JP2009229171A - 同期検波回路、検出回路、物理量測定装置、ジャイロセンサおよび電子機器 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 オフセット補償回路210からのオフセット補償電圧Voffmと、温度補償回路220からの温度補償電圧VTSとを、重ね合わせの原理を用いて、同期検波回路600の同期検波部209において加算する。オフセット補償電圧Voffmと温度補償電圧VTSは電気的に独立している。
【選択図】 図3
Description
本実施形態では、同期検波回路を含む検出回路の構成と動作について説明する。
図1は、同期検波回路を含む検出回路の構成の一例を示す回路図である。検出回路900は、同期検波回路600と、初段アンプ233と、ローパスフィルタ(LPF)700と、調整テーブル232を内蔵するROM230と、アナログ基準電圧(直流バイアス電圧)AGNDを発生するAGND発生回路(AGND源)226と、入力信号Vinが入力される第1の端子PN1と、調整信号QXが入力される第2の端子PN2と、検出出力Voutを出力する第3の端子PN3と、を有する。
図2は、同期検波回路の動作を説明するための図である。まず、同期検波回路600における同期検波部209の一般的な動作について説明する。
図3は、オフセット補償電圧Voffmと温度補償電圧VTSとの関係、および両電圧の加算方式について説明するための図である。図3において、第1の端子PN1には、入力信号Vinが印加されない状態を想定する。この場合、第3の端子PN3から出力される検波出力Voutの電圧レベルは、オフセット電圧Voffがない場合、理想的には、アナログ基準電圧AGNDに一致する(図3の右側に示される、状態S(2)参照)。但し、実際は、検波出力Voutには、オフセット電圧Voffが重畳される(図3の右側に示される、状態S(1)参照)。このオフセット電圧Voffを除去するために、オフセット補償電圧Voffmを反転アンプOP1の反転入力端子(第1の入力ノード)に重畳する。これによって、オフセット電圧Voffが除去される。
上述のとおり、オフセット電圧Voffは、AGNDに対する電位差(差電圧)で表される。オフセット電圧の発生源によって生じるオフセット電圧Voffの電圧レベルが、周囲温度によって変動した場合、アナログ基準電圧AGNDも同じにように変動し、よって、両電圧間の電位差は変化しないとみなすことができる。つまり、オフセット電圧Voffは、検出回路(IC)900毎に固有の電圧であり、温度には依存しない。よって、オフセット補償電圧Voffmも、温度に依存せず一定である。
以下、数式を用いて、VoffmとVTSを独立に加算できることを証明する。以下の説明において、Vin=AGND+Vac・sinωtである。Voffmはオフセット補償電圧であり、VTSは、温度補償電圧である。また、Vyは、反転アンプOP1の出力端の電圧であり、SDETは同期検波の参照信号である。
次に、重ね合わせの原理を用いた加算について説明する。オフセット補償電圧Voffmと、温度補償電圧VTSは、互いに独立に加算されなければならない。このためには、重ね合わせの原理を用いて、2つの補償電圧の各々を信号経路に重畳する必要がある。重ね合わせの原理は、「複数の電圧源をもつ線形電気回路において、任意の点の電圧は、各電圧源が単独に存在していた場合の和に等しい」とする原理である。重ね合わせの原理を適用するためには、信号経路の線形性を保証する必要がある。
本実施形態では、オフセット補償回路210の回路構成の一例(R-2Rラダー方式のD/A変換器を用いる例)について説明する。
図4は、R2Rラダー方式のD/A変換回路を用いたオフセット補償回路の構成を示す回路図である。R2Rラダーは、2種類の単位抵抗(抵抗R,抵抗2R)を梯子状に接続して構成される。デコーダ211は、入力される補正データQDをデコードして、(n+1)ビットのデジタルデータ(つまり、電圧V0〜Vn)を出力する。
