JPWO2010150736A1 - 角速度センサと、それに用いられる同期検波回路 - Google Patents

Abstract

この角速度センサでは、第１の圧電素子（Ｄ１）の上部電極（１１）と第２の圧電素子（Ｄ２）の下部電極（１２）とを第１のＱ／Ｖ変換回路（２１）の入力端子（２１ａ）に接続するとともに、第１の圧電素子（Ｄ１）の下部電極（１２）と第２の圧電素子（Ｄ２）の上部電極（１１）とを第２のＱ／Ｖ変換回路（２２）の入力端子（２２ａ）に接続する。これにより、第１および第２の圧電素子（Ｄ１，Ｄ２）に発生する電荷量の振動ノイズ成分を相殺するとともに、第１および第２の圧電素子（Ｄ１，Ｄ２）に発生する電荷量のコリオリ成分を加算して、コリオリ成分のみを取り出す。

Description

この発明は角速度センサと、それに用いられる同期検波回路に関し、特に、振動する錘部に働くコリオリ力に基づいて角速度を検出する角速度センサと、それに用いられる同期検波回路に関する。

角速度センサは、たとえばデジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステムなどの電子機器に、外的な要因で変化する物理量を検出するために組み込まれている。このような角速度センサは、角速度などの物理量を検出し、たとえばデジタルカメラなどの手振れ補正、姿勢制御などの自立航法などに用いられる。また、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）によるナビゲーションなどにも用いられる。

角速度センサの１つとして圧電素子を用いた角速度センサが知られている。圧電素子を用いた角速度センサは、多くの装置へ組み込まれている。

実用新案登録第３１３５１８１号公報（特許文献１）および特開平８−３５９８１号公報（特許文献２）の角速度センサには、環状の可撓部と、可撓部の内側の縁に支持された錘部と、可撓部の外側の縁を支持する支持部と、第１および第２の圧電素子とが設けられている。可撓部は、その中心をＺ軸が貫通するようにして、ＸＹ平面に沿って配置される。第１の圧電素子は、Ｘ軸（またはＹ軸）の正側に設けられ、可撓部の表面に固着される。第２の圧電素子は、Ｘ軸（またはＹ軸）の負側に設けられ、可撓部の表面に固着される。この角速度センサは、錘部をＺ軸方向に振動させながら、第１および第２の圧電素子の各々に発生する電荷量に基づいて、Ｙ軸（またはＸ軸）の周りの角速度を求める。

また、特開平７−１６７６６０号公報（特許文献３）の角速度センサでは、ジャイロ振動子に第１〜第３の圧電素子を固着し、第１の圧電素子によってジャイロ振動子を振動させ、第２の圧電素子によってジャイロ振動子の振動を検出し、第３の圧電素子によってコリオリ力を検出し、第２の圧電素子の出力信号を増幅し、９０度遅延させて第１の圧電素子の駆動信号を生成する。

また、圧電素子を用いた角速度センサでは、圧電素子が出力する電荷を電圧に変換し、同期検波回路によって駆動信号成分が混在するセンサ信号から選択的に角速度信号成分を取り出し、また直流化し、検波出力をローパスフィルタで平滑化した後、増幅回路にて直流電圧信号を増幅して出力する。

このような角速度センサでは、振動子の小型軽量化に伴い、圧電素子が出力する電荷は非常に微弱な電荷となる。したがって、このような微弱な電荷に基づき角速度を検出する装置には無歪み・低ノイズで、かつ適切なゲインで角速度を検出できる性能が要求される。

センサ信号からノイズであるオフセット電圧をキャンセルする同期検波回路は、たとえば特開２００９−１６８５８８号公報（特許文献４）に記載されている。

特許文献４では、同期検波回路はセンサ信号の半周期より短いパルス幅であり、かつセンサ信号の周期と同一の周期をもつ同期検波用のサンプリングパルスと同期してセンサ信号を同期検波する。同期検波回路において角速度信号成分の一部を除去することによって角速度信号成分に対する検波出力の比率を低減させ、信号経路の直流バイアス電圧を基準とした正のオフセット電圧をキャンセルする。

また、特開２００９−１２８１３５号公報（特許文献５）の段落１１６には、角速度信号成分の変位が最大となる期間付近でサンプリングを行えばＳ／Ｎ比を改善することができる旨が記述されている。

また、特開２００８−２２４２３０号公報（特許文献６）の段落９３には、サンプリングパルスのパルス幅を調整する技術が示唆されている。

また、特開平１０−２３４０９４号公報（特許文献７）は角速度センサに関するものではなく、スピーカ装置に関する。特許文献７には、周波数が１ＫＨｚ以上の高音域では聴力が低下する旨が開示されている。本発明の角速度センサにおいて聴力が低下する周波数帯域を知ることは駆動信号の周波数を決めるにあたり有用である。

実用新案登録第３１３５１８１号公報 特開平８−３５９８１号公報 特開平７−１６７６６０号公報 特開２００９−１６８５８８号公報 特開２００９−１２８１３５号公報 特開２００８−２２４２３０号公報 特開平１０−２３４０９４号公報

しかし、特許文献１，２の角速度センサでは、第１および第２の圧電素子の各々に発生する電荷量は、錘部の振動に伴って発生する振動ノイズ成分と、コリオリ力によって発生するコリオリ成分とを含んでおり、かつ振動ノイズ成分がコリオリ成分よりも大きいので、角速度の検出精度が低いと言う問題があった。

また、特許文献３の角速度センサでは、第２の圧電素子の出力信号を単に遅延回路で９０度遅延させて第１の圧電素子の駆動信号を生成していたので、温度変化などがあった場合はジャイロ振動子の振動数が共振周波数からずれ、角速度の検出精度が低下すると言う問題があった。

また、特許文献４では、サンプリングパルスのデューティ比を５０％より小さくすることにより、同期検波回路のＳ／Ｎ比を改善することができる旨が開示されている。しかし、検波出力の電圧が検波対象の角速度信号成分の最大値に比べ低減してしまうため、同期検波回路に入力される角速度信号成分を検出する検出効率が低下してしまう。

また、特許文献５，６には、サンプリングパルスのパルス幅を調整すると、ノイズの低減ができることが示唆されている。しかし、具体的にどの程度のパルス幅またはデューティ比が適切であるかは明示されていない。

それゆえに、この発明の主たる目的は、角速度を高精度で検出することが可能な角速度センサと、それに用いられる同期検波回路を提供することである。

この発明に係る角速度センサは、ＸＹ平面に沿って配置され、その中心をＺ軸が貫通する環状の可撓部と、可撓部の内側の縁に支持された錘部と、可撓部の外側の縁を支持する支持部と、錘部をＺ軸の方向に振動させる駆動部と、Ｘ軸またはＹ軸の正側に設けられ、その第１の電極が可撓部の表面に固着された第１の圧電素子と、Ｘ軸またはＹ軸の負側に設けられ、その第１の電極が可撓部の表面に固着された第２の圧電素子と、第１および第２の圧電素子の各々の第１および第２の電極に発生する電荷量に基づいて、Ｙ軸またはＸ軸の周りの角速度を求める演算回路とを備えたものである。第１の圧電素子の第１および第２の電極は、それぞれ第２の圧電素子の第２および第１の電極に接続されている。

また、この発明に係る他の角速度センサは、ＸＹ平面に沿って配置され、その中心をＺ軸が貫通する環状の可撓部と、可撓部の内側の縁に支持された錘部と、可撓部の外側の縁を支持する支持部と、錘部をＺ軸方向に振動させる駆動部と、錘部の振動に基づいて、Ｘ軸またはＹ軸の周りの角速度を検出する検出部とを備えたものである。駆動部は、可撓部に固着され、錘部を振動させるための第１の圧電素子と、可撓部に固着され、錘部の振動を検出するための第２の圧電素子と、第１の圧電素子に駆動信号を与える駆動回路と、駆動信号の位相を９０度遅延させる遅延回路と、第２の圧電素子の出力信号の位相と遅延回路の出力信号の位相とを比較し、それらの信号の位相差がなくなるように駆動信号の位相を制御する位相制御回路とを含む。

また、この発明に係る同期検波回路は、角速度センサに用いられる同期検波回路であって、アナログスイッチと、抵抗素子およびキャパシタを含む積分回路とを備えたものである。駆動信号成分と角速度信号成分が重畳されたセンサ信号がアナログスイッチの入力端子に入力され、アナログスイッチの出力端子に積分回路の入力ノードが接続される。センサ信号の周期と同一の周期を持つサンプリングパルスによってアナログスイッチのオン／オフが制御され、サンプリングパルスのデューティ比は５０％未満である。

また、この発明に係るさらに他の角速度センサは、上記同期検波回路と、同期検波回路の出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、電荷信号を電圧信号に変換し、その電圧信号を前記センサ信号として同期検波回路に出力するチャージアンプとを２組備えたものである。この角度センサは、さらに、角速度を検出したときに互いに位相が１８０度ずれた２つの電荷信号をそれぞれ２つのチャージアンプに出力するセンサ部と、２つのローパスフィルタの出力信号の電位差を増幅する差動増幅器とを備える。

なお、本発明において、駆動信号とは、圧電素子を振動させるために圧電素子に加えられる信号として定義される。センサ信号とは、チャージアンプの出力信号または、同期検波回路の入力信号として定義される。検波出力とは、同期検波回路の出力信号として定義される。角速度信号成分とは、圧電素子に角速度が加わったことにより圧電素子が出力した電荷をチャージアンプによって電圧に変換した信号として定義され、センサ信号に含まれている２つの信号の１つである。駆動信号成分とは、圧電素子に駆動信号が加わったことにより圧電素子が出力した電荷をチャージアンプによって電圧に変換した信号として定義され、センサ信号に含まれている２つの信号の１つである。ゼロクロス点とは、交流信号において電圧がゼロとなる点、または交流信号に基準となる直流電圧が重畳された信号において、電圧が基準となる直流電圧の電圧と等しくなる点と定義される。

この発明に係る角速度センサでは、第１の圧電素子の第１および第２の電極は、それぞれ第２の圧電素子の第２および第１の電極に接続されている。したがって、第１の圧電素子に発生する電荷量の振動ノイズ成分と第２の圧電素子に発生する電荷量の振動ノイズ成分とを相殺するとともに、第１の圧電素子に発生する電荷量のコリオリ成分と第２の圧電素子に発生する電荷量のコリオリ成分とを加算して、コリオリ成分のみを取り出すことができる。したがって、角速度を精度良く検出することができる。

また、この発明に係る他の角速度センサでは、錘部を振動させるための第１の圧電素子と、錘部の振動を検出するための第２の圧電素子と、第１の圧電素子に駆動信号を与える駆動回路と、駆動信号の位相を９０度遅延させる遅延回路と、第２の圧電素子の出力信号の位相と遅延回路の出力信号の位相とを比較し、それらの信号の位相差がなくなるように駆動信号の位相を制御する位相制御回路とが設けられる。したがって、温度変化などがあった場合でも、錘部を共振周波数で振動させることができ、角速度を高精度で検出することができる。

また、この発明に係る同期検波回路では、センサ信号に含まれる角速度信号成分の検出効率を高めかつ、駆動信号成分に対する信号除去効果の改善を図ることができ、角速度信号成分の実体の大きさに合った検波出力を出力することができる。また、この同期検波回路を用いることにより、検出効率のよい角速度センサを実現することができる。

この発明の実施の形態１による角速度センサの本体部の構成を示す図である。 図１（ｂ）のＩＩ−ＩＩ線断面図である。 図１（ｂ）のＩＩＩ−ＩＩＩ線断面図である。 図１に示した圧電素子の構成を示す断面図である。 図１に示した本体部の動作を示す断面図である。 図１に示した本体部の他の動作を示す断面図である。 図１に示した本体部のさらに他の動作を示す断面図である。 図１に示した本体部のさらに他の動作を示す断面図である。 図１に示した圧電素子Ｄ１，Ｄ２に発生する電荷量の変化を示すタイムチャートである。 図１に示した圧電素子Ｄ３，Ｄ４に発生する電荷量の変化を示すタイムチャートである。 図１〜図１０で説明した角速度センサの全体構成を示すブロック図である。 図１１に示した演算回路の構成を示すブロック図である。 図１２に示したＱ／Ｖ変換回路および減算回路の構成を例示する回路図である。 本願発明の効果を説明するためのブロック図である。 本願発明の効果を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１の変更例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による角速度センサの本体部の構成を示す図である。 図１７で説明した角速度センサの全体構成を示すブロック図である。 図１８に示した演算回路の構成を示すブロック図である。 図１８に示した駆動回路の構成を示すブロック図である。 図２０に示した位相同期ループ回路の構成を示すブロック図である。 図２０に示した正弦波発生回路の構成を示すブロック図である。 図１７〜図２２で示した角速度センサの動作を示すタイムチャートである。 実施の形態２の変更例を示すタイムチャートである。 この発明の実施の形態３による角速度センサの構成を示す図である。 図２５に示した同期検波回路の構成を示す図である。 図２５に示したセンサ信号に含まれる２つの信号とサンプリングパルスの関係を示す図である。 サンプリングパルスのデューティ比が５０％の場合の同期検波回路の検波出力の電圧の変化を模式的に示す図である。 サンプリングパルスのデューティ比が５０％よりも十分に小さな値、たとえば１０％の場合の同期検波回路の検波出力の電圧の変化を模式的に示す図である。 図２５に示した同期検波回路の角速度信号成分に対する検波出力の電圧の収束する比率と同期検波回路のサンプリングパルスのデューティ比との関係を示す図である。

