JP2009229171A - 同期検波回路、検出回路、物理量測定装置、ジャイロセンサおよび電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】 同期検波回路（同期検波回路を含む検出回路）の出力信号に重畳されるオフセット電圧の補償および信号経路の直流基準電圧の温度に依存した変動分の補償の双方を実現すると共に、これらの補償に伴うノイズを最小化すること。
【解決手段】 オフセット補償回路２１０からのオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと、温度補償回路２２０からの温度補償電圧ＶＴＳとを、重ね合わせの原理を用いて、同期検波回路６００の同期検波部２０９において加算する。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳは電気的に独立している。
【選択図】 図３

Description

本発明は、同期検波回路、検出回路、物理量測定装置、ジャイロセンサおよび電子機器等に関する。

センサからの電荷（物理量信号）を増幅し、同期検波によって不要信号（正規の物理量信号と位相が９０度ずれた信号）を除去し、同期検波後の信号を平滑回路（ローパスフィルタ）で平滑して直流電圧に変換し、直流電圧信号を増幅して出力する検出回路は、例えば、特許文献１に記載されている。

無入力状態では、検出回路の検出出力（直流電圧）のレベルは、信号経路の直流基準電圧（直流バイアス電圧）に一致するはずであるが、実際は、検出出力のレベルは、直流基準電圧とは異なる。実際の検出出力と直流基準電圧との差電圧は、オセット電圧と呼ばれる。すなわち、実際の検出出力は、直流基準電圧にオフセット電圧が重畳された電圧となる。オフセット電圧が生じる原因には種々のものがある。例えば、不要な漏れ信号や、無入力時のトランジスタのリーク電流等がオフセット電圧の原因となる。

オフセット電圧が存在すると、センサからの信号が無いにもかかわらず、検出回路によって信号が検出される結果となり、測定誤差が生じる。特に、センサからの入力信号（電荷）が微小であり、かつ周波数が低い場合（例えば、数百Ｈｚ程度）は、検出精度を向上させるためには、オフセット電圧の低減が必須となる。

従来、オフセット電圧をキャンセルするために、オフセットキャンセル電圧（直流基準電圧に対する電位差がオフセット電圧と同じであり、かつ、その極性が異なる電圧）を、検出回路の信号経路に重畳（加算）する方法が採用されている。

特許文献１の技術では、オフセットキャンセル電圧を、同期検波回路の入力信号（被同期検波信号）に重畳し、そのオフセットキャンセル電圧が重畳された被同期検波信号を同期検波するという手法が採用されている。
ＷＯ２００５／０６８９３９号公報

上述の特許文献１に記載の技術では、信号経路の直流基準電圧の、周囲温度に依存した変動分を補償することは考慮されていない。信号経路の直流基準電圧が周囲温度により変動すれば、同期検波後の直流電圧のレベルが変動し、検出誤差が生じる。よって、信号経路の直流基準電圧の周囲温度依存性を補償することができれば、検出精度はさらに向上する。

直流基準電圧の温度依存性をキャンセルするためには、直流基準電圧の温度オフセットとは逆の特性をもつ温度補償電圧を、検出対象の信号（交流信号）に重畳すればよい。但し、アンプの１／ｆノイズ等を考慮して、ノイズが最も低減されるように、温度補償電圧を重畳する箇所（最良の箇所）を選ぶ必要がある。

また、オフセット補償電圧と温度補償電圧は、各々が独立した電圧（相関のないパラメータ）である。よって、相関のない、互いに独立した上記２つの電圧を生成し、かつ、それらの電圧を、相関なく、独立に重畳（加算）する必要がある。

本発明は、このような考察に基づいてなされたものである。本発明の幾つかの態様によれば、検出回路の出力信号に重畳されるオフセット電圧の補償および信号経路の直流基準電圧の温度に依存した変動分の補償の双方を実現すると共に、これらの補償に伴うノイズを最小化することができ、検出回路の検出精度をさらに向上させることができる。

（１）本発明の検出回路の一態様は、交流信号を同期検波する同期検波回路であって、前記直流電圧信号に重畳されるオフセット電圧を補償するためのオフセット補償電圧を生成するオフセット補償回路と、前記検出回路内の信号経路における直流基準電圧の温度に依存した変動を補償するための温度補償電圧を生成する温度補償回路と、を有し、前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧の各々を、前記同期検波回路に入力される前記交流信号に重畳し、前記同期検波回路は、前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧が重畳された前記交流信号を同期検波する。

本態様では、オフセット補償電圧および温度補償電圧の各々を、同期検波回路に入力される交流信号に重畳する。検出回路では、交流信号を直流信号に変換すると信号振幅が低下するため、直流信号を、増幅率が大きな増幅器で増幅して出力するのが一般的である。したがって、例えば、温度補償電圧を同期検波後の信号に重畳すると、高増幅率の増幅器の１／ｆノイズに起因してＳ／Ｎが低下する。よって、交流信号を直流信号に変換するとき（つまり、同期検波のとき）に、オフセット補償電圧ならびに温度補償電圧の各々を重畳する。よって、１／ｆノイズを最も低く抑えることができる。また、オフセット補償のみならず、温度補償も実行されるため、検出回路の検出精度はさらに向上する。なお、同期検波回路は、通信分野ではミキサと呼ばれることがある。すなわち、同期検波回路も、交流を直流に変換する（周波数変換をする）機能をもつため、ミキサとみることもできる。

（２）本発明の同期検波回路の他の態様では、前記同期検波回路に含まれる、前記交流信号の電圧レベルを反転する反転アンプの第１の入力ノードの前記直流基準電圧に前記オフセット補償電圧が重畳され、前記反転アンプの第２の入力ノードの前記直流基準電圧に前記温度補償電圧が重畳され、前記反転アンプの前記第２の入力ノードの前記直流基準電圧は、前記第１の入力ノードの前記直流基準電圧から電気的に分離されている。

オフセット補償電圧と温度補償電圧は、各々が独立した電圧（相関のないパラメータ）である。よって、相関のない、互いに独立した上記２つの電圧を生成し、かつ、それらの電圧を、相関なく、独立に重畳（加算）する必要がある。

ここで、例えば、検出回路内の信号経路の直流基準電圧（直流バイアス電圧あるいはアナログ基準電圧）を“ＡＧＮＤ”と表記し、検出回路の出力信号（直流電圧）に重畳されるオフセット電圧を“Ｖｏｆｆ”と表記し、オフセット補償電圧を“Ｖｏｆｆｍ”と表記し、温度補償電圧を“ＶＴＳ”と表記する。なお、高レベル電源電圧をＶＤＤとする場合、ＡＧＮＤは、例えばＶＤＤ／２である。

Ｖｏｆｆｍ＝−Ｖｏｆｆである。つまり、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと直流基準電圧ＡＧＮＤとの電位差は、オフセット電圧Ｖｏｆｆと直流基準電圧ＡＧＮＤとの電位差と同じであり、かつ、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの直流基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性は、オフセット電圧Ｖｏｆｆの直流基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性と反対である。

オフセット電圧Ｖｏｆｆは、ＡＧＮＤに対する電位差（差電圧）で表される。オフセット電圧の発生源からの電圧が周囲温度によって変動した場合、ＡＧＮＤも同じにように変動し、よって、両電圧間の電位差は変化しないとみなすことができる。つまり、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、検出回路（ＩＣ）毎に固有の電圧であり、温度には依存しない。よって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍも、温度に依存せず一定である。

一方、温度補償電圧ＶＴＳは、直流基準電圧ＡＧＮＤ自体の温度に起因する変動分を補償するための電圧であり、周囲温度に応じて電圧値が変化する。したがって、温度に依存しない直流電圧Ｖｏｆｆｍと、温度に依存する電圧ＶＴＳと、を同じ箇所で、かつ、互いに独立に加算する必要がある。

そこで、本態様では、同期検波回路に含まれる反転アンプ（例えば、差動アンプ）を利用して、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”を、同期検波回路に入力される交流信号に並行的に加算する。この場合、反転アンプ（差動アンプ）の出力電圧は、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”の各々を反映した電圧となる。つまり、各電圧を同時に加算することができる。

オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍは、例えば、反転アンプ（差動アンプ）の反転入力端子（第１の入力ノード）に入力され、温度補償電圧ＶＴＳは、反転アンプ（差動アンプ）の非反転入力端子（第２の入力ノード）に入力される。このとき、反転アンプの非反転入力端子（温度補償電圧ＶＴＳが印加される端子）における直流基準電圧ＡＧＮＤは、反転アンプの反転入力端子（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍが印加される端子）における直流基準電圧ＡＧＮＤから電気的に分離される。これは、反転アンプの２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々に印加される電圧の独立性を維持するためである。

つまり、反転入力端子の電圧は（ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）であり、非反転入力端子の電圧は（Ｖｔｅｍp＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）となる。各端子の電圧ＶＡｏｆｆ，Ｖｔｅｍｐは、電気的に独立していなければならない。

よって、反転アンプの非反転入力端子（温度補償電圧ＶＴＳが入力される端子）における直流基準電圧ＡＧＮＤを、反転アンプの反転入力端子（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍが入力される端子）における直流基準電圧（ＡＧＮＤ）から電気的に分離できるようなレイアウト構成を採用する。これによって、反転アンプの２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々についての直流基準電圧ＡＧＮＤは、相互に電気的に分離される。よって、反転アンプの２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々に、温度補償電圧ＶＴＳとオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの各々を独立に加算することが可能となる。

（３）本発明の同期検波回路の他の態様では、前記反転アンプの前記第１の入力ノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスは、前記オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定である。

オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと、温度補償電圧ＶＴＳは、互いに独立に加算されなければならない。このためには、重ね合わせの原理を用いて、２つの補償電圧の各々を信号経路に重畳する必要がある。重ね合わせの原理は、「複数の電圧源をもつ線形電気回路において、任意の点の電圧は、各電圧源が単独に存在していた場合の和に等しい」とする原理である。重ね合わせの原理を適用するためには、信号経路の線形性を保証する必要がある。ここで、上記（２）の説明に用いた表記および例を再び用いて具体的に説明する。

例えば、反転アンプの非反転入力端子（第２の入力ノード）に温度補償電圧ＶＴＳを印加する場合、反転アンプの出力信号のレベルは、その温度補償電圧ＶＴＳのみに依存して線形に変化することが保証されなければならない（そうでなければ、ＡＧＮＤの温度によって変動する電圧成分を打ち消すことができない）。このためには、反転アンプの反転入力端子(第１の入力ノード)とオフセット補償回路との共通接続ノード（ノードＸとする）からみた、オフセット補償回路のインピーダンスが常に一定である必要がある。つまり、反転アンプの反転入力端子（第１の入力ノード）に関するオフセット補償回路のインピーダンスは、オフセット補償回路の動作状態に関係なく一定にするのが好ましい。

