JP2008170307A - 加速度検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】加速度変化に対して検知感度の高い加速度検出装置を提供する。
【解決手段】第1の音叉型振動素子20aを備えるVCXO2と、第2の音叉型振動素子20bを備え、第2の音叉型振動素子20bにより決定される共振周波数に基づいてVCXO2からの出力信号を移相する共振回路5と、VCXO2からの出力信号と共振回路5からの出力信号の位相を比較する位相比較回路7と、位相比較回路7から出力される位相差信号を直流化するLPF8と、LPF8からの出力信号を増幅する高利得増幅回路9とを備え、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、高利得増幅回路9からの出力信号を加速度検出信号として出力すると共に制御電圧としてVCXO2にフィードバックするようにした。
【選択図】図1
【解決手段】第1の音叉型振動素子20aを備えるVCXO2と、第2の音叉型振動素子20bを備え、第2の音叉型振動素子20bにより決定される共振周波数に基づいてVCXO2からの出力信号を移相する共振回路5と、VCXO2からの出力信号と共振回路5からの出力信号の位相を比較する位相比較回路7と、位相比較回路7から出力される位相差信号を直流化するLPF8と、LPF8からの出力信号を増幅する高利得増幅回路9とを備え、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、高利得増幅回路9からの出力信号を加速度検出信号として出力すると共に制御電圧としてVCXO2にフィードバックするようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は圧電材料から成る応力感応素子を検出センサとして用いた加速度検出装置に関するものである。
近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度センサは、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したMEMS(Micro Electro Mechanical Systems)センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはMEMSセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはMEMSセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
図6は、特許文献1に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図6に示す従来の振動式センサ回路100は、センサ部101とドライブ回路102により構成される。センサ部101はセンサ素子である振動子101a、アンプ101b、整流回路101cを有して構成される。振動子101aは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛(PZT:lead zirconium titanate)が組付けられた振動子である。
ドライブ回路102は、電圧制御発振器102a、アンプ102b、位相比較器102cを有して構成される。このように構成されるセンサ回路100では、センサ部101の振動子101aがドライブ回路部102の電圧制御発振器102aにより駆動される。
ここで、振動子101aが物理的な応力(圧力)を受けると、振動子101aの共振周波数が変化する。振動子101aの共振周波数が変化すると、ドライブ回路102の位相比較器102cから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器102aの出力信号は振動子101aの共振周波数と一致するように制御され、振動子101aは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン104または103の出力を検知信号として取り出すことで振動子101aが受けた応力値を検知することができる。
実開昭62−155336号公報
ドライブ回路102は、電圧制御発振器102a、アンプ102b、位相比較器102cを有して構成される。このように構成されるセンサ回路100では、センサ部101の振動子101aがドライブ回路部102の電圧制御発振器102aにより駆動される。
ここで、振動子101aが物理的な応力(圧力)を受けると、振動子101aの共振周波数が変化する。振動子101aの共振周波数が変化すると、ドライブ回路102の位相比較器102cから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器102aの出力信号は振動子101aの共振周波数と一致するように制御され、振動子101aは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン104または103の出力を検知信号として取り出すことで振動子101aが受けた応力値を検知することができる。
ところで、近年、MEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで感度の温度安定度が良い圧電振動子を用いた加速度検出装置が求められている。圧電振動子を用いた加速度検出装置としては、例えば、図6に示した振動センサ回路100を利用することが考えられる。即ち、ドライブ回路102の位相比較器102cのDC出力(制御電圧)を応力値信号(加速度信号)として利用することが考えられる。しかしながら、通常、電圧制御発振器102aにはLC共振器やCR共振器が用いられ、このような共振器を有する電圧制御発振器102aは、制御電圧に対する周波数変化量が大きい。即ち、周波数感度特性が高い。このため、従来の振動センサ回路100において、共振周波数を検知結果とせずに位相比較器102cの制御電圧を応力値信号(加速度信号)の検知結果として利用する場合は、周波数変化量に対する制御電圧の変化量が小さく検知感度が高いセンサを実現することができないという欠点があった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、加速度変化に対して検知感度の高い加速度検出装置を提供することを目的とする。