[実施の形態１]
図１（ａ）は本実施の形態１の角速度センサの本体部１の構成を示す平面図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）の本体部１をＸＺ平面に沿って切断した図である。図２は図１(ｂ）のＩＩ−ＩＩ線断面図であり、図３は図１（ｂ）のＩＩＩ−ＩＩＩ線断面図である。

図１（ａ）（ｂ）〜図３において、本体部１は、正方形状の本体基板２を備える。本体基板２の下には補助基板７が設けられ、補助基板７の下には支持基板１０が設けられている。たとえば、本体基板２はシリコン基板によって構成され、補助基板７はガラス基板によって構成され、支持基板１０はシリコン基板によって構成されている。

本体基板２の裏面には、図２に示すように、円環状の溝６が形成されている。本体基板２は、溝６よりも内側の円柱部３と、溝６の底の円環状の可撓部４と、溝６よりも外側の支持部５とを含む。可撓部４の肉厚は薄いので、可撓部４は可撓性を有する。なお、溝６は、多角形状に形成されていてもよい。

補助基板７は、図３に示すように、断面が正方形をなす角柱状の錘部８と、錘部８を収容する正方形状の枠部７とを含む。図１（ｂ）に示すように、錘部８の上面には円柱状の突起部８ａが設けられている。突起部８ａは所定の厚みｄ１を有し、その直径は円柱部３の直径と同じである。突起部８ａの上端面は、円柱部３の下端面に固着されている。また、枠部９の上端面は支持部２の下端面に固着されており、枠部９の下端面は支持基板１０の上端面に固着されている。

図１（ｂ）に示すように、錘部８の上面と支持部５の下端面との間には所定の間隔ｄ１が確保され、錘部８の側面と枠部９の内面との間には所定の間隔ｄ２が確保され、錘部８の下面と支持基板１０の上面との間には所定の間隔ｄ３が確保されている。したがって、角速度センサに何ら力が作用していない状態では、錘部８は、円柱部３を介して上方から宙吊りになっている。

また、図１（ａ）（ｂ）に示すように、可撓部４の上面には、各々が扇形に形成された８つの圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｅ１〜Ｅ４が固着されている。ここでは、説明の便宜上、本体基板２の上面中心位置に原点Ｏをとり、図１（ａ）の右方向にＸ軸をとり、上方向にＹ軸をとり、紙面垂直上方にＺ軸をとり、ＸＹＺ三次元直交座標系を定義する。

圧電素子Ｄ１〜Ｄ４は可撓部４の内側の縁に沿って円形に配置され、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４は可撓部４の外側の縁に沿って円形に配置されている。圧電素子Ｄ１，Ｅ１はＸ軸の正側に配置され、圧電素子Ｄ２，Ｅ２はＸ軸の負側に配置されている。圧電素子Ｄ３，Ｅ３はＹ軸の正側に配置され、圧電素子Ｄ４，Ｅ４はＸ軸の負側に配置される。圧電素子Ｄ１，Ｅ１と圧電素子Ｄ２，Ｅ２はＹ軸を挟んで線対称に配置され、圧電素子Ｄ３，Ｅ３と圧電素子Ｄ４，Ｅ４はＸ軸を挟んで線対称に配置されている。

圧電素子Ｅ１は、図４に示すように、上部電極１１、下部電極１２、および圧電材料層１３を含む。下部電極１２は、可撓部４の表面に固着されている。圧電材料層１３は、たとえばＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）で形成されている。他の圧電素子Ｅ２〜Ｅ４，Ｄ１〜Ｄ４の各々も圧電素子Ｅ１と同じ構成である。

圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧（たとえば正電圧）を印加すると圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々がＸ軸方向に縮み、圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧（たとえば負電圧）を印加すると圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々がＸ軸方向に延びる。また、圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧を印加すると圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々がＹ軸方向に縮み、圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧を印加すると圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々がＸ軸方向に延びる。圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々の伸縮量は、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々の電極１１，１２間の電圧に応じて変化する。圧電素子Ｅ１〜Ｅ４が縮むと可撓部４が上方に撓み、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４が延びると可撓部４が下方に撓む。

したがって、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧を印加すると、図５に示すように、圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々がＸ軸方向に縮むとともに圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々がＹ軸方向に縮み、錘部８が上方（Ｚ軸の正方向）に移動する。逆に、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧を印加すると、図６に示すように、圧電素子Ｅ１，Ｅ２の各々がＸ軸方向に延びるとともに圧電素子Ｅ３，Ｅ４の各々がＹ軸方向に延び、錘部８が下方（Ｚ軸の負方向）に移動する。したがって、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々の電極１１，１２間に交流電圧を印加すると、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々が伸縮し、錘部８が上下方向（Ｚ軸方向）に振動する。

また、圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々をＸ軸方向に縮めると圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷（たとえば正電荷）および第２極性電荷（たとえば負電荷）が発生し、圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々をＸ軸方向に伸ばすと圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。同様に、圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々をＹ軸方向に縮めると圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々をＹ軸方向に伸ばすと圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２に発生する電荷量、すなわち圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２間の電圧は、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の伸縮量に応じて変化する。可撓部４が上方に撓むと圧電素子Ｄ１〜Ｄ４が延び、可撓部４が下方に撓むと圧電素子Ｄ１〜Ｄ４が縮む。

したがって、図５に示すように、錘部８が上方（Ｚ軸の正方向）に移動して圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々がＸ軸方向に延びるとともに圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々がＹ軸方向に延びると、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。逆に図６に示すように、錘部８が下方（Ｚ軸の負方向）に移動して圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々がＸ軸方向に縮むとともに圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々がＹ軸方向に縮むと、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生する。したがって、錘部８が上下方向（Ｚ軸方向）に振動して圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々が伸縮すると、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２間に交流電圧が発生する。

また、図７に示すように、錘部８の重心Ｇに対して右方向（Ｘ軸の正方向）の力＋Ｆｘが作用した場合は、圧電素子Ｄ１が延びるとともに圧電素子Ｄ２が縮む。このとき、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生する。逆に図８に示すように、錘部８の重心Ｇに対して左方向（Ｘ軸の負方向）の力−Ｆｘが作用した場合は、圧電素子Ｄ１が縮むとともに圧電素子Ｄ２が延びる。このとき、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。

したがって、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ１に変換するとともに、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ２に変換し、Ｖ１とＶ２の差の電圧Ｖ３を求めると、錘部８の重心Ｇに作用したＸ軸方向の力Ｆｘの極性と大きさをＶ３から求めることができる。

同様に、圧電素子Ｄ３の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ１に変換するとともに、圧電素子Ｄ４の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ２に変換し、Ｖ１とＶ２の差の電圧Ｖ３を求めると、錘部８の重心Ｇに作用したＹ軸方向の力Ｆｙの極性と大きさを検出することができる。

ところで、ある物体が三次元直交座標系内の第１の座標軸方向に速度ｖで運動している状態において、この物体に第２の座標軸まわりの角速度ωが作用すると、この物体には第３の座標軸方向にコリオリ力Ｆｃが作用することになり、角速度ωはＦｃ／ｖに比例した値になる。

したがって、錘部８をＺ軸方向に単振動させながら、錘部８に作用したＸ軸方向の力（コリオリ力）Ｆｃを検出すれば、その検出値に基づいて、錘部８に作用したＹ軸周りの角速度ωｙを求めることができる。この場合、たとえば「錘部８の重心Ｇが単振動の中心位置を通過する瞬間のタイミングで、力Ｆｃの検出を行なう」というように定めておけば、測定タイミングにおける錘部８のＹ軸方向の速度ｖは常に一定（単振動の最大速度）になるので、力Ｆｃの検出値をそのまま角速度ωｙに比例する量として取り扱うことができる。同様に、錘部８をＺ軸方向に単振動させながら、錘部８に作用したＹ軸方向の力（コリオリ力）Ｆｃを検出すれば、その検出値に基づいて、錘部８に作用したＸ軸周りの角速度ωｘを求めることができる。

錘部８をＺ軸方向に単振動させながら、錘部８にＹ軸周りの角速度ωｙを与えた場合、圧電素子Ｄ１の電極１１に発生する電荷量Ｑ１Ａは、図９（ａ）に示すように変化する。この電荷量Ｑ１Ａは、錘部８の振動によって発生する振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎと、コリオリ力に起因して発生するコリオリ成分Ｑ１Ａｃとを含む。振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎおよびコリオリ成分Ｑ１Ａｃは、ともに錘部８の振動に同期して正弦波状に変化する。ただし、コリオリ成分Ｑ１Ａｃの波形は、振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎの波形よりも位相が９０度遅れる。振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎが０になったとき、錘部８の速度が最大になり、コリオリ成分Ｑ１Ａｃは最大になる。

圧電素子Ｄ１の電極１１と１２には、逆極性の電荷が発生する。したがって、図９（ｂ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１２に発生する電荷量Ｑ１Ｂの振動ノイズ成分Ｑ１Ｂｎおよびコリオリ成分Ｑ１Ｂｃは、それぞれ圧電素子Ｄ１の電極１１に発生する電荷量Ｑ１Ａの振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎおよびコリオリ成分Ｑ１Ａｃと逆の位相になる。

また図５および図６で示したように、錘部８のＺ軸方向の振動に対して圧電素子Ｄ１とＤ２は同じ方向に伸縮する。したがって、圧電素子Ｄ２の電極１１に発生する電荷量Ｑ２Ａの振動ノイズ成分Ｑ２Ａｎは、図９（ｃ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１１に発生する電荷量Ｑ１Ａの振動ノイズ成分Ｑ１Ａｎと同位相となる。また、圧電素子Ｄ２の電極１２に発生する電荷量Ｑ２Ｂの振動ノイズ成分Ｑ２Ｂｎは、図９（ｄ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１２に発生する電荷量Ｑ１Ｂの振動ノイズ成分Ｑ１Ｂｎと同位相となる。

また図７および図８で示したように、錘部８に対してＸ軸の正方向の力が作用して圧電素子Ｄ１が延びた場合、圧電素子Ｄ２は縮む。逆に、錘部８に対してＸ軸の負方向の力が作用して圧電素子Ｄ１が縮んだ場合、圧電素子Ｄ２は延びる。したがって、圧電素子Ｄ２の電極１１に発生する電荷量Ｑ２Ａのコリオリ成分Ｑ２Ａｃは、図９（ｃ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１１に発生する電荷量Ｑ１Ａのコリオリ成分Ｑ１Ａｃと逆位相となる。また、圧電素子Ｄ２の電極１２に発生する電荷量Ｑ２Ｂのコリオリ成分Ｑ２Ｂｃは、図９（ｄ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１２に発生する電荷量Ｑ１Ｂのコリオリ成分Ｑ１Ｂｃと逆位相となる。

したがって、圧電素子Ｄ１の電極１１と圧電素子Ｄ２の電極１２を接続して電荷量Ｑ１ＡとＱ２Ｂを合成すれば、図９（ｅ）に示すように、振動ノイズ成分Ｑ１ＡｎとＱ２Ｂｎを相殺し、コリオリ成分Ｑ１ＡｃとＱ２Ｂｃを加算することができる。同様に、圧電素子Ｄ１の電極１２と圧電素子の電極１１を接続して電荷量Ｑ１ＢとＱ２Ａを合成すれば、図９（ｆ）に示すように、振動ノイズ成分Ｑ１ＢｎとＱ２Ａｎを相殺し、コリオリ成分Ｑ１ＢｃとＱ２Ａｃを加算することができる。

同様に、錘部８をＺ軸方向に単振動させながら、錘部８にＸ軸周りの角速度ωｘを与えた場合、圧電素子Ｄ３の電極１１に発生する電荷量Ｑ３Ａは、図１０（ａ）に示すように変化する。この電荷量Ｑ３Ａは、錘部８の振動によって発生する振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎと、コリオリ力に起因して発生するコリオリ成分Ｑ３Ａｃとを含む。振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎおよびコリオリ成分Ｑ３Ａｃは、ともに錘部８の振動に同期して正弦波状に変化する。ただし、コリオリ成分Ｑ３Ａｃの波形は、振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎの波形よりも位相が９０度遅れる。振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎが０になったとき、錘部８の速度が最大になり、コリオリ成分Ｑ３Ａｃは最大になる。

