JP2005227234A - 角速度センサ - Google Patents

Abstract

【課題】 周囲温度の変化や電源電圧の変動及び回路素子のばらつき等の影響を受けない安定度の高い発振部とコリオリ出力検出部とを備えた角速度センサを提供する。
【解決手段】 電源電圧を印加すると、利得切替回路２４の利得が大きく設定され、大きなＡＣ駆動電圧によって圧電振動子１１が振動し、短時間に起動する。起動検出回路２３の出力が、利得切替回路２４の利得を低下させると同時にＡＧＣ回路３２が動作し、ループゲインを１に保ち、定振幅発振を行う。圧電振動子１１が駆動されて特定方向に振動している時に角速度が加わると、これにコリオリ力が作用し、前記特定方向の振動とは直交する方向の振動が発生し、この振動により発生する電荷が検出電極１３ａ，１３ｂで検出される。検出された電荷は電圧変換され、温度補償型増幅回路４５で温度補償を行った後、同期検波回路４６で検波を行い、ＤＣ成分を抽出した後、ＤＣ検出信号Ｓｏｕｔを得る。
【選択図】 図１

Description

本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を用い、周囲温度や電源電圧変動及び部品ばらつき等の影響を受けにくい、圧電振動子を含めた発振部及びコリオリ出力検出部を構成することによって、移動量の検出や姿態制御等を行うための安定な角速度センサに関するものである。

従来、この種の角速度センサに関する技術としては、例えば次のような文献に記載されるものがあった。

特許第２７８１１６１号公報（図１） 特開平１１−４４５４０号公報（図１） 特開２００２−１７４５２０号公報（図１） 特開２００３−８７０５７号公報（図１）

図２は、特許文献１等に記載された角速度センサの原理を示す図である。

角速度センサの圧電振動子１として例えば音叉型水晶振動子を用いた場合、この圧電振動子１の表面の所定箇所に励振用の駆動電極２及びコリオリ力検出用の検出電極３等が設けられる。駆動電極２には、これに交流（以下「ＡＣ」という。）駆動電圧を供給するための発振回路４が接続される。又、検出電極３には、コリオリ力検出回路５が接続される。

圧電振動子１は質量ｍを有し、駆動電極２に発振回路４からＡＣ駆動電圧が印加されると、この圧電振動子１がＸ軸に沿ってＢ方向に所定の周波数で振動する。Ｙ軸の回りに角速度ωが加わると、Ｘ軸と直交するＺ軸方向にコリオリ力Ｆ（＝２ｍｖω）（但し、ｖは圧電振動子１の振動速度）が発生する。コリオリ力Ｆは角速度ωの大きさに比例して定まることから、検出電極３及びコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆを圧電振動子１の撓み変位量として検出することで、この圧電振動子１の角速度ωの大きさを求めることができる。

角速度センサの用途としては、車両や航空機等に搭載し、この走行或いは飛行軌跡を記録したり、旋回時に発生するヨーレイトを検出することが行われている。角速度センサをロボットに搭載し、この姿勢制御等にも応用されている。又、最近ではごく一般的なカーナビゲーションでの車両位置変位検知（ＧＰＳの電波が届かない場所での位置変位検出）等のためにも搭載されており、更に、ビデオカメラやディジタルカメラの手ぶれ防止用のための変位検出センサとしても用いられている。

精度を向上させるために、特許文献１、２において、次のような角速度センサの提案が行われている。

特許文献１では、発振回路４を動作させるために印加する電源電圧に応じて、発振回路４内に設けた自動利得制御（以下「ＡＧＣ」という。）回路により、該発振回路４から駆動電極２に供給される駆動電圧のレベルを制御し、該駆動電圧とコリオリ力検出回路５からの検出信号とが電源電圧に比例するようにしている。これにより、コリオリ力検出回路５から出力されるアナログの検出信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル（以下「Ａ／Ｄ」という。）変換器を該コリオリ検出回路５の出力端子に接続した場合、このＡ／Ｄ変換器の変換精度がこれに印加される電源電圧の変動によって変化することを防止でき、変換精度を向上できるという効果がある。

特許文献２では、特許文献１と同様に、発振回路４に印加される電源電圧の変動に応じて、該発振回路４から出力されるＡＣ駆動電圧の振幅を変化させるようにしている。又、周囲温度を検出する温度センサを設け、コリオリ力検出回路５から出力される検出信号に対し、該温度センサの出力をマイクロコンピュータに取り込み、Ａ／Ｄ変換を行った後、更にＤ／Ａ変換を行い温度補正処理を行っている。

ところが、これらの特許文献１、２の角速度センサでは、発振回路４に対する温度補償が十分に行われていないので、本願発明者は、特許文献３、４において次のような改良を行っている。

圧電振動子１に角速度ωが加わった時に生じるコリオリ力Ｆ＝２ｍｖωから角速度ωを検出する場合、発振回路４による該圧電振動子１の振動速度ｖの変動を無くして一定にすれば角速度ωの検出精度を向上できる。即ち、振動速度ｖは圧電振動子１の駆動電極２からの出力電流に比例すると共に、この出力電流を電圧に変換した出力電圧に比例することから、特許文献３、４では、発振回路４に対し、周囲温度の影響を受けないように温度補償をして出力電圧が一定になるように回路を構成し、角速度センサの安定性を向上させている。

しかしながら、従来の特許文献１〜４に記載された角速度センサでは、次のような課題があった。

角速度センサは、発振回路４から出力されるＡＣ駆動電圧を駆動電極２に印加して圧電振動子１を振動させ、検出電極３及びコリオリ力検出回路５により、コリオリ力Ｆに対応する電位の検出信号を検出するものである。このような角速度センサでは、圧電振動子１を振動させるための駆動電圧（電荷）に対し、コリオリ力Ｆとして検出できる信号が非常に微小であることと、圧電振動子自体の素子の特性（構造）から、検出信号の安定性の要求が重要視される。又、圧電振動子１並びに発振回路４及びコリオリ力検出回路５等は、回路部品構成の観点から温度の影響を受け易いことから、極力、発振回路４及びコリオリ力検出回路５の品質（安定性）を高める必要がある。

ところが、従来の角速度センサでは、コリオリ力検出回路５から出力される検出信号に対して温度補正処理を行ったり、或いは発振回路４内に設けたＡＧＣ回路によって温度変化を抑制するようにしているが、例えば、音叉型水晶振動子等のように温度係数の大きな圧電振動子１を用いた場合には、発振回路４内のＡＧＣ回路の動作範囲を逸脱し、このＡＧＣ回路の出力電圧が過剰になるか又は不足するため、圧電振動子１を駆動するための出力電圧が温度に比例せず、飽和してしまうか或いは逆に発振が停止してしまうかの何れかになるので、角速度センサとしての機能を失ってしまう虞があった。又、起動時間の短縮が不十分、電源投入時の起動不良対策が不十分、コリオリ力検出回路５の温度補償や同相成分除去等が考慮されていないといった課題もあった。

本発明は、前記従来技術が持つ課題を解決し、周囲温度の影響や電源電圧変動及び回路部品ばらつきの影響を受けない安定性の高い角速度センサを提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明の角速度センサでは、圧電振動子と、温度補償用関数発生部と、補正係数設定部と、発振部と、同期パルス作成部と、コリオリ出力検出部とを備えている。

