JP2008190924A - 加速度検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】温度感度安定度に優れた加速度検出装置を提供する。
【解決手段】音叉型水晶振動素子20aを共振子として備えた基準信号を出力するVCXO2と、音叉型水晶振動素子20bを共振子として備えたVCXO7と、VCXO7から出力される出力信号の位相とVCXO2から出力される基準信号の位相を比較する位相比較回路3と、位相比較回路3から出力される位相差信号の低域成分を抽出するLPF4と、LPF4の出力信号を増幅する高利得増幅回路5とを備え、音叉型水晶振動素子20a、20bを、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、高利得増幅回路5の出力信号を制御電圧としてVCXO7にフィードバックし、高利得増幅回路5から出力される出力信号を加速度検出信号Sαとして出力するようにした。
【選択図】図1
【解決手段】音叉型水晶振動素子20aを共振子として備えた基準信号を出力するVCXO2と、音叉型水晶振動素子20bを共振子として備えたVCXO7と、VCXO7から出力される出力信号の位相とVCXO2から出力される基準信号の位相を比較する位相比較回路3と、位相比較回路3から出力される位相差信号の低域成分を抽出するLPF4と、LPF4の出力信号を増幅する高利得増幅回路5とを備え、音叉型水晶振動素子20a、20bを、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、高利得増幅回路5の出力信号を制御電圧としてVCXO7にフィードバックし、高利得増幅回路5から出力される出力信号を加速度検出信号Sαとして出力するようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は圧電振動素子を用いて加速度を検出する加速度検出装置に関するものである。
近年、加速度を検出する加速度センサは、次世代の自動車、ロボット、宇宙産業など幅広い応用を目指して研究、開発が行われている。民生機器向けに開発されている加速度センサは、加速度検知機構を半導体プロセスにより作製したMEMS(Micro Electro Mechanical Systems)センサが良く知られている。
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはMEMSセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
図7は、特許文献1に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図7に示す従来のセンサ回路100は、センサ部101とドライブ回路102により構成される。センサ部101はセンサ素子である振動子101a、アンプ101b、整流回路101cを有して構成される。振動子101aは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛(PZT:lead zirconium titanate)が組付けられた振動子である。ドライブ回路102は、電圧制御発振器102a、アンプ102b、位相比較器102cを有して構成される。
このように構成されるセンサ回路100では、センサ部101の振動子101aがドライブ回路部102の電圧制御発振器102aにより駆動される。
ここで、振動子101aが物理的な応力(圧力)を受けると、振動子101aの共振周波数が変化する。振動子101aの共振周波数が変化すると、ドライブ回路102の位相比較器102cから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器102aの出力信号は振動子101aの共振周波数と一致するように制御され、振動子101aは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン104または103の出力を検知信号として取り出すことで振動子101aが受けた応力値を検知することができる。
実開昭62−155336号公報
一方、例えば気体や液体などの圧力の測定を行う圧力センサ等においてはMEMSセンサ以外にも音叉型振動子を利用したものが開発されている。
図7は、特許文献1に開示されている従来の振動式センサ回路の構成を示した図である。図7に示す従来のセンサ回路100は、センサ部101とドライブ回路102により構成される。センサ部101はセンサ素子である振動子101a、アンプ101b、整流回路101cを有して構成される。振動子101aは、例えばチタン酸ジルコン酸鉛(PZT:lead zirconium titanate)が組付けられた振動子である。ドライブ回路102は、電圧制御発振器102a、アンプ102b、位相比較器102cを有して構成される。
このように構成されるセンサ回路100では、センサ部101の振動子101aがドライブ回路部102の電圧制御発振器102aにより駆動される。
ここで、振動子101aが物理的な応力(圧力)を受けると、振動子101aの共振周波数が変化する。振動子101aの共振周波数が変化すると、ドライブ回路102の位相比較器102cから出力される出力信号の位相が変動する。これにより、電圧制御発振器102aの出力信号は振動子101aの共振周波数と一致するように制御され、振動子101aは応力に応じた共振周波数で振動することになる。よって、ライン104または103の出力を検知信号として取り出すことで振動子101aが受けた応力値を検知することができる。
