JP5208063B2 - 振動型ジャイロセンサ - Google Patents

Description

本発明は、自動車、ロボット等の姿勢制御やナビゲーションシステム等に用いられる角
速度センサとしての振動型ジャイロセンサに関する。

従来から圧電振動子等を用いた角速度を検出する振動型ジャイロセンサは、自動車やロボット等の姿勢制御等を行うために不可欠なセンサであり、カーナビゲーション・システムやロボット等の需要が増加するに従って、高精度な振動型ジャイロセンサが益々要求されている。

しかしながら、振動型ジャイロセンサは、複数の要因によって検出信号にもれ信号成分等のノイズ信号成分が重畳し、角速度の検出精度を低下させる要因となっている。

検出信号からノイズ信号成分を除去することによって角速度の検出精度の低下を抑制する技術は、例えば、特許文献１に記載されている。この特許文献１では、振動子に各速度が生じていない場合に、各速度が生じているとして検出した検出信号の信号成分をノイズ信号成分として除去する補正信号を生成する点が開示されている。

図１１は、従来の振動型ジャイロセンサの一構成例を説明するための図である。振動型ジャイロセンサは、水晶振動子などによって成る振動子１１０と、この振動子１１０を駆動して角速度を検出する制御回路とによって構成される。

振動子１１０は、例えば、対となる駆動電極１１０Ｃ，１１０Ｄおよび対となる検出電極１１０Ａ，１１０Ｂを備える。制御回路は、振動子１１０を発振させる発振回路３００と、振動子１１０に印加された角速度に起因して発生する出力信号を入力して角速度に相当する信号を外部に出力する検出回路２００を備える。

発振回路３００は、電流電圧変換回路３００ａ（以下、Ｉ／Ｖ変換回路３００ａと略す）、移相回路（位相シフタ）３００ｂ、振幅検出回路３００ｃ、利得可変増幅器３００ｄ等によって構成される。ここで、Ｉ／Ｖ変換回路３００ａは、振動子１１０の振動に応じて一方の駆動電極１１０Ｃから流れ出す帰還信号を受け、電流電圧変換を行って帰還電圧信号を出力する。Ｉ／Ｖ変換回路３００ａで位相が反転するため、帰還電圧信号は帰還信号に対して逆位相の信号となる。

移相回路３００ｂは帰還電圧信号を入力して、振動子１１０が発振するための条件に合うように帰還電圧信号の位相を移動させて移相信号を出力する。振幅検出回路３００ｃは帰還電圧信号を入力し、帰還電圧信号の振幅に応じたＡＧＣ信号を出力する。利得可変増幅器３００ｄはＡＧＣ信号に応じて利得を可変し、移相回路（位相シフタ）３００ｂから入力する移相信号を可変増幅して振動子の駆動電極１１０Ｄに駆動信号を印加する。これにより、発振回路３００は振動子１１０を発振させ、帰還信号に応じて駆動信号の大きさを調整し、振動子１１０の振動振幅を常に一定状態に保持する。

検出回路２００は二つの電流電圧変換回路を有する変位検出回路１２０（１２０Ａ、１２０Ｂ（以下、Ｉ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂと略す））、Ｉ／Ｖ変換回路１２０Ａと１２０Ｂの出力信号の差分を出力する差動増幅回路１４０、差動増幅回路１４０の出力信号を検波する同期検波回路１５０、同期検波回路１５０の出力信号に含まれる高周波成分をカットするローパスフィルタ１６０（以下、ＬＰＦ１６０と略す）、出力信号を増幅する増幅回路１７０等によって構成される。

二つのＩ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂは、それぞれ振動子１１０の検出電極１１０Ａ，１１０Ｂに接続され、検出電極から入力した出力電流を電流電圧変換し、得られた電圧信号を出力する。差動増幅回路１４０は電圧変換された２つの電圧信号を入力して差動増幅を行って差分出力を出力する。

また、同期検波回路１５０は差動出力を入力し、発振回路３００から出力される検波制御信号に基づいて同期検波を行って検波出力を出力する。検波出力はＬＰＦ１６０で高周波成分をカットされ増幅回路１７０で増幅され、印加された角速度に応じた角速度出力が生成される。これにより、検出回路２００は、振動子１１０の出力信号を入力して振動子１１０に印加された角速度の大きさを電気信号として出力する。

振動型ジャイロセンサは、振動子の変位を電流で取り出し、電流電圧変換回路あるいは電荷電圧変換回路で電圧に変換し、検波前において差動増幅回路で増幅し、同期検波回路で同期検波し、同期検波後の増幅回路で増幅し、ＬＰＦで交流成分をカットすることによって、直流信号として取り出している。

ここで、振動型ジャイロセンサにおいて、振動子の検出電極から取り出される電流を電圧に変換した検出信号には、振動子に印加された角加速度に起因する信号成分の他に、もれ信号成分が重畳している。

このもれ信号成分には、２つの検出電極から得られる２つの信号において、それぞれ同相で変動するもれ信号成分（同相もれ信号成分）と、互いに逆相で変動するもれ信号成分（逆相もれ信号成分）がある。逆相もれ信号成分は、例えば、振動子形状による振動に起因する機械もれ信号成分があり、また、同相もれ信号成分は、例えば、駆動−検出電極間容量による電気もれ信号成分がある。

図１２（ａ）は振動子から得られる出力信号の信号成分を説明するための図である。振動子１１０が備える一対の検出電極１１０Ａと１１０Ｂの内、一方の検出電極１１０Ａからは、信号成分１０１Ａａとこの信号成分１０１Ａａに重畳して出力される逆相もれ信号成分１０１Ａｂと同相もれ信号成分１０１Ａｃとが出力され、他方の検出電極１１０Ｂからは、信号成分１０１Ｂａとこの信号成分１０１Ｂａに重畳して出力される逆相もれ信号成分１０１Ｂｂと同相もれ信号成分１０１Ｂｃとが出力される。信号成分１０１Ａａと信号成分１０１Ｂａとは逆相である。

振動型ジャイロの出力を低雑音化するには、同期検波を行う前の段階で信号レベルを十分に高めることが有利である。これは、一般に、角加速度に起因する信号成分の信号レベルは、この信号成分に対してノイズとなるもれ信号成分の信号レベルよりも低いため、同期検波による信号成分の低下を防ぐために、同期検波を行う前に信号レベルを高めておく必要があるからである。

一方、振動型ジャイロに用いられる振動子は小形化され高周波化されることが求められている。このような振動子の小形化や高周波化は、電気もれ信号成分を増大させる。そのため、振動子の出力信号を増幅すると、増大した電気もれ信号成分によって出力信号の振幅が増大する。

