JP4538913B2

JP4538913B2 - 温度補償圧電発振器

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Publication number: JP4538913B2
Application number: JP2000201545A
Authority: JP
Inventors: 好明松本
Original assignee: Miyazaki Epson Corp
Current assignee: Miyazaki Epson Corp
Priority date: 2000-07-03
Filing date: 2000-07-03
Publication date: 2010-09-08
Anticipated expiration: 2020-07-03
Also published as: JP2002026657A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は温度補償圧電発振器に関し、特に圧電振動子の周波数温度特性を補償するための回路として、トランジスタやＦＥＴ等を用いて温度補償電圧を温度の変化に対し３次関数的に生成、合成した温度補償圧電発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、温度補償圧電発振器、例えば温度補償水晶発振器の小型化、価格低減にはめざましいものがあり、携帯電話端末の普及に大いに貢献している。
圧電素子として、例えばＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振器の周波数温度特性は、比較的その変動が小さいものの、近年では更に高精度の水晶発振器が必要とされており、そのために水晶振動子の周波数温度特性を、外部回路を設けて補償した温度補償水晶発振器が種々提案され、実用化されている。
図１０はトランジスタの非線形性を利用した温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）の構成を示すブロック図であって、増幅器２、水晶振動子Ｙ、可変容量ダイオードＤ及び抵抗Ｒからなる電圧制御水晶発振器１と、温度センサ４、電圧電流変換回路５、３次項電流変換回路６、３次項電流変換回路７、１次項電流変換回路８、電源Ｂ₀及び抵抗Ｒ₀のバイアス回路からなる温度補償電圧発生回路３とから構成される。
【０００３】
温度補償電圧発生回路３より発生する電圧を抵抗Ｒを介して前記可変容量ダイオードＤに印加することにより、該ダイオードの端子間の容量が変化する。このダイオードＤは発振器１の負荷容量の一部として機能するから、ダイオードＤの端子間容量の変化に伴い発振器１の周波数が変化することになる。ダイオードＤの端子間容量の変化に対する周波数温度特性と、水晶振動子の有する周波数温度特性とが、逆特性になるように温度補償電圧発生回路３を設計すれば水晶振動子の周波数温度特性を相殺して補償することが可能となる。ここで、図１０に示した３次項電流変換回路６と７との違いは、ＡＴカット水晶振動子の変曲点温度より高温において回路６が動作し、低温では回路７が動作するようにした点である。
【０００４】
図１０に示す電圧制御水晶発振器１は、その発振周波数の変化量が可変容量ダイオードＤの両端に印加する電圧変化に比例するように構成された水晶発振器であり、良く知られたものである。また、温度補償電圧発生回路３の作用は、温度センサ４と電圧電流変換回路５とにより温度Ｔに比例する電流Ｉ_inを生成し、該電流を３次項電流変換回路６と回路７とに加えて、それぞれ温度Ｔの３乗に比例する電流Ｉ_3aとＩ_3bとを生成することである。さらに、電流Ｉ_inを１次項電流変換回路に加えて温度Ｔに比例する電流Ｉ₁を生成し、前記電流Ｉ_3a 、Ｉ_3b とＩ₁を合成することにより電流Ｉ_inに関する３次式を得る。
【０００５】
【数１】

