CN105765982B

CN105765982B - 发送广播信号的装置及其方法

Info

Publication number: CN105765982B
Application number: CN201480064333.9A
Authority: CN
Inventors: 金昞吉; 金哉亨; 黄在镐; 高祐奭; 洪性龙
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2013-11-25
Filing date: 2014-11-06
Publication date: 2019-08-20
Anticipated expiration: 2034-11-06
Also published as: US10999112B2; US9571240B2; US20180109407A1; KR20160077129A; EP3075161A4; US20170149592A1; US10498577B2; KR101830744B1; US20150146608A1; US9882755B2; EP3075161A1; US20200076658A1; CN105765982A; WO2015076514A1

Abstract

本发明提供一种发送广播信号的方法。该方法包括：将输入流解复用成多个PLP(物理层管道)；根据各个物理层简档编码各个PLP的数据，其中物理层简档是基于接收条件的配置，其中各个物理层简档包括：LDPC(低密度奇偶校验)编码PLP的数据，比特交织PLP的LDPC编码的数据；通过映射各个PLP的编码的数据来构建多个信号帧，其中各个信号帧属于物理层简档中的一个，其中超帧包括至少两个被构建的信号帧；以及通过OFDM(正交频分复用)方法调制在被构建的多个信号帧中的数据并且发送具有被调制的数据的广播信号。

Description

发送广播信号的装置及其方法

技术领域

本发明涉及用于发送广播信号的设备、用于接收广播信号的设备和用于发送和接收广播信号的方法。

背景技术

随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。

即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，用于大量数据传输的数据传输效率、考虑到移动接收设备的发送/接收的网络的鲁棒性和网络灵活性对于数字广播需要改进。

发明内容

技术问题

本发明的一个目的是提供一种用于发送广播信号以在时间域中复用提供两个或更多个不同的广播服务的广播发送/接收系统的数据，并且经由相同的RF信号带宽发送复用的数据的装置和方法，和与其对应的用于接收广播信号的装置和方法。

本发明的另一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置，和用于发送和接收广播信号的方法，以通过组件分类对应于服务的数据，作为数据管道发送对应于每个组件的数据，接收和处理该数据。

本发明的又一个目的是提供一种用于发送广播信号的装置、一种用于接收广播信号的装置和用于发送和接收广播信号的方法，以用信号发送对提供广播信号必需的信令信息。

问题的解决方案

为了实现目的和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此体现和广泛描述的，本发明提供一种发送广播信号的方法。发送广播信号的方法包括：将输入流解复用成多个PLP(物理层管道)；根据各个物理层简档编码各个PLP的数据，其中物理层简档时基于接收条件的配置，其中各个物理层简档包括：LDPC(低密度奇偶校验)编码PLP的数据，比特交织PLP的LDPC编码的数据；通过映射各个PLP的编码的数据构建多个信号帧，其中各个信号帧属于物理层简档中的一个，其中超帧包括至少两个被构建的信号帧；以及通过OFDM(正交频分复用)方法调制在被构建的多个信号帧中的数据并且发送具有被调制的数据的广播信号，其中信号帧的前导包括指示当前信号帧的类型的第一信号字段。

优选地，前导进一步包括第二信号字段，该第二信号字段指示在当前超帧中是否存在用于固定的接收而编码的数据。

优选地，前导进一步包括第二信号字段，该第二信号字段指示超帧中的信号帧的物理层简档的配置。

优选地，结合第一信号字段的值，第二信号字段的值指示是否在超帧中存在某个物理层简档的信号帧。

优选地，当第一信号字段指示当前信号帧是第一物理层简档的信号帧时，物理层简档包括第一物理层简档、第二物理层简档、以及第三物理层简档，其中第一信号字段的第一比特指示在超帧中是否存在第二物理层简档的信号帧，

其中第二信号字段的第二比特指示在超帧中是否存在第三物理层简档的信号帧，并且其中第二信号字段的第三比特指示在超帧中是否存在FEF(未来扩展帧)。

优选地，物理层简档中的一个进一步包括：将PLP的比特交织的数据映射到星座；MIMO(多输入多输出)编码被映射的数据；以及时间交织MIMO编码的数据。

在另一方面中，本发明提供一种接收广播信号的方法。接收广播信号的方法包括：接收具有多个信号帧的广播信号并且通过OFDM(正交频分复用)方法解调多个信号帧中的数据；通过解映射多个PLP(物理层管道)的数据解析多个信号帧，其中各个信号帧属于物理层简档中的一个，其中物理层简档是基于接收条件的配置，其中超帧包括至少两个信号帧；根据各个物理层简档解码各个PLP的数据，其中各个物理层简档包括：比特解交织PLP的数据，LDPC(低密度奇偶校验)解码PLP的比特解交织的数据；以及将被解码的多个PLP复用到输出流，其中信号帧的前导包括指示当前信号帧的类型的第一信号字段。

优选地，当第一信号字段指示当前信号帧是第一物理层简档的信号帧时，物理层简档包括第一物理层简档、第二物理层简档、以及第三物理层简档，其中第二信号字段的第一比特指示在超帧中是否存在第二物理层简档的信号帧，

优选地，物理层简档中的一个进一步包括：时间解交织PLP的数据；MIMO(多输入多输出)解码被时间解交织的数据；以及从星座解映射MIMO编码的数据用于比特解交织。

在另一方面中，本发明提供一种发送广播信号的设备。发送广播信号的设备包括：解复用模块，该解复用模块将输入流解复用成多个PLP(物理层管道)；编码模块，该编码模块根据各个物理层简档编码各个PLP的数据，其中物理层简档是基于接收条件的配置，其中各个物理层简档包括：LDPC(低密度奇偶校验)编码模块，该LDPC编码模块LDPC编码PLP的数据，比特交织模块，该比特交织模块比特交织PLP的LDPC编码的数据；帧构建模块，该帧构建模块通过映射各个PLP的编码的数据构建多个信号帧，其中各个信号帧属于物理层简档中的一个，其中超帧包括至少两个被构建的信号帧；以及OFDM模块，该OFDM模块通过OFDM(正交频分复用)方法调制在被构建的多个信号帧中的数据并且发送具有被调制的数据的广播信号，其中信号帧的前导包括指示当前信号帧的类型的第一信号字段。

优选地，结合第一信号字段的值，第二信号字段的值指示是否在超帧中存在确定的物理层简档的信号帧。

优选地，物理层简档中的一个进一步包括：映射模块，该映射模块将PLP的比特交织的数据映射到星座；MIMO(多输入多输出)编码模块，该MIMO编码模块MIMO编码被映射的数据；以及时间交织模块，该时间交织模块时间交织MIMO编码的数据。

在另一方面中，本发明提供一种接收广播信号的设备。用于接收广播信号的设备包括：接收模块，该接收模块接收具有多个信号帧的广播信号并且通过OFDM(正交频分复用)方法解调多个信号帧中的数据；解析模块，该解析模块通过解映射多个PLP(物理层管道)的数据解析多个信号帧，其中各个信号帧属于物理层简档中的一个，其中物理层简档是基于接收条件的配置，其中超帧包括至少两个信号帧；解码模块，该解码模块根据各个物理层简档解码各个PLP的数据，其中各个物理层简档包括：比特解交织模块，该比特解交织模块比特解交织PLP的数据，LDPC(低密度奇偶校验)解码模块，该LDPC解码模块LDPC解码PLP的比特解交织的数据；以及复用模块，该复用模块将被解码的多个PLP复用到输出流，其中信号帧的前导包括指示当前信号帧的类型的第一信号字段。

优选地，物理层简档中的一个进一步包括：时间解交织模块，该时间解交织模块时间解交织PLP的数据；MIMO(多输入多输出)解码模块，该MIMO解码模块MIMO解码被时间解交织的数据；以及解映射模块，该解映射模块从星座解映射MIMO编码的数据用于比特解交织。

有益效果

本发明可以根据服务特征处理数据以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。

本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务实现传输灵活性。

本发明可以使用MIMO系统提升数据传输效率并且提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。

根据本发明，可以提供广播信号发送和接收方法以及装置，其甚至能够与移动接收设备或者在室内环境下没有错误地接收数字广播信号。

附图说明

附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：

图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。

图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。

图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。

图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。

图8图示根据本发明的实施例的OFMD生成块。

图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。

图10图示根据本发明的实施例的帧结构。

图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。

图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。

图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。

图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。

图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。

图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。

图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。

图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。

图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。

图21图示根据本发明的实施例的DP映射。

图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。

图23图示根据本发明的实施例的比特交织。

图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。

图25图示根据本发明的实施例的时间交织。

图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。

图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。

图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。

图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

图30图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构。

图31图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图32示出根据本发明的实施例的表示输入信息和输出信息之间的关系或者DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达。

图33图示根据本发明的实施例的前导结构。

图34图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图35图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图36是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。

图37图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频状序列修改的加扰序列的示例。

图38图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。

图39图示根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。

图40图示根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。

图41图示根据本发明的实施例的能够由前导插入模块执行的差分编码操作。

图42图示根据本发明的实施例的能够由前导插入模块执行的差分编码操作。

图43是根据本发明的实施例的被包括在前导检测器中的相关性检测器的框图。

图44图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图45图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图46图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

图47示出根据本发明的另一实施例的OFDM生成块。

图48示出根据本发明的一个实施例的同步&解调模块。

图49图示根据传统技术的信号帧及其前导结构。

图50图示传统的扫描信道过程。

图51图示传统的信道扫描过程的问题。

图52图示根据本发明的一个实施例的信号帧及其前导结构。

图53图示根据本发明的一个实施例的前导的FRU_CONFIGURE的信令格式。

图54图示根据本发明的一个实施例的使用前导信令的信道扫描过程。

图55图示根据本发明的一个实施例的前导信令。

图56图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法。

图57图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法。

具体实施方式

现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。

虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。

本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。

虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。

本发明可以定义三个物理层(PL)简档(profile)-基础、手持和高级简档-每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。

三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的属性还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。

1.基础简档

基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。

接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。

表1

[表1]

LDPC码字长度	16K，64K比特
		星座大小	4～10bpcu(每个信道使用的比特)
时间解交织存储器大小	≤2<sup>19</sup>数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

2.手持简档

手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。

除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。

表2

[表2]

LDPC码字长度	16K比特
		星座大小	2～8bpcu
时间解交织存储器大小	≤2<sup>18</sup>数据信元
		导频图案	用于移动和室内接收的导频图案
FFT大小	8K，16K点

3.高级简档

高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。

高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。

表3

[表3]

LDPC码字长度	16K，64K比特
		星座大小	8～12bpcu
时间解交织存储器大小	≤2<sup>19</sup>数据信元
		导频图案	用于固定接收的导频图案
FFT大小	16K，32K点

在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。

下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。

辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求

基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道

基带帧(或者BBFRAME)：形成对一个FEC编码过程(BCH和LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合

信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值

被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC编码的块中的一个

数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。

数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。

数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)

DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP

哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元

紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分

帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙

帧重复单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次

快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道

FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合

FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段T的周期中表达的活跃符号时段Ts

帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分

帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号

帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。

未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始

Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号

输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务的全体的数据的流。

正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号

PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集

PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据

PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数

注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。

PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据

PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据

PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据

前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据

前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号

注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。

保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义

超帧：八个帧重复单元的集合

时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应

TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。

注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。

类型1 DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP

类型2 DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP

XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell个信元的集合

图1图示根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号装置的结构。

根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧构建块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。

IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/或常规流被同时允许输入。

输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000的操作细节。

数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。

此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。

在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径被添加在输出端用于MIMO传输。稍后将描述BICM块1010的操作细节。