前記圧電振動子は、第１及び第２の駆動電極と第１及び第２の検出電極とを有し、前記第２の駆動電極にＡＣ駆動電圧が印加されると、特定方向の振動が励起されて前記第１の駆動電極から駆動電流が出力され、外部から角速度が加えられると、前記角速度に応じた電荷が前記第１及び第２の検出電極により検出されて前記第１及び第２の検出電極からコリオリ出力検出電流が出力される。前記温度補償用関数発生部は、前記圧電振動子の発振特性と検出特性を補償するための逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生する。前記補正係数設定部は、圧電振動子及び回路素子等の角速度センサを構成する構成素子の製造ばらつきを補正するための補正係数を設定する。前記発振部は、前記駆動電流を電圧に変換して温度補償を行った温度補償済み電圧を生成し、前記温度補償済み電圧から前記ＡＣ駆動電圧を生成して前記第２の駆動電極に供給する。前記同期パルス作成部は、前記補正係数に基づいて前記温度補償済み電圧を増幅した後に位相調整を行い、同期検波用の同期パルスを作成して出力する。前記コリオリ出力検出部は、前記同期パルスに基づいて前記コリオリ出力検出電流の同期検波を行い、前記角速度に応じた直流（以下「ＤＣ」という。）検出信号を生成して出力する。

そして、前記発振部は、前記駆動電流を電圧に変換して変換駆動電圧を出力する第１の電流／電圧（以下「Ｉ／Ｖ」という。）変換回路と、前記温度補償用関数に基づいて前記変換駆動電圧の温度補償を行い、前記温度補償済み電圧を生成して出力する第１の温度補償回路と、前記ＡＣ駆動電圧に基づき、前記圧電振動子の起動状態を検出して起動検出信号を出力する起動検出回路と、前記起動検出信号に基づいて前記温度補償済み電圧に対し、発振開始時には利得を大きく、且つ定常発振時には前記発振部のループゲインが適正な範囲に入るように利得を切替える利得切替回路と、前記利得切替回路の出力電圧に対して周波数帯域を制限すると共に、前記補正係数に応じた増幅度で増幅する周波数帯域制限手段と、前記圧電振動子の起動完了後における前記ＡＣ駆動電圧の振幅値と所定の振幅値との誤差分を求め、前記誤差分がゼロになるように前記周波数帯域制限手段の出力電圧に対する利得を制御し、前記ＡＣ駆動電圧の振幅値を一定に保持する自動利得制御（以下「ＡＧＣ」という。）手段とを備えている。

前記コリオリ出力検出部は、前記第１の検出電極から出力される前記コリオリ出力検出電流を電圧に変換して第１の検出電圧を出力する第２のＩ／Ｖ変換回路と、前記第２の検出電極から出力される前記コリオリ出力検出電流を電圧に変換して第２の検出電圧を出力する第３のＩ／Ｖ変換回路と、前記補正係数に基づき、前記第１の検出電圧における同相成分の振幅と位相を調整する第１の電圧調整回路と、前記補正係数に基づき、前記第２の検出電圧における同相成分の振幅と位相を調整する第２の電圧調整回路と、前記第１及び第２の電圧調整回路の出力電圧を差動増幅し、同相成分を除去して逆相成分であるコリオリ成分を抽出する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力電圧に対して周波数帯域を制限すると共に、前記温度補償用関数に基づいて温度補償を行う第２の温度補償回路と、前記同期パルスに基づき、前記第２の温度補償回路の出力電圧に対し同期検波を行ってコリオリ力の方向と大きさを検出すると共に、周波数帯域を制限しＤＣ成分を抽出してＤＣ検出電圧を出力する検波手段と、前記補正係数に基づいて前記ＤＣ検出電圧の感度設定を行うと共に、前記温度補償用関数に基づいて前記設定された感度の温度補償を行う調整補償回路と、前記温度補償用関数に基づいて前記調整補償回路の出力電圧のゼロ点ドリフトの温度補償を行い、前記ＤＣ検出信号を出力するオフセット調整回路とを備えている。

請求項１、２に係る発明によれば、圧電振動子の第２の駆動電極からの駆動電流は、Ｉ／Ｖ変換回路によって変換駆動電圧に変換され、この変換駆動電圧はこれとは逆の温度係数を持つ第１の温度補償型増幅回路によって温度に対する補償が行われるため、温度に対する出力電圧振幅特性がほぼ平坦になり、広範囲の温度補償が確実にできるようになる。そのため、温度係数が大きな圧電振動子でも安定な発振ができる。この第１の温度補償型増幅回路の出力を入力し、且つ発振の起動を検出する起動検出回路からの起動検出信号を入力して、発振開始以前には発振ループゲインを１よりも大きな利得に設定し、且つ発振の起動が検出された時にはその利得を減少させ、発振部のループゲインを１に導くことができるので、発振起動時間を飛躍的に短縮させることができる。更に、基準電源回路により、予め発振振幅基準値を設定し、振幅情報検出回路からの振幅情報を比較回路によって比較を行い、この誤差分を帰還回路を介してＡＧＣ回路に入力することによって温度変動の影響を受けない、安定な発振部を得ることができる。

圧電振動子の第１及び第２の検出電極からのコリオリ出力検出電流は、それぞれ第１及び第２のＩ／Ｖ変換回路によって第１、第２の検出電圧に変換され、第１及び第２の電圧調整回路から差動増幅回路へ入力されるので、キャンセルすべき不要の同相信号の振幅と位相を正確に制御できる。そのため、差動増幅回路の直流オフセット出力を除くことができる。差動増幅回路の出力は高域フィルタを介し、第２の温度補償型増幅回路によって出力電圧の温度補償が行われ、温度依存性がほぼ平坦な出力電圧特性になるため、コリオリ出力が大きな温度係数を持っている場合でも、確実に温度補償を行うことができる。そのため、温度依存性の無いコリオリ出力を得ることができる。第２の温度補償型増幅回路からの出力は、同期パルス作成部からの同期パルスによって動作する同期検波回路によって検波され、ＤＣ成分を取出すための低域フィルタを介し、フルスケール調整回路によって感度調整を行ない、更にフルスケール温度補償増幅回路によって感度に対する温度補償を行う。フルスケール温度補償増幅回路の出力は、ＤＣオフセット調整回路によりゼロ点ドリフトの温度補償を行い、出力回路からＤＣ検出信号を出力することによって、温度変動の影響を受けないコリオリ出力検出部を得ることができる。そのため、温度変動や電源電圧変動、或いは回路部品のばらつき等の影響を受けない角速度センサを得ることができる。又、同期パルス作成部に位相調整機能を設けたので、同期検波タイミングを正確に調整することができ、検波損失（ロス）が無い最高感度のＤＣ検出信号を得ることができるコリオリ出力検出部を構成することができる。

更に、温度補償用関数発生部においては、被温度補償特性と逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生させて補償するので、精度が良い温度補償特性を得ることができる。又、補正係数設定部において、圧電振動子及び回路素子の製造ばらつきを補正するための、補正係数を設定しているので、歩留まりが良い角速度センサを製造することができると共に、全て半導体集積回路の製造プロセスに合致する素子で構成ができるため、極めて経済的である。