図１２（ｂ），（ｃ）は検出電極１１０Ａ（１１０Ｂ）から出力される検出信号１０１ａ（１０１ｂ）を説明するための図である。

図１２（ｂ），（ｃ）において、検出信号１０１ａ（１０１ｂ）は、角加速度に起因する信号成分１０１Ａａ（１０１Ｂａ）に逆相もれ信号成分１０１Ａｂ（１０１Ｂｂ）および同相もれ信号成分１０１Ａｃ（１０１Ｂｃ）が重畳している。ここで、信号成分１０１Ａａ（１０１Ｂａ）の振幅は、通常、逆相もれ信号成分１０１Ａｂ（１０１Ｂｂ）や同相もれ信号成分１０１Ａｃ（１０１Ｂｃ）よりも小さく、一方、同相もれ信号成分１０１Ａｃ（１０１Ｂｃ）の振幅は振動子の小形化や高周波化に伴って増大する。そのため、検出信号１０１ａ（１０１ｂ）の振幅は、主に同相もれ信号成分１０１Ａｃ（１０１Ｂｃ）の振幅に依存することになる。

通常、増幅回路で増幅される増幅信号の振幅は電源電圧によって制限されるため、角加速度に起因する信号成分の増幅率は増幅信号の最大振幅によって制限される。電気もれ信号成分が増大すると、増幅信号の最大振幅は主に電気もれ信号成分に大きく依存して定まるため、電気もれ信号成分が増大して増幅回路の増幅率が制限されると、電気もれ信号成分よりも信号レベルが低い信号成分は十分に増幅されなくなる。そのため、低レベルのままで同期検波されることになり、十分なＳ／Ｎ比を得ることができない。

図１３は増幅信号の振幅の制限を説明するための図である。図１３において、振動子から得られる出力電流を出力信号ｉA（ｉB）で示し、この出力信号ｉA（ｉB）に含まれる信号成分をｉAi（ｉBi）で示し、信号成分ｉAi（ｉBi）に重畳される逆相もれ信号成分（機械もれ信号成分）をｉAm（ｉBm），同相もれ信号成分（電気もれ信号成分）をｉAe（ｉBe）で示している。

この出力電流ｉA（ｉB）をＩ／Ｖ変換回路１２０（１２０Ａ，１２０Ｂ）で電圧信号に変換して増幅する際、増幅された電圧信号の最大振幅は電源電圧によって制限され、例えばＶd以上の振幅を出力することができない。したがって、電圧信号の最大振幅をＶdを越えないように増幅率を制限すると、信号成分ｉAi（ｉBi）を十分な大きさまで増幅することができない場合が生じる。

上記の問題を解決するために、振動子に検出電極に加えて補正電極を設け、この補正電極から得られる信号を用いて同相もれ信号成分である電気もれ信号を相殺する信号を生成し、この相殺信号を振動子の出力信号に帰還する構成の振動ジャイロが提案されている（特許文献２）。

図１４（ａ）は相殺信号を帰還する構成の振動ジャイロを説明するための概略回路図である。振動子１１０の出力電流はＩ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂの反転入力端子に入力されて電流電圧変換される。電流電圧変換により得られた電圧は加算器１３０で加算され、Ｉ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂの反転入力端子に帰還される。

また、検知回路によってアームのＸ軸方向の変位の検知信号によって振動を検出すると共に、振幅調整回路によってアームのＹ軸方向の変位の検知信号を用いて比較基準信号を形成し、形成した比較基準信号を検知回路に入力して不要振動成分の信号を打ち消す振動型角速度センサが提案されている（特許文献３）。

図１４（ｂ）は比較基準信号によって不要振動成分の信号を打ち消す構成を説明するための概略回路図である。振動子１１０の出力電流はＩ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂの反転入力端子に入力されて電流電圧変換される。また、振幅調整回路１３１は、他方の軸方向の変位の検知信号の電圧を可変抵抗器１３１ａで調整して比較基準信号を生成し、Ｉ／Ｖ変換回路１２０Ａ，１２０Ｂの非反転入力端子に入力する。なお、Ｉ／Ｖ変換回路１２０Ｂには、反転回路１３１ｂにより比較基準信号を反転して入力している。

国際公開第ＷＯ２００５／０８０９１９号パンフレット（第１０図） 特許第３１７５４８９号公報（段落００７３、図１，２） 特開２００４−２７９１０１号公報（段落００３４、図１）

従来技術において、電気もれ信号成分等の同相もれ信号成分を低減するために、特許文献２に示されるものでは、相殺信号を検出電極側に戻すことによって同相もれ信号成分を相殺している。この構成では、電流電圧変換回路の共通端子に、振動子の検出電極の出力信号と帰還した相殺信号とが入力され、振動子の検出電極から出力信号を取り出す際の取り出し効率が低下し、その結果、検出感度が低下するという問題がある。また、この構成では、相殺信号を形成するために補正電極を追加する必要があるため、振動子の小形化を妨げるという問題がある。

また、特許文献３に示されるものでは、比較基準信号を可変抵抗器で形成するため、振動型角速度センサの振動子のばらつきに対応するには、振動型角速度センサ毎に個別に調整する必要がある。また、可変抵抗器を調整した後に電気容量等が変動した場合には調整ずれが生じるという問題がある。

そこで、本発明は、上記した課題を解決して、振動子の検出電極から得られる出力信号の取り出し効率を低下させることなく同相もれ信号成分を抑制することを目的とする。

また、本発明は、補正電極を追加することなく同相もれ信号成分を抑制することを目的とする。

また、振動子のばらつきによらず同相もれ信号成分を抑制し、個別装置の調整を不要とすることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は振動子から得られる２つの出力信号から同位相で重畳している同相もれ信号成分を取り出し、取り出した同相もれ信号成分を、出力信号を電流電圧変換する電流電圧変換回路の基準電圧として用いることによって、同相もれ信号成分を抑制するものである。

本発明によれば、従来のように、出力信号に同相もれ信号成分を帰還させて印加することによって同相もれ信号成分を相殺することに代えて、同相もれ信号成分を電流電圧変換回路の基準電圧とすることによって、出力信号に重畳される同相もれ信号成分の振幅を圧縮し、これによって同相もれ信号成分を抑制する。