帧构建块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构建块1020的操作细节。

在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布式MISO方案遍及发射器被应用。此外，峰值对平均功率降低(PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。

信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。

图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。

图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。

在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流限制(slice)为基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。

(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且(b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS产生块2020和PLS加扰器2030。将给出每个块的操作的描述。

输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧限制器，和BB帧报头插入块组成。

CRC编码器在用户分组(UP)级别提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。

BB帧限制器将输入映射到内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧限制器分配等于可用数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被限制为适合BBF的数据字段。

BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端具有扩展字段(1或者3字节)。

流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。

填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。

BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器产生。

PLS产生块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。

PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。

PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且PLS2动态数据是可以逐帧动态变化的PLS2数据。

稍后将描述PLS数据的细节。

PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。

以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。

用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。

参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧限制器(slicer)3060和BB报头插入块3070。将给出模式适配块的每个块的描述。

CRC编码器3050、BB帧限制器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧限制器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。

输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。

输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载GS流的多个DP。

补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。

空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初的精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。

报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以这个已知的信息可以在发射器中被删除。

对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。

以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。

在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。

图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。

参考图4，用于分别处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。

填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS产生块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。

调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为在该帧的FSS中的PLS信元或者带内信令发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。

1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入DP中。

带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。

图5图示根据本发明的实施例的BICM块。

在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。

如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。

由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，因此对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别对应于数据路径的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。

(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，并且(b)示出高级简档的BICM模块。

由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。

将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的BICM块的每个处理模块的描述。

用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。

数据FEC编码器5010能够使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外编码(BCH)是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。

比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。

星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率标准化的星座点el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。

SSD编码块5040可以以二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。

时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。

用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO编码模块5020-1。

此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030，和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。

信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器5010-1操作的细节。

MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号的一个的基于旋转的预编码和相位随机化克服这个问题。

MIMO编码意欲用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。

MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波k和OFDM符号l发送。

以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。

图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。

在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。

图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。

参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010、星座映射器6020和时间交织器6030。

此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。

PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC区段。

加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔LDPC编码之前加扰PLS1数据和PLS2数据。

BCH编码/零插入块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。

LDPC编码块可以使用LDPC码来编码BCH编码/零插入块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。

数学公式1

[数学式1]

用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。

表4

[表4]

LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS 2数据执行穿孔。

当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。

比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和PLS2数据。

星座映射器6020可以将比特交织的PLS 1数据和PLS2数据映射到星座上。

时间交织器6030能够交织被映射的PLS1数据和PLS2数据。

以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。

图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。

在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。

参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。

延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。

信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射到在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个由TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI)能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。

频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个按次序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对进行操作，以得到在单个帧中最大的交织增益。

图8图示根据本发明的实施例的OFDM产生块。

在图8中图示的OFDM产生块对应于参考图1描述的OFDM产生块1030的实施例。

OFDM产生块通过由帧构建块产生的信元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。

参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。

导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。

在OFDM符号内的各种信元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频信元的信息由散布导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。

从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频信元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直至频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。

根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布式MISO方案被选择性地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。

2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。

IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该信元被映射到OFDM载波。

PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。

保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。

DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。

以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。

图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。

根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。

根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。

同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。

帧解析模块9010可以解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。

解映射和解码模块9020可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。

输出处理器9030可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030可以从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。

信令解码模块9040可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。

图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。

图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。

超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。

在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中PHY_PROFILE的保留的值扩展。

FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。

一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。

前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。

FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此的PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有与FSS严格相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。

图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。

图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，在PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。

图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。

前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：

PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。

表5

[表5]

值	PHY简档
		000	基础简档
001	手持简档
		010	高级简档
011～110	保留
		111	FEF

FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。

表6

[表6]

值	FFT大小
		00	8K FFT
01	16K FFT
		10	32K FFT
11	保留

GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。

表7

[表7]

值	GI_FRACTION
		000	1/5
001	1/10
		010	1/20
011	1/40
		100	1/80
101	1/160
		110～111	保留

EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地切换。

PILOT_MODE：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧导频图案是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。

PAPR_FLAG：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音保留被用于PAPR减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。

FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在该字段中识别在当前超帧中传送的所有简档类型。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。

表8

[表8]

RESERVED：这个7比特字段保留供将来使用。

图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。

PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：

PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。

NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。

PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。

表9

[表9]

值	有效载荷类型
		1XX	发送TS流
X1X	发送IP流
		XX1	发送GS流

NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。

SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。

主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。

次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。

CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。

NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。

SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。

随后的环路由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。环路大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF)在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。

FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1)(i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。

FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。

FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。

RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。

以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。

PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。

表10

[表10]

内容	PLS2 FEC类型
		00	4K-1/4和7K-3/10 LDPC码
01～11	保留

PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。

表11

[表11]

值	PLS2_MODE
		000	BPSK
001	QPSK
		010	QAM-16
011	NUQ-64
		100～111	保留

PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。

PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。

PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。

PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。

PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。

PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。

表12

[表12]

值	PLS2-AP模式
		00	不提供AP
01	AP1模式
		10～11	保留

PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。

PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。

CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。

图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。

图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。

PLS2-STAT数据的字段的细节如下：

FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。

NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。

DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。

DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表13用信号传送。

表13

[表13]

值	DP类型
		000	DP类型1
001	DP类型2
		010～111	保留

DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。

BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。

DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。

表14

[表14]

值	FEC_TYPE
		00	16K LDPC
01	64K LDPC
		10～11	保留

DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。

表15

[表15]

值	码率
		0000	5/15
0001	6/15
		0010	7/15
0011	8/15
		0100	9/15
0101～1111	10/15
		0110	11/15
0111	12/15
		1000	13/15
1001～1111	保留

DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。

表16

[表16]

值	调制
		0000	QPSK
0001	QAM-16
		0010	NUQ-64
0011	NUQ-256
		0100	NUQ-1024
0101	NUC-16
		0110	NUC-64
0111	NUC-256
		1000	NUC-1024
1001～1111	保留

DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。

只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：

DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。

表17

[表17]

值	MIMO编码
		000	FR-SM
001	FRFD-SM
		010～111	保留

DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。

DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：

如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个TI组映射到的帧的数目，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。

如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。

表18

[表18]

2比特字段	PI	NTI
			00	1	1
01	2	2
			10	4	3
11	8	4

DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。

DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器5050的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。

DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。

DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。

DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。

表19

[表19]

值	有效载荷类型
		00	TS
01	IP
		10	GS
11	保留

DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。

表20

[表20]

值	带内模式
		00	没有承载带内信令
01	仅承载带内PLS
		10	仅承载带内ISSY
11	承载带内PLS和带内ISSY

DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表21被用信号传送。

表21

[表21]

DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。

表22

[表22]

值	CRC模式
		00	未使用
01	CRC-8
		10	CRC-16
11	CRC-32

DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。

表23

[表23]

值	空分组删除模式
		00	未使用
01	DNP标准
		10	DNP偏移
11	保留

ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。

表24

[表24]

值	ISSY模式
		00	未使用
01	ISSY-UP
		10	ISSY-BBF
11	保留

HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。

表25

[表25]

值	报头压缩模式
		00	HC_MODE_TS 1
01	HC_MODE_TS 2
		10	HC_MODE_TS 3
11	HC_MODE_TS 4

HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。

表26

[表26]

值	报头压缩模式
		00	无压缩
01	HC_MODE_IP 1
		10～11	保留

PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于TS报头压缩的PID编号。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：

FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。

FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：

NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。

AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。

AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。

AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。

图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。

图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。

PLS2-DYN数据的字段细节如下：

FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。

PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示配置将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。

FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即，FIC的内容)将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。

RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。

在NUM_DP上的环路中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。

DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。

DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。

表27

[表27]

DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。

RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。

以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。

EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。

EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。

如果EAC_FLAG字段等于“1”，随后的12比特被分配用于EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。

EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。

EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。

只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：

AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中AUX_STREAM_TYPE的值。

CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。

图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。

如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射到在帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先被映射到一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。首先跟随类型1 DP，并且接下来类型2 DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。

图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。

PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是重要的问题，所以FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。

PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射到NFSSFSS的活动载波。PLS1PLS1单元被以单元索引的递增顺序首先从第一FSS的第一单元映射。PLS2单元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以与第一FSS严格相同的方式继续。

在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“普通”DP之间。

图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。

EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射EAC信元的过程与PLS完全相同。

EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。

EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。

在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC的最后信元之后。

图19图示根据本发明的实施例的FIC映射

(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。

FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。

FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有被任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。

在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小，FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。

FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加活跃的载波。

如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。

在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，之后是辅助流，如果有的话，以及哑信元。

图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。

(a)示出类型1 DP和(b)示出类型2 DP。

在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：

类型1 DP：DP通过TDM映射

类型2 DP：DP通过FDM映射

DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20图示类型1 DP和类型2DP的映射顺序。类型1 DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1 DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。

类型2 DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射DP的数目之后，类型2 DP的每个被以频率分组在一起，类似于DP的FDM复用。

如果需要的话，类型1 DP和类型2 DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1 DP始终在类型2 DP之前。承载类型1和类型2 DP的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。

数学公式2

[数学式2]

D_DP1+D_DP2≤D_DP

这里DDP1是由类型1 DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2 DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1 DP相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。

图21图示根据本发明的实施例的DP映射。

(a)示出寻址用于映射类型1 DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2 DP映射的OFDM信元。

用于映射类型1 DP(0，…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型1 DP的每个的T1的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。

在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1 DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明确的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。

用于映射类型2 DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型2 DP的每个的TI的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。

如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b)的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2 DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据普通符号的信元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。

对类型1 DP在类型2 DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1 DP相同的“类型1映射规则”。

数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。

DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目Ncells取决于FECBLOCK大小Nldpc和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目Ncells的所有可能的值中的最大的余数。以信元计的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。

图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。

图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。

BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。

Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短FECBLOCK)。

以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的FEC编码参数。

表28

[表28]

表29

[表29]

BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：

12-纠错BCH码用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH生成多项式通过所有多项式相乘在一起获得。

LDPC码用于编码外BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的BBF)被系统编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK)表示为如下的数学公式。

数学公式3

[数学式3]

用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28和29中给出。

计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：

1)初始化奇偶校验比特，

数学公式4

[数学式4]

2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：

数学公式5

[数学式5]

3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、…359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。

数学公式6

[数学式6]

{x+(s mod 360)×Q_ldpc}mod(N_ldpc-K_ldpc)

这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：

数学公式7

[数学式7]

4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用表达式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、362、...719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。

5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。

在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：

6)以i＝1开始顺序地执行以下的操作。

数学公式8

[数学式8]

这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。

表30

[表30]

码率	Qldpc
		5/15	120
6/15	108
		7/15	96
8/15	84
		9/15	72
10/15	60
		11/15	48
12/15	36
		13/15	24

除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的LDPC编码过程。

表31

[表31]

码率	Qldpc
		5/15	30
6/15	27
		7/15	24
8/15	21
		9/15	18
10/15	15
		11/15	12
12/15	9
		13/15	6

图23图示根据本发明的实施例的比特交织。

LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。

(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。

FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者16200/ηmod。QCB交织模式是对调制类型和LDPC码率的每个组合唯一的。

在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目NQCB_IG。

表32

[表32]

调制类型	ηmod	NQCB_LG
			QAM-16	4	2
NUC-16	4	4
			NUQ-64	6	3
NUC-64	6	6
			NUQ-256	8	4
NUC-256	8	8
			NUQ-1024	10	5
NUC-1024	10	10

组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，并且对于NUQ，m等于2。

图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。

图24(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b)示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。

比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,...,cηmod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m,d1,1,m...d1,ηmod-1,m)和(d2,0,m,d2,1,m...,d2,ηmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。

