JPH11251838A

JPH11251838A - 温度補償型水晶発振器

Info

Publication number: JPH11251838A
Application number: JP6954598A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Matsumoto; 好明松本
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1998-03-04
Filing date: 1998-03-04
Publication date: 1999-09-17

Abstract

(57)【要約】温度補償型水晶発振器の周波数温度特性を任意の範囲で
微細に補償する手段を得る。【課題】【解決手段】温度センサの出力電圧を三次電流、一次
電流及び凸状電流を発生する電流変換器とこれらの電流
を合成する電流−電圧変換器を具備した補償電圧発生回
路に加え、その生成する温度補償電圧を電圧制御水晶発
振器に印加する温度補償型水晶発振器。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は温度補償型水晶発振
器に関し、特に、高温・低温三次電流変換回路及び高温
・低温一次電流変換回路に並列に凸状電流発生回路を付
加して温度安定度を改善した温度補償型水晶発振器に関
する。

【０００２】

【従来の技術】近年、水晶発振器の周波数安定度の向
上、小型化、低価格等はめざましいものがあり、携帯電
話端末機等の普及に大きく貢献している。図７は本発明
者が特許出願平９−０９１７０７にて提案した温度補償
水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）の一例を示すブロ
ック図であって、破線１１で囲んだ電圧制御水晶発振器
と、破線１２で囲んだ温度補償電圧発生回路とから構成
されている。破線１１の電圧制御水晶発振器は増幅器１
３、ＡＴカット水晶振動子Ｙ及び可変容量ダイオードＤ
から成る発振ループと前記可変容量ダイオードＤのカソ
ードに一方の端子を接続した抵抗Ｒとから構成される。
また、破線１２で囲んだ温度補償電圧発生回路は、水晶
振動子の周囲温度Ｔを感知し、その温度に比例する電圧
Vinを発生する温度センサ１４と、該温度センサ１４の
発生する電圧Vinをそれに比例する電流Iinに変換する電
圧電流変換回路１５と、該電圧電流変換回路１５の生成
する電流を、次の３つの並列接続した電流変換回路、即
ち、電流Iinの三乗の電流を発生する高温部用の３次項
電流変換回路１６と、前記電流Iinの三乗の電流を発生
する低温部用の３次項電流変換回路１７と、前記電流Ii
nに比例した電流を発生する１次項電流変換回路１８と
の並列回路と、それらの回路の電流を合成し、その電流
を流す抵抗Ｒ₀とバイアス電源Ｂ₀から構成される。

【０００３】温度補償電圧発生回路１２より生成した補
償電圧Vcを電圧制御水晶発振器の抵抗Ｒを介して、発振
ループの可変容量素子Ｄに印加し、該素子Ｄの容量変化
による発振ループの周波数変化が水晶振動子の周波数温
度特性を相殺するように作用させることにより発振周波
数の温度特性を補償する。ここで３次項電流変換回路１
６と１７との違いは変曲点温度Ｔ_R（ＡＴカット水晶振
動子の周波数温度特性がその温度で点対称を示す温度
で、約２７℃）より高温部では回路１６が動作し、変曲
点温度より低温部では回路１７が動作するように構成さ
れている。

【０００４】図７に示す破線１１の電圧制御水晶発振器
は、その発振周波数が可変容量素子Ｄの両端に印加する
電圧に応じて変化するように構成した水晶発振器であ
る。次に、図７の温度補償電圧発生回路１２の作用を詳
しく説明すると、温度センサ１４により水晶振動子の周
囲温度Ｔに応じて変化する電圧Vinを発生させ、電圧電
流変換回路１５により電圧Vinを電流Iinに変換する。従
って電流Iinは水晶振動子Ｙの周囲温度Ｔに応じて変化
することになる。前記電流Iinを高温部の３次項電流変
換回路１６と低温部の３次項電流変換回路１７とに加え
て温度Ｔに対して三次曲線を呈するような高温部の電流
I3aと低温部のI3bとを生成する。さらに、前記電流Iin
を１次項電流変換回路１８に加えて温度に対して直線的
に変化する電流Ｉ₁を生成する。そして、前記電流Ｉ
_3a 、Ｉ_3b 及びＩ₁を抵抗Ｒ₀に加えることにより補償電
圧Ｖ_CがＲ₀の両端に生成される。従って、補償電圧Ｖ_C
は電流Ｉinに関する３次式で近似されることとなる。

