JP2008157766A - 加速度検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】温度感度安定度に優れた加速度検出装置を提供する。
【解決手段】基準信号を出力する基準発振回路２と、音叉型水晶振動素子２０を共振子として備えたＶＣＸＯ８と、ＶＣＸＯ８から出力される出力信号の位相と基準発振回路２から出力される基準信号の位相を比較する位相比較回路４と、位相比較回路４から出力される位相差信号の低域成分を抽出するＬＰＦ５と、ＬＰＦ５の出力信号を増幅する高利得増幅回路６とを備え、高利得増幅回路６から出力される出力信号を加速度検出信号Ｓαとして出力すると共に、その出力信号の一部を制御電圧としてフィードバックしてＶＣＸＯ８の発振周波数を制御するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は圧電振動素子を用いて加速度を検出する加速度検出装置に関するものである。

近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度センサは、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはＭＥＭＳセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
図７は、特許文献１に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図７に示す従来のセンサ回路１００は、センサ部１０１とドライブ回路１０２により構成される。センサ部１０１はセンサ素子である振動子１０１ａ、アンプ１０１ｂ、整流回路１０１ｃを有して構成される。振動子１０１ａは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ：lead zirconium titanate）が組付けられた振動子である。ドライブ回路１０２は、電圧制御発振器１０２ａ、アンプ１０２ｂ、位相比較器１０２ｃを有して構成される。
このように構成されるセンサ回路１００では、センサ部１０１の振動子１０１ａがドライブ回路部１０２の電圧制御発振器１０２ａにより駆動される。
ここで、振動子１０１ａが物理的な応力（圧力）を受けると、振動子１０１ａの共振周波数が変化する。振動子１０１ａの共振周波数が変化すると、ドライブ回路１０２の位相比較器１０２ｃから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器１０２ａの出力信号は振動子１０１ａの共振周波数と一致するように制御され、振動子１０１ａは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン１０４または１０３の出力を検知信号として取り出すことで振動子１０１ａが受けた応力値を検知することができる。
実開昭６２−１５５３３６号公報

ところで、上記したような半導体プロセスにより作製したＭＥＭＳセンサ、或いは図７に示した振動式センサ回路１００は、周波数−温度特性が悪いため、周囲温度によって加速度感度に誤差が生じるという欠点があった。
またＭＥＭＳセンサは、規定以上の強い加速度が加わった場合、センサが破壊されてしまうという欠点がった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、温度感度安定度に優れた加速度検出装置を提供することを目的とする。また強い加速度が加わった場合でも破壊されることがない加速度検出装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の加速度検出装置は、基準信号を出力する基準発振回路と、応力感応素子を共振子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号の位相と基準発振回路から出力される基準信号の位相を比較する位相比較回路と、位相比較回路から出力される位相差信号の低域成分を抽出するローパスフィルタと、ローパスフィルタの出力信号を増幅する増幅回路と、を備え、増幅回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力すると共に、増幅回路から出力される出力信号の一部を制御電圧としてフィードバックして、電圧制御型圧電発振回路の発振周波数を制御するようにした。
このような本発明によれば、応力感応素子に加速度が加わることにより、電圧制御型圧電発振回路の出力信号の周波数が変動するので、位相比較回路から出力される電圧制御型圧電発振回路の制御電圧を加速度検出信号として利用することが可能になる。
また周波数−温度特性に優れた基準発振回路を備えたことで、この基準発振回路の周波数に追従する電圧制御型圧電発振回路の周波数−温度特性を高めることができる。これにより、周囲温度の変化による感度誤差が小さく、温度感度安定度に優れた加速度検出装置を実現することができる。
また応力感応素子の形状自体は殆ど変位しないので、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損するといったこともない。

本発明の加速度検出装置は、基準発振回路と位相比較回路との間に、基準発振回路から出力される基準信号を分周する分周回路を備えるようにした。
このような本発明によれば、例えば基準発振回路に使用する振動子の発振周波数と、電圧制御型圧電発振回路において共振子として利用する応力感応素子の発振周波数との周波数差が大きく異なる場合でも加速度検出装置を実現することができる。

