JP4311313B2 - 圧電発振器 - Google Patents

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Description

本発明は、MOS容量素子を用いた温度補償圧電発振器に関する。
近年、圧電素子、例えば水晶振動子を使用した発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信機器のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった信号雑音比特性(C/N)の向上が望まれている。
そこで、このような要求に応えるため、本出願人はMOS容量素子を用いた温度補償発振器(特開2001−60828号)、及び小型化・ローコスト化可能なMOS容量素子を用いた温度補償発振器(特願2003−122420号)を考案し出願している。
図7は本出願人により出願された、従来のMOS容量素子を用いた温度補償発振器(特願2003−122420号)のブロック図を示したものである。図7に示した従来の温度補償発振器は、ATカットの水晶振動子X1と、前記水晶振動子X1に接続された温度補償回路1と、前記温度補償回路1に接続するコルピッツ発振回路2とを備え、前記温度補償回路1は、低温補償用のMOS容量素子MLと、高温補償用のMOS容量素子MHと、前記MOS容量素子MLのアノードに接続された抵抗R1と、前記MOS容量素子MHのカソードに接続された抵抗R2と、MOS容量素子MLのカソード及びMOS容量素子MHのアノードに接続された抵抗R3と、温度補償の感度調整用のコンデンサC1とを備えている。
図7に示した従来のMOS容量素子を用いた温度補償発振器は、二つのMOS容量素子ML、MHにそれぞれ抵抗R1、R2を介して二つの温度補償電圧(低温補償電圧VL、高温補償電圧VH)及び、抵抗R3を介して固定電圧VREFを与え、前記温度補償電圧VL、VHにより前記MOS容量素子ML、MHのゲート−アノード間の容量をそれぞれ変化させ、発振ループ中の負荷容量を制御することにより、水晶振動子X1固有の周波数温度特性を相殺するようにしたものである。
ここで、MOS容量素子ML、MHの容量変化の特性について説明する。図8はMOS容量素子単体のゲート−アノード間の電圧変化に対する容量変化の特性の一例を示したものである。
図8において、MOS素子のアノード電圧を基準としたゲート電圧とMOS容量素子の両端に現れる容量値との関係は、ゲート電圧がアノード電圧よりも低いVaにおいては容量値は高く、その変化は僅少であり、ゲート電圧がVb’からVa’へと高くなるにつれ容量値は急激に減少する。更に、ゲート電圧がVa’から増加しアノード電圧よりも高くなるとその容量変化は僅少となり、Vbにおいて容量値はほぼ最小となる。
このようなMOS容量素子の特性において、例えば水晶振動子X1が図9に示す3次関数曲線の温度特性を持つATカットの場合には、A’→Aへと変化する曲線部分を低温補償領域(低温→常温)として利用し、B→B’へと変化する曲線部分を高温補償領域(常温→高温)として利用することができる。すなわち、図10に示すように、温度変化に対しVa’(低温)からVa(常温)へと直線的に増加する温度補償電圧VLを生成し、これを抵抗R1を介してMOS容量素子MLのアノードに供給すると共に、温度変化に対しVb(常温)からVb’(高温)へと直線的に減少する温度補償電圧VHを生成し、これを抵抗R2を介してMOS容量素子MLのカソードに供給することにより、3次関数曲線の温度特性を持つ水晶振動子の温度補償が可能となる。
図11は温度補償電圧VLを生成する従来の温度補償電圧生成回路を示したものである。
図11において、温度補償電圧生成回路は定電流回路3と、前記定電流回路3に接続された直列接続のダイオードCR1、2、…と、前記ダイオードCR1、2、…の順方向電圧Vdを増幅し温度補償電圧を出力する直流増幅回路4とを備えている。
図11において、定電流源3から前記ダイオードCR1、2、…に一定の電流を供給するとその順方向電圧Vdは温度変化に対し直線的に減少することが知られている。これを直流増幅回路4にて増幅するとともに、所定の電圧VREFを前記直流増幅回路4にて加算すると、温度変化に対して直線的に減少する所望の温度補償電圧VHを生成することができる。また、図12は温度補償電圧VLを生成する従来の温度補償電圧生成回路を示したものである。図12に示した回路は、図11に示した回路において直流増幅回路4を直流反転増幅回路5としたものでありその他は全く同じである。
図13は、従来のMOS容量素子を用いた温度補償発振器の第2の実施例を示したものである。図13に示した温度補償発振器は、図7に示したものを、MOS容量素子ML、MHのそれぞれのゲートとアノードの接続極性を逆にしたものであり、その他は全く同じ構成である。この実施例においては温度補償電圧VL、VHの極性を図9に示したものと逆にする必要があるが、温度補償の動作は前述したとおりである。
特開2001−60828号 特願2003−122420号
ところが、図7或いは図13に示した従来のMOS容量素子を用いた温度補償発振器には次の様な問題点がある。すなわち、図11、12の温度補償電圧生成回路において温度補償電圧VL、VHが生成されるときに、ダイオードCR1、2…の順方向電圧Vdに含まれる雑音が増幅され重畳されている。この雑音は絶対零度から温度に比例して増加する白色雑音が支配的であるが、今、温度補償領域の範囲のみに限定して考えると、雑音の大きさはほぼ一定と考えて良い。この雑音が増幅されMOS容量素子ML、MHに重畳されると、温度補償発振器の位相雑音特性に影響しC/N特性が劣化することが知られている。