对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l,c1,l...,c9,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m...d1,3,m)和(d2,0,m,d 2,1,m...d2,3,m)，如(b)所示。

图25图示根据本发明的实施例的时间交织。

(a)至(c)示出TI模式的示例。

时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。

在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：

DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。

DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则这个参数是每个TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。

DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI组XFECBLOCK的最大数。

DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。

DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。

另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。

当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK被分组为TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group(n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAX(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。

每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射到仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。

表33

[表33]

在每个DP中，TI存储器存储输入的XFECBLOCK(来自SSD/MIMO编码块的输出的XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被限定为：

这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：

此外，假设来自时间交织器的输出的XFECBLOCK被限定为：

这里hn，s，i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，...，N_{xBLOCK_TI}(n，s)×N_cells-1)。

典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。

TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数Nc等于数目NxBL0CK_TI(n，s)。

图26图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块交织器的基本操作。

图26(a)示出在时间交织器中的写入操作，并且图26(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a)中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定z_n，s，i(i＝0，...，N_tN_c)作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置，通过计算如下的表达式的行索引Rn，S，i、列索引Cn，S，i以及被关联的扭曲参数Tn，S，i执行以这样的校正阵列的读取过程。

数学公式9

[数学式9]

其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论N_{xBLOCK_TI}(n，s)如何，并且如以下表达式，通过在PLS2-STAT中给出的N_{xBLOCK_TI}(n，s)来确定。

数学公式10

[数学式10]

对于

结果，通过作为z_n，s，i＝N_rC_n，s，i+R_n，s，i的坐标计算要被读出的信元位置。

图27图示根据本发明的另一实施例的被扭曲的行-列块交织器的操作。

更加具体地，图27图示用于各个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当N_{xBLOCK_TI}(0，0)＝3、N_{xBLOCK_TI}(1，0)＝6、N_{xBLOCK_n}(2，0)＝5时的虚拟XFECBLOCK。

可变数目N_{xBLOCK_TI}(n，s)＝N_r将会小于或者等于N′_{xBLOCK_TI_MAX}。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论N_{xBLOCK_TI}(n，s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到TI存储器用于在被扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为N_r×N_c＝N_cells×N′_{xBLOCK_TI_MAX}的大小，并且如下面的表达式完成读取过程。

数学公式11

[数学式11]

TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’，以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、IJUMP＝1、以及PI＝1，在PLS2-STAT数据中用信号传送时间交织器的选项。每个TI组的其每一个具有Ncells＝30的XFECBLOCK的数目分别通过NxBLOCK_TI(0，0)＝3、NxBLOCK_TI(1，0)＝6、NxBLOCK_TI(2，0)＝5在PLS2-DYN数据中用信号传送。通过NxBLOCK_Groyp_MAx，在PLS-STAT数据中用信号传送XFECBLOCK的最大数目，这导致

图28图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。

更加具体地，图28示出来自于具有N′_{xBLOCK_TI_MAX}＝7并且Sshift＝(7-1)/2＝3的参数的各个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果V_i≥N_cellsN_{xBLOCK_TI}(n，s)，则Vi的值被跳过并且使用下一个计算的Vi的值。

图29图示根据本发明的实施例的用于各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

图29图示来自于具有N′_{xBLOCK_TI_MAX}＝7并且Sshift＝3的参数的各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。

图30图示根据本发明的实施例的广播系统的帧结构。

包括在上述帧结构模块中的信元映射器可布置传输根据SISO、MISO或MIMO处理的输入DP数据的信元、传输公共DP的信元和根据调度信息在信号帧中传输PLS数据的信元。然后，可连续地传输生成的信号帧。

根据本发明的实施例的广播信号传输装置和方法可以对同一RF信道中的广播传输/接收系统的不同信号进行复用并发射复用信号，并且根据本发明的实施例的广播信号接收装置和方法可以处理信号。因此，本发明可以提供灵活的广播传输/接收系统。

根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以连续地传输承载与广播服务有关的数据的多个超帧。

图30(a)图示根据本发明的实施例的超帧。可以用Tsuper_frame来表示超帧的持续时间。如图30(b)中所示，超帧可包括多个帧类型集和不兼容帧(NCF)。根据本发明的实施例的信号帧是在上述帧结构模块中生成的物理层中的TDM(时分复用)信号帧，并且NCF是在未来可以被用于新广播服务系统的帧。

根据本发明的实施例的超帧可以包括8个帧类型集。可以将帧类型集称为帧重复单元(FRU)。FRU是用于信号帧的TDM的基本复用单元。

图30(c)图示根据本发明的实施例的帧类型集的配置。每个帧类型集可包括多个帧。

根据本发明的实施例的信号帧可以传输不同的服务。根据本发明的实施例的每个信号帧传输UD(超高清晰度)服务、移动服务或HD(高清晰度)服务中的一个。信号帧根据传输的服务而具有不同的持续时间Tframe1、Tframe2以及Tframe3。如图30中所示，可将传输UD的信号帧称为具有250毫秒的持续时间的帧类型1。可将发射移动服务的信号帧称为具有125毫秒的持续时间的帧类型2。可将传输HD服务的信号帧称为具有250毫秒的持续时间的帧类型3。

在本发明中建议的信号帧的名称、由信号帧传输的服务类型和信号帧的持续时间是示例性的，并且可根据设计者而改变。

根据本发明的实施例的信号帧可以传输用于基础简档(profile)、手持简档和高级简档中的一个的数据。也就是说，可以基于信号帧传输对应于每个规范的数据。广播信号接收装置可根据接收到的信号帧来识别每个规范并获得适合于该规范的广播服务。一个帧类型集可包括对应于同一规范的多个信号帧。这可根据设计者而改变。

图30(d)图示每个信号帧的配置。每个信号帧可包括前导、边缘导频、信令字段和多个信号符号。此配置可根据设计者而改变。

前导位于信号帧的头部，并且可承载用于识别广播信号和每个信号帧的类型的基本传输参数、用于时域和频域的同步的信息、关于EAS(紧急报警系统)消息(或EAC消息)的信息等。根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以执行帧同步，因为广播信号接收装置可以检测到前导以获取帧起始点。

根据本发明的实施例的前导是基本传输参数，并且可包括通过信号帧传输的规范的类型、FFT大小、保护间隔长度、导频图案等。

因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过首先检测信号帧的前导识别相应广播系统和帧类型并选择性地接收对应于接收器类型的广播信号且将其解码。

也就是说，即使当通过一个RF接收到其中包括诸如UHD、移动和MISO/MIMSO服务的各种广播服务的帧被复用的广播信号时，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过将帧的前导解码来获得相应帧的信息。

边缘符号可位于每个信号帧的前导之后或者在每个信号帧的末端。边缘符号的名称、位置和数目可根据设计者而改变。可将边缘符号插入每个信号帧中以支持前导设计的自由和不同类型的信号帧的复用。边缘符号可包括比数据符号更大数目的导频以使得能够实现数据符号之间的仅频率内插和时间内插。因此，与数据符号导频图案相比，边缘符号的导频图案具有更高密度。

信令字段是用于传输上述PLS数据的字段，并且可包括附加系统信息(网络拓扑/配置、PAPR使用等)和帧类型UD/配置信息及提取和解码每个DP所需的信息。

数据符号被用于传输DP数据。上述信元映射器可以在数据符号中布置多个DP。

本发明提出了作为时域和频域中的前导结构的常规前导和鲁棒前导及用于通过前导来发送EAS相关信号的方法。

根据本发明的实施例的广播信号传输装置可根据要提供到信号帧中的服务的目标SNR而插入前导结构。稍后将描述的根据本发明的实施例的鲁棒前导即使在低SNR环境中也具有优良的检测性能，但是因为FFT大小和保护间隔增加，在接收器中可能产生不必要的开销。因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以向在高SNR环境中传输的信号帧中插入常规前导，并向在低SNR环境中传输的信号中插入鲁棒前导。

可以将上述三个规范定义为用于提供对应于不同接收环境的服务的广播信号传输/接收情形。因此，根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以根据通过信号帧传输的规范而插入常规前导或鲁棒前导。

将给出根据本发明的实施例的常规前导和鲁棒前导的生成过程、结构和信令信息的描述。

图31图示根据本发明的实施例的前导插入块。

图31示出上述前导插入块7500的另一实施例。如图31中所示，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。将给出每个块的操作的描述。

Reed Muller编码器17000可接收将通过前导传输的信令信息并执行输入信令信息的Reed Muller编码。当执行Reed Muller编码时，相比于使用正交序列的常规信令而言可以提升信令性能。

数据格式化器17010可接收Reed-Muller编码的信令信息的比特并执行格式化以便重复和布置输入比特。

DQPSK/DBPSK映射器17040可根据DBPSK或DQPSK来映射格式化的信令信息比特并输出映射的信令信息。

当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射格式化的信令信息比特时，可跳过循环延迟块17020的操作。交织器17030可接收格式化的信令信息比特，对格式化的信令信息比特进行频率交织并输出交织的数据。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。

当DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射格式化的信令信息比特时，数据格式化器17010可通过图31中所示的路径I向交织器17030输出格式化的信令信息。循环延迟块17020可对从数据格式化器17010输出的格式化的信令信息位进行循环延迟，并且然后通过图31中所示的路径Q将延迟的信令信息比特输出到交织器17030。当执行循环Q延迟时，频率选择性衰落信道中的性能得到改善。

交织器17030可对通过路径I和路径Q输入的信令信息和循环Q延迟信令信息执行频率交织，并输出交织信息。在这种情况下，交织器17030的操作可根据设计者被省略。

加扰器17050可接收从DQPSK/DBPSK映射器17040输出的映射信令信息并将该信令信息乘以加扰序列。

载波分配块17060可使用从载波分配表块17070输出的位置信息在预先确定的载波位置上布置由加扰器17050处理的信令信息。

IFFT块17080可将从载波分配块17060输出的载波变换成时域的OFDM信号。

加扰保护插入块17090可向OFDM信号中插入加扰保护间隔以生成前导。根据本发明的实施例的加扰保护插入块17090可通过将循环前缀形式的保护间隔与加扰序列相乘来生成加扰保护间隔。稍后将详细地描述加扰保护间隔。在本发明中，可以将加扰保护间隔称为加扰GI。

加扰保护插入块17090可根据是否插入了EAS消息来选择加扰序列。加扰保护插入块17090可使用指示在前导中是否存在EAS消息的EAS标志信息来确定是否要插入EAS消息。

复用块17100可对加扰保护插入块17090的输出和从参考图7所描述的保护序列插入块7400输出的信号c(t)进行复用以输出输出信号p(t)。输出信号p(t)可被输入到图7中所示的波形处理块7600。

根据本发明的实施例的前导插入块可以通过执行Reed Muller编码而相比于使用正交序列的常规信令提升信令性能并通过执行循环Q延迟来增强频率选择性衰落信道中的性能。

图32示出根据本发明的实施例的表示输入信息和输出信息之间的关系或DQPSK/DBPSK映射器17040的映射规则的数学表达式。

图32(a)示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DBPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。

图32(b)示出表示输入信息和输出信息之间的关系或根据本发明的实施例的DQPSK/DBPSK映射器17040根据DQPSK来映射输入信令信息时的映射规则的数学表达式。

如图32中所示，为了便于描述，可将DQPSK/DBPSK映射器17040的输入信息表示为si[n]和sq[n]，并且可将DQPSK/DBPSK映射器17040的输出信息表示为mi[n]和mq[n]。