本発明の加速度検出装置は、応力感応素子が、並列に配置された２本の振動腕と、２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有する音叉型振動素子であり、結合部を固定し、２本の振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させるよう配置した。
このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として音叉型振動素子を利用することが可能になる。

本発明の加速度検出装置は、応力感応素子が、並列に配置された２本の振動腕と、２本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部とを有する双音叉型振動素子であり、結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、２本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させるよう配置した。
このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として、双音叉型振動素子を用いることが可能になるので、音叉型振動素子を用いた場合より応力感度を高めることができる。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図１に示す加速度検出装置１は、基準発振回路２、分周回路３、位相比較回路４、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称する）５、高利得増幅回路６、緩衝増幅回路（以下、バッファアンプと称する）７、及び電圧制御型水晶発振回路（以下、ＶＣＸＯ（Voltage Controlled crystal Oscillator）と称する）８により構成される。
基準発振回路２は、例えばＡＴカットの水晶振動子等を用いて構成され、所定の周波数で発振する基準発振器である。分周回路３は、基準発振回路２からの基準信号が所定の周波数となるように分周して出力する。
位相比較回路４は、分周回路３から出力される出力信号の位相とＶＣＸＯ８から出力される出力信号の位相を比較し、その比較結果を出力する。
ＬＰＦ５は、位相比較回路４から出力される位相差信号の低周波数成分だけを抽出して出力する。このとき、ＬＰＦ５の出力は常に一定に制御される。
高利得増幅回路６は、ＬＰＦ５からの出力信号を高利得で増幅して出力する。高利得増幅回路６で増幅された信号はバッファアンプ７を介して加速度検出信号Ｓαとして出力する。また高利得増幅回路６の出力信号の一部は制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ８にフィードバックされる。
ＶＣＸＯ８は、音叉型振動素子として音叉型水晶振動素子２０を備える。音叉型水晶振動素子２０は、発振回路の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子としても機能する。ＶＣＸＯ８では、高利得増幅回路６の出力信号を制御電圧Ｖcontとして、ＶＣＸＯ８の図示していない可変容量ダイオードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるよう制御している。

図２は上記したＶＣＸＯ８の回路構成の一例を示した図である。
この図２に示すＶＣＸＯ８は、発振回路として位相反転増幅器（以下、ＭＯＳインバータと称する）ＩＣ１を備える。ＭＯＳインバータＩＣ１の入出力間には自己バイアス用の帰還抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１と音叉型水晶振動素子２０とを直列に接続した直列回路が夫々並列に接続されている。さらにＭＯＳインバータＩＣ１の出力端と音叉型水晶振動素子２０との接続点とグランド（ＧＮＤ）間にはコンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ１と音叉型水晶振動素子２０との接続点とグランド（ＧＮＤ）間に可変容量ダイオードＤ１が接続されている。可変容量ダイオードＤ１は、そのアノードが接地側に、カソードが音叉型水晶振動素子２０にそれぞれ接続されている。
このように構成されるＶＣＸＯ８においては、音叉型水晶振動素子２０、コンデンサＣ１、Ｃ２、可変容量ダイオードＤ１により発振ループが構成されることになる。従って、この発振ループを構成する可変容量ダイオードＤ１のカソードに抵抗Ｒ２を介して制御電圧Ｖcont１を印加して可変容量ダイオードＤ１の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御可能に構成されている。また、このようなＭＯＳインバータＩＣ１を用いたＶＣＸＯ８は、その出力信号波形が矩形となる。

