JP2008151632A - 加速度検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】加速度以外の衝撃を受けた場合でも安定して動作する加速度検出装置を提供する。
【解決手段】第１の音叉型振動素子２０ａを備えるＶＣＸＯ２と、第２の音叉型振動素子２０ｂを備え、この第２の音叉型振動素子２０ｂにより決定される共振周波数に基づいてＶＣＸＯ２から出力される出力信号を移相する共振回路５と、ＶＣＸＯ２からの出力信号と共振回路５からの出力信号の位相を比較する位相比較回路７と、位相比較回路７から出力される位相差信号を直流化するＬＰＦ８と、ＬＰＦ８から出力を微分する微分回路９と、ＬＰＦ８の出力に応じた制御電圧をＶＣＸＯ２にフィードバックするＤＣサーボ回路１１とを備え、第１及び第２の音叉型振動素子２０ａ、２０ｂは各振動腕の延長方向を加速度検出方向と一致させ、且つ、第１及び第２の音叉型振動素子２０ａ、２０ｂを対向配置するようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は音叉型振動素子を検出センサとして用いた加速度検出装置に関するものである。

近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度センサは、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはＭＥＭＳセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。

図９は、特許文献１に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図９に示す従来の振動式センサ回路１００は、センサ部１０１とドライブ回路１０２により構成される。センサ部１０１はセンサ素子である振動子１０１ａ、アンプ１０１ｂ、整流回路１０１ｃを有して構成される。振動子１０１ａは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛（ＰＺＴ：lead zirconium titanate）が組付けられた振動子である。
ドライブ回路１０２は、電圧制御発振器１０２ａ、アンプ１０２ｂ、位相比較器１０２ｃを有して構成される。このように構成されるセンサ回路１００では、センサ部１０１の振動子１０１ａがドライブ回路部１０２の電圧制御発振器１０２ａにより駆動される。
ここで、振動子１０１ａが物理的な応力（圧力）を受けると、振動子１０１ａの共振周波数が変化する。振動子１０１ａの共振周波数が変化すると、ドライブ回路１０２の位相比較器１０２ｃから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器１０２ａの出力信号は振動子１０１ａの共振周波数と一致するように制御され、振動子１０１ａは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン１０４または１０３の出力を検知信号として取り出すことで振動子１０１ａが受けた応力値を検知することができる。
実開昭６２−１５５３３６号公報

ところで、上記したような振動式センサ回路１００を加速度センサとして移動物体等に搭載した場合、移動物体の移動時に受ける加速以外の衝撃により振動子１０１ａの共振周波数が急激に変動すると、位相比較器１０２ｃの出力信号も急激に変動することになる。 しかしながら、図９に示す振動式センサ回路１００は、振動子１０１ａの出力に基づく位相比較結果を電圧制御発振器１０２ａにフィードバックするＰＬＬ制御構成であるため、位相比較器１０２ｃの出力信号が急激に変動した場合は電圧制御発振器１０２ａがＰＬＬ制御に追従することができなくなる結果、電圧制御発振器１０２ａの発振が停止する不具合が発生するおそれがあった。このため、従来の振動式センサ回路１００を用いて加速検出装置を構成することはできなかった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、加速度以外の衝撃を受けた場合でも安定して動作する加速度検出装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の加速度検出装置は、第１の音叉型振動素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、第２の音叉型振動素子を備え、当該第２の音叉型振動素子により決定される共振周波数に基づいて電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、ローパスフィルタから出力される出力信号を微分する微分回路と、時定数回路を備えローパスフィルタ以降の出力信号に応じた制御電圧を電圧制御型圧電発振回路にフィードバックする直流サーボ回路と、を備え、第１及び第２の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、第１及び第２の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出方向と一致させ、且つ、第１及び第２の音叉型振動素子を対向配置したうえで、微分回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力することを特徴とする。
このような本発明では、第１の音叉型振動素子を共振子として備えた電圧制御型圧電発振回路の出力信号と第１の音叉型振動素子とは加速度方向において対向配置された第２の音叉型振動素子を備えた共振回路の出力信号との位相を位相比較回路で比較し、その位相比較結果をローパスフィルタにより直流化し、さらに微分回路で微分するようにした。これにより、電圧制御型圧電発振回路に共振子として備えた第１の音叉型振動素子と、共振回路に共振子として備えた第２の音叉型振動素子とを利用して加速度を検出することが可能になる。
また本発明によれば、電圧制御型発振回路を備えていないので、従来の振動式センサ回路のように、加速度以外の強い衝撃が加わった場合でも発振が停止するといったことがない。