图33图示根据本发明的实施例的前导结构。

图33(a)示出常规前导的结构，并且图33(b)示出鲁棒前导的结构。

在根据本发明的实施例的鲁棒前导的结构中，常规前导被重复。具体地，在根据本发明的实施例的鲁棒前导结构中，常规前导被重复两次。根据本发明的实施例的鲁棒前导被设计成在类似于移动接收的严苛信道条件下检测前导符号并将其解码。

图33(a)中所示的常规前导可由图31中所示的前导插入块生成。图33(b)中所示的鲁棒前导可由根据本发明的实施例的在图34或21中示出的前导插入块生成，稍后将对其进行描述。

根据本发明的实施例的常规前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。根据本发明的实施例的前导的加扰GI区可以是加扰循环后缀或加扰循环前缀。不同于加扰前缀，加扰循环后缀可位于OFDM符号之后，并且可通过与用来生成加扰循环前缀相同的过程来生成，稍后将对其进行描述。生成加扰循环后缀的过程可根据设计者被修改。

可通过将某些或所有OFDM符号加扰来生成图33中所示的加扰的GI区并用作保护间隔。根据本发明的实施例的常规前导的加扰GI和OFDM数据可具有相同的长度。在图33中，加扰的GI和OFDM数据具有N的长度，并且常规前导具有2N的长度。与根据本发明的实施例的前导的长度有关的N可指代FFT大小。

根据本发明的实施例的前导由3个信令字段，即S1、S2和S3构成。每个信令字段包含7个信令位，并且前导承载总共21个信令位。每个信令字段被用一阶Reed Mull(64，7)码编码。

根据本发明的实施例的信令字段可包括上述信令信息。稍后将详细地描述该信令字段。

根据本发明的实施例的广播信号接收装置即使当不能执行频率同步时也可以使用循环前缀形式的保护间隔通过保护间隔相关来检测前导。

另外，可以通过将OFDM符号用(或与)加扰序列(或序列)相乘来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。此外，可以通过对OFDM信号和加扰序列进行加扰来生成根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔。根据设计者，根据本发明的实施例的加扰序列可以是任何类型的信号。

根据本发明的实施例的以加扰循环前缀的形式生成保护间隔的方法具有以下优点。

首先，可以通过将前导与常规OFDM符号区别开来容易地检测到前导。如上所述，不同于常规OFDM符号，通过使用加扰序列的加扰来生成加扰循环前缀形式的保护间隔。在这种情况下，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为并未生成根据常规OFDM符号的相关峰值而仅生成了根据前导的相关峰值，所以可以容易地检测到前导，。

其次，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止危险延迟。例如，当存在具有与OFDM符号周期Tu相对应的延迟的多路径干扰时，由于当广播信号接收装置执行保护间隔相关时始终存在根据多个路径的相关值，所以可能使前导检测性能恶化。然而，如上所述，当根据本发明的实施例的广播信号接收装置执行保护间隔相关时，因为仅生成了根据加扰循环前缀的峰值，所以可以在不被根据多个路径的相关值的影响的情况下检测到前导。

最后，可以防止连续波(CW)干扰的影响。当接收信号包括CW干扰时，在由广播信号接收装置执行的保护间隔相关期间始终存在根据CW的DC分量，并且可使广播信号接收装置的信号检测性能和同步性能恶化。然而，当使用根据本发明的实施例的加扰循环前缀形式的保护间隔时，可以防止CW的影响，因为根据CW的DC分量被加扰序列平均掉。

(b)根据本发明的实施例的鲁棒前导具有重复的常规前导，如图19中所示。因此，鲁棒前导可包括加扰GI区和OFDM数据区。

鲁棒前导是常规前导的一种重复，并用不同的信令加扰器序列(SSS)来承载相同信令字段S1、S2和S3。

图33(b)中所示的鲁棒前导的前半部分与常规前导完全相同。鲁棒前导的后半部分是常规前导的简单变化，其中，产生与在频域中应用的序列SSS的差异。因此，鲁棒前导的后半部分包括与常规前导相同的信息，但是在频域中可具有不同的数据。另外，OFDM数据B具有与OFDM数据A相同的信令数据，但是在时域中可具有不同的输出波形。也就是说，虽然用于分别地生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分的Reed Muller编码器17000的输入是相同的，但IFFT块17080可输出不同的波形。

根据本发明的实施例的鲁棒前导的双倍长度提升时域中的检测性能，并且信令字段的重复提升用于前导信令数据的解码性能。在图33中示出鲁棒前导符号的生成过程。在以下描述中描述了详细的功能步骤。

将参考图24、25和26来详细地描述信令字段，并且将参考图20和21来详细地描述鲁棒前导生成过程。

根据本发明的实施例的鲁棒前导甚至在具有高SNR(信噪比)的环境中可以被常规接收装置检测到，因为鲁棒前导包括常规前导结构。在具有低SNR的环境中，可以使用重复结构来检测鲁棒前导。在图33(b)中，鲁棒前导具有4N的长度。

当根据本发明的实施例的广播信号接收装置接收到包括鲁棒前导的信号帧时，广播信号接收装置可以甚至在低SNR情况下稳定地检测到前导以将信令信息解码。

图20和21图示出根据本发明的实施例的用于生成鲁棒前导的两种方法。根据本发明的实施例的鲁棒前导结构提升广播接收装置的信号的检测性能。鲁棒前导可包括常规前导的结构。鲁棒前导可另外包括与常规前导相同的重复信令数据。在这种情况下，根据本发明的实施例的广播传输装置的信号可以不同地设计在时域中被包括在鲁棒前导中的波形的重复信令数据，而不是在时域中被包括在常规前导中的波形的信令数据。图34中所示的鲁棒前导插入块可通过在加扰器中将前导的信令信息乘以不同的加扰序列以输出多片加扰的信令信息并基于同一载波分配表将被乘以加扰序列的多片加扰信令信息分配给OFDM符号载波来生成鲁棒前导。

图35中所示的鲁棒前导插入块可通过将前导信令信息乘以同一加扰序列并基于不同的载波分配表将被乘以加扰序列的前导信令信息分配给OFDM符号载波来生成鲁棒前导。

现在将参考附图来描述详细实施例。

图34图示出根据本发明的实施例的前导插入块。

具体地，图34示出上述前导插入块7500的另一实施例。图34中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图34，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图31中所示的相应块的操作相同。将给出重点关注于鲁棒前导生成过程与常规前导生成过程之间的差异的描述。

如上所述，鲁棒前导由鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分构成，并且鲁棒前导的前半部分可以与常规前导相同。

鲁棒前导生成不同于仅通过如所述地在频域中应用序列SSS的常规前导生成。因此，Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010和DQPSK/DBPSK映射器块17040被与常规前导生成共享。

可通过与被用来生成常规前导相同的过程来生成鲁棒前导的前半部分。在图34中，可通过经由加扰器A块17050-1、载波分配块17060-1和IFFT模块对输入到Reed Muller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给活跃载波并将从载波分配块17060-1输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据A。

可通过经由加扰器B块17050-2、载波分配块17060-2和IFFT模块对输入到ReedMuller编码器17000的信令数据进行加扰、将加扰的数据分配给活跃载波并将从载波分配块17060-2输出的载波变换成时域的OFDM信号来生成鲁棒前导的前半部分的OFDM数据B。

根据本发明的实施例的载波分配块17060-1和17060-2可以基于同一分配表向载波分配鲁棒前导的前半部分的信令数据和鲁棒前导的后半部分的信令数据。

加扰保护插入模块可分别地将各自通过IFFT模块被处理的OFDM数据A和OFDM数据B加扰以生成加扰GI A和加扰GI B，从而生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。

图35图示根据本发明的实施例的前导插入块。

具体地，图35示出上述前导插入块7500的另一实施例。图34中所示的前导插入块可生成鲁棒前导。参考图35，根据本发明的实施例的前导插入块可包括Reed Muller编码器17000、数据格式化器17010、循环延迟块17020、交织器17030、DQPSK(差分正交相移键控)/DBPSK(差分二进制相移键控)映射器17040、加扰器17050、载波分配块17060、载波分配表块17070、IFFT块17080、加扰保护插入块17090和复用块17100。每个块可根据设计者而被修改，或者可不被包括在前导插入块中。各块的操作可与图31中所示的相应块的操作相同。

将给出重点关注鲁棒前导生成过程与图20的鲁棒前导生成过程之间的差异的描述。

通过Reed Muller编码器、数据格式化器、循环前缀、交织器、DQPSK/DBPSK映射器和加扰器模块来处理根据本发明的实施例的鲁棒前导的信令数据的程序可对应于通过各模块来处理常规前导的信令数据的上述程序。

被加扰器模块加扰的信令数据可被输入到载波分配A模块和载波分配B模块。输入到载波分配A模块和载波分配B模块的信令信息可被表示为p[n](n是大于0的整数)。在这里，可将p[n]表示为p[0]至p[N-1](N是被分配(或布置)所有信令信息的载波的数目)。载波分配A模块和载波分配B模块可基于不同载波分配表向载波分配(或布置)信令信息p[n]。

例如，载波分配A模块可以分别地向第一、第二和第N载波分配p[0]、p[1]和p[N-1]。载波分配B模块可以分别地向第一、第二、第三和第N载波分配p[N-1]、p[N-2]、p[N-3]和p[0]。

图20和21中所示的前导插入块可以使用不同的加扰序列或使用相同的加扰序列和不同的载波分配方案来生成鲁棒前导的前半部分和鲁棒前导的后半部分。根据本发明的实施例生成的鲁棒前导的前半部分和后半部分的信号波形可相互不同。因此，即使当在时域中重复地传输同一信令信息时，也不生成由于多径信道而引起的数据偏移。

图36是示出根据本发明的实施例的加扰序列的曲线图。

此曲线图示出类似于二进制线性调频脉冲序列的波形。二进制线性调频脉冲状序列是可以被用作本发明的加扰序列的信号的实施例。二进制线性调频脉冲状序列是被量化使得每个信号值的实部和虚部分别地仅具有‘1’和‘-1’的序列。图36中所示的二进制线性调频脉冲状序列由具有不同周期的多个方波构成，并且根据实施例，序列周期是1024。

二进制线性调频脉冲状序列具有以下优点。首先，二进制线性调频脉冲状序列不生成危险延迟，因为二进制线性调频脉冲状序列由具有不同周期的信号构成。其次，与常规广播系统相比，二进制线性调频脉冲状序列提供正确的符号定时信息，因为相关特性类似于保护间隔相关的那些特性，并且与诸如m序列之类的具有类似于Δ的相关的序列相比，其对多径信道上的噪声有抵抗力。第三，当使用二进制线性调频脉冲状序列来执行加扰时，与原始信号相比，较少地增加带宽。第四，二进制线性调频脉冲状序列是二进制序列，并且因此可以用来设计具有低复杂度的设备。

在示出二进制线性调频脉冲状序列的波形的曲线图中，实线表示对应于实部的波形且虚线表示虚部。二进制线性调频脉冲状序列的实部和虚部的波形对应于方波。

图37图示根据本发明的实施例的从二进制线性调频脉冲状序列修改的加扰序列的示例。

图37(a)示出通过在时域中相反地布置二进制线性调频脉冲状序列而获得的反向的二进制线性调频脉冲状序列。

图37(b)示出通过对二进制线性调频脉冲状序列进行复共轭而获得的共轭二进制线性调频脉冲状序列。也就是说，共轭二进制线性调频脉冲状序列的实部等于二进制线性调频脉冲状序列的实部且共轭二进制线性调频脉冲状序列的虚部就绝对值而言等于二进制线性调频脉冲状序列的虚部，并且就符号而言与二进制线性调频脉冲状序列的虚部相反。