【０００５】

【数１】

【０００６】ここで、Ａ₃、Ａ₁は回路ごとに決まる定数
であり、温度センサ１４と電圧電流変換回路１５とから
生成される電流Iinは水晶振動子の周囲温度Ｔに対応し
て変化するように、温度センサ１４と電圧電流変換回路
１５を構成してあるから

【０００７】

【数２】

【０００８】となる。従って可変容量ダイオードＤに印
加される補償電圧Ｖ_Cは温度Ｔに関する３次式にて表す
ことができ、次式のように書くことができる。

【０００９】

【数３】

【００１０】ここで、ａ₃、ａ₁は上と同じである。破線
１１で囲んだ電圧制御水晶発振器の可変容量素子Ｄにこ
の補償電圧Ｖ_C を印加して該素子の容量を変化させ、発
振ループの周波数を温度に関して３次関数的に変化させ
ることにより、図８の破線fYで示す水晶振動子の周波数
温度特性と相殺することが可能である。図８は横軸を電
流Iin、縦軸を補償電圧Ｖ_C あるいは周波数偏差Δｆ／
ｆした場合の特性であり、水晶振動子の周波数温度特性
fYと比較すると補償電圧Vcは逆特性になっている。な
お、電流Iinは温度Ｔに対応するため横軸を温度Ｔとし
て考えることも可能である。

【００１１】図９（ａ）は水晶振動子の周波数温度特性
αと、該振動子に図７で示す温度補償を行った場合の周
波数温度特性βとを比較した図である。図９（ｂ）は同
図（ａ）の縦軸を拡大し、周波数温度特性βを±０．６
ppmの範囲で見た場合の特性である。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ＴＣＸＯにおいては、水晶振動子の製造上の偏差、例え
ばラッピング時の残留歪み、あるいはマウント時の歪み
等により、水晶振動子の周波数温度特性が３次曲線から
ずれることがしばしばあり、これを上記の補償手段を用
いて補償しても、図９（ｂ）に示す程度の周波数偏差が
残ることがあり、高度な周波数安定度を要求する分野で
は使用することができないという問題があった。また、
周波数温度特性が理想的な３次曲線を呈するＡＴカット
水晶振動子を用いて温度補償水晶発振器を構成しても増
幅器の温度特性や可変容量ダイオードの電圧−容量特性
の非線形性から所望の補償精度が得られないという問題
もあった。本発明は上記問題を解決するためになされた
ものであって、温度範囲−２０度から７５度の範囲で±
０．２ppm程度の高安定度を有する温度補償水晶発振器
を提供することを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係る温度補償圧電発振器の請求項１記載の発
明は、ＡＴカット水晶振動子を用いた電圧制御型水晶
発振器とその制御電圧入力端子に補償電圧を供給するた
めの補償電圧発生回路とから成る温度補償型水晶発振器
において、前記補償電圧発生回路が温度に対して三次曲
線的に変化する電流を出力する三次電流生成手段と、温
度に対して一次曲線的に変化する電流を出力する一次電
流生成手段と、少なくとも１つの温度に対して凸状曲線
を呈する電流を出力する凸状電流生成手段と、これらす
べての電流生成手段の出力する電流を合成し電圧に変換
する電流−電圧変換手段とから構成されることを特徴と
する温度補償型水晶発振器である。請求項２記載の発明
は、前記凸状電流の形状を上に凸或いは下に凸に切り替
えることを特徴とする請求項１記載の温度補償圧電発振
器である。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る温
度補償水晶発振器の構成を示すブロック図であって、電
圧制御水晶発振器１と温度補償電圧発生回路２とから構
成し、電圧制御水晶発振器１は増幅器Amp、水晶振動子
Ｙ、及び可変容量Ｄから構成される発振ループの可変容
量ダイオードＤのカソード側に抵抗Ｒの一端を接続し、
他端に周波数可変用の電圧を印加するように構成する。