ところで、MOS容量素子を用いた温度補償発振器は、図8に示したようにMOS容量素子の感度が急峻な部分A’−B’を温度補償に利用し、常温においてはMOS容量素子の感度が平坦な部分(AまたはBの部分)を利用している。従って、温度補償発振器の位相雑音(C/N特性)の温度特性を測定すると、図14に示すように常温の位相雑音に比べ、低温近辺及び高温近辺の位相雑音が強調されやすい傾向があり、C/N特性が劣化してしまうという問題点を抱えていた。本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、低温、高温におけるC/N特性を改善したMOS容量素子を用いた温度補償圧電発振器を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、請求項1記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、MOS容量素子と、前記MOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給したものである。
また、請求項2記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、MOS容量素子と、前記MOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給した圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流値がほぼゼロであり且つ前記所定温度以上における温度変化に対して電流がほぼゼロから直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給したものである。
また、請求項3記載の発明においては、圧電振動子と、発振回路と、第1 、第2のMOS容量素子と、前記第1、第2のMOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域、及び前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域とを温度補償する温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ第1の所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する第1の温度補償電流生成回路と、第2の所定温度以下にて電流が断となり且つ該第2の所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する第2の温度補償電流生成回路と、前記第1の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第1の温度補償電圧を出力する第1の電流電圧変換回路と、前記第2の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第2の温度補償電圧を出力する第2の電流電圧変換回路と、前記第1、第2の所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記第1、第2の温度補償電圧を前記第1、第2のMOS容量素子にそれぞれ供給したものである。
また、請求項4記載の発明においては、請求項1において、記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のアノードに供給したものである。
また、請求項5記載の発明においては、請求項2において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のゲートに供給したものである。
また、請求項6記載の発明においては、請求項2において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のアノード端子に供給したものである。
また、請求項7記載の発明においては、請求項2において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のアノード端子に供給したものである。
また、請求項8記載の発明においては、請求項3において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記第1のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第1の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第1の所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第1の温度補償電圧を出力し、該第1の温度補償電圧を前記第1のMOS容量素子のアノードに供給するものであり、前記第2のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第2の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第2の所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第2の温度補償電圧を出力し、該第2の温度補償電圧を前記第2のMOS容量素子のゲートに供給したものである。