图37(c)示出通过用半周期(即512)对二进制线性调频脉冲状序列进行循环移位而获得的循环移位二进制线性调频脉冲状序列。

图37(d)示出了半求反序列。半求反线性调频脉冲状序列的前半周期(即0至512)与二进制线性调频脉冲状序列的相等，并且半求反线性调频脉冲状序列的后半周期(即513至1024)的实部和虚部就绝对值而言与二进制线性调频脉冲状序列的相等，并且就符号而言与二进制线性调频脉冲状序列相反。

上述加扰序列的平均值是0。即使当在信号中产生连续波干扰且因此在广播信号接收装置的差分解码器的输出中存在复合(complex)DC时，也可以将具有0平均值的加扰序列乘以差分解码器的输出的复合DC以防止复合DC影响信号检测性能。

根据本发明的实施例的广播信号传输装置可以根据在前导中是否包括EAS消息而不同地使用在图22和23中所示的加扰序列。例如，当广播信号传输装置并未将EAS消息包括在前导中时，可以使用图36的加扰序列将前导的保护间隔加扰。当广播信号传输装置在前导中包括EAS消息时，可以使用图37的加扰序列中的一个将前导的保护间隔加扰。

图中所示的加扰序列是示例性的，并且可根据设计者来修改。

图38图示根据本发明的实施例的前导中的信令信息结构。

具体地，图38示出根据本发明的实施例的在频域中通过前导传输的信令信息的结构。

图24(a)和24(b)图示由数据格式化器17010根据由Reed Muller编码器17000执行的Reed Muller编码的码块的长度进行的数据的重复或布置。可将Reed Muller编码的码块称为Reed Muller FEC块。

数据格式化器17010可根据码块的长度来重复或布置从Reed Muller编码器17000输出的信令信息，使得该信令信息对应于活跃载波的数目。图24(a)和(b)示出其中活跃载波的数目是384的实施例。

因此，当Reed Muller编码器17000对64比特块执行Reed Muller编码时，如图38(a)中所示，数据格式化器17010可以将相同数据重复六次。在这种情况下，Reed Muller编码器17000可以使用一阶Reed Muller码，并且每个Reed Muller码的信令信息可以是7比特。

当Reed Muller编码器17000对256比特块执行Reed Muller编码时，如图38(b)中所示，数据格式化器17010可以重复256比特码块的前128比特或后128比特或者重复256比特码块的偶数的128比特或奇数的128比特以将数据布置为384比特。在这种情况下，ReedMuller编码器17000可以使用一阶Reed Muller码，并且每个Reed Muller码的信令信息可以是9比特。

如上所述，由数据格式化器17010格式化的信令信息可通过循环延迟块17020和交织器17030被处理或者不通过其被处理，通过DQPSK/DBPSK映射器17040被映射，被加扰器17050加扰，并且然后输入到载波分配块17060。

图38(c)图示根据本发明的实施例的用于通过载波分配块17060向活跃载波分配信令信息的方法。在图38(c)中，b(n)(n是等于或大于0的整数)表示被分配数据的载波。在一个实施例中，载波的数目是384。来自图38(c)中所示的载波之中的彩色载波表示活跃载波且非彩色载波表示空载波。图38(c)中所示的活跃载波的位置可根据设计者而改变。

图39图示出根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。

通过前导传输的信令数据可包括多个信令序列。每个信令序列可以是7比特。信令序列的数目和大小可根据设计者而改变。

图39(a)示出了根据本发明的实施例的当信令数据是14比特时的处理通过前导传输的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导传输的信令数据可包括可称为信令1和信令2的两个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1和S2相同的信令序列。

图39(b)示出了根据本发明的实施例的当信令数据是21比特时的处理通过前导发射的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导发射的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。

如图39中所示，根据本发明的实施例的交织块17030可连续交替地向活跃载波分配S1和S2。

载波的数目是384，并且在一个实施例中，可以用从0开始的连续数字来表示载波。因此，可以用b(0)来表示根据本发明的实施例的第一载波，如图39)中所示。图39中所示的非彩色活跃载波表示未被布置(或分配)S1、S2或S3的空载波。

将给出到信令字段和活跃载波的信令信息的分配的详细描述。

根据本发明的实施例的S1的比特序列和S2的比特序列是可分配给活跃载波、以便传输包括在前导中的独立信令信息(或信令字段)的信令序列。

具体地，S1可以承载3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。另外，可以将S1布置在S2之前和之后。S2是256比特序列，并且可以承载4比特信令信息。根据一个实施例，可用从0开始的连续数字来表示本发明的S1和S2的比特序列。因此，可以将S1的第一比特序列表示为S1(0)，并且可以将S2的第一比特序列表示为S2(0)。比特序列的表示可根据设计者而改变。

S1可承载用于识别上文参考图30所述的超帧中的每个信号帧的信息，例如指示SISO处理信号帧、MISO处理信号帧或FEF的信息。S2可承载关于当前信号帧的FFT大小的信息或指示在一个超帧中被复用的帧是否是相同类型的信息。通过S2承载的信息可根据设计者而改变。

信令1和信令2可分别地被上述Reed Muller编码器编码成64比特Reed Muller码。图39(a)示出Reed Muller编码信令序列块。

信令1和信令2的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复三次。图39(a)示出信令1的重复信令序列块和信令2的重复信令序列块。由于Reed Muller编码信令序列块是64比特，所以被重复三次的信令1和信令2中的每一个的信令序列块是192比特。

信令1和信令2的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并在其中被处理或者被DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。在图39(a)中，b(0)可表示第一载波，并且b(1)和b(2)可表示载波。在本发明的一个实施例中，可存在总共384个载波b(0)至b(383)。从附图所示的载波之中，彩色载波表示活跃载波且非彩色载波表示空载波。活跃载波表示被分配信令数据的载波，并且空载波表示未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1和信令2的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。活跃载波和空载波的位置可以根据设计者而改变。

(b)根据本发明的实施例的通过前导传输的信令信息可被通过S1的比特序列、S2的比特序列和S3的比特序列传输。

根据本发明的实施例的S1、S2和S3是可以被分配给活跃载波、以便传输包括在前导中的独立信令信息(或信令字段)的信令序列。

具体地，S1、S2和S3可以分别地承载3比特信令信息，并且可以用其中64比特序列被重复两次的结构来配置。因此，S1、S2和S3与图39(b)的实施例相比可以进一步承载2比特信令信息。

另外，S1和S2可承载参考图39所述的信令信息，并且S3可以承载关于保护间隔长度(或保护长度)的信令信息。通过S1、S2和S3承载的信令信息可根据设计者而改变。

信令1、信令2和信令3的数据由6个块构成，被交替地重新布置，连续地输入到循环延迟块17020和交织器17030并从而被处理或者被DBPSK/DQPSK映射器17040映射而不经历循环延迟块17020和交织器17030的处理，并且然后被上述载波分配块分配给384个载波。

可用从0开始的连续数字来表示S1、S2和S3的比特序列，亦即m S1(0)、...。参考图39(b)，根据本发明的一个实施例，载波的数目是384，并且可用从0开始的连续数字来表示，亦即b(0),…。载波的数目和表示方法可根据设计师而改变。

参考图40，S1、S2和S3可在频域中的确定位置上被连续交替地分配给活动载波。

具体地，可以将S1、S2和S3的比特序列连续地分配给来自活跃载波b(0)至b(383)之中的除空载波之外的活跃载波。

信令1、信令2和信令3中的每一个可以被上述Reed Muller编码器分别地编码成64比特Reed Muller码。图39(b)示出了Reed Muller编码信令序列块。

信令1、信令2和信令3的编码信令序列块可被上述数据格式化器重复两次。图39(b)示出了信令1的重复信令序列块、信令2的重复信令序列块和信令3的重复信令序列块。由于每个Reed Muller编码信令块是64比特，被重复两次的信令1、信令2和信令3中的每一个的信令序列块是128比特。

由六个块构成的信令1、信令2和信令3可被上述载波分配块分配给384个载波。在图39(b)中，b(0)可以是第一载波，并且b(1)和b(2)可以是其它载波。在一个实施例中，可存在384个载波b(0)至b(383)。来自图中所示的载波之中的彩色载波表示活跃载波且非彩色载波表示空载波。活跃载波可以是被分配信令数据的载波，并且空载波可以是未被分配信令数据的载波。如上所述，信令1、信令2和信令3的数据可被交替地分配给载波。例如，可以将信令1的数据分配给b(0)，可以将信令2的数据分配给b(1)，可以将信令1的数据分配给b(3)，以及可以将信令1的数据分配给b(7)。图3中所示的活跃载波和空载波的位置可根据设计者而改变。

图40图示出根据本发明的实施例的处理通过前导传输的信令数据的过程。

在图40(c)中示出当信令数据是24比特时处理通过前导传输的信令数据的过程。在这种情况下，通过前导传输的信令数据可包括可称为信令1、信令2和信令3的三个信令序列。信令1和信令2可以是与上述信令序列S1、S2和S3相同的信令序列。处理该信令数据的过程与参考图39(b)所述的过程相同。

如上文参考图25和26所述，可以通过控制FEC编码信令数据块的长度来折中信令数据容量和信令数据保护等级。也就是说，虽然信令数据容量随着信令数据块长度的增加而增加，但数据格式化器的重复次数减小且信令数据保护等级被降低。因此，可以选择各种信令容量。

此外，根据本发明的实施例的交织器17030可以使每个信令字段的数据均匀地在频域中交织。因此，可以使前导的频率分集特性最大化，并且可以提高对抗频率选择性衰落的鲁棒性。

图41图示出根据本发明的实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。

根据本发明的实施例的前导插入模块可将信令信息(在图41中表示为信令1、信令2和信令3的S1、S2和S3)重复两次。然后，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和S3的重复比特。可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器可重复并布置信令信息，如上所述。随后，前导插入模块可对连续比特(在图中用曲线箭头来表示)进行差分编码。如上所述，可替换地，根据本发明的实施例的数据格式化器或DQPSK/DBPSK映射器可对连续比特进行差分编码。前导插入模块可对差分编码信令比特加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的比特分配给相应载波。可替换地，根据本发明的实施例的载波分配模块可对差分编码信令比特加扰，并连续交替地将S1、S2和S3的比特分配给相应载波。

图42图示根据本发明的另一实施例的可以由前导插入模块执行的差分编码操作。

图42中所示的根据本实施例的前导插入模块的操作可对应于图42中所示的前导插入模块的操作。另外，可包括在图41中所示的根据本实施例的前导插入模块中的数据格式化器、DQPSK/DBPSK映射器和载波分配模块可对应于可被包括在图42中所示的前导插入模块中的模块的操作。

然而，操作的顺序可以改变。具体地，根据本实施例的前导插入模块可在差分编码之后重复信令信息，其不同于图41中所示的前导插入模块的操作。也就是说，前导插入模块可连续交替地布置S1、S2和S3的非重复比特。然后，前导插入模块可以执行所布置连续比特的差分编码(在图中用曲线箭头指示)。然后，前导插入模块可重复差分编码信令比特并连续交替地将重复比特分配给相应载波。

稍后将描述的前导检测器的信令解码器的操作可取决于参考图27和28所述的前导插入模块的差分编码和数据重复的顺序。稍后将给出信令解码器的详细操作。

图43是根据本发明的实施例的包括在前导检测器中的相关检测器的框图。

具体地，图43示出根据一个实施例的上述前导检测器9300的配置，亦即用于检测上述鲁棒前导的前导相关检测器的配置。

根据本发明的实施例的前导相关检测器可包括常规前导相关检测器(在图43中表示为常规前导检测器)和鲁棒前导相关检测器(在图43中表示为鲁棒前导检测器)。

根据本发明的实施例的鲁棒前导可具有其中交替地布置加扰保护间隔和数据区的结构。常规前导相关检测器可获得鲁棒前导的前半部分的相关。鲁棒前导相关检测器可获得鲁棒前导的后半部分的相关。

