JP5714388B2 - センサ駆動回路、及びそれを用いた物理量センサ - Google Patents

Description

本発明は、振動子を振動させて物理量に応じた検出信号を出力するセンサ素子を駆動するセンサ駆動回路、及びそれを用いた物理量センサに関する。

現在、角速度センサとして圧電振動子等を用いた振動型ジャイロスコープが広く用いられている。振動型ジャイロスコープは振動する物体に加わるコリオリの力から角速度を検出する。コリオリの力が振動物体の速度に比例することから振動型ジャイロスコープの検出感度は原理上、振動子の励振レベルに比例する。また、当該検出感度は温度によって変化することが知られている。この原因の一つとして、周囲温度の変化によって振動子やその周辺回路の感度が変化することが考えられる。

図４は従来の振動型ジャイロスコープ２のブロック構成図であり、圧電振動子を用いたセンサ素子４と、センサ素子４を駆動する発振信号を生成する駆動回路６と、センサ素子４からの検出信号から角速度に比例した直流電圧信号を抽出する検出回路８とからなる。温度変化によるセンサ素子４又は検出回路８での検出感度の変化を補償する従来技術として、駆動回路６によるセンサ素子４の励振レベルを温度に応じて変化させることが提案されている（特許文献１）。当該技術では発振ループのＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得制御）アンプ１０のゲインを温度補正することで、検出感度の温度に対する直線的な変化を補償する。具体的には、サーミスタ等の感温素子を備えて温度変化を検出すると共に、ゲインを温度変化の一次関数とする。すなわち、検出感度における温度増加に伴い直線的に増加する温度特性に対して、ゲインを直線的に減少させて当該温度特性の補償を図る。

特開平４−２７８４１４号公報 特開２００７−２９２６８０号公報

検出感度が温度変化の一次関数である場合にゲインを一次関数で変化させると、検出感度は温度変化の二次関数となる。そのため、二次関数の極値付近では温度依存性を抑制することが可能であるが、温度変化が大きいと検出感度の温度変化が好適には補償されないという問題があった。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであり、検出感度の温度特性をより広い温度範囲にて好適に補償可能なセンサ駆動回路及び物理量センサを提供することを目的とする。

本発明に係るセンサ駆動回路は、振動子を備えたセンサ部と共に帰還型発振回路を構成し、発振信号により前記振動子を励振し駆動するものであって、前記発振回路において前記発振信号を増幅する可変利得増幅部と、前記可変利得増幅部の利得を制御して前記発振信号の振幅をフィードバック制御する振幅制御信号を生成する利得制御部と、を有し、前記利得制御部は、前記発振信号の振幅が前記センサ部の検出感度の温度特性に反比例するように前記振幅制御信号を生成する。

他の本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記利得制御部は、温度変化に対して前記センサ部の検出感度の温度特性に相当する特性で抵抗値を制御される抵抗回路を用いて前記振幅制御信号を生成する。

さらに他の本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記利得制御部は、前記抵抗回路を用いて、前記抵抗値の逆数に比例した補正電流を生成する補正電流生成手段と、前記発振信号の振幅に応じたモニタ電流を生成し、当該モニタ電流と前記補正電流とに基づいて前記振幅制御信号を生成する振幅制御信号生成手段と、を有する。

他の本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記振幅制御信号生成手段は、前記発振信号の振幅に応じたモニタ電圧を入力され前記振幅制御信号を出力する、演算増幅器を用いた反転増幅回路を有し、前記補正電流生成手段は、一方端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他方端子を前記モニタ電圧とは逆極性の基準電圧を与える基準電圧源に接続された前記抵抗回路を有する。

上記本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記抵抗回路は、その抵抗値を前記センサ部の検出感度の温度特性に応じた直線的な特性で変化させる構成とすることができる。

また他の本発明に係るセンサ駆動回路は、前記抵抗回路であって抵抗値を電圧制御可能な構成を有する第１の可変抵抗回路と、前記第１の可変抵抗回路の抵抗値を制御する抵抗制御部と、を有し、前記抵抗制御部は、抵抗値を電圧制御可能であって、共通の抵抗制御電圧での当該抵抗値と前記第１の可変抵抗回路の抵抗値とが一定比となる構成を有し、基準電流源から温度に対し一定に保たれる基準電流が流れる第２の可変抵抗回路と、前記第１及び第２の可変抵抗回路に共通の前記抵抗制御電圧を供給しそれらの抵抗値を制御する制御回路と、温度に対して互いに異なる傾きで直線的に変化する複数の温度電圧を生成する温度電圧生成回路と、前記複数の温度電圧のうち任意の１つを選択でき、前記センサ部の検出感度の温度特性に基づいて選択される特定温度電圧を前記制御回路へ出力する温度電圧選択回路と、を有し、前記制御回路は、前記第２の可変抵抗回路での前記基準電流による電圧降下を前記特定温度電圧に一致させる前記抵抗制御電圧を生成する。

別の本発明に係るセンサ駆動回路は、さらに、前記複数の温度電圧と対応させて複数の前記基準電流源を備えた基準電流生成回路と、前記複数の基準電流のうち任意の１つを選択でき、前記特定温度電圧と対応させて選択される前記基準電流を前記第２の可変抵抗回路へ供給する基準電流選択回路と、を有し、前記複数の基準電流源それぞれが出力する前記基準電流は、当該基準電流源に対応する前記温度電圧の所定の温度での値に比例した大きさに設定されている。