本実施形態では、オフセット補償回路の変形例について説明する。図6は、オフセット補償回路の他の回路構成に説明するための回路図である。
VAoff=AGND+(VDD−AGND)・R40/R30
上式において、(VDD−AGND)・R40/R30をVoffmとすれば、VAoff=AGND+Voffmとなる。よって、AGNDを基準として、オフセット補償電圧を生成することができる。図6のオフセット補償回路は、回路構成が簡単である。よって、占有面積の削減やコストの削減が可能である。
本実施形態では、図1に示される温度補償回路220の具体的な構成の一例およびその動作について説明する。
図7は、温度補償回路の一例の構成と動作を説明するための図である。図7に示すように、温度補償回路220は、同じ回路構成をもつ第1および第2のバンドギャップ回路(基準電圧生成回路)BGR1,BGR2と、反転1倍アンプAMP1と、差動アンプAMP2と、可変利得アンプAMP3と、電圧加算器VODと、AGND発生回路226と、を有する。なお、図7には、温度補償回路220における主要な電圧の温度に対する電圧特性が、点線で囲まれて示されている(図7中のW1〜W6参照)。
第1のバンドギャップ回路BGR1(以下、BGR1と記載する)と、第2のバンドギャップ回路BGR2(以下、BGR2と記載する)とは、同じ回路構成を有する。但し、BGR1では、第1の抵抗としてRa’を使用し、第2の抵抗としてRb’を使用し、第3の抵抗としてRc’を使用している。一方、BGR2では、第1の抵抗としてRaを使用し、第2の抵抗としてRbを使用し、第3の抵抗としてRcを使用している。同じ回路構成とするのは、BGR1およびBGR2の特性を揃えるためである。
Vbe(Q2)=Vbe(Q1)+V(Ra)・・・(28)
ここで、Vbe(Q2)は、PN接合ダイオードQ2の順方向電圧である。また、Vbe(Q1)は、PN接合ダイオードQ2の順方向電圧である。また、V(Ra)は、第1の抵抗Raの両端の電圧である。
V(Ra)=Vbe(Q2)−Vbe(Q1)・・・(29)
ここで、V(Ra)の温度係数(つまり、V(Ra)を温度で偏微分して得られる係数)をK1とする。同様に、Vbe(Q2)がもつ負の温度係数(Vbe(Q2)を温度で偏微分して得られる係数)をK2とし、Vbe(Q1)がもつ負の温度係数(Vbe(Q1)を温度で偏微分して得られる係数)をK3とする。PN接合ダイオードQ1とQ2は、異なる電流密度でバイアスされているため、Vbe(Q1)の負の温度係数K3の絶対値は、Vbe(Q2)がもつ負の温度係数K2の絶対値よりも大きい。よって、V(Ra)のもつ温度係数は、正の温度係数となる。つまり、負の温度係数K2から、絶対値がより大きな負の温度係数K3を減算すれば、結果的に、正の温度係数K3が得られる。
Vbe(Q1)=(kT/q)ln(I1/Is(Q1))・・・(30)
Vbe(Q2)=(kT/q)ln(I2/Is(Q2))・・・(31)
上式において、kはボルツマン定数であり、Tは絶対温度であり、qは電気素量であり、Is(Q1)およびIs(Q2)は各々、PN接合ダイオードQ1とQ2の飽和電流である。
I2:I1=Rb:Rc・・・(32)
したがって、下記の式(33)が導かれる。
I1=I2・Rc/Rb・・・(33)
V(Ra)=(kT/q)ln(I2・Is(Q1)/I1・Is(Q2))・・・・(34)
さらに、式(34)に式(33)を代入すると、下記の式(35)が得られる。
V(Ra)=(kT/q)ln(Rb・Is(Q1)/Rc・Is(Q2))・・・・(35)。
V(BGR2)=V(Ra)・Rb/Ra+Vbe(Q2)・・・(36)
さらに、式(36)に式(35)を代入すると、式(37)が得られる。
V(BGR2)=(Rb/Ra)(kT/q)ln(Rb・Is(Q1)/Rc・Is(Q2))+Vbe(Q2)・・・(37)
Is(Q1)=n・Is(Q2)・・・(38)
V(BGR2)=(Rb/Ra)(kT/q)ln(n・Rb/Rc)+Vbe(Q2)・・・(39)