仮に、オフセット補償回路のインピーダンスが、オフセット補償回路の状態に応じて変動すると、ノードＸとオフセット補償回路との間に流れる電流の電流量がオフセット補償回路の状態に応じて変化することになり、ノードＸの電圧が変化し、これに対応して反転アンプの出力も変化する。この場合、反転アンプの出力は、「反転アンプの非反転入力端子に印加される温度補償電圧ＶＴＳの電圧レベルのみに応じて線形に変化する」ことにはならず、信号経路の線形性が保証されない。

そこで、本態様では、「反転アンプの第１の入力ノードからみた（つまり、第１の入力ノードに関する）オフセット補償回路のインピーダンスは、オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定である」ことを条件とするものである。したがって、オフセット補償電圧と温度補償電圧とを、重ね合わせの原理によって、相互に独立に加算することが可能である。

（４）本発明の同期検波回路の他の態様では、前記オフセット補償回路は、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換器であり、前記反転アンプの前記第１のノードからみた前記Ｒ２Ｒラダーのインピーダンスが一定である。

「反転アンプの第１のノードからみたオフセット補償回路のインピーダンスを、オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定にする」ための、オフセット補償回路の具体的な構成の一例を明記したものである。本態様では、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換器を用いる。

（５）本発明の同期検波回路の他の態様では、前記オフセット補償回路は、前記オフセット補償電圧を出力するオペアンプを有し、前記オペアンプの出力インピーダンスが一定であることによって、前記反転アンプの前記第１のノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスが一定になる。

「反転アンプの第１のノードからみたオフセット補償回路のインピーダンスを、オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定にする」ための、オフセット補償回路の具体的な構成の他の例を明記したものである。本態様では、オペアンプの出力インピーダンスが一定である（極めて低い）ことを利用して、オフセット補償電圧を生成する。例えば、オペアンプには、高レベル電源電圧ＶＤＤと、直流基準電圧ＡＧＮＤとの差電圧を増幅する。ＡＧＮＤを例えばＶＤＤ／２とする。ＶＤＤとＡＧＮＤの各々は、温度に対して同様に変動する。よって、両電圧の差電圧（＝ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）は、温度に対応して変動しない。よって、オペアンプの増幅率を適切に調整すれば、直流基準電圧ＡＧＮＤに、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍを重畳した電圧を生成することができる。上述のとおり、オペアンプの出力インピーダンスは極めて小さく、一定とみなすことができる。

（６）本発明の検出回路の一態様では、上記のいずれかに記載の同期検波回路と、前記同期検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、を有する。

同期検波回路において、温度補償ならびにオフセット補償が実現されているため、高精度の検出が可能な検出回路（例えば、同期検波回路（広義には検波回路）ならびに平滑回路等を具備する、信号検出機能を有するＩＣ）が実現される。

（７）本発明の検出回路の他の態様では、前記オフセット補償回路の動作制御のための調整データを格納しているメモリ回路をさらに有する。

検出回路内に、オフセットキャンセルための調整データを格納しているメモリ回路（例えば、ＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリ）を設ける。これによって、例えば、ルックアップテーブル方式を用いて、オフセット電圧のキャンセル処理を自動化することができる。すなわち、例えば、検出回路を含むＩＣ（集積回路）の出荷時において、ＩＣメーカの作業員が、そのＩＣの出力信号の直流オフセット電圧を測定し、そのオフセット電圧をキャンセルするために、調整信号をＩＣ（集積回路）に入力する。調整信号によって、メモリ回路がアクセスされ、メモリ回路に内蔵される調整テーブルから調整データが出力され、その調整データによって、オフセット補償回路から出力されるオフセット補償電圧値が自動的に決定される。よって、オフセットキャンセル処理が自動化され、作業員の負担が軽減される。

（８）本発明の物理量測定装置の一態様は、測定対象である物理量信号が入力される、上記の検出回路を有する。

これによって、微小な物理量信号に基づいて、物理量を、極めて高感度で測定することができる物理量測定装置が実現される。

（９）本発明の物理量測定装置の一態様では、前記物理量信号は、センサとしての振動子から出力され、前記物理量測定装置は、さらに、前記振動子と共に発振ループを形成し、前記振動子に駆動振動を励振するための発振駆動回路を有し、前記発振駆動回路は、前記発振ループ内の信号に基づいて、前記検出回路における前記同期検波用の参照信号を生成し、前記検出回路に供給する。

物理量測定装置に含まれる検出回路は、センサ（物理量トランスデューサ）として機能する振動子からの信号に基づいて物理量（角速度や加速度等）を検出する。振動子は、物理量測定装置に含まれる発振駆動回路によって励振される。発振駆動回路は同期検波基準信号を生成し、その同期検波基準信号を検出回路に供給する。物理量測定装置は、例えば、一つのＩＣで構成することができる。本態様によって、振動子からの信号に基づいて、物理量を高精度（高感度）で検出することができる物理量測定装置が実現される。

（１０）本発明のジャイロセンサは、物理量測定装置と、前記物理量信号を出力する前記振動子と、を有する。

本態様によって、振動子からの信号に基づいて、物理量を高精度（高感度）で検出することができるジャイロセンサが実現される。

（１１）本発明の電子機器の一態様は、上記の物理量測定装置を有する。

本態様の電子機器では、物理量測定装置による測定結果に基づいて、例えば、電子機器の動作を制御したり、あるいは、測定結果を表示したりすることができる。高精度の物理量測定が実現されるため、電子機器の性能も向上する。

（１２）本発明の電子機器の他の態様は、上記のジャイロセンサを有する。

本態様の電子機器では、ジャイロセンサによるセンサ出力に基づいて、例えば、電子機器の動作を制御したり、あるいは、測定結果を表示したりすることができる。高精度のサンサ出力が得られるため、電子機器の性能も向上する。

このように、本発明によれば、同期検波回路（ならびに同期検波回路を有する検出回路）の出力信号に重畳されるオフセット電圧の補償および信号経路の直流基準電圧の温度に依存した変動分の補償の双方を実現すると共に、これらの補償に伴うノイズを最小化することができ、検出回路の検出精度をさらに向上させることができる。

次に、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下に説明する本実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成のすべてが、本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

（第１の実施形態）
本実施形態では、同期検波回路を含む検出回路の構成と動作について説明する。

（同期検波回路を含む検出回路の構成と動作の概要）
図１は、同期検波回路を含む検出回路の構成の一例を示す回路図である。検出回路９００は、同期検波回路６００と、初段アンプ２３３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００と、調整テーブル２３２を内蔵するＲＯＭ２３０と、アナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤを発生するＡＧＮＤ発生回路（ＡＧＮＤ源）２２６と、入力信号Ｖｉｎが入力される第１の端子ＰＮ１と、調整信号ＱＸが入力される第２の端子ＰＮ２と、検出出力Ｖｏｕｔを出力する第３の端子ＰＮ３と、を有する。

同期検波回路６００は、同期検波部２０９と、オフセット補償回路２１０と、温度補償回路２２０と、を有する。

初段アンプ２３３は、例えば、振動子（図１では不図示）からの入力信号Ｖｉｎの電荷（Ｑ）を電圧（Ｖ）に変換するＱ／Ｖ変換回路である。検出回路９００は、例えば、高レベル電源電圧ＶＤＤおよび低レベル電源電圧ＧＮＤ（接地電位）との間で動作する。入力信号Ｖｉｎは、アナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤを基準として振動する正弦波（あるいは余弦波）であり、参照信号ＳＤＥＴに同期している。

入力信号Ｖｉｎには、参照信号ＳＤＥＴと同相の信号であるＶｉｎ１と、参照信号ＳＤＥＴと９０度位相がずれた成分（直交成分）の信号であるＶｉｎ２とが含まれる。Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２は、同期検波回路６００によって同期検波される。同期検波回路６００は、参照信号ＳＤＥＴを用いて入力信号Ｖｉｎ１およびＶｉｎ２を同期検波する。同期検波後の信号を、平滑回路として機能するローパスフィルタＬＰＦ７００によって直流電圧に変換する。この結果、検波出力Ｖｏｕｔが得られる。

同期検波回路６００の同期検波部２０９は、入力信号のレベルを反転せずに伝達する第１の信号経路（以下、正転経路という）と、反転アンプによって反転して伝達する第２の信号経路（以下、反転経路という）とを有する。正転経路には、抵抗Ｒ４と、第１のスイッチＳＷ１とが設けられる。反転経路には、反転アンプ（入力抵抗Ｒ１と、オペアンプＯＰ１と、帰還抵抗Ｒ３とにより構成される）と、第２のスイッチＳＷ２と、を有する。

第１および第２のスイッチ（ＳＷ１，ＳＷ２）は、例えばＮＭＯＳトランジスタで構成される。第１のスイッチＳＷ１は、参照信号ＳＤＥＴによってオン／オフされる。第２のスイッチＳＷ２は、参照信号ＳＤＥＴをインバータＩＮＶ１でレベル反転した信号／ＳＤＥＴによってオン／オフ駆動される。

また、オフセット補償回路２１０は、検出出力Ｖｏｕｔに重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆをキャンセルするためのオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍを生成する。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍは、加算回路２１１によって、ＡＧＮＤ発生回路２２６が生成したアナログ基準電圧ＡＧＮＤに加算される。ＡＧＮＤ発生回路２２６は、例えば、高レベル電源電圧ＶＤＤを、抵抗値が同じ２つの分圧抵抗で分圧してＶＤＤ／２を生成する回路構成をもつ。これによって、ＶＡｏｆｆ（＝Ｖｏｆｆｍ＋ＡＧＮＤ）が生成される。ＶＡｏｆｆは、抵抗Ｒ２を経由して、同期検波回路６００内のノードＸに印加される。すなわち、ＶＡｏｆｆは、同期検波回路６００の反転経路に設けられる反転アンプＯＰ１の反転入力端子（第１の入力ノード）に印加される。なお、オフセット補償回路２１０の具体的な構成例は、図４〜図６を用いて後述する。

ここで、Ｖｏｆｆｍ＝−Ｖｏｆｆである。つまり、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍとアナログ基準電圧ＡＧＮＤとの電位差は、オフセット電圧Ｖｏｆｆとアナログ基準電圧ＡＧＮＤとの電位差と同じであり、かつ、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍのアナログ基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性は、オフセット電圧Ｖｏｆｆのアナログ基準電圧ＡＧＮＤを基準とした極性と反対である。なお、以下の説明において「極性」というとき、基準となる電圧はＡＧＮＤである。図１の場合、オフセット補償回路２１０から出力されるＶｏｆｆｍが、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に加えられる。例えば、オフセット電圧Ｖｏｆｆが正極性（Ｖｏｆｆ＞０）である場合、オフセット補償回路２１０から出力されるオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍも正極性（Ｖｏｆｆｍ＞０）であるが、ＶｏｆｆｍはオペアンプＯＰ１の反転入力端子に印加されるため、結果的に、オフセット電圧（＋Ｖｏｆｆ）とは逆の極性の−Ｖｏｆｆｍが、信号伝送路に加えられたことになる。