【０００６】
ここで、Ａ₃、Ａ₁は比例定数である。、電流Ｉ_inは温度Ｔに比例する電流であるので、次式のように表される。
【０００７】
【数２】

【０００８】
従ってＶ_Cは温度Ｔに関する３次式となり、次式のように表すことができる。
【０００９】
【数３】

【００１０】
ここで、ａ₃、ａ₁はそれぞれ３次項と１次項との比例定数であり、発生電圧Ｖｃは変曲点温度Ｔ_Rにおいて３次項と１次項とを有する点対称な曲線となる。電圧制御水晶発振器１の可変容量ダイオードＤに式３で表される電圧Ｖ_C を印加すると、その発振周波数は３次関数的に変化し、該特性がＡＴカット水晶振動子が有する周波数温度特性と相殺し、周囲温度の変化に対してほぼ一定の周波数を維持することが可能となる。図１１は横軸を電流Ｉ_in、縦軸を温度補償電圧Ｖ_C（実線）、あるいは周波数ｆＹ（破線）とし、上述した温度補償電圧Ｖ_C の特性と、水晶振動子Ｙの周波数温度特性ｆとを重ね描きした図である。即ち、水晶振動子Ｙの周波数温度特性ｆに対して、逆特性となるように温度補償電圧Ｖｃを発生させることにより、ＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性を補償している。なお、同図においては電流Ｉ_inは温度Ｔに対応して変化するので横軸を温度Ｔ考えてもよい。
【００１１】
図１０に示した３次項電流変換回路について具体的に説明する。図１２は変曲点温度より高温において入力電流の３次の項を発生させる３次項電流変換回路６の具体例を示すものであって、電流源Ｉ₀は周囲温度Ｔの変化に比例した電流Ｉ_inを出力する温度センサ回路を用いる。
ショットキ理論として知られているように、電流Ｉ_inがトランジスタＱａ１〜Ｑａ３を流れることにより点ｐ３−接地ＧＮＤ間、点ｐ２−ｐ３間、点ｐ１−ｐ２間にはそれぞれ電流Ｉ_inの対数に比例した電圧が発生する。これらの電圧、即ち各トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧は、いずれも等しいため、点ｐ１の電圧は、点ｐ３の電圧の３倍、即ち３・ｌｎ（Ｉ_in）に比例した電圧となる。また、トランジスタＱａ４、Ｑａ５により電位をベース・エミッタ間の電位の２倍（２・Ｖ_be）だけ下げるレベルシフトを行うと共に、前段Ｑａ１〜Ｑａ３のそれぞれのＶ_beの温度特性をＱａ４〜Ｑａ６のそれぞれのＶ_beの温度特性で相殺して補償している。従って、点ｐ５の電圧変化と点ｐ１の電圧変化は等しい。
さらに、Ｑａ６のコレクタには点ｐ５の電圧に対して半導体のショトキー理論と知られている指数関数的なコレクタ電流が流れる。その結果、コレクタ電流Ｉ_acはＩ_in変化の３乗に比例した電流となる。即ち
【００１２】
【数４】