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、加速度変化に対して検知感度の高い加速度検出装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の加速度検出装置は、圧電材料から成る第1の応力感応素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、圧電材料から成る第2の応力感応素子を共振素子として備え、当該第2の応力感応素子により決定される共振周波数に基づいて電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、を備え、第1及び第2の応力感応素子は、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、第1及び第2の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、ローパスフィルタから出力される出力信号を、加速度検出信号として出力すると共に、制御信号として電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする。
このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。電圧制御型圧電発振回路は制御電圧に対する周波数可変範囲が電圧制御型発振回路に比べて周波数制御感度が低いため、加速動作に伴う周波数変化に対してローパスフィルタの制御電圧の変化を大電流化することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。電圧制御型圧電発振回路は制御電圧に対する周波数可変範囲が電圧制御型発振回路に比べて周波数制御感度が低いため、加速動作に伴う周波数変化に対してローパスフィルタの制御電圧の変化を大電流化することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
また本発明の加速度検出装置は、ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、ローパスフィルタから出力される出力信号のレベルが小さい場合でも加速度信号として用いることが可能になる。
また本発明の加速度検出装置は、第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の音叉型振動素子により構成され、第1及び第2の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、2本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、第1及び第2の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させ、且つ、第1及び第2の音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として音叉型振動素子を用いることが可能になるので、従来のMEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで感度の温度安定度が良いといった利点がある。また、第1及び第2の音叉型振動素子を加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、加速度の検出感度を約2倍に高めることができる。
また本発明の加速度検出装置は、第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の双音叉型振動素子により構成され、第1及び第2の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、2本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させ、且つ、第1及び第2の双音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する応力感応素子として、双音叉型振動素子を用いることが可能になるので、音叉型振動素子を用いた場合より応力感度を高めることができる。また、第1及び第2の双音叉型振動素子を加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、加速度の検出感度を約2倍に高めることができる。
また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第1の矩形化回路を備えたことを特徴とする。
このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第1の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第1の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
また本発明の加速度検出装置は、共振回路の出力信号を矩形化して出力する第2の矩形化回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第2の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする。このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を位相比較回路の位相特性に併せて移相回路により移相できるので位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。
また本発明の加速度検出装置は、移相回路は、90°移相回路であることを特徴とする。このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路の位相特性に併せて90°移相できるので位相比較回路から出力される位相差信号により加速度の向き検出することが可能になる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図1は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図1に示す加速度検出装置1は、電圧制御型水晶発振回路(以下、VCXO(voltage controlled crystal oscillator)と称する)2、第1の矩形化回路(波形整形回路)3、90°移相回路4、共振回路5、第2の矩形化回路(波形整形回路)6、位相比較回路7、ローパスフィルタ(以下、LPFと称する)8、高利得増幅回路9、及び緩衝増幅回路(以下、バッファアンプと称する)10により構成される。