抵抗値Ra,Rb,Rc、ならびに、PN接合ダイオードQ1における、並列接続されるバイポーラトランジスタの個数nは、すべて設計により決まる定数であり、あらためて、定数Gを、以下の式(40)のように定義する。
G=(Rb/Ra)ln(n・Rb/Rc)・・・(40)
V(BGR2)を、定数Gを用いて表すと、以下の式(41)を得る。
V(BGR2)=G・(kT/q)+Vbe(Q2)・・・(41)
図7において、バンドギャップ回路BGR2の出力電圧V(BGR2)は、反転1倍アンプAMP1の非反転入力端子に入力される。反転1倍アンプAMP1は、オペアンプOP10と、抵抗R10と、抵抗R20とによって構成される。反転1倍アンプAMP1において、抵抗R10の抵抗値と抵抗R20の抵抗値は等しい。すなわち、R10=R20である。このような表記の場合、R10は、抵抗R10の抵抗値を示し、R20は、抵抗R20の抵抗値を示す(以下の説明でも同様である)。但し、回路構成上、抵抗R10の抵抗値と抵抗R20の抵抗値が異なる場合もあり得る。
差動アンプAMP2の構成と動作を説明するために、図7では、第1ノードND1〜第12ノードND12の各々を設定している。これらのノード(節点)は、主として、抵抗の位置を正確に特定するため、ならびに、主要な箇所の電位を特定するために使用される。
図7に戻って説明を続ける。上述した、正の温度係数をもつ第4の電圧VNは、基本的には、温度補償後のアナログ基準電圧(Vtemp)として利用することができる。但し、回路設計上、何らかの理由によって、温度補償後の電圧Vtempが、温度に対して所望の温度係数をもつ(温度に対して有感である)ことが必要となる場合も想定され得る。図7の温度補償回路220が、そのような要求も満足させることができれば、種々の回路の多様な要求に、柔軟に対応することが可能となる。
電圧加算器VODは、第11ノードND11と第12ノードND12との間に接続された第1の電圧加算用抵抗R100と、第7ノードND7と第12ノードND12との間に接続された第2の電圧加算用抵抗R110と、によって構成される。第12ノードND12は、第1の電圧加算用抵抗R100と第2の電圧加算用抵抗R110との共通接続ノード共通接続ノードである。
本実施形態では、物理量測定装置(IC)を用いたジャイロセンサについて説明する。物理量測定装置(IC)には、例えば、物理量トランスデューサとしての水晶振動子が接続される。
本実施形態では、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の一例について説明する。図10は、本発明の物理量測定装置を搭載した電子機器の構成例を示す図である。
(1)同期検波回路(検出回路)の出力信号に重畳されるオフセット電圧の補償および信号経路の直流基準電圧の温度に依存した変動分の補償の双方を実現すると共に、これらの補償に伴うノイズを最小化することができ、検出回路の検出精度をさらに向上させることができる。
(2)同期検波回路において、オフセット補償ならびに温度補償をまとめて行うことができるため、検出回路全体として、効率的なレイアウトを実現することができる。
(3)同期検波回路においてオフセットキャンセル処理が実現されるため、同期検波回路以後に、オフセットキャンセル回路(ゼロ点調整回路)を設ける必要がない。
(同期検波回路(検出回路)を搭載するIC内に、オフセットキャンセルための調整データを格納しているメモリ回路(例えば、EPROM等の不揮発性メモリ)を設けることによって、例えば、ルックアップテーブル方式を用いて、オフセット電圧のキャンセル処理を自動化することができる。
(4)極めて高い検出感度を有する、同期検波回路を有する検出回路が実現される。
(5)微小な物理量信号に基づいて、物理量を、極めて高感度で測定することができる物理量測定装置が実現される。
(6)振動子からの信号に基づいて、物理量を高精度(高感度)で検出することができるジャイロセンサが実現される。
(7)物理量測定装置による測定結果に基づいて、例えば、電子機器の動作を制御したり、あるいは、測定結果を電子機器の表示画面上に表示したりすることができる。高精度の物理量測定が実現されるため、電子機器の性能も向上する。