すなわち、ＶＡｏｆｆ（＝Ｖｏｆｆｍ＋ＡＧＮＤ）の印加によって、同期検波後の信号（直流電圧）のレベルが低下（あるいは上昇）する。この変動分の電圧値を、検波出力に重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧値に一致させれば、検波出力Ｖｏｕｔに重畳されるオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去することができる。

オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧値は、第２の端子ＰＮ２から入力される調整信号ＱＸによって、調整することができる。すなわち、第２の端子ＰＮ２から調整信号ＱＸが入力されると、その調整信号ＱＸによって、ＲＯＭ(例えば、ＥＥＰＲＯＭ)２３０内の調整テーブル３０２がアクセスされ、その結果、調整テーブル３０２から補正データＱＤが出力される。この補正データＱＤによって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧値が調整される。ルックアップテーブル方式を用いることによって、補正データＱＤを効率的に、かつ自動的に生成することができる。

また、温度補償回路２２０は、例えば、バンドギャップ回路（Ａ）２２１と、バンドギャップ回路（Ｂ）２２３と、差動アンプ２２４と、ＡＧＮＤ発生回路２２６と、を有する。差動アンプ２２４から温度補償電圧ＶＴＳが生成される。この温度補償電圧ＶＴＳは、加算回路２２５によって、ＡＧＮＤ発生回路２２６が生成したＡＧＮＤに加算される。これによって、温度補償後のアナログ基準電圧Ｖｔｅｍｐ（＝ＶＴＳ＋ＡＧＮＤ）が生成される。なお、以下の説明では、Ｖｔｅｍｐは、温度補償後の電圧と称する場合があり、単に、Ｖｔｅｍｐと記載する場合もある。Ｖｔｅｍｐは、同期検波回路６００の反転経路に設けられる反転アンプＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力ノード）に印加される。

また、同期検波回路６００には、高い増福率のアンプは設けられない。よって、交流信号が直流信号に変換されるとき（つまり、同期検波のとき）に、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳを、同じ箇所に加算することによって、回路の１／ｆノイズの影響を最小限化することができ、検出回路のＳ／Ｎを向上させることができる。

（同期検波回路の動作）
図２は、同期検波回路の動作を説明するための図である。まず、同期検波回路６００における同期検波部２０９の一般的な動作について説明する。

先に説明したように、入力信号はＶｉｎには、参照信号ＳＤＥＴと同相の成分の信号Ｖｉｎ１と、参照信号ＳＤＥＴと９０度位相がずれた成分（直交成分）Ｖｉｎ２が含まれている。同期検波回路６００は、同期検波部２０９を有する。同期検波部２０９は、参照信号ＳＤＥＴを用いてＶｉｎ１およびＶｉｎ２を同期検波する。この結果、検波信号ＶＳ１およびＶＳ２が得られる。検波信号ＶＳ１およびＶＳ２は、平滑回路として機能するローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００によって直流信号に変換される。

図２の（１）に示すように、参照信号ＳＤＥＴは、周期Ｔの方形波である。図２の（２）に示すように、同相成分Ｖｉｎ１は、ＡＧＮＤ（アナログ基準電圧（直流バイアス電圧））を基準として振動する正弦波（あるいは余弦波）であり、参照信号ＳＤＥＴに同期している。

同相成分Ｖｉｎ１が同期検波されると、図２の（３）に示すように、Ｖｉｎ１を全波整流した波形をもつ信号が得られる。この信号をローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００で平滑すると、図２の（３）の右側に示すように、例えば、検波出力ＶＳが得られる。検波出力ＶＳは、例えば、ＡＧＮＤとの電位差が＋Ｖ１である直流信号である。

一方、直交成分Ｖｉｎ２を同期検波して得られる検波信号ＶＳ２は、図２の（５）のような波形となる。この波形は、ＡＧＮＤを基準として正極性の部分と負極性の部分の面積が同じである。よって、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００によって平滑すると、正極性の部分と負極性の部分が相殺される。したがって、図２の（５）の右側に示されるように、検波出力のレベルはＡＧＮＤ（つまり無信号）となる。よって、参照信号ＳＤＥＴに同期する同相成分Ｖｉｎ１のみを選択的に検波することができる。

以上の説明では、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍならびに温度補償電圧ＶＴＳは、考慮されていない。

上述のとおり、図１の同期検波回路６００の同期検波部２０９では、オフセット補償ならびに温度補償も実行される。オフセット補償ならびに温度補償後の同期検波出力Ｖｏｕｔ（補償後）は、図２の（６）に示される。図示されるように、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳの各々は相互に影響を及ぼすことなく、各々が独立に、Ｖｉｎに加算されている。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳは、半周期（Ｔ／２）に相当する期間（すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５，ｔ６〜ｔ７）においてＶｉｎに加算される。これによって、高精度なオフセット補償ならびに高精度な温度補償の双方が実現される。

（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの関係、および両電圧の加算方式の説明）
図３は、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの関係、および両電圧の加算方式について説明するための図である。図３において、第１の端子ＰＮ１には、入力信号Ｖｉｎが印加されない状態を想定する。この場合、第３の端子ＰＮ３から出力される検波出力Ｖｏｕｔの電圧レベルは、オフセット電圧Ｖｏｆｆがない場合、理想的には、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに一致する（図３の右側に示される、状態Ｓ（２）参照）。但し、実際は、検波出力Ｖｏｕｔには、オフセット電圧Ｖｏｆｆが重畳される（図３の右側に示される、状態Ｓ（１）参照）。このオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去するために、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍを反転アンプＯＰ１の反転入力端子（第１の入力ノード）に重畳する。これによって、オフセット電圧Ｖｏｆｆが除去される。

また、アナログ基準電圧ＡＧＮＤの電圧レベルは、例えば、図３の右下に示すように、環境温度によって変動する（例えば、温度が高くなるにつれて、ＡＧＮＤの電圧レベルは減少する）。オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）が印加される。Ｖｏｆｆｍ＝−Ｖｏｆｆである。

上述のように、温度補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧レベルは温度に依存しない。よって、ＡＧＮＤの電圧レベルが周囲温度によって変動すれば、ＶＡｏｆｆの電圧レベルが変動し、オフセット補償の精度が低下する。

常温（ここでは２５℃とする）におけるＡＧＮＤの電圧レベルをＡＧＮＤ（２５℃）と表記する。温度補償電圧Ｖｏｆｆｍは、常温（２５℃）におけるオフセット電圧Ｖｏｆｆを除去するための電圧である。よって、温度補償電圧Ｖｏｆｆｍは、常に、ＡＧＮＤ（２５℃）に加算されるのが好ましい。本実施形態の場合、図３の右下に示されるように、温度補償電圧ＶＴＳの加算によって、ＡＧＮＤの電圧レベルは、常に、ＡＧＮＤ（２５℃）に保たれる。よって、本実施形態では、周囲温度に関係なく、常に、高精度なオフセット補償を実行することができる。

（オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの相互干渉防止のためのレイアウト構成について）
上述のとおり、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、ＡＧＮＤに対する電位差（差電圧）で表される。オフセット電圧の発生源によって生じるオフセット電圧Ｖｏｆｆの電圧レベルが、周囲温度によって変動した場合、アナログ基準電圧ＡＧＮＤも同じにように変動し、よって、両電圧間の電位差は変化しないとみなすことができる。つまり、オフセット電圧Ｖｏｆｆは、検出回路（ＩＣ）９００毎に固有の電圧であり、温度には依存しない。よって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍも、温度に依存せず一定である。

一方、温度補償電圧ＶＴＳは、アナログ基準電圧ＡＧＮＤ自体の温度に起因する変動分を補償するための電圧であり、周囲温度に応じて電圧値が変化する。したがって、図１の回路では、温度に依存しない直流電圧Ｖｏｆｆｍと、温度に依存する電圧ＶＴＳと、を同じ箇所（同期検波回路の入力端子）において、互いに独立に加算する必要がある。

そこで、図３に示すように、反転アンプ（例えば、差動アンプ）ＯＰ１の入力端子に、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”を並行的に加算する。この場合、反転アンプの出力電圧は、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”の各々を反映した電圧となる。つまり、“Ｖｏｆｆｍ”と“ＶＴＳ”の各々によって、反転アンプＯＰ１の出力電圧のレベルが変化する。

オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍは、例えば、反転アンプ（差動アンプ）の反転入力端子（第１の入力ノード）に入力され、温度補償電圧ＶＴＳは、反転アンプ（差動アンプ）ＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力ノード）に入力される。

このとき、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの相互干渉を防止できるレイアウト構成を採用するのが望ましい。つまり、反転入力端子の電圧は（ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）であり、非反転入力端子の電圧は（Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）となる。各端子の電圧ＶＡｏｆｆ，Ｖｔｅｍｐは、電気的に独立していなければならない。

オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとの電気的な独立性を保障できないレイアウト構成では、例えば、ＡＧＮＤ配線を経由して、温度補償電圧ＶＴＳがオフセット補償回路２１０に漏れ込む場合がある。この場合、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの電圧レベル（本来は、温度に依存しないはずである）が、温度に依存して変動することになり、温度補償電圧ＶＴＳとオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍとの独立性が担保されない。つまり、ＶＴＳの影響を受けることにより、Ｖｏｆｆｍ（本来、温度依存性を持たない）の電圧レベルが周囲温度に依存して変動する結果となる。この場合、互いに電気的に独立した２つの補償電圧を生成したことにはならない。

図３の場合、共通のＡＧＮＤ配線Ｌ１を経由して、オフセット補償回路２１０および温度補償回路２２０の各々にアナログ基準電圧ＡＧＮＤを供給する。但し、オフセット補償回路２１０と温度補償回路２２０との間に，ＡＧＮＤ発生回路２２６が配置されている。ここで、ＡＧＮＤ配線Ｌ１とＡＧＮＤ発生回路２２６との共通接続点をＺ点とし、そのＺ点の電圧をＶＺとする。ＡＧＮＤ発生回路２２６の出力インピーダンスは極めて小さいため、Ｚ点の電位ＶＺは、常に、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに維持される。よって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳは電気的に分離され、両者の電気的な独立性は維持される。つまり、温度補償電圧ＶＴＳによって、ＡＧＮＤ配線Ｌ１の電位が若干、変動したとしても、その電位変動は、Ｚ点ですべて吸収される。よって、温度補償電圧ＶＴＳがオフセット補償回路２１０に漏れ込むことはない。

図３の場合、オフセット補償回路２１０および温度補償回路２２０のＡＧＮＤ配線として、共通のＡＧＮＤ配線Ｌ１を使用しているため、レイアウト構成を簡素化することができる。なお、以下に示すレイアウト構成を採用することもできる。すなわち、オフセット補償回路２１０のための第１のＡＧＮＤ生成回路を設け、温度補償回路２２０のための第２のＡＧＮＤ生成回路を設け、オフセット補償回路２１０と第１のＡＧＮＤ生成回路とを第１のＡＧＮＤ配線により接続し、温度補償回路２２０と第２のＡＧＮＤ生成回路とを第２のＡＧＮＤ配線により接続する構成（つまり、ＶｏｆｆｍとＶＴＳが電気的に分離され、さらに物理的にも分離されているレイアウト構成）を採用することもできる。

