CN102472624A - 角速度传感器和用于它的同步检波电路 - Google Patents

Abstract

在本发明的角速度传感器中，将第1压电元件(D1)的上部电极(11)和第2压电元件(D2)的下部电极(12)连接到第1Q/V变换电路(21)的输入端子(21a)，同时将第1压电元件(D1)的下部电极(12)和第2压电元件(D2)的上部电极(11)连接到第2Q/V变换电路(22)的输入端子(22a)。由此，使第1和第2压电元件(D1、D2)上产生的电荷量的振动噪声成分相互抵消，同时将第1和第2压电元件(D1、D2)上产生的电荷量的科里奥利成分进行相加运算，仅取出科里奥利成分。

Description

角速度传感器和用于它的同步检波电路

技术领域

本发明涉及角速度传感器、用于它的同步检波电路，特别涉及基于在振动的锤部上作用的科里奥利力(Coriolis force)检测角速度的角速度传感器，以及用于它的同步检波电路。

背景技术

角速度传感器，为了检测以外在的因素而变化的物理量而被装入到例如数码相机、摄像机、移动电话、汽车导航系统等的电子设备中。这样的角速度传感器检测角速度等的物理量，并被用于数码相机等的抖动补偿、姿态控制等的独立导航等。此外，也被用于基于GPS(Global Positioning System；全球定位系统)的导航等。

作为角速度传感器之一，已知采用了压电元件的角速度传感器。采用了压电元件的角速度传感器被装入很多装置。

在实用新型登记第3135181号公报(专利文献1)和特开平8-35981号公报(专利文献2)公开的角速度传感器中，设有环状的挠性部、被支承于挠性部的内侧的边缘上的锤部、支承挠性部的外侧的边缘的支承部、以及第1和第2压电元件。挠性部以使Z轴贯通其中心、沿XY平面配置。第1压电元件设置在X轴(或Y轴)的正侧，固定于挠性部的表面。第2压电元件设置在X轴(或Y轴)的负侧，固定于挠性部的表面。该角速度传感器使锤部在Z轴方向上振动，同时基于在第1和第2压电元件上各自产生的电荷量，求绕Y轴旋转(或X轴)旋转的角速度。

此外，在特开平7-167660号公报(专利文献3)公开的角速度传感器中，在陀螺振子(gyro oscillator)上固定第1～第3压电元件，通过第1压电元件而使陀螺振子振动，通过第2压电元件检测陀螺振子的振动，通过第3压电元件检测科里奥利力，放大第2压电元件的输出信号，将其延迟90度而生成第1压电元件的驱动信号。

此外，在采用了压电元件的角速度传感器中，将压电元件输出的电荷变换为电压，通过同步检波电路从混合了驱动信号成分的传感器信号中选择性地取出角速度信号成分，进行直流化，在将检波输出用低通滤波器平滑后，用放大电路放大并输出直流电压信号。

在这样的角速度传感器中，随着振子的小型轻量化，压电元件输出的电荷为非常微弱的电荷。因此，就基于这样的微弱的电荷来检测角速度的装置来说，被要求能够在无失真(no distortion)、低噪声，并且在合适的增益下检测角速度的性能。

从传感器信号中消除作为噪声的补偿(offset)电压的同步检波电路，例如记载在特开2009-168588号公报(专利文献4)中。

在专利文献4中，同步检波电路与其脉冲宽度比传感器信号的半周期短、并且与传感器信号的周期具有同一周期的同步检波用的采样脉冲同步地对传感器信号进行同步检波。通过在同步检波电路中除去角速度信号成分的一部分而降低检波输出与角速度信号成分的比率，消除以信号路径的直流偏置电压为基准的正的补偿电压。

此外，在特开2009-128135号公报(专利文献5)的116段中，记述了如果在角速度信号成分的移动为最大的期间附近进行采样，则可以改善S/N比的宗旨。

此外，在特开2008-224230号公报(专利文献6)的93段中，暗示了调整采样脉冲的脉冲宽度的技术。

此外，特开平10-234094号公报(专利文献7)未涉及角速度传感器而涉及扬声器装置。在专利文献7中，公开了在频率为1KHz以上的高音区中听力下降的宗旨。在本发明的角速度传感器中了解听力下降的频带的事实，在决定驱动信号的频率时是有用的。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：实用新型登记第3135181号公报

专利文献2：特开平8-35981号公报

专利文献3：特开平7-167660号公报

专利文献4：特开2009-168588号公报

专利文献5：特开2009-128135号公报

专利文献6：特开2008-224230号公报

专利文献7：特开平10-234094号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，在专利文献1、2的角速度传感器中，第1和第2压电元件上各自产生的电荷量包含随着锤部的振动产生的振动噪声成分、以及因科里奥利力产生科里奥利成分，并且振动噪声成分大于科里奥利成分，所以有角速度的检测精度低的问题。

此外，在专利文献3的角速度传感器中，简单地用延迟电路使第2压电元件的输出信号延迟90度而生成第1压电元件的驱动信号，所以有在温度变化等情况下陀螺振子的振动数偏离谐振频率，角速度的检测精度下降的问题。

此外，在专利文献4中，公开了通过使采样脉冲的占空比小于50％，能够改善同步检波电路的S/N比的宗旨。但是，检波输出的电压与检波对象的角速度信号成分的最大值相比被降低，所以检测被输入到同步检波电路的角速度信号成分的检测效率下降。

此外，在专利文献5、6中，暗示了调整采样脉冲的脉冲宽度时，可以降低噪声的技术。但是，未明确表示具体到哪个范围的脉冲宽度或占空比是合适的。

因此，本发明的主要目的在于，提供可以高精度检测角速度的角速度传感器、以及用于它的同步检波电路。

用于解决课题的方案

本发明的角速度传感器包括：环状的挠性部，其沿XY平面配置，Z轴贯通其中心；锤部，其被支承于挠性部的内侧的边缘；支承部，其支承挠性部的外侧的边缘；驱动部，其使锤部在Z轴的方向上振动；第1压电元件，其设置在X轴或Y轴的正侧，其第1电极固定于挠性部的表面；第2压电元件，其设置在X轴或Y轴的负侧，其第1电极固定于挠性部的表面；以及运算电路，基于在第1压电元件和第2压电元件各自的第1电极和第2电极上产生的电荷量，求绕Y轴或X轴旋转的角速度。第1压电元件的第1电极和第2电极分别连接到第2压电元件的第2电极和第1电极。

此外，本发明的另一方案的角速度传感器包括：环状的挠性部，其沿XY平面配置，Z轴贯通其中心；锤部，其被支承于挠性部的内侧的边缘；支承部，其支承挠性部的外侧的边缘；驱动部，其使锤部在Z轴的方向上振动；以及检测部，其基于锤部的振动，检测绕X轴或Y轴旋转的角速度。驱动部包括：第1压电元件，其固定于挠性部，用于使锤部振动；第2压电元件，其固定于挠性部，用于检测锤部的振动；驱动电路，其对第1压电元件提供驱动信号；延迟电路，其使驱动信号的相位延迟90度；以及相位控制电路，其将第2压电元件的输出信号的相位和延迟电路的输出信号的相位进行比较，并控制驱动信号的相位，以使这些信号没有相位差。

此外，本发明的同步检波电路用于角速度传感器，包括：模拟开关；以及积分电路，其包括电阻元件和电容器。驱动信号成分和角速度信号成分重叠的传感器信号被输入到模拟开关的输入端子，模拟开关的输出端子上连接积分电路的输入节点。通过与传感器信号的周期具有同一周期的采样脉冲来控制模拟开关的导通/关断，采样脉冲的占空比低于50％。

此外，本发明的又一其他方案的角速度传感器包括：两组同步检波电路，其为上述同步检波电路；两组低通滤波器，其从同步检波电路的输出信号中除去高频成分；以及两组电荷放大器，其将电荷信号变换为电压信号，并将该电压信号作为传感器信号输出到同步检波电路。该角速度传感器还包括：传感器部，其将检测出角速度时相位相互错开了180度的两个电荷信号分别输出到两个电荷放大器；以及差动放大器，其将两个低通滤波器的输出信号的电位差放大。

再有，在本发明中，驱动信号被定义为为了使压电元件振动而在压电元件上施加的信号。传感器信号被定义为电荷放大器的输出信号或同步检波电路的输入信号。检波输出被定义为同步检波电路的输出信号。角速度信号成分被定义为将压电元件因在压电元件上施加了角速度所输出的电荷通过电荷放大器变换为电压的信号，是传感器信号中包含的两个信号之一。驱动信号成分被定义为将压电元件因在压电元件上施加了驱动信号所输出的电荷通过电荷放大器变换为电压的信号，是传感器信号中包含的两个信号之一。过零点(zero cross point)被定义为在交流信号中电压为零的点，或在交流信号上重叠了作为基准的直流电压的信号中，电压与作为基准的直流电压的电压相等的点。

发明效果

在本发明的角速度传感器中，第1压电元件的第1电极和第2电极分别连接到第2压电元件的第2电极和第1电极。因此，可以将第1压电元件上产生的电荷量的振动噪声成分和第2压电元件上产生的电荷量的振动成分相互抵消，同时将第1压电元件上产生的电荷量的科里奥利成分和第2压电元件上产生的电荷量的科里奥利成分进行加法运算，仅取出科里奥利成分。因此，可以高精度地检测角速度。

此外，在本发明的另一方案的角速度传感器中，设有：用于使锤部振动的第1压电元件；用于检测锤部的振动的第2压电元件；对第1压电元件提供驱动信号的驱动电路；使驱动信号的相位延迟90度的延迟电路；将第2压电元件的输出信号的相位与延迟电路的输出信号的相位进行比较，控制驱动信号的相位以使这些信号没有相位差的相位控制电路。因此，即使在温度变化等情况下，也可以使锤部以谐振频率振动，可以高精度地检测角速度。

此外，在本发明的同步检波电路中，可以提高传感器信号中包含的角速度信号成分的检测效率，并且可以改善对驱动信号的信号除去效果，可以输出与角速度信号成分的实体大小一致的检波输出。此外，通过采用该同步检波电路，可以实现检测效率高的角速度传感器。