また、請求項9記載の発明においては、請求項3において、前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記第1のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第1の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第1の所定温度以下において、前記第1の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第1の温度補償電圧を出力し、該第1の温度補償電圧を前記第1のMOS容量素子のゲートに供給するものであり、前記第2のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第2の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第2の所定温度以上において、前記第2の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第2の温度補償電圧を出力し、該第2の温度補償電圧を前記第2のMOS容量素子のアノード端子に供給したものである。
また、請求項6記載の発明においては、請求項1、請求項2、請求項4、請求項5、請求項6、または請求項のいずれかにおいて、前記温度補償電流生成回路は、第1、第2のNPNトランジスタと該第1、第2のNPNトランジスタのエミッタに接続された第1の定電流回路とを有するトランジスタ差動増幅回路と、カレントミラー接続された第1、第2のPNPトランジスタを有し該第1、第2のPNPトランジスタのコレクタが前記第1、第2のNPNトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第1のカレントミラー回路と、カレントミラー接続された第3、第4のPNPトランジスタを有し該第3のPNPトランジスタのコレクタが前記第2のPNPトランジスタのコレクタに接続された第2のカレントミラー回路と、ダイオードと該ダイオードに一定電流を供給する第2の定電流回路とを有し前記ダイオードから温度検出電圧を出力する温度検出回路と、前記所定温度を設定するための基準電圧を出力する温度設定回路とを備え、前記基準電圧及び前記温度検出電圧を前記第1、第2のNPNトランジスタのベースに排他的に供給し、前記第4のPNPトランジスタのコレクタから温度補償電流を出力したものである。
また、請求項11記載の発明においては、請求項10において、前記ダイオードは直列接続した2個以上のダイオードである。
また、請求項12記載の発明においては、請求項3、請求項8、請求項9において、前記第1、第2の温度補償電流生成回路は、請求項10記載の温度補償電流生成回路と請求項11記載の直列接続した2個以上のダイオードとを備えたものである。
本発明の温度補償圧電発振器は、圧電振動子と、発振回路と、MOS容量素子と、前記MOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備えた温度補償圧電発振器において、前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となるか、或いは所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給したものである。したがって、本発明は低温、或いは高温においてC/N特性を改善することが可能なMOS容量素子を用いた温度補償圧電発振器を提供することを目的とする。
本発明を図面に示した実施の形態に基づいて説明する。
図1は本発明に係わる温度補償圧電発振器における、高温側の温度補償電圧生成回路の回路図を示したものである。なお、温度補償電圧生成回路以外の部分については、図7或いは図13に示したものと同様であるため省略する。以下、図13に示した温度補償圧電発振器に温度補償電圧VHを供給するものとして本実施例を説明する。なお、本実施例において高温とは、図9に示したATカットの水晶振動子の周波数温度特性(3次曲線)における変曲点の温度(通常は27℃近傍)よりも高い温度を意味し、また低温とは前記変曲点の温度よりも低い温度を意味するものとして以下説明する。
図1の温度補償電圧生成回路は、第1、第2のNPNトランジスタTr1a、1bと該第1、第2のNPNトランジスタTr1a、1bのエミッタに接続する第1の定電流回路6とを有するトランジスタ差動増幅回路7と、カレントミラー接続された第1、第2のPNPトランジスタTr2a、2bを有する第1のカレントミラー回路8と、カレントミラー接続された第3、第4のPNPトランジスタTr3a、3bを有する第2のカレントミラー回路9と、前記第1のNPNトランジスタTr1aのベースに温度設定用の基準電圧を供給する定電圧回路10(温度設定回路)と、第2の定電流回路11と少なくとも1個以上直列接続されたダイオードCR1、2…とを有する温度検出回路12と、抵抗R4と抵抗R5と演算増幅器13とを有し前記第4のPNPトランジスタTr3bのコレクタ電流を電圧に変換して出力する電流電圧変換回路14とを備えている。