また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路と位相比較回路との間に設けられ、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第１の矩形化回路と、共振回路と位相比較回路との間に設けられ、共振回路の出力信号を矩形化して出力する第２の矩形化回路と、を備えたことを特徴とする。
このような本発明によれば、位相比較回路の前段に第１及び第２の矩形化回路を設けたことで位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。

また本発明の加速度検出装置は、電圧制御型圧電発振回路と共振回路との間に設けられ、電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする。
このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を位相比較回路の位相特性に併せて移相回路により移相することで、位相比較回路において精度の高い位相比較を行うことが可能になる。

本発明の加速度検出装置は、移相回路が９０°移相回路であることを特徴とする。
このような本発明によれば、電圧制御型圧電発振回路から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路の位相特性に併せて９０°移相することで、位相比較回路から出力される位相差信号により加速度の向き検出することが可能になる。
本発明の加速度検出装置は、第１及び第２の音叉型振動素子は双音叉型振動素子であることを特徴とする。このような本発明によれば、音叉型振動素子の応力感度を高めることができる。

本発明の加速度検出装置は、直流サーボ回路は、微分回路の出力に応じた制御電圧を電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする。
このような本発明によれば、微分回路のドリフトを加味した補正が可能になる。

本発明の加速度検出装置は、微分回路から出力される信号を緩衝する緩衝増幅回路を備え、直流サーボ回路は、緩衝増幅回路の出力に応じた制御電圧を電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする。
このような本発明によれば、緩衝増幅回路と微分回路のドリフトを加味した補正が可能になる。

以下図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図１に示す加速度検出装置１は、電圧制御型水晶発振回路（以下、ＶＣＸＯ（voltage controlled crystal oscillator）と称する）２、第１の矩形化回路（波形整形回路）３、９０°移相回路４、共振回路５、第２の矩形化回路（波形整形回路）６、位相比較回路７、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称する）８、微分回路９、緩衝増幅回路（以下、バッファアンプと称する）１０、及び直流サーボ回路（以下、ＤＣサーボ回路）１１により構成される。
ＶＣＸＯ２は、第１の音叉型水晶振動素子（第１の音叉型振動素子）２０ａを備える。第１の音叉型水晶振動素子２０ａは、発振回路の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子として機能する。ＶＣＸＯ２では、ＤＣサーボ回路１１からの制御電圧Ｖcontを図示していない可変容量ダイオードのカソードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるように制御している。但し、ＤＣサーバ回路１１は時定数回路を備えていることからＶＣＸＯ２の周波数追従速度が遅くなるように構成されている。ＶＣＸＯ２の出力信号は、分岐されて第１の矩形化回路３及び９０°移相回路４に入力される。

第１の矩形化回路３は、例えばコンパレータなどにより構成され、ＶＣＸＯ２から出力信号を矩形波信号に変換して出力する。
９０°移相回路４は、ＶＣＸＯ２から出力される出力信号の位相を９０°移相した後、共振回路５に出力する。なお、９０°移相回路４の構成にもよるが、通常、９０°移相回路４において移相可能な信号波形は正弦波とされるので、ＶＣＸＯ２は出力信号波形が正弦波形となるように回路を構成することが望ましい。
共振回路５は、第２の音叉型水晶振動素子（第２の音叉型振動素子）２０ｂを備え、この第２の音叉型水晶振動素子２０ｂにより決定される共振周波数に基づいて、９０°移相回路４の出力信号を移相して出力する。