本発明によれば、振動子の検出電極に対して帰還信号を印加しないため、検出電極からの出力信号の取り出し効率が低下することを防ぐことができる。

本発明によれば、検出電極から得られる出力信号を用いて基準電圧を生成するため、補正電極の追加が不要である。

本発明によれば、検出電極の出力信号から生成した基準電圧を用いて同相もれ信号成分の振幅を圧縮するため、振動子のばらつきによらず同相もれ信号成分を抑制することができ、装置毎に個別に調整を行うことを不要とすることができる。

本発明の振動型ジャイロセンサは、振動子を振動させ、この振動子に印加された角速度を検出する振動型ジャイロセンサにおいて、振動子の複数の検出電極から出力される複数の出力信号から検出される少なくとも２つの複数の検出信号について、その内に２つの検出信号の差分信号を求めることによって角速度信号を検出し、２つの検出信号の加算信号を求めることによって検出信号に重畳される同相もれ信号成分を検出し、検出した同相もれ信号成分を基準信号として２つの検出信号を振幅増幅する。

振動型ジャイロセンサの振動子は、少なくとも２つの複数の検出電極を備え、各検出電極からはそれぞれ出力信号を得ることができる。振動子は複数の検出電極を備えるため、振動子からは複数の出力信号が出力される。振動型ジャイロセンサは、検出電極から得られる出力信号から検出信号を検出する。したがって、複数の検出信号が検出される。

本発明の振動型ジャイロセンサは、検出される複数の検出信号の内から少なくとも２つの検出信号を用い、この２つ検出信号の差分信号を求めることによって角速度信号を検出する。これは、角速度信号の検出に用いる２つの検出信号は、角速度に係わる信号成分が互いに逆相関係にあるため、この２つの検出信号の差分を求めることによって、２つの検出信号に含まれる信号成分は同相となって検出することができるからである。

検出信号には、角速度に係わる信号成分に加えてもれ信号成分も重畳しているが、２つの検出信号の差分を求めることによって、もれ信号成分の内の同相のもれ信号成分は互いに逆位相の関係にあるため打ち消しあって差分出力からは除かれる。

したがって、差分出力からは、検出信号に含まれる角速度信号を含む逆相信号が検出されるが、検出信号に重畳される同相もれ信号成分は検出されない。

本発明の振動型ジャイロセンサは、検出信号を同期検波する前の段階において、検出信号の角速度に係わる信号成分に重畳される同相もれ信号成分の振幅を圧縮することによって、増幅器の増幅率の制限を受けることなく、検出信号中の角速度に係わる信号成分の振幅を増幅するものである。

この同相もれ信号成分の振幅を圧縮するためには、検出信号から信号成分に重畳される同相もれ信号成分を検出する必要がある。差分出力は、同相もれ信号成分が検出されないため、２つの検出信号の加算信号を求めることによって検出信号に重畳される同相もれ信号成分を検出する。

本発明の振動型ジャイロセンサは、検出した同相もれ信号成分を基準信号として２つの検出信号を振幅増幅する。この振幅増幅では、同相もれ信号成分を基準信号とすることによって、出力信号に含まれる同相もれ信号成分の振幅増幅の増幅率を縮小させ、これによって、出力信号に重畳される同相もれ信号成分の振幅を圧縮して同相もれ信号成分を抑制する。

本発明の振動型ジャイロセンサの回路構成は、振動子の複数の検出電極の内の２つの検出電極から出力される２つの出力信号から２つの検出信号を生成する変位検出回路と、変位検出回路が生成する２つの検出信号を加算して検出信号に重畳される同相もれ信号成分を抽出する同相もれ信号成分抽出回路とを備える。

同相もれ信号成分抽出回路は、２つの検出信号から同相もれ信号成分を抽出し、抽出した同相もれ信号成分から基準信号を生成し、生成した基準信号を変位検出回路に帰還する。変位検出回路は、同相もれ信号成分抽出回路から帰還された基準信号を振幅増幅する際の基準電圧として、２つの検出信号を振幅増幅する。

変位検出回路は、検出電極の出力電流を電圧信号に変換して検出信号を生成する演算増幅器を有する電流電圧変換回路を備える。演算増幅器は反転入力端子と非反転入力端子を備え、反転入力端子に検出信号を入力し、非反転入力端子に基準電圧を入力する。本発明の変位検出回路は、非反転入力端子に入力する基準電圧として、同相もれ信号成分抽出回路から帰還される基準信号を用いることによって、出力信号に含まれる同相もれ信号成分の振幅増幅の増幅率を縮小し、出力信号に重畳される同相もれ信号成分の振幅を圧縮して同相もれ信号成分を抑制する。

同相もれ信号成分抽出回路は、電流電圧変換回路で生成された２つの検出信号を加算して同相もれ信号成分を抽出する加算器と、この加算器の加算出力の位相を反転する位相反転回路とを備える。

一方の変位検出回路は、演算増幅器の反転入力端子に一方の検出電極の出力電流を入力し、非反転入力端子に同相もれ信号成分抽出回路の出力を基準電圧として入力する。また、他方の変位検出回路は、演算増幅器の反転入力端子に他方の検出電極の出力電流を入力し、非反転入力端子に同相もれ信号成分抽出回路の出力を基準電圧として入力する。

変位検出回路と加算回路と位相反転回路は、基準信号を生成する負帰還ループを形成し、生成された基準信号は変位検出回路の電流電圧変換回路に帰還される。

変位検出回路の電流電圧変換回路は、同相もれ信号成分抽出回路から帰還される基準信号を基準電圧として検出電極の出力電流を電圧信号に変換する。

電流電圧変換回路では、出力信号の電流を検出信号の電圧に変換する信号処理において位相遅れ分が発生する。同相もれ信号成分抽出回路で抽出した同相もれ信号成分には、電流電圧変換回路で生じた位相遅れ分が含まれるため、帰還された基準信号も位相遅れ分を含むことになる。

電流電圧変換回路における電流電圧変換において、位相遅れ分を含む基準信号に基づいて電流電圧変換を行うと、位相遅れ量によっては発振する場合がある。

本発明の同相もれ信号成分抽出回路は、負帰還ループにおいて、帰還された基準信号の位相遅れによる発振を防ぐために位相補償回路を備える。この位相補償回路は、位相進めによって電流電圧変換回路による位相遅れ分を補償し、帰還信号が同相で印加されることによって生じる発振動作を防ぐ。位相補償回路は、同相もれ信号成分の周波数を含む周波数帯域について位相を進ませる。