附图说明

图1的(a)和(b)是表示本发明的实施方式1的角速度传感器的本体部结构的图。

图2是图1的(b)的II-II线剖面图。

图3是图1的(b)的III-III线剖面图。

图4是表示图1所示的压电元件的结构的剖面图。

图5是表示图1所示的本体部的动作的剖面图。

图6是表示图1所示的本体部的其他动作的剖面图。

图7是表示图1所示的本体部的又一其他动作的剖面图。

图8是表示图1所示的本体部的又一其他动作的剖面图。

图9的(a)～(f)是表示图1所示的压电元件D1、D2中产生的电荷量的变化的时间图(time chart)。

图10的(a)～(f)是表示图1所示的压电元件D3、D4中产生的电荷量的变化的时间图(time chart)。

图11是表示在图1～图10中说明的角速度传感器的整体结构的方框图。

图12是表示图11所示的运算电路的结构的方框图。

图13是例示图12所示的Q/V变换电路和减法运算电路的结构的电路图。

图14的(a)和(b)是用于说明本发明的效果的方框图。

图15的(a)和(b)是用于说明本发明的效果的时间图。

图16是表示实施方式1的变更例的方框图。

图17的(a)和(b)是表示本发明的实施方式2的角速度传感器的本体部结构的图。

图18是表示图17中说明的角速度传感器的整体结构的方框图。

图19是表示图18所示的运算电路的结构的方框图。

图20是表示图18所示的驱动电路的结构的方框图。

图21是表示图20所示的锁相环电路的结构的方框图。

图22是表示图20所示的正弦波产生电路的结构的方框图。

图23的(a)～(f)是表示图17～图22中所示的角速度传感器的动作的时间图。

图24的(a)～(f)是表示实施方式2的变更例的时间图。

图25是表示本发明的实施方式3的角速度传感器的结构的图。

图26是表示图25所示的同步检波电路的结构的图。

图27是表示图25所示的传感器信号中包含的两个信号和采样脉冲之间关系的图。

图28是示意地表示采样脉冲的占空比为50％情况下的同步检波电路的检波输出的电压变化的图。

图29是示意地表示采样脉冲的占空比为小于50％的十分小的值、例如10％的情况下的同步检波电路的检波输出的电压变化的图。

图30是表示图25所示的同步检波电路的检波输出的电压与角速度信号成分的收敛的比率和同步检波电路的采样脉冲的占空比之间关系的图。

标号说明

D1～D4、E1～E4、E11～E18压电元件，1、41本体部，2本体基板，3圆柱部，4挠性部，5支承部，6沟，7辅助基板，8锤部，9框部，10支承基板，11上部电极，12下部电极，13压电材料层，15、45电路部，16、17、46、47运算电路，18、48驱动电路，21、22、51、52Q/V变换电路，23、55、62减法运算电路，24、56信号产生电路，30、33、36运算放大器，31、34、37～40电阻元件，32、35、111电容器，53、54采样电路，63波形变换电路，64脉冲产生电路，65定时校正电路，66锁相环电路，67、69分频器，68正弦波产生电路，70电平移动器，71开关，72放大器，73、110电阻元件，74矩形波产生电路，75延迟电路，80相位比较器，81电荷泵，82环形滤波器，83电压控制型振荡器，90计数器，91解码器，92D/A变换器，93带通滤波器，100角速度传感器，101传感器部，102、103电荷放大器，104、105同步检波电路，106、107低通滤波器，108差动放大器。

具体实施方式

[实施方式1]

图1的(a)是表示本实施方式1的角速度传感器的本体部1的结构的平面图，图1的(b)是沿XZ平面截断了图1的(a)的本体部1的图。图2是图1的(b)的II-II线剖面图，图3是图1的(b)的III-III线剖面图。

在图1的(a)、(b)～图3中，本体部1包括正方形状的本体基板2。在本体基板2的下方设置辅助基板7，在辅助基板7的下方设置支承基板10。例如，本体基板2由硅基板构成，辅助基板7由玻璃基板构成，支承基板10由硅基板构成。

如图2所示，在本体基板2的背面，形成圆环状的沟6。本体基板2包括：比沟6位于内侧的圆柱部3；沟6的底部的圆环状的挠性部4；以及比沟6位于外侧的支承部5。由于挠性部4的壁厚薄，所以挠性部4具有挠性度。再有，沟6也可以多边形状地形成。

如图3所示，辅助基板7包括其剖面形成正方形的方柱状的锤部8；以及容纳锤部8的正方形状的框部9。如图1的(b)所示，在锤部8的上面设置圆柱状的突起部8a。突起部8a具有规定的厚度d1，其直径与圆柱部3的直径相同。突起部8a的上端面被固定于圆柱部3的下端面。此外，框部9的上端面被固定于支承部2的下端面，框部9的下端面被固定于支承基板10的上端面。

如图1的(b)所示，在锤部8的上面和支承部5的下端面之间确保规定的间隔d1，在锤部8的侧面和框部9的内面之间确保规定的间隔d2，在锤部8的下面和支承基板10的上面之间确保规定的间隔d3。因此，角速度传感器在无任何力作用的状态下，锤部8通过圆柱部3从上方悬空。

此外，如图1的(a)、(b)所示，在挠性部4的上面，固定着各自扇形地形成的8个压电元件D1～D4、E1～E4。这里，为了便于说明，在本体基板2的上面中心位置上取原点O，在图1的(a)的右方向上取X轴，在上方向上取Y轴，在纸面垂直上方上取Z轴，定义XYZ三维正交坐标系统。

压电元件D1～D4沿挠性部4的内侧的边缘圆形地配置，压电元件E1～E4沿挠性部4的外侧的边缘圆形地配置。压电元件D1、E1配置于X轴的正侧，压电元件D2、E2配置于X轴的负侧。压电元件D3、E3配置于Y轴的正侧，压电元件D4、E4配置于Y轴的负侧。压电元件D1、E1和压电元件D2、E2夹住Y轴且线对称地配置，压电元件D3、E3和压电元件D4、E4夹住X轴且线对称地配置。

如图4所示，压电元件E1包括上部电极11、下部电极12、以及压电材料层13。下部电极12被固定于挠性部4的表面。压电材料层13例如由PZT(锆钛酸铅)形成。其他的压电元件E2～E4、D1～D4各自也为与压电元件E1相同的结构。

在压电元件E1、E2的各自电极11、12间施加第1极性电压(例如正电压)时压电元件E1、E2各自在X轴方向上收缩，在压电元件E1、E2各自的电极11、12间施加第2极性电压(例如负电压)时压电元件E1、E2各自在X轴方向上延伸。此外，在压电元件E3、E4的各自电极11、12间施加第1极性电压时压电元件E3、E4各自在Y轴方向上收缩，在压电元件E3、E4各自的电极11、12间施加第2极性电压时压电元件E3、E4各自在Y轴方向上延伸。压电元件E1～E4各自的伸缩量根据压电元件E1～E4各自的电极11、12间的电压而变化。压电元件E1～E4收缩时挠性部4向上方弯曲(distortedupward)，压电元件E1～E4延伸时挠性部4向下方弯曲。

因此，在压电元件E1～E4的各自电极11、12间施加第1极性电压时，如图5所示，压电元件E1、E2各自在X轴方向上收缩，同时压电元件E3、E4各自在Y轴方向上收缩，锤部8向上方(Z轴的正方向)移动。相反地，在压电元件E1～E4的各自电极11、12间施加第2极性电压时，如图6所示，压电元件E1、E2各自在X轴方向上延伸，同时压电元件E3、E4各自在Y轴方向上延伸，锤部8向下方(Z轴的负方向)移动。因此，在压电元件E1～E4各自的电极11、12间施加交流电压时，压电元件E1～E4各自收缩，锤部8在上下方向(Z轴方向)上振动。

此外，使压电元件D1、D2各自在X轴方向上收缩时在压电元件D1、D2各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷(例如正电荷)和第2极性电荷(例如负电荷)，使压电元件D1、D2各自在X轴方向上延伸时在压电元件D1、D2各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。同样地，使压电元件D3、D4各自在Y轴方向上收缩时在压电元件D3、D4各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷，使压电元件D3、D4各自在Y轴方向上延伸时在压电元件D3、D4各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。压电元件D1～D4各自的电极11、12上产生的电荷量、即压电元件D1～D4各自的电极11、12间的电压根据压电元件D1～D4各自的伸缩量而变化。挠性部4向上方弯曲时压电元件D1～D4延伸，挠性部4向下方弯曲时压电元件D1～D4收缩。

因此，如图5所示，在锤部8向上方(Z轴的正方向)移动而压电元件D1、D2各自在X轴方向上延伸，同时压电元件D3、D4各自在Y轴方向上延伸时，压电元件D1～D4各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。相反地，如图6所示，在锤部8向下方(Z轴的负方向)移动而压电元件D1、D2各自在X轴方向上收缩，同时压电元件D3、D4各自在Y轴方向上收缩时，压电元件D1～D4各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷。因此，在锤部8在上下方向(Z轴方向)上振动，从而压电元件D1～D4各自伸缩时，在压电元件D1～D4各自的电极11、12间产生交流电压。

此外，如图7所示，在对于锤部8的重心G，右方向(X轴的正方向)的力+Fx起作用的情况下，压电元件D1延伸，同时压电元件D2收缩。此时，在压电元件D1的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷，在压电元件D2的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷。相反地，如图8所示，在对于锤部8的重心G，左方向(X轴的负方向)的力-Fx起作用的情况下，压电元件D1收缩，同时压电元件D2延伸。此时，在压电元件D1的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷，在压电元件D2的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。

因此，在将压电元件D1的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V1，同时将压电元件D2的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V2，并求V1和V2之差的电压V3时，可以根据V3求在锤部8的重心G上起作用的X轴方向的力Fx的极性和大小。

同样地，在将压电元件D3的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V1，同时将压电元件D4的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V2，并求V1和V2之差的电压V3时，可以检测在锤部8的重心G上起作用的Y轴方向的力Fy的极性和大小。

可是，在某个物体在三维正交坐标系统内的第1坐标轴方向上以速度v运动的状态下，在该物体上绕第2坐标轴的角速度ω作用时，在该物体上第3坐标轴方向上科里奥利力Fc产生作用，角速度ω成为与Fc/v成比例的值。

因此，如果一边使锤部8在Z轴方向上简谐振动(simple harmonicmotion)，一边检测在锤部8上作用的X轴方向的力(科里奥利力)Fc，则基于该检测值，可以求在锤部8上作用的绕Y轴旋转的角速度ωy。这种情况下，例如，如果决定以‘在锤部8的重心G通过简谐振动的中心位置的瞬间的定时，进行力Fc的检测’，则测量定时中的锤部8的Y轴方向的速度v始终固定(简谐振动的最大速度)，所以可以将力Fc的检测值直接作为与角速度ωy成比例的量来处理。同样地，如果一边使锤部8在Z轴方向上简谐振动，一边检测在锤部8上作用的Y轴方向的力(科里奥利力)Fc，则可以基于该检测值，求在锤部8上作用的绕X轴旋转的角速度ωx。

在使锤部8在Z轴方向上简谐振动，同时对锤部8提供了绕Y轴旋转的角速度ωy的情况下，压电元件D1的电极11上产生的电荷量Q1A，如图9的(a)所示那样变化。该电荷量Q1A包含因锤部8的振动产生的振动噪声成分Q1An、以及起因于科里奥利力产生的科里奥利成分Q1Ac。振动噪声成分Q1An科里奥利成分Q1Ac都与锤部8的振动同步且正弦波状地变化。但是，科里奥利成分Q1Ac的波形的相位比振动噪声成分Q1An的波形的相位延迟90度。在振动噪声成分Q1An为0时，锤部8的速度最大，科里奥利成分Q1Ac最大。