将给出当由常规前导相关检测器接收到的前导包括与EAS消息有关的信息且广播信号传输装置使用图36的二进制线性调频脉冲状序列和图37(d)的半求反序列来通过前导用信号发送与EAS消息有关的信息时的常规前导相关检测器的操作的描述。

常规前导相关检测器可将通过将接收信号(i)r(t)和(ii)r(t)延迟FFT大小N并对延迟信号相互取共轭获得的信号(i)和(ii)相乘。

常规前导相关检测器可通过对r(t)取共轭并将共轭r(t)延迟FFT大小N来生成信号(ii)。在图43中，块conj和块ND(N延迟)可以生成信号(ii)。

复N/2相关器可输出通过将(i)乘以(ii)获得的信号与加扰序列之间的相关。如上所述，半求反序列的前半周期N/2等于二进制线性调频脉冲状序列的前半周期N/2，并且半求反序列的后半周期的符号与二进制线性调频脉冲状序列的后半周期N/2的符号相反。因此，两个复N/2相关器的输出的和可以是相对于二进制线性调频脉冲状序列的相关，并且两个复N/2相关器的输出之间的差可以是相对于半求反序列的相关。

鲁棒前导相关检测器可基于由常规前导检测器检测到的两个序列相关而检测相关。鲁棒前导相关检测器可通过将(i)由常规前导检测器检测到的相关与(ii)通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟2N而获得的相关求和来检测二进制线性调频脉冲状序列的相关。

鲁棒前导相关检测器可以通过将由常规前导检测器检测到的序列延迟对应于OFDM数据和加扰GI的长度来检测相关，因为鲁棒前导具有其中OFDM数据和加扰GI被重复两次的结构。

常规前导相关检测器和鲁棒前导相关检测器的复幅度块可输出通过相关器检测到的相关的复幅度值。峰值检测器块可检测输入相关的复幅度值的峰值。峰值检测器块可从检测到的峰值检测前导位置，并执行OFDM符号定时同步和分数频率偏移同步以输出帧起始信息。另外，峰值检测器块可输出关于前导类型的信息，亦即常规前导或鲁棒前导以及关于前导是否包括EAS消息的信息(EAS标志)。

图44图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图44示出上述前导检测器9300的实施例，其可以执行图31中所示的前导插入块的操作的反向操作。

根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

将给出组成信令解码器的模块及其操作的描述。

信令解码器可包括解扰器30000、平均块30010、差分解码器30020、去交织器30030、循环延迟块30040、I/Q组合器30050、数据去格式化器30060和Reed Muller解码器30070。

解扰器30010可将接收信令数据解扰。

当广播信号传输装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，如参考图41所述，可以省略平均块30010。差分解码器30020可接收已解扰信号并对已解扰信号执行DBPSK或DQPSK解映射。

可替换地，当广播信号传输装置对信令信息进行差分编码且然后重复差分编码信令信息时，如参考图42所述，平均块30010可对已解扰信令数据的相应符号求平均，并且然后差分解码器30020可对平均信号执行DBPSK或DQPSK解映射。平均块可基于信令信息的重复次数来计算数据平均值。

将给出差分解码器30020的详细操作的描述。

当发射器接收到DQPSK映射信号时，差分解码器30020可对差分已解码信号执行π/4的相位旋转。因此，可以将差分解码信号分段成同相和正交分量。

当发射器已执行交织时，去交织器30030可将从差分解码器30020输出的信号去交织。

当发射器已执行循环延迟时，循环延迟块30040可执行在发射器中执行的循环延迟操作的反向操作。

I/Q组合器30060可将去交织信号或延迟信号的I和Q分量组合。

当从发射器接收的信号已被DBPSK映射时，I/Q组合器30050可仅输出去交织信号的I分量。

然后，数据去格式化器30060可将每个信号字段的从I/O组合器30060输出的信号比特组合而输出信令信息。当广播信号发射装置重复信令信息且然后对重复信令信息进行差分编码时，数据去格式化器30060可以对信令信息比特求平均。

随后，Reed Muller解码器30070可将从数据去格式化器30060输出的信令信息解码。

因此，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以通过上述过程获得使用前导传输的信令信息。

图45图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图45示出上述前导检测器9300的实施例，其可以执行图34中所示的前导插入块的操作的反向操作，即，检测鲁棒前导。

根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器，如上所述。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。

信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/Q组合器、数据去格式化器和Reed Muller解码器。

解扰器A和解扰器B的操作可对应于上述解扰器30000的操作。

其它模块的操作可对应于图44中所示的模块的操作。

根据本发明的实施例的解扰器A和解扰器B可通过将OFDM数据A和OFDM数据B乘以加扰序列来将OFDM数据A和OFDM数据B解扰。然后，信令解码器可将从解扰器A和解扰器B输出的解扰数据求和。信令解码器的后续操作可与图30中所示的信令解码器的相应操作相同。

图46图示根据本发明的实施例的前导检测器的信令解码器。

具体地，图46示出上述前导检测器9300的实施例，其能够执行图35中所示的前导插入块的操作的反向操作，即，检测鲁棒前导。根据本发明的实施例的前导检测器可包括相关检测器、FFT块、ICFO估计器、载波分配表块、数据提取器和信令解码器。每个块可根据设计者而被修改，或者可不包括在前导检测器中。

现在将描述组成信令解码器的模块及其操作。

信令解码器可包括解扰器A、解扰器B、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块、I/O组合器、数据去格式化器和Reed Muller解码器。

数据去格式化器A和数据去格式化器B的操作可对应于上述数据去格式化器30060的操作。解扰器、平均块、差分解码器、去交织器、循环延迟块和I/Q组合器的操作可对应于图44中所示的模块的操作。

具体地，数据去格式化器A和数据去格式化器B可将与每个信令字段的来自从I/Q组合器输出的信号的比特之中的OFDM数据A或OFDM数据B相对应的信令信息组合而输出信令信息。然后，将从数据去格式化器A和数据去格式化器B输出的每个OFDM数据和每个信令字段组合的信令信息组合并输入到Reed Muller解码器模块。Reed Muller解码器模块可将输入信令信息解码。

图47示出根据本发明的另一实施例的OFDM生成块。

本发明可以涉及用于快速扫描的前导信令。本发明提出在前导中携带FRU_CONFIGURE字段。可以通过FRU_CONFIGURE实现快速信道扫描。本发明可以解决传统使用的混合标志的缺点，对于任何信号配置能够快速扫描。

根据另一实施例的OFDM生成块的操作可以与在前述实施例中描述的OFDM生成块的操作相似。在本实施例中，OFDM生成块可以接收从上述帧结构模块输出的信号帧，并且根据输出信令帧的天线的数目解调和发送接收到的信号帧。

根据另一实施例，OFDM生成块可以具有m个路径。与各自的路径一起携带的数据可以通过m个天线被发送。

根据另一实施例，OFDM生成块可以包括参考信号输入&PAPR减少块、逆波形变换块、PAPR时间减少块、保护序列插入块、前导插入块、波形处理块、其它系统插入块和/或数字模拟转换(DAC)块。

参考信号插入&PAPR减少块可以在各个信号块的预先确定的位置中插入参考信号。另外，此块可以采用PAPR减少方案以减少时域中的PAPR值。在OFDM系统的情况下，参考信号插入&PAPR减少块可以保留一些活跃的子载波而不是使用它们。在其它的实施例中PAPR减少操作可以被省略。

逆波形变换块可以变换输入信号并且输出被变换的信号。在这样的情况下，考虑到传输信道的特性可以执行变换。可以通过此过程提高传输效率。在OFDM系统的情况下，逆波形变换块可以进行逆快速傅里叶变换(IFFT)。在这样的情况下，频域中的信号可以变成时域中的信号。在实施例的情况下，特别地，单载波系统、逆波形变换块可以被省略。

时间块中的PAPR减少可以执行与PAPR减少块相同的操作。即，PAPR减少块可以减少时域中的输入信号的PAPR。在OFDM系统的情况下，PAPR减少过程可以是消减信号的峰值的过程。

为了最小化发送信道的延迟扩展的影响，保护序列插入块可以在信号块之间设置保护间隔。当必要时，可以在信号块之间插入特定的序列。因此，接收器可以容易地执行同步或者信道估计。在OFDM系统的情况下，保护序列插入块可以在OFDM符号的保护间隔中插入循环前缀。

前导插入块可以执行与上述的前导插入块的操作相似的操作。即，前导插入块可以在各个信号中插入前导以实现信号的快速检测。在本实施例中，前导插入块可以执行用于快速扫描的前导信令。

波形处理块可以根据信道的传输特性执行波形处理。例如，波形处理块可以执行平方根升余弦(SRRC)滤波以便于获得发送信号的带外发射参考。在多载波系统的情况下，波形处理块可以被省略。

其它系统插入块可以是与上述其它系统插入块相同。即，其它系统插入块可以是时域中的多个广播传输/接收系统的多个信号。

DAC块可以与先前描述的DAC块相同。即，DAC块可以将输入数字信号转换成模拟信号并且输出模拟信号。

取决于设计者的意图上述块可以被省略或者具有相同或者相似的功能的其它块替换。

可以通过前导插入块执行与上述的用于快速扫描的前导信令有关的操作。这仅是说明性的，并且取决于设计者的意图，可以通过其它的块执行本发明，或者可以通过多个块执行。

图48示出根据本发明的一个实施例的同步&解调模块。

可以通过接收器利用在本发明中提出的用于快速扫描的前导信令以实现信道的快速扫描。为此，接收器可以根据实施例检测前导并且利用被解析的信息。

根据本实施例的同步&解调模块可以是与先前的实施例的OFDM生成块相对应的接收模块。根据本实施例的同步&解调模块可以接收信号并且解调该信号。即，根据本实施例的同步&解调模块可以执行先前的实施例的OFDM生成块的相反的操作。

根据本实施例的同步&解调模块可以包括调谐器块、ADC块、前导检测器块、保护序列检测器块、波形变换块、时间/频率同步(sync)块、参考信号检测器块、信道均衡器块、以及/或者逆波形变换块。

调谐器块可以执行典型的调谐器的操作。即，调谐器块可以将从天线接收到的信号递送给系统。模拟数字转换(ADC)块可以将输入模拟信号变换成数字信号。

前导检测器块可以对应于上述前导插入块。前导检测器块可以通过检测前导获得前导信令信息。为了实现在本发明中提出的快速扫描，可以通过前导检测器块检测用信号发送的前导。

保护序列检测器块可以检测通过发送机插入的保护序列。通过保护序列检测器块获得的信息可以被用于信道均衡器块中的信道均衡。波形变换块可以用于变换输入信号。此块可以对应于发射器的波形处理块并且相反地执行波形处理块的操作。时间/频率同步块可以在时域和频域中执行接收到的信号的同步。

参考信号检测器可以检测通过发射器插入的参考信号。参考信号检测器块可以检测用于频域的参考信号。如上所述，当执行传输时，可以在各个信号中插入参考信号。可以由设计者指定其中插入参考信号的数据符号。接收器可以通过估计发送信道和同步偏移检测参考信号并且补偿信号的失真。信号均衡器块可以用于同步通过发送信道递送的信号。逆波形变换块可以对应于发射器的逆波形变换块，并且相反地执行过程。

与如上所述的用于快速扫描的前导信令有关的操作可以关联于在附图中涂上阴影的前导检测块。根据本发明，可以通过前导检测器块检测用信号发送的前导。检测到的前导的信令信息可以被用于执行信道的快速扫描。