このように、図３において、反転アンプＯＰ１の２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々についてのアナログ基準電圧ＡＧＮＤは、相互に電気的に分離される。よって、反転アンプの２つの入力端子（第１および第２の入力ノード）の各々に、温度補償電圧ＶＴＳとオフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍの各々を独立に加算することが可能となる。

（数式による証明）
以下、数式を用いて、ＶｏｆｆｍとＶＴＳを独立に加算できることを証明する。以下の説明において、Ｖｉｎ＝ＡＧＮＤ＋Ｖａｃ・ｓｉｎωｔである。Ｖｏｆｆｍはオフセット補償電圧であり、ＶＴＳは、温度補償電圧である。また、Ｖｙは、反転アンプＯＰ１の出力端の電圧であり、ＳＤＥＴは同期検波の参照信号である。

同期検波回路６００の同期検波部２０９内の反転アンプＯＰ１の反転入力端子のノードをノードＸとすると、バーチャルショートによって、反転入力端子は非反転入力端子と同電位となる。またノードＸでの電流方程式はキルヒホッフの電流方程式から、式（１）のように表現できる。

式（１）をＶｙについて解くと、式（２），（３）が得られる。

ここでＶｉｎを入力信号に戻し、Ｖｙを整理すると、式（４）〜式（６）が得られる。

ここで一般的な同期検波の反転アンプの増幅率は−１であるため、Ｒ１＝Ｒ３である。よって、式（７）が得られる。

ここで、入力している正弦波が参照信号ＳＤＥＴと同相でＳＤＥＴのデューティ比が５０％だったとすると、同期検波出力Ｖｏｕｔの出力電圧は、式（８）のようになる。

式（８）において、第１項が反転アンプの出力を示し、第２項が、Ｖｉｎがそのまま出力された場合の出力を示す。よって式（９）が得られ、これを変形すると、式（１０）が得られる。

よって、正常な同期検波が実行され、基準電圧ＡＧＮＤもそのままであり、かつ、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍおよび温度補償電圧ＶＴＳが独立に加算されている。

（重ね合わせの原理による加算）
次に、重ね合わせの原理を用いた加算について説明する。オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと、温度補償電圧ＶＴＳは、互いに独立に加算されなければならない。このためには、重ね合わせの原理を用いて、２つの補償電圧の各々を信号経路に重畳する必要がある。重ね合わせの原理は、「複数の電圧源をもつ線形電気回路において、任意の点の電圧は、各電圧源が単独に存在していた場合の和に等しい」とする原理である。重ね合わせの原理を適用するためには、信号経路の線形性を保証する必要がある。

具体的に言えば、例えば、反転アンプの非反転入力端子（第２の入力ノード）に温度補償電圧ＶＴＳを印加する場合、反転アンプの出力信号のレベルは、その温度補償電圧ＶＴＳのみに依存して線形に変化することが保証されなければならない（そうでなければ、ＡＧＮＤに重畳される温度によって変動する電圧成分を打ち消すことができない）。このためには、反転アンプの反転入力端子(第１の入力ノード)とオフセット補償回路との共通接続ノード（ノードＸとする）からみた、オフセット補償回路のインピーダンスが常に一定である必要がある。つまり、反転アンプの反転入力端子（第１の入力ノード）に関するオフセット補償回路のインピーダンスは、オフセット補償回路の動作状態に関係なく一定にするのが好ましい。

仮に、オフセット補償回路のインピーダンスが、オフセット補償回路の状態に応じて変動すると、ノードＸとオフセット補償回路との間に流れる電流の電流量がオフセット補償回路の状態に応じて変化することになり、ノードＸの電圧が変化し、これに対応して反転アンプの出力も変化する。この場合、反転アンプの出力は、「反転アンプの非反転入力端子に印加される温度補償電圧ＶＴＳの電圧レベルのみに応じて線形に変化する」ことにはならず、信号経路の線形性が保証されない。

そこで、反転アンプの第１の入力ノード（図３中のノードＸ）からみたオフセット補償回路２１０のインピーダンスが、オフセット補償回路２１０の動作状態に関わらず一定とみなすことができるように、オフセット補償回路２１０を設計する。これによって、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍと温度補償電圧ＶＴＳとを、重ね合わせの原理によって、相互に独立に加算することが可能となる。

（第２の実施形態）
本実施形態では、オフセット補償回路２１０の回路構成の一例（Ｒ-２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換器を用いる例）について説明する。

（オフセット補償回路の構成）
図４は、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路を用いたオフセット補償回路の構成を示す回路図である。Ｒ２Ｒラダーは、２種類の単位抵抗（抵抗Ｒ，抵抗２Ｒ）を梯子状に接続して構成される。デコーダ２１１は、入力される補正データＱＤをデコードして、（ｎ＋１）ビットのデジタルデータ（つまり、電圧Ｖ０〜Ｖｎ）を出力する。

図５（Ａ），図５（Ｂ）は、図４のＲ２Ｒラダー回路の動作を説明するための図である。図５（Ａ）において、Ｖ０〜Ｖｎの各々の“Ｈ”レベルは、例えば、ＶＤＤであり、“Ｌ”レベルはＧＮＤである。また、Ｄ／Ａ変換回路の基準電圧Ｖｄａｃは、例えばＡＧＮＤである。Ｖ０〜Ｖｎの各々が、“Ｈ”レベルとなるか、“Ｌ”レベルとなるかによって、Ｒ２Ｒラダー回路から出力される電圧ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）の電圧レベルを変化させることができる。

以下、数式を用いて説明する。図５（Ａ）において、ノードＮ０での電流方程式を解くと、式（１１）〜式（１３）が得られる。

また、ノードＮ１での電流方程式を解くと、以下の式（１４）〜式（１７）が得られる。

ここで、上記の式（１３）より、下記の式（１８），式（１９）が得られる。

また、ノードＮ２での電流方程式を解くと、以下の式（２０）〜式（２３）が得られる。

ここで、上記の式（１９）より、下記の式（２４）〜式（２６）が得られる。

つまり、ノードＮｎでの電流方程式を解くと、下記の式（２７）が得られる。

ノードＮｎの電圧は、Ｖｄａｃ、Ｖｏ、Ｖ１、…、Ｖｎの電圧値で変化する。仮に、Ｖｄａｃ、Ｖｏ、Ｖ１、…、Ｖｎの各々として、ＧＮＤもしくはＶＤＤもしくはＡＧＮＤもしくは別の基準電圧（ＶＲＥＦ）を入力すれば、ノードＮｎの電圧が変化する。よって、ＶＡｏｆｆ（＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍ）を作成することも可能である。

次に、図５（Ｂ）を用いて、ノードＸからみた、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路におけるインピーダンスが一定であることについて説明する。

例えば、Ｖ０〜ＶｎがすべてＧＮＤとする。この場合のＲ２Ｒラダー回路の等価回路は、図５（Ｂ）に示すようになる。Ｖ０〜Ｖｎを入力する部分の抵抗は極めて低く、無視することができる。よって、Ｒ２Ｒラダー回路のインピーダンスは、図５（Ｂ）の等価回路によって一義的に定まる。つまり、ノードＸからみた、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路におけるインピーダンスは、常に一定である。よって、先に説明したように、重ね合わせの原理の適用が可能となる。

（第３の実施形態）
本実施形態では、オフセット補償回路の変形例について説明する。図６は、オフセット補償回路の他の回路構成に説明するための回路図である。

図６に示すように、オフセット補償回路２１０には、入力抵抗Ｒ３０、帰還抵抗Ｒ４０ならびにオペアンプＯＰ２で構成される反転増幅器が含まれる。帰還抵抗Ｒ４０は可変抵抗である。帰還抵抗Ｒ４０の抵抗値を抵抗値調整信号ＱＷによって変化させることによって、反転増幅器の出力電圧（すなわち、オフセット補償電圧）のレベルを自在に変化させることができる。

また、オペアンプＯＰ２の出力インピーダンスは極めて低いため、ノードＸからみたインピーダンスは、常に一定であるとみなすことができる。

また、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子には高レベル電源電圧ＶＤＤを入力し、反転入力端子にはアナログ基準電圧ＡＧＮＤを入力する。反転増幅器は、ＶＤＤとＡＧＮＤの差電圧を増幅する。ＡＧＮＤは、例えば、ＶＤＤ／２である。ＶＤＤとＡＧＮＤの各々は、温度に対して同様に変動する。よって、両電圧の差電圧（＝ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）は、温度に対応して変動しない。よって、オペアンプの増幅率を適切に調整すれば、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに、オフセット補償電圧Ｖｏｆｆｍ（温度に対応して電圧値が変化しない電圧）を重畳した電圧を生成することができる。

図６の反転増幅器の出力電圧ＶＡｏｆｆは、以下の式に示すようになる。
ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋（ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）・Ｒ４０／Ｒ３０
上式において、（ＶＤＤ−ＡＧＮＤ）・Ｒ４０／Ｒ３０をＶｏｆｆｍとすれば、ＶＡｏｆｆ＝ＡＧＮＤ＋Ｖｏｆｆｍとなる。よって、ＡＧＮＤを基準として、オフセット補償電圧を生成することができる。図６のオフセット補償回路は、回路構成が簡単である。よって、占有面積の削減やコストの削減が可能である。

（第３の実施形態）
本実施形態では、図１に示される温度補償回路２２０の具体的な構成の一例およびその動作について説明する。

（温度補償回路の具体的な構成例と動作）
図７は、温度補償回路の一例の構成と動作を説明するための図である。図７に示すように、温度補償回路２２０は、同じ回路構成をもつ第１および第２のバンドギャップ回路（基準電圧生成回路）ＢＧＲ１，ＢＧＲ２と、反転１倍アンプＡＭＰ１と、差動アンプＡＭＰ２と、可変利得アンプＡＭＰ３と、電圧加算器ＶＯＤと、ＡＧＮＤ発生回路２２６と、を有する。なお、図７には、温度補償回路２２０における主要な電圧の温度に対する電圧特性が、点線で囲まれて示されている（図７中のＷ１〜Ｗ６参照）。

図７において、説明の便宜上、ＶＢＧＲ１は第１の電圧であり、ＶＢＧＲ２は第２の電圧であり、ＶＧは第３の電圧であり、ＶＮは第４の電圧であり、ＶＹは第５の電圧であり、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐは第６の電圧であるとする。

（バンドギャップ回路ＢＧＲ１，ＢＧＲ２の構成と動作）
第１のバンドギャップ回路ＢＧＲ１（以下、ＢＧＲ１と記載する）と、第２のバンドギャップ回路ＢＧＲ２（以下、ＢＧＲ２と記載する）とは、同じ回路構成を有する。但し、ＢＧＲ１では、第１の抵抗としてＲａ’を使用し、第２の抵抗としてＲｂ’を使用し、第３の抵抗としてＲｃ’を使用している。一方、ＢＧＲ２では、第１の抵抗としてＲａを使用し、第２の抵抗としてＲｂを使用し、第３の抵抗としてＲｃを使用している。同じ回路構成とするのは、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の特性を揃えるためである。