圧電素子Ｄ３の電極１１と１２には、逆極性の電荷が発生する。したがって、図１０（ｂ）に示すように、圧電素子Ｄ３の電極１２に発生する電荷量Ｑ３Ｂの振動ノイズ成分Ｑ３Ｂｎおよびコリオリ成分Ｑ３Ｂｃは、それぞれ圧電素子Ｄ３の電極１１に発生する電荷量Ｑ３Ａの振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎおよびコリオリ成分Ｑ３Ａｃと逆の位相になる。

また図５および図６で示したように、錘部８のＺ軸方向の振動に対して圧電素子Ｄ３とＤ４は同じ方向に伸縮する。したがって、圧電素子Ｄ４の電極１１に発生する電荷量Ｑ４Ａの振動ノイズ成分Ｑ４Ａｎは、図１０（ｃ）に示すように、圧電素子Ｄ３の電極１１に発生する電荷量Ｑ３Ａの振動ノイズ成分Ｑ３Ａｎと同位相となる。また、圧電素子Ｄ４の電極１２に発生する電荷量Ｑ４Ｂの振動ノイズ成分Ｑ４Ｂｎは、図１０（ｄ）に示すように、圧電素子Ｄ３の電極１２に発生する電荷量Ｑ３Ｂの振動ノイズ成分Ｑ３Ｂｎと同位相となる。

また図７および図８で示したように、錘部８に対してＹ軸の正方向の力が作用して圧電素子Ｄ３が延びた場合、圧電素子Ｄ４は縮む。逆に、錘部８に対してＹ軸の負方向の力が作用して圧電素子Ｄ３が縮んだ場合、圧電素子Ｄ４は延びる。したがって、圧電素子Ｄ４の電極１１に発生する電荷量Ｑ４Ａのコリオリ成分Ｑ４Ａｃは、図１０（ｃ）に示すように、圧電素子Ｄ３の電極１１に発生する電荷量Ｑ３Ａのコリオリ成分Ｑ３Ａｃと逆位相となる。また、圧電素子Ｄ４の電極１２に発生する電荷量Ｑ４Ｂのコリオリ成分Ｑ４Ｂｃは、図１０（ｄ）に示すように、圧電素子Ｄ３の電極１２に発生する電荷量Ｑ３Ｂのコリオリ成分Ｑ３Ｂｃと逆位相となる。

したがって、圧電素子Ｄ３の電極１１と圧電素子Ｄ４の電極１２を接続して電荷量Ｑ３ＡとＱ４Ｂを合成すれば、図１０（ｅ）に示すように、振動ノイズ成分Ｑ３ＡｎとＱ４Ｂｎを相殺し、コリオリ成分Ｑ３ＡｃとＱ４Ｂｃを加算することができる。同様に、圧電素子Ｄ３の電極１２と圧電素子Ｄ４の電極１１を接続して電荷量Ｑ３ＢとＱ４Ａを合成すれば、図１０（ｆ）に示すように、振動ノイズ成分Ｑ３ＢｎとＱ４Ａｎを相殺し、コリオリ成分Ｑ３ＢｃとＱ４Ａｃを加算することができる。

図１１は、角速度センサの構成を示す回路ブロック図である。図１１において、この角速度センサは、本体部１と電気回路部１５を備える。本体部１は圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｅ１〜Ｅ４を含み、電気回路部１５は演算回路１６，１７および駆動回路１８を含む。

圧電素子Ｄ１の電極１１と圧電素子Ｄ２の電極１２は、演算回路１６の一方入力端子１６ａに接続される。圧電素子Ｄ１の電極１２と圧電素子Ｄ２の電極１１は、演算回路１６の他方入力端子１６ｂに接続される。演算回路１６は、一方入力端子１６ａに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）と、他方入力端子１６ｂに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）とに基づいて、Ｙ軸周りの角速度ωｙを求め、その角速度ωｙを示す信号Ｓｙを出力する。

また、圧電素子Ｄ３の電極１１と圧電素子Ｄ４の電極１２は、演算回路１７の一方入力端子１７ａに接続される。圧電素子Ｄ３の電極１２と圧電素子Ｄ４の電極１１は、演算回路１７の他方入力端子１７ｂに接続される。演算回路１７は、一方入力端子１７ａに現れるコリオリ成分（Ｑ３Ａｃ＋Ｑ４Ｂｃ）と、一方入力端子１７ａに現れるコリオリ成分（Ｑ３Ｂｃ＋Ｑ４Ａｃ）とに基づいて、Ｘ軸周りの角速度ωｘを求め、その角速度ωｘを示す信号Ｓｘを出力する。

また、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の電極１１は駆動回路１８の一方出力端子１８ａに接続され、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の電極１２は駆動回路１８の他方出力端子１８ｂに接続される。駆動回路１８は、出力端子１８ａ，１８ｂ間に交流電圧を印加して圧電素子Ｅ１〜Ｅ４の各々を伸縮させ、錘部８をＺ軸方向に振動させる。

図１２は、演算回路１６の構成を示すブロック図である。図１２において、演算回路１６は、Ｑ／Ｖ変換回路２１，２２、減算回路２３、および信号発生回路２４を含む。Ｑ／Ｖ変換回路２１は、入力端子１６ａに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）を電圧Ｖ２１に変換する。電圧Ｖ２１の波形は、コリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）と逆相の正弦波となる。Ｑ／Ｖ変換回路２２は、入力端子１６ｂに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）を電圧Ｖ２２に変換する。電圧Ｖ２２の波形は、コリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）と逆相の正弦波となり、電圧Ｖ２１の波形と逆相になる。

減算回路２３は、電圧Ｖ２２から電圧Ｖ２１を減算して電圧Ｖ２３を生成する。信号発生回路２４は、電圧Ｖ２３に基づいてＹ軸周りの角速度ωｙを求め、その角速度ωｙを示す信号Ｓｙを出力する。演算回路１７は、演算回路１６と同じ構成であるので、その説明は繰り返さない。

図１３は、図１２に示したＱ／Ｖ変換回路２１，２２および減算回路２３の構成を例示する回路図である。図１３において、Ｑ／Ｖ変換回路２１は、演算増幅器３０、抵抗素子３１、およびキャパシタ３２を含む。演算増幅器３０の反転入力端子（−端子）は入力端子１６ａに接続され、その非反転入力端子（＋端子）は基準電圧ＶＲを受ける。抵抗素子３１は、演算増幅器３０の反転入力端子と出力端子の間に接続される。キャパシタ３２は、抵抗素子３１に並列接続される。

入力端子１６ａに現れる電荷量をＱ２１とし、キャパシタ３２の容量値をＣ１とすると、Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１は、Ｖ２１＝−Ｑ２１／Ｃ１となる。したがって、キャパシタ３２の容量値Ｃ１を調整することにより、Ｑ／Ｖ変換効率を調整することができる。

Ｑ／Ｖ変換回路２２は、演算増幅器３３、抵抗素子３４、およびキャパシタ３５を含む。演算増幅器３３の反転入力端子は入力端子１６ｂに接続され、その非反転入力端子は基準電圧ＶＲを受ける。抵抗素子３４は、演算増幅器３３の反転入力端子と出力端子の間に接続される。キャパシタ３５は、抵抗素子３４に並列接続される。

入力端子１６ｂに現れる電荷量をＱ２２とし、キャパシタ３５の容量値をＣ２とすると、Ｑ／Ｖ変換回路２２の出力電圧Ｖ２２は、Ｖ２２＝−Ｑ２２／Ｃ２となる。したがって、キャパシタ３５の容量値Ｃ２を調整することにより、Ｑ／Ｖ変換効率を調整することができる。

減算回路２３は、演算増幅器３６および抵抗素子３７〜４０を含む。抵抗素子３７の一方電極はＱ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１を受け、その他方電極は演算増幅器３６の反転入力端子に接続される。抵抗素子３８の一方電極はＱ／Ｖ変換回路２２の出力電圧Ｖ２２を受け、その他方電極は演算増幅器３６の非反転入力端子に接続される。抵抗素子３９は、演算増幅器３９の反転入力端子と出力端子の間に接続される。抵抗素子４０の一方電極は演算増幅器３６の非反転入力端子に接続され、その他方電極は基準電圧ＶＲを受ける。

抵抗素子３７，３８の各々の抵抗値をＲ１とし、抵抗素子３９，４０の各々の抵抗値をＲ２とすると、減算回路２３の出力電圧Ｖ２３は、Ｖ２３＝（Ｖ２２−Ｖ２１）Ｒ２／Ｒ１となる。したがって、抵抗値Ｒ１，Ｒ２を調整することによって減算回路２３の増幅率を調整することができる。

図１４（ａ）（ｂ）は本願の角速度センサの効果を説明するための図であり、特に、図１４（ａ）は本願の角速度センサの要部を示すブロック図であり、図１４（ｂ）は比較例の要部を示すブロック図である。

本願発明では、図１４（ａ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１１と圧電素子Ｄ２の電極１２とがＱ／Ｖ変換回路２１の入力端子２１ａに接続されるとともに、圧電素子Ｄ１の電極１２と圧電素子Ｄ２の電極１１とがＱ／Ｖ変換回路２２の入力端子２２ａに接続される。これにより、図９（ａ）〜（ｆ）で示したように、圧電素子Ｄ１，Ｄ２に発生した電荷のうちの振動ノイズ成分が相殺され、入力端子２１ａ，２２ａの各々にはコリオリ成分のみが現れる。Ｑ／Ｖ変換回路２１は入力端子２１ａに現れるコリオリ成分を電圧Ｖ２１に変換し、Ｑ／Ｖ変換回路２２は入力端子２２ａに現れるコリオリ成分を電圧Ｖ２２に変換し、減算回路２３は電圧Ｖ２２から電圧Ｖ２１を減算して電圧Ｖ２３を生成する。

一方、比較例では、図１４（ｂ）に示すように、圧電素子Ｄ１の電極１１がＱ／Ｖ変換回路２１の入力端子２１ａに接続されるとともに、圧電素子Ｄ２の電極１１がＱ／Ｖ変換回路２２の入力端子２２ａに接続され、圧電素子Ｄ１，Ｄ２の電極１２がともに接地される。Ｑ／Ｖ変換回路２１は入力端子２１ａに現れる電荷の振動ノイズ成分とコリオリ成分の両方を電圧Ｖ２１に変換し、Ｑ／Ｖ変換回路２２は入力端子２２ａに現れる電荷の振動ノイズ成分とコリオリ成分の両方を電圧Ｖ２２に変換し、減算回路２３は電圧Ｖ２２から電圧Ｖ２１を減算して電圧Ｖ２３を生成する。

図１５（ａ）は図１４（ａ）に示したＱ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１を示すタイムチャートであり、図１５（ｂ）は図１４（ｂ）に示したＱ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１を示すタイムチャートである。本願発明では、Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１はコリオリ成分Ｖ２１ｃのみを含む。したがって、Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧が飽和電圧ＶＯＨ，ＶＯＬを越えない範囲でＱ／Ｖ変換効率を高く設定し、大きなコリオリ信号Ｖ２１ｃを得ることができる。このため、角速度を精度良く検出することができる。

これに対して比較例では、Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１は振動ノイズ成分Ｖ２１ｎとコリオリ成分Ｖ２１ｃの両方を含む。したがって、Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧が飽和電圧ＶＯＨ，ＶＯＬを越えない範囲でＱ／Ｖ変換効率を高く設定しても、振動ノイズ成分Ｖ２１ｎの方がコリオリ成分Ｖ２１ｃよりもかなり大きいので、小さなコリオリ信号Ｖ２１ｃしか得ることができない。このため、角速度を精度良く検出することができない。

また、図１６は、この実施の形態１の変更例を示すブロック図であって、図１４（ａ）と対比される図である。図１６の角速度センサが図１４(ａ）の角速度センサと異なる点は、圧電素子Ｄ１の電極１２と圧電素子Ｄ２の電極１１とが接地され、Ｑ／Ｖ変換回路２２および減算回路２３が除去されている点である。Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１は、図１５（ａ）に示すように、コリオリ成分Ｖ２１ｃのみを含む。Ｑ／Ｖ変換回路２１の出力電圧Ｖ２１は、図１２の信号発生回路２４に直接入力される。信号発生回路２４は、電圧Ｖ２１に基づいてＹ軸周りの角速度ωｙを求め、その角速度ωｙを示す信号Ｓｙを出力する。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。

この変更例では、Ｑ／Ｖ変換回路２２および減算回路２３を除去したので、装置の小型化を図ることができる。ただし、図１２の回路では、電圧Ｖ２２から電圧Ｖ２１を減算するので、電圧Ｖ２１，Ｖ２２の同相ノイズを除去できるが、この変更例では、電圧Ｖ２１に発生したノイズを除去することはできない。

[実施の形態２]
図１７（ａ）は、本実施の形態２の角速度センサの本体部４１の構成を示す平面図であって、図１（ａ）と対比される図である。また図１７（ｂ）は、図１７（ａ）の本体部４１をＸＺ平面に沿って切断した図であって、図１（ｂ）と対比される図である。