图49图示根据传统技术的信号帧及其前导结构。

根据传统技术的信号帧可以包括P1符号、L1-前、L1后、以及有效载荷。与前导相对应的P1符号可以包括S1、S2字段1、以及S2字段2。L1-前可以获得用于解码L1后的信息。L1后可以包括用于解码有效载荷的PLP的信息。通过L1后可以找到包含所期待的数据的PLP。有效载荷区域可以包含要被发送的实际数据。

接收器可以检测前导，从而识别信号帧的类型。在此，不仅用信号发送信号帧的类型，而且可以用信号发送用于当前传输的其它信号帧的类型。换言之，也可以通过用于当前当前传输的前导用信号发送其它信号帧的前导的类型。

7比特前导的最后比特可以被分配给S2字段。S2字段2可以用作混合标志。S2字段2可以指示是否所有的前导具有与当前前导类型相同的类型或者在当前传输中发送其它类型的前导。

如果S2字段2被设置为0，则当前传输中的所有前导可以是与相对应的信号帧的前导的类型相同的类型。如果S2字段被设置为1，经历当前传输的前导中的至少一个可以是不同于相对应的信号帧的前导的类型的类型。

在传统的情况下，用信号发送这样的混合标志以协助接收器执行信道的快速扫描。

图50图示传统的信道扫描过程。

在描述传统的信道扫描过程中，假定解码T2-lite帧的接收器扫描信道。T2-lite帧可以被混合并且与T2帧一起被发送。

在此，T2帧是基于T2技术的信号帧。T2可以表示根据第二代陆地数字视频广播(DVB)标准的技术。T2-lite是基于T2-lite技术的信号帧。T2-lite，是T2的子集，可以表示用于T2的移动接收的被改进的技术。

接收器可以从信道1到信道n顺序地扫描系统。接收器可以通过信道扫描找到接收器可以接收的信号帧。

信道1是由T2帧组成。因为此信道是由相同的帧组成，所以第一T2帧的混合标志被设置为0。因此，接收器可以仅解码第一T2帧，从而识别没有信道具有所期待的T2-lite帧。因此，接收器可以开始扫描信道2。

信道2可以具有T2帧和T2-lite帧的混合。因此，组成信道2的帧的前导的混合标志可以都被设置为1。当接收器解析第一T2帧的前导时，其可以识别在信道中存在T2-lite帧，因为其混合标志被设置为1。因此，接收器可以识别该系统不是从其能够接收信息的系统，而继续解码下一个帧。当接收器检查T2-lite帧时，其可以开始扫描下一个信道。

信道n仅由T2-lite帧组成。因此，当其解析T2-lite帧时接收器可以识别该信道是可接收的信道。在这样的情况下，信道n中的前导的所有的混合标志可以被设置为0。

当使用如上面的混合标志时，接收器可以停止其中存在其它系统的信道的扫描，并且继续扫描下一个信道。

图51图示传统的信道扫描过程的问题。

当前述的T2-lite帧接收器扫描诸如信道3的信道时问题可能发生。信道3是其中T2帧和NGH帧一起存在的信道。

在此，NGH帧可以是基于NGH技术的信号帧。NGH可以代表DVB的下一代手持式、广播标准。

因为T2帧和NGH帧被一起发送，所以信道3的帧的前导可以具有被设置为1的混合标志。

在这样的情况下，T2-lite帧可以初始地解码T2帧的前导。虽然T2帧不是与T2-lite接收器相同的系统，假定可以存在T2-lite帧，接收器可以继续解码下一个帧，因为T2帧的混合标志被设置为1。

第三帧是表示其他系统的NGH帧，因为NGH帧的混合标志被设置为1所以可以继续解码。

在使用如上面的混合标志的传统情况下，根据信道的构造，接收器可以无限制地扫描系统。这可以导致扫描时间的增加。为此，扫描可能需要被设置为仅执行某个时间，或者解码可能需要被设置为执行与超帧的长度一样长。

图52图示根据本发明的一个实施例的信号帧及其前导结构。

根据本实施例，信号帧可以包括前导、PLS1、PLS2以及/或者有效载荷。PLS1、PLS2、以及有效载荷与上面描述的那些相同。

本发明提出前导信令以解决如上所述的传统技术的问题。

根据本发明的一个实施例，前导可以包括FRU_CONFIGURE字段。FRU_CONFIGURE可以具有3比特的值。通过FRU_CONFIGURE，快速信道扫描是可能的，并且在上面描述的问题可以被解决。

除了FRU_CONFIGURE之外，前导还可以包括FFT_SIZE、GI_FRACTION、EAC_FLAG、PILOT_MODE、以及PAPR_FLAG的字段。各个字段可以表示FFT大小信息、保护间隔有关的信息或者紧急有关的标志信息。在上面已经描述了这些字段。

如先前所描述的，可以通过FRU_CONFIGURE识别信道中存在的帧的配置。在此，通过FRU_CONFIGURE能够指示的范围可以是整个信道或者超帧。如上面所描述的，如果通过帧重复单元(FRU)的重复来构造超帧，则具有相同的配置的FRU可以在超帧中被重复，并且因此FRU的帧构造也可以通过FRU_CONFIGURE被识别。

如上所述，PHY_PROFILE通知具有前导的帧的类型。即，如果PHY_PROFILE被设置为000，则帧可以是根据基本简档的帧。如果PHY_PROFILE被设置为010，则帧可以是根据高级简档的帧。如果PHY_PROFILE被设置为111，则帧可以是未来扩展帧(FEF)，即，用于在未来要使用的其它系统的帧。

根据实施例，FRU_CONFIGURE字段可以具有3个比特。各个比特可以指示根据特定简档的帧是否在超帧中存在。

为了以少量的比特表示超帧的所有配置，FRU_CONFIGURE字段指示是否根据特定简档的帧在与当前帧的类型有关的超帧中存在。即，可以通过FRU_CONFIGURE和PHY_PROFILE的组合区分超帧的配置。

如果FRU_CONFIGURE被设置为000，则信道或者超帧可以是由没有与其它类型的帧混合的一种类型的帧组成。即，如果当前帧的简档是基本简档(PHY_PROFILE＝000)，并且FRU_CONFIGURE的值是000，则仅根据基本简档的帧可以在超帧中存在。

在当前帧的简档是基本简档(PHY_PROFILE＝000)的情况下，如果FRU_CONFIGURE的第一比特被设置为1，则根据手持式简档的帧可以在超帧中存在。如果FRU_CONFIGURE的第二比特是1，则根据高级简档的帧可以在超帧中存在。如果FRU_CONFIGURE的第三比特是1，则FEG可以在超帧中存在。

如果当前帧的简档不是基本简档，则FRU_CONFIGURE的各个比特的意义可以改变。例如，在当前帧的简档是手持式简档(PHY_PROFILE＝001)的情况下，如果FRU_CONFIGURE的第一比特是1，则根据基本简档的帧可以在超帧中存在。如果FRU_CONFIGURE的第二比特是1，则根据高级简档的帧可以在超帧中存在。如果FRU_CONFIGURE的第三比特是1，则FEF可以在超帧中存在。

例如，如果当前帧的简档是高级简档(PHY_PROFILE＝010)，并且FRU_CONFIGURE的值是011，则根据基本简档的帧在超帧中不存在，然而根据手持式简档的帧和FEF在超帧中存在。

以这样的方式，可以表示超帧能够具有的所有可能的配置。通过本发明，可以通过与“当前帧指示字段”：(PHY_PROFILE)的组合利用少量的比特表示大量的超帧。即，本发明实现利用有限数目的比特的对于前导的充分的信令，并且提供允许接收器实现快速信道扫描的最小信息。

为了描述的简单起见，接收器被假定为是能够接收手持式简档的帧的接收器。此接收器以信道1开始顺序地扫描信道。

在信道1的情况下，在信道中仅存在基本简档的帧和FET。接收器解析帧的前导。接收器可以通过PHY_PROFILE识别当前帧是基本简档的帧。另外，接收器可以通过FRU_CONFIGURE识别在此信道中存在FEF，但是在此信道中不存在手持式和高级简档的帧。因此，接收器可以停止解码并且开始扫描下一个信道。

在信道2的情况下，在信道中存在基本简档和手持式简档的帧和FEF。通过PHY_PROFILE，接收器可以识别当前帧是基本简档的帧。另外，接收器可以通过FRU_CONFIGURE识别手持式简档的帧和FEF在此信道上存在，但是在此信道中不存在高级简档的帧。因此，接收器可以继续解码。

在信道3的情况下，在信道中存在基本简档和高级简档的帧和FEF。信道3是具有传统技术的问题的信道。接收器可以通过PHY_PROFILE识别当前帧是基本简档的帧。另外，接收器可以通过FRU_CONFIGURE识别在此信道中不存在手持式信道的帧。因此，在没有继续解码的情况下接收器可以进行到扫描下一个信道。

通过如上面的前导信令，可以实现有效的信令并且可以减少对于执行信道扫描所耗费的时间。

图55图示根据本发明的一个实施例的前导信令。

本实施例的前导可以发送如上所述的21比特信息。前导可以包括S1、S2以及S3的三个信令字段。各个信令字段可以具有7个比特的大小。

S1字段可以包括3比特PHY_PROFILE字段(m10、m11、m12)、3-比特FRU_CONFIGURE字段(m13、m14、m15)、以及1-比特EAC_FLAG(m16)字段。

S2字段可以包括2-比特FFT_SIZE字段(m20、m21)、3比特GI_FRACTION字段(m22、m23、m24)、1比特PILOT_MODE字段(m25)、以及1比特PAPR_FLAG字段(m26)。

S3字段可以被保留。

此配置仅是说明性的，并且数据可以以完全不同的方式被映射到前导的各自的比特。

各个信令字段可以被编码成Reed-Muller码字(i＝1、2、3)。下面给出的等式描述编码过程。

数学式12

[数学式12]

C_i＝m_i×G＝{m_i0，m_i1，m_i2，m_i3，m_i4，m_i5，m_i6}×G＝{C_i，0，C_i，1，...，C_i，63}

各个信令字段可以被乘以生成器矩阵G，从而被编码成64比特Reed-Muller码字。

图56图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法。

该方法包括：解复用输入流；编码各个PLP(物理层管道)的数据；构建多个信号帧；以及/或者通过OFDM方案调制数据&发送广播信号。

在解复用输入流的步骤中，上述输入格式化模块可以处理输入流。输入格式化模块能够将输入流处理成PLP的BB(基带)帧。输入格式化模块能够将输入流解复用成PLP。

在编码PLP的数据的步骤中，上述编译&调制模块可以编码各个PLP的数据。PLP也能够被称为DP。此步骤可以包括LDPC(低密度奇偶校验)编码和/或比特交织。基于码率能够编码各个数据路径中的数据。能够根据物理层简档中的一个编码各个PLP。物理层简档可以对应于上述的基本简档、手持式简档、以及/或者高级简档。各个物理层简档可以是基于接收条件的配置。各个物理层简档能够包括PLP的LDPC编码和/或比特交织数据。通过LDPC码的编码可以对应于通过LDPC编码器的LDPC编码。LDPC编码器可以在具有LDPC码的DLP中编码BB帧。比特交织可以对应于通过比特交织器的比特交织。