また、同相もれ信号成分抽出回路が含む、加算器、位相反転回路、位相補償回路の内で、少なくとも何れかの回路は増幅回路を備え、この増幅回路と電流電圧変換回路とは、出力信号から検出信号を生成する際の増幅率を分担する。この増幅回路の増幅率は、出力信号に重畳される同相もれ信号成分の振幅の圧縮率を定めることができる。

本発明によれば、振動子の検出電極から得られる出力信号の取り出し効率を低下させることなく同相もれ信号成分を抑制することができる。

本発明によれば、補正電極を追加することなく同相もれ信号成分を抑制することができる。

また、本発明によれば、振動子のばらつきによらず同相もれ信号成分を抑制し、個別装置の調整を不要とすることができる。

本発明の振動型ジャイロセンサの構成を説明するための図である。 振動子の検出電極から得られる検出信号を説明するための図である。 角速度に相当する信号成分の検出を説明するための図である。 同相もれ信号成分の検出を説明するための図である。 同相もれ信号成分抽出回路の動作、および基準信号による同相もれ信号成分の圧縮動作を説明するための図である。 同相もれ信号成分抽出回路の別の形態例を説明するための図である。 同相もれ信号成分抽出回路の構成例を説明するための図である。 同相もれ信号成分抽出回路の構成例を説明するための図である。 振動子の構成例を説明するための図である。 振動子の構成例を説明するための図である。 従来の振動型ジャイロセンサの一構成例を説明するための図である。 振動子から得られる出力信号の信号成分を説明するための図である。 増幅信号の振幅の制限を説明するための図である。 従来の振動ジャイロを説明するための概略回路図である。

本発明の実施形態について図面を用いて説明する。

図１は本発明の振動型ジャイロセンサの構成を説明するための図である。振動型ジャイロセンサ１は、水晶振動子などによって形成される振動子１０と、この振動子１０を駆動して角速度を検出する制御回路とによって構成される。

振動子１０は、例えば、対となる駆動電極１０Ｃ，１０Ｄおよび対となる検出電極１０Ａ，１０Ｂを備える。制御回路は、振動子１０を発振させる発振回路３と、振動子１０に印加された角速度に起因して発生する出力信号を入力して角速度に相当する信号を外部に出力する検出回路２を備える。

発振回路３は、電流電圧変換回路３ａ（以下、Ｉ／Ｖ変換回路３ａと略す）、移相回路（位相シフタ）３ｂ、振幅検出回路３ｃ、利得可変増幅器３ｄ等によって構成される。ここで、Ｉ／Ｖ変換回路３ａは、振動子１０の振動に応じて一方の駆動電極１１Ｃから流れ出す帰還信号を受け、電流電圧変換を行って帰還電圧信号を出力する。Ｉ／Ｖ変換回路３ａでは位相が反転するため、帰還電圧信号は帰還信号に対して逆位相の信号となる。

移相回路３ｂは帰還電圧信号を入力して、振動子１０が発振するための条件に合うように帰還電圧信号の位相を移動させて移相信号を出力する。振幅検出回路３ｃは帰還電圧信号を入力し、帰還電圧信号の振幅に応じたＡＧＣ信号を出力する。利得可変増幅器３ｄはＡＧＣ信号に応じて利得を可変し、移相回路（位相シフタ）３ｂから入力する移相信号を可変増幅して振動子の駆動電極１０Ｄに駆動信号を印加する。これにより、発振回路３は振動子１０を発振させ、帰還信号に応じて駆動信号の大きさを調整し、振動子１０の振動振幅を常に一定状態に保持する。

検出回路２は二つの電流電圧変換回路（図示していない）を有する変位検出回路２０（以下、Ｉ／Ｖ変換回路２０Ａ，２０Ｂと略す）、Ｉ／Ｖ変換回路２０Ａと２０Ｂの出力の差分を出力する差動増幅回路４０、差動増幅回路４０の出力を検波する同期検波回路５０、同期検波回路５０の出力信号に含まれる高周波成分をカットするローパスフィルタ６０（以下、ＬＰＦ６０と略す）、出力信号を増幅する増幅回路７０等によって構成される。

二つのＩ／Ｖ変換回路２０Ａ，２０Ｂは、それぞれ振動子１０の検出電極１０Ａ，１０Ｂに接続され、検出電極から出力電流を入力して電流電圧変換して電圧信号を出力する。差動増幅回路４０は電流電圧変換された２つの電圧信号を入力して差動増幅を行って差分出力を出力する。

また、同期検波回路５０は差動出力を入力し、発振回路３から出力される検波制御信号に基づいて同期検波を行って検波出力を出力する。検波出力はＬＰＦ６０で高周波成分をカットされ増幅回路７０で増幅され、印加された角速度に応じた角速度出力が生成される。これにより、検出回路２は、振動子１０の出力信号を入力して振動子１０に印加された角速度の大きさを電気信号として出力する。

振動型ジャイロセンサ１は、振動子１０の変位を電流で取り出し、電流電圧変換回路（Ｉ／Ｖ変換回路２０）で電圧に変換し、同期検波前において差動増幅回路４０で増幅し、同期検波回路５０で同期検波し、検波後の信号の交流成分をＬＰＦ６０でカットし、増幅回路７０で増幅して直流信号として取り出す。

本発明の振動型ジャイロセンサの角速度検出動作の概略を説明する。振動子１０は、制御回路の発振回路３よって一定振幅での発振が継続されている。このとき、振動子１０が角速度ωで回転されたとすると、振動方向に対して直角な方向に角速度ωに比例したコリオリの力Ｆが働く。

このコリオリの力Ｆは、
Ｆ＝２・ｍ・ω・Ｖ
で表される。

ここで、ｍは駆動脚、または検出脚の等価質量であり、Ｖは共振周波数ｆ０（Ｈｚ）で振動する速度である。このコリオリの力Ｆによる応力によって振動子１０は、共振周波数に等しい周波数で振動が励起され、この振動によって検出脚に形成された２つの検出電極に圧電歪効果による電荷が発生する。

この発生した電荷により、２つの検出電極に微小な逆相の出力信号が発生する。検出回路２のＩ／Ｖ変換回路２０Ａ，２０Ｂは、この出力信号それぞれ電流電圧変換して検出電圧を出力し、差動増幅回路４０は、検出電圧の差分を求めて差分信号を出力する。

同期検波回路５０は、差分信号を入力して発振回路３から出力される検波制御信号のタイミングに合わせて同期検波を行い、直流に変換された検波信号を出力する。ＬＰＦ７０交流成分をカットし、角速度に応じた直流電圧である角速度出力を出力する。