請求項３に係る発明によれば、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗と逆の温度係数を持つ抵抗の温度係数とがキャンセルされるので、温度補償型増幅回路自身の温度係数を無くすことができ、可変抵抗として用いるＭＯＳトランジスタのオン抵抗が温度係数を持っていても、温度補償用関数発生部から出力される温度補償用関数に１対１に対応した温度補償を行うことができる温度補償型増幅回路を構成することができると共に、全て半導体集積回路の製造プロセスに合致する素子で構成できるため、極めて経済的である。

請求項４に係る発明によれば、温度補償用抵抗に、圧電振動子の温度係数の１／Ｎの温度係数を持つ抵抗体を用いたので、特に温度係数が大きな圧電振動子であっても、反転増幅回路の各段は、各々その１／Ｎだけの温度補償を行えばよいので、例えば、集積回路における抵抗体として広く用いられているポリシリコン抵抗等の場合には、シート抵抗値が製造上適切な範囲で自由に選択でき、プロセスばらつきが小さく、精度の良い集積回路を得ることができる。即ち、接続段数Ｎを増加してゆけば極めて大きな温度係数を持っている圧電振動子であっても、安定な温度特性を持つ角速度センサを実現することができる。更に、その抵抗体は外部制御が不要であるため、いわゆる自律制御方式になるので、温度補償用関数発生回路からの制御信号が不要になり、回路が簡単になって、チップ面積が小さな集積回路を得ることができる。

請求項５に係る発明によれば、利得切替回路は、起動時の利得を１よりも大きく設定してあるので、起動時間が短かくすることができると共に、定常発振に移行する際の利得切替回路の設定最大利得を３以下にしてあるため、この時の位相回転量が設定利得１の場合と比較して、例えば、演算増幅器（以下「オペアンプ」という。）の利得帯域幅積が１ＭＨｚ且つ発振周波数が１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚの場合には、切替りの前後において５度以内と小さくすることができ、起動不良が無く、且つ起動時間が短かい安定な発振部を得ることができる。更に、オペアンプの利得帯域幅積が１ＭＨｚ程度の小さな、即ち回路バイアス電流の小さな、ローパワーのオペアンプが使用できるので、低消費電力の角速度センサを実現することができる。

請求項６に係る発明によれば、起動検出回路を半導体集積回路にしたときに、整流回路におけるＰＮ接合ダイオードや、低域フィルタにおける大容量キャパシタを不要にすることができるので、外付け部品が全く無く、しかも全ての素子が低電圧動作が可能になるように構成でき、例えば、３Ｖ電源で動作可能な集積回路を得ることができる。即ち、回路内の中間電位の中で整流器として用いるための純粋なＰＮ接合を有するダイオードは、ＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）型集積回路では構成することができないので、当該ダイオードは外付け部品になってしまい、不経済であるため、当該部品をチップ内に内蔵することにより、経済的なアプリケーション（応用）製品を提供することができる。

角速度センサにおいて、周波数帯域制限手段は、利得切替回路の出力電圧に対する高周波成分を除去する低域フィルタと、補正係数に応じた増幅度によって前記低域フィルタの出力電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路の出力電圧に対する低周波成分を除去する高域フィルタとで構成している。ＡＧＣ手段は、基準となる所定の振幅値を出力する基準電源回路と、圧電振動子の起動完了後におけるＡＣ駆動電圧の振幅値を検出して出力する振幅情報検出回路と、前記ＡＣ駆動電圧の振幅値と前記所定の振幅値とを比較して前記誤差分を求める比較回路と、前記誤差分を帰還する帰還回路と、前記帰還回路からの前記誤差分に基づき、前記高域フィルタの出力電圧に対する利得を制御して発振部の発振ループゲインが１になるように制御するＡＧＣ回路とで構成している。

第２の温度補償回路は、差動増幅回路の出力電圧に対する低周波成分を除去する高域フィルタと、温度補償用関数に基づいて高域フィルタの出力電圧に対する温度補償を行う第２の温度補償型増幅回路とで構成している。検波手段は、同期パルスに基づき、第２の温度補償型増幅回路の出力電圧に対し同期検波を行ってコリオリ力の方向と大きさを検出する同期検波回路と、前記同期検波回路の出力電圧に対する前記ＤＣ成分を抽出して前記ＤＣ検出電圧を出力する低域フィルタとで構成している。調整補償回路は、補正係数に基づいてＤＣ検出電圧の感度設定を行うフルスケール調整回路と、温度補償用関数に基づき、前記フルスケール調整回路で設定された感度の温度補償を行うフルスケール温度補償増幅回路とで構成している。オフセット調整回路は、温度補償用関数に基づいてフルスケール温度補償増幅回路の出力電圧のゼロ点ドリフトの温度補償を行うＤＣオフセット調整回路と、前記ＤＣオフセット調整回路の出力電圧に対し緩衝増幅を行ってＤＣ検出信号を出力する出力回路とで構成している。

（構成）
図１は、本発明の実施例１を示す角速度センサの構成図である。

この角速度センサは、例えば、図２と同一の原理に基づくものであり、音叉型水晶振動子等の圧電振動子１１を有している。圧電振動子１１の所定箇所には、この圧電振動子１１を駆動するための第１の駆動電極１２ａ及び第２の駆動電極１２ｂと、該圧電振動子１１に加わる角速度ωに応じた（例えば、比例した）電荷を検出するための第１の検出電極１３ａ及び第２の検出電極１３ｂとが設けられている。駆動電極１２ａ，１２ｂには、圧電振動子１１の特定方向の振動を励起するためのＡＣ駆動電圧を該駆動電極１２ｂに供給するための発振部２０が接続されている。検出電極１３ａ，１３ｂには、圧電振動子１１に加わる角速度ωに比例したＤＣ検出信号Ｓｏｕｔを出力するコリオリ出力検出部４０が接続されている。これらの発振部２０及びコリオリ出力検出部４０には、同期パルス作成部６０及び温度補償用関数発生部７０が接続され、更に、そのコリオリ出力検出部４０に、圧電振動子／回路増幅を補正するための補正係数設定部８０が接続されている。

発振部２０には、駆動電極１２ａに接続された第１のＩ／Ｖ変換回路２１と、第１の温度補償回路である温度補償型増幅回路２２と、圧電振動子１１の駆動電極１２ｂに接続されて該圧電振動子１１の起動状態を検出する起動検出回路２３とが設けられている。Ｉ／Ｖ変換回路２１は、駆動電極１２ａから出力される駆動電流を変換駆動電圧に変換する回路であり、この出力側に温度補償型増幅回路２２が接続されている。温度補償型増幅回路２２は、温度補償用関数発生部７０から出力される温度補償用関数に基づき、Ｉ／Ｖ変換回路２１からの変換駆動電圧の温度補償を行う回路であり、この出力側に利得切替回路２４が接続されている。利得切替回路２４は、起動検出回路２３から出力される起動検出信号に基づき、温度補償型増幅回路２２から出力される温度補償済み電圧に対し、発振開始時には利得を大きく、かつ定常発振時には発振部２０のループゲインが適正な範囲に入るようにするための回路である。利得切替回路２４の出力側には、周波数帯域制限手段（例えば、低域フィルタ２５、増幅回路２６及び高域フィルタ２７）が接続されている。