第２の矩形化回路６もまた、例えばコンパレータなどにより構成され、共振回路５の出力信号を矩形波信号に変換して位相比較器７に出力する。
位相比較回路７は、第１の矩形化回路３からの出力信号と、第２の矩形化回路６からの出力信号との位相を比較し、その比較結果を出力する。このとき、位相比較回路７は９０°の位相差を基準に位相比較を行って、その位相差を位相差信号として出力する。なお、位相比較回路７において位相比較を行う場合には、入力信号の少なくとも一方の波形が矩形である必要があるため、本実施形態では位相比較回路７の前段に夫々第１及び第２の矩形化回路３、６を設けるようにしているが少なくとも何れか一方だけでも良い。

またＶＣＸＯ２の出力波形が矩形波であれば、第１及び第２の矩形化回路３、６は必ずしも設ける必要はない。但し、通常、９０°移相回路４等に入力する信号波形を正弦波形にする必要があるため、９０°移相回路４が設けられている場合にはＶＣＸＯ２の出力波形を正弦波形とし、位相比較回路７に入力する際に第１、第２の矩形化回路３、６により矩形化することが望ましい。
更に、位相比較回路７に入力される２つの信号のレベルが一致していないと検波結果に２つの入力信号の位相差以外に信号レベルの差に基づく値も含まれてしまい正確な加速度検知結果を得ることができない可能性がある。
従って、このような不具合の発生を防止する為にも第１、第２の矩形化回路３、６により矩形化（波形整形）することが望ましい。
ＬＰＦ８は、位相比較回路７から出力される位相差信号を直流化して出力する。
微分回路９は、ＬＰＦ８からの位相差信号を微分して出力する。

ここで、微分回路９の機能について説明しておく。
例えば、本実施形態のように音叉型水晶振動素子等を加速度センサとして加速度検出を行う場合は、加速度値と、センサ周波数の周波数変位とが比例関係になる。即ち、
加速度∝Δセンサ周波数（ＦＭ検波出力）
の関係を満たすことになる。
しかし、本実施形態では、位相比較回路７において加速度センサから得られる２つの周波数の位相比較しているので、位相比較回路７からは位相検波出力Φが得られることになる。そして、この位相検波出力ΦはΔセンサ周波数を積分値と等しくなる。即ち、
位相検波出力Φ＝∫センサ周波数（ＦＭ検波出力）
の関係を満たすことになる。

そこで、本実施形態の加速度検出装置では微分回路９を設け、微分回路９において、ＬＰＦ８から出力信号として出力される位相検波出力Φを微分することにより加速度値を得るようにしている。即ち、
ＦＭ検波＝ｄΦ／ｄｔ∝加速度
の関係を満たすことになる。
微分回路９で微分された信号は、バッファアンプ１０を介して加速度検出信号Ｓαとして出力される。また微分回路９から出力される信号の一部はＤＣサーボ回路１１に入力される。
ＤＣサーボ回路１１は、例えば、抵抗Ｒ及びコンデンサＣからなる時定数回路とオペアンプＯＰ等により構成され、ＬＰＦ８の出力信号を遅延させて制御電圧ＶcontとしてＶＣＸＯ２にフィードバックするようにしている。

図２は本実施形態の加速度検出装置に備られる第１及び第２の音叉型水晶振動素子の構成を模式的に示した図である。
この図２に示すように第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、それぞれ並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向一端を結合する結合部２２とから成る。そして、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの各結合部２２を、当該音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂがそれぞれ搭載される基板（図示しない）に固定するようにしている。なお、結合部２２は基板と接続する固定部である。このとき、図２に示すように第１の音叉型水晶振動素子２０ａの各振動腕２１ａ、２１ｂと第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの各振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部と第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２１ａ、２１ｂの自由端部を対向配置する、或いは第１の音叉型水晶振動素子２０ａの結合部２２と第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの結合部２２を対向配置するようにした。即ち、振動腕２１ａ、振動腕２１ｂの延長方向が各音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂとの間で互いに逆向きとなるようにした。