本発明の振動型ジャイロセンサ１の検出回路２は、上記構成に加えて、Ｉ／Ｖ変換回路２０の出力信号を入力し、抽出して得られた基準信号をＩ／Ｖ変換回路２０に帰還する同相もれ信号成分抽出回路３０を備える。Ｉ／Ｖ変換回路２０は帰還された基準信号を用いて信号増幅することによって、信号成分に重畳される同相もれ信号成分の振幅を抑制する。

同相もれ信号成分抽出回路３０は、Ｉ／Ｖ変換回路２０Ａ，２０Ｂの２つの検出信号を加算して同相もれ信号成分（電気もれ信号成分）を抽出する加算回路３０ａと、抽出した同相もれ信号成分の位相を反転する位相反転回路３０ｂと、抽出した同相もれ信号成分の位相を補償して発振を防ぐ位相補償回路３０ｃとを備える。

図２は、振動子１０の一方の検出電極１０Ａから得られる検出信号と、振動子１０の他方の検出電極１０Ｂから得られる検出信号とを説明するための図である。

図２（ａ），（ｂ）は、振動子１０の一方の検出電極１０Ａから得られる検出信号を示し、図２（ａ）は同相もれ信号成分の振幅圧縮する前の状態を示し、図２（ｂ）は同相もれ信号成分を振幅圧縮した後の状態を示している。

図２（ａ）において、振動子１０が備える一対の検出電極１０Ａと１０Ｂの内、一方の検出電極１０Ａから検出される検出信号１０１ａは、信号成分１０１Ａａと、この信号成分１０１Ａａに重畳して出力される逆相もれ信号成分１０１Ａｂと同相もれ信号成分１０１Ａｃを含んでいる。

通常、逆相もれ信号成分１０１Ａｂや同相もれ信号成分１０１Ａｃのもれ信号成分は、信号成分１０１Ａａに対してノイズ分に相当し、もれ信号成分の信号レベルは信号成分１０１Ａａの信号レベルよりも大きい。また、同相もれ信号成分１０１Ａｃの信号レベルは、振動子の高周波化や小型化に伴って増大する。

同相もれ信号成分１０１Ａｃの信号レベルの増大に伴って検出信号１０１ａの信号レベルも増大するため、この信号の最大振幅が増幅器の増幅振幅を越える場合には、越えた分については信号増幅することができない。例えば、図２（ａ）において、検出信号１０１ａの信号増幅は、破線で示す増幅器の増幅振幅の制限を受け、越えた分については信号増幅することができない。

本発明は、図２（ａ）中の同相もれ信号成分１０１Ａｃの振幅を圧縮することによって検出信号１０１ａの信号レベルを抑制し、これによって、増幅器の増幅振幅の制限を受けることなく信号増幅を行う。

図２（ｂ）は、同相もれ信号成分１０１Ａｃの振幅を圧縮した状態を示している。出力１０１Ａは、検出信号１０１ａにおいて信号成分１０１Ａaに重畳している同相もれ信号成分１０１Ａｃを圧縮することによって得られる。同相もれ信号成分１０１Ａｃの圧縮によって、検出信号１０１Ａの最大振幅は、検出信号１０１ａから１０２Ａで示す圧縮分だけ小さくなり、増幅器の増幅振幅の制限を受けることがなくなる。

また、図２（ｃ），（ｄ）は、振動子１０の他方の検出電極１０Ｂから得られる検出信号を示し、図２（ｃ）は同相もれ信号成分の振幅圧縮する前の状態を示し、図２（ｄ）は同相もれ信号成分を振幅圧縮した後の状態を示している。

図２（ｃ）において、振動子１０が備える一対の検出電極１０Ａと１０Ｂの内の他方の検出電極１０Ｂから検出される検出信号１０１ｂは、信号成分１０１Ｂａと、この信号成分１０１Ｂａに重畳して出力される逆相もれ信号成分１０１Ｂｂと同相もれ信号成分１０１Ｂｃを含んでいる。

通常、逆相もれ信号成分１０１Ｂｂや同相もれ信号成分１０１Ｂｃのもれ信号成分は、信号成分１０１Ｂａに対してノイズ分に相当し、もれ信号成分の信号レベルは信号成分１０１Ｂａの信号レベルよりも大きい。また、同相もれ信号成分１０１Ｂｃの信号レベルは、振動子の高周波化や小型化に伴って増大する。

同相もれ信号成分１０１Ｂｃの信号レベルの増大に伴って検出信号１０１ｂの信号レベルも増大するため、この信号の最大振幅が増幅器の増幅振幅を越える場合には、越えた分については信号増幅することができない。例えば、図２（ｃ）において、検出信号１０１ｂの信号増幅は、破線で示す増幅器の増幅振幅の制限を受け、越えた分については信号増幅することができない。

本発明は、図２（ｃ）中の同相もれ信号成分１０１Ｂｃの振幅を圧縮することによって検出信号１０１ｂの信号レベルを抑制し、これによって、増幅器の増幅振幅の制限を受けることなく信号増幅を行う。

図２（ｄ）は、同相もれ信号成分１０１Ｂｃの振幅を圧縮した状態を示している。検出信号１０１Ｂは、検出信号１０１ｂにおいて信号成分１０１Ｂaに重畳している同相もれ信号成分１０１Ｂｃを圧縮することによって得られる。同相もれ信号成分１０１Ｂｃの圧縮によって、検出信号１０１Ｂの最大振幅は、検出信号１０１ｂから１０２Ｂで示す圧縮分だけ小さくなり、増幅器の増幅振幅の制限を受けることがない。

次に、角速度に相当する信号成分の検出、および同相もれ信号成分の検出について図３，図４を用いて説明する。

はじめに、図３を用いて、差動増幅器によって検出信号から角速度に相当する信号成分を検出する信号処理を説明する。

振動子の検出電極から得られる２つの検出信号１０１Ａ，１０１Ｂは、図２に示したように、振動子に印加された角速度に起因して発生する信号成分１０１Ａａおよび１０１Ｂａ（図３（ａ）に示す信号成分）を有し、この信号成分１０１Ａａおよび１０１Ｂａには、逆相もれ信号成分１０１Ａｂ，１０１Ｂｂ（図３（ｂ）に示す信号成分）と、同相もれ信号成分１０１Ａｃ，１０１Ｂｃ（図３（ｃ）に示す信号成分）とが重畳されている。

ここで、図３（ａ）に示すように、信号成分１０１Ａａと１０１Ｂａとを差動増幅回路４０に入力すると、信号成分１０１Ａａと１０１Ｂａとは互いに逆相の関係にあるため、両方の振幅成分が加算された検出信号１０１ａが得られ、これによって角速度信号を検出することができる。

