所述第二数量的块对应于调制类型的调制阶数，以及基于该组列式读取每个块的1比特；
解码所述第三比特解交织的服务数据。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，当所述服务数据的长度是16200比特时，所述第一数量 的块是45，以及所述第一数量 的块基于所述解交织图案被解交织。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，所述组的长度是对应于所述块的360比特。
10.一种用于接收广播信号的装置，所述装置包括：
调谐器，所述调谐器接收所述广播信号；
解调器，所述解调器通过正交频分复用OFDM方案解调所述接收到的广播信号；
解析器，所述解析器解析所述解调的广播信号中的至少一个信号帧；
解映射器，所述解映射器从所述至少一个信号帧解映射服务数据；
比特解交织器，所述比特解交织器通过解交织所述服务数据的奇偶比特来比特解交织所述服务数据；
基于用于16正交幅度调制QAM调制类型、6/15码率以及所述服务数据的16200码字长度的解交织图案来解交织在所述解交织的服务数据中的第一数量的块，其中，所述解交织图案被表示为：
其中，基于所述解交织图案通过块单元解交织每个块；
基于第二数量的块的组，通过行式写入每个块的比特来解交织所述解交织的块，所述第二数量的块对应于调制类型的调制阶数，以及基于该组列式读取每个块的1比特；以及
解码器，所述解码器用于解码所述比特解交织的服务数据。
11.根据权利要求10所述的装置，其中，当所述服务数据的长度是16200比特时，所述第一数量 的块是45，以及所述第一数量 的块基于所述解交织图案被解交织。
12.根据权利要求10所述的装置，其中，所述组的长度是对应于所述块的360比特。
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