発振部２０には更に、発振振幅の基準値となる所定の振幅値を与える基準電源回路２８と、振幅情報検出回路２９とが設けられている。振幅情報検出回路２９は、圧電振動子１１の駆動電極１２ｂに接続されて該圧電振動子１１の振幅情報（ＡＣ駆動電圧の振幅値）を検出する回路であり、この振幅情報検出回路２９及び基準電源回路２８の出力側に比較回路３０が接続されている。比較回路３０は、基準電源回路２８からの所定の振幅値と幅情報検出回路２９からのＡＣ駆動電圧の振幅値との誤差分を求める回路であり、この出力側が帰還回路３１を介してＡＧＣ回路３２に接続されている。ＡＧＣ回路３２は、高域フィルタ２７の出力側に接続され、帰還回路３１からの誤差分に基づいて発振ループゲインを１に保つための回路であり、この回路から出力されるＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔが、駆動電極１２ｂ、振幅情報検出回路２９、起動検出回路２３、及び出力端子３３へ供給されるようになっている。これらの基準電源回路２８、振幅情報検出回路２９、比較回路３０、帰還回路３１及びＡＧＣ回路３２により、ＡＧＣ手段が構成されている。

コリオリ出力検出部４０は、第１、第２の検出電極１３ａ，１３ｂからのコリオリ出力検出電流をそれぞれ第１、第２の検出電圧に変換する第２、第３のＩ／Ｖ変換回路４１ａ，４１ｂを有し、この各出力側に第１、第２の電圧調整回路である２つの変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂがそれぞれ接続されている。各変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ ｂは、補正係数設定部８０から与えられる補正係数に基づき、クロストーク等の同相信号をキャンセルするための準備を行う（即ち、同相信号の振幅と位相とを一致させる）ための回路であり、これらの出力側に差動増幅回路４３が接続されている。差動増幅回路４３は、２つの変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂの出力電圧の差を増幅し、発振部２０の駆動電圧等によるクロストークの同相信号をキャンセルする機能を有しており、この出力側に、第２の温度補償回路（例えば、高域フィルタ４４及び温度補償型増幅回路４５）が接続されている。温度補償型増幅回路４５は、温度補償用関数発生部７０から与えられる温度補償用関数に基づき、圧電振動子１１の出力温度特性を補償するための回路であり、この出力側に検波手段（例えば、同期検波回路４６及び低域フィルタ４７）が接続されている。

同期検波回路４６は、同期パルス作成部６０から与えられる同期パルスに基づき、差動増幅回路４３から出力されたコリオリ出力電圧の同期検波を行う回路であり、この出力側に、ＤＣ信号を取り出すための低域フィルタ４７が接続されている。低域フィルタ４７の出力側には、調整補償回路（例えば、フルスケール調整回路４８及びフルスケール温度補償増幅回路４９）が接続されている。フルスケール調整回路４８は、補正係数設定部８０から与えられる補正係数に基づいてＤＣ出力感度を設定するための回路であり、この出力側に、フルスケール温度補償増幅回路４９が接続されている。フルスケール温度補償増幅回路４９は、関数発生部７０から与えられる温度補償用関数に基づき、コリオリ出力電圧の温度変化による感度を調整する回路であり、この出力側に、オフセット調整回路（例えば、ＤＣオフセット調整回路５０及び出力回路５１）が接続されている。ＤＣオフセット調整回路５０は、関数発生部７０から与えられる温度調整用関数に基づき、ゼロ点ドリフトを補償するための回路であり、この出力側に出力回路５１が接続されている。出力回路５１は、ＤＣオフセット調整回路５０の出力電圧に対して緩衝増幅を行い、ＤＣ検出信号Ｓｏｕｔを出力端子５２へ出力する回路である。

発振部２０とコリオリ出力検出部４０に接続された同期パルス作成部６０は、増幅回路６１、位相調整回路６２、及び波形整形回路６３により構成されている。増幅回路６１は、温度補償型増幅回路２２の出力側に接続され、補正係数設定部８０から与えられる補正係数に基づいた増幅度で、該温度補償型増幅回路２２からの温度補償済み電圧を増幅する回路であり、この出力側に位相調整回路６２が接続されている。位相調整回路６２は、増幅回路６１の出力電圧の同期検波を行うための検波タイミングを調整する回路であり、この出力側に波形整形回路６３が接続されている。波形整形回路６３は、位相調整回路６２の出力電圧をパルス波形に変換して同期パルスを生成し、この同期パルスを同期検波回路４６に与える回路である。

発振部２０とコリオリ出力検出部４０に接続された関数発生部７０は、圧電振動子１１の周囲温度を検出する温度センサ７１と、この出力側に接続された温度補償用関数回路７２とから構成されている。温度補償用関数回路７２は、温度センサ７１の出力電圧に基づき、圧電振動子１１の発振特性と検出特性を補償するための逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生する回路であり、この出力側が、発振部２０内の温度補償型増幅回路２２と、コリオリ出力検出部４０内の温度補償型増幅回路４５、フルスケール温度補償増幅回路４９及びＤＣオフセット調整回路５０とに接続されている。

発振部２０とコリオリ出力検出部４０に接続された補正係数設定部８０は、圧電振動子１１と、電子回路を構成する発振部２０、コリオリ出力検出部４０及び同期パルス作成部６０とにおける、製造時の固定偏差分及び製造ばらつき等の補正を行うものであり、例えば、記憶素子８１で構成されている。記憶素子８１の出力側は、発振部２０内の増幅回路２６と、コリオリ出力検出部４０内の変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂ及びフルスケール調整回路４８と、同期パルス作成部６０内の増幅回路６１とに接続されている。

（動作）
図１の角速度センサにおける発振部２０の動作（ａ）と、コリオリ出力検出部４０の動作（ｂ）と、同期パルス作成部６０の動作（ｃ）と、温度補償用関数発生部７０の動作（ｄ）と、補正係数設定部８０の動作（ｅ）とを説明する。

（ａ） 発振部２０の動作
電源電圧を印加して、圧電振動子１１を振動させるための起動時においては、起動検出回路２３からの出力が無いため、この出力を受けて、発振ループゲインの切替え設定を行う利得切替回路２４の利得が大きくなるように動作し、発振ループゲインが１よりも大きくなる。発振ループゲインが１より大きな状態になったＡＧＣ回路３２からのＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔは、駆動電極１２ｂに与えられ、圧電振動子１１が振動を開始する。

圧電振動子１１が振動を開始すると、駆動電極１２ａから出力された駆動電流が、Ｉ／Ｖ変換回路２１で変換駆動電圧に変換される。このＩ／Ｖ変換回路２１の変換駆動電圧は、まだ利得が大きい状態の利得切替回路２４で増幅され、低域フィルタ２５で高周波成分が除去され、一定の増幅度を持った増幅回路２６で増幅され、高域フィルタ２７で低周波成分が除去され、ＡＧＣ回路３２を介して駆動電極１２ｂに与えられる。そのため、圧電振動子１１の特定方向の振動が促進され、この振動子１１が速やかに起動する。