また、前記第1、第2のNPNトランジスタTr1a、1bのコレクタはそれぞれ、前記第1、第2のPNPトランジスタTr2a、2bのコレクタに接続され、前記第2のPNPトランジスタTr2bのコレクタは前記第3のPNPトランジスタTr3aのコレクタに接続されている。なお、前記第1、第2のカレントミラー回路8、9と前記トランジスタ差動増幅回路7と温度検出回路12は温度補償電流生成回路として機能し、第2のカレントミラー回路9は温度補償電流を出力する。
図1に示した温度補償電圧生成回路は次のように動作する。
まず、第1のカレントミラー回路8と第2のカレントミラー回路9の動作について説明する。カレントミラー回路は特性がほとんど等しい二つのトランジスタのベースを互いに接続し、一方のトランジスタのコレクタとベースを接続した回路である。このような回路構成にすると二つのトランジスタのコレクタに流れる電流が全く等しくなるようにトランジスタのコレクタ電流が制御されることが知られている。すなわち、第1のカレントミラー回路8において、第1、第2のNPNトランジスタTr2a、2bのコレクタ電流をそれぞれIc(2a)、Ic(2a)とするとIc(2a)=Ic(2b)の関係が常に成立し、第2のカレントミラー回路9において、第3、第4のNPNトランジスタTr3a、3bのコレクタ電流をそれぞれIc(3a)、Ic(3a)とすると同様にIc(3a)=Ic(3b)の関係が常に成立する。
次に、前記コレクタ電流Ic(2a)(=Ic(2b))、Ic(3a)(=Ic(3a))と、トランジスタ差動回路7と、定電圧回路10(温度設定回路)と、温度検出回路12との関係について説明する。図1のようにダイオードCR1、2…を複数個直列接続し、ここに第2の定電流回路11を接続して一定の電流を流すとその順方向電圧Vdは、図2(A)に示すように温度変化に対して直線的に減少する電圧(以下Vdを温度検出電圧と呼ぶ)が得られることが知られている。ここで、温度TH(高温)における温度検出電圧VdがVtであり、このVtに等しい基準電圧が定電圧回路10から第1のNPNトランジスタTr1aのベースに供給されているものとする。第1のNPNトランジスタTr1aのベースと第2のNPNトランジスタTr1bのベースはそれぞれ、単電源(+電源)の演算増幅器の反転入力端子(負入力端子)及び非反転入力端子(正入力端子)として機能している。つまり、第1のNPNトランジスタTr1aのベース電圧が第1のNPNトランジスタTr1bのベース電圧よりも高い状態で増幅機能が働くようになっている。
そこで、まず高温(Ta=TH)の状態を考える。高温状態ではトランジスタ差動増幅回路7の第1、第2のNPNトランジスタTr1a、1bのベース電圧が等しい状態であり、第1、第2のNPNトランジスタTr1a、1bのコレクタ電流Ic(2a)とIc(1b)は等しくなる。すなわち、Ic(2a)=Ic(1b)が成立する。ここで、前述した第1、第2のカレントミラー回路8、9のコレクタ電流の関係Ic(2a)=Ic(2b)、Ic(3a)=Ic(3b)と、Ic(2a)=Ic(1b)との関係から第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流はゼロとなる。すなわち、Ic(3b)=Ic(3a)=0となる。つまり、高温状態(Ta=TH)では、第2のカレントミラー回路9にコレクタ電流Ic(3a)、Ic(3b)が全く流れない状態となる。
次に、高温(Ta=TH)から常温(Ta=TM)へ温度低下する状態を考える。常温では温度検出電圧Vdは図2(A)のB点に示すようにVtより高い電圧が得られる。
このとき、トランジスタ差動回路7において、第1のNPNトランジスタTr1aのベース電圧(=Vt)が、第2のNPNトランジスタTr1bのベース電圧(=Vd)よりも低い状態となる。従って、第1のNPNトランジスタTr1aのコレクタ電流Ic(2a)は、第2のNPNトランジスタTr1bのコレクタ電流Ic(1b)よりも小さい状態となる。すなわち、Ic(2a)<Ic(1b)となる。ここで、第1のカレントミラー回路8のコレクタ電流の関係式Ic(2a)=Ic(2b)よりIc(2b)<Ic(1b)となるので、Ic(2a)=Ic(2b)の状態を維持しながらIc(2a)とIc(2b)は共に減少し、Ic(1b)とIc(2b)との差の電流分が第2のカレントミラー回路9から流れ込む。すなわち、Ic(3a)=Ic(1b)−Ic(2a)(=Ic(3b))が成立する。つまり、高温(Ta=TH)から常温(Ta=TM)への温度低下において、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3a)(=Ic(3b))はゼロから直線的に増加することが分かる。このとき、コレクタ電流Ic(1b)とIc(2a)との和は第1の定電流回路6によって一定電流Icとなるように維持される。
次に、常温(Ta=TM)から温度が低下していく状態を考える。
図2(A)において、常温(Ta=TM)から温度低下し、温度検出電圧VdがB点の状態から更に増加していくと、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3a)は更に増加していき、これに応じて第2のNPNトランジスタTr1bのコレクタ電流Ic(1b)も増加する。このとき、コレクタ電流Ic(2a)とIc(2b)はIc(2a)=Ic(2b)の関係を維持しながら共に減少する。ところが、前記コレクタ電流Ic(1b)とコレクタ電流Ic(2a)との和は第1の定電流回路6によって一定電流Icとなるように維持されるため、前記コレクタ電流Ic(1b)はIcまで達すると飽和し一定状態となる。このとき、コレクタ電流Ic(2a)とIc(2b)は、Ic(2a)=Ic(2b)=0となっている。つまり、常温(Ta=TM)から温度低下していくに従い第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3b)(=Ic(3a))はIcまで直線的に増加して飽和し、それ以下の温度においてはIc(3a)=Ic(3b)=Icの状態を維持することが分かる。