VCXO2は、第1の音叉型水晶振動素子(第1の応力感応素子)20aを備える。第1の音叉型水晶振動素子20aは、発振回路の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子として機能する。VCXO2では、高利得増幅回路9からの制御電圧Vcontを図示していない可変容量ダイオードのカソードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるように制御している。VCXO2の出力信号は分岐されて第1の矩形化回路3及び90°移相回路4に入力される。
図1は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図1に示す加速度検出装置1は、電圧制御型水晶発振回路(以下、VCXO(voltage controlled crystal oscillator)と称する)2、第1の矩形化回路(波形整形回路)3、90°移相回路4、共振回路5、第2の矩形化回路(波形整形回路)6、位相比較回路7、ローパスフィルタ(以下、LPFと称する)8、高利得増幅回路9、及び緩衝増幅回路(以下、バッファアンプと称する)10により構成される。
VCXO2は、第1の音叉型水晶振動素子(第1の応力感応素子)20aを備える。第1の音叉型水晶振動素子20aは、発振回路の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子として機能する。VCXO2では、高利得増幅回路9からの制御電圧Vcontを図示していない可変容量ダイオードのカソードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるように制御している。VCXO2の出力信号は分岐されて第1の矩形化回路3及び90°移相回路4に入力される。
第1の矩形化回路3は、例えばコンパレータなどにより構成され、VCXO2から出力される出力信号を矩形波信号に変換して出力する。
90°移相回路4は、VCXO2から出力される出力信号の位相を90°移相した後、共振回路5に出力する。なお、90°移相回路4の構成にもよるが、通常、90°移相回路4において移相可能な信号波形は正弦波とされるので、VCXO2は出力信号波形が正弦波形となるように回路を構成することが望ましい。
共振回路5は、第2の音叉型水晶振動素子(第2の応力感応素子)20bを備え、この第2の音叉型水晶振動素子20bにより決定される共振周波数に基づいて、90°移相回路4の出力信号を移相して出力する。
第2の矩形化回路6もまた、例えばコンパレータなどにより構成され、共振回路5の出力信号を矩形波信号に変換して位相比較回路7に出力する。
90°移相回路4は、VCXO2から出力される出力信号の位相を90°移相した後、共振回路5に出力する。なお、90°移相回路4の構成にもよるが、通常、90°移相回路4において移相可能な信号波形は正弦波とされるので、VCXO2は出力信号波形が正弦波形となるように回路を構成することが望ましい。
共振回路5は、第2の音叉型水晶振動素子(第2の応力感応素子)20bを備え、この第2の音叉型水晶振動素子20bにより決定される共振周波数に基づいて、90°移相回路4の出力信号を移相して出力する。
第2の矩形化回路6もまた、例えばコンパレータなどにより構成され、共振回路5の出力信号を矩形波信号に変換して位相比較回路7に出力する。
位相比較回路7は、第1の矩形化回路3からの出力信号と、第2の矩形化回路6からの出力信号との位相を比較し、その比較結果を出力する。このとき、位相比較回路7は90°の位相差を基準に位相比較を行って、その位相差を位相差信号として出力する。
なお、位相比較回路7において位相比較を行う場合には、入力信号の少なくとも一方の波形が矩形である必要があるため、本実施形態では位相比較回路7の前段に夫々第1及び第2の矩形化回路3、6を設けるようにしているが、これはあくまでも一例であり、少なくとも第1又は第2の矩形化回路3、6の何れか一方だけでも良い。またVCXO2の出力波形が矩形波であれば、第1及び第2の矩形化回路3、6は必ずしも設ける必要はない。但し、通常、90°移相回路4等に入力する信号波形を正弦波形にする必要があるため、90°移相回路4が設けられている場合にはVCXO2の出力波形を正弦波形とし、位相比較回路7に入力する際に第1、第2の矩形化回路3、6により矩形化することが望ましい。更に、位相比較回路7に入力される2つの信号のレベルが一致していないと検波結果に2つの入力信号の位相差以外に信号レベルの差に基づく値も含まれてしまい正確な加速度検知結果を得ることができない可能性がある。従って、このような不具合の発生を防止する為にも第1、第2の矩形化回路3、6により矩形化(波形整形)することが望ましい。
なお、位相比較回路7において位相比較を行う場合には、入力信号の少なくとも一方の波形が矩形である必要があるため、本実施形態では位相比較回路7の前段に夫々第1及び第2の矩形化回路3、6を設けるようにしているが、これはあくまでも一例であり、少なくとも第1又は第2の矩形化回路3、6の何れか一方だけでも良い。またVCXO2の出力波形が矩形波であれば、第1及び第2の矩形化回路3、6は必ずしも設ける必要はない。但し、通常、90°移相回路4等に入力する信号波形を正弦波形にする必要があるため、90°移相回路4が設けられている場合にはVCXO2の出力波形を正弦波形とし、位相比較回路7に入力する際に第1、第2の矩形化回路3、6により矩形化することが望ましい。更に、位相比較回路7に入力される2つの信号のレベルが一致していないと検波結果に2つの入力信号の位相差以外に信号レベルの差に基づく値も含まれてしまい正確な加速度検知結果を得ることができない可能性がある。従って、このような不具合の発生を防止する為にも第1、第2の矩形化回路3、6により矩形化(波形整形)することが望ましい。