別の本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記温度電圧生成回路は、前記複数の温度電圧の一つとして前記温度に対して一定に保たれる定電圧を生成し、前記基準電流生成回路の前記各基準電流源は、前記定電圧に基づいて前記基準電流を生成する。

さらに別の本発明に係るセンサ駆動回路においては、前記温度電圧生成回路は、バンドギャップ基準回路を用いて絶対温度に比例する温度電流を生成する回路と、複数の分圧点を有し、前記温度電流を入力され前記複数の温度電圧を出力する抵抗分割回路と、を有する。

本発明に係る物理量センサは、励振状態にて検知対象とする物理量を検出する振動子を備え、前記検出感度が励振レベルに比例すると共に前記温度に対して直線的に変化するセンサ部と、上記センサ駆動回路のいずれかと、前記センサ部が出力する検出信号を信号処理して前記物理量に応じた出力信号を生成する検出回路と、を有する。

本発明によれば、検出感度の温度特性をより広い温度範囲にて好適に補償可能となる。例えば、センサ部の検出感度が温度に対して増加する一次関数である場合に、センサ駆動回路の第１の抵抗回路の抵抗も温度に対して増加する一次関数に設定する。これにより、センサ部を励振する発振信号の振幅は抵抗回路の一次関数に反比例して減少する。よって、原理的に当該発振信号の振幅の温度変化によって検出感度の温度変化を相殺して一定に保つことが可能である。

本発明の実施形態に係る振動型ジャイロスコープの概略のブロック構成図である。 振幅制御電圧生成部、補正電流生成部及び抵抗制御部の構成をより詳細に示した回路図である。 温度電圧生成回路が生成する複数種類の温度電圧の模式的なグラフである。 従来の振動型ジャイロスコープのブロック構成図である。

以下、本発明の実施の形態（以下実施形態という）について、図面に基づいて説明する。

図１は実施形態に係る物理量センサである振動型のジャイロスコープ２０の概略のブロック構成図である。ジャイロスコープ２０は、センサ素子２２、駆動回路２４、及び検出回路２６を含んで構成される。

センサ素子２２は、水晶等の圧電体からなる振動子３０、互いに対をなす駆動電極３２，３４、及び互いに対をなす検出電極３６，３８からなる。駆動電極３２，３４は駆動回路２４からの発振信号を振動子３０に印加して、逆圧電効果により振動子３０を励振する。励振された振動子３０は角速度が加わるとコリオリ力により振動を生じ、圧電効果により電荷を生じる。検出電極３６，３８は当該振動により生じた電荷を電流として取り出し、検出回路２６へ出力する。

駆動回路２４は電流電圧変換回路（以下、Ｉ／Ｖ変換回路）４０、可変利得増幅回路４２及び利得制御部４４を有し、振動子３０と共に帰還型発振回路を構成する。駆動回路２４は発振信号Ｓ１を振動子３０の駆動電極３２に印加し、振動子３０の振動に応じて駆動電極３４から流れ出す電流をモニタして、発振信号の振幅をフィードバック制御する。

Ｉ／Ｖ変換回路４０は、駆動電極３４から流れ出す帰還電流Ｓ２を入力され、電流電圧変換を行って可変利得増幅回路４２へ帰還電圧信号Ｓ３として出力する。可変利得増幅回路４２は利得制御部４４からの振幅制御電圧Ｓ４によって利得Ｇampを制御され、当該利得でＩ／Ｖ変換回路４０からの帰還電圧信号Ｓ３を増幅する。

利得制御部４４は、実効値回路５０、振幅制御電圧生成部５２、補正電流生成部５４及び抵抗制御部５６を有する。実効値回路５０は帰還電圧信号Ｓ３の振幅に応じた直流のモニタ電圧として、帰還電圧信号Ｓ３の実効値電圧を生成して出力する。

振幅制御電圧生成部５２は、発振信号の振幅に応じたモニタ電流を生成し、当該モニタ電流から補正電流を減じて補正モニタ電流を生成し、当該補正モニタ電流に基づいて振幅制御電圧Ｓ４を生成する回路であり、その詳細については後述する。

補正電流生成部５４は抵抗値が温度に対して特定の温度特性で変化する抵抗回路を備え、当該抵抗回路の抵抗値の逆数に比例した補正電流を生成して振幅制御電圧生成部５２に供給する。当該抵抗回路は抵抗値を電圧制御可能な可変抵抗回路（第１の可変抵抗回路）である。抵抗制御部５６は当該可変抵抗回路の抵抗値を制御する。補正電流生成部５４及び抵抗制御部５６についてもさらに後述する。

検出回路２６は、検出増幅回路７０、同期検波回路７２、増幅回路７４及びＬＰＦ（Low Pass Filter：低域通過フィルタ）７６を有し、センサ素子２２が出力する検出信号Ｓ５，Ｓ６を信号処理して、検出対象とする物理量である角速度に応じた出力信号を生成する。

検出増幅回路７０は、検出電極３６，３８に接続され、それらから入力される検出信号Ｓ５，Ｓ６をそれぞれ電圧値に変換する。また、検出増幅回路７０は差動増幅回路を備え、電圧に変換された検出信号Ｓ５，Ｓ６に対して差動増幅を行う。