なお、高温(Ta=TH)から温度上昇すると、第2のNPNトランジスタTr1bのベース電圧(=Vd)が第1のNPNトランジスタTr1aのベース電圧(=Vt)よりも低い状態、すなわちVd<Vtの状態となるが、前述したように、この場合トランジスタ差動増幅回路7は増幅動作をしないため、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流はIc(3b)=0の状態のまま、第1のカレントミラー回路8のコレクタ電流はIc(2a)=Ic(2b)=Ic/2の状態を維持する。
よって、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3b)の温度特性は、図2(B)に示すように、低温(Ta=TL)から常温(Ta=TM)へと温度上昇していくに従い一定値(=Ic)から電流値は直線的に減少していき、高温(Ta=TH)となったところで電流はゼロ(断状態)となり、それ以上の温度においては電流はゼロ(断状態)を維持することが分かる。また、コレクタ電流Ic(3b)がゼロ(断状態)となる温度THは概ね+85℃となるように定電圧回路9の出力する基準電圧がVtとなるように設計するが、前記基準電圧を予め調整可能にしておきTLに応じて適宜設定することも可能である。
次に、電流電圧変換回路14の動作について説明する。
前記第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3b)を、図1のように演算増幅器13の反転入力に供給するとその出力として図2(C)に示す温度補償電圧VHが得られる。
ここで、演算増幅器13の非反転入力に所定の電圧(VOFFSET)を供給しているが、この電圧を調整することによってVHの特性を全体的に上下させ、所望の温度補償電圧VHを得るようにしている。
次に、図1に示した電流電圧変換回路14が出力する温度補償電圧VHの出力ノイズと温度補償圧電発振器の位相雑音特性(C/N)との関係について説明する。図1に示した電流電圧変換回路14の出力ノイズVnは、ダイオードCR1、2…の順方向電圧Vdに含まれるノイズが支配的であり、前述したように温度補償範囲においてほぼ一定と考えて良い。しかしながら、出力ノイズVnは図3に示すように高温近辺(Ta=TH付近)において急峻に減少することが分かった。これは、コレクタ電流Ic(3b)が高温(Ta=TH)近辺においてゼロ(断状態)に近づくと、第2のカレントミラー回路9のコレクタ出力がほぼ断状態となって演算増幅器13から切り離され、コレクタ電流Ic(3b)に含まれていた支配的な雑音成分がカットされ、演算増幅器13単体から発生する雑音のみが出力されるためであると推測される。従って、電流電圧変換回路14が出力する温度補償電圧VHを図13に示す温度補償発振器のMOS容量素子MHに供給すると、コルピッツ発振回路1の出力において図3(B)に示すように高温近辺において位相雑音特性が改善されることが分かった。
図4は本発明に係る温度補償圧電発振器の低温側の温度補償電圧生成回路の回路図を示したものである。温度補償電圧生成回路以外の部分については、図7或いは図13に示したものと同様であるため省略する。本実施例は図13に示した温度補償圧電発振器に温度補償電圧VLを供給し低温の温度補償をするものである。図4に示した温度補償電圧生成回路は、定電圧回路10(温度設定回路)の出力と温度検出回路12の出力の接続が図1のものと逆になっており、定電圧回路10の出力する基準電圧Vtと温度検出回路12の出力電圧Vdとの関係が図5(A)に示す特性を有する。よって、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3b)及び温度補償電圧VLとの関係はそれぞれ図5(B)(C)に示す特性を有する。
図5(B)に示すように、第2のカレントミラー回路9のコレクタ電流Ic(3b)は、低温(Ta=TL)から常温(Ta=TM)へと温度上昇するに従い電流値はゼロ(断状態)から直線的に増加していき一定値(=Ic)で飽和し、低温(Ta=TL)以下の温度では電流値はゼロ(断状態)を維持する。また、コレクタ電流Ic(3b)がゼロ(断状態)となる温度TLは概ね−30℃となるように定電圧回路10の出力する基準電圧がVtとなるよう設計するが、前記基準電圧を予め調整可能にしておきTLに応じて適宜設定することも可能である。

図5(C)に示した温度補償電圧VLは先述した温度補償電圧VHの例と同様にノイズVnが含まれている。しかしながら、出力ノイズVnは図6(A)に示すように低温近辺(Ta=TL付近)において急峻に減少することが分かった。これは、コレクタ電流Ic(3b)が低温(Ta=TL)近辺においてゼロ(断状態)に近づくと、第2のカレントミラー回路9の出力がほぼ断状態となって演算増幅器13から切り離され、コレクタ電流Ic(3b)に含まれていた支配的な雑音がカットされ、演算増幅器13単体から発生する雑音のみが出力されるためであると推測される。
従って、図4の電流電圧変換回路14が出力する温度補償電圧VLを図13に示す温度補償発発振器のMOS容量素子MLに供給すると、コルピッツ発振回路1の出力において図6(B)に示すように低温近辺において位相雑音特性が改善されることが分かった。