LPF8は、位相比較回路7から出力される位相差信号を直流化して出力する。
高利得増幅回路9は、LPF8からの出力信号を増幅して出力する。高利得増幅回路9で増幅された信号はバッファアンプ10を介して加速度検出信号Sαとして出力すると共に、制御電圧VcontとしてVCXO2にフィードバックするようにしている。
高利得増幅回路9は、LPF8からの出力信号を増幅して出力する。高利得増幅回路9で増幅された信号はバッファアンプ10を介して加速度検出信号Sαとして出力すると共に、制御電圧VcontとしてVCXO2にフィードバックするようにしている。
図2は本実施形態の加速度検出装置に備えられる第1及び第2の音叉型水晶振動素子の構成を模式的に示した図である。
この図2に示すように第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向が一致し、且つ、音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置されている。即ち、それぞれ並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向一端を結合する結合部22とから成る。そして、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの各結合部22を、当該音叉型水晶振動素子20a、20bがそれぞれ搭載される基板(図示しない)に固定するようにしている。なお、結合部22は基板と接続する固定部である。このとき、図2に示すように第1の音叉型水晶振動素子20aの各振動腕21a、21bと第2の音叉型水晶振動素子20bの各振動腕21a、21bの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第1の音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bの自由端部と第2の音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bの自由端部を対向配置する、或いは第1の音叉型水晶振動素子20aの結合部22と第2の音叉型水晶振動素子20bの結合部22を対向配置するようにした。即ち、振動腕21a、振動腕21bの延長方向が各音叉型水晶振動素子20a、20bとの間で互いに逆向きとなるようにした。
この図2に示すように第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向が一致し、且つ、音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置されている。即ち、それぞれ並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向一端を結合する結合部22とから成る。そして、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの各結合部22を、当該音叉型水晶振動素子20a、20bがそれぞれ搭載される基板(図示しない)に固定するようにしている。なお、結合部22は基板と接続する固定部である。このとき、図2に示すように第1の音叉型水晶振動素子20aの各振動腕21a、21bと第2の音叉型水晶振動素子20bの各振動腕21a、21bの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第1の音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bの自由端部と第2の音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bの自由端部を対向配置する、或いは第1の音叉型水晶振動素子20aの結合部22と第2の音叉型水晶振動素子20bの結合部22を対向配置するようにした。即ち、振動腕21a、振動腕21bの延長方向が各音叉型水晶振動素子20a、20bとの間で互いに逆向きとなるようにした。
このように構成される第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、図示しない駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する2本の振動腕21a、21bが破線で示すように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図2に示す矢印方向の加速度αが加わると、第1の音叉型水晶振動素子20aには見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けることになる。この場合、第1の音叉型水晶振動素子20aの周波数は引張応力の影響を受けて高くなる。一方、第2の音叉型水晶振動素子20bにも見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bは、結合部22の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、第2の音叉型水晶振動素子20bの周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。
そこで、本実施形態では、このような第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Sαを得るようにしている。
そこで、本実施形態では、このような第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Sαを得るようにしている。
このような音叉型水晶振動素子20a、20bは、従来のMEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く(例えば±3g〜±400g)、しかも高リニアリティ(例えば、0.05%F.S.)で温度感度安定度が良いといった利点がある。
そして、加速度検出軸方向と振動腕21a、21bとの延長方向とを一致させることができるので、加速度検出軸方向と垂直方向(基板面に垂直な方向)に対する低背化にも有利である。なお、図2においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子20a、20bの屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子20の形状自体は殆ど変位しないものである。