図３はＶＣＸＯ８に備えられる音叉型水晶振動素子２０の構成を模式的に示した図である。この図３に示す音叉型水晶振動素子２０は、並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向一端を結合する結合部２２とから成る。そして、音叉型水晶振動素子２０の結合部２２を、当該音叉型水晶振動素子２０が搭載される基板（図示しない）に固定するようにしている。このとき、音叉型水晶振動素子２０では、図３に示すように各振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向を加速度検出軸方向に一致させるようにしている。
このように構成される音叉型水晶振動素子２０は、図示しない駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する２本の振動腕２１ａ、２１ｂが破線で示すように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図３に示す矢印方向の加速度αが加わると、音叉型水晶振動素子２０には見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０の振動腕２１ａ、２１ｂは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けることになる。この場合、音叉型水晶振動素子２０の周波数は引張応力の影響を受けて高くなる。一方、図３に示す矢印方向（α）とは逆方向の加速度が加わると、音叉型水晶振動素子２０には見かけ上では加速度の方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０の振動腕２１ａ、２１ｂは、結合部２２の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、音叉型水晶振動素子２０の周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。そこで、本実施形態では、このような音叉型水晶振動素子２０に加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Ｓαを得るようにしている。
このような音叉型水晶振動素子２０は、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く（例えば±３ｇ〜±４００ｇ）、しかも高リニアリティ（例えば、０．０５％Ｆ．Ｓ．）であるといった利点がある。
なお、図３においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子２０の屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子２０の形状自体は殆ど変位しないのである。

図１に示す加速度検出装置１では、ＶＣＸＯ８に備えられている音叉型水晶振動素子２０の加速度検出軸方向に加速度が加わっていない定速運動状態では、ＶＣＸＯ８の発振周波数が基準発振回路２の発振周波数と一致するよう制御されている。
ここで、例えば、加速度αが加わり音叉型水晶振動素子２０の周波数が変化してＶＣＸＯ８の出力信号の周波数が高くなるよう変動した場合、このＶＣＸＯ８と基準発振回路２との周波数差は位相比較回路４において検波されて位相差信号として出力される。このとき、加速度αの影響により位相差は広がるように変動するので、加速度αの方向を正方向の加速度とすれば周波数の変化と加速度の変化とは比例関係にある。またＶＣＸＯ８の制御電圧Ｖcontは、ＶＣＸＯ８の出力周波数と比例関係にある。そこで、本実施形態の加速度検出装置１では、ＶＣＸＯ８の制御電圧Ｖcontをバッファアンプ７でバッファした信号を加速度検出信号Ｓαとして出力するようにしている。

以下、図４を用いて本実施形態の加速度検出装置１の動作遷移について説明する。
図４は、本実施形態の加速度検出装置１における速度と時間の関係、加速度と時間の関係、出力電圧と時間の関係をそれぞれ示した図である。
尚、定速度状態に於いて分周回路３の出力信号とＶＣＸＯ８の出力信号との位相差は９０°となるよう設定されている。
この図４に示すように、加速が開始される時点ｔ１までの期間Ａでは、加速度が「０」であるため、ＶＣＸＯ８には制御電圧Ｖcontとして初期定電圧Ｖｏが印加される。
次に、加速（図３に示す加速度αの逆方向の加速）が加わる時点ｔ１から時点ｔ２までの期間Ｂにおいては、加速度に伴う音叉型水晶振動素子２０の周波数の低下をＰＬＬ制御にて補正するようＶＣＸＯ８には制御電圧Ｖcontとして初期定電圧Ｖｏより高い電圧Ｖ１が印加される。
次に、定速度運動による加速度が「０」となる時点ｔ２から時点ｔ３までの期間Ｃにおいては、音叉型水晶振動素子２０への慣性力が「０」になり、音叉型水晶振動素子２０が初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子２０は期間Ｂの状態から周波数が高くなるよう変化しようとする。従って、この場合はＶＣＸＯ８の周波数上昇をＰＬＬ制御にて補正するようＶＣＸＯ８には制御電圧Ｖcontとして初期定電圧Ｖｏが印加される。
次に、減速がかかる時点ｔ３から時点ｔ４までの期間Ｄにおいては、減速に伴う音叉型水晶振動素子２０の周波数の上昇をＰＬＬ制御にて補正するようＶＣＸＯ８には制御電圧Ｖcontとして初期定電圧Ｖｏより低い電圧Ｖ２が印加される。
次に、定速度運動による減速が「０」となる時点ｔ４以降の期間Ｅにおいては、音叉型水晶振動素子２０への慣性力が「０」になり、音叉型水晶振動素子２０が初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子２０は期間Ｄの状態から周波数が低くなるよう変化しようとする。従って、この場合はＶＣＸＯ８の周波数下降をＰＬＬ制御にて補正するようＶＣＸＯ８には制御電圧Ｖcontとして初期定電圧Ｖｏが印加される。