図１７（ａ）（ｂ）を参照して、本体部４１が実施の形態１の本体部１と異なる点は、圧電素子Ｅ１〜Ｅ４が圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８，Ｆ１〜Ｆ４と置換されている点である。圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１６，Ｆ１〜Ｆ４の各々は、扇形に形成されて可撓部４の上面に固着されている。圧電素子Ｄ１〜Ｄ４は錘部８に作用するコリオリ力を検出するために設けられ、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８は錘部８を振動させるために設けられ、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４は錘部８の振動を検出するために設けられている。ここでは、説明の便宜上、本体基板２の上面中心位置に原点Ｏをとり、図１７（ａ）の右方向にＸ軸をとり、上方向にＹ軸をとり、紙面垂直上方にＺ軸をとり、ＸＹＺ三次元直交座標系を定義する。

圧電素子Ｄ１〜Ｄ４は可撓部４の内側の縁に沿って円形に配置され、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８，Ｆ１〜Ｆ４は可撓部４の外側の縁に沿って円形に配置されている。圧電素子Ｄ１，Ｆ１はＸ軸の正側に配置され、圧電素子Ｄ２，Ｆ２はＸ軸の負側に配置されている。圧電素子Ｄ３，Ｆ３はＹ軸の正側に配置され、圧電素子Ｄ４，Ｆ４はＹ軸の負側に配置される。圧電素子Ｄ１，Ｆ１と圧電素子Ｄ２，Ｆ２はＹ軸を挟んで線対称に配置され、圧電素子Ｄ３，Ｆ３と圧電素子Ｄ４，Ｆ４はＸ軸を挟んで線対称に配置されている。

また、圧電素子Ｅ１１，Ｅ１２は圧電素子Ｆ１の両側に配置され、圧電素子Ｅ１３，Ｅ１４は圧電素子Ｆ２の両側に配置され、圧電素子Ｅ１５，Ｅ１６は圧電素子Ｆ３の両側に配置され、圧電素子Ｅ１７，Ｅ１８は圧電素子Ｆ４の両側に配置されている。圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８，Ｆ１〜Ｆ４の各々は、図４で示した圧電素子Ｅ１と同じ構成である。

圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧（たとえば正電圧）を印加すると圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々がＸ軸方向に縮み、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧（たとえば負電圧）を印加すると圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々がＸ軸方向に延びる。また、圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧を印加すると圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々がＹ軸方向に縮み、圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧を印加すると圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々がＹ軸方向に延びる。圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々の伸縮量は、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間の電圧に応じて変化する。圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８が縮むと可撓部４が上方に撓み、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８が延びると可撓部４が下方に撓む。

したがって、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間に第１極性電圧を印加すると、図５に示すように、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々がＸ軸方向に縮むとともに圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々がＹ軸方向に縮み、錘部８が上方（Ｚ軸の正方向）に移動する。逆に、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間に第２極性電圧を印加すると、図６に示すように、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１４の各々がＸ軸方向に延びるとともに圧電素子Ｅ１５〜Ｅ１８の各々がＹ軸方向に延び、錘部８が下方（Ｚ軸の負方向）に移動する。したがって、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々の電極１１，１２間に交流電圧を印加すると、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々が伸縮し、錘部８が上下方向（Ｚ軸方向）に振動する。

また、圧電素子Ｄ１，Ｄ２，Ｆ１，Ｆ２の各々をＸ軸方向に縮めると圧電素子Ｄ１，Ｄ２，Ｆ１，Ｆ２の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷（たとえば正電荷）および第２極性電荷（たとえば負電荷）が発生し、圧電素子Ｄ１，Ｄ２，Ｆ１，Ｆ２の各々をＸ軸方向に伸ばすと圧電素子Ｄ１，Ｄ２，Ｆ１，Ｆ２の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。同様に、圧電素子Ｄ３，Ｄ４，Ｆ３，Ｆ４の各々をＹ軸方向に縮めると圧電素子Ｄ３，Ｄ４，Ｆ３，Ｆ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ３，Ｄ４，Ｆ３，Ｆ４の各々をＹ軸方向に伸ばすと圧電素子Ｄ３，Ｄ４，Ｆ３，Ｆ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｆ１〜Ｆ４の各々の電極１１，１２に発生する電荷量、すなわち圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｆ１〜Ｆ４の各々の電極１１，１２間の電圧は、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｆ１〜Ｆ４の各々の伸縮量に応じて変化する。可撓部４が上方に撓むと、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４が延びるとともに、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４が縮む。可撓部４が下方に撓むと、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４が縮むとともに、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４が延びる。

したがって、図５に示すように、錘部８が上方（Ｚ軸の正方向）に移動して圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々がＸ軸方向に延びるとともに圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々がＹ軸方向に延びると、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。また、錘部８が上方に移動して圧電素子Ｆ１，Ｆ２の各々がＸ軸方向に縮むとともに圧電素子Ｆ３，Ｆ４の各々がＹ軸方向に縮むと、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生する。

逆に図６に示すように、錘部８が下方（Ｚ軸の負方向）に移動して圧電素子Ｄ１，Ｄ２の各々がＸ軸方向に縮むとともに圧電素子Ｄ３，Ｄ４の各々がＹ軸方向に縮むと、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生する。また、錘部８が下方に移動して圧電素子Ｆ１，Ｆ２の各々がＸ軸方向に延びるとともに圧電素子Ｆ３，Ｆ４の各々がＹ軸方向に延びると、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の各々の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。したがって、錘部８が上下方向（Ｚ軸方向）に振動して圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｆ１〜Ｆ４の各々が伸縮すると、圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｆ１〜Ｆ４の各々の電極１１，１２間に交流電圧が発生する。

また、図７に示すように、錘部８の重心Ｇに対して右方向（Ｘ軸の正方向）の力＋Ｆｘが作用した場合は、圧電素子Ｄ１が延びるとともに圧電素子Ｄ２が縮む。このとき、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生する。逆に図８に示すように、錘部８の重心Ｇに対して左方向（Ｘ軸の負方向）の力−Ｆｘが作用した場合は、圧電素子Ｄ１が縮むとともに圧電素子Ｄ２が延びる。このとき、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２にそれぞれ第１極性電荷および第２極性電荷が発生し、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２にそれぞれ第２極性電荷および第１極性電荷が発生する。

したがって、圧電素子Ｄ１の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ１に変換するとともに、圧電素子Ｄ２の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ２に変換し、Ｖ１とＶ２の差の電圧Ｖ３を求めると、錘部８の重心Ｇに作用したＸ軸方向の力Ｆｘの極性と大きさをＶ３から求めることができる。

同様に、圧電素子Ｄ３の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ１に変換するとともに、圧電素子Ｄ４の電極１１，１２に発生した電荷量を電圧Ｖ２に変換し、Ｖ１とＶ２の差の電圧Ｖ３を求めると、錘部８の重心Ｇに作用したＹ軸方向の力Ｆｙの極性と大きさを検出することができる。

図１８は、角速度センサの構成を示す回路ブロック図である。図１８において、この角速度センサは、本体部４１と電気回路部４５を備える。本体部４１は圧電素子Ｄ１〜Ｄ４，Ｅ１１〜Ｅ１８，Ｆ１〜Ｆ４を含み、電気回路部４５は演算回路４６，４７および駆動回路４８を含む。

圧電素子Ｄ１の電極１１と圧電素子Ｄ２の電極１２は、演算回路４６の一方入力端子４６ａに接続される。圧電素子Ｄ１の電極１２と圧電素子Ｄ２の電極１１は、演算回路４６の他方入力端子４６ｂに接続される。演算回路４６は、一方入力端子４６ａに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）と、他方入力端子４６ｂに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）とに基づいて、Ｙ軸周りの角速度ωｙを求め、その角速度ωｙを示す信号Ｓｙを出力する。

また、圧電素子Ｄ３の電極１１と圧電素子Ｄ４の電極１２は、演算回路４７の一方入力端子４７ａに接続される。圧電素子Ｄ３の電極１２と圧電素子Ｄ４の電極１１は、演算回路４７の他方入力端子４７ｂに接続される。演算回路４７は、一方入力端子４７ａに現れるコリオリ成分（Ｑ３Ａｃ＋Ｑ４Ｂｃ）と、他方入力端子４７ｂに現れるコリオリ成分（Ｑ３Ｂｃ＋Ｑ４Ａｃ）とに基づいて、Ｘ軸周りの角速度ωｘを求め、その角速度ωｘを示す信号Ｓｘを出力する。

また、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の電極１１は駆動回路４８の出力端子４８ａに接続され、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の電極１２は駆動回路４８の出力端子４８ｂに接続される。圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１は駆動回路４８の入力端子４８ｃに接続され、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１２は駆動回路４８の入力端子４８ｄに接続される。圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１が互いに接続され、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１２は互いに接続されているので、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１，１２に発生する電荷量のコリオリ成分は相殺され、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１，１２には振動ノイズ成分の電荷のみが発生する。駆動回路４８は、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４によって検出された錘部８の振動に同期して出力端子４８ａ，４８ｂ間に交流電圧を印加し、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の各々を伸縮させて錘部８をＺ軸方向に振動させる。

図１９は、演算回路４６の構成を示すブロック図である。図１９において、演算回路１６は、Ｑ／Ｖ変換回路５１，５２、サンプリング回路５３，５４、減算回路５５、および信号発生回路５６を含む。Ｑ／Ｖ変換回路５１は、入力端子４６ａに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）を電圧Ｖ５１に変換する。電圧Ｖ５１の波形は、コリオリ成分（Ｑ１Ａｃ＋Ｑ２Ｂｃ）と逆相の正弦波となる。Ｑ／Ｖ変換回路５２は、入力端子４６ｂに現れるコリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）を電圧Ｖ５２に変換する。電圧Ｖ５２の波形は、コリオリ成分（Ｑ１Ｂｃ＋Ｑ２Ａｃ）と逆相の正弦波となり、電圧Ｖ５１の波形と逆相になる。

サンプリング回路５３は、サンプリングパルスＳＡに応答してＱ／Ｖ変換回路５１の出力電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングし、サンプリングしたピーク値に応じたレベルの電圧Ｖ５３を減算回路５５に与える。サンプリング回路５４は、サンプリングパルスＳＡに応答してＱ／Ｖ変換回路５１の出力電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングし、サンプリングしたピーク値に応じたレベルの電圧Ｖ５３を減算回路５５に与える。

減算回路５５は、電圧Ｖ５３から電圧Ｖ５４を減算して電圧Ｖ５５を生成する。信号発生回路５６は、電圧Ｖ５５に基づいてＹ軸周りの角速度ωｙを求め、その角速度ωｙを示す信号Ｓｙを出力する。演算回路４７は、演算回路４６と同じ構成であるので、その説明は繰り返さない。

駆動回路４８は、図２０に示すように、Ｑ／Ｖ変換回路６０，６１、減算回路６２、波形変換回路６３、パルス発生回路６４、タイミング補正回路６５、位相同期ループ（ＰＬＬ）回路６６、分周器６７，６９、正弦波発生回路６８、レベルシフタ７０、スイッチ７１、増幅器７２、抵抗素子７３、矩形波発生回路７４、および遅延回路７５を備える。

Ｑ／Ｖ変換回路６０は、入力端子４８ｃを介して圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１に接続され、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１に発生した電荷量を電圧Ｖ６０に変換する。Ｑ／Ｖ変換回路６１は、入力端子４８ｄを介して圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１２に接続され、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１２に発生した電荷量を電圧Ｖ６１に変換する。減算回路６２は、電圧Ｖ６０と電圧Ｖ６１の差の電圧Ｖ６２を生成する。電圧Ｖ６２は、錘部８の振動に同期して正弦波状に変化する。

波形変換回路６３は、正弦波状の電圧信号Ｖ６２を矩形波信号φ６３に変換する。波形変換回路６３は、たとえば、電圧Ｖ６２が正電圧である期間は矩形波信号φ６３を一定の負電圧にし、電圧Ｖ６２が負電圧である期間は矩形波信号φ６３を一定の正電圧にする。

パルス発生回路６４は、矩形波信号φ６３に同期してサンプリングパルスＳＡを発生する。パルス発生回路６４は、たとえば、矩形波信号φ６３の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの各々に応答してサンプリングパルスＳＡを発生する。タイミング補正回路６５は、正弦波状に変化する電圧Ｖ５１，Ｖ５２のピーク値がサンプリング回路５３，５４にサンプリングされるように、サンプリングパルスＳＡのタイミングを補正する。タイミング補正回路６５は、たとえば、遅延時間の調整が可能な遅延回路で構成される。