このように構成される第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、図示しない駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する２本の振動腕２１ａ、２１ｂが破線で示すように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図２に示す矢印方向の加速度αが加わると、第１の音叉型水晶振動素子２０ａには見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けることになる。この場合、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数は引張応力の影響を受けて高くなる。一方、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂにも見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子２０ｂの振動腕２１ａ、２１ｂは、結合部２２の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。
そこで、本実施形態では、このような第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Ｓαを得るようにしている。

このような音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂは、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く（例えば±３ｇ〜±４００ｇ）、しかも高リニアリティ（例えば、０．０５％Ｆ．Ｓ．）で温度感度安定度が良いといった利点がある。
そして、加速度検出軸方向と振動腕２１ａ、２１ｂとの延長方向とを一致させることができるので加速度検出軸方向と垂直方向（基板面に垂直な方向）に対する低背化にも有利である。
なお、図２においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子２０の形状自体は殆ど変位しないものである。

以下、上記した音叉型水晶振動素子の特性を踏まえて本実施形態の加速度検出装置１の動作を説明する。
図３は共振回路５の移相特性を示した図である。
ここでは、動作説明を分かり易くするために、第１の音叉型水晶振動素子２０ａと第２の音叉型水晶振動素子２０ｂの加速度検出に伴う動作を分けて説明する。
先ず、第１の音叉型水晶振動素子２０ａでの加速度検出に伴う動作ついて説明する。
定速運動状態における共振回路５の移相特性を、図３に実線で示すような特性に設定しておく。この場合、共振回路５では、周波数Ａの信号が入力されたときは、入力信号と共振回路５から出力される出力信号との位相差は「０」となる。
ここで、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂ延長方向へ加速運動が生じ、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂに圧縮方向の慣性力が加わったとする。すると、第１の音叉型水晶振動素子２０ａは慣性力の影響を受けて周波数が低下する。第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数が周波数Ａから周波数Ｂに低下した場合、共振回路５に入力される信号の周波数はＡからＢに低下するので、入力信号と共振回路５から出力される信号との位相差としてΔＡＢが得られることになる。

一方、上記した第１の音叉型水晶振動素子２０ａの振動腕２１ａ、２１ｂに圧縮方向の慣性力が加わった場合、共振回路５に備えられている第２の音叉型水晶振動素子２０ｂでは、振動腕２１ａ、２１ｂに引っ張り方向の慣性力が加わるので、第２の音叉型水晶振動素子２０ｂは、慣性力の影響を受けて周波数が高くなる。この場合、共振回路５の移相特性は、図３に実線で示した特性から破線で示した特性へと推移することになる。即ち、特性が全体的に高周波側へシフトしたようになる。
従って、第１の音叉型水晶振動素子２０ａの周波数が周波数Ａから周波数Ｂに低下した場合、共振回路５から出力される信号の位相は、ΔＡＢの約２倍のΔＡＢ’の位相差を有するものとなる。
従って、このような本実施形態の加速度検出装置１においては、共振回路５の出力信号とＶＣＸＯ２の出力信号との位相を位相比較回路７で比較し、その位相比較結果をＬＰＦ８により直流化し、さらに微分回路９で微分することにより、ＶＣＸＯ２に備えた第１の音叉型水晶振動素子２０ａと、共振回路５に備えた第２の音叉型水晶振動素子２０ｂとを利用して加速度を検出することが可能になる。

また本実施形態では、従来のように電圧制御型発振回路を設けることなく構成することができるので、従来の振動式センサ回路のように、加速度以外の強い衝撃が加わった場合でも発振が停止するといったことがない。
さらに本実施形態では、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを加速度検出方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が１つの場合に比べて位相比較回路７から出力される位相差信号のレベルを約２倍に高めることができる。これにより加速度の検出感度を約２倍に高めることができる。
また本実施形態のように、音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂを用いて加速度センサを構成した場合は、従来のＭＥＭＳ加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く、しかも高リニアリティで、感度の温度安定度が良いといった利点もある。