ところで、上記したような半導体プロセスにより作製したMEMSセンサ、或いは図7に示した振動式センサ回路100は、周波数−温度特性が悪いため、周囲温度によって加速度感度に誤差が生じるという欠点があった。
またMEMSセンサは、規定以上の強い加速度が加わった場合、センサが破壊されてしまうという欠点がった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、温度感度安定度に優れた加速度検出装置を提供することを目的とする。また強い加速度が加わった場合でも破壊されることがない加速度検出装置を提供することを目的とする。
またMEMSセンサは、規定以上の強い加速度が加わった場合、センサが破壊されてしまうという欠点がった。
本発明は上記したような点を鑑みてなされたものであり、温度感度安定度に優れた加速度検出装置を提供することを目的とする。また強い加速度が加わった場合でも破壊されることがない加速度検出装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明の加速度検出装置は、第1の応力感応素子を共振子として備えた第1の電圧制御型圧電発振回路と、第2の応力感応素子を共振子として備えた第2の電圧制御型圧電発振回路と、第1の電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と第2の電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、位相比較回路から出力される位相差信号の低域成分を抽出するローパスフィルタと、ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路と、時定数回路を備え増幅回路の出力に応じた制御電圧を第1の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックする直流サーボ回路と、を備え、第1及び第2の応力感応素子を、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、第1及び第2の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、増幅回路の出力信号を制御電圧として第2の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックし、増幅回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力することを特徴とする。
このような本発明によれば、応力感応素子に加速度が加わることにより、第1及び第2の電圧制御型圧電発振回路の出力信号の周波数が変動するので、位相比較回路から出力され、第2の電圧制御型圧電発振回路の制御電圧として利用している増幅回路の出力を加速度検出信号として利用することが可能になる。
また、第1及び第2の応力感応素子の形状自体は殆ど変位しないので規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。
また本発明では、直流サーボ回路において増幅回路の出力信号に応じた制御電圧を第1の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることで、第1の電圧制御型圧電発振回路の共振周波数の温度ドリフトを補正するようにした。これにより、温度補償回路など付加することなく低コストで温度ドリフト等の影響がない高精度の加速度検出が可能になる。
このような本発明によれば、応力感応素子に加速度が加わることにより、第1及び第2の電圧制御型圧電発振回路の出力信号の周波数が変動するので、位相比較回路から出力され、第2の電圧制御型圧電発振回路の制御電圧として利用している増幅回路の出力を加速度検出信号として利用することが可能になる。
また、第1及び第2の応力感応素子の形状自体は殆ど変位しないので規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。
また本発明では、直流サーボ回路において増幅回路の出力信号に応じた制御電圧を第1の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックすることで、第1の電圧制御型圧電発振回路の共振周波数の温度ドリフトを補正するようにした。これにより、温度補償回路など付加することなく低コストで温度ドリフト等の影響がない高精度の加速度検出が可能になる。
本発明の加速度検出装置は、第1及び第2の応力感応素子が第1及び第2の音叉型振動素子により構成され、第1及び第2の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、第1及び第2の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させることを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する第1及び第2の応力感応素子として音叉型振動素子を利用することが可能になる。