ＢＧＲ１とＢＧＲ２は、同じ半導体プロセス技術を用いて製造され、また、互いに近接して配置されるのが好ましい。このようにすれば、回路を構成する素子のばらつきが同じとなり、抵抗の比精度を高めることができる。つまり、第１の抵抗ＲａとＲａ’の抵抗値の比精度は高い。第２の抵抗ＲｂとＲｂ’、第３の抵抗ＲｃとＲｃ’についても同様である。このように、ＢＧＲ１とＢＧＲ２を同じ構成とし、かつ、各抵抗の比精度を高めることによって、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の出力電圧のレベルが、常温（例えば、２５℃とする）のときに、同じ電圧値Ｖａになるようにすることができる。

ＢＧＲ１からは、温度に比例して増大する信号であるＶ（ＢＧＲ１）、すなわち第１の電圧が得られる。一方、ＢＧＲ２からは、温度に依存しない定電圧であるＶ（ＢＧＲ２）、すなわち第２の電圧が得られる。

以下、ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の動作について説明する。基本的な構成と動作は、同じであるので、以下、ＢＧＲ２の動作について説明する。

図７において、ＯＰＡはオペアンプ、Ｒａ、Ｒｂ、Ｒｃは各々、第１、第２および第３の抵抗を表し、また、Ｑ１およびＱ２は、ＰＮ接合ダイオード（ダイオード接続のＰＮＰトランジスタ）である。ＰＮ接合ダイオードＱ１は、Ｑ２と同じサイズのトランジスタをｎ個並列に接続して構成される。ＰＮ接合ダイオードＱ１の接合面積は、ＰＮ接合ダイオードＱ２のｎ倍（ｎは２以上の整数）である。ＰＮ接合ダイオードＱ１を流れる電流をＩ１とし、ＰＮ接合ダイオードＱ２を流れる電流をＩ２とし、例えば、Ｉ１＝Ｉ２であるならば、ＰＮ接合ダイオードＱ１およびＱ２の各々の電流密度の比は１：ｎとなる。

また、ノードＮ１０およびノードＮ１１の電位は、オペアンプＯＰＡの入力端子がイマジナリショートされていることから等しい。

よって、下記の式（２８）が成立する。
Ｖｂｅ（Ｑ２）＝Ｖｂｅ（Ｑ１）＋Ｖ（Ｒａ）・・・（２８）
ここで、Ｖｂｅ（Ｑ２）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の順方向電圧である。また、Ｖｂｅ（Ｑ１）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の順方向電圧である。また、Ｖ（Ｒａ）は、第１の抵抗Ｒａの両端の電圧である。

式（２８）より、下記の式（２９）が成立する。
Ｖ（Ｒａ）＝Ｖｂｅ（Ｑ２）−Ｖｂｅ（Ｑ１）・・・（２９）
ここで、Ｖ（Ｒａ）の温度係数（つまり、Ｖ(Ｒａ)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ１とする。同様に、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数（Ｖｂｅ(Ｑ２)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ２とし、Ｖｂｅ（Ｑ１）がもつ負の温度係数（Ｖｂｅ(Ｑ１)を温度で偏微分して得られる係数）をＫ３とする。ＰＮ接合ダイオードＱ１とＱ２は、異なる電流密度でバイアスされているため、Ｖｂｅ（Ｑ１）の負の温度係数Ｋ３の絶対値は、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数Ｋ２の絶対値よりも大きい。よって、Ｖ（Ｒａ）のもつ温度係数は、正の温度係数となる。つまり、負の温度係数Ｋ２から、絶対値がより大きな負の温度係数Ｋ３を減算すれば、結果的に、正の温度係数Ｋ３が得られる。

つまり、第１の抵抗Ｒａの両端電圧は、正の温度係数（つまり、温度の上昇と共に増大する傾向）を有する。このことは、第１の抵抗Ｒａを流れる電流Ｉ１が、正の温度係数（温度の上昇と共に増大する傾向）を示すことを意味する。この正の温度係数をもつ電流Ｉ１が第２の抵抗Ｒｂに流れることによって、第２の抵抗Ｒｂには、正の温度係数をもつ電圧Ｖ（Ｒｂ）が生じる。ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｖｂｅ（Ｑ２）＋Ｖ（Ｒｂ）である。よって、第１〜第３の抵抗Ｒａ〜Ｒｃの各々の抵抗値ならびに、ＰＮ接合ダイオードＱ１の接合面積（つまり、上述のｎの値）を適切に設定することによって、Ｖｂｅ（Ｑ２）の負の温度係数が、Ｖ（Ｒｂ）の正の温度係数によって、ほぼ完全に打ち消されることになり、したがって、ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は温度に依存しない電圧（定電圧Ｖａ）となる（図７中において、点線で囲んで示されるＶ（ＢＧＲ２）の特性図Ｗ２を参照）。

以下、具体的に説明する。上述のとおり、第３の抵抗ＲｃおよびＰＮ接合ダイオードＱ２を流れる電流はＩ２であり、第１の抵抗Ｒａ、第２の抵抗ＲｂおよびＰＮ接合ダイオードＱ１を流れる電流はＩ１である。また、ＰＮ接合ダイオードＱ１，Ｑ２の各々の順方向電圧はＶｂｅ（Ｑ１）およびＶｂｅ（Ｑ２）である。Ｖｂｅ（Ｑ１）およびＶｂｅ（Ｑ２）は、ダイオードの整流方程式より、式（３０）および式（３１）で表すことができる。
Ｖｂｅ（Ｑ１）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ（Ｑ１））・・・（３０）
Ｖｂｅ（Ｑ２）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ２／Ｉｓ（Ｑ２））・・・（３１）
上式において、ｋはボルツマン定数であり、Ｔは絶対温度であり、ｑは電気素量であり、Ｉｓ（Ｑ１）およびＩｓ（Ｑ２）は各々、ＰＮ接合ダイオードＱ１とＱ２の飽和電流である。

また、第２の抵抗Ｒｂおよび第３の抵抗Ｒｃについては、下記（３２）式が成立する。
Ｉ２：Ｉ１＝Ｒｂ：Ｒｃ・・・（３２）
したがって、下記の式（３３）が導かれる。
Ｉ１＝Ｉ２・Ｒｃ／Ｒｂ・・・（３３）

式（２９）に式（３０），（３１）を代入すると、第１の抵抗Ｒａの両端電圧Ｖ（Ｒａ）は下記の式（３４）で表される。
Ｖ（Ｒａ）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ２・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｉ１・Ｉｓ（Ｑ２））・・・・（３４）
さらに、式（３４）に式（３３）を代入すると、下記の式（３５）が得られる。
Ｖ（Ｒａ）＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｒｂ・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｒｃ・Ｉｓ（Ｑ２））・・・・（３５）。

ここで、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、下記の式（３６）によって表すことができる。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｖ（Ｒａ）・Ｒｂ／Ｒａ＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３６）
さらに、式（３６）に式（３５）を代入すると、式（３７）が得られる。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｒｂ・Ｉｓ（Ｑ１）／Ｒｃ・Ｉｓ（Ｑ２））＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３７）

ここで、例えば、ＰＮ接合ダイオードＱ１として、ＰＮ接合ダイオードＱ２と全く同じレイアウトパターンのｎ個（ｎは２以上の整数）のバイポーラトランジスタをアレイ状に並列に結線したものを用いたとすると、ＰＮ接合ダイオードＱ１の飽和電流Ｉｓ（Ｑ１）は、ＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）のｎ倍となる。よって、下記の式（３８）が成立する。
Ｉｓ（Ｑ１）＝ｎ・Ｉｓ（Ｑ２）・・・（３８）

ここで、式（３８）を、式（３６）に代入すると、下記の式（３９）を得る。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝（Ｒｂ／Ｒａ）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｎ・Ｒｂ／Ｒｃ）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（３９）
抵抗値Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ、ならびに、ＰＮ接合ダイオードＱ１における、並列接続されるバイポーラトランジスタの個数ｎは、すべて設計により決まる定数であり、あらためて、定数Ｇを、以下の式（４０）のように定義する。
Ｇ＝（Ｒｂ／Ｒａ）ｌｎ（ｎ・Ｒｂ／Ｒｃ）・・・（４０）
Ｖ（ＢＧＲ２）を、定数Ｇを用いて表すと、以下の式（４１）を得る。
Ｖ（ＢＧＲ２）＝Ｇ・（ｋＴ／ｑ）＋Ｖｂｅ（Ｑ２）・・・（４１）

ここで、サーマルボルテージ（ＫＴ／ｑ）は、温度Ｔに対して正の傾きｋ／ｑ（例えば、０.０８５ｍＶ／℃）の線形の関数となる。また、Ｖｂｅ（Ｑ２）は、サーマルボルテージ（ＫＴ／ｑ）ならびにＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）の温度依存性（温度特性）によって決まる。ＰＮ接合ダイオードＱ２の飽和電流Ｉｓ（Ｑ２）は、例えば、約−２ｍＶ／℃のほぼ線形に近い温度依存性をもつ。したがって、上記の例では、定数Ｇを“２３”（≒−Ｉｓ／（ｋＴ／ｑ））程度の値にとれば、バンドギャップ回路の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）を、温度依存性をもたない定電圧とすることができる。

以上、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の動作について具体的に説明した。同様に、バンドギャップ回路ＢＧＲ１において、第１〜第３の抵抗Ｒａ’〜Ｒｃ’の各々の抵抗値を適切に設定することによって、Ｖｂｅ（Ｑ２）の負の温度係数が、Ｖ（Ｒｂ）の正の温度係数で完全には打ち消されなくなり、したがって、ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）は、例えば、温度に上昇に伴って電圧レベルが減少する特性（つまり、負の温度係数）を有する（図７中において、点線で囲んで示されるＶ（ＢＧＲ１）の特性図Ｗ１を参照）。

すなわち、上記の例でいえば、定数Ｇを、例えば、“２３”よりも小さくすると、Ｖｂｅ（Ｑ２）がもつ負の温度係数を完全には打ち消すことができなくなる。よって、バンドギャップ回路の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）を、例えば、温度に依存して単調に減少する特性をもつ電圧とすることができる。

バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は、同じ回路構成をもち、かつ、好ましくは、同一の半導体プロセスを用いて製造され、隣接して配置される。よって、トランジスタや抵抗の比精度が高い。２つのバンドギャップ回路の特性が揃うため、常温（例えば、２５℃とする）のとき、バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は共に、同じ電圧（例えば、電圧Ｖａ）を出力する。常温におけるバンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の出力電圧レベルに誤差があると、差動アンプＡＭＰ２によって両電圧を加算するときに誤差が生じる。よって、バンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２は、同じ回路構成をもつのがよく、さらに好ましくは、同一の半導体プロセスを用いて製造され、互いに近接して配置されるのがよい。このようにすれば、２つのバンドギャップ回路ＢＧＲ１およびＢＧＲ２の特性を、高精度に揃えることができる。