在构建多个信号帧的步骤中，上述帧结构模块能够通过映射各个PLP的被编码的数据来构建信号帧。超帧能够包括至少两个被构建的信号帧。超帧可以对应于上述超帧。

在通过OFDM方法调制数据&发送广播信号的步骤中，上述波形生成块能够以OFDM方案调制数据，并且发送广播信号。

在本实施例中，信号帧的前导能够包括指示当前信号帧的类型的第一信号字段。第一信号字段可以对应于上述的PHY_PROFILE字段。

在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，前导能够进一步包括指示在当前帧中是否存在用于固定的接收而编码的数据的第二信号字段。第二信号字段可以对应于FRU_CONFIGURE字段。用于固定的接收而编码的数据可以对应于根据基本简档编码的数据。即，第二信号字段能够指示是否在超帧中包括基本简档的信号帧。

在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，前导能够进一步包括指示在超帧中的信号帧的物理层简档的配置的第二信号字段，该第二信号字段可以对应于FRU_CONFIGURE字段。如上所述，FRU_CONFIGURE字段能够指示在当前超帧中存在FRU的PHY简档类型配置。

在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，结合第一信号字段的值，第二信号字段的值指示在超帧中是否存在某个物理层简档的信号帧。第二信号字段可以对应于FRU_CONFIGURE字段。并且第一信号字段可以对应于PHY_PROFILE字段。基于PHY_PROFILE字段的值，FRU_CONFIGURE字段的各个比特能够意指不同事情。即，结合PHY_PROFILE字段的值，FRU_CONFIGURE字段可以指示某个PHY简档的信号帧的存在。

在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，物理层简档包括第一物理层简档、第二物理层简档、以及第三物理层简档。当第一信号字段指示当前信号帧是第一物理层简档的信号帧时，第二信号字段的第一比特指示是否在超帧中存在第二物理层简档的信号帧，第二信号字段的第二比特指示是否在超帧中存在第三物理层简档的信号帧，并且第二信号字段的第三比特指示是否在超帧中存在FEF(未来扩展帧)。在此，第一物理层简档可以对应于基本简档。第二物理层简档可以对应于手持式简档。第三物理层简档可以对应于高级简档。此可以对应于上述表8的第二列。

在根据本发明的另一实施例的发送广播信号的方法中，物理层简档中的一个进一步包括数个过程。该过程是将PLP的比特交织的数据映射到星座；MIMO(多输入多输出)编码被映射的数据；以及/或者时间交织MIMO编码的数据。在此，物理层简档中的一个可以对应于上述的高级简档。高级简档能够包括MIMO编码过程。能够通过MIMO方案编码根据高级简档编码的PLP。

映射过程可以对应于通过星座映射器进行的星座映射。MIMO编码能够指的是通过上述MIMO编码器执行的MIM编码。时间交织能够对应于通过时间交织器的时间交织。

根据设计上述步骤能够被省略或者被过执行相似或者相同的功能的步骤替换。

图57图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法。

该方法包括：接收广播信号&通过OFDM方案解码数据；解析多个信号帧；解码各个PLP的数据；以及/或者将被解码的多个PLP复用成输出流。

在接收广播信号&通过OFDM方案解调数据的步骤中，上述同步&解调模块接收广播信号，并且通过OFDM方案解码数据。

在解析多个信号帧的步骤中，上述帧解析模块通过解映射多个PLP的数据解析信号帧。超帧能够包括至少两个构建的信号帧。超帧可以对应于上述超帧。

在解码PLP的数据的步骤中，上述解映射&解码模块解码PLP数据。解码PLP数据的步骤能够包括解交织和/或LDPC解码。根据物理层简档中的一个能够解码各个PLP。物理层简档可以对应于上述的基本简档、手持式简档、以及/或者高级简档。各个物理层简档可以是基于接收条件的配置。各个物理层简档能够包括PLP的比特解交织和/或LDPC解码数据。在比特交织的步骤中，在上面描述的比特解交织器能够进行比特解交织。在LDPC解码中，上述的LDPC解码器(或者FEC解码器)能够根据LDPC码解码PLP数据，以输出BB帧。

在复用被解码的多个PLP的步骤中，上述的输出处理器可以对PLP的BB帧进行输出处理。输出处理器可以输出输出流。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，前导能够进一步包括指示是否在当前超帧中存在用于固定的接收而编码的数据的第二信号字段。第二信号字段可以对应于根据基本简档编码的数据。即，第二信号字段能够指示是否基本简档的信号帧被包括在超帧中。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，前导能够进一步包括指示超帧中的信号帧的物理层简档的配置的第二信号字段，第二信号字段可以对应于FRU_CONFIGURE字段。如上所述，FRU_CONFIGURE字段能够指示在当前超帧中存在FRU的PHY简档类型配置。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，结合第一信号字段的值，第二信号字段的值指示是否在超帧中存在确定的物理层简档的信号帧。第二信号字段可以对应于FRU_CONFIGURE字段。并且第一信号字段可以对应于PHY_PROFILE字段。基于PHY_PROFILE字段的值，FRU_CONFIGURE字段的各个比特能够意指不同事情。即，结合PHY_PROFILE字段的值，FRU_CONFIGURE字段可以指示确定的PHY简档的信号帧的存在。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，物理层简档包括第一物理层简档、第二物理层简档、以及第三物理层简档。当第一物理层字段指示当前信号帧是第一物理层简档的信号帧时，第二信号字段的第一比特指示是否在超帧中存在第二物理层简档的信号帧，第二信号字段的第二比特指示在超帧中存在第三物理层简档的信号帧，并且第二信号字段的第三比特指示在超帧中是否存在FEF(未来扩展帧)。在此，第一物理层简档可以对应于基本简档。第二物理层简档可以对应于手持式简档。第三物理层简档可以对应于高级简档。这可以对应于上述的表8的第二列。

在根据本发明的另一实施例的接收广播信号的方法中，物理层简档中的一个进一步包括数个过程。该过程是：解交织、MIMO解码、以及/或者从星座时间解映射数据。在此，物理层简档中的一个可以对应于上述的高级简档。这些过程被应用于根据高级简档解码PLP。

在时间解交织的步骤中，上述的时间解交织器能够进行时间解交织PLP数据。在MIMO解码的步骤中，上述的MIMO解码器能够进行MIMO解码PLP数据。能够通过使用包括MIMO系数的MIMO矩阵进行MIMO解码。MIMO系数能够被用于调节功率不平衡。在从星座解映射的步骤中，上述星座解映射器能够进行解映射。能够对PLP数据进行解映射。根据设计上述步骤能够被省略或者被执行相似或者相同的功能的步骤替换。

虽然为了清楚起见参考各个附图解释本发明的描述，能够通过相互合并在附图中示出的实施例和附图设计新的实施例。并且，如果必要时本领域的技术人员设计通过其中记录用于执行在前述的描述中提及的实施例的程序的计算机可读的记录介质，则其可以属于随附的权利要求和它们的等效物的范围内。

根据本发明的设备和方法可以不限于在前述的描述中提到的实施例的配置和方法。并且，前述的描述中提到的实施例能够被配置为被选择性地以整体或部分彼此组合的方式来使得能够对实施例进行各种修改。

另外，利用被提供给网络设备的处理器可读记录介质中的处理器可读代码，能够实现根据本发明的方法。该处理器可读介质可以包括所有种类的能够存储处理器可读数据的记录设备。该处理器可读介质可以包括ROM、RAM、CD-ROM、磁带、软盘、光学数据存储设备等中的一种，并且还可以包括如通过互联网传输的载波类型的实现。此外，当该处理器可读的记录介质被分发到通过互联网连接的计算机系统时，根据分布式系统，可以保存或执行处理器可读代码。

本领域的技术人员将会理解的是，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明做各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖所附权利要求和它们的等价物范围内的由本领域的技术人员提供的修改和变化。

在本说明书中提及设备和方法发明两者，并且设备和方法发明两者的描述彼此互补地可适用。

本发明的模式

已经以用于实现本发明的最佳模式描述了各种实施例。

工业实用性

本发明在一系列的广播信号提供领域中是可用的。

对于本领域技术人员来说显而易见，不脱离本发明的精神或者范围可以在本发明中进行各种改进和变化。因此，意在本发明覆盖落在所附的权利要求及其等效的范围内提供的本发明的改进和变化。

Claims

1.一种发送广播信号的方法，所述方法包括：

根据对应于第一目标装置第一物理层简档处理第一信号帧，所述处理包括；

编码第一服务数据；

比特交织被编码的第一服务数据；

通过映射比特交织的第一服务数据来构建所述第一信号帧；

通过正交频分复用OFDM方法调制在所述第一信号帧中的数据；

在第一信号帧的开始处插入第一前导以发现所述第一信号帧，所述第一前导包括用于快速傅里叶变换FFT的保护间隔的大小的第一信息和导频信息；和

根据对应于第二目标装置的第二物理层简档处理第二信号帧，所述处理包括：

编码第二服务数据；

比特交织编码的第二服务数据；

通过映射所述比特交织的第二服务数据来构建所述第二信号帧；

通过所述OFDM方法调制在第二信号帧中的数据；和

在第二信号帧的开始处插入第二前导以发现所述第二信号帧，所述第二前导包括用于快速傅里叶变换FFT的保护间隔的大小的第二信息和导频信息；和

发送携带所述第一信号帧和所述第二信号帧的广播信号，其中第一目标装置的移动性与第二目标装置的移动性不同。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一前导和所述第二前导分别包括两个OFDM符号。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述两个OFDM符号在逆快速傅里叶变换(IFFT)之前分别包括在频域中不同的数据。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，所述两个OFDM符号的每一个在逆快速傅里叶变换(IFFT)之后分别包括在时域中不同的数据。

5.根据权利要求2所述的方法，其中，被用于所述第一前导和所述第二前导的值被调制以输出被调制的序列。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，在OFDM(正交频分复用)方案的逆快速傅里叶变换(IFFT)输入处，所述被调制的序列被映射到活跃载波，以输出时域序列。

7.一种发送广播信号的设备，所述设备包括：

编码器，所述编码器根据对应于目标装置的第一物理层简档来编码第一服务数据；

比特交织器，所述比特交织器比特交织被编码的第一服务数据；

帧构建器，所述帧构建器通过映射比特交织的第一服务数据构建第一信号帧；

调制器，所述调制器通过正交频分复用OFDM方法调制在所述第一信号帧中的数据；以及

前导插入器，所述前导插入器在第一信号帧的开始处插入第一前导以发现所述第一信号帧，所述第一前导包括用于快速傅里叶变换FFT的保护间隔的大小的第一信息和导频信息；和

所述编码器编码第二服务数据；

所述比特交织器比特交织编码的第二服务数据；以及

所述帧构建器通过映射所述比特交织的第二服务数据来构建所述第二信号帧；

调制器，所述调制器通过所述OFDM方法调制在第二信号帧中的数据；和

前导插入器，所述前导插入器在第二信号帧的开始处插入第二前导以发现所述第二信号帧，所述第二前导包括用于快速傅里叶变换FFT的保护间隔的大小的第二信息和导频信息；和

发送器，所述发送器发送携带所述第一信号帧和所述第二信号帧的广播信号，其中第一目标装置的移动性与第二目标装置的移动性不同。

8.根据权利要求7所述的设备，其中，所述第一前导和所述第二前导分别包括两个OFDM符号。

9.根据权利要求8所述的设备，其中，所述两个OFDM符号在逆快速傅里叶变换(IFFT)之前分别包括在频域中不同的数据。

10.根据权利要求8所述的设备，其中，所述两个OFDM符号的每一个在逆快速傅里叶变换(IFFT)之后分别包括在时域中不同的数据。

11.根据权利要求8所述的设备，其中，所述被用于所述第一前导和所述第二前导的值被调制以输出被调制的序列。

12.根据权利要求11所述的设备，其中，在OFDM(正交频分复用)方案的逆快速傅里叶变换(IFFT)输入处，所述被调制的序列被映射到活跃载波，以输出时域序列。