同期検波回路７２は検出増幅回路７０からの出力信号Ｓ７を入力され、図示しないが駆動回路２４の発振信号Ｓ１に基づいて同期検波を行い、検波出力Ｓ８を生成する。

増幅回路７４は同期検波回路７２の検波出力Ｓ８を増幅して出力する。ＬＰＦ７６は増幅回路７４の出力信号から高周波成分をカットして、振動子３０に印加された角速度に応じた電気信号である角速度出力Ｓ９を抽出し出力端子７８から出力する。

なお、駆動回路２４、検出回路２６はシリコン基板等を用いた集積回路（Integrated Circuit：ＩＣ）として形成することができる。当該ＩＣには、上述した出力端子７８の他に、駆動回路２４を駆動電極３２，３４に接続するための端子（又はパッド）８０，８２及び、検出回路２６を検出電極３６，３８に接続するための端子（又はパッド）８４，８６が設けられる。また、抵抗制御部５６の設定を切り替えるための信号を入力するための制御端子８８も設けられる。

図２は、振幅制御電圧生成部５２、補正電流生成部５４及び抵抗制御部５６の構成をより詳細に示した回路図である。振幅制御電圧生成部５２は演算増幅器１００を用いた反転増幅回路１０２を有する。補正電流生成部５４は可変抵抗回路１０４を有する。抵抗制御部５６は可変抵抗回路１０６（第２の可変抵抗回路）、制御回路１０８、温度電圧生成回路１１０、温度電圧選択回路１１２、基準電流生成回路１１４及び基準電流選択回路１１６を有する。

反転増幅回路１０２は、実効値回路５０に接続される振幅制御電圧生成部５２の入力端子と、演算増幅器１００の反転入力端子（−）との間に接続された入力抵抗Ｒiと、演算増幅器１００の出力端子と反転入力端子（−）との間に接続された帰還抵抗Ｒfとを含んで構成される。反転増幅回路１０２は実効値回路５０からモニタ電圧Ｖmを入力され、出力端子からの出力電圧Ｖoが振幅制御電圧Ｓ４として可変利得増幅回路４２へ出力される。また、演算増幅器１００の非反転入力端子（＋）はアナロググランドＧＮＤ（電位Ｖg）に接続される。

補正電流生成部５４の可変抵抗回路１０４は、その抵抗値であるＲv1を電圧制御可能である。可変抵抗回路１０４の一方端子は演算増幅器１００の反転入力端子（−）に接続される。他方端子は、グランド電位Ｖgを基準としてモニタ電圧Ｖmとは逆極性の基準電圧Ｖssを与える基準電圧源に接続される。例えば、モニタ電圧ＶmをＶgに対して正電位とすると、基準電圧Ｖssは負電位に設定される。つまり、可変抵抗回路１０４は反転増幅回路１０２の入力抵抗Ｒiに対して直列に接続される。また基準電圧Ｖssは温度に非依存である。入力抵抗Ｒiの一方端に印加されるモニタ電圧Ｖmは他方端の反転入力端子（−）の電位Ｖgとの電位差に応じた電流Ｉm（モニタ電流）に変換され、当該モニタ電流Ｉmは反転入力端子（−）へ向かって流れる。一方、可変抵抗回路１０４には反転入力端子（−）から基準電圧源（Ｖss）へ向かう電流Ｉc（補正電流）が流れる。すなわち、反転入力端子（−）にて可変抵抗回路１０４はモニタ電流Ｉmから補正電流Ｉcを減じ、残りの電流（Ｉm−Ｉc）が帰還抵抗Ｒfを介して出力端子へ流れる電流Ｉf（補正モニタ電流）となる。ちなみに、可変抵抗回路１０４の抵抗値をＲv1と表すと、帰還抵抗Ｒfは入力抵抗Ｒi及び可変抵抗Ｒv1より大きく設定され、モニタ電流Ｉmのほとんどは可変抵抗回路１０４に流れるように構成される。

抵抗制御部５６に設けられる可変抵抗回路１０６は、可変抵抗回路１０４と同一構成を有しており、その抵抗値Ｒv2を電圧制御可能である。可変抵抗回路１０６の一方端は基準電流選択回路１１６を介して基準電流生成回路１１４に接続される。可変抵抗回路１０６の他方端は接地される。なお、本実施形態では、可変抵抗回路１０４，１０６は共通の制御電圧に対し同じ抵抗値となる例を示しているが、制御電圧を共通に変化させたときにそれら抵抗値の比が一定に保たれる構成とすることもできる。

可変抵抗回路１０４，１０６は電圧−電流変換回路（Operational Transconductance Amplifier：ＯＴＡ）を用いて構成される。可変抵抗回路１０４，１０６を構成するＯＴＡ１２０，１２２は差動入力端子（＋）及び（−）への入力電圧Ｖinに応じた電流Ｉoutを出力し、トランスコンダクタンスをｇmで表すと、
Ｉout＝ｇm・Ｖin ・・・（１）
である。ＯＴＡ１２０，１２２はそれぞれ電流出力端子が差動入力端子（＋）と短絡されており、差動入力端子間の電圧Ｖと電流Ｉとに次式の関係が成り立つ。なお、本実施形態では、ＯＴＡ１２０，１２２は差動入力端子（＋）に引き込む向きに電流Ｉが流れるように構成されている。
Ｉ＝ｇm・Ｖ

