JP6801684B2 - 振動型ジャイロスコープ - Google Patents

Description

本発明は、ＭＥＭＳ振動構造型のジャイロスコープに関する。

ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動構造型のジャイロスコープは、安価であるため広く流通している。しかし、ＭＥＭＳは製造誤差に起因する非理想状態が原因で、精度が劣化するという欠点がある。図３２に振動ジャイロ構造ジャイロスコープの一般的な構成を示す。ここでは、ＭＥＭＳによる構成部分が入力端子Drive In，出力端子Drive Out，及びSense Outを備えてなるOpen Loop Architectureの例を示す。

ドライブ軸発振ループは、ＣＡ（チャージアンプ），ＰＬＬ（Phase Locked Loop），ＡＧＣ回路(Automatic Gain Control)で構成される。コリオリ力によって生じた角速度信号Rateは共振周波数によりＡＭ変調されているため、ドライブ軸信号により同期検波し、ＬＰＦ(Low Pass Filter)により高調波周波数成分を除去することで、角速度信号Rateが得られる。

通常、ＭＥＭＳの製造誤差により、Sense Out端子から出力される信号は、角速度信号以外に直交誤差(Quadrature Error)を含んでいる。直交誤差信号は角速度信号と直交しているため、理想的にはセンス軸信号をドライブ軸信号で同期検波することで除去できる。しかし、現実的には、ＭＥＭＳや回路で生じるドライブ軸信号とセンス軸信号との位相差θmisにより、図３３に示すように直交信号がセンサ軸信号に混入する。直交誤差信号は角速度信号よりも振幅が大きいため、位相差が僅かであっても信号精度を大きく劣化させる。

この問題を解決するため、位相差θmisをゼロに補正する技術が数多く開発されてきた。例えば特許文献１は、共振周波数よりも遅い周波数で発振する位相調整発振回路（４１）と移相回路（３４）とを用いてドライブ軸信号に周期的な位相変調を行い、センス軸信号との同期検波（３２）を行い、その出力を積分回路（４３）を介してフィードバックすることで位相差をゼロにする構成である。

特許第４７６３５６５号公報

しかしながら、特許文献１は、ドライブ信号とセンス信号ｔｐの位相差を常時補正する構成のため、低域通過フィルタ（３５）の出力には角速度信号が含まれており、これが位相補正に影響して補正精度を劣化させる問題がある。さらに、回路やＭＥＭＳから生じる雑音が位相補正精度を劣化させる効果に対する対策が考慮されていないため、高精度な位相補正が実現できないという問題がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、雑音がある状況下でも高精度に位相補正が行えるＭＥＭＳ構造型の振動型ジャイロスコープを提供することにある。

請求項１記載の振動型ジャイロスコープは、ＭＥＭＳにより構成され、駆動信号入力端子，駆動信号出力端子，及びセンス信号出力端子を備える共振子を用いる。ロック状態判定部は、駆動信号出力端子から駆動信号入力端子に至る経路に配置され、起動した際に駆動信号の振幅を参照電圧値相当に安定化させると共に、振幅変動が安定したと判定するとロック信号を出力する。

移相器は、駆動信号出力端子より出力される駆動信号を９０°移相した直交信号を生成し、位相補償器は、駆動信号の同相信号と直交信号とに基づいて、制御信号に応じた位相を有する位相信号を出力する。乗算器は、センス信号出力端子より出力される駆動信号により変調されたセンス信号と、位相補償器より出力される位相信号とを乗算し、制御用ローパスフィルタは、乗算器の乗算結果をフィルタリングする。これにより、角速度に応じたセンス信号が復調される。

制御部は、第１マルチプレクサを制御して、初期状態においてＰＩ制御器にゼロレベル信号を入力し、ロック状態判定部が前記ロック信号を出力すると、ＰＩ制御器に制御用ローパスフィルタの出力信号を入力して位相制御を開始する。そして、前記出力信号がゼロレベル近傍で安定したと判断すると位相制御を終了し、その時点にＰＩ制御器より出力されている制御信号をメモリに書き込んで記憶させる。

すなわち、制御部が位相制御を行っている期間は、制御用ローパスフィルタの出力がゼロになるような負帰還回路が形成されている。このため、共振子を静止状態においた際には、センス信号出力端子より出力される直交誤差信号と、駆動信号との位相を同期検波により算出し、その出力がゼロとなるような負帰還がかかる。これにより、直交軸に対して直交する、つまり同相軸に一致する駆動軸信号の位相が自動的に算出される。

したがって、共振子を含むジャイロスコープに対し、外部より角速度を作用させない静止状態にて位相制御を行わせ、制御用ローパスフィルタの出力信号がゼロレベル近傍で安定した時点にＰＩ制御器より出力されている制御信号をメモリに書き込んで記憶させる。そして、ジャイロスコープにより通常のセンシングを行う際には、制御部が第２マルチプレクサを制御して、メモリに記憶されている制御信号のデータを位相補償器に入力すれば、最適な位相補償がなされる。