さらに本実施形態ではＬＰＦ８の出力に応じた制御電圧を、ＤＣサーボ回路１１を介してＶＣＸＯ２にフィードバックしている。このようなＤＣサーボ回路１１によるフィードバック制御がない場合、例えばＶＣＸＯ２の発振周波数や共振回路５の共振周波数が温度ドリフトにより変化した場合、加速度が「０」であるにも関わらず位相差が発生してしまう。因みに、第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの周波数が同じように温度ドリフトした場合でもＶＣＸＯ２及び共振回路５の回路構成の違いにより位相差が発生する。
そこで、本実施形態では、ＬＰＦ８の出力に応じた制御電圧を、ＤＣサーボ回路１１を介してＶＣＸＯ２にフィードバックすることで、例えばＶＣＸＯ２の発振周波数や共振回路５の共振周波数の温度ドリフトを補正するようにした。これにより温度ドリフト等の影響がない高精度の加速度検出が可能になる。

また例えば図９に示す従来の振動センサ回路１００においては、ドライブ回路１０２の位相比較器１０２ｃのＤＣ出力（制御電圧）を応力値信号（加速度信号）として利用することも考えられる。しかしながら、通常、電圧制御発振器１０２ａにはＬＣ共振器やＣＲ共振器が用いられ、このような共振器を有する電圧制御発振器１０２ａは、図４に示すように制御電圧Ｖcontに対する周波数変化量が大きい。即ち、周波数感度特性が高い。このため、従来の振動センサ回路１００において共振周波数を検知結果とせずに、位相比較器１０２ｃの制御電圧Ｖcontを応力値信号（加速度信号）の検知結果として利用する場合は、周波数変化量に対する制御電圧Ｖcontの変化量が小さく検知感度が高いセンサを実現することができない。
これに対して、本実施形態の加速度検出装置１では、ＶＣＸＯ２の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。ＶＣＸＯ２は、制御電圧に対する周波数可変範囲がＶＣＯに比べて狭い（周波数制御感度が低い）ため、加速動作に伴う周波数変化に対してＬＰＦ８の出力電圧（制御電圧）の変化を大電流化（高電位化）することができる。この結果、加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。

図５は、本発明の第２の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。なお、図１に示す加速度検出装置１と同一ブロックには同一符号を付して詳細な説明は省略する。上記図１に示した加速度検出装置１ではＬＰＦ８の出力に応じた制御電圧を、ＤＣサーボ回路１１を介してＶＣＸＯ２にフィードバックしているのに対して、図５に示す加速度検出装置３０では、微分回路９の出力に応じた制御電圧を、ＤＣサーボ回路１１を介してＶＣＸＯ２にフィードバックしている点が異なる。このように構成すると、微分回路９の電気的特性の影響により定加速状態にも関わらず、位相比較回路７の出力に基づく電圧にドリフトが生じたとしても補正することが可能になる。

図６は、本発明の第３の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。なお、図１に示す加速度検出装置１と同一ブロックには同一符号を付して詳細な説明は省略する。図６に示した加速度検出装置３１では、バッファアンプ１０の出力電圧を、ＤＣサーボ回路１１を介してＶＣＸＯ２にフィードバックしている点が異なる。このように構成すると、微分回路９とバッファアンプ１０の電気的特性の影響により定加速状態にも関わらず、位相比較回路７の出力に基づく電圧にドリフトが生じたとしても補正することが可能になる。

またこれまで説明した第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂの構成はあくまでも一例であり、本発明の音叉型水晶振動素子としては、例えば図７に示すような双音叉型水晶振動子を用いることも可能である。
図７に示す双音叉型水晶振動素子２３は、並列に配置された２本の振動腕２１ａ、２１ｂと、この２本の振動腕２１ａ、２１ｂの延長方向の両端を夫々結合した結合部２２ａ、２２ｂとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部２２ａ、２２ｂの内、一方の結合部２２ａだけを双音叉型水晶振動素子２３が搭載される基板（図示しない）に固定し、他方を自由端とすれば良い。なお、結合部２２ａは基板と接続する固定部である。
双音叉型水晶振動素子２３を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部２２ｂが重りとして機能するため大きな慣性力を発生させることができるので、上記した音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂより加速度感度を高めることができる。