なお、バンドギャップ回路ＢＧＲ１，ＢＧＲ２の回路構成は、図７に記載されるものに限定されず、種々のものを使用することができる。例えば、オペアンプＯＰＡの代わりにカレントミラー回路を使用することもできる。また、ＭＯＳトランジスタのサブスレッショルド電圧を利用したバンドギャップ回路等を使用してもよい。

（反転アンプ（具体的には反転１倍アンプ）ＡＭＰ１の構成と動作）
図７において、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、反転１倍アンプＡＭＰ１の非反転入力端子に入力される。反転１倍アンプＡＭＰ１は、オペアンプＯＰ１０と、抵抗Ｒ１０と、抵抗Ｒ２０とによって構成される。反転１倍アンプＡＭＰ１において、抵抗Ｒ１０の抵抗値と抵抗Ｒ２０の抵抗値は等しい。すなわち、Ｒ１０＝Ｒ２０である。このような表記の場合、Ｒ１０は、抵抗Ｒ１０の抵抗値を示し、Ｒ２０は、抵抗Ｒ２０の抵抗値を示す（以下の説明でも同様である）。但し、回路構成上、抵抗Ｒ１０の抵抗値と抵抗Ｒ２０の抵抗値が異なる場合もあり得る。

バンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）は、抵抗Ｒ１０を経由してオペアンプＯＰ１０の反転入力端子に入力される。また、バンドギャップ回路ＢＧＲ２の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ２）は、オペアンプＯＰ１０の非反転入力端子に直接に入力される。したがって、反転１倍アンプＡＭＰ１は、温度に依存しない電圧Ｖ（ＢＧＲ２）と、温度に対して単調減少する特性をもつＶ（ＢＧＲ１）の差を反転１倍増幅する。反転１倍アンプＡＭＰ１からは、温度上昇に伴って電圧値が増大する、温度に依存した電圧（第３の電圧）ＶＧが得られる（図７中の、点線で囲んで示されるＶＧの特性図Ｗ３を参照）。２つのバンドギャップ回路（ＢＧＲ１およびＢＧＲ２）の特性が揃っていることから、電圧ＶＧの温度特性は高精度に決定される。また、反転１倍アンプＡＭＰ１は差動アンプであるため、２つの入力（Ｖ（ＢＧＲ１），Ｖ（ＢＧＲ２））に重畳する同極性のノイズは相殺され、低ノイズ化が実現される。

（差動アンプＡＭＰ２の構成と動作）
差動アンプＡＭＰ２の構成と動作を説明するために、図７では、第１ノードＮＤ１〜第１２ノードＮＤ１２の各々を設定している。これらのノード（節点）は、主として、抵抗の位置を正確に特定するため、ならびに、主要な箇所の電位を特定するために使用される。

バンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）および反転１倍アンプＡＭＰ１の出力電圧ＶＧの各々は、差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子および非反転入力端子の各々に入力される。

差動アンプＡＭＰ２は、オペアンプＯＰ２０と、第１ノードＮＤ１と第２ノード（オペアンプＯＰ２０の反転入力端子）ＮＤ２との間に接続される第１の抵抗Ｒ３０と、第３ノードＮＤ３と第４ノード（オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子）ＮＤ４との間に接続される第２の抵抗Ｒ４０と、第５ノード（オペアンプＯＰ２０の出力ノード）ＮＤ５と第２ノードＮＤ２との間に接続される第３の抵抗Ｒ５０と、第４ノードＮＤ４と第６ノード（ＡＧＮＤノード）ＮＤ６との間に接続される第４の抵抗Ｒ６０と、を有する。

第６のノードＮＤ６には、ＡＧＮＤ発生回路２２６によって生成されたアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤが印加される。温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐを生成する場合の基準電圧はＡＧＮＤであるからである。

図１を用いて説明したように、温度補償回路２２０の役割は、例えば、信号伝送路のアナログ基準電圧（直流バイアス電圧）ＡＧＮＤの電圧レベルを、周囲温度が変化した場合でも、常温（２５℃）時の電圧レベル（つまり、ＡＧＮＤ（２５℃））に維持することである。図１に示したとおり、温度オフセットをキャンセルするための温度補償電圧ＶＴＳは、ＡＧＮＤに重畳される。実際のアナログ基準電圧ＡＧＮＤに温度補償電圧ＶＴＳが重畳された電圧を、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐとすると、例えば、広い温度範囲にわたって、以下の式が成立する。Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ＝ＡＧＮＤ（２５℃）。ＡＧＮＤ（２５℃）は、常温におけるＡＧＮＤの電圧レベルを示す。温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐを生成するためには、ＡＧＮＤを基準とした回路動作が必要であり、したがって、オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子（第４ノードＮＤ４）にはＡＧＮＤが印加される。

第１の抵抗Ｒ３０〜第４の抵抗Ｒ６０の抵抗値を調整することによって、差動アンプＡＭＰ２のゲインを調整することができる。ここで、抵抗Ｒ３０の抵抗値と抵抗Ｒ４０の抵抗値を等しく設定するのが好ましい。また、抵抗Ｒ５０の抵抗値と抵抗Ｒ６０の抵抗値を等しく設定するのが好ましい。つまり、差動アンプＡＭＰ２において、Ｒ３０＝Ｒ４０かつＲ５０＝Ｒ６０が成立するのが好ましい。

差動アンプＡＭＰ２は、基本的には、Ｖ（ＢＧＲ１）とＶＧの差電圧を、−（Ｒ５０／Ｒ３０）倍する（具体的な動作は図１１を用いて説明する）。

この結果、差動アンプＡＭＰ２の出力ノードＮＤ６からは、温度の上昇に伴って電圧が増大する特性（つまり、正の温度係数）をもつ電圧ＶＮが得られる（図７中の、点線で囲んで示される電圧ＶＮの特性図Ｗ４参照）。電圧ＶＮの特性図Ｗ４に示すように、電圧ＶＮは、常温（２５℃）のときに、その電圧値がＡＧＮＤ（２５℃）になる。電圧ＶＧは、常温（２５℃）のときに、その電圧値がＶａであった。電圧ＶＧと電圧ＶＮは共に、電圧レベルが温度に比例するという特性を有し、各電圧の特性を示す特性線の傾きは、例えば同一である。つまり、電圧ＶＮの特性線は、例えば、常温（２５℃）に対する電圧レベルがＡＧＮＤ（２５℃）となるように、電圧ＶＧの特性線を、常温におけるアナログ基準電圧ＡＧＮＤ（２５℃）と電圧Ｖａとの差電圧分だけ、上側に平行移動させることによって得られたとみることができる（ＡＧＮＤ（２５℃）≧Ｖａ）。

差動アンプＡＭＰ２において、オペアンプＯＰ２０の非反転入力端子（第４ノードＮＤ４）の電圧レベルは、（ＡＧＮＤ＋ＶＧ）となる。オペアンプＯＰ２０の反転入力端子（第２ノードＮＤ２）の電圧レベルはＶ（ＢＧＲ１）である。それらの差電圧が、（Ｒ５０／Ｒ３０）倍（反転増幅）される。これによって、特性図Ｗ４に示すような、電圧ＶＮについての特性線が得られる。つまり、常温（２５℃）のときにＡＧＮＤ（２５℃）となり、かつ、温度上昇に対して電圧レベルが増大する特性（つまり、正の温度係数）をもつ電圧（第４の電圧）ＶＮが得られる。

以下、差動アンプＡＭＰ２の動作を図１１を用いて、より具体的に説明する。図１１は、図７の差動アンプの伝達関数について説明するための図である。図１１では、説明の便宜上、４つの抵抗Ｒ１〜Ｒ４を用いている。抵抗Ｒ１は、図７の第１の抵抗Ｒ３０に相当する。抵抗Ｒ２は、図７の第２の抵抗Ｒ４０に相当する。抵抗Ｒ３は、図７の第３の抵抗Ｒ５０に相当する。抵抗Ｒ４は、図７の第４の抵抗Ｒ６０に相当する。また、オペアンプＯＰ２０の反転入力端子にＶ１が印加され、非反転入力端子にＶ２が印加されるものとする。また、オペアンプＯＰ２０の出力をＶｏｕｔとする。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の共通接続点の電位をＶｘとし、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４の共通接続点の電位をＶｓとする。また、基準電圧をＶＲｅｆと記載する。Ｖｒｅｆは、例えばＡＧＮＤである。また、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３の共通接続点に流れ込む電流をｉ１とする。図１１においては、下記の式（４２）および式（４３）が成立する。

バーチャルショートにより、Ｖｘ＝Ｖｓである。これにより、上記式（４３）は、下記式（４４）のように表わすことができる。また、上記の式（４２）をＶｘについてまとめると、下記の式（４５）が得られる。同様に、式（４４）をＶｘについてまとめれば、下記の式（４６）が得られる。

また、式（４６）をＶｘについて解くと、式（４７）が得られる。次に、式（４７）を上記の式（４５）に代入すると式（４８）が得られる。式（４８）を変形すると、式（４９）が得られる。

ここで、パラメータｘを式（５０）のように定義する。パラメータｘを用いて上記の式（４９）を変形すると、下記の式（５１）が得られる。式（５１）をＶｏｕｔについて解くと、式（５２）が得られる。そして、ここでＲ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４とすると、Ｖｏｕｔは、式（５３）のようになる。

上記の式（５３）からわかるように、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、Ｖｒｅｆ（つまり、任意の電圧であるＡＧＮＤ（アナログ基準電圧））は、Ｖｏｕｔについての数式（式（５２））において、独立項として表現される。つまり、図１１のオペアンプＯＰ２０は、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、入力電圧Ｖ１とＶ２の差電圧を、−（Ｒ３／Ｒ１）倍し、その−（Ｒ３／Ｒ１）倍された電圧にＶｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を単独で加算する演算を実行し、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔが得られる。すなわち、Ｒ１＝Ｒ２，Ｒ３＝Ｒ４のとき、式（５３）から明らかなように、オペアンプＯＰ２０の２つの入力電圧Ｖ１，Ｖ２の差電圧が反転増幅され、その増幅率は、オペアンプＯＰ２０の反転入力端子に一端が接続される第１の抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ３の抵抗値の比で決定され、かつ、オペアンプＯＰ２０の出力電圧の電圧レベルは、任意の基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として、反転増幅された電圧分だけ、正極性あるいは負極性に変化する。つまり、図１１の差動アンプＡＭＰ２０は、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として動作し、かつ、２つの入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）の差を、（Ｒ３／Ｒ１）倍する反転増幅回路となる。