第１実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 ＡＧＣ回路の構成を示す機能ブロック図 ＡＧＣ回路の動作を示す波形図 ＡＧＣ回路の動作を示すタイミングチャート ＨＰＦの作用を説明する図 ＬＰＦの作用を説明する図 ＬＰＦのゲイン特性及び位相特性を示す図 Control回路の動作を中心に示すフローチャート 位相誤差がドライブ軸信号に与える影響を説明する図 第２実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第３実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 mean回路の動作を示す波形図 第４実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 Control回路の動作を中心に示すフローチャート 第５実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 Auto Gain回路の構成を示す機能ブロック図 Auto Gain回路の動作を説明する波形図 第６実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第７実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第８実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第９実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 同相誤差を説明する図 共振子の等化モデルを示す図（その１） 共振子の等化モデルを示す図（その２） 共振子のボード線図 振動型ジャイロスコープの構成の一部を示す機能ブロック図 平均化回路の出力波形をシミュレーションした結果を示す図 第１０実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第１１実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第１２実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 第１３実施形態であり、振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 従来の振動型ジャイロスコープの構成を示す機能ブロック図 直交誤差を説明する図

（第１実施形態）
図１に示すように、本実施形態の振動型ジャイロスコープ１は、ＭＥＭＳにより構成された共振子２を備えている。共振子２は、駆動信号の入力端子Drive In，同出力端子Drive Out，センス軸信号の出力端子Sense Outを備えている。出力端子Drive Outには、インピーダンス変換アンプ；ＴＩＡ（Trans Impedance Amplifier）３が接続されており、共振子２内部の静電容量変化がＴＩＡ３により電圧値に変換される。変換された電圧値は、駆動側のＡ／Ｄコンバータ；ＡＤＣ＿Ｄ４によりデジタルデータに変換され、ハイパスフィルタＨＰＦ５及びゲイン調整器；ＡＧＣ回路６に入力される。

図２に示すように、ロック状態判定部であるＡＧＣ回路６は、絶対値演算器；ａｂｓ回路７，コンパレータ８，ローパスフィルタ；ＬＰＦ９及び乗算器１０を備えている。図３に示すように、ＡＧＣ回路６は、共振子２の共振周波数Ｆｄのドライブ軸信号が入力されると、ａｂｓ回路７によりその絶対値をとる。次に、コンパレータ８により、絶対値出力を参照電圧とＶ_REFと比較してからＬＰＦ９により平滑化する。この結果を、乗算器１０により入力信号；ドライブ軸信号と乗算することで、ドライブ軸信号の振幅を一定値に維持する。ＡＧＣ回路６の出力データは、Ｄ／Ａコンバータ；ＤＡＣ１１によりアナログ信号に変換され、ドライバ１２を介して共振子２の入力端子Drive Inに入力される。これが、ドライブ軸の発振ループを構成している。共振周波数Ｆｄは、例えば１０ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度である。

また、図４に示すように、ＡＧＣ回路６は、ジャイロスコープ１の起動時において、ＴＩＡ３の出力レベルが参照電圧Ｖ_REFのレベルを中心とする±Ｖthの範囲内に収束したか否かをモニタする。そして、上記範囲内に収束した状態が所定時間Ｔ_WAIT以上継続すると、ロック信号ＡＧＣ＿lockをアクティブ；Ｈにする。後述する位相制御の精度を向上させるには、ドライブ軸信号の振幅が一定であることが重要である。設定値Ｖthを小さくし、所定時間Ｔ_WAITを長くすれば位相補正精度は向上するが、補正に要する時間が長くなるというトレードオフがある。

ＨＰＦ５の出力データは、移相器であるHilbert変換回路１３により位相が９０°シフトされて、直交信号であるＱ信号が生成される。また、前記出力データは、Hilbert変換回路１３の信号伝搬遅延時間に等しい遅延時間を付与する遅延回路；Ｄｌｙ回路１４を介して、同相信号；Ｉ信号となる。Ｉ信号及びＱ信号は、位相補償器；ＰＩ（Phase Interpolator）回路１５に入力される。ＰＩ回路１５は、入力されるＩ信号及びＱ信号に基づき、与えられる制御信号に応じて任意の位相を有する信号Ｓ２を生成する。

一方、共振子２の出力端子Sense Outより出力される変調されたセンス軸信号は、チャージアンプ；ＣＡ１６を経ると、ドライブ軸信号と同様にＡＤＣ＿Ｓ１７，ＨＰＦ１８及びＤｌｙ回路１９を介して信号Ｓ１となり、乗算器２０に入力される。Ｄｌｙ回路１９は、Ｄｌｙ回路１４と同じ遅延時間を付与する。乗算器２０は、信号Ｓ１，Ｓ２を乗算した信号Ｓ３を、ＬＰＦ（１）２１及びＬＰＦ（２）２２に出力する。

ＬＰＦ２２からは、ジャイロスコープ１の復調されたセンス信号である角速度信号Rateが外部に出力される。ＬＰＦ２２のカットオフ周波数は、ＬＰＦ２１の同周波数よりも高く設定されている。ＬＰＦ２１は制御用ローパスフィルタに相当し、ＬＰＦ２２は出力用ローパスフィルタに相当する。

ＬＰＦ２１の出力データは、第１のマルチプレクサ２３，比例積分演算を行うＰＩ制御器；ＰＩＣ回路２４を介して、サンプルホールド回路；Ｓ／Ｈ回路２５に入力されている。マルチプレクサ２３のもう一方の入力端子には、ゼロデータが与えられている。Ｓ／Ｈ回路２５の出力端子は、メモリであるＥＰＲＯＭ２６の書込みバスに接続されていると共に、第２のマルチプレクサ２７を介してＰＩ回路１５の制御端子に接続されている。マルチプレクサ２７のもう一方の入力端子には、ＥＰＲＯＭ２６の読み出しバスに接続されている。

制御部であるControl回路２７には、ＡＧＣ回路６が出力するロック信号ＡＧＣ＿lockと、ＬＰＦ２１の出力データとが入力されている。Control回路２７は、マルチプレクサ２３及び２７の入力切替えを制御すると共に、Ｓ／Ｈ回路２５が入力データをサンプルするためのトリガ信号を与える。