また、本実施形態では、ＶＣＸＯ２と共振回路５との間にＶＣＸＯ２から出力される正弦波信号を移相する移相回路として９０°移相回路４を設けるようにしているが、移相回路は必ずしも９０°移相回路である必要はない。また、位相比較回路７の特性によっては移相回路を必ずしも設ける必要はない。但し、ＶＣＸＯ２と共振回路５との間に移相回路を設け、ＶＣＸＯ２から分岐して出力される出力信号の一方を、位相比較回路７の位相特性に併せて移相することで、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子２０ａ、２０ｂから出力される出力信号の位相差を確実に検出することが可能になる。特に、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、移相回路として９０°移相回路を設けると、位相比較回路７において第１及び第２の音叉型水晶振動素子から出力される出力信号の位相差から加速度の向きを検出することが可能になる。つまり、図２に於いて加速度αの方向であるか加速度αと逆の方向であるかを検出可能になる。

即ち、位相比較回路７が０°位相比較回路である場合、位相比較回路７からは定速度状態から加速度が増減した何れの状況に対しても位相差が大きくなるような出力結果が得られる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することはできない。
一方、本実施形態のように位相比較回路７が９０°位相比較回路であり、９０°移相回路４を設けた構成では、位相比較回路７の出力結果は、例えば定速度状態から加速した場合であれば位相差が大きくなるような信号が、また定速度状態から減速した場合であれば位相差が小さくなるような信号となる。従ってこの場合は、加速度の方向を確認することができる。
また、本実施形態では、ＶＣＸＯ２は出力信号波形を正弦波としているため、位相比較回路７の前段に第１の矩形化回路を設けるようにしているが、例えば発振回路２を正弦波信号と矩形波信号との２出力型水晶発振器であれば、第１の矩形化回路３を設ける必要はない。

図８は２出力型ＶＣＸＯの回路構成例を示した図である。
この図８に示す２出力型ＶＣＸＯは、インバータ回路４０が３つのＣＭＯＳインバータＩＣ１１、ＩＣ１２、ＩＣ１３の直列接続によって構成されている。
この場合、各ＣＭＯＳインバータＩＣ１１、ＩＣ１２、ＩＣ１３の入出力間には、自己バイアス用の第１の帰還抵抗Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３がそれぞれ並列に接続されている。またＣＭＯＳインバータＩＣ１１の入力とＣＭＯＳインバータＩＣ１２の出力との間には、正帰還回路４１として水晶振動素子２０、可変コンデンサＴＣ、及びコンデンサＣ１１を直列に接続した直列回路が並列に接続されている。
コンデンサＣ１１と可変コンデンサＴＣとの接続点は、第２の帰還抵抗Ｒ１４を介してインバータ回路４０の出力であるＣＭＯＳインバータＩＣ１３の出力に接続されている。またコンデンサＣ１１と可変コンデンサＴＣとの接続点と接地（ＧＮＤ）との間にはコンデンサＣ１２が設けられている。さらにインバータ回路４０の出力には、ノイズ除去用のコンデンサＣ１３が接続されている。

さらに、コンデンサＣ１２と接地（ＧＮＤ）との間に可変容量ダイオードＤ１を設けるようにしている。この場合、可変容量ダイオードＤ１のアノードは接地され、カソードはコンデンサＣ１２に接続されることになる。さらに可変容量ダイオードＤ１のカソードには抵抗Ｒ１５を介して周波数調整用のコントロール電圧Ｖcontが印加される。このように構成されるＶＣＸＯでは、第２の帰還抵抗Ｒ１４、水晶振動素子２０、コンデンサＣ１１、Ｃ１２、可変コンデンサＴＣ、及び可変容量ダイオードＤ１等により発振ループが形成される。従って、可変容量ダイオードＤ１のカソードに抵抗Ｒ１５を介して制御電圧Ｖcontを印加して可変容量ダイオードＤ１の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御している。
このように構成される２出力型ＶＣＸＯではインバータ回路４０のＣＭＯＳインバータＩＣ１３から矩形波信号を得ることができる。