【００１３】
さらに、図１２に示すように点ｐ６に抵抗Ra1を介してバイアス電圧Vrefを印加すれば、このコレクタ電流Ｉ_acが抵抗Ｒ_a1に流れ、これにバイアス電圧Ｖrefが加算されると、点ｐ６の電圧Ｖ_aoutはＲ_a1・Ｉ_ac＋Ｖrefとなる。
周囲温度Ｔに比例する電流Ｉ_inと点ｐ６の電圧Ｖ_aoutの関係を図１３に示す。また、図１２に示した補償電圧発生回路は、上述したようにＱａ１〜Ｑａ３のそれぞれのＶ_beの温度特性をＱａ４〜Ｑａ６のそれぞれのＶ_beの温度特性で相殺して補償するため、周囲温度が変化しても図１３の特性は変わらない。このことは、図１２の温度補償回路につながる電圧制御水晶発振回路の周波数温度特性および温度センサの特性が既知であれば、常温でも温度補償回路の調整が可能であることを示している。
【００１４】
図１３は変曲点温度より高温の３次関数であるが、水晶振動子の周波数温度特性を補償するには、所定の温度範囲で変曲点Ｔ_Rを有する完全な３次関数が必要である。変曲点Ｔ_Rより低温で図１３の特性の逆特性を得る回路を図１４に示すが、用いるトランジスタの種類、電流源の符号等が異なる点を除けば動作原理は図１２の回路と同様である。図１４の回路の点ｐ６’の電圧Ｖ_boutも図１２の場合と同様にＩ_inの変化の３乗に比例する電圧が得られる。図１５は周囲温度Ｔに比例する入力電流Ｉ_inと出力電圧Ｖ_boutの関係を示す図であり、図１３と逆特性となっている。また、上記した図１２と図１４の２つの３次項電圧発生回路は、変曲点温度を境として独立に動作するので、高温側、低温側の３次項電圧の調整を独立に行うことができる。１次項電圧、３次項電圧を加算した３次式の温度補償電圧は、図１３および図１５に示した特性に１次項の和として得られ、これは図１１に示す特性となる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、高精度の３次関数を得るために、図１２あるいは図１４に示すように３段（Qa1、Qa2、Ｑａ３あるいはQb1、Qb2、Ｑb３）のトランジスタを組み合わせた３次項電圧発生回路においては、最近の低電圧動作の要望を満たすことができないという問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、電源変動による影響が少なく、低電圧駆動に適した温度補償圧電発振器を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係る温度補償圧電発振器の請求項１記載の
発明は、増幅器と圧電振動子と可変容量ダイオーを含む電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振周波数を温度補償するための補償電圧を生成する補償電圧発生回路と、を備えた温度補償圧電発振器であって、前記補償電圧発生回路は、温度に比例した電流を生成する電流源と、前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流に基づき温度の２乗に比例した電圧を生成する２次項生成回路と、前記電流源の出力電流に相当する電流と前記２次項生成回路の生成する電圧とに基づき温度の３乗に比例した電圧を生成する第１のトランジスタとを備え、前記２次項生成回路は、第２のトランジスタと第３のトランジスタとを含み、前記第２のトランジスタのコレクタ及び前記第２のトランジスタのベースに前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流を供給した構成と、前記第３のトランジスタのエミッタを接地した構成と、前記第２のトランジスタのエミッタを前記第３のトランジスタのコレクタ及び前記第３のトランジスタのベースに接続する構成とを有し、前記第１のトランジスタは、該第１のトランジスタのベースに前記温度の２乗に比例した電圧に相当する電圧が供給された構成と、前記第１のトランジスタのエミッタに前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流が供給された構成と、前記第１のトランジスタのコレクタが接地された構成とを有することを特徴とする。また、本発明に係る温度補償圧電発振器の請求項２記載の発明は、前記電流源の出力電流に等しい電流をカレントミラー回路にて生成したことを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下本発明を図面に示した実施の形態に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る３次項電流変換回路の構成を示す図であり、ＡＴカット水晶振動子の変曲点温度（Tinf）より低温において、入力電流Iibの３次の項を発生させる３次項電流変換回路の実施例を示すものである。該回路が３次項を生成する理由と低電圧動作が可能となる理由について説明する。はじめに、同図１における電流源Iibは例えば、図２に示すように、本願出願者が特開平１０−２８４９３６号公報に開示した温度センサと電圧電流変換回路とから成り、温度に比例した電流Iibが図１の第１分枝Ａ１に入力される。トランジスタＱ７、Ｑ８、Ｑ１０はカレントミラー回路を構成するので、トランジスタ２段Ｑ１、Ｑ２を含む第２分枝Ａ２の電流I2と、Ｑ４、Ｑ１０を含む第４分枝Ａ４の電流I4とはほぼ等しく、Iibとなる。
さらに、トランジスタＱ１２、Ｑ１３、Ｑ１４もカレントミラー回路を構成するので、別に設けた定電流源の電流I_refbとほぼ等しい電流が、第３分枝Ａ３、第５分枝Ａ５、第６分枝Ａ６に流れることになる。
周知のように、トランジスタのベース−エミッタ間電圧V_BEは次式で表される。
【００１８】
【数５】

【００１９】
ここで、I_C、I_S、V_T、Ｔ、ｋ、ｑ（1.6×10^-19[C]）はそれぞれコレクタ電流、コレクタ飽和電流、熱電圧、絶対温度、ボルツマン定数、電子の電荷である。従って、第２分枝Ａ２のトランジスタＱ１のコレクタ電圧V_C（Q1）は次式のように表される。
【００２０】
【数６】

【００２１】
また、第３分枝のトランジスタＱ３のエミッタ電圧V_E(Q3)は、第２分枝のトランジスタＱ１のコレクタ電圧V_C(Q1)と定電流源の電流I_refbとを用いて次式のように表される
【００２２】
【数７】

【００２３】
また、第４分枝のトランジスタＱ４のエミッタ電圧V_E(Q4)は、V_E(Q3)とV_BE(Q4)とを用いて表すと、次式のようになる。
【００２４】
【数８】