そこで、本実施形態の加速度検出装置１においては、上記したようにＶＣＸＯ８の制御電圧Ｖcontである高利得増幅回路６の出力電圧を、バッファアンプ７を介して加速度検出信号Ｓαとして出力することで、期間Ｂ、期間Ｄにおいて加わる定加速度を検出することができる。また、期間Ａ、期間Ｃ、期間Ｅの定速度運動状態においては、静的加速度（重力加速度）を検出することができる。
尚、定速度状態に於いて分周回路３の出力信号とＶＣＸＯ８の出力信号との位相差を９０°に設定したことにより、上述の通り加速・減速の違いに対して位相差に増減を発生させて加速度方向を検知することを可能にしている。

また、本実施形態の加速度検出装置１では、ＰＬＬ制御によりＶＣＸＯ８の周波数が基準発振回路２の周波数に追従するので、基準発振回路２を温度特性の優れた水晶発振器（温度補償型水晶発振器、オーブンコントロール型水晶発振器）により構成することで、ＶＣＸＯ８に温度補償機能を備えることなく周囲の温度変化による感度に誤差が少ない温度感度安定度に優れた加速度検出装置とすることができる。
また、本実施形態の加速度検出装置１では、音叉型水晶振動素子２０の形状自体は殆ど変位しないので、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。

さらに本実施形態の加速度検出装置１では、基準発振回路２と位相比較回路４との間に基準発振回路２の出力信号を分周する分周回路３を設けたことで、例えば、基準発振回路２の基準発振周波数が、ＶＣＸＯ８の発振周波数より十分高い場合でも加速度検出装置１を実現することができる。即ち、音叉型水晶振動素子２０を備えたＶＣＸＯ８より発振周波数が高いＡＴカット水晶振動子を備えた基準発振回路２を用いた場合でも加速度検出装置１を実現することができる。
また、分周回路３により位相比較回路４にはデューティーサイクル比が整った信号を供給することができる。
従って、例えば加速度の影響により基準発振回路の出力信号のデューティーサイクル比に変動が生じても位相比較回路４へ供給される信号への影響は無いので、正確な加速度検知結果を得ることができる。

また、例えば、図７に示す従来のセンサ回路１００においては、ドライブ回路部１０２の位相比較器１０２ｃのＤＣ出力（制御電圧）を応力値信号（加速度信号）として利用することも考えられる。しかしながら、通常、電圧制御発振器１０２ａにはＬＣ共振器やＣＲ共振器が用いられ、このような共振器を有する電圧制御発振器１０２ａは、図５に示すように制御電圧Ｖcontに対する周波数変化量が大きい。即ち、周波数感度特性が高い。このため、従来のセンサ回路１００において共振周波数を検知結果とせずに、位相比較器１０２ｃの制御電圧Ｖcontを応力値信号（加速度信号）の検知結果として利用する場合は、周波数変化量に対する制御電圧Ｖcontの変化量が小さく検知感度が高いセンサを実現することができない。
これに対して、本実施形態の加速度検出装置１では、ＶＣＸＯ８の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。ＶＣＸＯは、制御電圧に対する周波数可変範囲がＶＣＯに比べて狭い（周波数制御感度が低い）ため、加速動作に伴う周波数変化に対してＬＰＦの出力電圧（制御電圧）の変化を大電流化（高電位化）することができる。加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。

なお、本実施形態の加速度検出装置１では、高利得増幅回路６の出力信号の一部を制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ８にフィードバックするようにしているが、バッファアンプ７の出力の一部を制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ８にフィードバックすることも可能である。