本発明の加速度検出装置は、第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の双音叉型振動素子により構成され、第1及び第2の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、2本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させるよう配置したことを特徴とする。このような本発明によれば、加速度を検知する第1及び第2の応力感応素子として、双音叉型振動素子を用いることが可能になるので、音叉型振動素子を用いた場合より応力感度を高めることができる。
以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図1は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図1に示す加速度検出装置1は、第1の電圧制御型水晶発振回路(以下、単にVCXO(Voltage Controlled crystal Oscillator)と称する)2、位相比較回路3、ローパスフィルタ(以下、LPFと称する)4、高利得増幅回路5、緩衝増幅回路(以下、バッファアンプと称する)6、第2の電圧制御型水晶発振回路(以下、単にVCXOと称する)7、及びDCサーボ回路8により構成される。
VCXO2は、例えば第1の応力感応素子として第1の音叉型水晶振動素子20aを備える。この場合、第1の音叉型水晶振動素子20aはVCXO2の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子としても機能する。このようなVCXO2ではDCサーボ回路8からの出力信号を制御電圧Vcont1としてVCXO2の可変容量ダイオードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるよう制御している。
VCXO7は、第2の応力感応素子として上記第1の音叉型水晶振動素子20aと同一特性を有する第2の音叉型水晶振動素子20bを備える。この場合、第2の音叉型水晶振動素子20bはVCXO7の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子としても機能する。このようなVCXO7では、高利得増幅回路5の出力信号を制御電圧Vcont2としてVCXO7の可変容量ダイオードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるよう制御している。
図1は、本発明の実施形態に係る加速度検出装置の構成を示したブロック図である。
この図1に示す加速度検出装置1は、第1の電圧制御型水晶発振回路(以下、単にVCXO(Voltage Controlled crystal Oscillator)と称する)2、位相比較回路3、ローパスフィルタ(以下、LPFと称する)4、高利得増幅回路5、緩衝増幅回路(以下、バッファアンプと称する)6、第2の電圧制御型水晶発振回路(以下、単にVCXOと称する)7、及びDCサーボ回路8により構成される。
VCXO2は、例えば第1の応力感応素子として第1の音叉型水晶振動素子20aを備える。この場合、第1の音叉型水晶振動素子20aはVCXO2の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子としても機能する。このようなVCXO2ではDCサーボ回路8からの出力信号を制御電圧Vcont1としてVCXO2の可変容量ダイオードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるよう制御している。
VCXO7は、第2の応力感応素子として上記第1の音叉型水晶振動素子20aと同一特性を有する第2の音叉型水晶振動素子20bを備える。この場合、第2の音叉型水晶振動素子20bはVCXO7の共振子として機能すると共に、加速度を検出する加速度検出素子としても機能する。このようなVCXO7では、高利得増幅回路5の出力信号を制御電圧Vcont2としてVCXO7の可変容量ダイオードに印加することにより発振ループの負荷容量を変化させて出力信号の発振周波数が一定となるよう制御している。
位相比較回路3は、VCXO2から出力される出力信号とVCXO7から出力される出力信号の位相を比較し、その比較結果を出力する。
LPF4は、位相比較回路3から出力される位相差信号の低周波数成分だけを抽出して出力する。このとき、LPF4の出力は常に一定に制御される。
高利得増幅回路5は、LPF4からの出力信号を高利得で増幅して出力する。高利得増幅回路5で増幅された信号はバッファアンプ6を介して加速度検出信号Sαとして出力する。
DCサーボ回路8は、例えば抵抗R、コンデンサCからなる時定数回路と、オペアンプOP等により構成され、高利得増幅回路5からの出力信号を遅延させて制御電圧Vcont1としてVCXO2にフィードバックするようにしている。また高利得増幅回路5の出力信号の一部は制御電圧Vcont2としてVCXO7にフィードバックするようにしている。
LPF4は、位相比較回路3から出力される位相差信号の低周波数成分だけを抽出して出力する。このとき、LPF4の出力は常に一定に制御される。