上述の乗算器２０からＰＩ回路１５を含む回路は、ＬＰＦ２１の出力がゼロになるように負帰還がかかる構成となっている。そこで本実施形態では、ジャイロスコープ１を外部からの角速度が作用しない静止状態においた際に、センス軸より出力される直交誤差信号と、ドライブ軸信号との位相を乗算器２０における同期検波により算出し、その出力がゼロとなるように負帰還をかける位相制御を行う。これにより、図９に示すように直交誤差θ_misをキャンセルして、ドライブ軸信号が位相０°のドライブ軸；Ｉ軸に一致するような位相を、ＰＩ回路１５により付与する。

例えば、ジャイロスコープ１の最終出荷試験時において上記の位相制御を行い、ＬＰＦ２１の出力がゼロ近傍となった時点のＰＩＣ回路２４の出力結果をサンプルホールドし、ＥＰＲＯＭ２６に書き込む。そして、ジャイロスコープ１を通常動作させる際には、マルチプレクサ２７をＥＰＲＯＭ２６の読み出しバス側に切替えて、読み出されたデータによりＰＩ回路１５を制御することで、試験時に行うフィードバック動作を要せずに最適な位相補正が行われることになる。

ここで、ＨＰＦ５及び１８は、フリッカ雑音やＤＣオフセット由来の低周波ノイズを除去する。ドライブ軸信号とセンス軸信号とに含まれる低周波ノイズは、乗算器２０において同期検波される際に零周波数の近傍に低域変換されるため、位相ロック精度を低下させる。図５に示すように、この低周波ノイズはＬＰＦ１２では除去できない。よって、ＨＰＦ５及び１８により低周波ノイズ成分をＡ／Ｄ変換直後の段階で除去し、位相ロック精度を高める。

また、ＬＰＦ２１は熱雑音を除去する。信号Ｓ２にはドライブ軸の共振周波数Ｆｄの成分が含まれており、信号Ｓ１は熱雑音を含んでいる。このため、図６に示すように乗算器２０の出力においても熱雑音が伝搬する。これを除去して高精度な位相補正を実現するためには、ＬＰＦ２１のカットオフ周波数は十分に低く設定するのが望ましい。これに対して、外部に角速度信号Rateを出力するＬＰＦ２２は、ジャイロスコープ１のバンド幅を決定する。したがって、高精度な位相補正を行いつつ、広帯域であるジャイロスコープを実現するには、ＬＰＦ２２のカットオフ周波数は、ＬＰＦ２１よりも高く設定すると良い。しかしながら、必ずしもこの限りではなく、ＬＰＦ２２を削除してＬＰＦ２１から角速度信号Rateを外部に出力させても良い。

上述のように位相ロック精度を向上させるには、ＬＰＦ２１のカットオフ周波数は低いほうが望ましく、高次な構成にすると良い。しかし、一方では、これが位相余裕を低下させる要因になる。４５度以上の位相余裕を確保するため、ＰＩＣ回路２４を伝達特性（ＫＰ＋ＫＩ／ｓ）のフィルタで構成する。

この際に、零点周波数ＫＩ／ＫＰを、ＬＰＦ２１のカットオフ周波数より低くすると適切な位相余裕を確保できる。例えば、ＬＰＦ２１を時定数τの２次で構成したときの位相補正ループの開ループゲインを図７に示す。これにより、ＬＰＦ２１の低いカットオフ周波数で熱雑音を除去してＳ／Ｎ比を高めつつ、安定性を損なわない位相補正ループを実現できる。また、ＤＣに極が生じることでＤＣゲインが高くなり、位相補正精度を高めることができる。尚、ジャイロスコープ１の全体は、例えばＡＳＩＣ（Application Specific IC）等で構成されている。

次に、本実施形態の作用について説明する。前述したように、ジャイロスコープ１を外部からの角速度が作用しない静止状態に置いて、図８に示す処理を行う。尚、初期状態において、マルチプレクサ２３の入力はゼロデータ側が選択されている。先ず、ジャイロスコープ１に電源を投入してドライブ軸発振ループを起動し、ＡＧＣ回路６において当該ループの振幅制御を行う（Ｓ１）。そして、Control回路２７は、ＡＧＣ回路６より入力されるロック信号ＡＧＣ＿lockがアクティブ；Ｈになるか否かを判断する（Ｓ２）。

ロック信号ＡＧＣ＿lockがアクティブになると（ＹＥＳ）、Control回路２７は、マルチプレクサ２３の入力をＬＰＦ２１側に切り替えて、位相制御を開始する（Ｓ３）。そして、ＬＰＦ２１の出力レベルがゼロ近傍で安定したと判断すると（Ｓ４；ＹＥＳ）、Ｓ／Ｈ回路２５にトリガ信号を出力してその時点のＰＩＣ回路２４の出力データ；最終値を保持する。それから、その最終値をＥＰＲＯＭ２６に書き込んで記憶させる（Ｓ５）。

以上のように本実施形態によれば、ジャイロスコープ１を、ＭＥＭＳにより構成され、入力端子Drive In，出力端子Drive Out及び出力端子Sense Outを備える共振子２を用いて構成する。ＡＧＣ回路６は、出力端子Drive Outから入力端子Drive Inに至る経路に配置され、起動した際にドライブ軸信号の振幅を参照電圧Ｖ_REF相当に安定化させると共に、その振幅の変動が安定したと判定するとロック信号ＡＧＣ＿lockを出力する。