【００２５】
さらに、第５分枝のトランジスタＱ５のエミッタ電圧V_E(Q5)は、V_E(Q4)を用いて次式のように表される。
【００２６】
【数９】

【００２７】
電流I3bは周知のように、Is×exp（V_BE／V_T）＝Is×exp（V_E(Q5)／V_T）であるから、次式のように表される。
【００２８】
【数１０】

【００２９】
つまり、図１に示す第７分枝のトランジスタＱ６の出力電流Ｉ_3bは、入力電流Ｉ_ibの三乗となる。入力電流Ｉ_ibは周囲温度Ｔに比例するように変化するので、図１の回路の出力電流Ｉ_3bは温度の三乗に比例したものとなる。
ここで、図３の下段は、図１の第１分枝Ａ１、即ち、図２に示す電流源Ｉ_ibの出力電流と温度との関係を示すものであり、変曲点温度（Tinf）より低い温度で、温度（Temp）に比例し、Tinfより高い温度ではほとんど変化しないことが分かる。また、図３の上段は横軸を入力電流Ｉ_ib、縦軸を出力電流Ｉ_3bとしたとき、入力電流Ｉ_ibに対する出力電流Ｉ_3bの変化を示す曲線であり、３次曲線を呈する。
【００３０】
図４はＡＴカット水晶振動子の変曲点温度（Tinf）温度より高い温度で、３次項電流変換回路の構成を示す図であり、既に説明した図２に示す電圧電流変換回路の電流源Iiaを入力し、その３次の項を発生させる３次項電流変換回路の実施例を示すものである。
図４に示す回路は、図１に示した第１分枝Ａ１とトランジスタＱ７、Ｑ８及びＱ１０を除き、第２分枝Ａ２と第４分枝Ａ４に電流源Iiaを挿入した回路であり、数式等はサフィックスｂをａに換えるだけでそのまま成り立つ。つまり、図４に示す第７分枝のトランジスタＱ６の出力電流Ｉ_3aは、入力電流Ｉ_iaの三乗となる。入力電流Ｉ_iaは周囲温度Ｔに比例するように構成するので、図４の回路の出力電流Ｉ_3aは温度の三乗に比例した回路構成であることが分かる。
ここで、図５の下段は、図４の分枝Ａ２及び分枝Ａ４、即ち、図２に示す電流源Ｉ_iaの出力電流と温度との関係を示すものであり、変曲点温度（Tinf）より高い温度で、温度（Temp）に比例し、Tinfより低い温度ではほとんど変化しないことが分かる。また、図５の上段は横軸を入力電流Ｉ_ia、縦軸を出力電流Ｉ_3aとしたとき、入力電流Ｉ_iaに対する出力電流Ｉ_3aの変化を示す曲線であり、３次曲線を呈する。
【００３１】
上述のように本発明の特徴は図１の第２分枝Ａ２におけるダイオード接続のトランジスタ２段（Ｑ１、Ｑ２）を用いて２次項を生成すると共に、該生成項に第４分枝Ａ４のトランジスタＱ４による１次項を乗算して三次項を生成したことである。図１２に示した従来例と比較すると、３次項電流を生成するのに、従来例の回路ではダイオード接続の３個（図１２のQa1、Qa2、Qa3）のトランジスタが必要であったのに対し、本発明では第２分枝Ａ２にトランジスタ２個（Q1、Q2）で構成できるので、トランジスタ１個分、即ちV_BE（約0.7Ｖ）だけ電源電圧を下げることができるようになった。ここで、図１の第１分枝Ａ１、第２分枝Ａ２間に挿入されている、Ｑ７、Ｑ８からなるカレントミラー回路による電圧降下はわずかに0.2Ｖであり、分枝Ａ２の電圧上昇にはほとんど関与しない。尚、図１２には図示していないが、３個のダイオード接続トランジスタに繋がるトランジスタQa1にもカレントミラー回路が接続されており、この回路による電圧降下0.2Ｖは共通である。
同様に、図４の分枝Ａ２におけるダイオード接続のトランジスタ２段（Ｑ１、Ｑ２）を用いて２次項を生成すると共に、該生成項に分枝Ａ４のトランジスタＱ４による１次項を乗算して三次項を生成する。そのため分枝Ａ２のトランジスタＱ１のコレクタ電圧を下げることができるため、電源電圧Vccを低減することが可能となった。これに対し、従来の回路ではダイオード接続のトランジスタ３段（Qa1、Qa2、Qa3）を用いて３次項を生成させていたため、電源電圧Vccがコレクタ−エミッタの電圧分だけ高くならざるをえなかった。
【００３２】
図６は、図１と図４とに示した３次項電流変換回路を用い、全温度範囲において３次電圧を生成させる電流−電圧変換回路を示す図であって、図６イ及びロに示す３次項電流変換回路の電流をそれぞれ増幅器ハの入力端子ＩＮ１、ＩＮ２に入力すると、二に示すように出力端子より温度に対して３次曲線を示す電圧Ｖ_outが得られる。
また、図７は他の方法を示す図であって、図１の３次項電流変換回路αのトランジスタＱ６のコレクタに、図７のβで示す付加回路を接続すれば、図１と同様な３次項電流変換回路を用いて、入力電流Iiaに対する出力電流I3aを得ることができる。即ち、同一構成の３次項電流変換回路を２つ用い、一方に付加回路βを接続すれば、低温側及び高温側の３次電圧発生回路を構成することができる。
従って、図１に示した３次項電流変換回路の出力I3bと、図７に示した３次項電流変換回路及び付加回路の出力I3aとを、図ｂハに示す増幅器の各入力端子に接続すれば、前記実施例と同様に、図６ニに示す３次曲線を示す電圧Ｖ_outが得られる。
【００３３】