すなわち、ＯＴＡ１２０，１２２は差動入力端子（＋），（−）を両端とし、抵抗値がトランスコンダクタンスの逆数（１／ｇm）で与えられる抵抗素子として機能する。また、ＯＴＡ１２０，１２２のｇmは制御回路１０８の出力信号によって変化し、これによりＯＴＡ１２０，１２２は可変抵抗回路として機能する。

制御回路１０８は演算増幅器１２４を用いて構成される。演算増幅器１２４は一方の入力端子に温度電圧生成回路１１０が生成する複数の温度電圧のうちの１つである特定温度電圧Ｖtempを入力され、他方の入力端子に可変抵抗回路１０６の一方端の電位Ｖvを入力される。また、演算増幅器１２４の出力端子から出力される電圧（抵抗制御電圧）はＯＴＡ１２２のｇmを制御し、演算増幅器１２４はフィードバック制御により電位Ｖvを特定温度電圧Ｖtempに一致させる。基準電流生成回路１１４から可変抵抗回路１０６に供給される基準電流をＩrefと表すと、可変抵抗回路１０６の抵抗値Ｒv2は次式で与えられる。
Ｒv2＝Ｖtemp／Ｉref ・・・（２）

既に述べたように可変抵抗回路１０４，１０６は同一構成であり、また制御回路１０８は演算増幅器１２４が出力する抵抗制御電圧によってＯＴＡ１２０のｇmもＯＴＡ１２２のｇmと共通に制御するので、可変抵抗回路１０４の抵抗値Ｒv1は可変抵抗回路１０６の抵抗値Ｒv2と同一の値（Ｒvとする）に設定される。

温度電圧生成回路１１０は、温度Ｔに対して互いに異なる傾きで直線的に変化するＮ種類（Ｎは２以上の自然数である。）の温度電圧Ｖt(k)（ｋはＮ以下の自然数である。）を生成する。例えば、温度電圧生成回路１１０は、バンドギャップ基準回路を用いて絶対温度に比例する温度電流Ｉtempを生成する温度電流生成回路１３０と、複数の分圧点を有し、温度電流Ｉtempを入力されＮ種類の温度電圧Ｖt(k)を出力する抵抗分割回路１３２とからなる。

温度電流生成回路１３０は、正電圧電源ＶddとグランドＧＮＤとの間に形成された２つの電流路を有し、また、抵抗分割回路１３２と共に第３の電流路を形成する。これら３つの電流路にそれぞれ設けられたＭＯＳトランジスタのゲートは演算増幅器１３４の出力端子に共通に接続される。第１の電流路には電源Ｖdd側からＭＯＳトランジスタＭ１、抵抗素子Ｒ１及びｐｎｐトランジスタＱ１が直列に配置される。第２の電流路にはＭＯＳトランジスタＭ２及びｐｎｐトランジスタＱ２が直列に配置される。第３の電流路にはＭＯＳトランジスタＭ３と、抵抗分割回路１３２を構成する抵抗回路Ｒ３及びｐｎｐトランジスタＱ３とが直列に配置される。

トランジスタＱ１〜Ｑ３はそれぞれのベース及びコレクタを接地される。これらトランジスタＱ１〜Ｑ３は同じ特性に作られるが、トランジスタＱ１のエミッタはトランジスタＱ２と比較してＫ倍（Ｋ＞１）のサイズを有し、トランジスタＱ１，Ｑ２それぞれのベース−エミッタ間電圧Ｖbe1，Ｖbe2はＶbe1＜Ｖbe2となる。演算増幅器１３４は抵抗Ｒ１での電圧降下とトランジスタＱ１のＶbe1との和と、トランジスタＱ２のＶbe2とが等しくなるように、第１及び第２の電流路に流れる電流を制御する。これにより得られる電流は絶対温度Ｔに比例する。

トランジスタＭ１及びＭ２とトランジスタＭ３とはカレントミラー回路を構成し、第３の電流路に流れる電流（温度電流）Ｉtempも絶対温度Ｔに比例する。温度電流Ｉtempは抵抗分割回路１３２の抵抗回路Ｒ３に入力される。Ｉtempが温度Ｔに比例することから、抵抗回路Ｒ３上の各点から取り出される温度電圧Ｖt(k)も温度に応じて直線的に変化し、その傾きは第３の電流経路の一方端の電源Ｖddに近い点ほど大きくなる。トランジスタＱ３のベース−エミッタ間電圧は負の温度依存性を有するので、第３の電流経路の他方端に近い点からの温度電圧Ｖt(k)の傾きは負となる。また、抵抗回路Ｒ３には温度電圧の傾きが０になる分圧点が設定され、当該分圧点からＮ種類の温度電圧Ｖt(k)の一つとして温度Ｔに対して一定に保たれる定電圧Ｖ０が取り出される。

図２に示す温度電圧生成回路１１０は単純化のため、Ｎ＝３の場合を示しており、Ｖt(1)が温度Ｔに対して正の傾きを有し、Ｖt(2)が定電圧Ｖ０に設定され、またＶt(3)が負の傾きに設定されている。図３は、これら温度電圧Ｖt(k)の模式的なグラフであり、横軸が温度Ｔ、縦軸が電圧である。