【００１５】一方、温度補償電圧発生回路２は例えば図
２に示すように、温度センサ３と、該温度センサから６
つの出力電圧Vinを取り出し、それらの出力を高温側三
次電流変換回路４、高温側一次電流変換回路５、低温側
三次電流変換回路６、低温側一次電流変換回路７、第１
凸状電流発生回路８及び第２凸状電流発生回路９のそれ
ぞれの入力とし、それらの回路からの出力電流を１つの
電流−電圧変換回路１０に接続し、該変換回路１０から
合成した出力電圧Ｖ_C、即ち補償電圧を得るように構成
する。

【００１６】温度センサ３、高温側三次電流変換回路
４、高温側一次電流変換回路５、低温側三次電流変換回
路６、低温側一次電流変換回路７おょび電流−電圧変換
回路１０については前述したので、本発明の特徴である
第１凸状電流発生回路８及び第２凸状電流発生回路９に
ついて説明する。図３は前記凸状電流発生回路の一例を
示す図であって、破線Ａで囲んだ差動増幅回路と、破線
Ｂで囲んだ差動増幅回路と、破線Ｅで囲んだ電流供給回
路から構成されている。破線Ａで囲んだ差動増幅回路
（以下、差動増幅回路Ａと称す）は、トランジスタTr1
のエミッタ端子を電源Vccに接続し、そのベースとコレ
クタ結んでダイオードの機能とした端子をトランジスタ
Tr3のコレクタに接続し、そのエミッタから抵抗を介し
て定電流源Ir1に接続し、該定電流源Ir1の他方の端子は
接地する。そして、トランジスタTr3のベースに、破線
１で囲んだ水晶振動子の周囲温度Ｔに比例する温度セン
サ３の出力電圧Vinを印加する。さらに、トランジスタT
r2のエミッタ端子を電源Vccに接続し、そのベースとコ
レクタ結んでダイオードの機能とした端子をトランジス
タTr4のコレクタに接続し、そのエミッタから抵抗を介
して定電流源Ir1に接続する。そして、トランジスタTr4
のベースには基準電圧源Vaを印加する。即ち、破線Ａで
囲んだ回路は差動増幅回路を構成していることになる。

【００１７】破線Ｂで囲んだ差動増幅回路は、前述の破
線Ａで囲んだ差動増幅回路と同一の回路であり、トラン
ジスタTr1〜Tr4の代わりにTr5〜Tr8を、基準電圧源Vaの
代わりにVbを、定電流源Ir1の代わりにIr2を用いてい
る。即ち、符号が異なるのみであるので構成の説明は省
略する。次に、破線Ｅで囲んだ電流供給回路は２組の同
じ回路で構成されており、同様な動作をするので、一方
の回路の構成のみを説明する。トランジスタTr9のエミ
ッタを電源Vccに、そのコレクタは定電流源Ir3に接続す
ると共に、そのベースは前記差動増幅回路Ａのトランジ
スタTr1のベースと結び、トランジスタTr1とTr9のベー
ス−エミッタ電圧V_BEを共通にした所謂カレントミラー
回路を構成する。そして、トランジスタTr10のエミッタ
を電源Vccに、そのコレクタは定電流源Ir3に接続すると
共に、そのベースは前記差動増幅回路Ｂのトランジスタ
Tr6のベースと結び、トランジスタTr6とTr10のベース−
エミッタ電圧V_BEを共通にしたカレントミラー回路を構
成する。さらに、定電流源の一方の側からスイッチSWを
介して電流出力端子Ｐに接続する。電流供給回路Ｅの他
方の回路はトランジスタTr9、Tr10の代わりにTr11、Tr1
2を用い、定電流源Ir3の代わりにIr4を用いたものであ
ってTr11はTr2と、Tr12はTr5とそれぞれカレントミラー
回路を構成したものである。なお、スイッチＳＷは出力
端子Ｐをコモン側として電流出力Iout3、Iout4いずれに
も切り替えられるようになっている。