以上の説明から明らかなように、図７の差動アンプＡＭＰ２の場合、Ｒ３０＝Ｒ４０，かつ、Ｒ５０＝Ｒ６０のとき、第１のバンドギャップ回路ＢＧＲ１の出力電圧Ｖ（ＢＧＲ１）と、反転１倍アンプＡＭＰ１の出力電圧ＶＧの差電圧が、（−Ｒ５０／Ｒ３０）倍され、その（−Ｒ５０／Ｒ３０）倍された電圧にＡＧＮＤが単独で加算される。その結果、電圧ＶＮが得られる。図７の差動アンプＡＭＰ２は、基準電圧Ｖｒｅｆ（＝ＡＧＮＤ）を基準として動作し、かつ、２つの入力電圧（Ｖ１，Ｖ２）の差を、（Ｒ３／Ｒ１）倍する反転増幅回路となる。

差動アンプＡＭＰ２の出力電圧ＶＮは、「温度に依存した電圧」と、「温度に依存しない電圧」との差電圧を、電位極性を逆にして所定の増幅率で増幅した電圧（つまり、温度補償電圧ＶＴＳ）を、アナログ基準電圧ＡＧＮＤに加算した形式で表わすことができる。つまり、ＶＮ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳと表現され、電圧ＶＮは、温度補償後のアナログ基準電圧Ｖｔｅｍｐとみることができる。したがって、電圧ＶＮによって、図１の同期検波回路６００内のオペアンプＯＰ１の非反転入力端子をバイアスすれば、同期検波回路６００の温度補償がなされたことになる。つまり、正の温度係数をもつ第４の電圧ＶＮは、基本的には、温度補償後のアナログ基準電圧（Ｖｔｅｍｐ）として利用することができる。

（可変利得アンプＡＭＰ３の構成と動作）
図７に戻って説明を続ける。上述した、正の温度係数をもつ第４の電圧ＶＮは、基本的には、温度補償後のアナログ基準電圧（Ｖｔｅｍｐ）として利用することができる。但し、回路設計上、何らかの理由によって、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐが、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。図７の温度補償回路２２０が、そのような要求も満足させることができれば、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することが可能となる。

そこで、図７の温度補償回路２２０では、さらに、可変利得アンプＡＭＰ３および電圧加算器ＶＯＤを設けて、電圧ＶＮの特性線の傾きを自在に調整し、この結果、多様な温度特性をもつＶｔｅｍｐ（＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）を自在に生成することを可能とする。

可変利得アンプＡＭＰ３は、オペアンプＯＰ３０と、第７ノードＮＤ７と第８ノードＮＤ８（オペアンプＯＰ３０の反転入力端子）との間に接続された可変抵抗Ｒ７０（第５の抵抗）と、第９ノード（オペアンプＯＰ３の非反転入力端子）ＮＤ９と第１０ノード（ＡＧＮＤノード）ＮＤ１０との間に接続される抵抗Ｒ９０（第６の抵抗）と、オペアンプＯＰ３０の出力ノードＮＤ１１と第８ノードＮＤ８との間に接続される可変抵抗（抵抗値が可変の帰還抵抗：第７の抵抗）Ｒ８０と、を有する。

可変利得アンプＡＭＰ３の増幅率は、可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値を変化させることによって自由に調整することができる。可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値は、抵抗値調整信号によって調整され得る。また、可変利得アンプＡＭＰ３は、反転アンプである。また、可変利得アンプＡＭＰ３を構成するオペアンプＯＰ３０の非反転入力端子には、ＡＧＮＤ発生回路２２６からのＡＧＮＤが印加されている。よって、可変利得アンプＡＭＰ３はＡＧＮＤを基準として動作する反転増幅回路となり、その増幅率は（Ｒ８０／Ｒ７０）で決定される。可変利得アンプＡＭＰ３の出力電圧ＶＹの温度特性は、負の温度係数をもち、具体的には、例えば、温度に対する電圧レベルの特性が、傾きが負の１次関数で表わされる（つまり温度に対して負の１次比例の特性を有する）。そして、第５の電圧ＶＹの温度特性を示す特性線の傾きは、可変抵抗Ｒ７０と可変抵抗Ｒ８０の抵抗値を変化させることによって、自由に調整することができる（図７において、点線で囲んで示される電圧ＶＹの特性図Ｗ５を参照）。この第５の電圧ＶＹを、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐとして利用することも可能である。

（電圧加算器ＶＯＤの構成と動作）
電圧加算器ＶＯＤは、第１１ノードＮＤ１１と第１２ノードＮＤ１２との間に接続された第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００と、第７ノードＮＤ７と第１２ノードＮＤ１２との間に接続された第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０と、によって構成される。第１２ノードＮＤ１２は、第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００と第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０との共通接続ノード共通接続ノードである。

電圧加算器ＶＯＤを構成する２つの抵抗（第１の電圧加算用抵抗Ｒ１００および第２の電圧加算用抵抗Ｒ１１０）の抵抗値は、例えば、同一値に設定される。電圧加算器ＶＯＤでは、電圧ＶＹ（正の温度特性をもつ電圧）に電圧ＶＮ（負の温度特性をもつ電圧）が加算され、この結果、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐ（＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）が生成される。

第５の電圧ＶＹと第４の電圧ＶＮは共に、ＡＧＮＤを基準として生成された電圧であり、常温（２５℃）のときには電圧値がＡＧＮＤ（２５℃）となる。周囲温度が常温（２５℃）以外の温度になったときは、温度補償後の基準電圧Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、（ＶＹ−ＶＮ）で決定される。特性図Ｗ４に示される第４の電圧ＶＮの特性線の線分の傾きと、特性図Ｗ５に示される第５の電圧ＶＹの特性線の線分の傾きが同一であるとすれば、第５の電圧ＶＹと第４の電圧ＶＮは打ち相殺され、よって、Ｖｔｅｍｐの電圧レベルは、広範囲の温度領域において、ＡＧＮＤ（２５℃）に維持される。つまり、可変利得アンプＡＭＰ３において、抵抗Ｒ７０＝Ｒ８０とすると、可変利得アンプＡＭＰ３は単に、反転１倍アンプとして機能する。この場合、Ｖｔｅｍｐは、広範囲の温度領域においてＡＧＮＤ（２５℃）に維持される。よって、ＡＧＮＤについての温度補償が実現される（図７において点線で囲んで示される、Ｖｔｅｍｐの特性図Ｗ６を参照）。

Ｖｔｅｍｐの特性図Ｗ６からわかるように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐの電圧レベルが、広範囲な温度領域においてＡＧＮＤ（２５℃）に維持される場合を想定すると、実際のＡＧＮＤと、ＡＧＮＤ（２５℃）との差電圧が温度補償電圧ＶＴＳとなる。つまり、図１に示したように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐは、実際のアナログ基準電圧ＡＧＮＤに温度補償電圧ＶＴＳを加算することによって得られる（Ｖｔｅｍｐ＝ＡＧＮＤ＋ＶＴＳ）。実際のＡＧＮＤの電圧の極性が、ＡＧＮＤ（２５℃）を基準として負極性ならば、温度補償電圧ＶＴＳの極性は、実際のＡＧＮＤを基準として正極性の電圧となる。実際のＡＧＮＤの電圧の極性が、ＡＧＮＤ（２５℃）を基準として正極性ならば、温度補償電圧ＶＴＳの極性は、実際のＡＧＮＤを基準として負極性の電圧となる。

つまり、実際のＡＧＮＤは負の温度係数をもつが、正の温度係数をもつ温度補償電圧ＶＴＳによって、その負の温度係数が打ち消される。よって、温度補償後のＡＧＮＤ電圧であるＶｔｅｍｐは、温度に依存せずに、広範囲な温度領域において一定（＝ＡＧＮＤ（２５℃））となる。

また、電圧加算器ＶＯＤでは、電圧ＶＮと、電圧ＶＹ（電圧ＶＮを反転増幅して形成される電圧）を加算しているため、電圧ＶＮに重畳するノイズ（特にホワイトノイズ）を打ち消すことができる。よって、温度補償後の電圧（Ｖｔｅｍｐ）を、さらに低ノイズ化することができる。

このようにして、アナログ基準電圧ＡＧＮＤ（アナロググランド）についての温度補償が実現される。

また、回路の温度特性を補償する場合に、何らかの理由によって、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐが、温度に対して所望の温度係数をもつ（温度に対して有感である）ことが必要となる場合も想定され得る。図７の温度補償回路２２０は、そのような要求を満足させることができる。つまり、温度補償電圧ＶＴＳの電圧レベルは、可変利得アンプＡＭＰ３の出力電圧ＶＹの温度特性（つまり、特性線の傾き）を制御することによって、自在に調整することができる。

すなわち、ＶＴｅｍｐの特性図Ｗ６には、点線で示される複数の特性線が示されている。このように、温度補償後の電圧Ｖｔｅｍｐの温度に対する特性は、可変利得アンプＡＭＰ３のゲインを調整することによって、自在に調整することができる。よって、本実施形態の温度補償回路は、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することができる。つまり、本実施形態によれば、高精度の温度補償が可能となり、かつ、柔軟性の高い温度補償回路が実現される。

（第４の実施形態）
本実施形態では、物理量測定装置（ＩＣ）を用いたジャイロセンサについて説明する。物理量測定装置（ＩＣ）には、例えば、物理量トランスデューサとしての水晶振動子が接続される。

ジャイロセンサには、物体に働く力の検出方法によって回転型や振動型等がある。中でも、振動型ジャイロセンサは、構成部品等の観点から小型化や低コスト化に有利とされている。物体に働く角速度を検出する振動型ジャイロセンサには、信頼性や小型化に有利な水晶や圧電素子を励振する圧電振動型ジャイロセンサがある。圧電振動型ジャイロセンサは、振動している物体に角速度が加わると、その振動と直角方向にコリオリ力が生じることを利用している。

例えば、角速度を検出する振動型ジャイロセンサでは、物理量トランスデューサ（振動子）に一定方向の駆動振動が励振される。この振動子に角速度が加わると、駆動振動と垂直な方向にコリオリ力が生じ、これによって検出振動が生じる。検出振動は駆動振動に直交する方向に生じるため、検出信号（検出振動による信号成分）は駆動信号（駆動振動による信号成分）と位相が９０度ずれている。このことを利用して、上述の同期検波によって検出信号を、駆動信号とは区別して検出することができる。振動子として水晶振動子を用いると、振動型ジャイロセンサの小型化ならびに信頼性の向上を図ることができる。振動型ジャイロセンサが適用される用途は広く、例えばビデオカメラやデジタルカメラの手振れ検出や、カーナビゲーションシステムのＧＰＳ（Global Positioning System）の位置検出、航空機やロボットの姿勢検出等に用いられる。

図８は、ジャイロイセンサの構成の一例を示す図である。ジャイロセンサ５１０は、物理量測定装置（ＩＣ）１００と、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵと、を含む。物理量測定装置（ＩＣ）１００は、発振駆動回路１５０を有する発振回路１４０と、検出回路９００と、を有する。発振駆動回路１５０の２つの接続端子ＴＭ１，ＴＭ２の各々には、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵの端子Ｊ１および端子Ｊ２が接続される。発振駆動回路１５０は、同期検波参照信号ＳＤＥＴを出力する。