温度電圧選択回路１１２は、温度電圧生成回路１１０からのＮ種類の温度電圧Ｖt(k)を入力され、それらのうち任意の１つを制御回路１０８へのＶtempとして選択するスイッチ回路である。例えば、温度電圧選択回路１１２は、制御端子８８に入力される信号によって切り替えられるように構成されている。ジャイロスコープ製造者はジャイロスコープ２０の出荷時や使用開始時などに測定されるセンサ素子２２の検出感度（及び検出回路２６）の温度特性に基づいて特定温度電圧Ｖtempとする温度電圧Ｖt(k)を選択し、当該選択に基づいて温度電圧選択回路１１２を切り替える。

温度勾配の異なるＶtempを設定できるように構成したことにより、（２）式から理解されるように、可変抵抗回路１０４，１０６の抵抗値ＲvをＶtempに応じた温度係数で変化させることができる。

基準電流生成回路１１４は、温度電圧Ｖt(k)と対応させてＮ種類の基準電流源を備える。各基準電流源はそれぞれ温度Ｔに対し一定に保たれる基準電流Ｉr(k)を生成する。例えば、基準電流生成回路１１４は、温度電圧生成回路１１０が生成する定電圧Ｖ０に基づいて基準電流Ｉr(k)を生成することにより、基準電流Ｉr(k)を温度Ｔに対して一定とすることが可能である。本実施形態の基準電流生成回路１１４は、ＭＯＳトランジスタＭ４に直列に接続された抵抗Ｒ０の電圧降下が定電圧Ｖ０に一致するように、演算増幅器１４０がトランジスタＭ４のソース−ドレイン間電流を制御する。ＭＯＳトランジスタＭ５〜Ｍ７それぞれはトランジスタＭ４とカレントミラー回路を構成し、トランジスタＭ４の電流は、各カレントミラー回路のミラー比に応じた電流をトランジスタＭ５〜Ｍ７に生じる。これらトランジスタＭ５〜Ｍ７の電流が基準電流Ｉr(k)となる。

Ｎ種類の基準電流源それぞれが出力する基準電流Ｉr(k)は、当該基準電流源に対応する温度電圧Ｖt(k)の室温Ｔ０での値に比例した大きさに設定されている。具体的には、温度電圧Ｖt(k)が温度Ｔの関数であることをＶt(k,T)と表すと、図２の構成では、
Ｉr(1)／Ｖt(1,T0)＝Ｉr(2)／Ｖt(2,T0)＝Ｉr(3)／Ｖt(3,T0) ・・・（３）
となるようにトランジスタＭ５〜Ｍ７が設計される。

基準電流選択回路１１６は、基準電流生成回路１１４からのＮ種類の基準電流Ｉr(k)を入力され、それらのうち任意の１つを可変抵抗回路１０６へのＩrefとして選択するスイッチ回路である。例えば、基準電流選択回路１１６は温度電圧選択回路１１２と同様、制御端子８８に入力される信号によって切り替えられるように構成される。その際、ユーザは特定温度電圧Ｖtempとして選択する温度電圧Ｖt(k)に対応した基準電流Ｉr(k)をＩrefとして選択するように基準電流選択回路１１６を設定できる。

このように特定温度電圧Ｖtempに対応させて基準電流Ｉrefを設定した場合、（２），（３）式から理解されるように、室温Ｔ０での可変抵抗回路１０４，１０６の抵抗ＲvはＶtempの選択に依存せず一定値に設定される。例えば、室温Ｔ０は２５℃とすることができる。なお、抵抗ＲvがＶtempの選択に依らず一定値となる温度Ｔ０は、例えばジャイロスコープ２０が出荷前に調整される室温とすることができる。なお、温度Ｔ０はジャイロスコープ２０の使用される温度範囲を代表する温度であればよく、使用環境に応じて室温以外に設定してもよい。

本実施形態のジャイロスコープ２０は上述の駆動回路２４の構成により、センサ素子２２の検出感度など検出系が有する温度特性を補償することができる。次に、当該補償がどのように行われるかについて説明する。

振幅制御電圧生成部５２にて補正電流Ｉcを引かない構成において、発振回路の励振レベルが安定した状態でのモニタ電流をＩm0と表す。振幅制御電圧生成部５２にて補正電流Ｉcを引く構成では、振幅制御電圧Ｓ４を生成する増幅器への実質的な入力信号は補正モニタ電流（Ｉm−Ｉc）に比例し、振幅制御電圧生成部５２はこれをＩm0にするようにフィードバック制御を行う。すなわち、当該構成では、モニタ電流Ｉmが（Ｉm0＋Ｉc）である状態で励振レベルが安定する。ここで、補正電流ＩcがＩc≫Ｉm0である場合にはＩm≒Ｉcとなり、モニタ電流Ｉmで表される励振レベルは補正電流Ｉcに比例するとみなせる。ちなみに、Ｉc≫Ｉm0という条件は、増幅器の入力インピーダンスが高ければ成り立ち、特に演算増幅器を用いる場合には好適に成り立つ。