【００１８】図３の凸状電流発生回路の動作について説
明する。はじめに、定電流源Ir1、Ir2、Ir3、Ir4の電流
値はすべて同一となるように設定する。また、トランジ
スタTr1からTr3へながれる電流I1とトランジスタTr9を
流れる電流I9とは、回路が互いにカレントミラー回路で
あるため同一値となり、トランジスタTr2からTr4へなが
れる電流I2とトランジスタTr11を流れる電流I11とは、
回路が互いにカレントミラー回路であるため同一値とな
る。同様に、トランジスタTr5からTr7へながれる電流I5
とトランジスタTr12を流れる電流I12とは、回路が互い
にカレントミラー回路であるため同一値となり、トラン
ジスタTr6からTr8へながれる電流I6とトランジスタTr10
を流れる電流I10とは、回路が互いにカレントミラー回
路であるため同一値となる。なお、差動増幅回路Ａ、Ｂ
の基準電圧Va、VbはVa＜Vbとなるよに設定する。

【００１９】図３においてスイッチＳＷを電流出力Iout
3側に接続し、温度センサ３が生成する温度Ｔに比例し
た電圧Vinを、差動増幅回路ＡのトランジスタTr3のベー
スに印加した場合、温度Ｔが上昇していくと出力電流Io
ut3がどのように変化すかを説明する。はじめに、図３
の入力電圧Vinが極めて小さいとき、即ちVin＜＜Va＜Vb
の場合を説明する。この入力電圧Vinでは差動増幅回路
ＡのトランジスタTr3がOFF、TR4がONとなり、差動増幅
回路ＢのトランジスタTr7がOFF、Tr8がONとなる。前述
したよに電流I1＝I9、I6=I10の関係からトランジスタTr
9のコレクタ電流I9は０、トランジスタTr10のコレクタ
電流I10はIr2となり、出力電流Iout3にはI10+I9-Ir3の
電流、即ちIr2-Ir3の電流が流れる。定電流源の電流はI
r2=Ir3と設定しているため出力電流Iout3は０となる。
次に、入力電圧Vinが少し大きくなり、Vin＜Va＜Vbとな
った場合を説明する。差動増幅回路Ａにおいて、入力電
圧Vinが大きくなるにつれ、電流I1が増加し始めると、
差動増幅回路の動作特性即ち、I1+I2＝Ir1という条件か
らI2が減少しはじめる。このとき、差動増幅回路Ｂでは
基準電圧をVa＜Vbと設定しているため電流I5、I6の変化
は小さい。従って、トランジスタTr1のコレクタ電流I1
とトランジスタTr9のコレクタ電流I9は等しいため、出
力電流Iout3にはI9＋Ir2-Ir3の電流、即ちI9（＝I1）が
ソース電流そして流れ出す。

【００２０】次に、入力電圧Vinがさらに大きくなり、V
a＜Vin＜Vbとなる場合を説明する。差動増幅回路Ａにお
いてはトランジスタTr1のコレクタ電流I1がますます増
加し、同時にトランジスタTr4のコレクタ電流I2がI2＝I
r1− I1により減少することになる。差動増幅回路Ｂで
はトランジスタTr7のコレクタ電流I5が増加し始め、同
時にトランジスタTr8のコレクタ電流I6がI6＝Ir2−I5の
関係から減少し始める。従って、出力電流Iout3にはI9
＋I10-Ir3の電流、即ちI1+I6-Ir3の電流がソース電流と
して流れだす。次に、入力電圧Vinがさらに増大し、Va
＜Vb＜Vinとなる場合を説明する。差動増幅回路Ａでは
トランジスタTr1のコレクタ電流I1の増加傾向が緩やか
になり、I1+I2＝Ir1の関係からI2の減少も緩やかにな
る。また、差動増幅回路ＢではトランジスタTr7のコレ
クタ電流I5がますます増加し、同時にトランジスタTr8
のコレクタ電流I6がI6＝Ir2−I5の関係からますます減
少し始める。増加する電流I1より減少する電流I6の方が
大きくなり、出力電流Iout3から流れ出す電流は減少を
始める。