また、図３（ｂ）に示すように、逆相もれ信号成分１０１Ａｂと１０１Ｂｂとを差動増幅回路４０に入力すると、逆相もれ信号成分１０１Ａｂと１０１Ｂｂとは互いに逆相の関係にあるため、両方の振幅成分が加算された検出信号１０１ｂが得られる。

また、図３（ｃ）に示すように、同相もれ信号成分１０１Ａｃと１０１Ｂｃとを差動増幅回路４０に入力すると、同相もれ信号成分１０１Ａｃと１０１Ｂｃとは互いに同相の関係にあるため、両方の振幅成分は相殺される。

次に、図４を用いて、差動増幅器によって検出信号から同相もれ信号成分を検出する信号処理を説明する。

ここで、図４（ａ）に示すように、信号成分１０１Ａａと１０１Ｂａとを同相もれ信号成分抽出回路３０に入力すると、信号成分１０１Ａａと１０１Ｂａとは互いに逆相の関係にあるため、両方の振幅成分が相殺される。

また、図４（ｂ）に示すように、逆相もれ信号成分１０１Ａｂと１０１Ｂｂとを同相もれ信号成分抽出回路３０に入力すると、逆相もれ信号成分１０１Ａｂと１０１Ｂｂとは互いに逆相の関係にあるため、両方の振幅成分は相殺される。

また、図４（ｃ）に示すように、同相もれ信号成分１０１Ａｃと１０１Ｂｃとを同相もれ信号成分抽出回路３０に入力すると、同相もれ信号成分１０１Ａｃと１０１Ｂｃとは互いに同相の関係にあるため、両方の振幅成分は加算されて同相もれ信号成分１０１ｃが検出される。この同相もれ信号成分１０１ｃの位相を反転することによって基準信号１０３が得られる。

次に、同相もれ信号成分抽出回路の動作、および基準信号による同相もれ信号成分の圧縮動作について図５を用いて説明する。なお、図５では、振動子の検出電極から変位検出回路２０に入力される電流信号として、検出信号ｉ_ｉと同相もれ信号成分ｉ_ｅを示し、逆相もれ信号成分ｉ_ｍは省略して示している。

図５において、変位検出回路２０Ａおよび変位検出回路２０Ｂは、入力電流を電流電圧変換して出力電圧を出力する電流電圧変換回路２１Ａ，２１Ｂを備える。電流電圧変換回路２１Ａ，２１Ｂは演算増幅回路２２Ａ，２２Ｂを備え、反転入力端子と出力端子との間を抵抗接続して構成される。

一方の変位検出回路２０Ａを構成する演算増幅回路２２Ａの反転入力端子には、振動子の一方の検出電極から出力される出力電流（検出信号ｉ_ｉと同相もれ信号成分ｉ_ｅ）が入力され、演算増幅回路２２Ａの非反転入力端子には同相もれ信号成分抽出回路３０からの基準信号Ｖ_＋が入力される。

また、他方の変位検出回路２０Ｂを構成する演算増幅回路２２Ｂの反転入力端子には、振動子の一方の検出電極から出力される出力電流（検出信号ｉ_ｉと同相もれ信号成分ｉ_ｅ）が入力され、演算増幅回路２２Ｂの非反転入力端子には同相もれ信号成分抽出回路３０からの基準信号Ｖ_＋が入力される。

変位検出回路２０Ａおよび２０Ｂは、同相もれ信号成分ｉ_ｅを圧縮した検出信号ｉ_ｉを出力する。検出信号ｉ_ｉから同相もれ信号成分ｉ_ｅを圧縮する出力動作については、式を用いて後述する。

同相もれ信号成分抽出回路３０は、変位検出回路２０Ａおよび２０Ｂの出力信号を加算する加算回路３０ａと、加算信号を位相反転する位相反転回路３０ｂと、加算信号の位相を補償する位相補償回路３０ｃを備え、検出信号ｉ_ｉに重畳している同相もれ信号成分ｉ_ｅを抽出し、出力信号を基準信号Ｖ_＋として、演算増幅回路２２Ａ，２２Ｂの非反転入力端子に入力する。

位相補償回路３０ｃは、変位検出回路２０Ａおよび２０Ｂと加算回路３０ａと位相反転回路３０ｂとを含む負帰還ループの位相を補償する回路であり、電流電圧変換回路２１Ａ，２１Ｂによる位相進み分を遅らせることによって負帰還ループによる発振動作を抑制する。

図５において、負帰還ループ内の利得として、位相反転回路３０ｂの利得ｋを代表して示しているが、利得ｋは位相反転回路３０ｂに限らず、負帰還ループを構成する加算回路３０ａや位相補償回路３０ｃの増幅器を持たせ、この増幅器に利得ｋを割り当ててもよい。

また、出力信号から検出信号を生成する際の増幅率を、この増幅回路と電流電圧変換回路２１とに分担させてもよい。

次に、検出信号ｉ_ｉから同相もれ信号成分ｉ_ｅを圧縮する出力動作について説明する。変位検出回路２０Ａの反転入力端子に検出信号ｉ_ｉと同相もれ信号成分ｉ_ｅを入力し、非反転入力端子に基準信号Ｖ_＋を入力すると、変位検出回路２０Ａの出力端子からは出力電圧Ｖ_０１が出力される。出力電圧Ｖ_０１は式（１）で表される。
Ｖ_０１＝−（ｉ_ｉ＋ｉ_ｅ）・Ｒ＋Ｇ・Ｖ_＋ …（１）

一方、変位検出回路２０Ｂの反転入力端子に逆相の検出信号ｉ_ｉと同相もれ信号成分ｉ_ｅを入力し、非反転入力端子に基準信号Ｖ_＋を入力すると、変位検出回路２０Ｂの出力端子からは出力電圧Ｖ_０２が出力される。出力電圧Ｖ_０２は式（２）で表される。
Ｖ_０２＝−（−ｉ_ｉ＋ｉ_ｅ）・Ｒ＋Ｇ・Ｖ_＋ …（２）

なお、式（１）および式（２）において、Ｒは演算増幅回路２２Ａ，２２Ｂの反転入力端子と出力端子との間に接続される抵抗値であり、Ｇは基準信号Ｖ_＋を増幅する利得を表している。