そして、加速度検出軸方向と振動腕21a、21bとの延長方向とを一致させることができるので、加速度検出軸方向と垂直方向(基板面に垂直な方向)に対する低背化にも有利である。なお、図2においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子20a、20bの屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子20の形状自体は殆ど変位しないものである。
上記のように構成される本実施形態の加速度検出装置1においては、LPF8の後段に高利得増幅回路9を設け、この高利得増幅回路9において増幅した増幅信号を加速度検出信号Sαとして出力すると共に制御電圧VcontとしてVCXO2にフィードバックすることによりVCXO2の周波数ズレをPLL制御により補正するようにした。このように構成した場合、VCXO2は制御電圧に対する周波数可変範囲がVCOに比べて狭い(周波数制御感度が低い)ため、図3に示すように、加速動作に伴う周波数変化に対してLPF8の出力電圧(制御電圧)の変化を大電流化(高電位化)することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
また、本実施形態の加速度検出装置1においては、VCXO2の制御電圧Vcontである高利得増幅回路9の出力電圧を、バッファアンプ10を介して加速度検出信号Sαとして出力するようにしているので静的加速度(重力加速度)を検出することができる。
また、本実施形態の加速度検出装置1においては、VCXO2の制御電圧Vcontである高利得増幅回路9の出力電圧を、バッファアンプ10を介して加速度検出信号Sαとして出力するようにしているので静的加速度(重力加速度)を検出することができる。
また本実施形態の加速度検出装置1では、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bを加速度検出軸方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が1つの場合に比べて位相比較回路7から出力される位相差信号のレベルを約2倍に高めることができる。これにより加速度の検出感度を約2倍に高めることができる。
また本実施形態のように音叉型水晶振動素子20a、20bを用いて加速度センサを構成した場合は、従来のMEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで、感度の温度安定度が良いといった利点もある。
また本実施形態のように音叉型水晶振動素子20a、20bを用いて加速度センサを構成した場合は、従来のMEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで、感度の温度安定度が良いといった利点もある。
またこれまで説明した第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの構成はあくまでも一例であり、本発明の音叉型水晶振動素子としては、例えば図4に示すような双音叉型水晶振動子を用いることも可能である。
図4に示す双音叉型水晶振動素子23は、並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向の両端を夫々結合した結合部22a、22bとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部22a、22bの内、一方の結合部22aだけを双音叉型水晶振動素子23が搭載される基板(図示しない)に固定し、他方を自由端とすれば良い。なお、結合部22aは基板と接続する固定部である。
双音叉型水晶振動素子23を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部22bが重りとして機能するため大きな慣性力を発生させることができるので、上記した音叉型水晶振動素子20a、20bより加速度感度を高めることができる。
図4に示す双音叉型水晶振動素子23は、並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向の両端を夫々結合した結合部22a、22bとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部22a、22bの内、一方の結合部22aだけを双音叉型水晶振動素子23が搭載される基板(図示しない)に固定し、他方を自由端とすれば良い。なお、結合部22aは基板と接続する固定部である。
双音叉型水晶振動素子23を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部22bが重りとして機能するため大きな慣性力を発生させることができるので、上記した音叉型水晶振動素子20a、20bより加速度感度を高めることができる。
また、本実施形態では、VCXO2と共振回路5との間にVCXO2から出力される正弦波信号を移相する移相回路として90°移相回路4を設けるようにしているが、移相回路は必ずしも90°移相回路である必要はない。また、位相比較回路7の特性によっては移相回路を必ずしも設ける必要はない。但し、VCXO2と共振回路5との間に移相回路を設け、VCXO2から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路7の位相特性に併せて移相することで、位相比較回路7において第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bから出力される出力信号の位相差を確実に検出することが可能になる。
特に、本実施形態のように位相比較回路7が90°位相比較回路であり、移相回路として90°移相回路を設けると、位相比較回路7において第1及び第2の音叉型水晶振動素子から出力される出力信号の位相差から加速度の向きを検出することが可能になる。つまり、図2に於いて加速度αの方向であるか加速度αと逆の方向であるかを検出可能になる。即ち、位相比較回路7が0°位相比較回路である場合、位相比較回路7からは定速度状態から加速度が増減した何れの状況に対しても位相差が大きくなるような出力結果が得られる。従ってこの場合は加速度の方向を確認することはできない。