在压电元件D1的电极11和12上，产生相反极性的电荷。因此，如图9的(b)所示，压电元件D1的电极12上产生的电荷量Q1B的振动噪声成分Q1Bn和科里奥利成分Q1Bc分别与压电元件D1的电极11上产生的电荷量Q1A的振动噪声成分Q1An和科里奥利成分Q1Ac成为相反的相位。

此外，如图5和图6所示，压电元件D1和D2对于锤部8的Z轴方向的振动在相同方向上伸缩。因此，如图9的(c)所示，压电元件D2的电极11上产生的电荷量Q2A的振动成分Q2An与压电元件D1的电极11上产生的电荷量Q1A的振动噪声成分Q1An成为同相位。此外，如图9的(d)所示，压电元件D2的电极12上产生的电荷量Q2B的振动噪声成分Q2Bn与压电元件D1的电极12上产生的电荷量Q1B的振动噪声成分Q1Bn成为同相位。

此外，如图7和图8所示，在X轴的正方向的力对于锤部8进行作用从而压电元件D1延伸的情况下，压电元件D2收缩。相反地，在X轴的负方向的力对于锤部8进行作用从而压电元件D1收缩的情况下，压电元件D2延伸。因此，如图9的(c)所示，压电元件D2的电极11上产生的电荷量Q2A的科里奥利成分Q2Ac与压电元件D1的电极11上产生的电荷量Q1A的科里奥利成分Q1Ac成为相反相位。此外，如图9的(d)所示，压电元件D2的电极12上产生的电荷量Q2B的科里奥利成分Q2Bc与压电元件D1的电极12上产生的电荷量Q1B的科里奥利成分Q1Bc成为相反相位。

因此，如果将压电元件D1的电极11和压电元件D2的电极12连接而将电荷量Q1A和Q2B进行合成，则如图9的(e)所示，可以将振动噪声成分Q1An和Q2Bn相互抵消，将科里奥利成分Q1Ac和Q2Bc进行加法运算。同样地，如果将压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11连接而将电荷量Q1B和Q2A进行合成，则如图9的(f)所示，可以将振动噪声成分Q1Bn和Q2An相互抵消，将科里奥利成分Q1Bc和Q2Ac进行加法运算。

同样地，在一边使锤部8在Z轴方向上简谐振动，一边对锤部8提供了绕X轴旋转的角速度ωx的情况下，压电元件D3的电极11上产生的电荷量Q3A，如图10的(a)所示那样变化。该电荷量Q3A包含因锤部8的振动产生的振动噪声成分Q3An、以及起因于科里奥利力产生的科里奥利成分Q3Ac。振动噪声成分Q3An和科里奥利成分Q3Ac都与锤部8的振动同步且正弦波状地变化。但是，科里奥利成分Q3Ac的波形的相位比振动噪声成分Q3An的波形的相位延迟90度。在振动噪声成分Q3An为0时，锤部8的速度最大，科里奥利成分Q3Ac最大。

在压电元件D3的电极11和12上，产生相反极性的电荷。因此，如图10的(b)所示，压电元件D3的电极12上产生的电荷量Q3B的振动噪声成分Q3Bn和科里奥利成分Q3Bc分别与压电元件D3的电极11上产生的电荷量Q3A的振动噪声成分Q3An和科里奥利成分Q3Ac成为相反的相位。

此外，如图5和图6所示，压电元件D3和D4对于锤部8的Z轴方向的振动在相同方向上伸缩。因此，如图10的(c)所示，压电元件D4的电极11上产生的电荷量Q4A的振动成分Q4An与压电元件D3的电极11上产生的电荷量Q3A的振动噪声成分Q3An成为同相位。此外，如图10的(d)所示，压电元件D4的电极12上产生的电荷量Q4B的振动噪声成分Q4Bn与压电元件D3的电极12上产生的电荷量Q3B的振动噪声成分Q3Bn成为同相位。

此外，如图7和图8所示，在Y轴的正方向的力对于锤部8进行作用从而压电元件D3延伸的情况下，压电元件D4收缩。相反地，在Y轴的负方向的力对于锤部8进行作用从而压电元件D3收缩的情况下，压电元件D4延伸。因此，如图10的(c)所示，压电元件D4的电极11上产生的电荷量Q4A的科里奥利成分Q4Ac与压电元件D3的电极11上产生的电荷量Q3A的科里奥利成分Q3Ac成为相反相位。此外，如图10的(d)所示，压电元件D4的电极12上产生的电荷量Q4B的科里奥利成分Q4Bc与压电元件D3的电极12上产生的电荷量Q3B的科里奥利成分Q3Bc成为相反相位。

因此，如果将压电元件D3的电极11和压电元件D4的电极12连接而将电荷量Q3A和Q3B进行合成，则如图10的(e)所示，可以将振动噪声成分Q3An和Q4Bn相互抵消，将科里奥利成分Q3Ac和Q4Bc进行加法运算。同样地，如果将压电元件D3的电极12和压电元件D4的电极11连接而将电荷量Q3B和Q4A进行合成，则如图10的(f)所示，可以将振动噪声成分Q3Bn和Q4An相互抵消，将科里奥利成分Q3Bc和Q4Ac进行加法运算。

图11是表示角速度传感器的结构的电路方框图。在图11中，该角速度传感器包括本体部1和电路部15。本体部1包括压电元件D1～D4、E1～E4，电路部15包括运算电路16、17和驱动电路18。

压电元件D1的电极11和压电元件D2的电极12连接到运算电路16的一个输入端子16a。压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11连接到运算电路16的另一个输入端子16b。运算电路16基于一个输入端子16a上呈现的科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)、以及另一个输入端子16b上呈现的科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)，求绕Y轴旋转的角速度ωy，将表示该角速度ωy的信号Sy输出。

此外，压电元件D3的电极11和压电元件D4的电极12连接到运算电路17的一个输入端子17a。压电元件D3的电极12和压电元件D4的电极11连接到运算电路17的另一个输入端子17b。运算电路17基于一个输入端子17a上呈现的科里奥利成分(Q3Ac+Q4Bc)、以及另一个输入端子17b上呈现的科里奥利成分(Q3Bc+Q4Ac)，求绕X轴旋转的角速度ωx，将表示该角速度ωx的信号Sx输出。

此外，压电元件E1～E4的电极11连接到驱动电路18的一个输出端子18a，压电元件E1～E4的电极12连接到驱动电路18的另一个输出端子18b。驱动电路18在输出端子18a、18b间施加交流电压而使压电元件E1～E4各自伸缩，使锤部8在Z轴方向上振动。

图12是表示运算电路16的结构的方框图。在图12中，运算电路16包括：Q/V变换电路21、22；减法运算电路23；以及信号产生电路24。Q/V变换电路21将输入端子16a上呈现的科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)变换为电压V21。电压V21的波形成为与科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)反相的正弦波。Q/V变换电路22将输入端子16b上呈现的科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)变换为电压V22。电压V22的波形成为与科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)反相的正弦波，与电压V21的波形反相。

减法运算电路23从电压V22减去电压V21而生成电压V23。信号产生电路24基于电压V22求绕Y轴旋转的角速度ωy，将表示该角速度ωy的信号Sy输出。运算电路17与运算电路16为相同结构，所以不重复其说明。

图13是例示图12所示的Q/V变换电路21、22和减法运算电路23的结构的电路图。在图13中，Q/V变换电路21包括运算放大器30、电阻元件31、以及电容器32。运算放大器30的反相输入端子(-端子)连接到输入端子16a，其同相输入端子(+端子)接受基准电压VR。电阻元件31连接在运算放大器30的反相输入端子和输出端子之间。电容器32并联连接到电阻元件31上。

设输入端子16a上呈现的电荷量为Q21，电容器32的电容值为C1时，Q/V变换电路21的输出电压V21为V21＝-Q21/C1。因此，通过调整电容器32的电容值C1，可以调整Q/V变换效率。

Q/V变换电路22包括运算放大器33、电阻元件34、以及电容器35。运算放大器33的反相输入端子连接到输入端子16b，其同相输入端子接受基准电压VR。电阻元件34连接在运算放大器33的反相输入端子和输出端子之间。电容器35并联连接到电阻元件34上。

设输入端子16b上呈现的电荷量为Q22，电容器35的电容值为C2时，Q/V变换电路22的输出电压V22为V22＝-Q22/C2。因此，通过调整电容器35的电容值C2，可以调整Q/V变换效率。

减法运算电路23包括运算放大器36和电阻元件37～40。电阻元件37的一个电极接受Q/V变换电路21的输出电压V21，其另一个电极连接到运算放大器36的反相输入端子。电阻元件38的一个电极接受Q/V变换电路22的输出电压V22，其另一个电极连接到运算放大器36的同相输入端子。电阻元件39连接在运算放大器39的反相输入端子和输出端子之间。电阻元件40的一个电极连接到运算放大器36的同相输入端子，其另一个电极接受基准电压VR。

设电阻元件37、38各自的电阻值为R1，电阻元件39、40各自的电阻值为R2时，减法运算电路23的输出电压V23为V23＝(V22-V21)R2/R1。因此，通过调整电阻值R1、R2，可以调整减法运算电路23的放大率。

图14的(a)、(b)是用于说明本申请的角速度传感器的效果的图，特别地，图14的(a)是表示本申请的角速度传感器的主要部分的方框图，图14的(b)是表示比较例的主要部分的方框图。

在本发明中，如图14的(a)所示，压电元件D1的电极11和压电元件D2的电极12连接到Q/V变换电路21的输入端子21a，同时压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11连接到Q/V变换电路22的输入端子22a。由此，如图9的(a)～(f)所示，压电元件D1、D2上产生的电荷中的振动噪声成分相互抵消，输入端子21a、22a上各自仅呈现科里奥利成分。Q/V变换电路21将输入端子21a上呈现的科里奥利成分变换为电压V21，Q/V变换电路22将输入端子22a上呈现的科里奥利成分变换为电压V22，减法运算电路23进行从电压V22中减去电压V21的减法运算而生成电压V23。

另一方面，在比较例中，如图14的(b)所示，压电元件D1的电极11连接到Q/V变换电路21的输入端子21a，同时压电元件D2的电极11连接到Q/V变换电路22的输入端子22a，压电元件D1、D2的电极12都被接地。Q/V变换电路21将输入端子21a上呈现的电荷的振动噪声成分和科里奥利成分两者变换为电压V21，Q/V变换电路22将输入端子22a上呈现的电荷的振动噪声成分和科里奥利成分两者变换为电压V22，减法运算电路23进行从电压V22中减去电压V21的减法运算而生成电压V23。