また、基準信号Ｖ_＋は以下の式（３）で表される。
Ｖ_＋＝−ｋ（Ｖ_０１＋Ｖ_０２） …（３）

式（３）に式（１），（２）を代入して整理すると、
Ｖ_＋＝（２ｋ・Ｒ／（１＋２ｋ・Ｇ））・ｉ_ｅ …（４）
となる。

また、出力電圧Ｖ_０１および出力電圧Ｖ_０２は以下の式（５），（６）で表される。
Ｖ_０１＝−ｉ_ｉ・Ｒ＋ｉ_ｅ・（（２ｋ・Ｇ／（１＋２ｋ・Ｇ））−１）・Ｒ …（５）
Ｖ_０２＝＋ｉ_ｉ・Ｒ＋ｉ_ｅ・（（２ｋ・Ｇ／（１＋２ｋ・Ｇ））−１）・Ｒ …（６）

上記式（５）、（６）は、出力電圧Ｖ_０１および出力電圧Ｖ_０２において、同相もれ信号成分ｉ_ｅは[（（２ｋ・Ｇ／（１＋２ｋ・Ｇ））−１）・Ｒ]の圧縮率で圧縮されることを示している。

式（５）、（６）において、１＜＜２ｋ・Ｇとなるように利得ｋの値を定めると、出力電圧Ｖ_０１および出力電圧Ｖ_０２は以下の式（７），（８）となり、同相もれ信号成分ｉ_ｅの影響を除くことができる。
Ｖ_０１＝−ｉ_ｉ・Ｒ …（７）
Ｖ_０２＝＋ｉ_ｉ・Ｒ …（８）

なお、実際の回路では、利得ｋを大きくすると位相補償が難しくなるため、ｉ_ｅ・（（２ｋ・Ｇ／（１＋２ｋ・Ｇ））−１）・Ｒの成分は残ることになる。

同相もれ信号成分抽出回路は、図５に示すように、加算回路３０ａ、位相補償回路３０ｃ、位相反転回路３０ｂの順に接続する回路構成に限らず、別の接続順としてもよい。

図６を用いて、同相もれ信号成分抽出回路の別の形態例を説明する。図６（ａ）は、同相もれ信号成分抽出回路３０として、加算回路３０ａ、位相反転回路３０ｂ、位相補償回路３０ｃの接続順とする回路構成を示している。

図６（ｂ）は、同相もれ信号成分抽出回路３０として、２つの位相補償回路３０ｃａ，３０ｃｂを備え、この２つの位相補償回路３０ｃａ，３０ｃｂの出力を加算する加算回路３０ａおよび位相反転回路３０ｂの回路構成を示している。

図６（ａ）に示す回路構成および図６（ｂ）に示す回路構成は、図５で示す回路構成と同様の動作によって基準信号を形成し、変位検出回路２０に帰還して同相もれ信号成分を圧縮する。

次に、同相もれ信号成分抽出回路の構成例を図７，８を用いて説明する。
図７に示す同相もれ信号成分抽出回路は、加算回路３０ａ、位相補償回路３０ｃ、位相反転回路３０ｂを従属接続する回路例である。なお、図７の配列方向は図５に示す配列方向と逆の向きで示している。

図７の回路例において、加算回路３０ａは直列接続される直列抵抗３０ａ１とバッファアンプ３０ａ２によって構成される。直列抵抗３０ａ１の一方の端子に一方の変位検出回路２０Ａの出力端子を接続し、直列抵抗３０ａ１の他方の変位検出回路２０Ａの出力端子を接続し、直列抵抗３０ａ１の中点をバッファアンプ３０ａ２の非反転入力端子に接続する。これによって、バッファアンプ３０ａ２の出力端子には、変位検出回路２０Ａの出力信号と変位検出回路２０Ｂの出力信号の加算信号が出力され、バッファアンプ３０ａ２は信号増幅を行うと共に逆方向への影響を防ぐ。

また、位相補償回路３０ｃは、例えばコンデンサ等のリアクタンスを加算回路３０ａの出力端子に対して並列接続することで位相進み回路３０ｃ１を構成している。位相進み回路３０ｃ１の出力端子にはバッファアンプ３０ｃ２を接続する。バッファアンプ３０ｃ２は信号増幅を行うと共に逆方向への影響を防ぐ。

また、位相反転回路３０ｂは、演算回路を用いた反転増幅器によって構成することができる。

図８に示す同相もれ信号成分抽出回路は、加算回路と位相反転回路とを一つの回路で構成し、この加算位相反転回路３０ａｂに位相補償回路３０ｃを従属接続する回路例である。なお、図８の配列方向は図５に示す配列方向と逆の向きで示している。

図８の回路例において、加算位相反転回路３０ａｂは、演算増幅器３０ａｂ２の反転入力端子に並列接続された抵抗体３０ａｂ１を接続して構成し、抵抗体３０ａｂ１の一方の抵抗に一方の変位検出回路２０Ａの出力端子を接続し、抵抗体３０ａｂ１の他方の抵抗に他方の変位検出回路２０Ｂの出力端子を接続し、加算回路を構成する。また、演算増幅器３０ａｂ２は反転増幅器によって位相反転回路を形成する。

また、位相補償回路３０ｃは、図７の回路例と同様に、例えばコンデンサ等のリアクタンスを加算回路３０ａの出力端子に対して並列接続することで位相進み回路３０ｃ１を構成している。位相進み回路３０ｃ１の出力端子にはバッファアンプ３０ｃ２を接続する。バッファアンプ３０ｃ２は信号増幅を行うと共に逆方向への影響を防ぐ。

図９，図１０は振動子の構成例を説明するための図である。
次に、本発明の振動型ジャイロセンサに用いられる振動子の一例を図９および図１０に基づいて説明する。なお、図９の斜視図は電極を省略している。図９および図１０において、振動子１０はＳｉ０_２の単結晶である水晶によって成る共振周波数が数十ｋＨｚの水晶振動子であって、二つの駆動脚１２ａ，１２ｂと一つの検出脚１２ｃの３本の脚、及び基部１８と支持部１９を有する三脚音叉型振動子である。

また、駆動脚１２ａ，１２ｂには対となる駆動電極１３，１４が形成されており、駆動電極１３は、駆動脚１２ａの対向する２面に形成される駆動電極１３ａ，１３ｂと、駆動脚１２ｂの対向する２面に形成される駆動電極１３ｃ，１３ｄによって成る。

また、駆動電極１４は、駆動脚１２ａの対向する他の２面に形成される駆動電極１４ａ，１４ｂと、駆動脚１２ｂの対抗する他の２面に形成される駆動電極１４ｃ，１４ｄによって成る。これらの駆動電極１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄは、それぞれ電気的に接続されて外部と接続され、また、駆動電極１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄも、それぞれ電気的に接続されて外部と接続される。