以上、説明したように本発明に係るMOS容量素子を用いた温度補償圧電発振器は、図2或いは図4に示す温度補償電圧生成回路を備えることで、低温及び高温の位相雑音特性(C/N)を改善することが可能である。勿論、温度補償電圧生成回路を一つ備えることで、低温或いは高温のいずれか一方の領域のみ位相雑音(C/N)特性を改善することが可能であることはいうまでもない。また、温度補償圧電発振器が図7に示す構成の場合は、図1において温度補償電圧VHの極性を反転し、図4において温度補償電圧VLの極性を反転すれば良い。例えば、図1、4においてコレクタ電流Ic(3b)を演算増幅器13の非反転入力に供給し抵抗で終端することによって温度補償電圧VL及びVHの極性を反転することができる。
なお、温度検出回路12においてダイオードCR1、2…を複数個直列接続する構成としたが、本発明にあってはこれに限らず、1個のダイオードであっても構わないし、或いはダイオードCR1、2…を複数のトランジスタで代用するようにしてもよい。要するに、温度検出回路12は温度変化に対し直線的に減少する電圧を生成するものであればどのような回路であっても構わない。また、温度補償電圧生成回路はPNPトランジスタとNPNトランジスタを用いて構成したが、PMOSトランジスタやNMOSトランジスタを用いた構成としても良い。
本発明に係る温度補償電圧生成回路(高温補償)の回路図。 本発明に係る温度補償電圧生成回路(高温補償)の出力特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路(高温補償)の出力ノイズ特性と温度補償圧電発振器の位相雑音特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路(低温補償)の回路図。 本発明に係る温度補償電圧生成回路(低温補償)の出力特性。 本発明に係る温度補償電圧生成回路(低温補償)の出力ノイズ特性と温度補償圧電発振器の位相雑音特性。 従来の温度補償圧電発振器の回路図。 MOS容量素子の電圧−容量特性。 ATカット水晶振動子の周波数温度特性。 従来の温度補償電圧生成回路の出力特性。 従来の温度補償電圧生成回路。(高温補償) 従来の温度補償電圧生成回路。(低温補償) 従来の温度補償圧電発振器の変形例と出力特性。 従来の温度補償圧電発振器の位相雑音特性。
符号の説明
1・・温度補償回路
2・・コルピッツ発振回路
3・・定電流回路
4・・直流増幅回路
5・・直流反転増幅回路
6・・第1の定電流回路
7・・トランジスタ差動増幅回路
8・・第1のカレントミラー回路
9・・第2のカレントミラー回路
10・・定電圧回路
11・・第2の定電流回路
12・・温度検出回路
13・・演算増幅器
14・・電流電圧変換回路
C1・・コンデンサ
CR1、2… ・・ダイオード
ML、MH・・MOS容量素子
R1、R2、R3、R4、R5・・抵抗
Tr1a、1b・・NPNトランジスタ
Tr2a、2b、3a、3b・・PNPトランジスタ
X1・・水晶振動子

Claims (12)

  1. 圧電振動子と、発振回路と、MOS容量素子と、前記MOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、
    前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を温度補償電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
  2. 圧電振動子と、発振回路と、MOS容量素子と、前記MOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域を温度補償する温度補償圧電発振器において、
    前記温度補償電圧生成回路は、所定温度以下にて電流が断となり且つ前記所定温度以上において電流が温度変化に対して直線的に増加する温度補償電流を出力する温度補償電流生成回路と、前記温度補償電流を電圧に変換し温度補償電圧を出力する電流電圧変換回路と、前記所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記温度補償電圧を前記MOS容量素子に供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
  3. 圧電振動子と、発振回路と、第1 、第2のMOS容量素子と、前記第1、第2のMOS容量素子に温度補償電圧を供給する温度補償電圧生成回路とを備え、前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも高い温度領域、及び前記圧電振動子の周波数温度特性における変曲点の温度よりも低い温度領域とを温度補償する温度補償圧電発振器において、
    前記温度補償電圧生成回路は、温度変化に対して電流が直線的に減少し且つ第1の所定温度以上にて電流が断となる温度補償電流を出力する第1の温度補償電流生成回路と、第2の所定温度以下にて電流が断となり且つ該第2の所定温度以上において電流が温度変化に対して直線的に増加する温度補償電流を出力する第2の温度補償電流生成回路と、前記第1の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第1の温度補償電圧を出力する第1の電流電圧変換回路と、前記第2の温度補償電流生成回路が出力する温度補償電流を電圧に変換し第2の温度補償電圧を出力する第2の電流電圧変換回路と、前記第1 、第2の所定温度を設定する温度設定回路とを備え、前記第1 、第2の温度補償電圧を前記第1 、第2のMOS容量素子にそれぞれ供給したことを特徴とする温度補償圧電発振器。