图15的(a)是表示图14的(a)所示的Q/V变换电路21的输出电压V21的时间图，图15的(b)是表示图14的(b)所示的Q/V变换电路21的输出电压V21的时间图。在本发明中，Q/V变换电路21的输出电压V21仅包含科里奥利成分V21c。因此，可以在Q/V变换电路21的输出电压不超过饱和电压VOH、VOL的范围内将Q/V变换效率设定得高，获得大的科里奥利信号V21c。因此，可以高精度地检测角速度。

相对于此，在比较例中，Q/V变换电路21的输出电压V21包含振动噪声成分V21n和科里奥利成分V21c两者。因此，即使在Q/V变换电路21的输出电压不超过饱和电压VOH、VOL的范围内将Q/V变换效率设定得高，由于振动噪声成分V21n比科里奥利成分V21c大得多，所以只能获得小的科里奥利信号V21c。因此，不能高精度地检测加速度。

此外，图16是表示本实施方式1的变更例的方框图，是与图14的(a)对比的图。图16的角速度传感器与图14的(a)的角速度传感器不同的方面是，压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11被接地，Q/V变换电路22和减法运算电路23被除去。如图15的(a)所示，Q/V变换电路21的输出电压V21仅包含科里奥利成分V21c。Q/V变换电路21的输出电压V21直接输入到图12的信号产生电路24。信号产生电路24基于电压V21求绕Y轴旋转的角速度ωy，将表示该角速度ωy的信号Sy输出。其他结构和动作与实施方式1相同，所以不重复其说明。

在本变更例中，由于除去了Q/V变换电路22和减法运算电路23，所以可以实现装置的小型化。但是，在图12的电路中，由于进行从电压V22中减去电压V21的减法运算，所以可以除去电压V21、V22的同相噪声，但在本变更例中，不能除去在电压V21中产生的噪声。

[实施方式2]

图17的(a)是表示本实施方式2的角速度传感器的本体部41的结构的平面图，是与图1的(a)对比的图。此外，图17的(b)是沿XZ平面截断了图17的(a)的本体部41的图，是与图1的(b)的对比的图。

参照图17的(a)、(b)，本体部41与实施方式1的本体部1的不同方面是，压电元件E1～E4被置换为压电元件E11～E18、F1～F4。压电元件E11～E18、F1～F4各自扇形地形成并被固定在挠性部4的上面。压电元件D1～D4被设置用于检测在锤部8上作用的科里奥利力，压电元件E11～E18被设置用于使锤部8振动，压电元件F1～F4被设置用于检测锤部8的振动。这里，为了便于说明，在本体基板2的上面中心位置取原点O，在图17的(a)的右方向上取X轴，在上方向上取Y轴，在纸面垂直上方取Z轴，定义XYZ三维正交坐标系统。

压电元件D1～D4沿挠性部4内侧的边缘圆形地配置，压电元件E11～E18、F1～F4沿挠性部4外侧的边缘圆形地配置。压电元件D1、F1配置于X轴的正侧，压电元件D2、F2配置于X轴的负侧。压电元件D3、F3配置于Y轴的正侧，压电元件D4、F4配置于Y轴的负侧。压电元件D1、F1和压电元件D2、F2夹住Y轴且线对称地配置，压电元件D3、F3和压电元件D4、F4夹住X轴且线对称地配置。

此外，压电元件E11、E12配置于压电元件F1的两侧，压电元件E13、E14配置于压电元件F2的两侧，压电元件E15、E16配置于压电元件F3的两侧，压电元件E17、E18配置于压电元件F4的两侧。压电元件E11～E18各自为与图4所示的压电元件E1相同的结构。

在压电元件E11～E14各自的电极11、12间施加第1极性电压(例如正电压)时，压电元件E11～E14各自在X轴方向上收缩，在压电元件E11～E14各自的电极11、12间施加第2极性电压(例如负电压)时，压电元件E11～E14各自在X轴方向上延伸。此外，在压电元件E15～E18各自的电极11、12间施加第1极性电压时，压电元件E15～E18各自在Y轴方向上收缩，在压电元件E15～E18各自的电极11、12间施加第2极性电压时，压电元件E15～E18各自在Y轴方向上延伸。压电元件E11～E18各自的伸缩量根据压电元件E11～E18各自的电极11、12间的电压而变化。压电元件E11～E18收缩时挠性部4向上方弯曲，压电元件E11～E18延伸时挠性部4向下方弯曲。

因此，在压电元件E11～E18各自的电极11、12间施加第1极性电压时，如图5所示，压电元件E11～E14各自在X轴方向上收缩，同时压电元件E15～E18各自在Y轴方向上收缩，锤部8向上方(Z轴的正方向)移动。相反地，在压电元件E11～E18各自的电极11、12间施加第2性电压时，如图6示，压电元件E11～E14各自在X轴方向上延伸，同时压电元件E15～E18各自在Y轴方向上延伸，锤部8向下方(Z轴的负方向)移动。因此，在压电元件E11～E18各自的电极11、12间施加交流电压时，压电元件E11～E18各自伸缩，锤部8在上下方向上(Z轴方向)振动。

此外，在使压电元件D1、D2、F1、F2各自在X轴方向上收缩时，在压电元件D1、D2、F1、F2各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷(例如正电荷)和第2极性电荷(例如负电荷)，在使压电元件D1、D2、F1、F2各自在X轴方向上延伸时，在压电元件D1、D2、F1、F2各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。同样地，在使压电元件D3、D4、F3、F4各自在Y轴方向上收缩时，在压电元件D3、D4、F3、F4各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷，在使压电元件D3、D4、F3、F4各自在Y轴方向上延伸时，在压电元件D3、D4、F3、F4各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。压电元件D1～D4、F1～F4的各自电极11、12上产生的电荷量、即压电元件D1～D4、F1～F4各自的电极11、12间的电压，根据压电元件D1～D4、F1～F4各自的伸缩量而变化。挠性部4向上方弯曲时，压电元件D1～D4延伸，同时压电元件F1～F4收缩。挠性部4向下方弯曲时，压电元件D1～D4收缩，同时压电元件F1～F4延伸。

因此，如图5所示，在锤部8向上方(Z轴的正方向)移动，从而压电元件D1、D2各自在X轴方向上延伸，同时压电元件D3、D4各自在Y轴方向上延伸时，在压电元件D1～D4各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。此外，在锤部8向上方移动，从而压电元件F1、F2各自在X轴方向上收缩，同时压电元件F3、F4各自在Y轴方向上收缩时，在压电元件F1～F4各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷。

相反地，如图6所示，在锤部8向下方(Z轴的负方向)移动，从而压电元件D1、D2各自在X轴方向上收缩，同时压电元件D3、D4各自在Y轴方向上收缩时，在压电元件D1～D4各自的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷。此外，在锤部8向下方移动，从而压电元件F1、F2各自在X轴方向上延伸，同时压电元件F3、F4各自在Y轴方向上延伸时，在压电元件F1～F4各自的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。因此，锤部8在上下方向(Z轴方向)上振动，从而压电元件D1～D4、F1～F4各自伸缩时，在压电元件D1～D4、F1～F4各自的电极11、12间产生交流电压。

此外，如图7所示，在对于锤部8的重心G作用了右方向(X轴的正方向)的力+Fx的情况下，压电元件D1延伸，同时压电元件D2收缩。此时，在压电元件D1的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷，在压电元件D2的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷。相反地，如图8所示，在对于锤部8的重心G作用了左方向(X轴的负方向)的力-Fx的情况下，压电元件D1收缩，同时压电元件D2延伸。此时，在压电元件D1的电极11、12上分别产生第1极性电荷和第2极性电荷，在压电元件D2的电极11、12上分别产生第2极性电荷和第1极性电荷。

因此，将压电元件D1的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V1，同时将压电元件D2的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V2，并求V1和V2之差的电压V3时，可以由V3求作用在锤部8的重心G上的X轴方向的力Fx的极性和大小。

同样地，将压电元件D3的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V1，同时将压电元件D4的电极11、12上产生的电荷量变换为电压V2，并求V1和V2之差的电压V3时，可以检测作用在锤部8的重心G上的Y轴方向的力Fy的极性和大小。

图18是表示角速度传感器的结构的电路方框图。在图18中，该角速度传感器包括本体部41和电路部45。本体部41包括压电元件D1～D4、E11～E18、F1～F4，电路部45包括运算电路46、47和驱动电路48。

压电元件D1的电极11和压电元件D2的电极12连接到运算电路46的一个输入端子46a。压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11连接到运算电路46的另一个输入端子46b。运算电路46基于一个输入端子46a上呈现的科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)、以及另一个输入端子46b上呈现的科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)，求绕Y轴旋转的角速度ωy，将表示该角速度ωy的信号Sy输出。

此外，压电元件D3的电极11和压电元件D4的电极12连接到运算电路47的一个输入端子47a。压电元件D3的电极12和压电元件D4的电极11连接到运算电路47的另一个输入端子47b。运算电路47基于一个输入端子47a上呈现的科里奥利成分(Q3Ac+Q4Bc)、以及另一个输入端子47b上呈现的科里奥利成分(Q3Bc+Q4Ac)，求绕X轴旋转的角速度ωx，将表示该角速度ωx的信号Sx输出。

此外，压电元件E11～E18的电极11连接到驱动电路48的输出端子48a，压电元件E11～E18的电极12连接到驱动电路48的输出端子48b。压电元件F1～F4的电极11连接到驱动电路48的输入端子48c，压电元件F1～F4的电极12连接到驱动电路48的输入端子48d。由于压电元件F1～F4的电极11相互地连接，压电元件F1～F4的电极12相互地连接，所以压电元件F1～F4的电极11、12上产生的电荷量的科里奥利成分相互抵消，在压电元件F1～F4的电极11、12上仅产生振动噪声成分的电荷。驱动电路48与通过压电元件F1～F4检测出的锤部8的振动同步地在输出端子48a、48b间施加交流电压，使压电元件E11～E18各自伸缩而使锤部8在Z轴方向上振动。

图19是表示运算电路46的结构的方框图。在图19中，运算电路16包括Q/V变换电路51、52、采样电路53、54、减法运算电路55、以及信号产生电路56。Q/V变换电路51将输入端子46a上呈现的科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)变换为电压V51。电压V51的波形成为与科里奥利成分(Q1Ac+Q2Bc)反相的正弦波。Q/V变换电路52将输入端子46b上呈现的科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)变换为电压V52。电压V52的波形成为与科里奥利成分(Q1Bc+Q2Ac)反相的正弦波，与电压V51的波形反相。

采样电路53响应采样脉冲SA而对Q/V变换电路51的输出电压V51的峰值进行采样，将与采样所得的峰值对应的电平(level)的电压V53提供给减法运算电路55。采样电路54响应采样脉冲SA而对Q/V变换电路51的输出电压V51的峰值进行采样，将与采样所得的峰值对应的电平的电压V54提供给减法运算电路55。