また、検出脚１２ｃには、その角の部分に対となる検出電極１５，１６が形成され、それぞれ外部に接続される。また、検出電極１５，１６に対向する面の電極は、回路のＧＮＤに接続される。また、振動子１０の構造は、図９，図１０で示すような三脚音叉型振動子には限定されず、例えば、二脚の音叉型振動子でも良い。

上記した回路構成は一例であって上記回路の限られるものではなく、他の回路構成を用いて検出回路を構成することもできる。

１ 振動型ジャイロセンサ
２ 検出回路
３ 発振回路
３ａ 電流電圧変換回路
３ｂ 移相回路
３ｃ 振幅検出回路
３ｄ 利得可変増幅器
１０ 振動子
１０Ａ，１０Ｂ 検出電極
１０Ｃ，１０Ｄ 駆動電極
１２ａ，１２ｂ 駆動脚
１２ｃ 検出脚
１３ 駆動電極
１３ａ，１３ｂ，１３ｃ，１３ｄ 駆動電極
１４ 駆動電極
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ 駆動電極
１５，１６ 検出電極
１８ 基部
１９ 支持部
２０ 変位検出回路
２０Ａ，２０Ｂ 変位検出回路
２１Ａ，２１Ｂ 電流電圧変換回路
２２ 演算増幅回路
２２Ａ，２２Ｂ 演算増幅回路
３０ 信号成分抽出回路
３０ａ 加算回路
３０ａ１ 直列抵抗
３０ａ２ バッファアンプ
３０ａｂ 加算位相反転回路
３０ａｂ１ 抵抗体
３０ａｂ２ 演算増幅器
３０ｂ 位相反転回路
３０ｃ 位相補償回路
３０ｃａ，３０ｃｂ 位相補償回路
３０ｃ２ バッファアンプ
４０ 差動増幅回路
５０ 同期検波回路
６０ ローパスフィルタ
７０ 増幅回路
１０１Ａ，１０１Ｂ 検出信号
１０１Ａａ 信号成分
１０１Ａｂ 信号成分
１０１Ａｃ 信号成分
１０１Ｂａ 信号成分
１０１Ｂｂ 信号成分
１０１Ｂｃ 信号成分
１０１ａ 検出信号
１０１ｂ 検出信号
１０３ 基準信号
１１０ 振動子
１１０Ａ，１１０Ｂ 検出電極
１１０Ｃ，１１０Ｄ 駆動電極
１２０ 変位検出回路
１２０Ａ，１２０Ｂ Ｉ／Ｖ変換回路
１３０ 加算器
１３１ 振幅調整回路
１３１ａ 可変抵抗器
１４０ 差動増幅回路
１５０ 同期検波回路
１６０ ローパスフィルタ
１７０ 増幅回路
２００ 検出回路
３００ 発振回路
３００ａ Ｉ／Ｖ変換回路
３００ｂ 移相回路
３００ｃ 振幅検出回路
３００ｄ 利得可変増幅器

Claims (6)

1. 振動子を振動させ、当該振動子に印加された角速度を検出する振動型ジャイロセンサにおいて、
   前記振動子の複数の検出電極から出力される複数の出力信号から検出される少なくとも２つの複数の検出信号について、その内の２つの検出信号の差分信号を求めることによって角速度信号を検出し、
   前記２つの検出信号の加算信号を求めることによって前記検出信号に重畳される同相もれ信号成分を検出し、
   前記検出した同相もれ信号成分を基準信号として前記２つの検出信号を振幅増幅するものであり、
   前記振動子の複数の検出電極の内の２つの検出電極から出力される２つの出力信号から２つの検出信号を生成する変位検出回路と、
   前記変位検出回路が生成する２つの検出信号を加算して前記検出信号に重畳される同相もれ信号成分を抽出する同相もれ信号成分抽出回路とを備え、
   前記変位検出回路は、検出電極の出力電流を電圧信号に変換して検出信号を生成する演算増幅器をそれぞれ有する２つの電流電圧変換回路を備え、
   前記同相もれ信号成分抽出回路は、前記２つの電流電圧変換回路で生成された２つの検出信号を加算して同相もれ信号成分を抽出する加算器と、前記加算器の加算出力の位相を反転する位相反転回路とを備え、
   前記同相もれ信号成分抽出回路は、抽出した同相もれ信号成分から基準信号を生成し、この基準信号を前記変位検出回路に帰還し、
   前記変位検出回路は、２つの電流電圧変換回路の内、
   一方の電流電圧変換回路は、演算増幅器の反転入力端子に一方の検出電極の出力電流を入力し、非反転入力端子に前記同相もれ信号成分抽出回路の基準信号を基準電圧として入力し、
   他方の電流電圧変換回路は、演算増幅器の反転入力端子に他方の検出電極の出力電流を入力し、非反転入力端子に前記同相もれ信号成分抽出回路の基準信号を基準電圧として入力し、
   両電流電圧変換回路は、前記基準信号を基準電圧として検出電極の出力電流を電圧信号に変換し、
   前記同相もれ信号成分抽出回路から帰還された基準信号を振幅増幅する際の基準電圧として前記２つの検出信号を振幅増幅することを特徴とする振動型ジャイロセンサ。
2. 前記同相もれ信号成分抽出回路は位相補償回路を備え、
   前記位相補償回路は、前記変位検出回路と前記加算回路と前記位相反転回路とを含み基準信号を生成する負帰還ループの位相を補償することを特徴とする、請求項１に記載の振動型ジャイロセンサ。
3. 前記位相補償回路は、位相進めによって前記電流電圧変換回路による位相遅れ分を補償することを特徴とする請求項２に記載の振動型ジャイロセンサ。
4. 前記加算器、前記位相反転回路、前記位相補償回路の少なくとも何れかの回路は増幅回路を備え、
   前記増幅回路と前記電流電圧変換回路とは、出力信号から検出信号を生成する際の増幅率を分担することを特徴とする、請求項２又は３に記載の振動型ジャイロセンサ。
5. 前記増幅回路の増幅率に基づいて、出力信号に重畳される同相もれ信号成分の振幅の圧縮率を定めることを特徴とする、請求項４に記載の振動型ジャイロセンサ。
6. 前記位相補償回路は、同相もれ信号成分の周波数を含む周波数帯域について位相を進ませることを特徴とする請求項２から５のいずれか一つに記載の振動型ジャイロセンサ。