位相同期ループ回路６６は、遅延回路７５から出力される矩形波信号φ７５の位相が波形変換回路６３の出力信号φ６３の位相に一致するように、クロック信号ＣＬＫ０の周波数を調整する。位相同期ループ回路６６は、図２１に示すように、位相比較器８０、チャージポンプ８１、ループフィルタ８２、および電圧制御型発振器（ＶＣＯ）８３を含む。位相比較器８０は、矩形波信号φ６３，φ７５の位相を比較し、信号φ７５の位相が信号φ６３の位相よりも遅れている場合は、信号φ７５，φ６３の位相差に応じたパルス幅の信号ＵＰを出力し、信号φ７５の位相が信号φ６３の位相よりも進んでいる場合は、信号φ７５，φ６３の位相差に応じたパルス幅の信号ＤＯＷＮを出力する。

チャージポンプ８１は、信号ＵＰに応答して正電流をループフィルタ８２に供給し、信号ＤＯＷＮに応答して負電流をループフィルタ８２に供給する。ループフィルタ８２は、チャージポンプ８１の出力電流を積分し、積分値に応じたレベルの制御電圧ＶＣを生成する。電圧制御型発振器８３は、制御電圧ＶＣに応じた周波数のクロック信号ＣＬＫ０を出力する。これにより、信号φ６３，φ７５の周波数および位相が一致する。クロック信号ＣＬＫ０の周波数は、たとえば５．１２ＭＨｚとなる。

分周器６７は、クロック信号ＣＬＫ０を分周してクロック信号ＣＬＫ１を生成する。クロック信号ＣＬＫ１の周波数は、クロック信号ＣＬＫ０の１／３２となり、たとえば１６０ＫＨｚとなる。正弦波発生回路６８は、クロック信号ＣＬＫ１に基づいて正弦波信号φ６８を生成する。正弦波信号φ６８の周波数は、たとえば２０ＫＨｚである。

正弦波発生回路６８は、図２２に示すように、カウンタ９０、デコーダ９１、Ｄ／Ａコンバータ９２、およびバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９３を含む。カウンタ９０は、クロック信号ＣＬＫ１のパルス数をカウントし、カウント値を示す３ビットのデータ信号を生成する。デコーダ９１は、カウンタ９０で生成された３ビットのデータ信号をデコードして、数値が正弦波状に変化するデジタル信号を出力する。Ｄ／Ａコンバータ９２は、デコーダ９１で生成されたデジタル信号をアナログ電圧信号に変換する。Ｄ／Ａコンバータ９２の出力信号は、バンドパスフィルタ９３によって不要な周波数成分を除去されて、正弦波信号φ６８となる。

また、分周器６９は、分周器６７で生成されたクロック信号ＣＬＫ１をさらに分周してクロック信号ＣＬＫ２を生成する。クロック信号ＣＬＫ２の周波数は、クロック信号ＣＬＫ１の１／８となり、たとえば２０ＫＨｚとなる。レベルシフタ７０は、クロック信号ＣＬＫ２をレベルシフトして矩形波信号φ７０を生成する。スイッチ７１は、正弦波信号φ６８と矩形波信号φ７０のうちの選択された信号を増幅器７２に与える。

増幅器７２は、正弦波発生回路６８またはレベルシフタ７０からスイッチ７１を介して与えられた信号を増幅し、抵抗素子７３を介して出力端子４８ａに与える。出力端子４８ｂは、接地されている。

矩形波発生回路７４は、出力端子４８ａに現れる正弦波信号φ６８または矩形波信号φ７０を矩形波信号φ７４に変換する。遅延回路７５は、矩形波信号φ７４の位相を９０度だけ遅延させて矩形波信号φ７５を生成する。矩形波信号φ７５は、位相同期ループ回路６６に与えられる。

次に、この角度センサの動作について説明する。図２０の位相同期ループ回路６６によって生成された５．１２ＭＨｚのクロック信号ＣＬＫ０は、分周器６７で分周されて１６０ＫＨｚのクロック信号ＣＬＫ１となる。クロック信号ＣＬＫ１は、正弦波発生回路６８および分周器６９に与えられる。正弦波発生回路６８は、クロック信号ＣＬＫ１に基づいて２０ＫＨｚの正弦波信号φ６８を生成する。また、クロック信号ＣＬＫ１は分周器６９で分周されて２０ＫＨｚのクロック信号ＣＬＫ２となり、クロック信号ＣＬＫ２はレベルシフタ７０によってレベルシフトされて矩形波信号φ７０となる。

スイッチ７１は、正弦波信号φ６８と矩形波信号φ７０のうちの、角速度センサの使用者によって選択された方の信号（たとえばφ６８）を増幅器７２に与える。スイッチ７１で選択された信号は、増幅器７２で増幅され、抵抗素子７３および出力端子４８ａを介して圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の電極１１に与えられる。圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の電極１２は、出力端子４８ｂを介して接地される。これにより、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８がともに伸縮し、錘部８がＺ軸方向に振動する。

また、出力端子４８ａに現れる信号は、矩形波発生回路７４によって矩形波信号φ７４に変換される。矩形波信号φ７４は、遅延回路７５によって９０度だけ遅延されて矩形波信号φ７５となり、位相同期ループ回路７６に与えられる。

また、錘部８が振動すると、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１，１２に電荷が発生し、それらの電荷は入力端子４８ｃ，４８ｄを介してＱ／Ｖ変換回路６０，６１に与えられる。圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１，１２に発生した電荷量は、それぞれＱ／Ｖ変換回路６０，６１によって電圧Ｖ６０，Ｖ６１に変換される。減算回路６２は、電圧Ｖ６０，Ｖ６１の差の電圧Ｖ６２を生成する。電圧Ｖ６２は、正弦波状に変化する電圧信号である。電圧Ｖ６２は、波形変換回路６３によって矩形波信号φ６３に変換され、位相同期ループ回路６６およびパルス発生回路６４に与えられる。

位相同期ループ回路６６は、矩形波信号φ６３，φ７５の位相が一致するように、クロック信号ＣＬＫ０の周波数を調整する。また、パルス発生回路６４は、矩形波信号φ６３に同期してサンプリングパルスＳＡを生成する。サンプリングパルスＳＡは、タイミング補正回路６５でタイミングを補正された後に、図１９のサンプリング回路５３，５４に与えられる。

Ｚ軸方向に振動している錘部８にＹ軸周りの角速度ωｙを与えた場合、圧電素子Ｄ１，Ｄ２の電極１１，１２の各々に電荷が発生する。互いに接続された圧電素子Ｄ１の電極１１および圧電素子Ｄ２の電極１２に発生した電荷量は、入力端子４６ａを介してＱ／Ｖ変換回路５１に与えられ、電圧Ｖ５１に変換される。また、互いに接続された圧電素子Ｄ１の電極１２および圧電素子Ｄ２の電極１１に発生した電荷量は、入力端子４６ｂを介してＱ／Ｖ変換回路５２に与えられ、電圧Ｖ５２に変換される。電圧Ｖ５１，Ｖ５２は、図９（ｅ）（ｆ）に示したように、正弦波状に変化する。

サンプリング回路５３，５４は、サンプリングパルスＳＡに応答して、それぞれ電圧Ｖ５１，Ｖ５２のピーク値をサンプリングし、サンプリングしたピーク値に応じたレベルの電圧Ｖ５３，Ｖ５４を出力する。減算回路５５は、電圧Ｖ５３，Ｖ５４の差の電圧Ｖ５５を生成し、この電圧Ｖ５５は信号発生回路５６によって角速度ωｙを示す信号Ｓｙに変換される。

Ｚ軸方向に振動している錘部８にＸ軸周りの角速度ωｘを与えた場合、圧電素子Ｄ３，Ｄ４の電極１１，１２の各々に電荷が発生する。図１８の演算回路４７は、演算回路４６と同様にして角速度ωｘを示す信号Ｓｘを生成する。

図２３（ａ）〜（ｆ）は、この角度センサの動作を示すタイムチャートである。図２３（ａ）（ｂ）に示すように、レベルシフタ７０から出力される矩形波信号φ７０と、正弦波発生回路６８で生成される正弦波信号φ６８とは、同じ周波数の信号である。矩形波信号φ７０または正弦波信号φ６８が増幅器７２で増幅されて圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８に印加され、錘部８がＺ軸方向に振動する。錘部８の振動は、図２３（ｃ）に示すように、信号φ７０，φ６８よりも９０度遅延した正弦波で表わされる。

圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の電極１１，１２間に現れる電荷を電圧Ｖ６２に変換すると、図２３（ｄ）に示すように、電圧Ｖ６２の位相は錘部８の振動の位相と逆になる。電圧Ｖ６２は、波形変換回路６３によって矩形波信号φ６３に変換される。矩形波信号φ６３は、信号φ７０，φ６８を９０度遅延させた信号φ７５と同相となる。

圧電素子Ｄ１〜Ｄ４によって検出されるコリオリ力を示す信号（たとえば電圧Ｖ５１）の位相は、図２３（ｅ）に示すように、矩形波信号φ６３と９０度ずれている。電圧Ｖ５１は、矩形波信号φ６３の立ち上がりエッジで正のピーク値になり、矩形波信号φ６３の立ち下がりエッジで負のピーク値になる。そこで、図２３（ｆ）に示すように、矩形波信号φ６３の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジに同期したサンプリングパルスＳＡを生成し、サンプリングパルスＳＡに応答して電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングしている。

この実施の形態２では、圧電素子Ｅ１１〜Ｅ１８の電極１１に印加される信号を９０度遅延させて矩形波信号φ７５を生成し、圧電素子Ｆ１〜Ｆ４の出力信号を矩形波信号φ６３に変換し、位相同期ループ回路６６を用いて矩形波信号φ７５，φ６２の位相を一致させる。したがって、温度変化などがあった場合でも、錘部８を共振周波数で振動させることができ、角速度を高精度で検出することができる。

また、位相同期ループ回路６６を用いて矩形波信号φ７５，φ６３の位相を一致させるので、抵抗素子７３の抵抗値を大きく設定することができ、消費電力の低減化を図ることができる。

なお、この実施の形態２では、正弦波発生回路６８を用いて正弦波信号φ６８を生成するとともに分周器６９およびレベルシフタ７０を用いて矩形波信号φ７０を生成し、スイッチ７１を用いて信号φ６８，φ７０のうちの所望の信号を選択したが、分周器６９、レベルシフタ７０およびスイッチ７１を除去し、常に正弦波信号φ６８を増幅器７２に与えてもよい。逆に、正弦波発生回路６８およびスイッチ７１を除去し、常に矩形波信号φ７０を増幅器７２に与えてもよい。

また、図２４（ａ）〜（ｃ）に示すように、矩形波信号φ６３に同期したサンプリングパルスＳＡを生成して、コリオリ力を示す信号（たとえば電圧Ｖ５１）のピーク値をサンプリングしたが、矩形波信号φ６３に同期した信号であれば、どのような信号でもサンプリングパルスとして使用可能である。たとえば、図２４（ｄ）に示すように、矩形波信号φ６３の２倍の周波数の信号の反転信号ＳＡ１を生成し、信号ＳＡ１の各立ち下がりエッジに応答して電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングしてもよい。また、図２４（ｅ）に示すように、矩形波信号φ６３の２倍の周波数の信号ＳＡ２を生成し、信号ＳＡ２の各立ち上がりエッジに応答して電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングしてもよい。

また、図２３（ｆ）に示すように、矩形波信号φ６３と同じ周波数の信号ＳＡ３を生成し、信号ＳＡ３の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの各々に応答して電圧Ｖ５１のピーク値をサンプリングしてもよい。また、信号ＳＡ３の立ち上がりエッジのみに応答して電圧Ｖ５１の正のピーク値のみをサンプリングしてもよいし、信号ＳＡ３の立ち下がりエッジのみに応答して電圧Ｖ５１の負のピーク値のみをサンプリングしてもよい。

[実施の形態３]
図２５は、この発明の実施の形態３による角速度センサの構成を示すブロック図である。図２５において、角速度センサ１００は、センサ部１０１、チャージアンプ１０２，１０３、同期検波回路１０４，１０５、ローパスフィルタ１０６，１０７、および差動増幅器１０８を備える。

センサ部１０１は、図示しない圧電素子を含み、電荷Ｙ１，Ｙ２を出力する。電荷Ｙ１，Ｙ２は、センサ部１０１内の角速度を検出する圧電素子より出力され、圧電素子が検出した角速度によって生じる電荷と、圧電素子を振動させる駆動信号によって生じる電荷とを含む。角速度が圧電素子に加わらないときは、駆動信号によって生じる電荷のみが出力される。また、電荷Ｙ１と電荷Ｙ２は、位相が互いに１８０度ずれて出力される。

チャージアンプ１０２，１０３は、それぞれセンサ部１から出力された電荷Ｙ１，Ｙ２を電圧に変換する。チャージアンプ１０２にはセンサ部１より電荷Ｙ１が入力され、電荷Ｙ１はチャージアンプ１０２内のキャパシタ（図示せず）に充電されて電圧に変換され、その電圧はセンサ信号Ｓｙ１として出力される。また、チャージアンプ１０３にはセンサ部１より電荷Ｙ２が入力され、電荷Ｙ２はチャージアンプ１０３内のキャパシタ（図示せず）に充電されて電圧に変換され、その電圧はセンサ信号Ｓｙ２として出力される。センサ信号Ｓｙ１，Ｓｙ２の各々には、角速度によって生じた電荷を電圧に変換した角速度信号成分と、駆動信号によって生じた電荷を電圧に変換した駆動信号成分の２つの信号成分が含まれている。