高利得増幅回路5は、LPF4からの出力信号を高利得で増幅して出力する。高利得増幅回路5で増幅された信号はバッファアンプ6を介して加速度検出信号Sαとして出力する。
DCサーボ回路8は、例えば抵抗R、コンデンサCからなる時定数回路と、オペアンプOP等により構成され、高利得増幅回路5からの出力信号を遅延させて制御電圧Vcont1としてVCXO2にフィードバックするようにしている。また高利得増幅回路5の出力信号の一部は制御電圧Vcont2としてVCXO7にフィードバックするようにしている。
このように構成される本実施形態の加速度検出装置1においては、VCXO2及びVCXO7に備えられている第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの加速度検出軸方向に加速度が加わっていない定速運動状態では、VCXO7の発振周波数がVCXO2の発振周波数と一致するよう制御している。ここで、例えば、加速度αが加わり音叉型水晶振動素子20a、20bの周波数が変化してVCXO7の出力信号の周波数が高くなるよう変動した場合、このVCXO7とVCXO2との周波数差は位相比較回路3において検波されて位相差信号として出力される。このとき、加速度αの影響により位相差は広がるように変動するので、加速度αの方向を正方向の加速度とすれば周波数の変化と加速度の変化とは比例関係にある。またVCXO7の制御電圧Vcont2は、VCXO7の出力周波数と比例関係にある。
そこで、本実施形態の加速度検出装置1では、VCXO7の制御電圧Vcont2として利用している高利得増幅回路5の出力をバッファアンプ6でバッファした出力信号を加速度検出信号Sαとして出力するようにしている。
そこで、本実施形態の加速度検出装置1では、VCXO7の制御電圧Vcont2として利用している高利得増幅回路5の出力をバッファアンプ6でバッファした出力信号を加速度検出信号Sαとして出力するようにしている。
また本実施形態の加速度検出装置1では、バッファアンプ6の出力信号を、DCサーボ回路8を介してVCXO2にフィードバックしている。このようなDCサーボ回路8によるフィードバック制御がない場合、例えばVCXO2の発振周波数やVCXO7の共振周波数が温度ドリフトにより変化した場合、加速度が「0」であるにも関わらず位相差が発生してしまう。因みに、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの周波数が同じように温度ドリフトした場合でもVCXO2及びVCXO7の回路構成の違いや、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの経時変化(エージング)の違いなどにより位相差が発生する。そこで、本実施形態では、DCサーボ回路8において、バッファアンプ6の出力信号に応じた制御電圧をVCXO2にフィードバックすることで、VCXO2の共振周波数の温度ドリフトを補正するようにした。これにより、温度補償回路など付加することなく低コストで、温度ドリフト等の影響がない高精度の加速度検出が可能になる。
図2は上記したVCXOの回路構成の一例を示した図である。
この図2に示すVCXOは、発振回路として位相反転増幅器(以下、MOSインバータと称する)IC1を備える。MOSインバータIC1の入出力間には自己バイアス用の帰還抵抗R1及びコンデンサC1と音叉型水晶振動素子20bとを直列に接続した直列回路が夫々並列に接続されている。さらにMOSインバータIC1の出力端と音叉型水晶振動素子20bとの接続点とグランド(GND)間にはコンデンサC2が接続され、コンデンサC1と音叉型水晶振動素子20bとの接続点とグランド(GND)間に可変容量ダイオードD1が接続されている。可変容量ダイオードD1は、そのアノードが接地側に、カソードが音叉型水晶振動素子20bにそれぞれ接続されている。
このように構成されるVCXO2、7においては、音叉型水晶振動素子20b、コンデンサC1、C2、可変容量ダイオードD1により発振ループが構成されることになる。従って、この発振ループを構成する可変容量ダイオードD1のカソードに抵抗R2を介して制御電圧Vcont1、Vcont2を印加して可変容量ダイオードD1の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御可能に構成されている。また、このようなMOSインバータIC1を用いたVCXO2、7は、その出力信号波形が矩形となる。
この図2に示すVCXOは、発振回路として位相反転増幅器(以下、MOSインバータと称する)IC1を備える。MOSインバータIC1の入出力間には自己バイアス用の帰還抵抗R1及びコンデンサC1と音叉型水晶振動素子20bとを直列に接続した直列回路が夫々並列に接続されている。さらにMOSインバータIC1の出力端と音叉型水晶振動素子20bとの接続点とグランド(GND)間にはコンデンサC2が接続され、コンデンサC1と音叉型水晶振動素子20bとの接続点とグランド(GND)間に可変容量ダイオードD1が接続されている。可変容量ダイオードD1は、そのアノードが接地側に、カソードが音叉型水晶振動素子20bにそれぞれ接続されている。