圧電振動子１１が起動を完了すると、ＡＧＣ回路３２から出力されたＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔが起動検出回路２３に入力するので、この起動検出回路２３から出力される起動検出信号は、利得切替回路２４の利得を、発振ループゲインを１に設定できるように、小さくする方向に切替わる。そのため、ＡＧＣ回路３２からのＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔにより、圧電振動子１１が一定の振幅で特定方向の振動を継続する。この時のＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔは、基準電源回路２８によって予め所定の振幅値を決めておき、振幅情報検出回路２９からの振幅値を比較回路３０によって比較し、この誤差分を帰還回路３１を介してＡＧＣ回路３２にフィードバックすることで、振幅が一定に保たれる。

（ｂ） コリオリ出力検出部４０の動作
一定の周波数で特定方向に振動している圧電振動子１１に角速度ωが加わると、この圧電振動子１１にコリオリ力Ｆが作用し、該圧電振動子１１の特定方向に対して直交する方向の振動が生まれ、この振動によって圧電振動子１１に発生する電荷が検出電極１３ａ，１３ｂによって検出され、このコリオリ出力検出電流が該検出電極１３ａ，１３ｂから出力される。この検出電流は、それぞれＩ／Ｖ変換回路４１ａ，４１ｂで検出電圧に変換され、これらの検出電圧が、それぞれ変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂによって同相成分の振幅と位相が調整され、差動増幅回路４３によって同相成分がキャンセルされ、逆相成分であるコリオリ成分のみが抽出され、高域フィルタ４４へ送られる。

高域フィルタ４４において低周波成分が除去され、温度補償型増幅回路４５で逆相成分（コリオリ成分）の温度補償が行われ、同期検波回路４６へ送られる。同期検波回路４６において、同期パルス作成部６０内の波形整形回路６３からの同期パルスにより、コリオリ力の方向と大きさを検出するために同期検波が行われ、低域フィルタ４７によって高周波成分が除去されてＤＣ成分が抽出された後に、フルスケール調整回路４８へ送られる。フルスケール調整回路４８により、角速度センサとしての感度設定が行われ、更に、フルスケール温度補償増幅回路４９により、感度の温度補償が行われ、温度による感度変動が補償される。フルスケール温度補償増幅回路４９の出力電圧は、ＤＣオフセット調整回路５０によってゼロ点ドリフトの温度補償が行われ、出力回路５１から、角速度ωに比例したＤＣ検出信号Ｓｏｕｔが出力端子５２へ出力される。

（ｃ） 同期パルス作成部６０の動作
同期パルス作成部６０は、発振部２０内の温度補償型増幅回路２２からの温度補償済み電圧を基準にして同期検波回路４６を制御することで同期検波を行う、検波のタイミングパルス（同期パルス）を発生する回路である。発振部２０内の温度補償型増幅回路２２から出力された温度補償済み電圧は、増幅回路６１で増幅され、検波のタイミングを設定する位相調整回路６２により位相が調整された後、波形整形回路６３で波形整形されてタイミングパルス（同相パルス）が作成され、コリオリ出力検出部４０内の同期検波回路４６へ送られて同期検波が行われる。

（ｄ） 温度補償用関数発生部７０の動作
温度補償用関数発生部７０は、圧電振動子１１と、これに接続された発振部２０及びコリオリ出力検出部４０内の回路との、温度係数と逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生する回路である。温度センサ７１からの温度情報を基に、温度補償用関数回路７２により、前記温度係数をキャンセルするための逆の温度係数を有するｎ次関数が発生され、このｎ次関数が、発振部２０内の温度補償型増幅回路２２と、コリオリ出力検出部４０内の温度補償型増幅回路４５、フルスケール温度補償増幅回路４９及び直流オフセット調整回路５０とに送られ、所定の温度補償が行われる。

（ｅ） 補正係数設定部８０の動作
補正係数設定部８０は、圧電振動子１１と、発振部２０内の回路と、コリオリ出力検出部４０内の回路との製造ばらつき等に起因する初期ばらつきを補正するための、増幅度の補正係数を設定する回路である。補正係数設定部８０は、外部からの書込みが可能な記憶素子８１で構成され、これから読出された補正係数が、発振部２０内の増幅回路２６と、コリオリ出力検出部４０内の変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂ及びフルスケール調整回路４８と、同期パルス作成部６０内の増幅回路６１とに送られ、初期ばらつきが補正される。

（効果）
本実施例１では、次の（１）〜（９）のような効果がある。

（１） 圧電振動子１１の駆動電極１２ａからの駆動電流は、Ｉ／Ｖ変換回路２１によって変換駆動電圧に変換し、この変換駆動電圧に対し、これとは逆の温度係数を持つ温度補償型増幅回路２２によって温度に対する補償を行うので、温度に対する出力電圧振幅特性がほぼ平坦になり、広範囲の温度補償が確実にできるようになり、温度係数が大きな圧電振動子１１でも安定な発振ができる。

（２） 温度補償型増幅回路２２から出力される温度補償済み電圧を利得切替回路２４に入力し、且つ発振の起動を検出する起動検出回路２３からの起動検出信号を該利得切替回路２４に入力して、発振開始以前には発振ループゲインを１よりも大きな利得に設定し、且つ発振の起動が検出された時にはその利得を減少させ、発振部２０のループゲインを１に導くことができるので、発振起動時間を飛躍的に短縮させることができる。

（３） 基準電源回路２８により、予め発振振幅基準値である所定の振幅値を設定し、振幅情報検出回路２９からの振幅情報（ＡＣ駆動電圧の振幅値）を比較回路３０によって比較を行い、この誤差分を帰還回路３１を介してＡＧＣ回路３２に入力することにより、温度変動の影響を受けない、安定な発振部２０を得ることができる。

（４） 圧電振動子１１の検出電極１３ａ，１３ｂからのコリオリ出力検出電流は、各Ｉ／Ｖ変換回路４１ａ，４１ｂによって検出電圧に変換し、この検出電圧を変換出力電圧調整回路４２ａ，４２ｂから差動増幅回路４３へ入力するので、キャンセルすべき不要の同相信号の振幅と位相を正確に制御でき、差動増幅回路４３の直流オフセット出力を除くことができる。

（５） 差動増幅回路４３の出力電圧は、高域フィルタ４４を介し、温度補償型増幅回路４５によって出力電圧の温度補償を行い、温度依存性がほぼ平坦な出力電圧特性になるため、コリオリ出力が大きな温度係数を持っている場合でも、確実に温度補償を行うことができ、温度依存性の無いコリオリ出力を得ることができる。

（６） 温度補償型増幅回路４５からの出力電圧は、同期パルス作成部６０からの同期パルスによって動作する同期検波回路４６によって検波し、ＤＣ成分を取出すための低域フィルタ４７を介し、フルスケール調整回路４８によって感度調整を行った後、フルスケール温度補償増幅回路４９によって感度に対する温度補償を行う。更に、フルスケール温度補償増幅回路４９の出力は、ＤＣオフセット調整回路５０によりゼロ点ドリフトの温度補償を行い、出力回路５１を介して出力端５２にＤＣ検出信号Ｓｏｕｔを出力することによって、温度変動の影響を受けないコリオリ出力の検出ができるため、温度変動や電源電圧変動、或いは回路部品のばらつき等の影響を受けない角速度センサを得ることができる。