補正電流Ｉcは可変抵抗回路１０４の抵抗値Ｒvに反比例し、当該抵抗値ＲvはＶtempに応じた温度特性を有する。例えば、センサ素子２２の検出感度等が温度Ｔに対して一次関数ｆ(T)で変化する場合に、Ｖtempをｆ(T)に比例する温度特性に設定することにより、Ｉcは温度Ｔに対して１／ｆ(T)に従って変化する。よって、Ｉm≒Ｉcである場合に振動子３０の励振レベルの温度特性ｇ(T)は１／ｆ(T)に従って変化する。ジャイロスコープ２０の出力信号の温度特性は、振動子３０の励振レベルの制御の特性ｇ(T)と検出系の温度特性ｆ(T)との積で与えられるので、上述の補正電流Ｉcを減じる構成では温度特性ｆ(T)は励振レベルの特性ｇ(T)により相殺され、出力端子７８から温度に依存しない角速度出力Ｓ９を得ることができる。

以上、本発明による温度特性ｆ(T)の補償の原理を概念的に説明した。次に当該原理を図２に示す、演算増幅器１００を用いた反転増幅回路をベースとする振幅制御電圧生成部５２についてより具体的に説明する。

演算増幅器１００の非反転入力端子（＋）に印加されるグランドＧＮＤの電位を基準に考えると、非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）の電位は０として扱える。実効値回路５０から反転増幅回路１０２の入力抵抗Ｒiに印加されるモニタ電圧Ｖmにより抵抗Ｒiに流れるモニタ電流Ｉmと、可変抵抗回路１０４が引く補正電流Ｉcと、演算増幅器１００の帰還抵抗Ｒfに流れる電流Ｉfとの間には、次の関係式が成り立つ。
Ｉm−Ｉc＝Ｉf ・・・（４）

（４）式はオームの法則を用いて次式となる。なお、Ｖoは演算増幅器１００の出力端子の電位である。
Ｖm／Ｒi＋Ｖss／Ｒv＝−Ｖo／Ｒf ・・・（５）

通常、ＲfはＲi、Ｒvに比べて十分に大きいことや、上述のようにＩcがＩm0より十分に大きく設定されることから、（５）式の右辺を０と見なす近似を行うと、
Ｖm ∝ Ｒv^−１・・・（６）
となる。よって、Ｒvの温度特性を検出系の温度特性ｆ(T)に合わせれば、Ｖmで表される振動子３０の励振レベルについてｆ(T)に反比例する温度特性ｇ(T)を与えることができ、ジャイロスコープ２０の角速度出力S９における温度依存性を打ち消すことができる。

なお、上に概念的に説明した温度特性ｆ(T)の補償の原理は振幅制御電圧生成部５２が反転増幅回路以外の構成であっても適用できる。また、当該原理は、温度特性ｆ(T)が温度Ｔの一次式で表されるものであるか否かには関係なく成り立ち、例えば、二次式などより高次又は複雑な関数形状であってもよい。

しかしながら、実際には、ジャイロスコープ２０の使用温度範囲では温度特性ｆ(T)を直線的な変化として扱える場合が多い。そこで、本実施形態では、温度特性ｆ(T)が一次関数である場合、又は直線的な変化と見なせる場合に好適な構成として、抵抗値が直線的に変化する抵抗回路を用いて補正電流Ｉcを生成するものを示している。

ここで、補正電流生成部５４に設ける抵抗回路は、補償対象とする検出系の温度特性ｆ(T)に応じた温度特性を有するものであればよいので、抵抗回路の温度特性は固定であってもよい。例えば、出荷時に温度特性ｆ(T)を測定して、当該特性に合った抵抗素子や抵抗回路を補正電流生成部５４に組み込んでもよい。

一方、補正電流生成部５４の抵抗回路の温度特性を可変にしたり、複数の特性の中から選択可能に構成すれば補償作業が簡単になる。この観点からは、例えば、補正電流生成部５４に温度係数が異なる複数の抵抗素子を予め設けておき、それらのいずれかをスイッチ回路で選択する構成とすることが可能である。ちなみに、抵抗の温度係数は多くの金属では正であり、ポリシリコンでは負にすることができる。よって、抵抗を構成する材料を選択することで温度特性が異なる複数の抵抗素子を作ることが可能である。

本実施形態では、補正電流生成部５４の抵抗回路の温度係数は抵抗回路Ｒ３の分圧比や電気回路の回路定数により調整される。この構成では、抵抗材料を選択する構成とは異なり、温度係数を回路設計で設定することができるので温度係数の設定の自由度が高い。よって、補正電流生成部５４の抵抗回路の温度特性を温度特性ｆ(T)に一致又はｆ(T)を好適に近似させることが容易である。また、当該構成は温度依存性がない電圧や抵抗を精度良く作ることができるので、例えば、温度依存性がない基準電流を生成する基準電流生成回路１１４を構成する上で当該構成は有用である。

具体的には、補正電流生成部５４の抵抗回路の温度特性は上述したように、温度電圧生成回路１１０が生成する温度電圧Ｖt(k)によって与えられる。本実施形態では温度電圧生成回路１１０はバンドギャップ基準回路を用いて構成しているが、本発明は当該構成には限定されず、温度依存性を有する電圧を生成可能な他の公知の回路を用いて温度電圧生成回路１１０を構成してもよい。

特定温度電圧Ｖtempが有する所望の温度特性は、基準電流生成回路１１４及び制御回路１０８を用いて可変抵抗回路１０６の抵抗値Ｒvに転写される。さらに補正電流生成部５４の可変抵抗回路１０４が可変抵抗回路１０６と同じ抵抗値に制御されることによって、補正電流生成部５４はＶtempの温度特性に対して反比例する温度特性で変化する補償電流Ｉcを生成する。