同期検波回路１０４，１０５は、それぞれチャージアンプ１０２，１０３から入力されるセンサ信号Ｓｙ１，Ｓｙ２に含まれる角速度信号成分と駆動信号成分の合成信号から角速度信号成分を取り出す。同期検波回路１０４には、センサ信号Ｓｙ１が入力され、同期検波回路１０５にはセンサ信号Ｓｙ２が入力される。同期検波回路１０４，１０５は、ともにサンプリングパルスＳＰによって制御される。同期検波回路１０４は、センサ信号Ｓｙ１をサンプリングパルスＳＰの所定のレベルと所定の間隔でサンプリングし、検波出力Ｆ１を出力する。同期検波回路１０５は、センサ信号Ｓｙ２をサンプリングパルスＳＰの所定のレベルと所定の間隔でサンプリングし、検波出力Ｆ２を出力する。同期検波回路１０４，１０５の構成およびサンプリングパルスＳＰについては後述する。

ローパスフィルタ１０６，１０７は、それぞれ検波出力Ｆ１，Ｆ２に残存している高周波成分を除去する。ローパスフィルタ１０６は、同期検波回路１０４から出力された検波出力Ｆ１の高周波成分を除去する。また、ローパスフィルタ１０７は、同期検波回路１０５から出力された検波出力Ｆ２の高周波成分を除去する。ローパスフィルタ１０６，１０７によって高周波成分が取り除かれた２つの信号は差動増幅器１０８に入力される。

差動増幅器１０８は、ローパスフィルタ１０６，１０７の出力信号を受け、２つの出力信号の差を増幅して出力することにより、振動しているセンサに加わった角速度に応じたレベルの電圧を出力する。互いに位相差が１８０度であるセンサ部１から出力された電荷Ｙ１，Ｙ２は、それぞれ同期検波回路１０４，１０５によって角速度信号成分として取り出され、差動増幅器１０８に入力され、角速度信号成分が足し合わされる。また、差動増幅器１０８は、ローパスフィルタ１０６，１０７の出力信号を増幅するだけでなく、ノイズ成分であるオフセット信号を除去する。差動増幅器１０８自体にもオフセット信号が含まれるため、増幅度によっていくつかの増幅器に分ける必要がある場合がある。そして増幅器ごとにオフセット信号の除去を行なうとよい。

センサ部１０１によって感知された角速度は差動増幅器１０８によってアナログ信号に変換された後、たとえば、差動増幅器１０８の後段に接続されるＡＤ変換器によってデジタル信号に変換され、そのデジタル信号は後段のマイクロコンピュータにおけるデジタル処理に使用される。

図２６は、図２５に示した同期検波回路１０４の構成を示す回路図である。以下、角速度センサ１００に用いる同期検波回路１０４，１０５およびサンプリングパルスＳＰについて説明する。なお、同期検波回路１０４と１０５は回路構成が同じであるので、同期検波回路１０４について説明する。

同期検波回路１０４は、図２６に示すように、アナログスイッチＳＷ、抵抗素子１１０、およびキャパシタ１１１から構成される。抵抗素子１１０とキャパシタ１１１によって積分回路、すなわちローパスフィルタが構成される。

アナログスイッチＳＷの入力端子には、図２５のセンサ信号Ｓｙ１が入力される。また、アナログスイッチＳＷは、サンプリングパルスＳＰによって制御される。サンプリングパルスＳＰは、センサ部１０１に設けられた圧電素子（図示せず）を振動させるための駆動信号、または駆動信号に同期した信号に基づいて生成される。アナログスイッチＳＷの簡便な回路は、たとえば１つのＭＯＳトランジスタで構成される。ＭＯＳトランジスタのゲートに、サンプリングパルスＳＰが供給される。サンプリングパルスＳＰが活性化レベル（たとえばハイレベル）のときに、ＭＯＳトランジスタが電流を流す状態すなわちオン状態になり、センサ信号Ｓｙ１が抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１からなる積分回路へ供給される。アナログスイッチＳＷは、サンプリングパルスＳＰの状態に応答してオン状態またはオフ状態に切り替わる。しかし、応答速度を速くするため、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタとＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタを並列接続させたトランスファゲートでアナログスイッチＳＷを構成することが望ましい。この場合、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタおよびＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに所定のレベルのサンプリングパルスを各別に供給して２つのＭＯＳトランジスタが同時にオン状態またはオフ状態になるように制御する。

抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１は積分回路である。アナログスイッチＳＷがオン状態のときに、センサ信号Ｓｙ１がアナログスイッチＳＷの出力端子から積分回路の入力ノードに入力される。入力されたセンサ信号Ｓｙ１の電圧が検波出力Ｆ１の電圧より大きい場合はキャパシタ１１１に電荷がたまり、センサ信号Ｓｙ１の電圧が検波出力Ｆ１の電圧と等しいときは、キャパシタ１１１の電荷は保持され、センサ信号Ｓｙ１の電圧が検波出力Ｆ１の電圧より小さい場合はキャパシタ１１１に充電された電荷が放電される。

センサ信号Ｓｙ１の周波数は駆動信号によって決まり、センサ信号Ｓｙ１の周波数は駆動信号の周波数と等しい。さらに駆動信号の周波数は個々の角速度センサによって決まった値となる。一般に駆動信号の周波数が低い方がセンサの角速度検出精度がよいといわれているが、周波数が２０ＫＨｚ以下になると可聴周波数領域となる。デジタルカメラ、ビデオカメラなど、人が直接操作する製品にセンサを搭載する場合には、耳障りな音を聞こえなくするためにも可聴周波数領域を超えた領域で使用することが望まれる。しかし、可聴周波数領域外となると駆動信号の周波数は２０ＫＨｚ以上となる。しかし、特許文献７に開示されるように、周波数が１ＫＨｚを超えると聴力が低下するという報告に鑑みると、駆動信号の周波数は２０ＫＨｚ以上ではなく、１ＫＨｚ以上であれば実用的なレベルを満足することができる。

たとえば、駆動信号の周波数が２０ＫＨｚである場合、抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１を１ＫΩ、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１を１０ｎＦに設定すると、抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１からなるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃはｆｃ＝１／（２πＲ１Ｃ１）で示されるので、抵抗素子１１０およぼキャパシタ１１１はカットオフ周波数ｆｃ＝１６ＫＨｚのローパスフィルタとなる。また、抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１からなるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃを駆動信号の周波数と同程度の周波数にすることにより、同期検波回路１０４に入力されるセンサ信号Ｓｙ１が抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１によって著しく減衰することを避けることができる。抵抗素子１１０およびキャパシタ１１１からなるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃも駆動信号の周波数と同様に１ＫＨｚ以上に設定する。

サンプリングパルスＳＰは、図示しないサンプリングパルス生成回路によって生成される。サンプリングパルス生成回路には駆動信号または駆動信号に同期した信号が入力され、入力信号を基にサンプリングパルスＳＰが生成される。

図２７は、センサ信号Ｓｙ１に含まれる２つの信号とサンプリングパルスＳＰの関係について模式的に示した図である。センサ信号Ｓｙ１には、駆動信号成分Ｓｙ１ｄと角速度信号成分Ｓｙ１ωの２つの信号が含まれ、両信号成分は互いに位相が９０度ずれている。サンプリングパルスＳＰは、角速度信号成分Ｓｙ１ωが基準電圧に比べハイレベルのときに、角速度信号成分Ｓｙ１ωの周期Ｔの１／２より短いパルス幅ＰＷでハイレベルとなり、かつ角速度信号成分Ｓｙ１ωの周期Ｔと同一の周期をもつ。本実施の形態３においてアナログスイッチＳＷは、サンプリングパルスＳＰはハイレベルのときにオン状態でありローレベルのときにオフ状態であるが、ローレベルのときにオン状態であり、ハイレベルのときにオフ状態であってもよい。

駆動信号成分Ｓｙ１ｄと角速度信号成分Ｓｙ１ωは互いに位相が９０度ずれることから、駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃ前後で角速度信号成分Ｓｙ１ωが最大値Ｈとなる。よって駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃ前後でサンプリングパルスＳＰをハイレベルにしてサンプリングすると、不要信号である駆動信号成分Ｓｙ１ｄがゼロに近い値であり、かつ角速度信号成分Ｓｙ１ωが最大値であるときにサンプリングできるので、駆動信号成分Ｓｙ１ｄの重畳が最小となる状態で角速度信号成分Ｓｙ１ωをサンプリングすることができる。よって、サンプリングパルスＳＰのパルス幅ＰＷを小さくすればするほど駆動信号成分Ｓｙ１ｄがゼロに近い値をとり、駆動信号成分Ｓｙ１ｄに対する信号除去効果の改善を図ることができる。

センサ信号Ｓｙ１にノイズが含まれず、また駆動信号成分Ｓｙ１ｄと角速度信号成分Ｓｙ１ωが互いに位相が正確に９０度ずれている場合、駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃを中心に前後同じ間隔のパルス幅ｘでハイレベルとなるサンプリングパルスＳＰを用いて、サンプリングを行なうと、駆動信号成分Ｓｙ１ｄはゼロクロス点Ｚｃ前後の信号で打ち消しあうので駆動信号成分Ｓｙ１ｄをゼロとすることができ、駆動信号成分Ｓｙ１ｄの重畳が最小となる状態で角速度信号成分Ｓｙ１ωのサンプリングを行なうことができる。

サンプリングパルスＳＰのデューティ比が５０％であるとき、同期検波回路１０４の検波出力Ｆ１は、入力される角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの２／π倍（６３．６％）以下の電圧となることが知られている。

図２８は、図２７で示したサンプリングパルスＳＰのデューティ比が５０％のときのサンプリングパルスＳＰ１と同期検波回路１０４の検波出力Ｆ１Ａと角速度信号成分Ｓｙ１ωＡの関係について模式的に示した図である。同期検波回路１０４には、図２７で示したように駆動信号成分Ｓｙ１ｄも入力されるが、駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃを中心に前後同じ間隔でサンプリングを行なうことにより、駆動信号成分Ｓｙ１ｄは原理的には除去することができるので便宜上図２８には示していない。このため以降の説明では駆動信号成分Ｓｙ１ｄの影響は考慮しないこととする。同期検波回路１０４にはサンプリングパルスＳＰ１が入力され、パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、およびＰ７が入力されるたびに検波出力Ｆ１Ａの電圧が変化する。サンプリングパルスＳＰ１によって同期検波した検波出力Ｆ１ＡのレベルＬ０で角速度信号成分Ｓｙ１ωＡの最大値Ｈ１の２／π倍（６３．６％）に収束する。図２８は、パルスＰ１の入力直後では収束レベルの（２／π）Ｈ１までは達していないが、パルスＰ２の入力直後ではほぼ収束レベルの（２／π）Ｈ１に達した状態を模式的に示す。すなわち、サンプリングパルスＳＰ１はパルスＰ１からＰ７の７つのパルスを示したが、２つ目のパルスＰ２ですでに収束レベル（２／π）Ｈ１に達した状態を示す。

たとえば、角速度信号成分Ｓｙ１ωＡは１．５Ｖ±０．０９５Ｖの正弦波信号で周波数は２０ＫＨｚであり、サンプリングパルスＳＰ１の周波数は２０ＫＨｚであり、図２６で示される抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１を１ＫΩとし、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１を１０ｎＦとする。なお、抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１は５００Ω〜２ｋΩの範囲で設定することができ、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１は５ｎＦ〜２０ｎＦの範囲で設定することができる。

サンプリングパルスＳＰ１がハイレベルのとき、かつ、角速度信号成分Ｓｙ１ωＡの電圧が検波出力Ｆ１Ａの電圧より大きいときは、キャパシタ１１１に電荷が充電される。サンプリングパルスＳＰ１がハイレベルのとき、かつ、角速度信号成分Ｓｙ１ωＡの電圧が検波出力Ｆ１Ａの電圧より小さいときはキャパシタ１１１に充電した電荷が放電され、検波出力Ｆ１Ａの電圧が下がる。そして、サンプリングパルスＳＰ１がローレベルのときは、キャパシタ１１１は充電した電荷を保持し、検波出力Ｆ１Ａは一定の電圧を保持する。この動作を繰り返すと、サンプリングパルスＳＰ１がハイレベルである区間における角速度信号成分Ｓｙ１ωＡの電圧の平均値を求めることになるので、検波出力Ｆ１Ａは入力される角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈ１の２／π倍（６３．６％）となる。