（７） 同期パルス作成部６０内に位相調整回路６２を設けたので、同期検波タイミングを正確に調整することができ、検波ロスが無い最高感度のＤＣ検出信号Ｓｏｕｔを得ることができるコリオリ出力検出部４０を構成することができる。

（８） 温度補償用関数発生部７０においては、被温度補償特性と逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生させて補償するので、精度が良い温度補償特性を得ることができる。

（９） 補正係数設定部８０においては、圧電振動子１１及び回路素子の製造ばらつき等を補正するための、補正係数を外部から書込みができるので、歩留まりが良い角速度センサを製造することができると共に、全て半導体集積回路の製造プロセスに合致する素子で構成ができるため、極めて経済的である。

（構成）
図３は、本発明の実施例２を示す図１の発振部２０内の温度補償型増幅回路２２やコリオリ出力検出部４０内の温度補償型増幅回路４５の回路図である。

この温度補償型増幅回路は、図１のＩ／Ｖ変換回路２１或いは高域フィルタ４４の出力側に接続される入力端子１０１を有し、この入力端子１０１にオペアンプ１０２の非反転入力端子が接続されている。オペアンプ１０２の出力側の出力端子１０３は、図１の利得切替回路２４或いは同期検波回路４６の入力側に接続される。オペアンプ１０２の反転入力端子と出力側の出力端子１０３との間には、一方の帰還抵抗１０４が接続されている。オペアンプ１０２の反転入力端子とグランドとの間には、他方の帰還抵抗である抵抗１０５とディプレッション型ＭＯＳトランジスタ（以下「ＤＭＯＳ」という。）１０４とが直列に接続されている。抵抗１０５は、可変抵抗として用いられるＤＭＯＳ１０６のオン抵抗の温度係数と逆の温度係数を持っている。ＤＭＯＳ１０６のゲート側の制御信号入力端子１０７は、図１の温度補償用関数発生部７０の入力側に接続される。

（動作）
図１の温度補償用関数発生部７０から出力された関数が、制御信号入力端子１０７に入力されると、その関数に応じた増幅度により、入力端子１０１の入力電圧がオペアンプ１０２で増幅され、出力端子１０３から出力される。

（効果）
本実施例２では、ＤＭＯＳ１０６のオン抵抗と、逆の温度係数を持つ抵抗１０５の温度係数とが、キャンセルされるので、図３の温度補償型増幅回路自身の温度係数を無くすことができる。そのため、可変抵抗として用いるＤＭＯＳ１０６のオン抵抗が温度係数を持っていても、図１の温度補償用関数発生部７０から与えられる温度補償用関数に１対１に対応した温度補償を行うことができる温度補償型増幅回路を実現できると共に、全て半導体集積回路の製造プロセスに合致する素子で構成できるため、極めて経済的である。

（構成）
図４は、本発明の実施例３を示す図１の発振部２０内の温度補償型増幅回路２２やコリオリ出力検出部４０内の温度補償型増幅回路４５の他の構成の回路図である。

この温度補償型増幅回路は、オペアンプを用いた同一回路構成の反転増幅回路が複数（Ｎ）段（例えば、Ｎ＝２）、縦続接続されて構成されている。１段目の反転増幅回路は、図１のＩ／Ｖ変換回路２１或いは高域フィルタ４４の出力側に接続される入力端子１１１を有し、この入力端子１１１に、一方の帰還抵抗１１２を介してオペアンプ１１３の反転入力端子が接続されている。オペアンプ１１３の反転入力端子と出力端子との間には、他方の帰還抵抗１１４が接続され、更に、そのオペアンプ１１３の非反転入力端子がグランドに接続されている。帰還抵抗１１２は、圧電振動子１１の温度係数の１／Ｎ（例えば、１／２）の温度係数を持つ抵抗体により構成されている。

オペアンプ１１３の出力端子には、２段目の反転増幅回路が接続されている。２段目の反転増幅回路は、１段目の反転増幅回路と同様に、一方の帰還抵抗１１５、オペアンプ１１６、及び他方の帰還抵抗１１７より構成されている。オペアンプ１１６の出力側の出力端子１１８は、図１の利得切替回路２４或いは同期検波回路４６の入力側に接続される。

（動作）
入力端子１１１の入力電圧がオペアンプ１１で反転増幅され、これが更にオペアンプ１１６で反転増幅され、出力端子１１８から出力される。

（効果）
本実施例３では、次の（１）、（２）のような効果がある。

（１） 温度補償用抵抗１１２及び１１５は、圧電振動子１１の温度係数の１／Ｎ（例えば、Ｎ＝２）の温度係数を持つ抵抗体で構成したので、特に温度係数が大きな圧電振動子１１であっても、反転増幅回路の各段は、各々その１／Ｎだけの温度補償を行えばよい。そのため、例えば、集積回路における抵抗体として広く用いられているポリシリコン抵抗等の場合には、シート抵抗値が製造上適切な範囲で自由に選択できるので、プロセスばらつきが小さく、精度の良い集積回路を得ることができる。即ち、反転増幅回路の接続段数Ｎを増加してゆけば、極めて大きな温度係数を持っている圧電振動子１１であっても、安定な温度特性を持つ角速度センサを実現することができる。

（２） 抵抗１１２，１１５は外部制御が不要であるため、いわゆる自律制御方式になるので、図１の温度補償用関数発生部７０からの制御が不要になり、回路が簡単になって、チップ面積が小さな集積回路を得ることができる。

（構成）
図５は、本発明の実施例４を示す図１の利得切替回路２４の回路図である。
この利得切替回路は、図１の温度補償型増幅回路２２の出力側に接続される入力端子１２１を有し、この入力端子１２１にオペアンプ１２２の非反転入力端子が接続されている。オペアンプ１２２の出力側の出力端子１２３は、図１の低域フィルタ２５の入力側に接続され、その出力端子１２３とオペアンプ１２２の反転入力端子との間に、一方の帰還抵抗１２４が接続されている。オペアンプ１２２の反転入力端子とグランドとの間には、他方の帰還抵抗１２５とトランジスタスイッチ１２６とが直列に接続されている。トランジスタスイッチ１２６のゲート側の制御信号入力端子１２７は、図１の起動検出回路２３の出力側に接続される。

トランジスタスイッチ１２６がオンしている時に、この利得切替回路の利得が１よりも大きく、且つ３以下になるように、帰還抵抗１２４及び１２５の抵抗比が、予め設定されている。

（動作）
図１の発振部２０において、起動時には起動検出回路２３からの出力が無いため、出力（負論理）がトランジスタスイッチ１２６のゲートに入力されて該トランジスタスイッチ１２６がオンするので、この利得切替回路の利得が１よりも大きく、且つ３以下に設定される。すると、図１の発振部２０の発振ループゲインが１よりも大きくなるため、圧電振動子１１は発振を開始する。発振を開始すると、ＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔが起動検出回路２３に入力され、この起動検出回路２３における検出結果の出力（負論理の起動検出信号）が利得切替回路内のトランジスタスイッチ１２６のゲートに入力するため、このトランジスタスイッチ１２６がオフする。トランジスタスイッチ１２６がオフすると、これに接続されている帰還抵抗１２５がグランドから切離され、オペアンプ１２２で構成される利得切替回路は、ボルテージフォロワになるため、利得が１になると共に、ＡＧＣ回路３２によって発振ループゲインが１になるように動作し、発振が定常発振に移行する。