Hilbert変換器１３は、ドライブ軸信号を９０°移相した直交信号を生成し、ＰＩ回路１５は、ドライブ軸信号の同相信号Ｉと直交信号Ｑとに基づいて、制御信号に応じた位相を有する位相信号を出力する。乗算器２０は、センス軸信号Ｓ１と、ＰＩ回路１５より出力される位相信号Ｓ２とを乗算し、ＬＰＦ２１は、乗算信号Ｓ３をフィルタリングしてセンス信号Rateを復調する。

Control回路２７は、マルチプレクサ２３を制御し、初期状態でＰＩＣ回路２４にゼロレベル信号を入力し、ＡＧＣ回路６がロック信号ＡＧＣ＿lockを出力すると、ＰＩＣ回路２４にＬＰＦ２１の出力信号を入力して位相制御を開始する。そして、前記出力信号がゼロレベル近傍で安定したと判断すると位相制御を終了し、その時点にＰＩＣ回路２４より出力されている制御信号をＥＰＲＯＭ２６に書き込んで記憶させる。

これにより、ジャイロスコープ１により通常のセンシングを行う際には、Control回路２７が第２マルチプレクサ２７を制御して、ＥＰＲＯＭ２６に記憶されている制御信号のデータをＰＩ回路１５に入力すれば、図９に示すように、直交誤差θ_misをキャンセルするよう最適な位相補償がなされる。また、カットオフ周波数がＬＰＦ２１よりも高く設定される出力用のＬＰＦ２２を備えるので、ＬＰＦ２１のカットオフ周波数に制約されることなく、ジャイロスコープ１のバンド幅を広く設定できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１０に示すように、第２実施形態のジャイロスコープ３１は、Ｄｌｙ回路１９と乗算器２０との間に、Ｄｌｙ回路３２を挿入した構成である。このＤｌｙ回路３２で付与される遅延時間は、Ｉ，Ｑ信号がＰＩ回路１５に入力され、位相信号Ｓ２が乗算器２０に入力されるまでのパスにおける信号伝搬遅延時間に等しく設定される。

これにより、乗算器２０に入力されるセンス軸信号Ｓ１，位相信号Ｓ２の遅延量が等しくなるので、ＰＩ回路１５は、アナログ領域にて発生した位相差のみを補正すれば良くなる。温度特性や製造誤差等に起因するＭＥＭＳ等のアナログ回路で発生する遅延量は予測可能であるから、位相補正範囲を限定できる。その結果、乗算器２０より出力されるデータの値域を限定できるので、一定のビット幅において、より多くのビット長を小数部に割り当ててジャイロスコープ３１を高精度化することも可能になる。

（第３実施形態）
図１１に示す第３実施形態のジャイロスコープ４１には、ＰＩＣ回路２４とＳ／Ｈ回路２５との間に移動平均回路；ｍｅａｎ回路４２が挿入されている。また、Ｓ／Ｈ回路２５とＥＰＲＯＭ２６との間には、第３のマルチプレクサ４３が挿入されており、マルチプレクサ４３の他方の入力端子には、ＰＩＣ回路２４の出力データがそのまま入力されている。Control回路４４は、マルチプレクサ４３の切替も制御する。

次に、第３実施形態の作用について説明する。ＬＰＦ２１のカットオフ周波数は、制御ループの安定性や収束時間などの制約を受けるため、必ずしも低い値に設定できない場合がある。すると、熱雑音を十分に低減できず、ＰＩＣ回路２４が出力する信号のＳ／Ｎ比が低下してしまう。そこで、第３実施形態では、ｍｅａｎ回路４２を位相制御ループに組み入れることで、図１２に示すように、熱雑音を低下させる。

しかしながら、単にｍｅａｎ回路４２を組み入れるだけでは、そこで生じる遅延量が大きいため位相制御ループが不安定となる問題がある。そこで、マルチプレクサ４３により、位相制御ループを動作させている期間はＰＩＣ回路２４の出力を用いる一方、並行してｍｅａｎ回路４２により、前記出力の移動平均を計算しておくようにする。そして、位相制御の終了時にｍｅａｎ４２の出力に切り替えることで、ノイズが除去された状態のＰＩ制御電圧を得る。このように構成すれば、制御ループの安定性と高いＳ／Ｎ比との両立が可能となり、信頼性の高い位相補正が可能になる。

（第４実施形態）
図１３に示す第４実施形態のジャイロスコープ５１は、ＬＰＦ２１とマルチプレクサ２３との間に、可変ゲインアンプ５２が挿入されている。Control回路５３は、可変ゲインアンプ５２のゲインを制御する。低ノイズ化のためにＬＰＦ２１のカットオフ周波数を低下させると、位相補正ループのバンド幅が低下して収束に長い時間がかかるという問題が生じる。

そこで、Control回路５３は、図１４に示すように、ステップＳ２で「ＹＥＳ」と判断すると、位相制御の開始後、カウンタにより計時した一定時間だけ、アンプ５２のゲインを「１」よりも大きい値に設定してハイバンド幅；ＨＢＷモードにする（Ｓ１１）。これにより、位相補正ループのバンド幅を増加させて、早期に収束させる。

しかし一方で、ＨＢＷモードではノイズも増幅することから、位相補正ループの収束精度が低下するという問題もある。そこで、ＨＢＷモードで一定時間動作させた後は（Ｓ１２；ＹＥＳ）、アンプ５２のゲインを「１」にするローバンド幅；ＬＢＷモードに切り替える（Ｓ１３）。その状態で、ステップＳ４にて一定時間の収束待ちをしてから位相補正ループを終了させる。
以上のように第４実施形態によれば、ジャイロスコープ５１の最終出荷試験に要する時間を削減して、低コスト化を図ることができる。