减法运算电路55进行从电压V53减去电压V54的减法运算而生成电压V55。信号产生电路56基于电压V55而求绕Y轴旋转的角速度ωy，将表示该角速度ωy的信号Sy输出。运算电路47与运算电路46为相同的结构，所以不重复其说明。

如图20所示，驱动电路48包括：Q/V变换电路60、61；减法运算电路62；波形变换电路63；脉冲产生电路64；定时校正电路65；锁相环(PLL)电路66；分频器67、69；正弦波产生电路68；电平移动器70；开关71；放大器72；电阻元件73；矩形波产生电路74；以及延迟电路75。

Q/V变换电路60通过输入端子48c连接到压电元件F1～F4的电极11，将压电元件F1～F4的电极11上产生的电荷量变换为电压V60。Q/V变换电路61通过输入端子48d连接到压电元件F1～F4的电极12，将压电元件F1～F4的电极12上产生的电荷量变换为电压V61。减法运算电路62生成电压V60和电压V61之差的电压V62。电压V62与锤部8的振动同步地正弦波状地变化。

波形变换电路63将正弦波状的电压信号V62变换为矩形波信号φ63。波形变换电路63例如在电压V62为正电压期间使矩形波信号φ63为固定的负电压，在电压V62为负电压的期间使矩形波信号φ63为固定的正电压。

脉冲产生电路64与矩形波信号φ63同步地产生采样脉冲SA。脉冲产生电路64例如分别响应矩形波信号φ63的上升沿和下降沿而产生采样脉冲SA。定时校正电路65对采样脉冲SA的定时进行校正，以使正弦波状地变化的电压V51、V52的峰值被采样电路53、54采样。定时校正电路65例如由可进行延迟时间调整的延迟电路构成。

锁相环电路66调整时钟信号CLK0的频率，以使从延迟电路75输出的矩形波信号φ75的相位与波形变换电路63的输出信号φ63的相位一致。如图21所示，锁相环电路66包括相位比较器80、电荷泵81、环形滤波器82、以及电压控制型振荡器(VCO)83。相位比较器80将矩形波信号φ63、φ75的相位进行比较，在信号φ75的相位迟于信号φ63的相位的情况下，输出与信号φ75、φ63的相位差对应的脉冲宽度的信号UP，在信号φ75的相位超前信号φ63的相位的情况下，输出与信号φ75、φ63的相位差对应的脉冲宽度的信号DOWN。

电荷泵81响应信号UP而将正电流供给到环形滤波器82，响应信号DOWN而将负电流供给到环形滤波器82。环形滤波器82将电荷泵81的输出电流积分，生成与积分值对应的电平的控制电压VC。电压控制型振荡器83输出与控制电压VC对应的频率的时钟信号CLK0。由此，信号φ63、φ75的频率和相位一致。时钟信号CLK0的频率例如为5.12MHz。

分频器67将时钟信号CLK0进行分频而生成时钟信号CLK1。时钟信号CLK1的频率为时钟信号CLK0的1/32，例如为160KHz。正弦波产生电路68基于时钟信号CLK1生成正弦波信号φ68。正弦波信号φ68的频率例如为20KHz。

如图22所示，正弦波产生电路68包括计数器90、解码器91、D/A变换器92、以及带通滤波器(BPF)93。计数器90对时钟信号CLK1的脉冲数进行计数，生成表示计数值的3比特的数据信号。解码器91对由计数器90生成的3比特的数据信号进行解码，生成其数值正弦波状地变化的数字信号。D/A变换器92将解码器91生成的数字信号变换为模拟电压信号。D/A变换器92的输出信号通过带通滤波器93而被除去不需要的频率成分，成为正弦波信号φ68。

此外，分频器69将由分频器67生成的时钟信号CLK1进一步分频而生成时钟信号CLK2。时钟信号CLK2的频率为时钟信号CLK1的1/8，例如为20KHz。电平移动器70将时钟信号CLK2进行电平移动而生成矩形波信号φ70。开关71将在正弦波信号φ68和矩形波信号φ70中的选择出的信号提供给放大器72。

放大器72将从正弦波产生电路68或电平移动器70通过开关71提供的信号放大，通过电阻元件73提供给输出端子48a。输出端子48b被接地。

矩形波产生电路74将输出端子48a上呈现的正弦波信号φ68或矩形波信号φ70变换为矩形波信号φ74。延迟电路75使矩形波信号φ74的相位延迟90度而生成矩形波信号φ75。矩形波信号φ75被提供给锁相环电路66。

下面，说明该角速度传感器的动作。由图20的锁相环电路66生成的5.12MHz的时钟信号CLK0被分频器67分频而成为160KHz的时钟信号CLK1。时钟信号CLK1被提供给正弦波产生电路68和分频器69。正弦波产生电路68基于时钟信号CLK1生成20KHz的正弦波信号φ68。此外，时钟信号CLK1被分频器69分频而成为20KHz的时钟信号CLK2，时钟信号CLK2通过电平移动器70而被进行电平移动，成为矩形波信号φ70。

开关71将正弦波信号φ68和矩形波信号φ70中的、由角速度传感器的用户选择出的信号(例如φ68)提供给放大器72。由开关71选择出的信号被放大器72放大，通过电阻元件73和输出端子48a而被提供给压电元件E11～E18的电极11。压电元件E11～E18的电极12通过输出端子48b被接地。由此，压电元件E11～E18一起伸缩，锤部8在Z轴方向上振动。

此外，输出端子48a上呈现的信号，由矩形波产生电路74变换为矩形波信号φ74。矩形波信号φ74通过延迟电路75延迟90度而成为矩形波信号φ75，并被提供给锁相环电路76。

此外，锤部8振动时，在压电元件F1～F4的电极11、12上产生电荷，这些电荷通过输入端子48c、48d而被提供给Q/V变换电路60、61。压电元件F1～F4的电极11、12上产生的电荷量分别通过Q/V变换电路60、61而被变换为电压V60、V61。减法运算电路62生成电压V60、V61之差的电压V62。电压V62是正弦波状地变化的电压信号。电压V62通过波形变换电路63被变换为矩形波信号φ63，并被提供给锁相环电路66和脉冲产生电路64。

锁相环电路66调整时钟信号CLK0的频率，以使矩形波信号φ63、φ75的相位一致。此外，脉冲产生电路64与矩形波信号φ63同步地生成采样脉冲SA。采样脉冲SA由定时校正电路65校正了定时后，被提供给图19的采样电路53、54。

在对Z轴方向上振动的锤部8提供了绕Y轴旋转的角速度ωy的情况下，在压电元件D1、D2各自的电极11、12上产生电荷。在相互地连接的压电元件D1的电极11和压电元件D2的电极12上产生的电荷量通过输入端子46a而被提供给Q/V变换电路51，变换为电压V51。此外，在相互地连接的压电元件D1的电极12和压电元件D2的电极11上产生的电荷量通过输入端子46b而被提供给Q/V变换电路52，变换为电压V52。如图9的(e)、(f)所示，电压V51、V52正弦波状地变化。

采样电路53、54响应采样脉冲SA，分别对电压V51、V52的峰值进行采样，输出与采样所得的峰值对应的电平的电压V53、V54。减法运算电路55生成电压V53、V54之差的电压V55，该电压V55通过信号产生电路56被变换为表示角速度ωy的信号Sy。

在对Z轴方向上振动的锤部8提供了绕X轴旋转的角速度ωx的情况下，在压电元件D3、D4各自的电极11、12上产生电荷。图18的运算电路47与运算电路46同样地生成表示角速度ωx的信号Sx。

图23的(a)～(f)是表示该角速度传感器的动作的时间图。如图23的(a)、(b)所示，从电平移动器70输出的矩形波信号φ70和由正弦波产生电路68生成的正弦波信号φ68是相同频率的信号。矩形波信号φ70或正弦波信号φ68由放大器72放大并施加在压电元件E11～E18上，锤部8在Z轴方向上振动。如图23的(c)所示，锤部8的振动以比信号φ70、φ68延迟了90度的正弦波表示。

将压电元件F1～F4的电极11、12间呈现的电荷变换为电压V62时，如图23的(d)所示，电压V62的相位与锤部8的振动的相位相反。电压V62由波形变换电路63变换为矩形波信号φ63。矩形波信号φ63与使信号φ70、φ68延迟了90度的信号φ75同相。

如图23的(e)所示，由压电元件D1～D4检测的表示科里奥利力的信号(例如电压V51)的相位与矩形波信号φ63错开90度。电压V51在矩形波信号φ63的上升沿成为正的峰值，在矩形波信号φ63的下降沿成为负的峰值。因此，如图23的(f)所示，生成与矩形波信号φ63的上升沿和下降沿同步的采样信号SA，响应采样信号SA而对电压V51的峰值进行采样。

在本实施方式2中，使压电元件E11～E18的电极11上施加的信号延迟90度而生成矩形波信号φ75，将压电元件F1～F4的输出信号变换为矩形波信号φ63，使用锁相环电路66而使矩形波信号φ75、φ62的相位一致。因此，即使在有温度变化等情况下，也可以使锤部8以谐振频率振动，可以以高精度检测角速度。

此外，由于使用锁相环电路66使矩形波信号φ75、φ63的相位一致，所以可以将电阻元件73的电阻值设定得大，可以实现消耗电力的降低。

再有，在本实施方式2中，使用正弦波产生电路68生成正弦波信号φ68，同时使用分频器69和电平移动器70生成矩形波信号φ70，使用开关71选择信号φ68、φ70中的期望的信号，但也可以除去电平移动器70和开关71，始终将正弦波信号φ68提供给放大器72。相反地，也可以除去正弦波产生电路68和开关71，始终将正弦波信号φ70提供给放大器72。

此外，如图24的(a)～(c)所示，生成与正弦波信号φ63同步的采样脉冲SA，对表示科里奥利力的信号(例如电压V51)的峰值进行采样，但只要是与正弦波信号φ63同步的信号，什么样的信号都可作为采样脉冲使用。例如，如图24的(d)所示，也可以生成其频率为正弦波信号φ63的2倍频率的信号的反转信号SA1，响应信号SA1的各下降沿而对电压V51的峰值进行采样。此外，如图24的(e)所示，也可以生成其频率为正弦波信号φ63的2倍频率的信号SA2，响应信号SA2的各上升沿而对电压V51的峰值进行采样。

此外，如图23的(f)所示，也可以生成与正弦波信号φ63相同频率的信号SA3，响应信号SA3的各个上升沿和下降沿而对电压V51的峰值进行采样。此外，可以仅响应信号SA3的上升沿而仅对电压V51的正的峰值进行采样，也可以仅仅响应信号SA3的下降沿而仅对电压V51的负的峰值进行采样。

[实施方式3]

图25是表示本发明的实施方式3的角速度传感器的结构的方框图。在图25中，角速度传感器100包括：传感器部101；电荷放大器102、103；同步检波电路104、105；低通滤波器106、107；以及差动放大器108。