このように構成されるVCXO2、7においては、音叉型水晶振動素子20b、コンデンサC1、C2、可変容量ダイオードD1により発振ループが構成されることになる。従って、この発振ループを構成する可変容量ダイオードD1のカソードに抵抗R2を介して制御電圧Vcont1、Vcont2を印加して可変容量ダイオードD1の容量を可変することで、発振ループの負荷容量を変化させて発振周波数が所定の発振周波数となるよう制御可能に構成されている。また、このようなMOSインバータIC1を用いたVCXO2、7は、その出力信号波形が矩形となる。
図3は音叉型水晶振動素子20a、20bの構成を模式的に示した図である。
この図3に示すように第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように対向配置している。即ち、それぞれ並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向一端を結合する結合部22とから成る。そして、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの各結合部22を、当該音叉型水晶振動素子20a、20bがそれぞれ搭載される基板(図示しない)に固定するようにしている。なお、結合部22は基板と接続する固定部である。このとき、図3に示すように第1の音叉型水晶振動素子20aの各振動腕21a、21bと第2の音叉型水晶振動素子20bの各振動腕21a、21bの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第1の音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bの自由端部と第2の音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bの自由端部を対向配置する、或いは第1の音叉型水晶振動素子20aの結合部22と第2の音叉型水晶振動素子20bの結合部22を対向配置するようにした。即ち、振動腕21a、振動腕21bの延長方向が各音叉型水晶振動素子20a、20bとの間で互いに逆向きとなるようにした。
この図3に示すように第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bにおいて検出する加速度検出方向が逆向きとなるように対向配置している。即ち、それぞれ並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向一端を結合する結合部22とから成る。そして、第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bの各結合部22を、当該音叉型水晶振動素子20a、20bがそれぞれ搭載される基板(図示しない)に固定するようにしている。なお、結合部22は基板と接続する固定部である。このとき、図3に示すように第1の音叉型水晶振動素子20aの各振動腕21a、21bと第2の音叉型水晶振動素子20bの各振動腕21a、21bの延長方向を加速度検出軸方向に一致させ、且つ、第1の音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bの自由端部と第2の音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bの自由端部を対向配置する、或いは第1の音叉型水晶振動素子20aの結合部22と第2の音叉型水晶振動素子20bの結合部22を対向配置するようにした。即ち、振動腕21a、振動腕21bの延長方向が各音叉型水晶振動素子20a、20bとの間で互いに逆向きとなるようにした。
このように構成される第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bは、図示しない駆動電極に交流電圧を印加すると、並列する2本の振動腕21a、21bが破線で示すように対称的に屈曲振動する。そして、屈曲振動している状態で、例えば、図3に示す矢印方向の加速度αが加わると、第1の音叉型水晶振動素子20aには見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子20aの振動腕21a、21bは加速度αに対して逆の方向へ引っ張られる引張応力を受けることになる。この場合、第1の音叉型水晶振動素子20aの周波数は引張応力の影響を受けて高くなる。一方、第2の音叉型水晶振動素子20bにも見かけ上では加速度αの方向とは逆方向の慣性力が発生するので、この影響により音叉型水晶振動素子20bの振動腕21a、21bは、結合部22の方向へ圧縮する圧縮応力を受けることになる。この場合、第2の音叉型水晶振動素子20bの周波数は圧縮応力の影響を受けて低くなる。
そこで、本実施形態では、このような第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Sαを得るようにしている。
そこで、本実施形態では、このような第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bに加速度が加わったとき発生する周波数変化に基づき加速度検出信号Sαを得るようにしている。
このような音叉型水晶振動素子20a、20bは、従来のMEMS加速度センサに比べて、ダイナミックレンジが広く(例えば±3g〜±400g)、しかも高リニアリティ(例えば、0.05%F.S.)で温度感度安定度が良いといった利点がある。また、低消費電力化が可能になる。さらに、加速度検出軸方向と振動腕21a、21bとの延長方向とを一致させることができるので加速度検出軸方向と垂直方向(基板面に垂直な方向)に対する低背化にも有利である。なお、図3においては説明を分かり易くするために音叉型水晶振動素子20a、20bの屈曲振動の概念を破線により示したが、実際には音叉型水晶振動素子20の形状自体は殆ど変位しないものである。