【００２１】次に、入力電圧Vinが極めて大きくなり、V
a＜Vb＜＜Vinとなる場合を説明する。差動増幅回路Ａで
はトランジスタTr1がON、Tr2がOFFとなり、差動増幅回
路ＢではトランジスタTr7がON、Tr8がOFFの状態とな
る。従って、差動増幅回路ＡではI1＝Ir1、I2＝０とな
り、差動増幅回路ＢではI5＝０、I6＝Ir2となる。即
ち、出力電流Iout3＝I9+I10-Ir3（＝I1＋I6−Ir3）の関
係から、Iout3＝Ir1-Ir3となり、Ir1=Ir3と設定してい
るため出力電流Iout3は０となる。

【００２２】以上のことを図で示したものが図４
（ａ）、（ｂ）であり、同図（ａ）はトランジスタTr9
を流れる電流I9を破線で示し、トランジスタTr10を流れ
る電流I10を一点鎖線で示して、それらの電流和（I9＋I
10）を実線で示した図である。入力電圧Vinの増加、即
ち温度の上昇につれて電流I9は上昇をはじめ、電流I10
は減少をはじめ、温度上昇と共にその電流和（I9＋I1
0）は極値を示した後、減少を始め、やがて零になる。
電流和（I9＋I10）は上に凸の実線で示した電流とな
る。図４（ｂ）は電流和（I9＋I10）から定電流源の電
流Ir3との差、即ち出力電流Iout3＝（I9＋I10）− Ir3
を示した図であり、横軸をVin（あるいは温度Ｔ）、縦
軸を出力電流Iout3として描いた凸状電流の形状であ
る。

【００２３】以上はスイッチＳＷを出力Iout3側に接続
した場合であり、上に凸の凸状電流が生成される課程を
説明した。スイッチＳＷが出力Iout4側に接続されてい
る場合は、トランジスタTr11、12のベースがそれぞれト
ランジスタTr2、5のベースに連結されてカレントミラー
回路を構成しており、トランジスタTr11、12を流れる電
流I11、I12は、前述したI9、I10の動作と丁度逆のよう
に作用する。即ち、温度が上昇を始めて入力電圧Vinが
増加し始めると電流値（Tr11＋12）は減少を始め、さら
に温度が上昇して入力電圧Vinが増加すると電流値（Tr1
1＋12）は負の極値を示した後増加をはじめ、温度がさ
らに増加すると電流値（Tr11＋12）はやがて零になる。
このように、スイッチＳＷをIout4側に切り替えた場合
は、出力電流Iout4の振る舞いは下に凸の凸状電流とな
る。即ち、電流シンクとして動作する。

【００２４】図５は、図３に示す凸状電流発生回路の出
力電流Iout3及びIout4の動作をシミュレーションした場
合の図で、横軸を入力電圧Vin（温度センサ３の出
力）、縦軸を出力電流Iout3及びIout4としたときの図で
ある。凸状電流の形状は定電流源の電流値Ir1〜Ir4の
値、定電圧源Va、Vbの値で制御することができる。即
ち、電流値の大ききさは電流値Ir1〜Ir4等により、電流
の立ち上がり、立ち下がり電圧t1、t2即ち、温度点は電
圧Va、Vbにより可変することができる。また、上記凸状
電流発生回路のＩＣ化を図ることにより、極めて小型に
構成することが可能となる。

【００２５】図６は本発明に係る凸状電流発生回路を１
つ付加して温度補償した特性である。−２０度から７０
度の広温度範囲に亘り、温度安定度±0.15ppmの温度補
償水晶発振器を実現することができた。