図８は本発明に係る他の３次項電流変換回路を示す図であって、ＡＴカット水晶振動子の変曲点温度より低温側を補償するための３次項電流変換回路の詳細を示す回路であって、用いるトランジスタの種類、電流源の符号等が異なる点を除けば動作原理は図１の回路と同様である。図８の回路の出力電流Ｉ_3bも図１の場合と同様に、図２に示した電流源Ｉ_ibを用いると、その電流源Ｉ_ibの変化の３乗に比例する出力電流Ｉ_3bが得られる。図９は周囲温度Ｔに比例する入力電流Ｉ_ibと出力電流Ｉ_3bの関係を示す図でり、図３と逆の特性となっていることが分かる。
【００３４】
図９は横軸を入力電流Ｉ_ibあるいは温度、縦軸を出力電流Ｉ_3bとしたとき、破線は温度に対する入力電流の変化、実線は入力電流Ｉ_ibに対する出力電流Ｉ_3bの変化を示す曲線である。
図８に示す３次項電流変換回路と、該３次項電流変換回路に図７に示す付加回路βを付加したものとを、図６の増幅器ハの入力端子端子ＩＮ１、ＩＮ２にそれぞれ接続すれば、図６二に示す温度に対して３次曲線の電圧が得られる。
【００３５】
また、図４に示す変曲点温度より高い温度で３次曲線を呈する３次項電流変換回路と、図８に示す変曲点温度より低い温度で３次曲線を呈する３次項電流変換回路とを用いると、温度に対して３次曲線の電圧が得られることは説明するまでもない。
ＡＴカット水晶振動子の３次曲線を補償するには、上述した３次曲線に温度に関する１次の項を付加する必要があることは従来通りである。
【００３６】
以上ではＡＴカット水晶振動子について説明したが、周波数温度特性が３次曲線を示す他の圧電材料にも適用できることは云うまでもない。
また、本発明になる３次項電流変換回路を用いたＴＣＸＯは、従来の３次項電流変換回路を用いたＴＣＸＯに比べて、ＡＴカット水晶振動子が呈する３次関数を補償する際に補償誤差が小さくすることができた。また、周囲の温度変化に対して従来のＴＣＸＯより温度の影響が小さいという利点があった。さらに、図１の第５分枝Ａ５のトランジスタＱ１１のベースに、低電圧源Ｖｒを追加することができるので、電源Ｖｃｃの変動に対して、３次関数の変化を小さくできるという利点もある。
【００３７】
【発明の効果】
本発明は、以上説明したように構成したので、請求項１の発明においては、３次項電流変換回路の構成をダイオード接続のトランジスタ２段を用いて２次項を生成すると共に、該生成項に他のトランジスタによる１次項を乗算して三次項を生成したため、電源電圧を低減できるという優れた効果を表す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る３次項電流変換回路の構成を示す図で、変曲点温度より低温側を補償する回路ある。
【図２】変曲点温度より低温あるいは高温において、温度に比例した電流を発生させる回路構成を示す図である。
【図３】変曲点温度より低温において温度に比例した電流を示す図（下図）と、入力電流に対し、三次の電流の曲線を示す図（上図）である。
【図４】変曲点温度より高温において、入力電流に対して３次に電流を生成する回路構成を示す図である。
【図５】変曲点より高温において、温度に比例した電流を示す図（下図）、入力電流に対し３次の出力電流Ｉ_3aを示す図（上図）である。
【図６】（イ）は高温側３次項電流変換回路出力を示す図、（ロ）は低温側３次項電流変換回路出力を示す図、（ハ）は３次項電流変換回路出力を増幅する増幅器を示す図、（ニ）は増幅器出力を示す図である。
【図７】図１に示す回路αに付加回路βを付加した回路である。
【図８】本発明に係る他の３次項電流変換回路の構成を示す図で、変曲点温度より低温側を補償する回路ある。
【図９】変曲点より低温において、出力電流Ｉ_3bが入力電流Ｉ_ib（温度Temp）の３次特性を呈する様子を示す図である。
【図１０】従来の温度補償圧電発振器の回路構成を示すブロック図である。
【図１１】温度により変化する補償電圧V_C曲線とＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性とを示す図である。
【図１２】変曲点温度より高温において動作する３次項電流変換回路の詳細構成を示す図である。
【図１３】変曲点温度より高温において、入力電流に対して出力電圧特性が３次特性となる曲線を示す図である。
【図１４】変曲点温度より低温において動作する３次項電流変換回路の詳細構成を示す図である。
【図１５】変曲点温度より低温において、入力電流に対して出力電圧特性が３次特性となる曲線を示す図である。
【符号の説明】
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４・・トランジスタ
Ｑ１ｂ、Ｑ２ｂ、Ｑ３ｂ、Ｑ３ｂ、Ｑ４ｂ、Ｑ５ｂ、Ｑ６ｂ、Ｑ７ｂ、Ｑ８ｂ、Ｑ９ｂ、Ｑ１０ｂ、Ｑ１１ｂ、Ｑ１２ｂ、Ｑ１３ｂ、Ｑ１４ｂ、・・トランジスタ
Ｉ_ia、Ｉ_ib・・電流源
Ｉ_refa、Ｉ_refb・・定電流源
Ｉ_3a、Ｉ_3b・・出力電流
Ｖｃｃ・・電源電圧
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ａ４、Ａ５、Ａ６、Ａ７・・３次項電流変換回路の分枝
Ｔinf・・変曲点温度
α・・３次項電流変換回路
β・・付加回路