また、本実施形態では応力感応素子として音叉型水晶振動素子２０を例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、応力感応素子として、例えば図６に示すような双音叉型水晶振動素子を用いることも可能である。
図６に示す双音叉型水晶振動素子２３は、並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向の両端を夫々結合した結合部２２ａ、２２ｂとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部２２ａ、２２ｂの内、一方の結合部２２ａだけを、当該双音叉型水晶振動素子２３が搭載される基板（図示しない）に固定し、他方を自由端とすればよい。
双音叉型水晶振動素子２３を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部２２ｂが重りとして機能するため、上記した音叉型水晶振動素子２０より加速度感度を高めることができる。
なお、本実施形態では応力感応素子として音叉型振動素子を例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、共振周波数が加速度に応じて変化する素子であれば、所謂ＡＴカットの水晶振動子やレゾネータといった各種圧電振動素子を応力感応素子として適用することも可能である。

また、本実施形態では、基準発振回路２の振動子として、ＡＴカット水晶振動素子を用いた場合を例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、例えば、ＶＣＸＯ８に備えられている音叉型振動素子（例えば双音叉型水晶振動素子）などを用いて構成すれば、基準発振回路２とＶＣＸＯ８の発振周波数が同じになるので分周回路３が不要になる。
また基準発振回路２の振動子として、二次関数的な周波数温度特性を有する音叉型振動素子を用いる場合は、基準発振回路２の音叉型振動素子の温度特性を、ＶＣＸＯ８に備えられている音叉型振動素子と合わせることが可能であるから、温度が変化した場合でも基準発振回路２とＶＣＸＯ８の発振周波数は同様に変化するため、基準発振回路２の周波数−温度特性の補償の必要がない又は簡易的な補償回路で足りる。よって、基準発振回路２の安価に構成することができる。また基準発振回路２の振動子としては、温度特性が音叉型振動素子と近似しているＢＴカット水晶振動素子を用いることも考えられる。
また、本実施形態では位相比較回路４に９０°位相比較回路を用いた場合を例に挙げて説明したが、例えば航空機など後進時の加速度検知を重要視しない又は必要としない乗り物に使用する場合には、位相比較回路４に９０°未満又は０°位相比較回路を用いても良い。
これにより、前進方向に対しては検知可能な加速度範囲を広く確保することができる。

本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示した図である。 ＶＣＸＯの回路構成の一例を示した図である。 音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。 静的加速度の検出を説明する説明図である。 ＶＣＸＯとＶＣＯの周波数感度特性を示した図である。 双音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。 従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。

符号の説明

１…加速度検出装置、２…基準発振回路、３…分周回路、４…位相比較回路、５…ＬＰＦ、６…高利得増幅回路、７…バッファアンプ、８…ＶＣＸＯ、２０…音叉型水晶振動素子、２１ａ、２１ｂ…各振動腕、２２、２２ａ、２２ｂ…結合部、２３…双音叉型水晶振動素子

Claims (4)

1. 基準信号を出力する基準発振回路と、
   応力感応素子を共振子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、
   前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号の位相と前記基準発振回路から出力される基準信号の位相を比較する位相比較回路と、
   前記位相比較回路から出力される位相差信号の低域成分を抽出するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタの出力信号を増幅する増幅回路と、を備え、
   前記増幅回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力すると共に、前記増幅回路から出力される出力信号の一部を制御電圧としてフィードバックして、前記電圧制御型圧電発振回路の発振周波数を制御することを特徴とする加速度検出装置。
2. 前記基準発振回路と前記位相比較回路との間に、前記基準発振回路から出力される基準信号を分周する分周回路を備えたこと特徴とする請求項１に記載の加速度検出装置。
3. 前記応力感応素子は、並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部と、を有する音叉型振動素子であり、前記結合部を固定し、前記２本の振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させるよう配置したことを特徴とする請求項１又は２に記載の加速度検出装置。
4. 前記応力感応素子は、並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、前記結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、前記２本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させるよう配置したことを特徴とする請求項１又は２に記載の加速度検出装置。

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