また、インバータ回路４０から出力される矩形波信号は、第２の帰還抵抗Ｒ１４、可変コンデンサＴＣ、水晶振動素子２０を介してインバータ回路４０の入力側へ正帰還されることになる。このとき水晶振動素子２０はフィルタとして機能することから、インバータ回路４０の出力側から水晶振動素子２０を介してインバータ回路４０の入力側に正帰還される矩形波信号は、水晶振動素子２０においてスプリアス成分が濾過される。
従って、インバータ回路４０の出力側において矩形波であった帰還信号は入力側において正弦波となる。そこで、この場合の２出力型ＶＣＸＯではインバータ回路４０の入力側から正弦波信号を出力するようにした。このようにすれば、１つの回路から矩形波信号と正弦波信号を出力することが可能になる。

本発明の第１の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示した図である。 音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。 共振回路の移相特性を示した図である。 ＶＣＸＯとＶＣＯの周波数感度特性を示した図である。 本発明の第２の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示した図である。 本発明の第３の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示した図である。 双音叉型水晶振動素子の構成を示した図である。 ２出力型水晶発振器の回路構成例を示した図である。 従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。

符号の説明

１…加速度検出装置、２…発振器、３…第１の矩形化回路、４…９０°移相回路、５…共振回路、６…第２の矩形化回路、７…位相比較回路、８…ＬＰＦ、９…微分回路、１０…バッファアンプ、１１…ＤＣサーボ回路、２０ａ、２０ｂ…音叉型水晶振動素子、２１ａ、２１ｂ…振動腕、２２…結合部、２３…双音叉型水晶振動素子、３０、３１…加速度検出装置

Claims (7)

1. 第１の音叉型振動素子を共振素子として備えた電圧制御型圧電発振回路と、
   第２の音叉型振動素子を備え、当該第２の音叉型振動素子により決定される共振周波数に基づいて前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号を移相する共振回路と、
   前記電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と前記共振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、
   前記位相比較回路から出力される位相差信号を直流化して出力するローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから出力される出力信号を微分する微分回路と、
   時定数回路を備え前記ローパスフィルタ以降の出力信号に応じた制御電圧を前記電圧制御型圧電発振回路にフィードバックする直流サーボ回路と、を備え、
   前記第１及び第２の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された２本の振動腕と、該２本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、前記第１及び第２の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出方向と一致させ、且つ、前記第１及び第２の音叉型振動素子を対向配置したうえで、前記微分回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力することを特徴とする加速度検出装置。
2. 前記電圧制御型圧電発振回路と前記位相比較回路との間に設けられ、前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を矩形化して出力する第１の矩形化回路と、
   前記共振回路と前記位相比較回路との間に設けられ、前記共振回路の出力信号を矩形化して出力する第２の矩形化回路と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載の加速度検出装置。
3. 前記電圧制御型圧電発振回路と前記共振回路との間に設けられ、前記電圧制御型圧電発振回路の出力信号を移相する移相回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２に記載の加速度検出装置。
4. 前記移相回路は、９０°移相回路であることを特徴とする請求項３に記載の加速度検出装置。
5. 前記第１及び第２の音叉型振動素子は双音叉型振動素子であることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項に記載の加速度検出装置。
6. 前記直流サーボ回路は、前記微分回路の出力信号に応じた制御電圧を前記電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項に記載の加速度検出装置。
7. 前記微分回路から出力される出力信号を緩衝する緩衝増幅回路を備え、前記直流サーボ回路は、前記緩衝増幅回路の出力信号に応じた制御電圧を前記電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載の加速度検出装置。

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