図２９は、図２７で示すサンプリングパルスＳＰのデューティ比が５０％よりも十分に小さな値、たとえば１０％のときであるサンプリングパルスＳＰ２と同期検波回路１０４の検波出力Ｆ１Ｂと角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの関係について模式的に示した図である。同期検波回路１０４には、図２７で示したように駆動信号成分Ｓｙ１ｄも入力されるが、駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃを中心に前後同じ間隔でサンプリングを行ない、さらに駆動信号成分Ｓｙ１ｄの変位が小さく角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの変位が最大となる付近をサンプリングすることにより駆動信号成分Ｓｙ１ｄは原理的には除去することができるので便宜上図２９には示していない。このため以降の説明では駆動信号成分Ｓｙ１ｄの影響は考慮しないこととする。同期検波回路１０４にはサンプリングパルスＳＰ２が入力され、パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、およびＰ７が入力されるたびに検波出力Ｆ１Ｂの電圧が変化する。

たとえば、角速度信号成分Ｓｙ１ωＡは１．５Ｖ±０．０９５Ｖの正弦波信号で周波数は２０ＫＨｚであり、サンプリングパルスＳＰ２の周波数は２０ＫＨｚであり、抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１を１ＫΩとし、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１を１０ｎＦとする。なお、抵抗素子１１０はたとえば５００Ω〜２ｋΩの範囲で設定することができ、キャパシタ１１１はたとえば５ｎＦ〜２０ｎＦの範囲で設定することができる。図２８よび図２９はサンプリングパルスＳＰ１およびサンプリングパルスＳＰ２のデューティ比を除いた他の条件は同じである。

デューティ比が１０％である場合はそれが５０％であった場合と同様に、サンプリングパルスＳＰ２がハイレベルのとき、かつ、角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの電圧が検波出力Ｆ１Ｂの電圧より大きいときはキャパシタ１１１に電荷が充電される。サンプリングパルスＳＰ２がハイレベルのとき、かつ、角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの電圧が検波出力Ｆ１Ｂの電圧より小さいときはキャパシタ１１１に充電した電荷が放電され、検波出力Ｆ１Ｂの電圧が下がる。そして、サンプリングパルスＳＰ２がローベルのときは、キャパシタ１１１は充電した電荷を保持し、検波出力Ｆ１Ｂは一定の電圧を保持する。この動作を繰り返すことによって、サンプリングパルスＳＰ２がハイレベルである区間における角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの電圧の平均値に収束する。角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの電圧のピーク値またはその付近をサンプリングパルスＳＰ２によって抽出するので、キャパシタ１１１の電荷が放電されることがほとんどなく、角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの最大値に近い値までキャパシタ１１１に電荷を充電することができる。

図２６で示した同期検波回路１０４には、実際には図２７で示した駆動信号成分Ｓｙ１ｄと角速度信号成分Ｓｙ１ωの合成信号であるセンサ信号Ｓｙ１が入力されるため、検波出力Ｆ１の遷移は図２８および図２９で示した検波出力Ｆ１Ａおよび検波出力Ｆ１Ｂの遷移とは異なり、検波出力Ｆ１の電圧とセンサ信号Ｓｙ１の電圧が比較され遷移する。しかし、図２７で示したように、駆動信号成分Ｓｙ１ｄは駆動信号成分Ｓｙ１ｄのゼロクロス点Ｚｃを中心に前後同じ間隔のパルス幅ｘでサンプリングを行ない、さらに駆動信号成分Ｓｙ１ｄの変位が小さく角速度信号成分Ｓｙ１ωの変位が最大となる付近をサンプリングすることにより駆動信号成分Ｓｙ１ｄは原理的には除去することができるため、検波出力Ｆ１の収束値は図２８および図２９で示した検波出力Ｆ１Ａおよび検波出力Ｆ１Ｂの値に近い値となる。このようにサンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくすることにより図２９で示したように、角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの最大値に近い値に同期検波回路１０４の検波出力Ｆ１Ｂを収束させることが可能となる。

図２９で示すようにサンプリングパルスＳＰ２のデューティ比を小さくすると、検波出力Ｆ１Ｂが一定の値に収束するまでの時間が、図２８に示す検波出力Ｆ１Ａが一定の値に収束するまでの時間に比べ大きくなることを知見した。ここで再度図２６および図２７に戻り、図２８および図２９の特性の違いについて説明を行なう。

図２６において、抵抗素子１１０とキャパシタ１１１からなる積分回路のキャパシタ１１１の電圧つまり検波出力Ｆ１の電圧は積分回路に入力される電圧が直流電圧Ｖである場合は、以下の数式（１）で表される。ここで、数式（１）の記号Ｆ１は検波出力Ｆ１の電圧であり、記号Ｖは直流電圧であり、記号ｔは時間、記号ｃ１はキャパシタ１１１の容量値であり、記号ｒ１は抵抗素子１１０の抵抗値である。

図２７に示したように角速度信号成分Ｓｙ１ωは正弦波信号であるので、検波出力Ｆ１を求めるにあたり、数式（１）をそのまま適用することはできない。しかし、サンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくするに伴い、サンプリング区間での角速度信号成分Ｓｙ１ωの変化量は少なくなり、直流電圧とみなすことができるので実質的に、数式（１）で近似することが可能となる。

数式（１）から明らかなように、検波出力Ｆ１の電圧は時間ｔの経過とともに実質上は上昇する。サンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくするに伴い、１周期におけるサンプリング時間が短くなるため、検波出力Ｆ１の値が収束するまでの時間が大きくなることになる。

サンプリング時間ｔｓ１はサンプリングパルスの周波数をｆ、サンプリングパルスのデューティ比をＤＲ（％）とすると、次式（２）で表される。すなわち、サンプリング時間ｔｓ１はサンプリング周波数に反比例し、デューティ比ＤＲに比例する。

数式（２）よりデューティ比ＤＲを小さくすることにより、サンプリング時間ｔｓ１が小さくなるので、図２９のサンプリングパルスＳＰ２のデューティ比が１０％である場合の方が図２８に示すサンプリングパルスＳＰ１のデューティ比が５０％である場合に比べ収束するまでの時間が大きくなる。しかし、数式（１）から明らかなように、キャパシタ１１１および抵抗素子１１０の時定数を小さく変更することにより、時間ｔによる検波出力Ｆ１の値を大きくすることができる。このため、キャパシタ１１１および抵抗素子１１０の時定数を調整すればサンプリングパルスＳＰ２のようにデューティ比を小さくしても検波出力Ｆ１Ｂの値が収束するまでの時間を短く設定することができ、また、所定の時間に設定することもできる。

図２９において、たとえば、角速度信号成分Ｓｙ１ωＢの周波数は２０ＫＨｚであり、サンプリングパルスＳＰ２の周波数ｆも２０ＫＨｚであり、サンプリングパルスＳＰ２のデューティ比ＤＲが１０％であり、抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１を１ＫΩとし、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１を１０ｎＦとし、サンプリングパルスＳＰ２によってサンプリング区間における角速度信号成分Ｓｙ１ωＢが直流電圧Ｖであると近似できるとき、パルスＰ１、Ｐ２、Ｐ３、Ｐ４、Ｐ５、Ｐ６、およびＰ７入力後の検波出力Ｆ１Ｂの各レベルＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、およびＬ７がどのような値をとるかについて述べる。

パルスＰ１の入力後、検波出力Ｆ１ＢはレベルＬ１まで上昇し、パルスＰ２が入力されるまで、レベルＬ１の電圧を保持する。パルスＰ１でのサンプリング時間は数式（２）より求めることができる。よって数式（１）で求めた時間ｔにパルスＰ１でのサンプリング時間を代入することにより、検波出力Ｆ１Ｂのレベル１の電圧を求めることができる。検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ１の電圧は、０．３９３×Ｖの値まで上昇することになる。

パルスＰ２の入力後、検波出力Ｆ１ＢはレベルＬ２まで上昇し、パルスＰ３が入力されるまで、レベルＬ２の値を保持する。検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ２の電圧はパルスＰ１およびパルスＰ２によってサンプリングを行った時間で決まるので、数式（１）より、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ２の電圧は、０．６３２×Ｖとなる。

以下同様に、パルスＰ３の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ３の電圧は、０．７７７×Ｖまで上昇する。パルスＰ４の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ４の電圧は、０．８６５×Ｖまで上昇し、パルスＰ５の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ５の電圧は、０．９１８×Ｖまで上昇する。パルスＰ６の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ６の電圧は、０．９５０×Ｖまで上昇し、パルスＰ７の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ７の電圧は、０．９７０×Ｖまで上昇することになる。つまり、パルスＰ７が入力された後に検波出力Ｆ１Ｂは収束することになる。これは、図２８に示すパルスＰ２による収束に比べて遅くなっていることがわかる。

しかし、たとえば抵抗素子１１０とキャパシタ１１１の時定数が１０分の１になるように、たとえば、抵抗素子１１０の抵抗値Ｒ１を１ｋΩとし、キャパシタ１１１の容量値Ｃ１を１ｎＦとし、他の条件を変えないならば、パルスＰ１の入力後、検波出力Ｆ１ＢのレベルＬ１の電圧は、０．９９３×Ｖまで上昇することになり、パルスＰ１が入力されると直ちに検波出力Ｆ１Ｂは収束することになる。つまり、積分回路の抵抗素子１１０とキャパシタ１１１の時定数を調整すれば、検波出力Ｆ１Ｂが収束する早さを調整することができる。

同期検波回路１０４に入力される図２７で示された角速度信号成分Ｓｙ１ωは実際には正弦波信号である。角速度信号Ｓｙ１ωは一定電圧とはならないため、時間をかけた分だけ常に電圧が上昇するというわけではなく、センサ信号Ｓｙ１の電圧と図２６で示された検波出力Ｆ１の電圧との比較により図２６で示されたキャパシタ１１１が放電し、図２６で示された検波出力Ｆ１の電圧が下がり、一定の電圧より上昇しなくなる。

ここで、図２６および図２７におけるサンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲによって正弦波信号である角速度信号Ｓｙ１ωの最大値のどのレベルまで検波出力Ｆ１の値を変化させることができるかについて述べる。

検波出力Ｆ１の値はサンプリングパルスＳＰがハイレベルであるときの角速度信号成分Ｓｙ１ωの電圧の平均値に収束する。同期検波回路１０４に入力される角速度信号成分Ｓｙ１ωが時間ｔで変化する関数ｆ（ｔ）で表され、角速度信号成分Ｓｙ１ωの周期Ｔ＝２π、最大値Ｈの正弦波であるとすると、角速度信号成分Ｓｙ１ωの関数ｆ（ｔ）は次式（３）で表される。

数式（３）において関数（ｆ）が最大値をとる時刻ｔは、ｎを整数とすると、ｔ＝２πｎ＋（π／２）で表される。ここでｎ＝０の場合、ｔ＝π／２で最大値をとる。サンプリングパルスＳＰが角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値になる点の前後同じ幅のパルス幅ｘにおいてハイレベルとなるならば、サンプリングパルスＳＰがハイレベルとなる区間はｔ＝（π／２）−ｘからｔ＝（π／２）＋ｘまでである。この区間における平均値が検波出力Ｆ１の収束する値であるから、検波出力Ｆ１の収束する値は次式（４）で表される。

数式（４）におけるパルス幅ｘをサンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲ（％）で表すことによって、サンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲによって正弦波信号である角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈのどの程度まで検波出力Ｆ１の値を変化させることができるかを求めることができる。

デューティ比ＤＲは周期Ｔ＝２πであり、サンプリングのパルス幅は２ｘであるので、デューティ比ＤＲ＝（ｘ／π）×（１／１００）である。よって、パルス幅ｘ＝πＤＲ×（１／１００）となり、数式（４）に代入することにより、検波出力Ｆ１をデューティ比ＤＲの関数である次式（５）で表すことができる。

たとえば、サンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲを５０％とし、数式（５）に代入すると、Ｆ１＝Ｈ（２／π）となり、検波出力Ｆ１の収束する値はデューティ比ＤＲ５０％の場合は角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの２／π倍（６３．６％）となることがわかる。

図３０は数式（５）を基に、サンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲによる角速度信号成分Ｓｙ１ωに対する検波出力Ｆ１の収束する比率ＦＬＶ、つまりＦＬＶ＝Ｆ１／Ｓｙ１ωの関係について模式的に示した。たとえば、検波出力Ｆ１の電圧が入力される角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈに比べ−３ｄＢ（７０．７％）となるのは、デューティ比ＤＲ＝４４％であることがわかる。

また、デューティ比ＤＲが３６％であるとき検波出力Ｆ１の収束する値は、角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの８０％の値であることがわかる。そしてデューティ比ＤＲを２５％とすれば、検波出力Ｆ１の収束する値は、角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの９０％の値までとなり、デューティ比ＤＲを小さくすることによって、検波出力Ｆ１の収束する値は、角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈに近づいていくことになる。デューティ比ＤＲを１０％とすれば、検波出力Ｆ１の収束する値は、角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの９８％の値になる。デューティ比ＤＲを１％としたとき、検波出力Ｆ１は角速度信号成分Ｓｙ１ωの最大値Ｈの９９．９８％の電圧まで上昇し、角速度信号成分Ｓｙ１ωを効率よく検出することができる。