(8)本発明の検出回路は、センサからの信号を入力とする検出回路のみならず、通信信号の検波回路としても利用することができる。この場合、同期検波回路は直交検波回路(あるいは周波数変換を行うミキサ回路)として動作する。参照信号としては、例えば、搬送波を使用することができる。
220 温度補償回路、230 ROM、232 調整テーブル、
600 同期検波回路、700 ローパスフィルタ(平滑回路)、
800 A/D変換器、900 検出回路
Claims (12)
- 交流信号を同期検波する同期検波回路であって、
前記直流電圧信号に重畳されるオフセット電圧を補償するためのオフセット補償電圧を生成するオフセット補償回路と、
前記検出回路内の信号経路における直流基準電圧の温度に依存した変動を補償するための温度補償電圧を生成する温度補償回路と、
を有し、
前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧の各々を、前記同期検波回路に入力される前記交流信号に重畳し、
前記同期検波回路は、前記オフセット補償電圧および前記温度補償電圧が重畳された前記交流信号を同期検波することを特徴とする同期検波回路。 - 請求項1記載の同期検波回路であって、
前記同期検波回路に含まれる、前記交流信号の電圧レベルを反転する反転アンプの第1の入力ノードの前記直流基準電圧に前記オフセット補償電圧が重畳され、前記反転アンプの第2の入力ノードの前記直流基準電圧に前記温度補償電圧が重畳され、
前記反転アンプの前記第2の入力ノードの前記直流基準電圧は、前記第1の入力ノードの前記直流基準電圧から電気的に分離されていることを特徴とする同期検波回路。 - 請求項2記載の同期検波回路であって、
前記反転アンプの前記第1の入力ノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスは、前記オフセット補償回路の動作状態に関わらず一定であることを特徴とする同期検波回路。 - 請求項3記載の同期検波回路であって、
前記オフセット補償回路は、R2Rラダー方式のD/A変換器であり、前記反転アンプの前記第1のノードからみた前記R2Rラダーのインピーダンスが一定であることを特徴とする同期検波回路。 - 請求項3記載の同期検波回路であって、
前記オフセット補償回路は、前記オフセット補償電圧を出力するオペアンプを有し、前記オペアンプの出力インピーダンスが一定であることによって、前記反転アンプの前記第1のノードからみた前記オフセット補償回路のインピーダンスが一定になることを特徴とする同期検波回路。 - 請求項1〜請求項5のいずれかに記載の同期検波回路と、
前記同期検波回路の出力信号を平滑する平滑回路と、
を有することを特徴とする検出回路。 - 請求項6記載の検出回路であって、
前記オフセット補償回路の動作制御のための調整データを格納しているメモリ回路を、さらに有することを特徴とする検出回路。 - 測定対象である物理量信号が入力される、前記請求項6または請求項7に記載の検出回路を有することを特徴とする物理量測定装置。
- 請求項8記載の物理量測定装置であって、
前記物理量信号は、センサとしての振動子から出力され、
前記物理量測定装置は、さらに、
前記振動子と共に発振ループを形成し、前記振動子に駆動振動を励振するための発振駆動回路を有し、
前記発振駆動回路は、前記発振ループ内の信号に基づいて、前記検出回路における前記同期検波用の参照信号を生成し、前記参照信号を前記検出回路に供給することを特徴とする物理量測定装置。 - 請求項9記載の物理量測定装置と、前記物理量信号を出力する前記振動子と、を有することを特徴とするジャイロセンサ。
- 請求項8または請求項9記載の物理量測定装置を有することを特徴とする電子機器。
- 請求項10記載のジャイロセンサを有することを特徴とする電子機器。
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