【００２６】以上の説明では圧電振動子としてＡＴカッ
ト水晶振動子を用いた場合を説明したが、本発明はこれ
のみに限らず、他の水晶やランガサイト、タンタル酸リ
チウム、ニオブ酸リチウム、四ホウ酸リチウム、圧電セ
ラミックスなどの他の圧電材料用いた振動子を用いて構
成した温度補償発振器に適用してもよい。三次、一次電
流を高低温に分けて生成したが、それぞれを１つの回路
で全温度域にわたって三次、一次電流を生成するように
してもよい。

【００２７】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成した
ので、三次電流変換回路、一次電流変換回路に凸状電流
発生回路を並列に付加することにより、広温度範囲に亘
り温度安定度の極めて優れた温度補償圧電発振器の構成
が可能となり、この温度補償圧電発振器を通信機器等に
用いれば、小型で高性能の通信機器が得られると云う優
れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る温度補償圧電発振器のブロック図
を示す図である。

【図２】補償電圧発生回路のブロック図を示す図であ
る。

【図３】凸状電流発生回路の具体的構成を示す図であ
る。

【図４】（ａ）、（ｂ）は凸状電流発生回路の動作を説
明する図である。

【図５】凸状電流発生回路の出力電流をシミュレーショ
ンした図である。

【図６】（ａ）は水晶振動子の周波数温度特性とそれを
三次、一次電流発生回路で温度補償した特性、（ｂ）は
三次、一次電流発生回路及び凸状電流発生回路で温度補
償した特性の拡大図である。

【図７】従来の温度補償圧電発振器で、電圧制御圧電発
振器と三次、一次電流発生回路とで構成されている。

【図８】従来の三次、一次電流発生回路で発生する補償
電圧Vcと周波数偏差の温度特性fYを示した図である。

【図９】（ａ）は水晶振動子の温度特性αと該振動子を
三次、一次電流発生回路を用いて補償した周波数温度特
性βを示す図、（ｂ）は（ａ）の周波数温度特性βの縦
軸を拡大した図である。

【符号の説明】

１・・電圧制御水晶発振器２・・温度補償電圧発生回路３・・温度センサ４・・高温側三次電流変換回路５・・高温側一次電流変換回路６・・低温側三次電流変換回路７・・低温側一次電流変換回路８・・高温凸状電流発生回路９・・低温凸状電流発生回路１０・・電流−電圧変換回路 Amp・・増幅器 Y・・振動子 R・・抵抗 D・・可変容量ダイオード Vc・・補償電圧Ａ、Ｂ、Ｅ・・回路ブロック Tr1、 Tr2 、Tr3、 Tr4、 Tr5、 Tr6、 Tr7、 Tr8、 Tr
9、 Tr10、 Tr11、 Tr12・・トランジスタ Ir1、Ir2、Ir3、Ir4・・定電流源及び電流値 I1、I2、I5、I6、I9、I10、I11、I12・・電流 Iout3、Iout4・・出力電流 t1、t2・・電圧値あるいは温度値

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＡＴカット水晶振動子を用いた電圧制御
型水晶発振器とその制御電圧入力端子に補償電圧を供給
するための補償電圧発生回路とから成る温度補償型水晶
発振器において、前記補償電圧発生回路が温度に対して
三次曲線的に変化する電流を出力する三次電流生成手段
と、温度に対して一次曲線的に変化する電流を出力する
一次電流生成手段と、温度に対して凸状曲線を呈する電
流を出力する少なくとも１つの凸状電流生成手段と、こ
れらすべての電流生成手段の出力する電流を合成し電圧
に変換する電流−電圧変換手段とから構成されることを
特徴とする温度補償型水晶発振器。
【請求項２】前記凸状電流生成手段が出力する温度に
対する電流の曲線形状を上に凸或いは下に凸に切り替え
可能としたことを特徴とする請求項１記載の温度補償型
水晶発振器。