（効果）
本実施例４では、次の（１）、（２）のような効果がある。

（１） 本実施例４の利得切替回路は、起動時の利得を１よりも大きく設定してあるので、起動時間を短くすることができると共に、定常発振に移行する際の本実施例４の利得切替回路の設定最大利得を３以下にしてあるため、この時の位相回転量が設定利得１の場合と比較して、例えば、オペアンプ１２２の利得帯域幅積が１ＭＨｚ且つ発振周波数が１０ｋＨｚ〜３０ｋＨｚの場合には、切替りの前後において５度以内と小さくすることができる。そのため、起動不良が無く、且つ起動時間が短い安定な発振部２０を得ることができる。

（２） 例えば、オペアンプ１２２の利得帯域幅積が１ＭＨｚ程度の小さな（即ち、回路バイアス電流の小さな）、ローパワーのオペアンプが使用できるので、低消費電力の角速度センサを実現することができる。

（構成）
図６は、本発明の実施例５を示す図１の起動検出回路２３の回路図である。

この起動検出回路は、図１のＡＧＣ回路３２に接続される入力端子１３１を有し、この入力端子１３１に、整流回路１３０、低域フィルタ１４０、増幅回路１５０、波形整形回路１６０、及び出力端子１６３が縦続接続されている。

整流回路１３０は、入力端子１３１にソースが接続されたＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下「ＰＭＯＳ」という。）１３２を有し、このＰＭＯＳ１３２のゲートとドレインが接続されて等価的な整流回路が構成されている。ＰＭＯＳ１３２のゲート及びドレインは、抵抗１３３を介してグランドに接続されると共に、次段の低域フィルタ１４０に接続されている。低域フィルタ１４０は、抵抗１４１，１４３、キャパシタ１４２，１４４、及びオペアンプ１４５からなるアクティブフィルタで構成され、この出力側に増幅回路１５０が接続されている。増幅回路１５０は、オペアンプ１５１、及び帰還抵抗１５２，１５３により構成され、この出力側に波形整形回路１６０が接続されている。波形整形回路１６０は、ＰＭＯＳ１６１、及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（以下「ＮＭＯＳ」という。）１６２からなるインバータ回路で構成され、この出力側に出力端子１６３が接続されている。出力端子１６３は、図１の利得切替回路２４の入力側に接続される。

（動作）
図１の角速度センサの起動時が完了した時、ＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔが本実施例５の起動検出回路に入力される。入力端子１３１から入力したＡＣ駆動電圧Ｖｏｕｔは、ゲートとドレインとを接続したＰＭＯＳ１３２からなる等価的な整流回路で整流され、負荷抵抗１３３へ出力される。この出力電圧は、アクティブフィルタで構成した低域フィルタ１４０にてＤＣ成分が抽出された後、増幅回路１５０にて論理レベルまで増幅される。増幅回路１５０の出力電圧は、波形整形回路１６０にて論理変換され、整流回路１３０に入力が無い時には出力端子１６３からＨレベルを出力し、有るときには該出力端子１６３からＬレベルを出力する。このＨレベル又はＬレベルにより、図１の利得切替回路２４が制御される。

（効果）
本実施例５では、起動検出回路を半導体集積回路にした時に、整流回路１３０におけるＰＮ接合ダイオードや、低域フィルタ１４０における大容量キャパシタ１４２及び１４４を不要にすることができる。そのため、外付け部品が全く無く、しかも全ての素子が低電圧動作が可能になるように構成できるので、例えば、３Ｖ電源で動作可能な集積回路を得ることができる。即ち、回路内の中間電位の中で整流器として用いるための純粋なＰＮ接合を有するダイオードは、ＣＭＯＳ型集積回路では構成することができないので、当該ダイオードは外付け部品になってしまい、不経済であるため、当該部品をチップ内に内蔵することにより、経済的なアプリケーション製品を提供することができる。

本発明は、上記実施例に限定されず、種々の変形が可能である。この変形例である実施例６としては、例えば、次の（Ａ）〜（Ｃ）のようなものがある。

（Ａ） 図１の圧電振動子１１は、音叉型水晶振動子を例にとって説明したが、音叉型以外の音片型、Ｈ型、リング型等の他の形式のものを用いたり、振動子材料として水晶以外の他の圧電材料を用いることも可能である。更に、駆動電極１２ａ，１２ｂや検出電極１３ａ，１３ｂの数や配置位置等は、適宜変更可能である。

（Ｂ） 図１の発振部２０とコリオリ出力検出部４０及び同期パルス作成部６０は、補償回路や増幅回路等を省略して、より簡単な回路構成にすることも可能である。

（Ｃ） 温度補償型増幅回路２２，４５、利得切替回路２４、或いは起動検出回路２３は、図示以外の素子等を用いて他の回路構成に変更することも可能である。更に、図１の構成部の各部分は、個別に切り離して、角速度センサ以外の他の回路や装置にも適用可能である。

本発明の実施例１を示す角速度センサの構成図である。 角速度センサの原理を示す図である。 本発明の実施例２を示す温度補償型増幅回路の構成図である。 本発明の実施例３を示す温度補償型増幅回路の構成図である。 本発明の実施例４を示す利得切替回路の構成図である。 本発明の実施例５を示す起動検出回路の構成図である。

符号の説明

１１ 圧電振動子
１２ａ，１２ｂ 駆動電極
１３ａ，１３ｂ 検出電極
２０ 発振部
２１，４１ａ，４１ｂ Ｉ／Ｖ（電流／電圧）変換回路
２２，４５ 温度補償型増幅回路
２３ 起動検出回路
２４ 利得切替回路
２５，４７ 低域フィルタ
２６，６１ 増幅回路
２７，４４ 高域フィルタ
２８ 基準電源回路
２９ 振幅情報検出回路
３０ 比較回路
３１ 帰還回路
３２ ＡＧＣ（自動利得制御）回路
４０ コリオリ出力検出部
４２ａ，４２ｂ 変換出力電圧調整回路
４６ 同期検波回路
４８ フルスケール調整回路
４９ フルスケール温度補償増幅回路
５０ ＤＣ（直流）オフセット調整回路
５１ 出力回路
６０ 同期パルス作成部
６２ 位相調整回路
６３ 波形整形回路
７０ 温度補償用関数発生部
７１ 温度センサ
７２ 温度補償用関数回路
８０ 補正係数設定部
８１ 記憶素子

Claims (6)