Claims

増幅器と圧電振動子と可変容量ダイオーを含む電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振周波数を温度補償するための補償電圧を生成する補償電圧発生回路と、を備えた温度補償圧電発振器であって、
前記補償電圧発生回路は、温度に比例した電流を生成する電流源と、前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流に基づき温度の２乗に比例した電圧を生成する２次項生成回路と、前記電流源の出力電流に等しい電流と前記２次項生成回路の生成する電圧とに基づき温度の３乗に比例した電圧を生成する第１のトランジスタとを備え、
前記２次項生成回路は、第２のトランジスタと第３のトランジスタとを含み、前記第２のトランジスタのコレクタ及び前記第２のトランジスタのベースに前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流を供給した構成と、前記第３のトランジスタのエミッタを接地した構成と、前記第２のトランジスタのエミッタを前記第３のトランジスタのコレクタ及び前記第３のトランジスタのベースに接続する構成とを有し、
前記第１のトランジスタは、該第１のトランジスタのベースに前記温度の２乗に比例した電圧に相当する電圧が供給された構成と、前記第１のトランジスタのエミッタに前記電流源の出力電流又は前記電流源の出力電流に等しい電流が供給された構成と、前記第１のトランジスタのコレクタが接地された構成とを有することを特徴とする温度補償圧電発振器。
前記電流源の出力電流に等しい電流をカレントミラー回路にて生成したことを特徴とする請求項１に記載の温度補償圧電発振器。