（第５実施形態）
図１５に示す第５実施形態のジャイロスコープ６１は、ＨＰＦ５とＤｌｙ回路１４との間に、高域振幅変動抑制回路に相当するAuto Gain回路６２を備えている。第１実施形態で説明したように、ＡＧＣ回路６は、ドライブ軸信号の振幅を一定に維持する機能を持つが、高い周波数の変動成分を平滑化することはできない。

図３に示したように、ＡＧＣ回路６を構成するＬＰＦ９は、共振周波数の２倍値２Ｆｄを抑制するために、カットオフ周波数を２Ｆｄよりも十分に低くする、例えば（２Ｆｄ／１００）程度にする必要がある。これがＡＧＣ回路６のバンド幅を規定するため、カットオフ周波数以上の変動成分は抑制できない。このためドライブ軸において、ＨＰＦ５で除去されなかった高周波数成分によるノイズが、ＰＩ回路１５を経由して乗算器２０に到達し、位相補正精度を劣化させる。

そこで、Auto Gain回路６２により、ドライブ軸信号に含まれている高周波数の変動成分を抑制する。図１６に示すように、Auto Gain回路６２は、Peak Det回路６３，ｍｅａｎ回路６４，逆数演算回路６５及び乗算器６６を備えている。Peak Det回路６３は入力信号振幅のピーク・トゥ・ピーク値を検出する。ｍｅａｎ回路６４は、ＡＧＣ回路６で抑制できない２Ｆｄ／１００［Ｈｚ］以上の周波数を抑制するために、図１７に示すように、その１０倍の周波数となる２Ｆｄ／１０［Ｈｚ］の周期で、前記ピーク・トゥ・ピーク値の平均値を演算する。最後に、逆数演算回路６５により前記平均値の逆数を求め、乗算器６６において入力信号と乗算する。これにより、周波数２Ｆｄ／１０［Ｈｚ］での振幅変動を抑制できる。

（第６実施形態）
図１８に示す第６実施形態のジャイロスコープ７１は、温度センサ７２，Ａ／ＤコンバータＡＤＣ＿Ｔ７３及び温度補償制御部に相当するTMP＿Control回路７４を備えている。温度センサ７２は、ジャイロスコープ７１と同じＡＳＩＣの内部に配置したり、外部に配置しても良い。ＭＥＭＳ構造体とアナログ回路の位相特性が温度依存性を持つことから、ドライブ軸とセンス軸との位相差には温度依存性がある。

そこで、最終出荷試験時に、ジャイロスコープ７１を様々な温度で動作させて、温度条件に応じた複数の位相補正値テーブルを作成し、それをＥＰＲＯＭ２６に記憶させることで、温度依存性を持たない位相補正を実現することができる。すなわち、ＥＰＲＯＭ２６には、各位相補正値テーブルを使用する温度の条件も、TMP＿Control回路７４により制御信号として書き込まれる。

（第７実施形態）
図１９に示す第７実施形態のジャイロスコープ８１は、ＰＩ回路１５と乗算器２０との間に例えばコンパレータで構成されるSlicer回路８２を備えている。ＰＩ回路１５より出力されるデータはサイン波となるが、ここに含まれる振幅ノイズが乗算器２０の出力信号Ｓ３におけるノイズの発生要因となる。そこで、Slicer回路８２によりサイン波を二値レベル「１，０」をとる矩形波に変換することで、振幅ノイズを軽減する。矩形波にしてもドライブ軸信号の周波数情報は失われないため、位相補正精度を劣化させることはない。また、この構成により、乗算器２０の回路規模を縮小できるので、より高精度で低コストな位相補正を実現できる。

（第８実施形態）
図２０に示す第８実施形態のジャイロスコープ９１は、２つの入力端子がマルチプレクサ２７の各入力端子に接続される自己診断回路９２を備えている。各実施形態の構成は、製品出荷時において、ジャイロスコープを静止させた環境で位相制御を実施することを想定している。しかし、ＭＥＭＳ構造体や回路の経年劣化や、使用環境における損傷等により、ジャイロスコープの状態が出荷時の状態と変化する可能性がある。

そこで、第８実施形態では、ジャイロスコープ９１に自己診断モードを持たせ、減算器からなる自己診断回路９２を用いて異常検出を行う。自己診断モードは、製品出荷時の試験と同様に、ジャイロスコープ９１を静止状態において、角速度を作用させない状態で動作させる。そして、出荷試験時に書き込んだＥＰＲＯＭ２６のテーブル値と、自己診断モード時にＰＩＣ回路２４より出力されるデータとを自己診断回路９２により比較する。自己診断回路９２は、両者の差が判定閾値を超えると、ジャイロスコープ９１に異常が発生していることを検出し、異常検出信号を外部に出力する。
すなわち、第８実施形態によれば、ＰＩＣ回路２４より出力される制御信号の経年変化に基づいて、ジャイロスコープ９１の異常を検出できる。

（第９実施形態）
非特許文献［１］によれば、センス軸の出力には、直交誤差の他に、In-phase noise；同相誤差も発生する。これは、静電型ＭＥＭＳが有するギャップ形状のミスマッチにより、ドライブ軸の駆動力がセンス軸側に漏れることが原因であり、角速度信号と同位相となる誤差である。同相誤差が無視できない強度を持つ場合、実施形態のジャイロスコープは誤った位相補正を行ってしまう。