1. 第１及び第２の駆動電極と第１及び第２の検出電極とを有し、前記第２の駆動電極に交流駆動電圧が印加されると、特定方向の振動が励起されて前記第１の駆動電極から駆動電流が出力され、外部から角速度が加えられると、前記角速度に応じた電荷が前記第１及び第２の検出電極により検出されて前記第１及び第２の検出電極からコリオリ出力検出電流が出力される圧電振動子と、
   前記圧電振動子の発振特性と検出特性を補償するための逆の温度係数を持つ温度補償用関数を発生する温度補償用関数発生部と、
   構成素子の製造ばらつきを補正するための補正係数を設定する補正係数設定部と、
   前記駆動電流を電圧に変換して温度補償を行った温度補償済み電圧を生成し、前記温度補償済み電圧から前記交流駆動電圧を生成して前記第２の駆動電極に供給する発振部と、
   前記補正係数に基づいて前記温度補償済み電圧を増幅した後に位相調整を行い、同期検波用の同期パルスを作成して出力する同期パルス作成部と、
   前記同期パルスに基づいて前記コリオリ出力検出電流の同期検波を行い、前記角速度に応じた直流検出信号を生成して出力するコリオリ出力検出部とを備えた角速度センサであって、
   前記発振部は、
   前記駆動電流を電圧に変換して変換駆動電圧を出力する第１の電流／電圧変換回路と、
   前記温度補償用関数に基づいて前記変換駆動電圧の温度補償を行い、前記温度補償済み電圧を生成して出力する第１の温度補償回路と、
   前記交流駆動電圧に基づき、前記圧電振動子の起動状態を検出して起動検出信号を出力する起動検出回路と、
   前記起動検出信号に基づいて前記温度補償済み電圧に対し、発振開始時には利得を大きく、且つ定常発振時には前記発振部のループゲインが適正な範囲に入るように利得を切替える利得切替回路と、
   前記利得切替回路の出力電圧に対して周波数帯域を制限すると共に、前記補正係数に応じた増幅度で増幅する周波数帯域制限手段と、
   前記圧電振動子の起動完了後における前記交流駆動電圧の振幅値と所定の振幅値との誤差分を求め、前記誤差分がゼロになるように前記周波数帯域制限手段の出力電圧に対する利得を制御し、前記交流駆動電圧の振幅値を一定に保持する自動利得制御手段とを備え、
   前記コリオリ出力検出部は、
   前記第１の検出電極から出力される前記コリオリ出力検出電流を電圧に変換して第１の検出電圧を出力する第２の電流／電圧変換回路と、
   前記記第２の検出電極から出力される前記コリオリ出力検出電流を電圧に変換して第２の検出電圧を出力する第３の電流／電圧変換回路と、
   前記補正係数に基づき、前記第１の検出電圧における同相成分の振幅と位相を調整する第１の電圧調整回路と、
   前記補正係数に基づき、前記第２の検出電圧における同相成分の振幅と位相を調整する第２の電圧調整回路と、
   前記第１及び第２の電圧調整回路の出力電圧を差動増幅し、同相成分を除去して逆相成分であるコリオリ成分を抽出する差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路の出力電圧に対して周波数帯域を制限すると共に、前記温度補償用関数に基づいて温度補償を行う第２の温度補償回路と、
   前記同期パルスに基づき、前記第２の温度補償回路の出力電圧に対し同期検波を行ってコリオリ力の方向と大きさを検出すると共に、周波数帯域を制限し直流成分を抽出して直流検出電圧を出力する検波手段と、
   前記補正係数に基づいて前記直流検出電圧の感度設定を行うと共に、前記温度補償用関数に基づいて前記設定された感度の温度補償を行う調整補償回路と、
   前記温度補償用関数に基づいて前記調整補償回路の出力電圧のゼロ点ドリフトの温度補償を行い、前記直流検出信号を出力するオフセット調整回路とを備えたことを特徴とする角速度センサ。
2. 前記第１の温度補償回路は、第１の温度補償型増幅回路で構成し、
   前記周波数帯域制限手段は、前記利得切替回路の出力電圧に対する高周波成分を除去する低域フィルタと、前記補正係数に応じた増幅度によって前記低域フィルタの出力電圧を増幅する増幅回路と、前記増幅回路の出力電圧に対する低周波成分を除去する高域フィルタとで構成し、
   前記自動利得制御手段は、基準となる前記所定の振幅値を出力する基準電源回路と、前記圧電振動子の起動完了後における前記交流駆動電圧の振幅値を検出して出力する振幅情報検出回路と、前記交流駆動電圧の振幅値と前記所定の振幅値とを比較して前記誤差分を求める比較回路と、前記誤差分を帰還する帰還回路と、前記帰還回路からの前記誤差分に基づき、前記高域フィルタの出力電圧に対する利得を制御して前記発振部の発振ループゲインが１になるように制御する自動利得制御回路とで構成し、
   前記第２の温度補償回路は、前記差動増幅回路の出力電圧に対する低周波成分を除去する高域フィルタと、前記温度補償用関数に基づいて前記高域フィルタの出力電圧に対する温度補償を行う第２の温度補償型増幅回路とで構成し、
   前記検波手段は、前記同期パルスに基づき、前記第２の温度補償型増幅回路の出力電圧に対し同期検波を行ってコリオリ力の方向と大きさを検出する同期検波回路と、前記同期検波回路の出力電圧に対する前記直流成分を抽出して前記直流検出電圧を出力する低域フィルタとで構成し、
   前記調整補償回路は、前記補正係数に基づいて前記直流検出電圧の感度設定を行うフルスケール調整回路と、前記温度補償用関数に基づき、前記フルスケール調整回路で設定された感度の温度補償を行うフルスケール温度補償増幅回路とで構成し、
   前記オフセット調整回路は、前記温度補償用関数に基づいて前記フルスケール温度補償増幅回路の出力電圧のゼロ点ドリフトの温度補償を行う直流オフセット調整回路と、前記直流オフセット調整回路の出力電圧に対し緩衝増幅を行って前記直流検出信号を出力する出力回路とで構成したことを特徴とする請求項１記載の角速度センサ。
3. 前記第各温度補償型増幅回路は、演算増幅器と、前記演算増幅器における帰還抵抗の一辺に接続され、前記温度補償用関数によりゲート制御されるＭＯＳトランジスタと、前記ＭＯＳトランジスタに接続され、前記ＭＯＳトランジスタのオン抵抗の温度係数と逆極性の温度係数を有する抵抗とで構成したことを特徴とする請求項２記載の角速度センサ。
4. 前記各温度補償型増幅回路は、演算増幅器で構成された反転増幅回路を複数（Ｎ）段、縦続接続し、前記各演算増幅器における帰還抵抗の一辺を、前記圧電振動子の温度係数の１／Ｎの温度係数の抵抗体で構成したことを特徴とする請求項２記載の角速度センサ。
5. 前記利得切替回路は、演算増幅器と、前記演算増幅器の利得を決定する抵抗と、前記抵抗に接続され、前記起動検出信号によりオン、オフ動作するスイッチとを有し、前記発振部の起動時には、前記起動検出信号により前記スイッチがオンして利得が１よりも大きく且つ３以下に設定され、前記圧電振動子が発振を開始すると、前記起動検出信号により前記スイッチがオフして利得が１に設定される構成にしたことを特徴とする請求項２記載の角速度センサ。
6. 前記起動検出回路は、ゲート及びドレインを接続したＰチャネル型ＭＯＳトランジスタで構成した整流回路と、アクティブフィルタで構成した低域フィルタと、増幅回路と、波形整形回路とを縦続接続して構成したことを特徴とする請求項２記載の角速度センサ。

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