検出回路９００は、交流増幅回路５８０と、移相器５９０と、同期検波回路６００と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７００と、調整テーブル３０２を内蔵するＲＯＭ３０１と、を有する。必要に応じて、Ａ／Ｄ変換回路８００が設けられる。

交流増幅回路５８０は、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵの端子Ｊ３および端子Ｊ４の各々から出力される物理量信号（すなわち、入力信号Ｖｉｎ）を増幅する電流／電圧変換型のアンプＯＰＡ１およびＯＰＡ２と、差動増幅器ＯＰＡ３と、を有する。移相器５９０は、交流増幅回路５８０から出力される信号の位相を調整する。

同期検波回路６００は、先に説明したように、オフセット補償回路２１０と、温度補償回路２２０と、を有する。同期検波回路６００の動作は、上述のとおりである。オフセット補償回路２１０から出力されるオフセット補償信号Ｖｏｆｆｍの電圧レベルは、ＲＯＭ３０１からの補正データＱＤ（図４のＲ２Ｒラダー回路の抵抗値を調整するための補正データ）あるいは抵抗値調整信号ＱＷ（図６の回路の帰還抵抗Ｒ４０の抵抗値を調整するための調整信号）によって制御される。

また、温度補償回路２２０から出力される温度補償信号ＶＴＳの電圧レベルは、ＲＯＭ３０１から出力される抵抗値調整信号ＱＳ（図７の可変利得アンプＡＭＰ３の抵抗値を調整するための調整信号）によって制御される。

図９は、図８の発振駆動回路の構成の一例を示す図である。発振駆動回路１５０の接続端子ＴＭ１，ＴＭ２には、振動子（物理量トランスデューサ）ＴＤＵが接続される。発振駆動回路１５０および振動子（物理量トランスデューサ）ＴＤＵは発振ループを構成する。

発振駆動回路１５０は、初段のアンプ３０と、可変利得アンプ２０と、ＡＧＣ回路４０と、参照信号生成回路２００として機能するコンパレータ５０と、を有する。コンパレータ５０は、同期検波用の参照信号ＳＤＥＴを生成する。この参照信号ＳＤＥＴは、同期検波回路６００に供給される（図１および図２参照）。ＡＧＣ回路４０は、全波整流器４２と、積分器４６とを有する。積分器４６から出力される利得制御信号ＶＣＴＬによって、可変利得アンプ２０の利得が制御される。

（第５の実施形態）
本実施形態では、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の一例について説明する。図１０は、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の構成例を示す図である。

図１０の電子機器（例えば、デジタルカメラ）１０００は、ジャイロセンサ（物理量測定装置）５１０と、表示部５５０と、ＣＰＵ等の処理部５２０と、メモリ５３０と、操作部５４０と、を有している。ジャイロセンサ５１０は、物理量測定装置（ＩＣ）１００を有する。物理量測定装置１００には、発振駆動回路１５０および検出回路９００と、を有する。また、物理量測定装置１００には、物理量トランスデューサ（振動子）ＴＤＵが接続されている。

物理量測定装置１００の検出回路９００は、上述のとおり、オフセット電圧ならびに温度オフセットを高精度にキャンセルすることができる。よって、物理量トランスデューサ（ＴＤＵ）が接続されたジャイロセンサ５１０は高い検出性能を有する。同様に、本発明のジャイロセンサ５１０を内蔵する電子機器１０００は、物理量を高精度で検出することができる。よって、本発明のジャイロセンサ５１０を搭載することによって、電子機器１０００の性能が向上する。電子機器１０００は、デジタルカメラの他、カーナビゲーションシステムや航空機やロボットであってもよい。

以上の実施形態によれば、例えば、以下の効果を得ることができる。但し、以下の効果は同時に得られるとは限らず、以下の効果の列挙が、本発明の技術的範囲を不当に限定する根拠とされてはならない。
（１）同期検波回路（検出回路）の出力信号に重畳されるオフセット電圧の補償および信号経路の直流基準電圧の温度に依存した変動分の補償の双方を実現すると共に、これらの補償に伴うノイズを最小化することができ、検出回路の検出精度をさらに向上させることができる。
（２）同期検波回路において、オフセット補償ならびに温度補償をまとめて行うことができるため、検出回路全体として、効率的なレイアウトを実現することができる。
（３）同期検波回路においてオフセットキャンセル処理が実現されるため、同期検波回路以後に、オフセットキャンセル回路（ゼロ点調整回路）を設ける必要がない。
（同期検波回路（検出回路）を搭載するＩＣ内に、オフセットキャンセルための調整データを格納しているメモリ回路（例えば、ＥＰＲＯＭ等の不揮発性メモリ）を設けることによって、例えば、ルックアップテーブル方式を用いて、オフセット電圧のキャンセル処理を自動化することができる。
（４）極めて高い検出感度を有する、同期検波回路を有する検出回路が実現される。
（５）微小な物理量信号に基づいて、物理量を、極めて高感度で測定することができる物理量測定装置が実現される。
（６）振動子からの信号に基づいて、物理量を高精度（高感度）で検出することができるジャイロセンサが実現される。
（７）物理量測定装置による測定結果に基づいて、例えば、電子機器の動作を制御したり、あるいは、測定結果を電子機器の表示画面上に表示したりすることができる。高精度の物理量測定が実現されるため、電子機器の性能も向上する。
（８）本発明の検出回路は、センサからの信号を入力とする検出回路のみならず、通信信号の検波回路としても利用することができる。この場合、同期検波回路は直交検波回路（あるいは周波数変換を行うミキサ回路）として動作する。参照信号としては、例えば、搬送波を使用することができる。

以上、本実施形態について詳述したが、本発明の新規事項および効果から逸脱しない範囲で、多くの変形が可能であることは、当業者には容易に理解できるであろう。したがって、このような変形例は、すべて本発明に含まれるものとする。例えば、上記の説明では、同期検波回路と記載されているが、通信分野ではミキサと呼ばれることがある。すなわち、同期検波回路も、交流を直流に変換する（周波数変換をする）機能をもつため、ミキサとみることもできる。同期検波回路は、例えば、シングルバランスミキサあるいはダブルバランスミキサの回路構成を用いて実現することができる。

また、上述の実施形態では同期検波回路を用いた例について説明したが、他の検波回路、例えば、包絡線検波回路や遅延検波回路を使用する場合においても、本発明を適用することができる。すなわち、本発明は、検波回路（検波回路を含む検出回路）のオフセット補償ならびに温度補償を行う技術として、広く利用することができる。

本発明は、ノイズを最小化しつつ、同期検波回路（同期検波回路を内蔵する検出回路）のオフセット補償および温度補償を実行することができ、同期検波回路（同期検波回路を内蔵する検出回路）のＳ／Ｎをさらに向上させることができるという効果を奏し、例えば、同期検波回路（同期検波回路を内蔵する検出回路）、物理量測定装置、ジャイロセンサおよび電子機器等として有用である。

本発明の同期検波回路（ならびに同期検波回路を内蔵する検出回路）の構成の一例を示す回路図 同期検波回路の動作を説明するための図 オフセット補償電圧と温度補償電圧との関係、および両電圧の加算方式について説明するための図 Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換回路を用いたオフセット補償回路の構成を示す回路図 図５（Ａ），図５（Ｂ）は、Ｒ２Ｒラダー回路の動作を説明するための図 オフセット補償回路の他の構成を示す回路図 温度補償回路の一例の構成と動作を説明するための図 物理量測定装置およびジャイロイセンサの構成の一例を示す図 発振駆動回路の構成の一例を示す図 電子機器の構成の一例を示す図 図７に示される差動アンプの伝達関数について説明するための図

符号の説明

１００ 物理量測定装置、２０９ 同期検波部、２１０ オフセット補償回路、
２２０ 温度補償回路、２３０ ＲＯＭ、２３２ 調整テーブル、
６００ 同期検波回路、７００ ローパスフィルタ（平滑回路）、
８００ Ａ／Ｄ変換器、９００ 検出回路

Claims (12)

1. 交流信号を同期検波する同期検波回路であって、
   前記直流電圧信号に重畳されるオフセット電圧を補償するためのオフセット補償電圧を生成するオフセット補償回路と、
   前記検出回路内の信号経路における直流基準電圧の温度に依存した変動を補償するための温度補償電圧を生成する温度補償回路と、
   を有し、
   前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧の各々を、前記同期検波回路に入力される前記交流信号に重畳し、
   前記同期検波回路は、前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧が重畳された前記交流信号を同期検波することを特徴とする同期検波回路。
2. 請求項１記載の同期検波回路であって、
   前記同期検波回路に含まれる、前記交流信号の電圧レベルを反転する反転アンプの第１の入力ノードの前記直流基準電圧に前記オフセット補償電圧が重畳され、前記反転アンプの第２の入力ノードの前記直流基準電圧に前記温度補償電圧が重畳され、
   前記反転アンプの前記第２の入力ノードの前記直流基準電圧は、前記第１の入力ノードの前記直流基準電圧から電気的に分離されていることを特徴とする同期検波回路。
3. 請求項２記載の同期検波回路であって、
   前記反転アンプの前記第１の入力ノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスは、前記オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定であることを特徴とする同期検波回路。
4. 請求項３記載の同期検波回路であって、
   前記オフセット補償回路は、Ｒ２Ｒラダー方式のＤ／Ａ変換器であり、前記反転アンプの前記第１のノードからみた前記Ｒ２Ｒラダーのインピーダンスが一定であることを特徴とする同期検波回路。
5. 請求項３記載の同期検波回路であって、
   前記オフセット補償回路は、前記オフセット補償電圧を出力するオペアンプを有し、前記オペアンプの出力インピーダンスが一定であることによって、前記反転アンプの前記第１のノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスが一定になることを特徴とする同期検波回路。
6. 請求項１〜請求項５のいずれかに記載の同期検波回路と、
   前記同期検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、
   を有することを特徴とする検出回路。
7. 請求項６記載の検出回路であって、
   前記オフセット補償回路の動作制御のための調整データを格納しているメモリ回路を、さらに有することを特徴とする検出回路。
8. 測定対象である物理量信号が入力される、前記請求項６または請求項７に記載の検出回路を有することを特徴とする物理量測定装置。
9. 請求項８記載の物理量測定装置であって、
   前記物理量信号は、センサとしての振動子から出力され、
   前記物理量測定装置は、さらに、
   前記振動子と共に発振ループを形成し、前記振動子に駆動振動を励振するための発振駆動回路を有し、
   前記発振駆動回路は、前記発振ループ内の信号に基づいて、前記検出回路における前記同期検波用の参照信号を生成し、前記参照信号を前記検出回路に供給することを特徴とする物理量測定装置。
10. 請求項９記載の物理量測定装置と、前記物理量信号を出力する前記振動子と、を有することを特徴とするジャイロセンサ。
11. 請求項８または請求項９記載の物理量測定装置を有することを特徴とする電子機器。
12. 請求項１０記載のジャイロセンサを有することを特徴とする電子機器。

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