図２２に示すように、ドライブ軸の出力端子Drive outから出力される信号が同相誤差を含んでいる場合、誤差は直交誤差との和，図中のDrive Outになる。実施形態の位相補正は、この誤差信号に対して直交するように位相を制御する。その結果、補正されたドライブ軸信号Ｓ２の位相は(０°＋θ_COR)となり、直交誤差に対して直交した信号にならず、角速度信号Rateに直交誤差が混入したままとなる。直交誤差信号は振幅が大きく、温度やパッケージストレスが変化することに伴い前記振幅が変化すると、センス軸出力に与える影響が大きい。したがって、直交誤差は、角速度信号から極力除去するのが望ましい。

非特許文献［１］Y.Zhao et al.“Effect of stress on split mode gyroscope bias:An experimental study,”in Proc. Int .Conf. Solid-State Sens. Actuators(TRANSDUCERS),June.2017,pp.1041？1044.

図２１に示す第８実施形態のジャイロスコープ１０１は、ＬＰＦ２１，２２の出力側に加算器１０２，１０３を配置し、同相誤差信号の振幅に相当する固定値をoffsetレジスタ１０４に設定して与え、同相誤差を除去する。図２２に示すように、同相誤差信号の振幅がＡ０である際には、−Ａ０をoffsetレジスタ１０４に設定する。

実施形態の位相制御では、ＰＩＣ回路２４の入力値がゼロになるように収束させるため、ＬＰＦ２１の出力は＋Ａ０に収束する。この時、信号Ｓ２の位相は、Drive(０°)となり、 直交誤差信号に対して直交した信号が得られる。ここで、同相誤差の振幅は、非特許文献［１］に記載されている理論式と、ＭＥＭＳ構造のシミュレーションにより求めても良いが、以下に示すように実測することも可能である。

図２３，図２４は、ＭＥＭＳ共振子２の入力端子Drive In 〜 出力端子Sense Outの等化モデルである。ドライブ軸とセンス軸がそれぞれ固有のマス−バネ−ダンパからなるシステムを有する。ここで、ｍは質量，Ωは入力角速度，Ｋyxは直交誤差の原因となるドライブ軸変位からセンス軸の駆動力への変換係数である。αは同相誤差を伝達させる係数であり、同相誤差は、ドライブ軸のマス−バネ−ダンパ・システムを経由することなくセンス軸側に伝搬する。

また、図２５に示すように、ドライブ軸は共振周波数以外の周波数では、ゲインを持たない。この特性を利用し、同相誤差が出力端子Sense Outにおいて支配的となる周波数の信号を入力端子Drive Inに入力し、出力端子Sense Outの出力をモニタすることで同相誤差の強度を測定できる。図２６に示す例では、共振周波数Ｆｄのゲインより−６０ｄＢ低下する周波数Ｆｄ／１０を選択している。尚、図２４は、非特許文献［１］より引用している。

ここで、同相信号は微小であるため、その他のノイズに埋もれ易い。そのため、信号を平均化することでノイズ強度を低下させて同相信号の強度を測定する。ここで、駆動周波数は既知であるから、この周波数でセンス軸信号を積算する。図２６に示すように、ＤＡＣ１１の入力側にテスト駆動回路１０５を接続し、Ｆｄ＝１０ｋＨｚであれば周波数１ｋＨｚのサイン波をテスト信号として２¹⁰サイクル分入力する。また、ＨＰＦ１８の出力側に平均化回路１０６を配置し、出力信号を２¹⁰サイクルで積算する。平均化回路１０６は積算器に相当する。

図２７は、平均化回路１０６の出力波形をシミュレーションした結果を示す。ここで積算結果として得られた値Ａ１に対し、センス軸における周波数Ｆｄ／１０と周波数Ｆｄとのゲインの違いをＣａｌ回路１０７で補正する。Ｃａｌ回路１０７はゲイン補正部に相当する。すなわち、積算値Ａ１をゲイン６０ｄＢで増幅した値を、図２１に示すOffsetレジスタ１０４に設定する。尚、回路１０５〜１０７については、製品の出荷試験時のみに接続しても良いし、ジャイロスコープ１０１に常設しておき、パスを切替えて使用しても良い。

以上のように第９実施形態によれば、共振子２の共振周波数Ｆｄよりも低い周波数のテスト信号でセンサを駆動するテスト駆動回路１０５と、センス軸信号Ｓ１を、テスト信号の周期で一定時間に亘り積算する平均化回路１０６と、平均化回路１０６の積算結果について、共振周波数とテスト信号周波数との差によるゲインの違いに応じた補正を行うＣａｌ回路１０７とを備える。そして、Ｃａｌ回路１０７による補正結果をOffsetレジスタ１０４に設定することで、加算器１０２，１０３に付与するオフセットとする。これにより、同相誤差をキャンセルして位相補正精度を向上させることができる。

（第１０実施形態）
図２８に示す第１０実施形態のジャイロスコープ１１１は、共振子２に替わる共振子１１２を備えている。この共振子１１２は、センス軸側に入力端子Sense Inを有しており、センス軸の変位を止めるようにフィードバック制御する、フォース・リバランス・ループ（Force Rebalance Loop）・アーキテクチャを採用したものである。これに対応して、ジャイロスコープ１１１では、ＬＰＦ２２より出力される角速度信号Rateを、ＤＡＣ１１３を介して入力端子Sense Inに入力する。