また、本実施形態の加速度検出装置1では、音叉型水晶振動素子20a、20bの形状自体は殆ど変位しないので、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。従って、本実施形態の加速度検出装置1では、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。
また本実施形態では、同一性能を有する第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bを加速度検出方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が1つの場合に比べて位相比較回路3から出力される位相差信号のレベルを約2倍に高めることができる。即ち、加速度の検出感度を約2倍に高めることができる。
また、本実施形態の加速度検出装置1では、音叉型水晶振動素子20a、20bの形状自体は殆ど変位しないので、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。従って、本実施形態の加速度検出装置1では、規定以上の強い加速度が加わった場合でも素子自体が破損することがない。
また本実施形態では、同一性能を有する第1及び第2の音叉型水晶振動素子20a、20bを加速度検出方向に対して対向配置しているので、音叉型水晶振動素子が1つの場合に比べて位相比較回路3から出力される位相差信号のレベルを約2倍に高めることができる。即ち、加速度の検出感度を約2倍に高めることができる。
次に、図4を用いて本実施形態の加速度検出装置1の動作遷移について説明する。
図4は、本実施形態の加速度検出装置1における速度と時間の関係、加速度と時間の関係、出力電圧と時間の関係をそれぞれ示した図である。尚、定速度状態に於いてVCXO2の出力信号とVCXO7の出力信号との位相差は90°となるよう設定されている。
この図4に示すように、加速が開始される時点t1までの期間Aでは、加速度が「0」であるため、VCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
次に、加速(図3に示す加速度αの逆方向の加速)が加わる時点t1から時点t2までの期間Bにおいては、加速度に伴う音叉型水晶振動素子20bの周波数の低下をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voより高い電圧V1が印加される。
次に、定速度運動による加速度が「0」となる時点t2から時点t3までの期間Cにおいては、音叉型水晶振動素子20bへの慣性力が「0」になり、音叉型水晶振動素子20bが初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子20は期間Bの状態から周波数が高くなるよう変化しようとする。従って、この場合はVCXO7の周波数上昇をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
次に、減速がかかる時点t3から時点t4までの期間Dにおいては、減速に伴う音叉型水晶振動素子20bの周波数の上昇をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voより低い電圧V2が印加される。
次に、定速度運動による減速が「0」となる時点t4以降の期間Eにおいては、音叉型水晶振動素子20bへの慣性力が「0」になり、音叉型水晶振動素子20bが初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子20bは期間Dの状態から周波数が低くなるよう変化しようとする。従って、この場合はVCXO7の周波数下降をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
そこで、本実施形態の加速度検出装置1においては、上記したようにVCXO7の制御電圧Vcont2である高利得増幅回路5の出力電圧を、バッファアンプ6を介して加速度検出信号Sαとして出力することで、期間B、期間Dにおいて加わる定加速度を検出することができる。尚、定速度状態に於いてVCXO2の出力信号とVCXO7の出力信号との位相差を90°に設定したことにより、上述の通り加速・減速の違いに対して位相差に増減を発生させて加速度方向を検知することを可能にしている。
図4は、本実施形態の加速度検出装置1における速度と時間の関係、加速度と時間の関係、出力電圧と時間の関係をそれぞれ示した図である。尚、定速度状態に於いてVCXO2の出力信号とVCXO7の出力信号との位相差は90°となるよう設定されている。
この図4に示すように、加速が開始される時点t1までの期間Aでは、加速度が「0」であるため、VCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