  4. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項1記載の温度補償圧電発振器。
  5. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のゲートに供給したことを特徴とする請求項1記載の温度補償圧電発振器。
  6. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のゲート端子に供給したことを特徴とする請求項2記載の温度補償圧電発振器。
  7. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記MOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する温度補償電圧を出力し、該温度補償電圧を前記MOS容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項2記載の温度補償圧電発振器。
  8. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記第1のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第1の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第1の所定温度以下において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第1の温度補償電圧を出力し、該第1の温度補償電圧を前記第1のMOS容量素子のアノードに供給するものであり、前記第2のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第2の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第2の所定温度以上において、前記電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第2の温度補償電圧を出力し、該第2の温度補償電圧を前記第2のMOS容量素子のゲートに供給したことを特徴とする請求項3記載の温度補償圧電発振器。
  9. 前記圧電振動子の周波数温度特性が常温に変曲点を有する3次曲線を示すものであり、前記第1のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値が直線的に減少する状態から容量値がほぼ一定な状態へと変化する容量特性を備えており、前記第1の所定温度を前記変曲点の温度よりも高い温度に設定し、前記第1の所定温度以下において、前記第1の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に減少する第1の温度補償電圧を出力し、該第1の温度補償電圧を前記第1のMOS容量素子のゲートに供給するものであり、前記第2のMOS容量素子がゲート−アノード間の電圧変化に対して容量値がほぼ一定な状態から容量値が直線的に減少する状態へと変化する容量特性を備えており、前記第2の所定温度を前記変曲点の温度よりも低い温度に設定し、前記第2の所定温度以上において、前記第2の電流電圧変換回路から温度変化に対し直線的に増加する第2の温度補償電圧を出力し、該第2の温度補償電圧を前記第2のMOS容量素子のアノードに供給したことを特徴とする請求項3記載の温度補償圧電発振器。
  10. 前記温度補償電流生成回路は、第1、第2のNPNトランジスタと該第1、第2のNPNトランジスタのエミッタに接続された第1の定電流回路とを有するトランジスタ差動増幅回路と、カレントミラー接続された第1、第2のPNPトランジスタを有し該第1、第2のPNPトランジスタのコレクタが前記第1、第2のNPNトランジスタのコレクタにそれぞれ接続された第1のカレントミラー回路と、カレントミラー接続された第3、第4のPNPトランジスタを有し該第3のPNPトランジスタのコレクタが前記第2のPNPトランジスタのコレクタに接続された第2のカレントミラー回路と、ダイオードと該ダイオードに一定電流を供給する第2の定電流回路とを有し前記ダイオードから温度検出電圧を出力する温度検出回路と、前記所定温度を設定するための基準電圧を出力する温度設定
    回路とを備え、前記基準電圧及び前記温度検出電圧を前記第1、第2のNPNトランジスタのベースに排他的に供給し、前記第4のPNPトランジスタのコレクタから温度補償電流を出力したものであることを特徴とする請求項1、請求項2、請求項4、請求項5、請求項6、または請求項7のいずれかに記載の温度補償圧電発振器。
  11. 前記ダイオードは直列接続した2個以上のダイオードであることを特徴とする請求項10記載の温度補償圧電発振器。
  12. 前記第1、第2の温度補償電流生成回路は、請求項10記載の温度補償電流生成回路と請求項11記載の直列接続した2個以上のダイオードとを備えたものであることを特徴とする請求項3、請求項8、請求項9のいずれかに記載の温度補償圧電発振器。
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