まず、フォース・リバランス・ループは停止させておき、例えば第１実施形態の位相補正ループを起動させて正しい位相補正量を検知する。次に、フォース・リバランス・ループを起動させることで、２つのループを干渉させることなく動作させる。これにより、共振子１１２を適切な位相でフィードバックさせて、直交誤差による変動の影響を受け難い高精度なセンサを実現できる。

（第１１実施形態）
図２９に示す第１１実施形態のジャイロスコープ１２１は、共振子２に替わる共振子１２２を備えている。この共振子１２２は、入力端子Quad Errorを含む直交誤差補正ループ（Quadrature Error Compensation Loop）を有している。直交誤差補正ループは、直交誤差を最小化するためのループである。これに対応して、ジャイロスコープ１２１では、ＰＩ回路１５とは別にもう１つのＰＩ回路１２３を備える。このＰＩ回路１２３に対しては、入力端子に与えるＩ信号とＱ信号とを逆にする。乗算器１２４により、信号Ｓ１とＰＩ回路１２３の出力信号とを乗算し、その乗算結果をＬＰＦ１２５，ＰＩＣ１２６及びＤＡＣ１１３を介して入力端子Quad Errorに入力する。

そして、第１０実施形態と同様に、まず直交誤差補正ループは停止させ、位相補正ループを動作させて位相補正量を得る。乗算器１２４では、センス軸信号Ｓ１をＰＩ回路１２３の出力信号により同期検波することになるので、直交誤差信号が得られる。位相補正ループが収束してから、直交誤差補正ループを動作させて収束させる。これにより、第１０実施形態と同様に２つのループを干渉させずに動作させる。以上のように第９実施形態によれば、直交誤差補正ループを備えるジャイロスコープ１２１に適用することで、直交誤差をより精確に補正できる。

（第１２実施形態）
図３０に示す第１２実施形態のジャイロスコープ１３１は、Hilbert変換回路１３に替えて、ＰＬＬ回路１３２を９０°移相器として用いている。これに伴い、ＴＩＡ３は、ＣＡ１３３に置き換え、ＡＤＣ＿Ｄ４を削除している。この構成では、ＰＬＬ回路１３２のバンド幅を狭くすることで、バンドパスフィルタ；ＢＰＦとして用いることができる。これにより、ドライブ軸に含まれるノイズを低減する効果が得られるので、位相補償精度を高めることができる。

（第１３実施形態）
図３１に示す第１３実施形態のジャイロスコープ１４１は、第６，第１２実施形態の組合わせであり、第６実施形態の温度センサ７２に替えて、第１２実施形態のＰＬＬ回路１３２を温度センサとして使用する。ＰＬＬ回路１３２は、位相比較器；ＰＤ１３４，ループフィルタＬＦ１３５及びＶＣＯ１３６で構成されている。そして、ＶＣＯ１３６の制御電圧を、信号ＶtuneとしてＡＤＣ＿Ｔ７３に入力する。制御電圧Ｖtuneは、共振子２の共振周波数を電圧に変換した値と見なすことができ、前記共振周波数は温度依存性を有しているので、これを温度センサとして用いることができる。

（その他の実施形態）
周波数の具体数値は、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
各実施形態を、適宜組み合わせて実施しても良い。
メモリはＥＰＲＯＭ２６に限ることなく、フラッシュＲＯＭやＥＥＰＲＯＭ，ＳＲＡＭ等でも良い。
第４実施形態において、ＨＢＷ，ＬＢＷモードにおける各ゲインの値も、要旨を逸脱しない範囲で適宜設定すれば良い。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

図面中、１は振動型ジャイロスコープ、２は共振子、６はＡＧＣ回路、１３はHilbert変換回路、１５はＰＩ回路、２１及び２２はＬＰＦ、２３はマルチプレクサ、２４はＰＩＣ回路、２６はＥＰＲＯＭ、２７はマルチプレクサを示す。

Claims (16)

1. ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）により構成され、駆動信号入力端子，駆動信号出力端子，及び外部より加えられた角速度に応じたセンス信号を駆動信号により変調された状態で出力するセンス信号出力端子を備える共振子（２，１１２，１２２）と、
   前記駆動信号出力端子から前記駆動信号入力端子に至る経路に配置され、起動した際に前記駆動信号の振幅を参照電圧値相当に安定化させると共に、振幅変動が安定したと判定するとロック信号を出力するロック状態判定部（６）と、
   前記駆動信号出力端子より出力される駆動信号を９０°移相した直交信号を生成する移相器（１３，１３２）と、
   前記駆動信号の同相信号と前記直交信号と制御信号とが入力され、前記同相信号と前記直交信号とに基づいて、前記制御信号に応じた位相を有する位相信号を出力する位相補償器（１５）と、
   前記変調されたセンス信号と、位相補償器より出力される位相信号とを乗算する乗算器（２０）と、
   この乗算器の乗算結果をフィルタリングする制御用ローパスフィルタ（２１）と、
   比例積分演算を行うＰＩ制御器（２４）と、
   前記制御用ローパスフィルタの出力信号と、ゼロレベル信号とを切り替えて、前記ＰＩ制御器に入力するための第１マルチプレクサ（２３）と、
   前記ＰＩ制御器より出力される制御信号を記憶するためのメモリ（２６）と、
   前記ＰＩ制御器より出力される制御信号と、前記メモリに記憶された制御信号との何れか一方を、前記位相補償器に入力するための第２マルチプレクサ（２７）と、
   前記第１マルチプレクサを制御して、初期状態において前記ＰＩ制御器に前記ゼロレベル信号を入力し、
   前記ロック状態判定部が前記ロック信号を出力すると、前記ＰＩ制御器に前記制御用ローパスフィルタの出力信号を入力して位相制御を開始し、
   前記出力信号がゼロレベル近傍で安定したと判断すると前記位相制御を終了し、その時点に前記ＰＩ制御器より出力されている制御信号を、前記メモリに書き込んで記憶させる制御部（２７，４４，５３）とを備える振動型ジャイロスコープ。
2. 前記移相器は、Hilbert変換回路（１３）である請求項１記載の振動型ジャイロスコープ。
3. 前記位相補償器の出力信号を二値レベルに変換するスライサ（８２）を備える請求項２記載の振動型ジャイロスコープ。
4. 前記移相器は、ＰＬＬ回路（１３２）である請求項１記載の振動型ジャイロスコープ。
5. 補正モードにおいて、前記ＰＬＬ回路を構成するローパスフィルタの出力信号に基づいて、前記メモリに制御信号を記憶させて位相補正テーブルを作成し、
   通常モードにおいて、前記位相補正テーブルより制御信号データを読み出すことにより温度補償処理を行う温度補償制御部（７３）とを備える請求項４記載の振動型ジャイロスコープ。
6. 前記乗算器の乗算結果をフィルタリングし、カットオフ周波数が前記制御用ローパスフィルタよりも高く設定される出力用ローパスフィルタ（２２）を備える請求項１から５の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
7. 前記センス信号出力端子から前記乗算器に至るまでの信号経路中に、前記位相補償器から前記乗算器に至るまでの信号経路で発生する遅延時間を付与する遅延回路（３２）を備える請求項１から６の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
8. 前記ＰＩ制御器より出力される制御信号について移動平均を演算する移動平均回路（４２）と、
   この移動平均回路の出力信号と、前記制御信号との何れか一方を選択して出力する第３マルチプレクサ（４３）とを備え、
   前記制御部（４４）は前記第３マルチプレクサを制御し、前記位相制御の実行中は前記制御信号を選択させ、前記位相制御が終了すると前記移動平均回路の出力信号を選択させる請求項１から７の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
9. 前記制御用ローパスフィルタと前記第１マルチプレクサとの間に、ゲインが変更可能である増幅器（５２）を備え、
   前記制御部（５３）は、前記位相制御を開始してから一定時間が経過するまでは前記ゲインを高く設定しておき、前記一定時間が経過すると前記ゲインを低下させる請求項１から８の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
10. 前記駆動信号出力端子から前記移相器までの信号経路に高域振幅変動抑制回路（６２）を備え、
    前記高域振幅変動抑制回路は、前記駆動信号振幅のピークトゥピーク値を検出するピーク値検出回路（６３）と、
    このピーク値検出回路の出力信号について移動平均を演算する移動平均回路（６４）と、
    この移動平均回路の出力信号の逆数を演算する逆数回路（６５）と、
    この逆数回路の出力信号と、前記駆動信号とを乗算する乗算器（６６）とを備える請求項１から９の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
11. 前記共振子の温度を検出する温度センサ（７２）と、
    補正モードにおいて、前記温度に基づいて前記メモリに制御信号を記憶させて位相補正テーブルを作成し、
    通常モードにおいて、前記温度に基づいて前記位相補正テーブルより制御信号データを読み出すことにより温度補償処理を行う温度補償制御部（７３）とを備える請求項１から１０の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
12. 前記ＰＩ制御器より出力される制御信号と、前記メモリに書き込まれている制御信号とを比較して、異常判定を行う判定部（９２）を備える請求項１から１１の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
13. 前記制御用ローパスフィルタの出力信号に、前記共振子より出力されるセンス信号に含まれている同相誤差成分をキャンセルするためのオフセットを付与するオフセット回路（１０２）を備える請求項１から１２の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
14. 前記共振子の共振周波数よりも低い周波数のテスト信号で、前記共振子を駆動するテスト駆動回路（１０５）と、
    前記センス信号を、前記テスト信号の周期で一定時間に亘り積算する積算器（１０６）と、
    この積算器による積算結果について、前記共振周波数と前記テスト信号の周波数との差によるゲインの違いに応じた補正を行うゲイン補正部（１０７）とを備え、
    前記ゲイン補正部による補正結果を、前記オフセットとする請求項１３記載の振動型ジャイロスコープ。
15. 前記共振子（１１２）がセンス信号入力端子を備え、前記センス信号の変動を抑制するためのフィードバックループアーキテクチャを採用している際に、
    前記乗算器の出力信号をフィルタリングした信号を、前記センス信号入力端子に入力するフィードバック用ローパスフィルタ（２２）を備える請求項１から１４の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。
16. 前記共振子（１２２）が直交誤差信号入力端子を備え、直交誤差を補償するためのフィードバックループアーキテクチャを採用している際に、
    前記位相補償器を第１位相補償器とすると、各入力端子に入力される同相信号と逆相信号との関係が、前記第１位相補償器とは逆になる第２位相補償器（１２３）と
    この第２位相補償器の出力信号と、前記センス信号とを乗算する乗算器（１２４）と、
    この乗算器の出力信号をフィルタリングするフィードバック用ローパスフィルタ（１２５）と、
    このフィードバック用ローパスフィルタの出力信号に対し比例積分演算を行い、制御結果を前記直交誤差信号入力端子に入力するＰＩ制御器（１２６）とを備える請求項１から１４の何れか一項に記載の振動型ジャイロスコープ。