次に、加速(図3に示す加速度αの逆方向の加速)が加わる時点t1から時点t2までの期間Bにおいては、加速度に伴う音叉型水晶振動素子20bの周波数の低下をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voより高い電圧V1が印加される。
次に、定速度運動による加速度が「0」となる時点t2から時点t3までの期間Cにおいては、音叉型水晶振動素子20bへの慣性力が「0」になり、音叉型水晶振動素子20bが初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子20は期間Bの状態から周波数が高くなるよう変化しようとする。従って、この場合はVCXO7の周波数上昇をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
次に、減速がかかる時点t3から時点t4までの期間Dにおいては、減速に伴う音叉型水晶振動素子20bの周波数の上昇をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voより低い電圧V2が印加される。
次に、定速度運動による減速が「0」となる時点t4以降の期間Eにおいては、音叉型水晶振動素子20bへの慣性力が「0」になり、音叉型水晶振動素子20bが初期状態に戻るため、音叉型水晶振動素子20bは期間Dの状態から周波数が低くなるよう変化しようとする。従って、この場合はVCXO7の周波数下降をPLL制御にて補正するようVCXO7には制御電圧Vcont2として初期定電圧Voが印加される。
そこで、本実施形態の加速度検出装置1においては、上記したようにVCXO7の制御電圧Vcont2である高利得増幅回路5の出力電圧を、バッファアンプ6を介して加速度検出信号Sαとして出力することで、期間B、期間Dにおいて加わる定加速度を検出することができる。尚、定速度状態に於いてVCXO2の出力信号とVCXO7の出力信号との位相差を90°に設定したことにより、上述の通り加速・減速の違いに対して位相差に増減を発生させて加速度方向を検知することを可能にしている。
また、例えば、図7に示す従来のセンサ回路100においては、ドライブ回路部102の位相比較器102cのDC出力(制御電圧)を応力値信号(加速度信号)として利用することも考えられる。しかしながら、通常、電圧制御発振器102aにはLC共振器やCR共振器が用いられ、このような共振器を有する電圧制御発振器102aは、図5に示すように制御電圧Vcontに対する周波数変化量が大きい。即ち、周波数感度特性が高い。このため、従来のセンサ回路100において共振周波数を検知結果とせずに、位相比較器102cの制御電圧Vcontを応力値信号(加速度信号)の検知結果として利用する場合は、周波数変化量に対する制御電圧Vcontの変化量が小さく検知感度が高いセンサを実現することができない。
これに対して、本実施形態の加速度検出装置1では、VCXO4、7の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。VCXO4、7は、制御電圧に対する周波数可変範囲がVCOに比べて狭い(周波数制御感度が低い)ため、加速動作に伴う周波数変化に対してLPFの出力電圧(制御電圧)の変化を大電流化(高電位化)することができる。加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
これに対して、本実施形態の加速度検出装置1では、VCXO4、7の制御電圧を加速度信号として利用するようにしている。VCXO4、7は、制御電圧に対する周波数可変範囲がVCOに比べて狭い(周波数制御感度が低い)ため、加速動作に伴う周波数変化に対してLPFの出力電圧(制御電圧)の変化を大電流化(高電位化)することができる。加速度変化に対して高感度センサを実現することができる。
なお、本実施形態の加速度検出装置1では、高利得増幅回路5の出力信号の一部を制御電圧Vcont2としてVCXO7にフィードバックするようにしているが、バッファアンプ6の出力の一部を制御電圧Vcont2としてVCXO7にフィードバックすることも可能である。また、本実施の形態では、バッファアンプ6の出力の一部を制御電圧Vcont1としてVCXO2にフィードバックするようにしているが、バッファアンプ高利得増幅回路6の出力の一部を制御電圧Vcont1としてVCXO2にフィードバックすることも可能である。
また、本実施形態では第1及び第2の応力感応素子として音叉型水晶振動素子20a、20bを例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、応力感応素子として、例えば図6に示すような双音叉型水晶振動素子を用いることも可能である。
図6に示す双音叉型水晶振動素子23は、並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向の両端を夫々結合した結合部22a、22bとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部22a、22bの内、一方の結合部22aだけを、当該双音叉型水晶振動素子23が搭載される基板(図示しない)に固定し、他方を自由端とすればよい。
双音叉型水晶振動素子23を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部22bが重りとして機能するため、上記した音叉型水晶振動素子20a、20bより加速度感度を高めることができる。