传感器部101包含未图示的压电元件，输出电荷Y1、Y2。电荷Y1、Y2由检测传感器部101内的角速度的压电元件输出，包含通过压电元件检测出的角速度产生的电荷、以及通过使压电元件振动的驱动信号产生的电荷。在角速度未附加在压电元件上时，仅通过驱动信号产生的电荷被输出。此外，电荷Y1和电荷Y2被相互地错开180度相位地输出。

电荷放大器102、103分别将从传感器部1输出的电荷Y1、Y2变换为电压。电荷Y1由传感器部1输入到电荷放大器102中，电荷Y1对电荷放大器102内的电容器(未图示)充电而被变换为电压，该电压作为传感器信号Sy1被输出。此外，电荷Y2由传感器部1输入到电荷放大器103中，电荷Y2对电荷放大器103内的电容器(未图示)充电而被变换为电压，该电压作为传感器信号Sy2被输出。在传感器信号Sy1、Sy2中分别包含将通过角速度产生的电荷变换为电压的角速度信号成分、以及将通过驱动信号产生的电荷变换为电压的驱动信号成分的两个的信号成分。

同步检波电路104、105分别从电荷放大器102、103输入的传感器信号Sy1、Sy2中包含的角速度信号成分和驱动信号成分的合成信号中取出角速度信号成分。同步检波电路104输入传感器信号Sy1，同步检波电路105输入传感器信号Sy2。同步检波电路104、105都通过采样脉冲SP来控制。同步检波电路104对传感器信号Sy1以采样脉冲SP的规定的电平和规定的间隔进行采样，并输出检波输出F1。同步检波电路105对传感器信号Sy2以采样脉冲SP的规定的电平和规定的间隔进行采样，并输出检波输出F2。后面论述同步检波电路104、105的结构和采样脉冲SP。

低通滤波器106、107分别除去在检波输出F1、F2中残留的高频成分。低通滤波器106除去从同步检波电路104输出的检波输出F1的高频成分，而低通滤波器107除去从同步检波电路105输出的检波输出F2的高频成分。通过低通滤波器106、107去除了高频成分的两个信号被输入到差动放大器108。

差动放大器108接受低通滤波器106、107的输出信号，将两个输出信号之差放大输出，从而输出与振动的传感器上附加的角速度对应的电平的电压。从相位差相互为180度的传感器部1输出的电荷Y1、Y2分别通过同步检波电路104、105取出作为角速度信号成分，被输入到差动放大器108，角速度信号成分被相加。此外，差动放大器108不仅将低通滤波器106、107的输出信号放大，而且除去噪声成分即偏置信号。由于在差动放大器108本身中也包含偏置信号，所以有时需要根据放大率而分成几个放大器。而且，也可以对每个放大器除去偏置信号。

通过传感器部101感测的角速度通过差动放大器108变换为模拟信号后，例如，通过连接到差动放大器108的后级上的AD变换器变换为数字信号，该数字信号用于后级的微计算机中的数字处理。

图26是表示图25所示的同步检波电路104的结构的电路图。以下，说明在角速度传感器100中使用的同步检波电路104、105和采样脉冲SP。再有，由于同步检波电路104和105的电路结构相同，所以说明同步检波电路104。

如图26所示，同步检波电路104由模拟开关SW、电阻元件110、以及电容器111构成。通过电阻元件110和电容器111构成积分电路、即低通滤波器。

在模拟开关SW的输入端子上，输入图25的传感器信号Sy1。此外，模拟开关SW通过采样脉冲SP来控制。采样脉冲SP基于用于使传感器部101中设置的压电元件(未图示)振动的驱动信号或与驱动信号同步的信号而生成。模拟开关SW的简便电路，例如由一个MOS晶体管构成。在MOS晶体管的栅极上，供给采样脉冲SP。采样脉冲SP为激活电平(例如高电平)时，成为MOS晶体管流过电流的状态即导通状态，传感器信号Sy1被供给到由电阻元件110和电容器111构成的积分电路。模拟开关SW响应采样脉冲SP的状态而切换为导通状态或截止状态。但是，为了使响应速度快，期望以将N沟道型MOS晶体管和P沟道型MOS晶体管并联连接的传输门(transfergate)构成模拟开关SW。这种情况下，对N沟道型MOS晶体管和P沟道型MOS晶体管的栅极各自供给规定的电平的采样脉冲来进行控制，以使两个MOS晶体管成为同时地导通状态或截止状态。

电阻元件110和电容器111是积分电路。在模拟开关SW为导通状态时，传感器信号Sy1从模拟开关SW的输出端子输入到积分电路的输入节点。在输入的传感器信号Sy1的电压大于检波输出F1的电压的情况下电荷积存在电容器111中，在传感器信号Sy1的电压与检波输出F1的电压相等时，电容器111的电荷受到保持，在传感器信号Sy1的电压小于检波输出F1的电压的情况下，电容器111中充电的电荷被放电。

传感器信号Sy1的频率由驱动信号决定，传感器信号Sy1的频率与驱动信号的频率相等。而且，驱动信号的频率成为由各个角速度传感器决定的值。一般地，驱动信号的频率越低，传感器的角速度检测精度越好，但在频率为20KHz以下时成为可听频率区域。在数码相机、摄像机等由人直接进行操作的产品中装载传感器的情况下，为了听不见刺耳的声音，期望在超过了可听频率区域的区域中使用。但是，在为可听频率区域外时驱动信号的频率为20KHz以上。但是，如专利文献7中公开的，鉴于频率超过1KHz时听力下降的报告，如果驱动信号的频率不是20KHz以上而在1KHz以上，则可以满足实用的水平。

例如，驱动信号的频率为20KHz的情况下，将电阻元件110的电阻值R1设定为1KΩ，电容器111的电容值C1设定为10nF时，电阻元件110和电容器111构成的低通滤波器的截止频率fc以fc＝1/(2πR1C1)表示，所以电阻元件110及电容器111成为截止频率fc＝16KHz的低通滤波器。此外，通过将电阻元件110及电容器111构成的低通滤波器的截止频率fc设为与驱动信号的频率相同程度的频率，可以避免输入到同步检波电路104的传感器信号Sy1因电阻元件110和电容器111而明显地衰减。电阻元件110和电容器111构成的低通滤波器的截止频率fc与驱动信号的频率同样地也设定为1KHz以上。

采样脉冲SP由未图示的采样脉冲生成电路生成。在采样脉冲生成电路中输入驱动信号或与驱动信号同步的信号，基于输入信号生成采样脉冲SP。

图27是示意地表示在传感器信号Sy1中包含的两个信号和采样脉冲SP之间关系的图。在传感器信号Sy1中，包含驱动信号成分Sy1d和角速度信号成分Sy1ω的两个信号，两信号成分的相位相互地错开90度。采样脉冲SP在角速度信号成分Sy1ω相比基准电压为高电平时，成为比角速度信号成分Sy1ω的周期T的1/2短的脉冲宽度为PW的高电平，并且具有与角速度信号成分Sy1ω的周期T相同的周期。在本实施方式3中，模拟开关SW在采样脉冲SP是高电平时为导通状态，在低电平时为截止状态，但也可以在低电平时为导通状态，在高电平时为截止状态。

驱动信号成分Sy1d和角速度信号成分Sy1ω的相位相互地错开90度，所以在驱动信号成分Sy1d的过零点Zc前后角速度信号成分Sy1ω为最大值H。因此，在驱动信号成分Sy1d的过零点Zc前后使采样脉冲SP为高电平进行采样时，不需要信号即驱动信号成分Sy1d是接近零的值，并且在角速度信号成分Sy1ω是最大值时可以进行采样，所以可以在驱动信号成分Sy1d的重叠最小的状态下对角速度信号成分Sy1ω进行采样。因此，使采样脉冲SP的脉冲宽度PW越小，驱动信号成分Sy1d取越接近零的值，可以改善对驱动信号成分Sy1d的信号除去效果。

在传感器信号Sy1中不包含噪声，而驱动信号成分Sy1d和角速度信号成分Sy1ω的相位相互正确地错开90度的情况下，使用以驱动信号成分Sy1d的过零点Zc为中心、以前后相同间隔的脉冲宽度x且为高电平的采样脉冲SP，进行采样时，驱动信号成分Sy1d以过零点Zc前后的信号消除，所以可以使驱动信号成分Sy1d为零，可以在驱动信号成分Sy1d的重叠为最小的状态下进行角速度信号成分Sy1ω的采样。

已知采样脉冲SP的占空比为50％时，同步检波电路104的检波输出F1成为输入的角速度信号成分Sy1ω的最大值H的2/π倍(63.6％)以下的电压。

图28是示意地表示了图27所示的采样脉冲SP的占空比为50％时的采样脉冲SP1、同步检波电路104的检波输出F1A和角速度信号成分Sy1ωA之间的关系的图。在同步检波电路104中，如图27所示，也输入驱动信号成分Sy1d，但通过以驱动信号成分Sy1d的过零点Zc为中心、以前后相同间隔进行采样，可以在原理上除去驱动信号成分Sy1d，所以为了简明而在图28中未示出。因此，在以后的说明中，不考虑驱动信号成分Sy1d的影响。在同步检波电路104中被输入采样脉冲SP1，每次被输入脉冲P1、P2、P3、P4、P5、P6、以及P7时，检波输出F1A的电压都变化。以通过采样脉冲SP1进行了同步检波的检波输出F1A的电平L0收敛到角速度信号成分Sy1ωA的最大值H1的2/π倍(63.6％)。图28示意地表示在刚刚输入脉冲P1之后尚未达到收敛电平(2/π)H1，但在刚刚输入脉冲P2之后就大致达到了收敛电平(2/π)H1的状态。即，采样脉冲SP1示出了从脉冲P1至P7的七个脉冲，但表示在第2个脉冲P2就已经达到了收敛电平(2/π)H1的状态。

例如，角速度信号成分Sy1ωA是1.5V±0.095V的正弦波信号且频率为20KHz，采样脉冲SP1的频率是20KHz，图26所示的电阻元件110的电阻值R1设为1KΩ，电容器111的电容值设为10nF。再有，电阻元件110的电阻值R1可以在500Ω～2kΩ的范围内设定，电容器111的电容值C1可以在5nF～20nF的范围内设定。

采样脉冲SP1为高电平时，并且角速度信号成分Sy1ωA的电压大于检波输出F1A的电压时，电荷被充电在电容器111中。在采样脉冲SP1为高电平，并且角速度信号成分Sy1ωA的电压小于检波输出F1A的电压时，充电到电容器111中的电荷被放电，检波输出F1A的电压下降。然后，采样脉冲SP1为低电平时，电容器111保持所充电的电荷，检波输出F1A保持一定的电压。重复该动作时，求采样脉冲SP1为高电平的区间中的角速度信号成分Sy1ωA的电压的平均值，所以检波输出F1A成为输入的角速度信号成分Sy1ω的最大值H1的2/π倍(63.6％)。