一方、本実施形態のように位相比較回路7が90°位相比較回路であり、90°移相回路4を設けた構成では、位相比較回路7の出力結果は、例えば定速度状態から加速した場合であれば位相差が大きくなるような信号が、また定速度状態から減速した場合であれば位相差が小さくなるような信号となる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することができる。
特に、本実施形態のように位相比較回路7が90°位相比較回路であり、移相回路として90°移相回路を設けると、位相比較回路7において第1及び第2の音叉型水晶振動素子から出力される出力信号の位相差から加速度の向きを検出することが可能になる。つまり、図2に於いて加速度αの方向であるか加速度αと逆の方向であるかを検出可能になる。即ち、位相比較回路7が0°位相比較回路である場合、位相比較回路7からは定速度状態から加速度が増減した何れの状況に対しても位相差が大きくなるような出力結果が得られる。従ってこの場合は加速度の方向を確認することはできない。
一方、本実施形態のように位相比較回路7が90°位相比較回路であり、90°移相回路4を設けた構成では、位相比較回路7の出力結果は、例えば定速度状態から加速した場合であれば位相差が大きくなるような信号が、また定速度状態から減速した場合であれば位相差が小さくなるような信号となる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することができる。
また、本実施形態ではVCXO2は出力信号波形を正弦波としているため、位相比較回路7の前段に第1の矩形化回路を設けるようにしているが、例えばVCXO2を正弦波信号と矩形波信号とを出力可能な2出力型水晶発振器ですれば、第1の矩形化回路3を設ける必要はない。
図5はそのような2出力型VCXOの回路構成例を示した図である。
この図5に示す2出力型VCXOは、インバータ回路40が3つのCMOSインバータIC11、IC12、IC13の直列接続によって構成されている。
この場合、各CMOSインバータIC11、IC12、IC13の入出力間には、自己バイアス用の第1の帰還抵抗R11、R12、R13がそれぞれ並列に接続されている。またCMOSインバータIC11の入力とCMOSインバータIC12の出力との間には、正帰還回路41として水晶振動素子20、可変コンデンサTC、及びコンデンサC11を直列に接続した直列回路が並列に接続されている。
図5はそのような2出力型VCXOの回路構成例を示した図である。
この図5に示す2出力型VCXOは、インバータ回路40が3つのCMOSインバータIC11、IC12、IC13の直列接続によって構成されている。
この場合、各CMOSインバータIC11、IC12、IC13の入出力間には、自己バイアス用の第1の帰還抵抗R11、R12、R13がそれぞれ並列に接続されている。またCMOSインバータIC11の入力とCMOSインバータIC12の出力との間には、正帰還回路41として水晶振動素子20、可変コンデンサTC、及びコンデンサC11を直列に接続した直列回路が並列に接続されている。
コンデンサC11と可変コンデンサTCとの接続点は、第2の帰還抵抗R14を介してインバータ回路40の出力であるCMOSインバータIC13の出力に接続されている。またコンデンサC11と可変コンデンサTCとの接続点と接地(GND)との間にはコンデンサC12が設けられている。さらにインバータ回路40の出力には、ノイズ除去用のコンデンサC13が接続されている。
さらに、コンデンサC12と接地(GND)との間に可変容量ダイオードD1を設けるようにしている。この場合、可変容量ダイオードD1のアノードは接地され、カソードはコンデンサC12に接続されることになる。さらに可変容量ダイオードD1のカソードには抵抗R15を介して周波数調整用のコントロール電圧Vcontが印加される。このように構成されるVCXOでは、第2の帰還抵抗R14、水晶振動素子20、コンデンサC11、C12、可変コンデンサTC、及び可変容量ダイオードD1等により発振ループが形成される。従って、可変容量ダイオードD1のカソードに抵抗R15を介して制御電圧Vcontを印加して可変容量ダイオードD1の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御している。
さらに、コンデンサC12と接地(GND)との間に可変容量ダイオードD1を設けるようにしている。この場合、可変容量ダイオードD1のアノードは接地され、カソードはコンデンサC12に接続されることになる。さらに可変容量ダイオードD1のカソードには抵抗R15を介して周波数調整用のコントロール電圧Vcontが印加される。このように構成されるVCXOでは、第2の帰還抵抗R14、水晶振動素子20、コンデンサC11、C12、可変コンデンサTC、及び可変容量ダイオードD1等により発振ループが形成される。従って、可変容量ダイオードD1のカソードに抵抗R15を介して制御電圧Vcontを印加して可変容量ダイオードD1の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御している。
このように構成される2出力型VCXOではインバータ回路40のCMOSインバータIC13から矩形波信号を得ることができる。
また、インバータ回路40から出力される矩形波信号は、第2の帰還抵抗R14、可変コンデンサTC、水晶振動素子20を介してインバータ回路40の入力側へ正帰還されることになる。このとき水晶振動素子20はフィルタとして機能することから、インバータ回路40の出力側から水晶振動素子20を介してインバータ回路40の入力側に正帰還される矩形波信号は、水晶振動素子20においてスプリアス成分が濾過される。
従って、インバータ回路40の出力側において矩形波であった帰還信号は入力側において正弦波となる。そこで、この場合の2出力型VCXOではインバータ回路40の入力側から正弦波信号を出力するようにした。このようにすれば、1つの回路から矩形波信号と正弦波信号を出力することが可能になり、回路構成を簡略化することができる。