なお、本実施形態では、応力感応素子として音叉型振動素子を例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、共振周波数が加速度に応じて変化する素子であれば、所謂ATカットの水晶振動子やレゾネータといった各種圧電振動素子を応力感応素子として適用することも可能である。
図6に示す双音叉型水晶振動素子23は、並列に配置された2本の振動腕21a、21bと、この2本の振動腕21a、21bの延長方向の両端を夫々結合した結合部22a、22bとから成る。そして、この場合は、例えば、結合部22a、22bの内、一方の結合部22aだけを、当該双音叉型水晶振動素子23が搭載される基板(図示しない)に固定し、他方を自由端とすればよい。
双音叉型水晶振動素子23を用いて本実施形態の加速度検出装置を構成した場合は、自由端側の結合部22bが重りとして機能するため、上記した音叉型水晶振動素子20a、20bより加速度感度を高めることができる。
なお、本実施形態では、応力感応素子として音叉型振動素子を例に挙げて説明したが、これはあくまでも一例であり、共振周波数が加速度に応じて変化する素子であれば、所謂ATカットの水晶振動子やレゾネータといった各種圧電振動素子を応力感応素子として適用することも可能である。
1…加速度検出装置、2、7…VCXO、3…位相比較回路、4…LPF、5…高利得増幅回路、6…バッファアンプ、8…DCサーボ回路、20a、20b…音叉型水晶振動素子、21a、21b…各振動腕、22、22a、22b…結合部、23…双音叉型水晶振動素子
Claims (3)
- 第1の応力感応素子を共振子として備えた第1の電圧制御型圧電発振回路と、
第2の応力感応素子を共振子として備えた第2の電圧制御型圧電発振回路と、
前記第1の電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号と前記第2の電圧制御型圧電発振回路から出力される出力信号の位相を比較する位相比較回路と、
前記位相比較回路から出力される位相差信号の低域成分を抽出するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力される出力信号を増幅する増幅回路と、
時定数回路を備え前記増幅回路の出力に応じた制御電圧を前記第1の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックする直流サーボ回路と、を備え、
前記第1及び第2の応力感応素子を、加速度を検出する加速度検出軸方向を一致させ、且つ、前記第1及び第2の応力感応素子において検出する加速度検出方向が逆向きとなるように配置したうえで、前記増幅回路の出力信号を制御電圧として前記第2の電圧制御型圧電発振回路にフィードバックし、前記増幅回路から出力される出力信号を加速度検出信号として出力することを特徴とする加速度検出装置。 - 前記第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の音叉型振動素子により構成され、
前記第1及び第2の音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向一端を結合する結合部とを有し、前記第1及び第2の音叉型振動素子の各振動腕の延長方向を加速度検出軸方向と一致させ、且つ、前記第1及び第2の音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項1に記載の加速度検出装置。 - 前記第1及び第2の応力感応素子は、第1及び第2の双音叉型振動素子により構成され、前記第1及び第2の双音叉型振動素子は、それぞれ並列に配置された2本の振動腕と、該2本の振動腕の延長方向の両端を夫々結合した結合部と、を有する双音叉型振動素子であり、前記結合部の何れか一方を固定端、他方を自由端とし、前記2本の振動腕の延長方向を加速検出方向と一致させ、且つ、前記第1及び第2の双音叉型振動素子を対向配置したことを特徴とする請求項1に記載の加速度検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007023811A JP2008190924A (ja) | 2007-02-02 | 2007-02-02 | 加速度検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008190924A true JP2008190924A (ja) | 2008-08-21 |
Family
ID=39751174
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2007023811A Withdrawn JP2008190924A (ja) | 2007-02-02 | 2007-02-02 | 加速度検出装置 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2008190924A (ja) |
-
2007
- 2007-02-02 JP JP2007023811A patent/JP2008190924A/ja not_active Withdrawn
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