图29是示意地表示图27所示的采样脉冲SP的占空比为小于50％的值、例如为10％时某个采样脉冲SP2、同步检波电路104的检波输出F1B和角速度信号成分Sy1ωB之间关系的图。在同步检波电路104中，如图27所示，也输入驱动信号成分Sy1d，但通过以驱动信号成分Sy1d的过零点Zc为中心、以前后相同间隔进行采样，而且对驱动信号成分Sy1d的位移小、角速度信号成分Sy1ωB的位移为最大的附近进行采样，可以在原理上除去驱动信号成分Sy1d，所以为了简明而在图29中未示出。因此，在以后的说明中，不考虑驱动信号成分Sy1d的影响。在同步检波电路104中被输入采样脉冲SP2，每次被输入脉冲P1、P2、P3、P4、P5、P6、以及P7时，检波输出F1B的电压都变化。

例如，角速度信号成分Sy1ωA是1.5V±0.095V的正弦波信号且频率为20KHz，采样脉冲SP2的频率是20KHz，电阻元件110的电阻值R1设为1KΩ，电容器111的电容值设为10nF。再有，电阻元件110例如可以在500Ω～2kΩ的范围内设定，电容器111例如可以在5nF～20nF的范围内设定。图28和图29除了采样脉冲SP1和采样脉冲SP2的占空比以外，其他条件是相同的。

占空比为10％的情况与其为50％的情况同样，采样脉冲SP2为高电平时，并且角速度信号成分Sy1ωB的电压大于检波输出F1B的电压时，电荷被充电到电容器111中。在采样脉冲SP2为高电平，并且角速度信号成分Sy1ωB的电压小于检波输出F1B的电压时，充电到电容器111中的电荷被放电，检波输出F1B的电压下降。然后，采样脉冲SP2为低电平时，电容器111保持所充电的电荷，检波输出F1B保持一定的电压。通过重复该动作，采样脉冲SP2收敛到高电平的区间中的角速度信号成分Sy1ωB的电压的平均值。由于通过采样脉冲SP2提取角速度信号成分Sy1ωB的电压的峰值或其附近值，所以电容器111的电荷几乎不放电，而可以将电荷充电到电容器111中直至与角速度信号成分Sy1ωB的最大值接近的值为止。

在图26所示的同步检波电路104中，由于实际上输入图27所示的驱动信号成分Sy1d和角速度信号成分Sy1ωB的合成信号即传感器信号Sy1，所以检波输出F1的跃迁(transition)与图28和图29所示的检波输出F1A及检波输出F1B的跃迁不同，检波输出F1的电压和传感器信号Sy1的电压被进行比较、产生跃迁。但是，如图27所示，由于可以通过将驱动信号成分Sy1d以驱动信号成分Sy1d的过零点Zc为中心、按前后相同的间隔的脉冲宽度x进行采样，而且在驱动信号成分Sy1d的位移小、角速度信号成分Sy1ωB的位移为最大的附近进行采样，原理上可以除去驱动信号成分Sy1d，所以检波输出F1的收敛值成为与图28和图29所示的检波输出F1A和检波输出F1B的值接近的值。于是，通过使采样脉冲SP的占空比小，如图29所示，可以使同步检波电路104的检波输出F1B收敛到与角速度信号成分Sy1ωB的最大值接近的值。

如图29所示，可知减小采样脉冲SP2的占空比时，检波输出F1B收敛到一定的值为止的时间比图28所示的检波输出F1A收敛到一定的值为止的时间长。这里，再次返回到图26和图27，说明图28和图29的特性的差异。

在图26中，在输入到积分电路的电压为直流电压V的情况下，电阻元件110和电容器111构成的积分电路的电容器111的电压即检波输出F1的电压按以下的算式(1)表示。其中，算式(1)的记号F1是检波输出F1的电压，记号V是直流电压，记号t是时间，记号c1是电容器111的电容值，记号r1是电阻元件110的电阻值。

$F1=V(1-e^{-\frac{t}{c1r1}})...\left(1\right)$

如图27所示，由于角速度信号成分Sy1ω是正弦波信号，所以在求检波输出F1时，不能直接使用算式(1)。但是，随着减小采样脉冲SP的占空比，采样区间中的角速度信号成分Sy1ω的变化量变小，可以看作直流电压，所以实质上可以用算式(1)近似。

从算式(1)可看出，检波输出F1的电压随着时间而实质上上升。随着减小采样脉冲SP的占空比，由于1周期中的采样时间变短，所以至检波输出F1的值收敛为止的时间变长。

设采样脉冲的频率为f，采样脉冲的占空比为DR(％)时，采样时间ts1以下式(2)表示。即，采样时间ts1与采样频率成反比，与占空比DR成比例。

$\mathrm{ts}1=\frac{\mathrm{DR}}{f}\×\frac{1}{100}...\left(2\right)$

根据算式(2)，通过减小占空比DR，采样时间ts1变小，所以图29的采样脉冲SP2的占空比为10％的情况与图28所示的采样脉冲SP1的占空比为50％的情况相比，直至收敛为止的时间变长。但是，从算式(1)可看出，通过将电容器111和电阻元件110的时间常数减小地变更，可以增大基于时间t的检波输出F1的值。因此，如果调整电容器111和电阻元件110的时间常数，则即使如采样脉冲SP2那样减小占空比，也可以将至检波输出F1B的值收敛为止的时间设定得短，此外，也可以设定为规定的时间。

例如，在图29中，论述了在角速度信号成分Sy1ωB的频率为20KHz，采样脉冲SP2的频率f也是20KHz，采样脉冲SP2的占空比DR是10％，电阻元件110的电阻值R1设为1KΩ，电容器111的电容值C1设为10nF，采样区间中的角速度信号成分Sy1ωB通过采样脉冲SP2可以近似为直流电压V时，脉冲P1、P2、P3、P4、P5、P6、以及P7输入后的检波输出F1B的各电平L1、L2、L3、L4、L5、L6、以及L7取什么样的值。

在输入脉冲P1后，检波输出F1B上升至电平L1，直至输入脉冲P2为止，都保持电平L1的电压。脉冲P1下的采样时间可以根据算式(2)来求。因此，通过将脉冲P1下的采样时间代入以算式(1)求得的时间t，可以求检波输出F1B的电平1的电压。检波输出F1B的电平L1的电压上升至0.393×V的值。

在输入脉冲P2后，检波输出F1B上升至电平L2，直至输入脉冲P3为止，都保持电平L2的值。检波输出F1B的电平L2以通过脉冲P1和脉冲P2进行采样的时间来决定，所以根据算式(1)，检波输出F1B的电平L2的电压为0.632×V。

以下同样地，在输入脉冲P3后，检波输出F1B的电平L3的电压上升至0.777×V。在输入脉冲P4后，检波输出F1B的电平L4的电压上升至0.865×V，在输入脉冲P5后，检波输出F1B的电平L5的电压上升至0.918×V。在输入脉冲P6后，检波输出F1B的电平L6的电压上升至0.950×V，在输入脉冲P7后，检波输出F1B的电平L7的电压上升至0.970×V。即，在输入了脉冲P7后，检波输出F1B收敛。与图28所示的脉冲P2造成的收敛相比，可知该脉冲收敛慢。

但是，例如电阻元件110和电容器111的时间常数为十分之一那样，例如，如果设电阻元件110的电阻值R1为1kΩ，电容器111的电容值C1为1nF，不改变其他的条件，则在输入脉冲P1后，检波输出F1B的电平L1的电压上升至0.993×V，在输入脉冲P1后检波输出F1B立即收敛。即，如果调整积分电路的电阻元件110和电容器111的时间常数，则可以调整检波输出F1B收敛的快慢。

输入到同步检波电路104的图27所示的角速度信号成分Sy1ω实际上是正弦波信号。由于角速度信号成分Sy1ω不为恒定电压，所以电压不是相当于耗费时间就一直上升，通过传感器信号Sy1的电压和图26所示的检波输出F1的电压的比较，图26所示的电容器111进行放电，图26所示的检波输出F1的电压下降，从一定的电压起没有上升。

这里，论述根据图26和图27中的采样脉冲SP的占空比DR，可以使检波输出F1的值变化至正弦波信号的角速度信号Sy1ω的最大值的哪个电平为止。

检波输出F1的值收敛到采样脉冲SP为高电平时的角速度信号成分Sy1ω的电压的平均值。设输入到同步检波电路104的角速度信号成分Sy1ω以随时间t变化的函数f(t)表示，角速度信号成分Sy1ω的周期T＝2π，并且是最大值H的正弦波，则角速度信号成分Sy1ω的函数f(t)以下式(3)表示。

f(t)＝Hsint    ...(3)

在算式(3)中，函数(f)取最大值的时刻t，在n为整数时，以t＝2πn+(π/2)表示。其中，在n＝0时，t＝π/2且取最大值。如果采样脉冲SP在角速度信号成分Sy1ω为最大值的点的前后相同宽度的脉冲宽度x中为高电平，则采样脉冲SP为高电平的区间是从t＝(π/2)-×至t＝(π/2)+×。该区间中的平均值是检波输出F1的收敛的值，所以检波输出F1的收敛的值以下式(4)表示。

$F1=H\left({\∫}_{\frac{\mathrm{\π}}{2}-x}^{\frac{\mathrm{\π}}{2}+x}\sin \mathrm{tdt}\right)\÷2x=H\frac{\sin x}{x}...\left(4\right)$

通过将算式(4)中的脉冲宽度x以采样脉冲SP的占空比DR(％)表示，可以根据采样脉冲SP的占空比DR求使检波输出F1的值变化至作为正弦波信号的角速度信号成分Sy1ω的最大值H的哪个范围为止。

就占空比DR来说，由于周期T＝2π，采样的脉冲宽度为2x，所以占空比DR＝(x/π)×(1/100)。因此，脉冲宽度x＝πDR×(1/100)，通过代入算式(4)，可以将检波输出F1表示为占空比DR的函数的算式(5)。

$F1=H\frac{(\sin \mathrm{\πDR}\×\frac{1}{100})}{\mathrm{\πDR}\×\frac{1}{100}}...\left(5\right)$

例如，在采样脉冲SP的占空比DR为50％，代入算式(5)时，F1＝H(2/π)，可知检波输出F1的收敛的值在占空比DR为50％的情况下成为角速度信号成分Sy1ω的最大值H的2/π倍(63.6％)。

图30示意地表示了基于算式(5)，检波输出F1与基于采样脉冲SP的占空比DR的角速度信号成分Sy1ω的收敛的比率FLV、即FLV＝F1/Sy1ω的关系。例如，可知检波输出F1的电压相比于输入的角速度信号成分Sy1ω的最大值H为-3dB(70.7％)的情况，相当于占空比DR＝44％。