また、インバータ回路40から出力される矩形波信号は、第2の帰還抵抗R14、可変コンデンサTC、水晶振動素子20を介してインバータ回路40の入力側へ正帰還されることになる。このとき水晶振動素子20はフィルタとして機能することから、インバータ回路40の出力側から水晶振動素子20を介してインバータ回路40の入力側に正帰還される矩形波信号は、水晶振動素子20においてスプリアス成分が濾過される。
従って、インバータ回路40の出力側において矩形波であった帰還信号は入力側において正弦波となる。そこで、この場合の2出力型VCXOではインバータ回路40の入力側から正弦波信号を出力するようにした。このようにすれば、1つの回路から矩形波信号と正弦波信号を出力することが可能になり、回路構成を簡略化することができる。
1…加速度検出装置、2…VCXO、3…第1の矩形化回路、4…90°移相回路、5…共振回路、6…第2の矩形化回路、7…位相比較回路、8…LPF、9…高利得増幅回路、10…バッファアンプ、20a、20b…音叉型水晶振動素子、21a、21b…振動腕、22…結合部、23…双音叉型水晶振動素子
Claims (8)
- 圧電材料から成る第1の応力感応素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、
圧電材料から成る第2の応力感応素子を共振素子として備え、当該第2の応力感応素子により決定される共振周波数に基づいて前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、
前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と前記共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、
前記位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、を備え、
前記第1及び第2の応力感応素子は、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、前記第1及び第2の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、前記ローパスフィルタから出力される出力信号を、加速度検出信号として出力すると共に、制御信号として前記電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする加速度検出装置。 - 前記ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路を備えたことを特徴とする請求項1に記載の加速度検出装置。
- 前記第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の音叉型振動素子により構成され、
前記第1及び第2の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、前記第1及び第2の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させ、且つ、前記第1及び第2の音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項1又は2に記載の加速度検出装置。 - 前記第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の双音叉型振動素子により構成され、前記第1及び第2の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、前記結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、前記2本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させ、且つ、前記第1及び第2の双音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項1又は2に記載の加速度検出装置。
- 前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第1の矩形化回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載の加速度検出装置。
- 前記共振回路の出力信号を矩形化して出力する第2の矩形化回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至5の何れか1項に記載の加速度検出装置。
- 前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至6の何れか1項に記載の加速度検出装置。
- 前記移相回路は、90°移相回路であることを特徴とする請求項7に記載の加速度検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007004319A JP2008170307A (ja) | 2007-01-12 | 2007-01-12 | 加速度検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2008170307A true JP2008170307A (ja) | 2008-07-24 |
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Family Applications (1)
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JP2007004319A Withdrawn JP2008170307A (ja) | 2007-01-12 | 2007-01-12 | 加速度検出装置 |
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Country | Link |
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-
2007
- 2007-01-12 JP JP2007004319A patent/JP2008170307A/ja not_active Withdrawn
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