ここまで同期検波回路１０４の動作について述べたが、図２５で示した同期検波回路１０５も同様の動作をする。しかし、同期検波回路１０５に入力されるセンサ信号Ｓｙ２に含まれる駆動信号成分および角速度信号成分は同期検波回路１０４に入力される両信号成分と互いに位相が１８０度ずれているため、サンプリングパルスＳＰによってサンプリングする区間は同期検波回路１０５に入力される角速度信号成分が最小となる区間の前後となる。そのためサンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくすると、同期検波回路１０５の検波出力Ｆ２は同期検波回路１０５に入力される角速度信号成分の最小値の電圧に収束していくことになる。

このようにサンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくすることにより、同期検波回路１０４，１０５に入力されるセンサ信号に含まれる角速度信号成分の検出効率を高めることができる。また、駆動信号成分のゼロクロス点Ｚｃ前後でサンプリングするため、サンプリングパルスＳＰのデューティ比を小さくするほど、駆動信号成分がゼロに近づくため、駆動信号成分に対する信号除去効果を改善することができる。

以上述べたようにサンプリングパルスＳＰのデューティ比ＤＲを設定することにより、同期検波回路１０４，１０５に入力される角速度信号成分Ｓｙ１ｄおよび角速度信号成分Ｓｙ２Ｋに対する検波出力Ｆ１および検波出力Ｆ２の検出効率を高め、かつ駆動信号に対する信号除去効果の改善を図ることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明でなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の同期検波回路は、同期検波回路に入力されるセンサ信号に含まれる角速度信号成分の検出効率を高めることができ、角速度信号成分の実態の大きさに合った検波出力を出力することができる。さらに駆動信号成分に対する信号除去効果の改善を図ることができる。本発明に係る同期検波回路を用いることにより、検出効率のよい角速度センサを提供することができるため、産業上の利用可能性は極めて高い。

Ｄ１〜Ｄ４，Ｅ１〜Ｅ４，Ｅ１１〜Ｅ１８ 圧電素子、１，４１ 本体部、２ 本体基板、３ 円柱部、４ 可撓部、５ 支持部、６ 溝、７ 補助基板、８ 錘部、９ 枠部、１０ 支持基板、１１ 上部電極、１２ 下部電極、１３ 圧電材料層、１５，４５ 電気回路部、１６，１７，４６，４７ 演算回路、１８，４８ 駆動回路、２１，２２，５１，５２ Ｑ／Ｖ変換回路、２３，５５，６２ 減算回路、２４，５６ 信号発生回路、３０，３３，３６ 演算増幅器、３１，３４，３７〜４０ 抵抗素子、３２，３５，１１１ キャパシタ、５３，５４ サンプリング回路、６３ 波形変換回路、６４ パルス発生回路、６５ タイミング補正回路、６６ 位相同期ループ回路、６７，６９ 分周器、６８ 正弦波発生回路、７０ レベルシフタ、７１ スイッチ、７２ 増幅器、７３，１１０ 抵抗素子、７４ 矩形波発生回路、７５ 遅延回路、８０ 位相比較器、８１ チャージポンプ、８２ ループフィルタ、８３ 電圧制御型発振器、９０ カウンタ、９１ デコーダ、９２ Ｄ／Ａコンバータ、９３ バンドパスフィルタ、１００ 角速度センサ、１０１ センサ部、１０２，１０３ チャージアンプ、１０４，１０５ 同期検波回路、１０６，１０７ ローパスフィルタ、１０８ 差動増幅器。

Claims (20)

1. ＸＹ平面に沿って配置され、その中心をＺ軸が貫通する環状の可撓部と、
   前記可撓部の内側の縁に支持された錘部と、
   前記可撓部の外側の縁を支持する支持部と、
   前記錘部を前記Ｚ軸の方向に振動させる駆動部と、
   Ｘ軸またはＹ軸の正側に設けられ、その第１の電極が前記可撓部の表面に固着された第１の圧電素子と、
   前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の負側に設けられ、その第１の電極が前記可撓部の表面に固着された第２の圧電素子と、
   前記第１および第２の圧電素子の各々の第１および第２の電極に発生する電荷量に基づいて、前記Ｙ軸または前記Ｘ軸の周りの角速度を求める演算回路とを備え、
   前記第１の圧電素子の第１および第２の電極は、それぞれ前記第２の圧電素子の前記第２および第１の電極に接続されている、角速度センサ。
2. 前記演算回路は、
   前記第１の圧電素子の第１の電極および前記第２の圧電素子の第２の電極で発生した電荷量に応じた値の第１の電圧を出力する第１の電荷／電圧変換回路と、
   前記第１の圧電素子の第２の電極および前記第２の圧電素子の第１の電極で発生した電荷量に応じた値の第２の電圧を出力する第２の電荷／電圧変換回路と、
   前記第１および第２の電圧の差の電圧を出力する減算回路とを含む、請求の範囲第１項に記載の角速度センサ。
3. 前記演算回路は、前記第１の圧電素子の第１の電極および前記第２の圧電素子の第２の電極で発生した電荷量に応じた値の電圧を出力する電荷／電圧変換回路を含み、
   前記第１の圧電素子の第２の電極および前記第２の圧電素子の第１の電極は基準電圧を受ける、請求の範囲第１項に記載の角速度センサ。
4. 前記駆動部は、
   前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の正側に設けられ、その第１の電極が前記可撓部の表面に固着された第３の圧電素子と、
   前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の負側に設けられ、その第１の電極が前記可撓部の表面に固着された第４の圧電素子と、
   前記第３および第４の圧電素子の各々の第１および第２の電極間に交流電圧を印加して前記第３および第４の圧電素子を前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の方向に伸縮させ、前記Ｚ軸の方向に前記錘部を振動させる駆動回路とを含む、請求の範囲第１項から請求の範囲第３項までのいずれか１項に記載の角速度センサ。
5. ＸＹ平面に沿って配置され、その中心をＺ軸が貫通する環状の可撓部と、
   前記可撓部の内側の縁に支持された錘部と、
   前記可撓部の外側の縁を支持する支持部と、
   前記錘部を前記Ｚ軸方向に振動させる駆動部と、
   前記錘部の振動に基づいて、Ｘ軸またはＹ軸の周りの角速度を検出する検出部とを備え、
   前記駆動部は、
   前記可撓部に固着され、前記錘部を振動させるための第１の圧電素子と、
   前記可撓部に固着され、前記錘部の振動を検出するための第２の圧電素子と、
   前記第１の圧電素子に駆動信号を与える駆動回路と、
   前記駆動信号の位相を９０度遅延させる遅延回路と、
   前記第２の圧電素子の出力信号の位相と前記遅延回路の出力信号の位相とを比較し、それらの信号の位相差がなくなるように前記駆動信号の位相を制御する位相制御回路とを含む、角速度センサ。
6. 前記位相制御回路は、
   制御電圧に応じた周波数のクロック信号を発生する電圧制御型発振器と、
   前記遅延回路の出力信号と前記第２の圧電素子の出力信号との位相を比較し、それらの信号の位相差がなくなるように前記制御電圧を調整する位相比較器とを含む位相同期ループ回路であり、
   前記駆動回路は、前記クロック信号に同期して前記駆動信号を生成する、請求の範囲第５項に記載の角速度センサ。
7. 前記第１の圧電素子の第１の電極は前記可撓部に固着され、
   前記駆動回路は、
   前記クロック信号に同期して正弦波信号を生成する第１の信号発生回路と、
   前記正弦波信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力ノードと前記第１の圧電素子の第２の電極との間に接続された抵抗素子とを有する、請求の範囲第６項に記載の角速度センサ。
8. 前記第１の圧電素子の第１の電極は前記可撓部に固着され、
   前記駆動回路は、
   前記クロック信号を分周して第１の矩形波信号を生成する分周器と、
   前記第１の矩形波信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力ノードと前記第１の圧電素子の第２の電極との間に接続された抵抗素子とを有する、請求の範囲第６項に記載の角速度センサ。
9. 前記第１の圧電素子の第１の電極は前記可撓部に固着され、
   前記駆動回路は、
   前記クロック信号に同期して正弦波信号を生成する第１の信号発生回路と、
   前記クロック信号を分周して第１の矩形波信号を生成する分周器と、
   前記正弦波信号および前記第１の矩形波信号のうちの所望の信号を選択する切換回路と、
   前記切換回路によって選択された信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力ノードと前記第１の圧電素子の第２の電極との間に接続された抵抗素子とを有する、請求の範囲第６項に記載の角速度センサ。
10. さらに、前記駆動信号に同期して第２の矩形波信号を生成する第２の信号発生回路を備え、
    前記遅延回路は前記第２の矩形波信号を９０度遅延させる、請求の範囲第５項から請求の範囲第９項までのいずれか１項に記載の角速度センサ。
11. 前記第２の圧電素子の第１の電極は前記可撓部に固着され、
    さらに、前記第２の圧電素子の第１の電極に発生した電荷量を電圧に変換する第１の電荷／電圧変換回路と、
    前記第２の圧電素子の第２の電極に発生した電荷量を電圧に変換する第２の電荷／電圧変換回路と、
    前記第１および第２の電荷／電圧変換回路の出力電圧の差の電圧を求める減算回路と、
    前記減算回路から出力される正弦波状の電圧信号を第３の矩形波信号に変換する波形変換回路とを備え、
    前記位相比較器は、前記第２および第３の矩形波信号の位相差がなくなるように前記制御電圧を調整する、請求の範囲第１０項に記載の角速度センサ。
12. さらに、前記第３の矩形波信号に同期してサンプリング信号を発生する第３の信号発生回路と、
    前記サンプリング信号のタイミングを補正するタイミング補正回路とを備え、
    前記検出部は、
    前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の正側に設けられ、第１の電極が前記可撓部に固着された第３の圧電素子と、
    前記Ｘ軸または前記Ｙ軸の負側に設けられ、第１の電極が前記可撓部に固着された第４の圧電素子とを含み、
    前記第３の圧電素子の第１および第２の電極は、それぞれ前記第４の圧電素子の第２および第１の電極に接続され、
    前記検出部は、
    さらに、前記第３の圧電素子の第１の電極および前記第４の圧電素子の第２の電極に発生した電荷量を電圧に変換する第３の電荷／電圧変換回路と、
    前記第３の圧電素子の第２の電極および前記第４の圧電素子の第１の電極に発生した電荷量を電圧に変換する第４の電荷／電圧変換回路と、
    前記サンプリング信号に応答して前記第３および第４の電荷／電圧変換回路の出力電圧のピーク値をサンプリングし、サンプリングしたピーク値に基づいて角速度を示す信号を発生する第４の信号発生回路とを含む、請求の範囲第１１項に記載の角速度センサ。
13. 角速度センサに用いられる同期検波回路であって、
    アナログスイッチと、
    抵抗素子およびキャパシタを含む積分回路とを備え、
    駆動信号成分と角速度信号成分が重畳されたセンサ信号が前記アナログスイッチの入力端子に入力され、前記アナログスイッチの出力端子に前記積分回路の入力ノードが接続され、
    前記センサ信号の周期と同一の周期を持つサンプリングパルスによって前記アナログスイッチのオン／オフが制御され、前記サンプリングパルスのデューティ比は５０％未満である、同期検波回路。
14. 前記駆動信号成分と前記角速度信号成分は位相が互いに９０度ずれている、請求の範囲第１３項に記載の同期検波回路。
15. 前記駆動信号成分のゼロクロス点前後で前記サンプリングパルスは活性化レベルとなり、前記アナログスイッチは前記サンプリングパルスが活性化レベルである場合にオン状態となる、請求の範囲第１４項に記載の同期検波回路。
16. 前記積分回路の時定数によって決められるカットオフ周波数が１ＫＨｚ以上である、請求の範囲第１４項に記載の同期検波回路。
17. 前記アナログスイッチはＭＯＳトランジスタを含む、請求の範囲第１３項に記載の同期検波回路。
18. 前記駆動信号の周波数は１ＫＨｚ以上である、請求の範囲第１３項に記載の同期検波回路。
19. 前記積分回路の時定数によって決められるカットオフ周波数が１ＫＨｚ以上である、請求の範囲第１３項に記載の同期検波回路。
20. 請求の範囲第１３項から請求の範囲第１９項までのいずれか１項に記載の同期検波回路と、
    前記同期検波回路の出力信号から高周波成分を除去するローパスフィルタと、
    電荷信号を電圧信号に変換し、その電圧信号を前記センサ信号として前記同期検波回路に出力するチャージアンプとを２組備え、
    さらに、角速度を検出したときに互いに位相が１８０度ずれた２つの電荷信号をそれぞれ２つの前記チャージアンプに出力するセンサ部と、
    ２つの前記ローパスフィルタの出力信号の電位差を増幅する差動増幅器とを備える、角速度センサ。

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