さて、バンドギャップ基準回路を用いて得られる複数の温度電圧Ｖt(k)は原理上、絶対零度にて一致し、その他の温度Ｔでは異なる値となる。そのため、補償電流Ｉcを単純に温度電圧の特性に反比例させる構成は、個々のジャイロスコープ２０における検出系の温度特性ｆ(T)を補償できるが、互いに異なる温度電圧Ｖt(k)を用いて補償した複数のジャイロスコープ２０相互間で、補償された検出感度のレベルが互いに相違する。また、経時変化等により或るジャイロスコープ２０での温度特性ｆ(T)が変化し、これに対応して補償に使用する温度電圧Ｖt(k)を切り替えた場合に、切替前後での検出感度にレベル差が生じる。

この点に関して、本実施形態では、基準電流生成回路１１４が特定温度電圧Ｖtempとして選択する温度電圧Ｖt(k)に対応して基準電流Ｉr(k)を変更する。具体的には、本実施形態では（３）式に示すように室温Ｔ０でのＩr(k)とＶt(k,T0)との比がｋに依らず一定に設定される。これにより、各ｋについての可変抵抗回路１０４，１０６の抵抗値Ｒvが室温Ｔ０にて同一となり、ひいては補償電流Ｉcも同一の大きさとなるので、異なる温度勾配を有した温度特性ｆ(T)を有する複数のジャイロスコープ２０の検出感度を室温Ｔ０にて一致させることができる。すなわち、室温Ｔ０前後の温度範囲での使用において、ジャイロスコープ２０の検出感度のばらつき幅を小さくすることができる。

これは特に、検出感度調整を行ったジャイロスコープ２０に対して、後から検出感度の温度勾配だけを調整する調整工程において特に有用であり、上に説明した機能により、感度の温度勾配を調整をしても室温下での感度の絶対値は一定に保たれるので、感度調整を再度行う必要がなくなるというメリットを有する。

室温Ｔ０での感度を一定にするために、基準電流生成回路１１４は温度Ｔに依存しない複数の基準電流Ｉr(k)を生成可能な構成であればよく、上記実施形態の構成に限定されない。例えば、トランジスタＭ４と共にカレントミラー回路を構成するトランジスタは例えばＭ５だけとする一方、トランジスタＭ４に接続する抵抗Ｒ０を、異なる抵抗値を有する複数の抵抗素子の中からスイッチで切り替えて選択する回路とすることができる。

なお、基準電流を生成する上で、抵抗Ｒ０は温度依存性が小さいことが好適であるが、例えば、抵抗Ｒ０を抵抗回路Ｒ３の抵抗体と共通プロセスで製造して両者の温度依存性を相殺させることにより、好適な基準電流を得ることが可能である。

また同様に、振幅制御電圧生成部５２を構成する帰還抵抗Ｒfおよび入力抵抗Ｒiを抵抗Ｒ０と同じプロセスで製造することで、それぞれの抵抗体の温度依存性を相殺することができ、高精度な温度補償制御を行うことが可能となる。

温度電圧選択回路１１２で選択される温度電圧Ｖt(k)と基準電流選択回路１１６で選択される基準電流Ｉr(k)とは、室温Ｔ０での感度を一定にするように対応関係が定められている。よって、温度電圧選択回路１１２及び基準電流選択回路１１６は、制御端子８８からの共通の入力信号で両者が連動して切り替わるように構成することができる。それらにより選択されるＶt(k)及びＩr(k)の組は既に述べたように出荷時等に測定される検出感度の温度特性に応じて決定される。そこで、駆動回路２４に不揮発メモリを内蔵し、Ｖt(k)及びＩr(k)の組の設定情報を当該メモリに記憶させ、ジャイロスコープ２０の動作時には当該メモリの記憶内容に基づいて温度電圧選択回路１１２及び基準電流選択回路１１６を制御する構成としてもよい。

なお、上記実施形態の図２では図示及び説明を簡単にするために、温度電圧Ｖt(k)及び基準電流Ｉr(k)の数Ｎが３である例を示したが、Ｎが大きいほど温度勾配の選択の自由度が高くなり、検出系の温度特性ｆ(k)をより好適に補償可能となる。

また、上述の説明では、モニタ電流Ｉmから補正電流Ｉcを引くと述べたが、上述した原理から明らかな範囲で電流の向きを反転させた構成とすることもできる。

上述の実施形態は圧電効果により駆動され角速度を検知する振動型ジャイロスコープであったが、本発明は他の駆動方式の振動型ジャイロスコープにも適用することができる。また、本発明に係る物理量センサの検出対象とする物理量は角速度には限定されず、例えば、振動型加速度センサに本発明を適用することもできる。

２０ ジャイロスコープ、２２ センサ素子、２４ 駆動回路、２６ 検出回路、３０ 振動子、３２，３４ 駆動電極、３６，３８ 検出電極、４０ Ｉ／Ｖ変換回路、４２ 可変利得増幅回路、４４ 利得制御部、５６ 抵抗制御部、５０ 実効値回路、５２ 振幅制御電圧生成部、５４ 補正電流生成部、７０ 検出増幅回路、７２ 同期検波回路、７６ ＬＰＦ、７８ 出力端子、８８ 制御端子、１００，１２４，１３４，１４０ 演算増幅器、１０２ 反転増幅回路、１０４，１０６ 可変抵抗回路、１０８ 制御回路、１１０ 温度電圧生成回路、１１２ 温度電圧選択回路、１１４ 基準電流生成回路、１１６ 基準電流選択回路、１２０，１２２ ＯＴＡ、１３０ 温度電流生成回路、１３２ 抵抗分割回路。