此外，可知占空比DR为36％时检波输出F1的收敛的值是角速度信号成分Sy1ω的最大值H的80％的值。而且，如果占空比DR设为25％，则检波输出F1的收敛的值甚至到角速度信号成分Sy1ω的最大值H的90％的值，通过减小占空比SR，检波输出F1的收敛的值不断接近于角速度信号成分Sy1ω的最大值H。如果占空比DR设为10％，则检波输出F1的收敛的值为角速度信号成分Sy1ω的最大值H的98％的值。在占空比DR设为1％，检波输出F1甚至上升到角速度信号成分Sy1ω的最大值H的99.98％的电压，可以高效率地检测角速度信号成分Sy1ω。

至此说明了同步检波电路104的动作，而图25所示的同步检波电路105也进行同样的动作。但是，输入到同步检波电路105的传感器信号Sy2中包含的驱动信号成分和角速度信号成分的相位与输入到同步检波电路104的两信号成分的相位相互错开180度，所以通过采样脉冲SP采样的区间在输入到同步检波电路105的角速度信号成分为最小的区间的前后。因此，在减小采样脉冲SP的占空比时，同步检波电路105的检波输出F2收敛到输入到同步检波电路105的角速度信号成分的最小值的电压。

这样，通过减小采样脉冲SP的占空比，可以提高输入到同步检波电路104、105的传感器信号中包含的角速度信号成分的检测效率。此外，在驱动信号成分的过零点Zc前后进行采样，所以使采样脉冲SP的占空比越小，驱动信号成分越接近零，所以可以改善对驱动信号成分的信号除去效果。

如上所述，通过设定采样脉冲SP的占空比DR，可以提高对输入到同步检波电路104、105的角速度信号成分Sy1d和角速度信号成分Sy2K的检波输出F1和检波输出F2的检测效率，并且改善对驱动信号的信号除去效果。

本次公开的实施方式在所有方面都是例示而不应该被认为是限制性的。本发明的范围不是以上述说明而是以权利要求的范围来限定，意图在于包含与权利要求范围同等的意义和范围内的所有变更。

工业实用性

本发明的同步检波电路，可以提高输入到同步检波电路的传感器信号中包含的角速度信号成分的检测效率，可以输出与角速度信号成分的实态的大小一致的检波输出。而且，可以改善对驱动信号成分的信号除去效果。通过使用本发明的同步检波电路，可以提供检测效率高的角速度传感器，所以工业实用性极高。

Claims (20)

1.角速度传感器，包括：

环状的挠性部，其沿XY平面配置，Z轴贯通其中心；

锤部，其被支承于所述挠性部的内侧的边缘；

支承部，其支承所述挠性部的外侧的边缘；

驱动部，其使所述锤部在所述Z轴的方向上振动；

第1压电元件，其设置在X轴或Y轴的正侧，其第1电极固定于所述挠性部的表面；

第2压电元件，其设置在所述X轴或所述Y轴的负侧，其第1电极固定于所述挠性部的表面；以及

运算电路，基于在所述第1压电元件和第2压电元件各自的第1电极和第2电极上产生的电荷量，求绕所述Y轴或所述X轴旋转的角速度，

所述第1压电元件的第1电极和第2电极分别连接到所述第2压电元件的所述第2电极和第1电极。

2.如权利要求1所述的角速度传感器，

所述运算电路包括：

第1电荷/电压变换电路，其输出与由所述第1压电元件的第1电极和所述第2压电元件的第2电极产生的电荷量对应的值的第1电压；

第2电荷/电压变换电路，其输出与由所述第1压电元件的第2电极和所述第2压电元件的第1电极产生的电荷量对应的值的第2电压；以及

减法运算电路，其输出所述第1电压和第2电压之差的电压。

3.如权利要求1所述的角速度传感器，

所述运算电路包括：

电荷/电压变换电路，其输出与由所述第1压电元件的第1电极和所述第2压电元件的第2电极产生的电荷量对应的值的电压，

所述第1压电元件的第2电极和所述第2压电元件的第1电极接受基准电压。

4.如权利要求1至权利要求3的任何一项所述的角速度传感器，

所述驱动部包括：

第3压电元件，其设置在所述X轴或所述Y轴的正侧，其第1电极固定于所述挠性部的表面；

第4压电元件，其设置在所述X轴或所述Y轴的负侧，其第1电极固定于所述挠性部的表面；以及

驱动电路，其在所述第3压电元件和第4压电元件各自的第1电极和第2电极间施加交流电压而使所述第3压电元件和第4压电元件在所述X轴或所述Y轴的方向上伸缩，使所述锤部在所述Z轴的方向上振动。

5.角速度传感器，包括：

环状的挠性部，其沿XY平面配置，Z轴贯通其中心；

锤部，其被支承于所述挠性部的内侧的边缘；

支承部，其支承所述挠性部的外侧的边缘；

驱动部，其使所述锤部在所述Z轴的方向上振动；以及

检测部，其基于所述锤部的振动，检测绕X轴旋转或Y轴旋转的角速度，

所述驱动部包括：

第1压电元件，其固定于所述挠性部，用于使所述锤部振动；

第2压电元件，其固定于所述挠性部，用于检测所述锤部的振动；

驱动电路，其对所述第1压电元件提供驱动信号；

延迟电路，其使所述驱动信号的相位延迟90度；以及

相位控制电路，其将所述第2压电元件的输出信号的相位和所述延迟电路的输出信号的相位进行比较，并控制所述驱动信号的相位，以使这些信号没有相位差。

6.如权利要求5所述的角速度传感器，

所述相位控制电路是锁相环电路，所述锁相环电路包括：

电压控制型振荡器，其产生与控制电压对应的频率的时钟信号；以及

相位比较器，其将所述延迟电路的输出信号和所述第2压电元件的输出信号的相位进行比较，并调整所述控制电压，以使这些信号没有相位差，

所述驱动电路与所述时钟信号同步地生成所述驱动信号。

7.如权利要求6所述的角速度传感器，

所述第1压电元件的第1电极固定于所述挠性部，

所述驱动电路包括：

第1信号产生电路，其与所述时钟信号同步地生成正弦波信号；

放大器，其将所述正弦波信号放大；以及

电阻元件，其连接到所述放大器的输出节点和所述第1压电元件的第2电极之间。

8.如权利要求6所述的角速度传感器，

所述第1压电元件的第1电极固定于所述挠性部，

所述驱动电路包括：

分频器，其将所述时钟信号分频而生成第1矩形波信号；

放大器，其将所述第1矩形波信号放大；以及

电阻元件，其连接到所述放大器的输出节点和所述第1压电元件的第2电极之间。

9.如权利要求6所述的角速度传感器，

所述第1压电元件的第1电极固定于所述挠性部，

所述驱动电路包括：

第1信号产生电路，其与所述时钟信号同步地生成正弦波信号；

分频器，其将所述时钟信号分频而生成第1矩形波信号；

切换电路，其选择所述正弦波信号和所述第1矩形波信号中的期望的信号；

放大器，其将所述切换电路选择出的信号放大；以及

电阻元件，其连接到所述放大器的输出节点和所述第1压电元件的第2电极之间。

10.如权利要求5至权利要求9的任何一项所述的角速度传感器，

所述角速度传感器还包括：

第2信号产生电路，其与所述驱动信号同步地生成第2矩形波信号，

所述延迟电路使所述第2矩形波信号延迟90度。

11.如权利要求10所述的角速度传感器，

所述第2压电元件的第1电极固定于所述挠性部，

而且所述角速度传感器还包括：

第1电荷/电压变换电路，其将所述第2压电元件的第1电极上产生的电荷量变换为电压；

第2电荷/电压变换电路，其将所述第2压电元件的第2电极上产生的电荷量变换为电压；

减法运算电路，其求所述第1电荷/电压变换电路和第2电荷/电压变换电路的输出电压之差的电压；以及

波形变换电路，其将从所述减法运算电路输出的正弦波状的电压信号变换为第3矩形波信号，

所述相位比较器调整所述控制电压，以使所述第2矩形波信号和第3矩形波信号没有相位差。

12.如权利要求11所述的角速度传感器，还包括：

第3信号产生电路，其与所述第3矩形波信号同步地产生采样信号；以及

定时校正电路，其补偿所述采样信号的定时，

所述检测部包括：

第3压电元件，其设置于所述X轴或Y轴的正侧，第1电极固定于所述挠性部；以及

第4压电元件，其设置于所述X轴或所述Y轴的负侧，第1电极固定于所述挠性部，

所述第3压电元件的第1电极和第2电极分别连接到所述第4压电元件的第2电极和第1电极，

所述检测部还包括：

第3电荷/电压变换电路，其将所述第3压电元件的第1电极和所述第4压电元件的第2电极上产生的电荷量变换为电压；

第4电荷/电压变换电路，其将所述第3压电元件的第2电极和所述第4压电元件的第1电极上产生的电荷量变换为电压；以及

第4信号产生电路，其响应所述采样信号而对所述第3电荷/电压变换电路和第4电荷/电压变换电路的输出电压的峰值进行采样，基于采样到的峰值产生表示角速度的信号。

13.同步检波电路，其用于角速度传感器，包括：

模拟开关；以及

积分电路，其包括电阻元件和电容器，

驱动信号成分和角速度信号成分重叠的传感器信号被输入到所述模拟开关的输入端子，所述模拟开关的输出端子上连接所述积分电路的输入节点，

通过与所述传感器信号的周期具有同一周期的采样脉冲来控制所述模拟开关的导通/关断，所述采样脉冲的占空比低于50％。

14.如权利要求13所述的同步检波电路，

所述驱动信号成分和所述角速度成分的相位相互地错开90度。

15.如权利要求14所述的同步检波电路，

在所述驱动信号成分的过零点前后所述采样脉冲为激活电平，所述模拟开关在所述采样脉冲为激活电平的情况下成为导通状态。

16.如权利要求14所述的同步检波电路，

由所述积分电路的时间常数决定的截止频率为1kHz以上。

17.如权利要求13所述的同步检波电路，

所述模拟开关包含MOS晶体管。

18.如权利要求13所述的同步检波电路，

所述驱动信号的频率在1kHz以上。

19.如权利要求13所述的同步检波电路，

由所述积分电路的时间常数决定的截止频率为1kHz以上。

20.角速度传感器，包括：

两组同步检波电路，其为权利要求13至权利要求19的任何一项所述的同步检波电路；

两组低通滤波器，其从所述同步检波电路的输出信号中除去高频成分；以及

两组电荷放大器，其将电荷信号变换为电压信号，并将该电压信号作为所述传感器信号输出到所述同步检波电路，

还包括：

传感器部，其将检测出角速度时相位相互错开了180度的两个电荷信号分别输出到两个所述电荷放大器；以及

差动放大器，其将两个所述低通滤波器的输出信号的电位差放大。

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