Claims (8)

1. 振動子を備えたセンサ部と共に帰還型発振回路を構成し、発振信号により前記振動子を励振し駆動するセンサ駆動回路であって、
   前記発振回路において前記発振信号を増幅する可変利得増幅部と、
   前記可変利得増幅部の利得を制御して前記発振信号の振幅をフィードバック制御する振幅制御信号を生成する利得制御部と、を有し、
   前記利得制御部は、
   温度変化に対して前記センサ部の検出感度の温度特性に相当する特性で抵抗値を制御される抵抗回路を用いて、前記抵抗値の逆数に比例した補正電流を生成する補正電流生成手段と、
   前記発振信号の振幅に応じたモニタ電流を生成し、当該モニタ電流と前記補正電流とに基づいて前記振幅制御信号を生成する振幅制御信号生成手段と、を有し、
   前記センサ部の検出感度の温度特性が温度Ｔに対して関数ｆ（Ｔ）で変化するものである場合に、前記発振信号の振幅が１／ｆ（Ｔ）に従って変化するように前記振幅制御信号を生成すること、
   を特徴とするセンサ駆動回路。
2. 請求項１に記載のセンサ駆動回路において、
   前記振幅制御信号生成手段は、前記発振信号の振幅に応じたモニタ電圧を入力され前記振幅制御信号を出力する、演算増幅器を用いた反転増幅回路を有し、
   前記補正電流生成手段は、一方端子を前記演算増幅器の反転入力端子に接続され、他方端子を前記モニタ電圧とは逆極性の基準電圧を与える基準電圧源に接続された前記抵抗回路を有すること、
   を特徴とするセンサ駆動回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載のセンサ駆動回路において、
   前記抵抗回路は、その抵抗値を前記センサ部の検出感度の温度特性に応じた直線的な特性で変化させること、を特徴とするセンサ駆動回路。
4. 請求項１から請求項３のいずれか１つに記載のセンサ駆動回路において、
   前記抵抗回路であって抵抗値を電圧制御可能な構成を有する第１の可変抵抗回路と、
   前記第１の可変抵抗回路の抵抗値を制御する抵抗制御部と、を有し、
   前記抵抗制御部は、
   抵抗値を電圧制御可能であって、共通の抵抗制御電圧での当該抵抗値と前記第１の可変抵抗回路の抵抗値とが一定比となる構成を有し、基準電流源から温度に対し一定に保たれる基準電流が流れる第２の可変抵抗回路と、
   前記第１及び第２の可変抵抗回路に共通の前記抵抗制御電圧を供給しそれらの抵抗値を制御する制御回路と、
   温度に対して互いに異なる傾きで直線的に変化する複数の温度電圧を生成する温度電圧生成回路と、
   前記複数の温度電圧のうち任意の１つを選択でき、前記センサ部の検出感度の温度特性に基づいて選択される特定温度電圧を前記制御回路へ出力する温度電圧選択回路と、
   を有し、
   前記制御回路は、前記第２の可変抵抗回路での前記基準電流による電圧降下を前記特定温度電圧に一致させる前記抵抗制御電圧を生成すること、
   を特徴とするセンサ駆動回路。
5. 請求項４に記載のセンサ駆動回路において、
   前記複数の温度電圧と対応させて複数の前記基準電流源を備えた基準電流生成回路と、
   前記複数の基準電流のうち任意の１つを選択でき、前記特定温度電圧と対応させて選択される前記基準電流を前記第２の可変抵抗回路へ供給する基準電流選択回路と、を有し、
   前記複数の基準電流源それぞれが出力する前記基準電流は、当該基準電流源に対応する前記温度電圧の所定の温度での値に比例した大きさに設定されていること、
   を特徴とするセンサ駆動回路。
6. 請求項５に記載のセンサ駆動回路において、
   前記温度電圧生成回路は、前記複数の温度電圧の一つとして前記温度に対して一定に保たれる定電圧を生成し、
   前記基準電流生成回路の前記各基準電流源は、前記定電圧に基づいて前記基準電流を生成すること、
   を特徴とするセンサ駆動回路。
7. 請求項４から請求項６のいずれか１つに記載のセンサ駆動回路において、
   前記温度電圧生成回路は、
   バンドギャップ基準回路を用いて絶対温度に比例する温度電流を生成する回路と、
   複数の分圧点を有し、前記温度電流を入力され前記複数の温度電圧を出力する抵抗分割回路と、
   を有することを特徴とするセンサ駆動回路。
8. 励振状態にて検知対象とする物理量を検出する振動子を備え、前記検出感度が励振レベルに比例すると共に前記温度に対して直線的に変化するセンサ部と、
   請求項１から請求項７のいずれか１つに記載のセンサ駆動回路と、
   前記センサ部が出力する検出信号を信号処理して前記物理量に応じた出力信号を生成する検出回路と、
   を有する物理量センサ。
   

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